JP3514529B2 - 多値ｆｓｋ検波回路 - Google Patents
多値ｆｓｋ検波回路Info
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は多値ＦＳＫ（Frequency
Shift Keying）検波回路に関し、特に、ＬＳＩ化を意識
したものである。
Shift Keying）検波回路に関し、特に、ＬＳＩ化を意識
したものである。
【０００２】
【従来の技術】デジタル符号に周波数偏移を対応させる
多値ＦＳＫ変復調方式が各種通信システムで採用されて
おり、それに対応する多値ＦＳＫ検波回路としても種々
のものが提案されている。多値ＦＳＫ検波回路として、
例えば、文献１や文献２に記載のものを挙げることがで
きる。
多値ＦＳＫ変復調方式が各種通信システムで採用されて
おり、それに対応する多値ＦＳＫ検波回路としても種々
のものが提案されている。多値ＦＳＫ検波回路として、
例えば、文献１や文献２に記載のものを挙げることがで
きる。
【０００３】文献１：赤岩、小島、松尾共著、「多値Ｆ
Ｍディスクリ検波方式の特性」、昭和５５年度電子通信
学会総合全国大会、Ｎｏ．２１０７ 文献２：高瀬、赤岩共著、「多値ＦＭディスクリ検波方
式における中心周波数と変調度変動の補償」、昭５５年
度電子通信学会総合全国大会、Ｎｏ．２１０８
Ｍディスクリ検波方式の特性」、昭和５５年度電子通信
学会総合全国大会、Ｎｏ．２１０７ 文献２：高瀬、赤岩共著、「多値ＦＭディスクリ検波方
式における中心周波数と変調度変動の補償」、昭５５年
度電子通信学会総合全国大会、Ｎｏ．２１０８
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
文献１及び文献２の説明からもわかるように、従来の多
値ＦＳＫ検波回路は、アナログ回路方式であったため、
各部品の定数バラツキの影響を大きく受けてしまうとい
う課題と、ＬＳＩ（集積回路）化が困難であるという課
題とがあった。そのため、ＬＳＩ化に適した構成を有す
る多値ＦＳＫ検波回路が望まれている。
文献１及び文献２の説明からもわかるように、従来の多
値ＦＳＫ検波回路は、アナログ回路方式であったため、
各部品の定数バラツキの影響を大きく受けてしまうとい
う課題と、ＬＳＩ（集積回路）化が困難であるという課
題とがあった。そのため、ＬＳＩ化に適した構成を有す
る多値ＦＳＫ検波回路が望まれている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、基本的に、
(A)多値ＦＳＫ変調波信号及び基準クロック信号が入力
され、この多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時位相を検出して
デジタル的に出力する瞬時位相検出回路と、(B)この瞬
時位相検出回路から出力された多値ＦＳＫ変調波信号の
瞬時位相信号を微分して、多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時
周波数を計算して出力する微分回路と、(C)この微分回
路から出力された瞬時周波数信号から、データ及びデー
タクロックを再生するベースバンド処理回路とで、多値
ＦＳＫ検波回路を構成したものであり、その内の瞬時位
相検出回路が、(A-1)基準クロック信号に基づいて生成
されたπ／２だけ位相が異なる同一周波数の第１及び第
２のクロック信号を基に、多値ＦＳＫ変調波信号のこれ
ら第１及び第２のクロック信号を基準とした位相差反映
情報を含む第１及び第２の変調波情報信号を出力する変
調波情報生成回路と、(A-2)これら第１及び第２の変調
波情報信号の移動平均をそれぞれ得る、単純移動フィル
タ回路又は二重移動フィルタ回路でなる第１及び第２の
移動平均フィルタ回路と、(A-3)これら第１及び第２の
移動平均フィルタ回路からの移動平均信号に基づいて、
入力された多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時位相信号を形成
する瞬時位相信号形成用論理回路とでなると共に、ベー
スバンド処理回路が、 (C-1) 再生されたデータクロック
及び上記微分回路からの瞬時周波数信号に基づいて、そ
の瞬時周波数信号が所定の上限及び下限間に入るよう
に、送受信機間の搬送波周波数のずれに基づく誤差を補
償するフィードバック型周波数ずれ補償回路と、 (C-2)
このフィードバック型周波数ずれ補償回路からの瞬時周
波数信号からデータクロックを再生するクロック再生回
路と、 (C-3) 再生されたデータクロック及びフィードバ
ック型周波数ずれ補償回路からの瞬時周波数信号に基づ
いて、その瞬時周波数信号に含まれている、送受信機間
の搬送波周波数のずれに基づく残存誤差を補償するフィ
ードフォワード型周波数ずれ補償回路と、 (C-4) このフ
ィードフォワード型周波数ずれ補償回路によって周波数
ずれが補償された瞬時周波数信号から、再生されたデー
タクロックに基づいて、データを再生するデータ再生回
路とを備えることを特徴とするものである。
(A)多値ＦＳＫ変調波信号及び基準クロック信号が入力
され、この多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時位相を検出して
デジタル的に出力する瞬時位相検出回路と、(B)この瞬
時位相検出回路から出力された多値ＦＳＫ変調波信号の
瞬時位相信号を微分して、多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時
周波数を計算して出力する微分回路と、(C)この微分回
路から出力された瞬時周波数信号から、データ及びデー
タクロックを再生するベースバンド処理回路とで、多値
ＦＳＫ検波回路を構成したものであり、その内の瞬時位
相検出回路が、(A-1)基準クロック信号に基づいて生成
されたπ／２だけ位相が異なる同一周波数の第１及び第
２のクロック信号を基に、多値ＦＳＫ変調波信号のこれ
ら第１及び第２のクロック信号を基準とした位相差反映
情報を含む第１及び第２の変調波情報信号を出力する変
調波情報生成回路と、(A-2)これら第１及び第２の変調
波情報信号の移動平均をそれぞれ得る、単純移動フィル
タ回路又は二重移動フィルタ回路でなる第１及び第２の
移動平均フィルタ回路と、(A-3)これら第１及び第２の
移動平均フィルタ回路からの移動平均信号に基づいて、
入力された多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時位相信号を形成
する瞬時位相信号形成用論理回路とでなると共に、ベー
スバンド処理回路が、 (C-1) 再生されたデータクロック
及び上記微分回路からの瞬時周波数信号に基づいて、そ
の瞬時周波数信号が所定の上限及び下限間に入るよう
に、送受信機間の搬送波周波数のずれに基づく誤差を補
償するフィードバック型周波数ずれ補償回路と、 (C-2)
このフィードバック型周波数ずれ補償回路からの瞬時周
波数信号からデータクロックを再生するクロック再生回
路と、 (C-3) 再生されたデータクロック及びフィードバ
ック型周波数ずれ補償回路からの瞬時周波数信号に基づ
いて、その瞬時周波数信号に含まれている、送受信機間
の搬送波周波数のずれに基づく残存誤差を補償するフィ
ードフォワード型周波数ずれ補償回路と、 (C-4) このフ
ィードフォワード型周波数ずれ補償回路によって周波数
ずれが補償された瞬時周波数信号から、再生されたデー
タクロックに基づいて、データを再生するデータ再生回
路とを備えることを特徴とするものである。
【０００６】
【作用】多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時周波数と瞬時位相
との間には、瞬時周波数を積分したものが瞬時位相とな
るという関係があり、逆にいうならば、瞬時位相を微分
したものが瞬時周波数となるという関係がある。瞬時周
波数を得たならば、その瞬時周波数が、どのデータ値に
対応する周波数を有するかを弁別することで、データを
再生することができる。
との間には、瞬時周波数を積分したものが瞬時位相とな
るという関係があり、逆にいうならば、瞬時位相を微分
したものが瞬時周波数となるという関係がある。瞬時周
波数を得たならば、その瞬時周波数が、どのデータ値に
対応する周波数を有するかを弁別することで、データを
再生することができる。
【０００７】本発明は、このような考え方に従い、しか
も、各部品の定数バラツキの影響を受けず、ＬＳＩ化に
容易に対応できるように、下記構成でなる瞬時位相検出
回路が、基準クロック信号に基づいて、入力された多値
ＦＳＫ変調波信号の瞬時位相をデジタル的に検出して微
分回路に出力し、微分回路がこの瞬時位相信号を微分し
て、多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時周波数を計算してベー
スバンド処理回路に出力し、ベースバンド処理回路が、
瞬時周波数信号から、データ及びデータクロックを再生
するようにした。
も、各部品の定数バラツキの影響を受けず、ＬＳＩ化に
容易に対応できるように、下記構成でなる瞬時位相検出
回路が、基準クロック信号に基づいて、入力された多値
ＦＳＫ変調波信号の瞬時位相をデジタル的に検出して微
分回路に出力し、微分回路がこの瞬時位相信号を微分し
て、多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時周波数を計算してベー
スバンド処理回路に出力し、ベースバンド処理回路が、
瞬時周波数信号から、データ及びデータクロックを再生
するようにした。
【０００８】ここで、瞬時位相検出回路は、変調波情報
生成回路、第１及び第２の移動平均フィルタ回路、及
び、瞬時位相信号形成論理回路とを有し、変調波情報生
成回路が、基準クロック信号に基づいて生成されたπ／
２だけ位相が異なる同一周波数の第１及び第２のクロッ
ク信号を基に、多値ＦＳＫ変調波信号のこれら第１及び
第２のクロック信号を基準とした位相差反映情報を含む
第１及び第２の変調波情報信号を出力し、第１及び第２
の移動平均フィルタ回路が、これら第１及び第２の変調
波情報信号の移動平均をそれぞれ得、瞬時位相信号形成
用論理回路がこれら第１及び第２の移動平均フィルタ回
路からの移動平均信号に基づいて、入力された多値ＦＳ
Ｋ変調波信号の瞬時位相信号を形成することで、入力さ
れた多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時位相信号をデジタル的
に出力する。
生成回路、第１及び第２の移動平均フィルタ回路、及
び、瞬時位相信号形成論理回路とを有し、変調波情報生
成回路が、基準クロック信号に基づいて生成されたπ／
２だけ位相が異なる同一周波数の第１及び第２のクロッ
ク信号を基に、多値ＦＳＫ変調波信号のこれら第１及び
第２のクロック信号を基準とした位相差反映情報を含む
第１及び第２の変調波情報信号を出力し、第１及び第２
の移動平均フィルタ回路が、これら第１及び第２の変調
波情報信号の移動平均をそれぞれ得、瞬時位相信号形成
用論理回路がこれら第１及び第２の移動平均フィルタ回
路からの移動平均信号に基づいて、入力された多値ＦＳ
Ｋ変調波信号の瞬時位相信号を形成することで、入力さ
れた多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時位相信号をデジタル的
に出力する。
【０００９】
（Ａ）第１〜第１６実施例に共通する検波のための考え
方 まず、ＦＳＫ変調波信号と位相との関係について検討す
る。受信したＦＳＫ変調波信号の瞬時周波数をｆ、搬送
波周波数をｆ0 、周波数偏移を二値ＦＳＫ変復調方式で
考えて±Δｆとする。なお、周波数偏移の「＋」符号は
例えばデジタルの“１”に、「−」符号は例えばデジタ
ルの“０”に割り当てられる。
方 まず、ＦＳＫ変調波信号と位相との関係について検討す
る。受信したＦＳＫ変調波信号の瞬時周波数をｆ、搬送
波周波数をｆ0 、周波数偏移を二値ＦＳＫ変復調方式で
考えて±Δｆとする。なお、周波数偏移の「＋」符号は
例えばデジタルの“１”に、「−」符号は例えばデジタ
ルの“０”に割り当てられる。
【００１０】瞬時周波数ｆは、(1) 式に示すように、搬
送波周波数ｆ0 及び周波数偏移±Δｆの和で表すことが
できる。この(1) 式の両辺にそれぞれ２πを乗算するこ
とにより、(2) 式に示す各周波数についての関係式が得
られる。なお、ωは瞬時角周波数、ω0 は搬送波の角周
波数、Δωは角周波数偏移である。
送波周波数ｆ0 及び周波数偏移±Δｆの和で表すことが
できる。この(1) 式の両辺にそれぞれ２πを乗算するこ
とにより、(2) 式に示す各周波数についての関係式が得
られる。なお、ωは瞬時角周波数、ω0 は搬送波の角周
波数、Δωは角周波数偏移である。
【００１１】
ｆ＝ｆ0 ±Δｆ …(1)
２πｆ＝２πｆ0 ±２π・Δｆ
ω＝ω0 ±Δω …(2)
ここで、瞬時角周波数ωを、(3) 式に示すように、時間
ｔ＝０からｔ＝ｔまで積分すると（なお、(3) 式におけ
る∫には積分時間を示す時間範囲を規定する記号を省略
している）、瞬時位相θを求めることができる。
ｔ＝０からｔ＝ｔまで積分すると（なお、(3) 式におけ
る∫には積分時間を示す時間範囲を規定する記号を省略
している）、瞬時位相θを求めることができる。
【００１２】
θ＝∫ωｄｔ＝∫（ω0 ±Δω）ｄｔ
＝ω0 ・ｔ±Δω・ｔ …(3)
以上、ＦＳＫ変調波信号の瞬時周波数ｆから瞬時位相θ
を得る手順を説明したが、逆の手順で考えると、すなわ
ち瞬時位相θを微分すると、瞬時位相θから瞬時周波数
ｆが得られることが分かる。瞬時周波数ｆは、(1) 式に
示すように、搬送波周波数ｆ0 及び周波数偏移±Δｆの
和であり、搬送波周波数ｆ0 は定まっているので、瞬時
位相θから逆の手順によって、周波数偏移±Δｆが得ら
れることが分かる。二値ＦＳＫ変復調方式であれば、周
波数偏移±Δｆの符号がデジタルデータの論理を表して
おり、データを復調することができる。また、四値ＦＳ
Ｋ変復調方式であれば、周波数偏移、±３Δｆ、±Δｆ
の段階が２ビットデジタルデータの論理の組合せを表し
ており、データを復調することができる。
を得る手順を説明したが、逆の手順で考えると、すなわ
ち瞬時位相θを微分すると、瞬時位相θから瞬時周波数
ｆが得られることが分かる。瞬時周波数ｆは、(1) 式に
示すように、搬送波周波数ｆ0 及び周波数偏移±Δｆの
和であり、搬送波周波数ｆ0 は定まっているので、瞬時
位相θから逆の手順によって、周波数偏移±Δｆが得ら
れることが分かる。二値ＦＳＫ変復調方式であれば、周
波数偏移±Δｆの符号がデジタルデータの論理を表して
おり、データを復調することができる。また、四値ＦＳ
Ｋ変復調方式であれば、周波数偏移、±３Δｆ、±Δｆ
の段階が２ビットデジタルデータの論理の組合せを表し
ており、データを復調することができる。
【００１３】以下で説明する第１実施例〜第１６実施例
はいずれもかかる考え方に従っており、まず、瞬時位相
θを検出し、それを微分することで瞬時周波数ｆ（瞬時
角周波数ω）を求め、瞬時周波数ｆに基づいてデータを
再生するものである。瞬時周波数ｆ及び瞬時角周波数ω
間には定数倍の関係があるので、瞬時位相θを微分した
ものを瞬時周波数ｆの情報として処理することができ
る。
はいずれもかかる考え方に従っており、まず、瞬時位相
θを検出し、それを微分することで瞬時周波数ｆ（瞬時
角周波数ω）を求め、瞬時周波数ｆに基づいてデータを
再生するものである。瞬時周波数ｆ及び瞬時角周波数ω
間には定数倍の関係があるので、瞬時位相θを微分した
ものを瞬時周波数ｆの情報として処理することができ
る。
【００１４】（Ｂ）第１実施例
次に、本発明による多値ＦＳＫ検波回路の第１実施例を
図面を参照しながら詳述する。
図面を参照しながら詳述する。
【００１５】(B-1) 第１実施例の全体
図１は、この第１実施例の多値ＦＳＫ検波回路の全体構
成を示すものであり、まず、この図１を参照しながら、
全体構成及びその動作を説明する。
成を示すものであり、まず、この図１を参照しながら、
全体構成及びその動作を説明する。
【００１６】図１において、第１実施例の多値ＦＳＫ検
波回路は、大きくは、瞬時位相検出回路１０５、微分回
路１１５及びベースバンド処理回路１３０からなる。
波回路は、大きくは、瞬時位相検出回路１０５、微分回
路１１５及びベースバンド処理回路１３０からなる。
【００１７】瞬時位相検出回路１０５には変調波入力端
子１０１から入力された多値ＦＳＫ変調波信号及び発振
器１０２が出力した基準クロック信号が入力される。多
値ＦＳＫ変調波信号の周波数（入力変調波周波数）をｆ
1 とすると、発振器１０２は、この入力変調波信号の中
心周波数（以下、入力変調波周波数と呼ぶ）ｆ1 よりも
十分高くかつデータクロックのＮ倍の周波数ｆ2 を有す
る基準クロック信号を出力する。
子１０１から入力された多値ＦＳＫ変調波信号及び発振
器１０２が出力した基準クロック信号が入力される。多
値ＦＳＫ変調波信号の周波数（入力変調波周波数）をｆ
1 とすると、発振器１０２は、この入力変調波信号の中
心周波数（以下、入力変調波周波数と呼ぶ）ｆ1 よりも
十分高くかつデータクロックのＮ倍の周波数ｆ2 を有す
る基準クロック信号を出力する。
【００１８】瞬時位相検出回路１０５としては、国際特
許出願ＰＣＴ／ＪＰ／０１９０４号明細書及び図面に記
載されたようなものを適用できる。この第１実施例で
は、後述する低域濾波特性からの理由によって、記載さ
れている瞬時位相検出回路における移動平均フィルタ回
路に代えて二重移動平均フィルタ回路を適用している
（なお、単純移動平均フィルタ回路を適用したものも本
発明の実施例である）。すなわち、瞬時位相検出回路１
０５は、２個のエクスクルーシブオア回路１０６及び１
０７と、１／ｍ分周回路１０８と、π／２移相器１０９
と、２個の二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１１
と、瞬時位相信号形成用論理回路（極性制御回路）１１
２とからなっている。
許出願ＰＣＴ／ＪＰ／０１９０４号明細書及び図面に記
載されたようなものを適用できる。この第１実施例で
は、後述する低域濾波特性からの理由によって、記載さ
れている瞬時位相検出回路における移動平均フィルタ回
路に代えて二重移動平均フィルタ回路を適用している
（なお、単純移動平均フィルタ回路を適用したものも本
発明の実施例である）。すなわち、瞬時位相検出回路１
０５は、２個のエクスクルーシブオア回路１０６及び１
０７と、１／ｍ分周回路１０８と、π／２移相器１０９
と、２個の二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１１
と、瞬時位相信号形成用論理回路（極性制御回路）１１
２とからなっている。
【００１９】瞬時位相検出回路１０５において、エクス
クルーシブオア回路１０６の一方の入力端子には多値Ｆ
ＳＫ変調波信号（中心周波数ｆ1 ）が入力され、他方の
入力端子には発振器１０２からの基準クロック信号（周
波数ｆ2 ）を１／ｍ分周回路１０８で１／ｍ分周して得
た第１のクロック信号（周波数ｆ2 ／ｍはｆ1 にほぼ等
しい）が入力される。また、エクスクルーシブオア回路
１０７の一方の入力端子には多値ＦＳＫ変調波信号が入
力され、他方の入力端子には１／ｍ分周回路１０８から
の第１のクロック信号をπ／２移相器１０９によってπ
／２だけ遅延させた第２のクロック信号が入力される。
クルーシブオア回路１０６の一方の入力端子には多値Ｆ
ＳＫ変調波信号（中心周波数ｆ1 ）が入力され、他方の
入力端子には発振器１０２からの基準クロック信号（周
波数ｆ2 ）を１／ｍ分周回路１０８で１／ｍ分周して得
た第１のクロック信号（周波数ｆ2 ／ｍはｆ1 にほぼ等
しい）が入力される。また、エクスクルーシブオア回路
１０７の一方の入力端子には多値ＦＳＫ変調波信号が入
力され、他方の入力端子には１／ｍ分周回路１０８から
の第１のクロック信号をπ／２移相器１０９によってπ
／２だけ遅延させた第２のクロック信号が入力される。
【００２０】エクスクルーシブオア回路１０６は、多値
ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロック信号との排他的論
理和信号（一致不一致信号：以下、第１の位相差反映信
号と呼ぶ）を得て周波数ｆ2 で動作する二重移動平均フ
ィルタ回路１１０に入力する。エクスクルーシブオア回
路１０６からの第１の位相差反映信号が“１”（不一
致）又は“０”（一致）をとる割合及び周期は、変調波
信号及び第１のクロック信号の位相差に応じている。エ
クスクルーシブオア回路１０７は、変調波信号及び第２
のクロック信号との排他的論理和信号（一致不一致信
号：以下、第２の位相差反映信号と呼ぶ）を得て、上記
二重移動平均フィルタ回路１１０と同様に動作する二重
移動平均フィルタ回路１１１に入力する。エクスクルー
シブオア回路１０７からの第２の位相差反映信号が
“１”（不一致）又は“０”（一致）をとる割合及び周
期は、変調波信号及び第２のクロック信号の位相差、従
って、変調波信号及び第１のクロック信号の位相差に応
じている。
ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロック信号との排他的論
理和信号（一致不一致信号：以下、第１の位相差反映信
号と呼ぶ）を得て周波数ｆ2 で動作する二重移動平均フ
ィルタ回路１１０に入力する。エクスクルーシブオア回
路１０６からの第１の位相差反映信号が“１”（不一
致）又は“０”（一致）をとる割合及び周期は、変調波
信号及び第１のクロック信号の位相差に応じている。エ
クスクルーシブオア回路１０７は、変調波信号及び第２
のクロック信号との排他的論理和信号（一致不一致信
号：以下、第２の位相差反映信号と呼ぶ）を得て、上記
二重移動平均フィルタ回路１１０と同様に動作する二重
移動平均フィルタ回路１１１に入力する。エクスクルー
シブオア回路１０７からの第２の位相差反映信号が
“１”（不一致）又は“０”（一致）をとる割合及び周
期は、変調波信号及び第２のクロック信号の位相差、従
って、変調波信号及び第１のクロック信号の位相差に応
じている。
【００２１】各二重移動平均フィルタ回路１１０、１１
１としては、例えば特公平１−４５０９７号公報に開示
されているものを適用でき、詳細は後述する。
１としては、例えば特公平１−４５０９７号公報に開示
されているものを適用でき、詳細は後述する。
【００２２】二重移動平均フィルタ回路１１０は、第１
の位相差反映信号の移動平均を求めるものであり、二重
移動平均フィルタ回路１１１は、第２の位相差反映信号
の移動平均を求めるものである。なお、二重移動平均フ
ィルタ回路が単なる移動平均フィルタ回路と異なる点
は、その移動平均を求める所定時間の区間を時間軸上異
なる位置に２か所とって２か所に係る値を反映させた値
（移動平均値）を出力する点にある。
の位相差反映信号の移動平均を求めるものであり、二重
移動平均フィルタ回路１１１は、第２の位相差反映信号
の移動平均を求めるものである。なお、二重移動平均フ
ィルタ回路が単なる移動平均フィルタ回路と異なる点
は、その移動平均を求める所定時間の区間を時間軸上異
なる位置に２か所とって２か所に係る値を反映させた値
（移動平均値）を出力する点にある。
【００２３】二重移動平均フィルタ回路１１０からの移
動平均信号は、多値ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロッ
ク信号の位相差との間に図２（ａ）に示す関係がある。
一方、二重移動平均フィルタ回路１１１からの移動平均
信号は、第２の位相差反映信号が第１のクロック信号を
π／２だけ遅延させた第２のクロック信号を基準とした
ものであるので、多値ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロ
ック信号の位相差との間に図２（ｂ）に示す関係があ
る。
動平均信号は、多値ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロッ
ク信号の位相差との間に図２（ａ）に示す関係がある。
一方、二重移動平均フィルタ回路１１１からの移動平均
信号は、第２の位相差反映信号が第１のクロック信号を
π／２だけ遅延させた第２のクロック信号を基準とした
ものであるので、多値ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロ
ック信号の位相差との間に図２（ｂ）に示す関係があ
る。
【００２４】なお、図２において、横軸は図２（ａ）〜
（ｃ）共に多値ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロック信
号の位相差（瞬時位相）を示している。図２（ａ）及び
（ｂ）の縦軸は、出力される移動平均値を示している。
（ｃ）共に多値ＦＳＫ変調波信号及び第１のクロック信
号の位相差（瞬時位相）を示している。図２（ａ）及び
（ｂ）の縦軸は、出力される移動平均値を示している。
【００２５】ここで、二重移動平均フィルタ回路１１
０、１１１は、低域濾波特性を持ち、さらに位相に関し
てアナログ情報をデジタル情報に変換するＡ／Ｄコンバ
ータの役割を果しており、これにより、以後の処理を全
てデジタル的に実行できるようにしている。
０、１１１は、低域濾波特性を持ち、さらに位相に関し
てアナログ情報をデジタル情報に変換するＡ／Ｄコンバ
ータの役割を果しており、これにより、以後の処理を全
てデジタル的に実行できるようにしている。
【００２６】各二重移動平均フィルタ回路１１０、１１
１からの移動平均信号は、瞬時位相信号形成用論理回路
１１２に入力される。論理回路１１２は、一方の二重移
動平均フィルタ回路（ここでは１１１）の移動平均信号
の極性（中心値より大で正極性、小で負極性）で他方の
二重移動平均フィルタ回路（ここでは１１０）の極性を
反転するようにしたものであり、図２（ｃ）に示したよ
うな位相検出特性を呈する。この論理回路１１２からの
出力信号は、入力変調波信号の瞬時位相を表しており、
当該瞬時位相検出回路１０５の出力信号として送出され
る。
１からの移動平均信号は、瞬時位相信号形成用論理回路
１１２に入力される。論理回路１１２は、一方の二重移
動平均フィルタ回路（ここでは１１１）の移動平均信号
の極性（中心値より大で正極性、小で負極性）で他方の
二重移動平均フィルタ回路（ここでは１１０）の極性を
反転するようにしたものであり、図２（ｃ）に示したよ
うな位相検出特性を呈する。この論理回路１１２からの
出力信号は、入力変調波信号の瞬時位相を表しており、
当該瞬時位相検出回路１０５の出力信号として送出され
る。
【００２７】この瞬時位相検出信号は、微分回路１１５
を構成する遅延回路１１３及び位相差分計算回路１１４
に与えられる。この微分回路１１５においては、瞬時位
相検出信号の時間微分が実行される。
を構成する遅延回路１１３及び位相差分計算回路１１４
に与えられる。この微分回路１１５においては、瞬時位
相検出信号の時間微分が実行される。
【００２８】すなわち、論理回路１１２からの瞬時位相
検出信号は、遅延回路１１３で発振器１０２の基準クロ
ック信号をクロックとして、１クロック分又は複数クロ
ック分だけ遅延されて位相差分計算回路１１４に入力さ
れ、この位相差分計算回路１１４によって、論理回路１
１２からの現在の瞬時位相検出信号と遅延された瞬時位
相検出信号との差分が求められる。発振器１０２からの
基準クロック信号の周波数ｆ2 は、上述したようにデー
タクロックに比べて十分に高い（ここではＮ倍）周波数
であるので、差分をとる時間間隔は十分短く、そのた
め、差分信号は瞬時位相検出信号の微分値を表してい
る。
検出信号は、遅延回路１１３で発振器１０２の基準クロ
ック信号をクロックとして、１クロック分又は複数クロ
ック分だけ遅延されて位相差分計算回路１１４に入力さ
れ、この位相差分計算回路１１４によって、論理回路１
１２からの現在の瞬時位相検出信号と遅延された瞬時位
相検出信号との差分が求められる。発振器１０２からの
基準クロック信号の周波数ｆ2 は、上述したようにデー
タクロックに比べて十分に高い（ここではＮ倍）周波数
であるので、差分をとる時間間隔は十分短く、そのた
め、差分信号は瞬時位相検出信号の微分値を表してい
る。
【００２９】上述のように、位相の微分は周波数となる
ので位相差分計算回路１１４の出力は、すなわち、瞬時
位相検出信号の微分信号は、基準クロック信号の周波数
を１／ｍ分周した周波数（言い換えると第１のクロック
信号の周波数）に対する瞬時周波数となる。
ので位相差分計算回路１１４の出力は、すなわち、瞬時
位相検出信号の微分信号は、基準クロック信号の周波数
を１／ｍ分周した周波数（言い換えると第１のクロック
信号の周波数）に対する瞬時周波数となる。
【００３０】例えば、入力多値ＦＳＫ変調波信号が二値
ＦＳＫ変調波信号であれば、瞬時周波数の値は、図３
（ａ）に示すように、周波数偏移＋Δｆ又は−Δｆに応
じた値間で変化するものとなる。また、例えば、入力多
値ＦＳＫ変調波信号が四値ＦＳＫ変調波信号であれば、
瞬時周波数の値は、図３（ｂ）に示すように、周波数偏
移＋３Δｆ、＋Δｆ、−Δｆ又は−３Δｆに応じた値間
で変化するものとなる。なお、位相差分計算回路１１４
からの瞬時周波数信号の値はデジタルで表した値である
ので、図３（ａ）、（ｂ）はこの数値をデジタル／アナ
ログ変換して示してある。
ＦＳＫ変調波信号であれば、瞬時周波数の値は、図３
（ａ）に示すように、周波数偏移＋Δｆ又は−Δｆに応
じた値間で変化するものとなる。また、例えば、入力多
値ＦＳＫ変調波信号が四値ＦＳＫ変調波信号であれば、
瞬時周波数の値は、図３（ｂ）に示すように、周波数偏
移＋３Δｆ、＋Δｆ、−Δｆ又は−３Δｆに応じた値間
で変化するものとなる。なお、位相差分計算回路１１４
からの瞬時周波数信号の値はデジタルで表した値である
ので、図３（ａ）、（ｂ）はこの数値をデジタル／アナ
ログ変換して示してある。
【００３１】なお、図４に、四値ＦＳＫ変調波信号が入
力信号の場合におけるいわゆるアイパタンを示してい
る。位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数信号は、
このアイパタン上のいずれかの軌跡をとるものである。
力信号の場合におけるいわゆるアイパタンを示してい
る。位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数信号は、
このアイパタン上のいずれかの軌跡をとるものである。
【００３２】位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数
信号は、微分回路１１５の出力として、ベースバンド処
理回路１３０に入力される。
信号は、微分回路１１５の出力として、ベースバンド処
理回路１３０に入力される。
【００３３】ベースバンド処理回路１３０は、クロック
再生回路１１６、ＡＦＣ回路１１７、加算回路１１８及
びデータ再生回路１１９でなり、瞬時周波数信号は、ク
ロック再生回路１１６、ＡＦＣ回路１１７及び加算回路
１１８に入力される。
再生回路１１６、ＡＦＣ回路１１７、加算回路１１８及
びデータ再生回路１１９でなり、瞬時周波数信号は、ク
ロック再生回路１１６、ＡＦＣ回路１１７及び加算回路
１１８に入力される。
【００３４】クロック再生回路１１６は、例えば特開昭
６１−２６５９２２号公報に開示されているようなもの
を適用できる。クロック再生回路１１６は、発振器１０
２からの基準クロック信号に基づいて、瞬時周波数信号
から送られてきたデータのクロックを再生する。このよ
うな再生クロックは、ＡＦＣ回路１１７、加算回路１１
８及びデータ再生回路１１９に与えられると共に、再生
クロック出力端子１２１を介して次段の再生データ処理
回路（図示せず）に与えられる。ＡＦＣ回路１１７は、
後述するようにして送受信機間の周波数ずれ成分を検出
するものであり、加算回路１１８は、この検出された周
波数ずれ成分を瞬時周波数信号から除去してその影響を
排除させてデータ再生回路１１９に与える。データ再生
回路１１９では、クロック再生回路１１６の再生クロッ
クを使用しながら、瞬時周波数信号からデータを再生
し、再生データ出力端子１２０を介して次段の再生デー
タ処理回路（図示せず）に与える。
６１−２６５９２２号公報に開示されているようなもの
を適用できる。クロック再生回路１１６は、発振器１０
２からの基準クロック信号に基づいて、瞬時周波数信号
から送られてきたデータのクロックを再生する。このよ
うな再生クロックは、ＡＦＣ回路１１７、加算回路１１
８及びデータ再生回路１１９に与えられると共に、再生
クロック出力端子１２１を介して次段の再生データ処理
回路（図示せず）に与えられる。ＡＦＣ回路１１７は、
後述するようにして送受信機間の周波数ずれ成分を検出
するものであり、加算回路１１８は、この検出された周
波数ずれ成分を瞬時周波数信号から除去してその影響を
排除させてデータ再生回路１１９に与える。データ再生
回路１１９では、クロック再生回路１１６の再生クロッ
クを使用しながら、瞬時周波数信号からデータを再生
し、再生データ出力端子１２０を介して次段の再生デー
タ処理回路（図示せず）に与える。
【００３５】(B-2) 瞬時位相検出回路１０５についての
補足説明 次に、瞬時位相検出回路１０５について補足説明する。
補足説明 次に、瞬時位相検出回路１０５について補足説明する。
【００３６】エクスクルーシブオア回路１０６及び二重
移動平均フィルタ１１０の機能による入力された多値Ｆ
ＳＫ変調波信号の位相検出特性（基準クロック信号を１
／ｍ分周したものに対する入力変調波信号の位相差特
性）は図２（ａ）に示すように表される。例えば、仮
に、変調波信号及び第１のクロック信号の位相差が０で
あれば、エクスクルーシブオア回路１０６からの第１の
位相差反映信号は“０”が連続し、その移動平均は０と
なり、また、変調波信号及び第１のクロック信号の位相
差がπであれば、第１の位相差反映信号は“１”が連続
し、その移動平均は最大値（ｐ）となり、変調波信号及
び第１のクロック信号の位相差がその中間であれば、移
動平均は、その位相差に応じた０及び最大値の中間の値
をとる。結局、エクスクルーシブオア回路１０６及び二
重移動平均フィルタ１１０の機能による入力多値ＦＳＫ
変調波信号の位相検出特性は図２（ａ）に示すようにな
る。
移動平均フィルタ１１０の機能による入力された多値Ｆ
ＳＫ変調波信号の位相検出特性（基準クロック信号を１
／ｍ分周したものに対する入力変調波信号の位相差特
性）は図２（ａ）に示すように表される。例えば、仮
に、変調波信号及び第１のクロック信号の位相差が０で
あれば、エクスクルーシブオア回路１０６からの第１の
位相差反映信号は“０”が連続し、その移動平均は０と
なり、また、変調波信号及び第１のクロック信号の位相
差がπであれば、第１の位相差反映信号は“１”が連続
し、その移動平均は最大値（ｐ）となり、変調波信号及
び第１のクロック信号の位相差がその中間であれば、移
動平均は、その位相差に応じた０及び最大値の中間の値
をとる。結局、エクスクルーシブオア回路１０６及び二
重移動平均フィルタ１１０の機能による入力多値ＦＳＫ
変調波信号の位相検出特性は図２（ａ）に示すようにな
る。
【００３７】一方、エクスクルーシブオア回路１０７に
は、第１のクロック信号をπ／２だけ遅延させた第２の
クロック信号と入力多値ＦＳＫ変調波信号とが入力され
ている。言い換えると、エクスクルーシブオア回路１０
６における変調波信号及び第１のクロック信号の位相差
より、エクスクルーシブオア回路１０７における変調波
信号及び第２のクロック信号の位相差の方がπ／２だけ
常に大きい。そのため、エクスクルーシブオア回路１０
７及び二重移動平均フィルタ１１１の機能による、第１
のクロック信号よりπ／２だけ遅れた第２のクロック信
号に対する入力変調波信号の位相検出特性は図２（ａ）
に示すように表されるが、エクスクルーシブオア回路１
０７及び二重移動平均フィルタ１１１の機能による第１
のクロック信号に対する入力変調波信号の位相検出特性
は、図２（ｂ）に示すように、図２（ａ）に示すものよ
りπ／２だけずれて表される。
は、第１のクロック信号をπ／２だけ遅延させた第２の
クロック信号と入力多値ＦＳＫ変調波信号とが入力され
ている。言い換えると、エクスクルーシブオア回路１０
６における変調波信号及び第１のクロック信号の位相差
より、エクスクルーシブオア回路１０７における変調波
信号及び第２のクロック信号の位相差の方がπ／２だけ
常に大きい。そのため、エクスクルーシブオア回路１０
７及び二重移動平均フィルタ１１１の機能による、第１
のクロック信号よりπ／２だけ遅れた第２のクロック信
号に対する入力変調波信号の位相検出特性は図２（ａ）
に示すように表されるが、エクスクルーシブオア回路１
０７及び二重移動平均フィルタ１１１の機能による第１
のクロック信号に対する入力変調波信号の位相検出特性
は、図２（ｂ）に示すように、図２（ａ）に示すものよ
りπ／２だけずれて表される。
【００３８】そこで、論理回路１１２が、二重移動平均
フィルタ回路１１１からの移動平均信号が中心値より大
きいときに（このことは、図２（ｂ）に正極性と記載し
ている位相差範囲にあることを意味する）、二重移動平
均フィルタ回路１１０からの移動平均信号をそのまま通
過させ、これに対し、二重移動平均フィルタ回路１１１
からの移動平均信号が中心値より小さいときに（このこ
とは、図２（ｂ）に負極性と記載している位相差範囲に
あることを意味する）、二重移動平均フィルタ回路１１
０からの移動平均信号の符号を反転させて出力させるよ
うにすれば、論理回路１１２からの信号の位相検出特性
は、図２（ｃ）に示すようになる。すなわち、−π〜
π、π〜３π、３π〜５π、…のように、２πの範囲に
わたって位相が直線で検出できる。位相は２πをモジュ
ロとしているので、このことは全ての位相にわたって直
線で検出できることを示している。
フィルタ回路１１１からの移動平均信号が中心値より大
きいときに（このことは、図２（ｂ）に正極性と記載し
ている位相差範囲にあることを意味する）、二重移動平
均フィルタ回路１１０からの移動平均信号をそのまま通
過させ、これに対し、二重移動平均フィルタ回路１１１
からの移動平均信号が中心値より小さいときに（このこ
とは、図２（ｂ）に負極性と記載している位相差範囲に
あることを意味する）、二重移動平均フィルタ回路１１
０からの移動平均信号の符号を反転させて出力させるよ
うにすれば、論理回路１１２からの信号の位相検出特性
は、図２（ｃ）に示すようになる。すなわち、−π〜
π、π〜３π、３π〜５π、…のように、２πの範囲に
わたって位相が直線で検出できる。位相は２πをモジュ
ロとしているので、このことは全ての位相にわたって直
線で検出できることを示している。
【００３９】次に、単純移動平均フィルタ回路ではなく
二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１１を適用して
いることについて説明する。言い換えると、単純移動平
均フィルタ回路の低域濾波特性と、二重移動平均フィル
タ回路の低域濾波特性との相違について説明する。
二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１１を適用して
いることについて説明する。言い換えると、単純移動平
均フィルタ回路の低域濾波特性と、二重移動平均フィル
タ回路の低域濾波特性との相違について説明する。
【００４０】単純移動平均フィルタ回路の振幅特性Ａ
は、文献３に記載されているように、(4) 式で表され
る。なお、(4) 式において、ｆは周波数、τは移動平均
を行なう時間長である。
は、文献３に記載されているように、(4) 式で表され
る。なお、(4) 式において、ｆは周波数、τは移動平均
を行なう時間長である。
【００４１】文献３：電子通信学会編著者、「ディジタ
ル信号処理」、昭和５０年１１月１０日初版発行、ＰＰ
４３−４５ Ａ＝｛２（１−cos ２πｆτ）｝1/2 ／２πｆτ …(4) ここで、振幅特性の包絡線特性Ａenv を求めると、(5)
式に示すようになり、−６ｄＢ／Ｏｃｔの特性を持って
いることが分かる。
ル信号処理」、昭和５０年１１月１０日初版発行、ＰＰ
４３−４５ Ａ＝｛２（１−cos ２πｆτ）｝1/2 ／２πｆτ …(4) ここで、振幅特性の包絡線特性Ａenv を求めると、(5)
式に示すようになり、−６ｄＢ／Ｏｃｔの特性を持って
いることが分かる。
【００４２】
Ａenv ＝２1/2 ／２πｆτ …(5)
しかるに、微分回路１１５は＋６ｄＢ／Ｏｃｔの特性と
なり、単純な移動平均フィルタ回路では、位相差分計算
回路１１４の出力点で周波数特性（包絡線特性）がフラ
ットになってしまう。そこで、移動平均を二重に重ねる
ことで−１２ｄＢ／Ｏｃｔの特性を有する二重移動平均
フィルタ回路１１０及び１１１を使って、位相差分計算
回路１１４の出力点で−６ｄＢ／Ｏｃｔの特性を持たせ
るようにした。
なり、単純な移動平均フィルタ回路では、位相差分計算
回路１１４の出力点で周波数特性（包絡線特性）がフラ
ットになってしまう。そこで、移動平均を二重に重ねる
ことで−１２ｄＢ／Ｏｃｔの特性を有する二重移動平均
フィルタ回路１１０及び１１１を使って、位相差分計算
回路１１４の出力点で−６ｄＢ／Ｏｃｔの特性を持たせ
るようにした。
【００４３】二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１
１としては、例えば図５に示すものを適用できる（特公
平１−４５０９７号公報参照）。
１としては、例えば図５に示すものを適用できる（特公
平１−４５０９７号公報参照）。
【００４４】すなわち、２個のシフトレジスタ２０２−
１及び２０２−２と、２個の論理回路２０４−１及び２
０４−２と、２個のアップダウンカウンタ２０５−１及
び２０５−２と、加算回路２１０と、減算回路２１１
と、レジスタ２１２とでなるものを適用できる。
１及び２０２−２と、２個の論理回路２０４−１及び２
０４−２と、２個のアップダウンカウンタ２０５−１及
び２０５−２と、加算回路２１０と、減算回路２１１
と、レジスタ２１２とでなるものを適用できる。
【００４５】エクスクルーシブオア回路１０６又は１０
７から出力され、入力端子２０１から入力された位相差
反映信号は、入力端子２０３を介して与えられた発振器
１０２からの基準クロック信号によってシフトレジスタ
２０２−１に取り込まれ、また、その最終段の前の段か
ら取出された位相差反映信号は、基準クロック信号によ
ってシフトレジスタ２０２−２に取り込まれる。
７から出力され、入力端子２０１から入力された位相差
反映信号は、入力端子２０３を介して与えられた発振器
１０２からの基準クロック信号によってシフトレジスタ
２０２−１に取り込まれ、また、その最終段の前の段か
ら取出された位相差反映信号は、基準クロック信号によ
ってシフトレジスタ２０２−２に取り込まれる。
【００４６】各シフトレジスタ２０２−１、２０２−２
の段数（ｐ＋１）は、以下のように選定されている。必
要な移動平均時間τを、発振器１０２からの基準クロッ
ク信号の周波数をｆ2 とすると、ｐが(6) 式を満足する
ように選定されている。言い換えると、第ｐ段目までが
移動平均に供する値を格納し、最終段が移動平均時間を
越えたばかりの値を格納するように選定されている。な
お、この点は、後述する単純移動平均フィルタ回路１２
６、１２７、多ビット移動平均フィルタ回路１２８につ
いても同様である。
の段数（ｐ＋１）は、以下のように選定されている。必
要な移動平均時間τを、発振器１０２からの基準クロッ
ク信号の周波数をｆ2 とすると、ｐが(6) 式を満足する
ように選定されている。言い換えると、第ｐ段目までが
移動平均に供する値を格納し、最終段が移動平均時間を
越えたばかりの値を格納するように選定されている。な
お、この点は、後述する単純移動平均フィルタ回路１２
６、１２７、多ビット移動平均フィルタ回路１２８につ
いても同様である。
【００４７】
τ＝ｐ／ｆ2 …(6)
シフトレジスタ２０２−１の初段及び最終段の値は、論
理回路２０４−１に入力され、基準クロック信号のタイ
ミングで比較される。アップダウンカウンタ２０５−１
の値は、現時点から所定期間前の時点までの所定時間τ
での移動平均値になっている。論理回路２０４−１は、
初段及び最終段の値（最終段の値は移動平均には反映さ
れない）が一致しているときには、移動平均の変化がな
いとしてアップダウンカウンタ２０５−１のカウント値
を操作せず、初段の値が“１”で最終段の値が“０”の
ときには移動平均値が増大したとしてアップダウンカウ
ンタ２０５−１をアップカウントさせ、初段の値が
“０”で最終段の値が“１”のときには移動平均値が減
少したとしてアップダウンカウンタ２０５−１をダウン
カウントさせる。
理回路２０４−１に入力され、基準クロック信号のタイ
ミングで比較される。アップダウンカウンタ２０５−１
の値は、現時点から所定期間前の時点までの所定時間τ
での移動平均値になっている。論理回路２０４−１は、
初段及び最終段の値（最終段の値は移動平均には反映さ
れない）が一致しているときには、移動平均の変化がな
いとしてアップダウンカウンタ２０５−１のカウント値
を操作せず、初段の値が“１”で最終段の値が“０”の
ときには移動平均値が増大したとしてアップダウンカウ
ンタ２０５−１をアップカウントさせ、初段の値が
“０”で最終段の値が“１”のときには移動平均値が減
少したとしてアップダウンカウンタ２０５−１をダウン
カウントさせる。
【００４８】他の１組のシフトレジスタ２０２−２、論
理回路２０４−２及びアップダウンカウンタ２０５−２
も同様に所定期間τの移動平均値を得るものである。但
し、上述のものより、移動平均に供する所定時間τが、
その直前期間に選定されているという差異がある。
理回路２０４−２及びアップダウンカウンタ２０５−２
も同様に所定期間τの移動平均値を得るものである。但
し、上述のものより、移動平均に供する所定時間τが、
その直前期間に選定されているという差異がある。
【００４９】レジスタ２１２は、最終的な移動平均値を
格納し、出力端子２１３から移動平均信号として出力さ
せるものである。加算回路２１０は、レジスタ２１２の
最終的な移動平均値にアップダウンカウンタ２０５−１
の移動平均値を加算し、減算回路２１１は、レジスタ２
１２の最終的な移動平均値にアップダウンカウンタ２０
５−２の移動平均値を減算する。すなわち、レジスタ２
１２に格納されている最終的な移動平均値は、現時点を
含めその直前所定期間τの移動平均値と、さらにその直
前所定期間τの移動平均値との差分ずつ修正されていく
ものである。以上のようにして移動平均が移動平均信号
に二重に反映される。
格納し、出力端子２１３から移動平均信号として出力さ
せるものである。加算回路２１０は、レジスタ２１２の
最終的な移動平均値にアップダウンカウンタ２０５−１
の移動平均値を加算し、減算回路２１１は、レジスタ２
１２の最終的な移動平均値にアップダウンカウンタ２０
５−２の移動平均値を減算する。すなわち、レジスタ２
１２に格納されている最終的な移動平均値は、現時点を
含めその直前所定期間τの移動平均値と、さらにその直
前所定期間τの移動平均値との差分ずつ修正されていく
ものである。以上のようにして移動平均が移動平均信号
に二重に反映される。
【００５０】(B-3) ＡＦＣ回路１１７についての補足説
明 次に、ＡＦＣ回路１１７について、入力変調波信号が四
値ＦＳＫ変調波信号であるとして、補足説明する。
明 次に、ＡＦＣ回路１１７について、入力変調波信号が四
値ＦＳＫ変調波信号であるとして、補足説明する。
【００５１】位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数
信号は、上述したように、図４に示したアイパタン上の
いずれかの軌跡をとる。
信号は、上述したように、図４に示したアイパタン上の
いずれかの軌跡をとる。
【００５２】ここで、送受信機間で基準周波数（ｆ2 ／
ｍ）に差があり、送信側周波数が高いと、アイパタン
は、図６（ａ）に示すように図４に示す本来のアイパタ
ンより上方にずれる。逆に、送信側周波数が低いと、ア
イパタンは、図６（ｂ）に示すように図４に示す本来の
アイパタンより下方にずれる。
ｍ）に差があり、送信側周波数が高いと、アイパタン
は、図６（ａ）に示すように図４に示す本来のアイパタ
ンより上方にずれる。逆に、送信側周波数が低いと、ア
イパタンは、図６（ｂ）に示すように図４に示す本来の
アイパタンより下方にずれる。
【００５３】そこで、クロック再生回路１１６で再生し
たタイミングｔｎで、位相差分計算回路１１４からの瞬
時周波数信号の値を取出し、送受信機間で周波数が一致
しているときに現れる４種類の値＋３Δｆ、＋Δｆ、−
Δｆ、−３Δｆの１番近いものと比較してその差をと
り、この差を何回か平均して周波数誤差として取り出
す。そして、この周波数誤差信号を加算回路１１８に与
えて、位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数信号か
ら減算させ、瞬時周波数信号における周波数ずれによる
誤差をキャンセルさせる。
たタイミングｔｎで、位相差分計算回路１１４からの瞬
時周波数信号の値を取出し、送受信機間で周波数が一致
しているときに現れる４種類の値＋３Δｆ、＋Δｆ、−
Δｆ、−３Δｆの１番近いものと比較してその差をと
り、この差を何回か平均して周波数誤差として取り出
す。そして、この周波数誤差信号を加算回路１１８に与
えて、位相差分計算回路１１４からの瞬時周波数信号か
ら減算させ、瞬時周波数信号における周波数ずれによる
誤差をキャンセルさせる。
【００５４】このようにすることにより、図４に示すア
イパタンのような正しい瞬時周波数信号がデータ再生回
路１１９に入力され、正しいデータが再生される。
イパタンのような正しい瞬時周波数信号がデータ再生回
路１１９に入力され、正しいデータが再生される。
【００５５】上記のような機能を担うＡＦＣ回路１１７
としては、図７に示すようなフィードフォワード型の内
部構成のものを適用できる。
としては、図７に示すようなフィードフォワード型の内
部構成のものを適用できる。
【００５６】図７において、レジスタ３０５がタイミン
グｔｎで瞬時周波数信号の値を取込み、各差分回路３０
６、…、３０９によってその値と基準値＋３Δｆ、＋Δ
ｆ、−Δｆ、−３Δｆとの差分をそれぞれ求め、さらに
各絶対値化回路３１０、…、３１３によって絶対値に変
換する。この差分絶対値のうち最小のものを最小値検出
回路３１４が検出してセレクタ３１５に選択制御信号を
与え、セレクタ３１５によって、瞬時周波数信号の値と
基準値＋３Δｆ、＋Δｆ、−Δｆ、−３Δｆとの差分値
のうち最小のものを選択させ、この選択された差分値が
多ビットデータの移動平均を求める多ビット移動平均フ
ィルタ回路３１６（後述する図１６参照）に与えられ、
かくして多ビット移動平均フィルタ回路３１６から周波
数誤差信号が出力される。
グｔｎで瞬時周波数信号の値を取込み、各差分回路３０
６、…、３０９によってその値と基準値＋３Δｆ、＋Δ
ｆ、−Δｆ、−３Δｆとの差分をそれぞれ求め、さらに
各絶対値化回路３１０、…、３１３によって絶対値に変
換する。この差分絶対値のうち最小のものを最小値検出
回路３１４が検出してセレクタ３１５に選択制御信号を
与え、セレクタ３１５によって、瞬時周波数信号の値と
基準値＋３Δｆ、＋Δｆ、−Δｆ、−３Δｆとの差分値
のうち最小のものを選択させ、この選択された差分値が
多ビットデータの移動平均を求める多ビット移動平均フ
ィルタ回路３１６（後述する図１６参照）に与えられ、
かくして多ビット移動平均フィルタ回路３１６から周波
数誤差信号が出力される。
【００５７】(B-4) 第１実施例の効果
以上のように、第１実施例によれば、それぞれがデジタ
ル回路でなる、瞬時位相検出回路１０５、微分回路１１
５、ベースバンド処理回路１３０等の構成要素によって
多値ＦＳＫ検波回路を構成したので、製造バラツキのな
い多値ＦＳＫ検波回路が実現でき、また、ＬＳＩ化に容
易に対応することができる。
ル回路でなる、瞬時位相検出回路１０５、微分回路１１
５、ベースバンド処理回路１３０等の構成要素によって
多値ＦＳＫ検波回路を構成したので、製造バラツキのな
い多値ＦＳＫ検波回路が実現でき、また、ＬＳＩ化に容
易に対応することができる。
【００５８】また、第１実施例によれば、瞬時位相検出
回路１０５内の移動平均フィルタ回路として二重移動平
均フィルタ回路１１０及び１１１を適用しているので、
微分回路１０５からの瞬時周波数信号に−６ｄＢ／Ｏｃ
ｔの特性を持たせることができ、データ生成精度を高め
ることができる。
回路１０５内の移動平均フィルタ回路として二重移動平
均フィルタ回路１１０及び１１１を適用しているので、
微分回路１０５からの瞬時周波数信号に−６ｄＢ／Ｏｃ
ｔの特性を持たせることができ、データ生成精度を高め
ることができる。
【００５９】さらに、第１実施例によれば、ＡＦＣ回路
１１７及び加算回路１１８を設けて、送受信機間の周波
数ずれを補償した後、データ再生させるようにしたの
で、この点からも正確な再生データを得られるようにで
きる。
１１７及び加算回路１１８を設けて、送受信機間の周波
数ずれを補償した後、データ再生させるようにしたの
で、この点からも正確な再生データを得られるようにで
きる。
【００６０】（Ｃ）第２実施例
次に、本発明による多値ＦＳＫ検波回路の第２実施例を
図面を参照しながら詳述する。ここで、図８がこの第２
実施例の構成を示すものであり、上述した図１との同
一、対応部分には同一符号を付して示している。
図面を参照しながら詳述する。ここで、図８がこの第２
実施例の構成を示すものであり、上述した図１との同
一、対応部分には同一符号を付して示している。
【００６１】図８及び図１から明らかなように、第２実
施例の多値ＦＳＫ検波回路は、第１実施例に比較して、
ベースバンド処理回路１３０Ａの構成が異なっており、
微分回路１１５までの構成及び動作は同様である。
施例の多値ＦＳＫ検波回路は、第１実施例に比較して、
ベースバンド処理回路１３０Ａの構成が異なっており、
微分回路１１５までの構成及び動作は同様である。
【００６２】第２実施例のベースバンド処理回路１３０
Ａは、第１実施例でも存在していたクロック再生回路１
１６、ＡＦＣ回路（この第２実施例の説明においてはフ
ィードフォワード型ＡＦＣ回路と呼ぶ：図ではＦ．Ｆ．
ＡＦＣで表している）１１７、加算回路１１８及びデー
タ再生回路１１９に加えて、フィードバック型ＡＦＣ回
路（図ではＦ．Ｂ．ＡＦＣで表している）１５０及び加
算回路１５１を備えている。
Ａは、第１実施例でも存在していたクロック再生回路１
１６、ＡＦＣ回路（この第２実施例の説明においてはフ
ィードフォワード型ＡＦＣ回路と呼ぶ：図ではＦ．Ｆ．
ＡＦＣで表している）１１７、加算回路１１８及びデー
タ再生回路１１９に加えて、フィードバック型ＡＦＣ回
路（図ではＦ．Ｂ．ＡＦＣで表している）１５０及び加
算回路１５１を備えている。
【００６３】第２実施例の多値ＦＳＫ検波回路は、第１
実施例の多値ＦＳＫ検波回路よりも、送受信機間の搬送
波周波数の相違が大きくなる可能性を有する伝送システ
ムに適用して好適なものである。
実施例の多値ＦＳＫ検波回路よりも、送受信機間の搬送
波周波数の相違が大きくなる可能性を有する伝送システ
ムに適用して好適なものである。
【００６４】第１実施例におけるＡＦＣ回路１１７によ
るＡＦＣ動作は、図６（ａ）及び図６（ｂ）に示す周波
数ずれ成分の絶対値が、四値の各値の最小差２Δｆの半
分（すなわちΔｆ）を越えると、本来修正すべき方向と
は逆方向へ引っ張られ、間違った方向に修正されること
になる。従って、送受信機間で大きな周波数ずれが予想
される伝送システムでは、第１実施例を適用できず、こ
の場合には、第２実施例の多値ＦＳＫ検波回路を適用す
れば良い。
るＡＦＣ動作は、図６（ａ）及び図６（ｂ）に示す周波
数ずれ成分の絶対値が、四値の各値の最小差２Δｆの半
分（すなわちΔｆ）を越えると、本来修正すべき方向と
は逆方向へ引っ張られ、間違った方向に修正されること
になる。従って、送受信機間で大きな周波数ずれが予想
される伝送システムでは、第１実施例を適用できず、こ
の場合には、第２実施例の多値ＦＳＫ検波回路を適用す
れば良い。
【００６５】新たに追加されたフィードバック型ＡＦＣ
回路１５０及び加算回路１５１が、送受信機間で搬送波
周波数に大きな周波数ずれがあっても、高い再生精度を
補償するためのものであり、フィードフォワード型ＡＦ
Ｃ回路１１７及び加算回路１１８による周波数ずれ成分
の除去構成を補って、上述した不都合の発生を未然に防
止しようとしたものである。
回路１５０及び加算回路１５１が、送受信機間で搬送波
周波数に大きな周波数ずれがあっても、高い再生精度を
補償するためのものであり、フィードフォワード型ＡＦ
Ｃ回路１１７及び加算回路１１８による周波数ずれ成分
の除去構成を補って、上述した不都合の発生を未然に防
止しようとしたものである。
【００６６】加算回路１５１は、微分回路１１５からの
瞬時周波数信号から、フィードバック型ＡＦＣ回路１５
０が粗く検出したその瞬時周波数信号に含まれている周
波数ずれ成分を除去し、クロック再生回路１１６、フィ
ードフォワード型ＡＦＣ回路１１７、加算回路１１８及
びフィードバック型ＡＦＣ回路１５０に与えるものであ
る。フィードバック型ＡＦＣ回路１５０は、加算回路１
５１からの瞬時周波数信号が、その瞬時周波数信号に対
して予め設定されている上限及び下限間の範囲を越えた
ときに内部のローパスフィルタを通して加算回路１５１
にフィードバックさせ、加算回路１５１からの瞬時周波
数信号が上記上限及び下限の範囲内に入るように制御す
るものであり、加算回路１５１からの瞬時周波数信号に
おける周波数ずれの影響をある値まで軽減するものであ
る。
瞬時周波数信号から、フィードバック型ＡＦＣ回路１５
０が粗く検出したその瞬時周波数信号に含まれている周
波数ずれ成分を除去し、クロック再生回路１１６、フィ
ードフォワード型ＡＦＣ回路１１７、加算回路１１８及
びフィードバック型ＡＦＣ回路１５０に与えるものであ
る。フィードバック型ＡＦＣ回路１５０は、加算回路１
５１からの瞬時周波数信号が、その瞬時周波数信号に対
して予め設定されている上限及び下限間の範囲を越えた
ときに内部のローパスフィルタを通して加算回路１５１
にフィードバックさせ、加算回路１５１からの瞬時周波
数信号が上記上限及び下限の範囲内に入るように制御す
るものであり、加算回路１５１からの瞬時周波数信号に
おける周波数ずれの影響をある値まで軽減するものであ
る。
【００６７】なお、フィードバック型ＡＦＣ回路１５０
及び加算回路１５１の構成は、特公平５−１６６２号公
報の「受信周波数補正方式」で示されるアナログ的手法
をデジタル的手段に置き換えたものであり、より詳細な
説明は後述する。
及び加算回路１５１の構成は、特公平５−１６６２号公
報の「受信周波数補正方式」で示されるアナログ的手法
をデジタル的手段に置き換えたものであり、より詳細な
説明は後述する。
【００６８】クロック再生回路１１６、フィードフォワ
ード型ＡＦＣ回路１１７及び加算回路１１８はそれぞ
れ、第１実施例に比較すると、微分回路１１５の出力瞬
時周波数信号が入力されるのではなく、微分回路１１５
の出力瞬時周波数信号に含まれている周波数ずれ成分が
粗く除去された瞬時周波数信号が入力されるという相違
はあるが、第１実施例と同様に作用する。データ再生回
路１１９も、第１実施例同様に、クロック再生回路１１
６の再生クロックを使用しながら、加算回路１１８の出
力瞬時周波数信号からデータを再生する。
ード型ＡＦＣ回路１１７及び加算回路１１８はそれぞ
れ、第１実施例に比較すると、微分回路１１５の出力瞬
時周波数信号が入力されるのではなく、微分回路１１５
の出力瞬時周波数信号に含まれている周波数ずれ成分が
粗く除去された瞬時周波数信号が入力されるという相違
はあるが、第１実施例と同様に作用する。データ再生回
路１１９も、第１実施例同様に、クロック再生回路１１
６の再生クロックを使用しながら、加算回路１１８の出
力瞬時周波数信号からデータを再生する。
【００６９】ここで、フィードフォワード型ＡＦＣ回路
１１７には、フィードバック型ＡＦＣ回路１５０及び加
算回路１５１によって、ある範囲内に周波数ずれ成分が
押さえられた瞬時周波数信号が入力されるので、送受信
機間で搬送波周波数に大きな周波数ずれがあっても、周
波数ずれ成分を正しく検出することができる。
１１７には、フィードバック型ＡＦＣ回路１５０及び加
算回路１５１によって、ある範囲内に周波数ずれ成分が
押さえられた瞬時周波数信号が入力されるので、送受信
機間で搬送波周波数に大きな周波数ずれがあっても、周
波数ずれ成分を正しく検出することができる。
【００７０】図９は、フィードバック型ＡＦＣ回路１５
０の詳細構成例を加算回路１５１と共に示すものであ
る。図１０は、フィードバック型ＡＦＣ回路１５０の動
作説明に供するアイパタンを示す図面である。なお、図
１０におけるアイパタンは、送受信機間の搬送波周波数
が一致している場合のものである。
０の詳細構成例を加算回路１５１と共に示すものであ
る。図１０は、フィードバック型ＡＦＣ回路１５０の動
作説明に供するアイパタンを示す図面である。なお、図
１０におけるアイパタンは、送受信機間の搬送波周波数
が一致している場合のものである。
【００７１】フィードバック型ＡＦＣ回路１５０は、上
限コンパレータ３５１、下限コンパレータ３５２、上限
リミッタ３５３、下限リミッタ３５４及びアップダウン
カウンタ３５５から構成されている。
限コンパレータ３５１、下限コンパレータ３５２、上限
リミッタ３５３、下限リミッタ３５４及びアップダウン
カウンタ３５５から構成されている。
【００７２】上限コンパレータ３５１及び下限コンパレ
ータ３５２には、加算回路１５１からの瞬時周波数信号
が入力され、上限コンパレータ３５１又は下限コンパレ
ータ３５２はそれぞれ、入力された瞬時周波数信号を、
クロック再生回路１１６からの再生クロックのタイミン
グで、図１０に示す上限値ＢU （正規の３△ｆ＜ＢU＜
正規の４△ｆ）又は下限値ＢL （正規の−４△ｆ＜ＢL
＜正規の−３△ｆ）を比較する。上限コンパレータ３５
１は、入力瞬時周波数信号が上限値ＢU を越えたら出力
パルスを上限リミッタ３５３に送り、この上限リミッタ
３５３の出力によってアップダウンカウンタ３５５をダ
ウンカウントさせる。一方、下限コンパレータ３５２
は、入力瞬時周波数信号が下限値ＢL より小さくなると
出力パルスを下限リミッタ３５４に送り、この下限リミ
ッタ３５４の出力によってアップダウンカウンタ３５５
をアップカウントさせる。アップダウンカウンタ３５５
は、ローパスフィルタ機能を有し、そのカウント値を加
算回路１５１にフィードバックする。
ータ３５２には、加算回路１５１からの瞬時周波数信号
が入力され、上限コンパレータ３５１又は下限コンパレ
ータ３５２はそれぞれ、入力された瞬時周波数信号を、
クロック再生回路１１６からの再生クロックのタイミン
グで、図１０に示す上限値ＢU （正規の３△ｆ＜ＢU＜
正規の４△ｆ）又は下限値ＢL （正規の−４△ｆ＜ＢL
＜正規の−３△ｆ）を比較する。上限コンパレータ３５
１は、入力瞬時周波数信号が上限値ＢU を越えたら出力
パルスを上限リミッタ３５３に送り、この上限リミッタ
３５３の出力によってアップダウンカウンタ３５５をダ
ウンカウントさせる。一方、下限コンパレータ３５２
は、入力瞬時周波数信号が下限値ＢL より小さくなると
出力パルスを下限リミッタ３５４に送り、この下限リミ
ッタ３５４の出力によってアップダウンカウンタ３５５
をアップカウントさせる。アップダウンカウンタ３５５
は、ローパスフィルタ機能を有し、そのカウント値を加
算回路１５１にフィードバックする。
【００７３】送信機側の搬送波周波数が相対的に受信機
側の搬送波周波数より高いと、微分回路１１５からの図
１０に示す瞬時周波数信号のアイパタンは上昇する。こ
の瞬時周波数信号が上限値Ｂu を越えると、上限コンパ
レータ３５１からダウンカウントを指示する出力パルス
が出力され、上限リミッタ３５３を介してアップダウン
カウンタ３５５に与えられ、アップダウンカウンタ３５
５のカウント値は負の方向に変化し、かかる動作の繰返
しの結果、加算回路１５１からの瞬時周波数信号のアイ
パタンは最大値が上限値Ｂu に一致するところまで下げ
られる。逆に、送信機側の搬送波周波数が相対的に受信
機側の搬送波周波数より低いと、微分回路１１５からの
図１０に示す瞬時周波数信号のアイパタンは下降する。
この瞬時周波数信号が下限値Ｂl より小さくなると、下
限コンパレータ３５２からアップカウントを指示する出
力パルスが出力され、下限リミッタ３５４を介してアッ
プダウンカウンタ３５５に与えられ、アップダウンカウ
ンタ３５５のカウント値は正の方向に変化し、かかる動
作の繰返しの結果、加算回路１５１からの瞬時周波数信
号のアイパタンは最小値が下限値ＢL に一致するところ
まで上げられる。また、微分回路１１５からの瞬時周波
数信号のアイパタンが上限値Ｂu 及び下限値ＢL 間にあ
ると、上限コンパレータ３５１及び下限コンパレータ３
５２から出力パルスが送出されないので、アップダウン
カウンタ３５５はそのままのカウント値を保つ。
側の搬送波周波数より高いと、微分回路１１５からの図
１０に示す瞬時周波数信号のアイパタンは上昇する。こ
の瞬時周波数信号が上限値Ｂu を越えると、上限コンパ
レータ３５１からダウンカウントを指示する出力パルス
が出力され、上限リミッタ３５３を介してアップダウン
カウンタ３５５に与えられ、アップダウンカウンタ３５
５のカウント値は負の方向に変化し、かかる動作の繰返
しの結果、加算回路１５１からの瞬時周波数信号のアイ
パタンは最大値が上限値Ｂu に一致するところまで下げ
られる。逆に、送信機側の搬送波周波数が相対的に受信
機側の搬送波周波数より低いと、微分回路１１５からの
図１０に示す瞬時周波数信号のアイパタンは下降する。
この瞬時周波数信号が下限値Ｂl より小さくなると、下
限コンパレータ３５２からアップカウントを指示する出
力パルスが出力され、下限リミッタ３５４を介してアッ
プダウンカウンタ３５５に与えられ、アップダウンカウ
ンタ３５５のカウント値は正の方向に変化し、かかる動
作の繰返しの結果、加算回路１５１からの瞬時周波数信
号のアイパタンは最小値が下限値ＢL に一致するところ
まで上げられる。また、微分回路１１５からの瞬時周波
数信号のアイパタンが上限値Ｂu 及び下限値ＢL 間にあ
ると、上限コンパレータ３５１及び下限コンパレータ３
５２から出力パルスが送出されないので、アップダウン
カウンタ３５５はそのままのカウント値を保つ。
【００７４】このようなフィードバックＡＦＣ回路１５
０及び加算回路１５１の動作によって、周波数ずれがか
なり大きくても、後段のフィードフォワード型ＡＦＣ回
路１１７及び加算回路１１８で除去可能な周波数ずれま
で、微分回路１１５からの瞬時周波数信号における周波
数ずれを押さえる（軽減する）ことができる。
０及び加算回路１５１の動作によって、周波数ずれがか
なり大きくても、後段のフィードフォワード型ＡＦＣ回
路１１７及び加算回路１１８で除去可能な周波数ずれま
で、微分回路１１５からの瞬時周波数信号における周波
数ずれを押さえる（軽減する）ことができる。
【００７５】アップダウンカウンタ３５５のカウント可
能な範囲は、このような機能を担える程度に選定されて
いる。上限リミッタ３５３及び下限リミッタ３５４はそ
れぞれ、アップダウンカウンタ３５５がオーバーフロー
するのを防止するものであり、オーバーフローする前
に、ダウンカウント又はアップカウントするのを制限す
る。すなわち、微分回路１１５からの瞬時周波数信号の
アイパタンの最大値が上限値Ｂu より過度に越えている
場合において、また、微分回路１１５からの瞬時周波数
信号のアイパタンの最小値が下限値ＢL より過度に小さ
い場合において、アップダウンカウンタ３５５のオーバ
ーフローによって、周波数制御の動作が乱れてしまうこ
とを防止する。上限リミッタ３５３及び下限リミッタ３
５４はそれぞれ、アップダウンカウンタ３５５がオーバ
ーフローする恐れがなければ対応するコンパレータ３５
１、３５２からの出力パルスをそのまま通過させ、アッ
プダウンカウンタ３５５がオーバーフローする恐れがあ
れば対応コンパレータ３５１、３５２からの出力パルス
の通過を阻止する。
能な範囲は、このような機能を担える程度に選定されて
いる。上限リミッタ３５３及び下限リミッタ３５４はそ
れぞれ、アップダウンカウンタ３５５がオーバーフロー
するのを防止するものであり、オーバーフローする前
に、ダウンカウント又はアップカウントするのを制限す
る。すなわち、微分回路１１５からの瞬時周波数信号の
アイパタンの最大値が上限値Ｂu より過度に越えている
場合において、また、微分回路１１５からの瞬時周波数
信号のアイパタンの最小値が下限値ＢL より過度に小さ
い場合において、アップダウンカウンタ３５５のオーバ
ーフローによって、周波数制御の動作が乱れてしまうこ
とを防止する。上限リミッタ３５３及び下限リミッタ３
５４はそれぞれ、アップダウンカウンタ３５５がオーバ
ーフローする恐れがなければ対応するコンパレータ３５
１、３５２からの出力パルスをそのまま通過させ、アッ
プダウンカウンタ３５５がオーバーフローする恐れがあ
れば対応コンパレータ３５１、３５２からの出力パルス
の通過を阻止する。
【００７６】周波数ずれに対処するＡＦＣ回路は、高速
動作を行なおうとすると、ローパスフィルタのカットオ
フ周波数を高くする必要があり、カットオフ周波数を高
くするとＡＦＣ動作に伴って雑音が加算されてしまうと
いう欠点がある。この実施例のフィードバック型ＡＦＣ
回路１５０は、上限値Ｂu と下限値ＢL の内側に瞬時周
波数信号があるときには制御を行なわないので、雑音が
加算されることはなく高速動作を行なうことができる。
動作を行なおうとすると、ローパスフィルタのカットオ
フ周波数を高くする必要があり、カットオフ周波数を高
くするとＡＦＣ動作に伴って雑音が加算されてしまうと
いう欠点がある。この実施例のフィードバック型ＡＦＣ
回路１５０は、上限値Ｂu と下限値ＢL の内側に瞬時周
波数信号があるときには制御を行なわないので、雑音が
加算されることはなく高速動作を行なうことができる。
【００７７】フィードバック型ＡＦＣ回路１５０及び加
算回路１５１による周波数ずれの補正構成では、微分回
路１１５からの瞬時周波数信号における周波数ずれを全
て除去して瞬時周波数信号が有する本来のアイパタンに
合わせる機能はないが、後段の加算回路１１８及びフィ
ードフォワード型ＡＦＣ回路１１７が残りの周波数ずれ
を除去する。すなわち、四値ＦＳＫ変調信号における各
値間の最小差を２△ｆとすると、フィードバック型ＡＦ
Ｃ回路１５０及び加算回路１５１によって周波数ずれを
△ｆよりも十分小さい値まで補正し、加算回路１１８及
びフィードフォワード型ＡＦＣ回路１１７が残りの△ｆ
より小さい周波数ずれを補正し、瞬時周波数信号を本来
のアイパタンに合わせる。
算回路１５１による周波数ずれの補正構成では、微分回
路１１５からの瞬時周波数信号における周波数ずれを全
て除去して瞬時周波数信号が有する本来のアイパタンに
合わせる機能はないが、後段の加算回路１１８及びフィ
ードフォワード型ＡＦＣ回路１１７が残りの周波数ずれ
を除去する。すなわち、四値ＦＳＫ変調信号における各
値間の最小差を２△ｆとすると、フィードバック型ＡＦ
Ｃ回路１５０及び加算回路１５１によって周波数ずれを
△ｆよりも十分小さい値まで補正し、加算回路１１８及
びフィードフォワード型ＡＦＣ回路１１７が残りの△ｆ
より小さい周波数ずれを補正し、瞬時周波数信号を本来
のアイパタンに合わせる。
【００７８】従って、上記第２実施例によれば、基本的
には、第１実施例の処理構成を有するので、第１実施例
と同様な効果を奏する。これに加えて、第２実施例によ
れば、ベースバンド処理回路１３０Ａが、送受信機間の
搬送波周波数のずれを２段で補正するようにしているの
で、送受信機間の搬送波周波数のずれが大きい伝送シス
テムであっても、高精度にデータを再生することができ
る。
には、第１実施例の処理構成を有するので、第１実施例
と同様な効果を奏する。これに加えて、第２実施例によ
れば、ベースバンド処理回路１３０Ａが、送受信機間の
搬送波周波数のずれを２段で補正するようにしているの
で、送受信機間の搬送波周波数のずれが大きい伝送シス
テムであっても、高精度にデータを再生することができ
る。
【００７９】（Ｄ）第３実施例
次に、本発明による多値ＦＳＫ検波回路の第３実施例を
図面を参照しながら詳述する。ここで、図１１がこの第
３実施例の構成を示すものであり、上述した図１との同
一、対応部分には同一符号を付して示している。
図面を参照しながら詳述する。ここで、図１１がこの第
３実施例の構成を示すものであり、上述した図１との同
一、対応部分には同一符号を付して示している。
【００８０】第３実施例の多値ＦＳＫ検波回路は、第１
実施例の多値ＦＳＫ検波回路よりも高い周波数の入力多
値ＦＳＫ変調波信号を処理できるようにしたものであ
る。瞬時位相検出回路１０５への入力信号の周波数は、
好ましい周波数が定まっている。例えばあまりにも高い
サンプリング周波数で動作するようにすると、各回路素
子に求められる動作速度の要求が高くなり、従って、消
費電流が増加することになる。また、低いサンプリング
周波数を選択すると、再生データのエラー率を大きくさ
せる。そのため、高くもなく低くもない周波数が好まし
い。第３実施例は、多値ＦＳＫ変調波信号の周波数が、
瞬時位相検出回路１０５への入力信号の好ましい周波数
より高い場合に好適な構成となっている。
実施例の多値ＦＳＫ検波回路よりも高い周波数の入力多
値ＦＳＫ変調波信号を処理できるようにしたものであ
る。瞬時位相検出回路１０５への入力信号の周波数は、
好ましい周波数が定まっている。例えばあまりにも高い
サンプリング周波数で動作するようにすると、各回路素
子に求められる動作速度の要求が高くなり、従って、消
費電流が増加することになる。また、低いサンプリング
周波数を選択すると、再生データのエラー率を大きくさ
せる。そのため、高くもなく低くもない周波数が好まし
い。第３実施例は、多値ＦＳＫ変調波信号の周波数が、
瞬時位相検出回路１０５への入力信号の好ましい周波数
より高い場合に好適な構成となっている。
【００８１】図１及び図１１の比較から明らかなよう
に、第３実施例の回路は、第１実施例の構成にさらに１
／ｎ分周器１０３及びエクスクルーシブオア回路１０４
を追加したものである。
に、第３実施例の回路は、第１実施例の構成にさらに１
／ｎ分周器１０３及びエクスクルーシブオア回路１０４
を追加したものである。
【００８２】１／ｎ分周器１０３は、発振器１０２から
の基準クロック信号を１／ｎ分周して、エクスクルーシ
ブオア回路１０４の一方の入力端子に加えるものであ
る。エクスクルーシブオア回路１０４の他方の入力端子
は変調波入力端子１０１に接続され、中心周波数ｆ3
（第１実施例ではｆ1 で表していた）の多値ＦＳＫ変調
波信号が入力される。このエクスクルーシブオア回路１
０４はミキサの役目を果しており、二重移動平均フィル
タ回路１１０及び１１１の低域濾波特性を考慮すると、
入力変調波信号の中心周波数ｆ3 を、周波数ｆ3 −ｆ2
／ｎ（上記第１実施例のｆ1 に対応）の信号に変換する
役目を果している。
の基準クロック信号を１／ｎ分周して、エクスクルーシ
ブオア回路１０４の一方の入力端子に加えるものであ
る。エクスクルーシブオア回路１０４の他方の入力端子
は変調波入力端子１０１に接続され、中心周波数ｆ3
（第１実施例ではｆ1 で表していた）の多値ＦＳＫ変調
波信号が入力される。このエクスクルーシブオア回路１
０４はミキサの役目を果しており、二重移動平均フィル
タ回路１１０及び１１１の低域濾波特性を考慮すると、
入力変調波信号の中心周波数ｆ3 を、周波数ｆ3 −ｆ2
／ｎ（上記第１実施例のｆ1 に対応）の信号に変換する
役目を果している。
【００８３】このように周波数変換された信号が瞬時位
相検出回路１０５に入力されて、第１実施例と同様に処
理される。
相検出回路１０５に入力されて、第１実施例と同様に処
理される。
【００８４】従って、(7) 式に示すように、瞬時位相検
出回路１０５に入力される信号の周波数ｆ3 −ｆ2 ／ｎ
と、１／ｍ分周回路１０８からの信号の周波数ｆ2 ／ｍ
とが等しいことが求められる。
出回路１０５に入力される信号の周波数ｆ3 −ｆ2 ／ｎ
と、１／ｍ分周回路１０８からの信号の周波数ｆ2 ／ｍ
とが等しいことが求められる。
【００８５】
ｆ3 −ｆ2 ／ｎ＝ｆ2 ／ｍ …(7)
例として、データ速度３８４ｋｂｐｓ、入力変調波信号
の中心周波数ｆ3 ＝１０．８ＭＨｚの場合を考えてみ
る。瞬時位相検出回路１０５への入力信号の周波数ｆ3
−ｆ2 ／ｎは、その構成のＬＳＩ化の実現性や再生デー
タのエラー率等を考慮すると１．２ＭＨｚ程度が好まし
い。また、この実施例では、上述のように基準クロック
信号の周波数ｆ2 がデータ速度の整数倍（Ｎ倍）である
ことを要する。これらを考慮すると、ｆ2 ＝Ｎ（＝５
０）×３８４ＫＨｚ＝１９．２ＭＨｚ、ｍ＝１６、ｎ＝
２で(7) 式を満たすことができる。
の中心周波数ｆ3 ＝１０．８ＭＨｚの場合を考えてみ
る。瞬時位相検出回路１０５への入力信号の周波数ｆ3
−ｆ2 ／ｎは、その構成のＬＳＩ化の実現性や再生デー
タのエラー率等を考慮すると１．２ＭＨｚ程度が好まし
い。また、この実施例では、上述のように基準クロック
信号の周波数ｆ2 がデータ速度の整数倍（Ｎ倍）である
ことを要する。これらを考慮すると、ｆ2 ＝Ｎ（＝５
０）×３８４ＫＨｚ＝１９．２ＭＨｚ、ｍ＝１６、ｎ＝
２で(7) 式を満たすことができる。
【００８６】以上のように、第３実施例によれば、基本
的には、第１実施例の処理構成を有するので第１実施例
と同様な効果を奏する。また、エクスクルーシブオア回
路１０４及び１／ｎ分周回路１０３を設けたので、当該
多値ＦＳＫ検波回路への入力多値ＦＳＫ変調波信号の周
波数が高くなっても検波できる。すなわち、製造バラツ
キのないＬＳＩ化に容易に対応できる高周波数用の多値
ＦＳＫ検波回路を実現できる。
的には、第１実施例の処理構成を有するので第１実施例
と同様な効果を奏する。また、エクスクルーシブオア回
路１０４及び１／ｎ分周回路１０３を設けたので、当該
多値ＦＳＫ検波回路への入力多値ＦＳＫ変調波信号の周
波数が高くなっても検波できる。すなわち、製造バラツ
キのないＬＳＩ化に容易に対応できる高周波数用の多値
ＦＳＫ検波回路を実現できる。
【００８７】（Ｅ）第４実施例
次に、本発明による多値ＦＳＫ検波回路の第４実施例を
図面を参照しながら詳述する。ここで、図１２がこの第
４実施例の構成を示すものであり、第３実施例に係る上
述した図１１との同一、対応部分には同一符号を付して
示している。
図面を参照しながら詳述する。ここで、図１２がこの第
４実施例の構成を示すものであり、第３実施例に係る上
述した図１１との同一、対応部分には同一符号を付して
示している。
【００８８】上述した第３実施例の多値ＦＳＫ検波回路
においては、当該多値ＦＳＫ検波回路への入力変調波信
号の周波数ｆ3 と、発振器１０２からの基準クロック信
号の周波数ｆ2 との間に(7) 式に示す関係が成立するこ
とが必要である。また、基準クロック信号の周波数ｆ2
がデータ速度の整数倍である必要がある。入力変調波信
号の周波数ｆ3 によっては、周波数ｆ2 がデータ速度の
整数倍であるという条件及び(7) 式が成立するという条
件の両者を共に満足させようとすると、周波数ｆ2 が現
実的でない非常に高い周波数になることがある。
においては、当該多値ＦＳＫ検波回路への入力変調波信
号の周波数ｆ3 と、発振器１０２からの基準クロック信
号の周波数ｆ2 との間に(7) 式に示す関係が成立するこ
とが必要である。また、基準クロック信号の周波数ｆ2
がデータ速度の整数倍である必要がある。入力変調波信
号の周波数ｆ3 によっては、周波数ｆ2 がデータ速度の
整数倍であるという条件及び(7) 式が成立するという条
件の両者を共に満足させようとすると、周波数ｆ2 が現
実的でない非常に高い周波数になることがある。
【００８９】そこで、この第４実施例の多値ＦＳＫ検波
回路は、(7) 式が成立するという条件だけを満足させ、
周波数ｆ2 がデータ速度の整数倍という条件を満足しな
いために生じる不都合を補償する構成を設けている。す
なわち、発振器１２３（発振器１０２と区別するため第
２の発振器と呼ぶ）、サンプリング回路１２４及び１／
ｋ分周回路１２５を、第３実施例の構成に追加して設け
ている。
回路は、(7) 式が成立するという条件だけを満足させ、
周波数ｆ2 がデータ速度の整数倍という条件を満足しな
いために生じる不都合を補償する構成を設けている。す
なわち、発振器１２３（発振器１０２と区別するため第
２の発振器と呼ぶ）、サンプリング回路１２４及び１／
ｋ分周回路１２５を、第３実施例の構成に追加して設け
ている。
【００９０】第２の発振器１２３は、データ速度の整数
倍の周波数を有する基準クロック信号（発振器１０２か
らの基準クロック信号と区別するため第２の基準クロッ
ク信号と呼ぶ）を、１／ｋ分周回路１２５、遅延回路１
１３及びクロック再生回路１１６に与える。１／ｋ分周
回路１２５は、この第２の基準クロック信号を１／ｋ分
周してサンプリング回路１２４に与える。サンプリング
回路１２４は、瞬時位相検出回路１０５及び微分回路１
１５間に介挿されており、１／ｋ分周回路１２５からの
信号に基づいて瞬時位相検出回路１０５からの瞬時位相
検出信号を再サンプリングし、１／ｋ分周回路１２５か
らの信号が有する周波数をサンプリング周波数としてい
る瞬時位相検出信号を微分回路１１５に出力する。遅延
回路１１３及びクロック再生回路１１６は、当然に第２
の基準クロック信号に基づいて動作する。
倍の周波数を有する基準クロック信号（発振器１０２か
らの基準クロック信号と区別するため第２の基準クロッ
ク信号と呼ぶ）を、１／ｋ分周回路１２５、遅延回路１
１３及びクロック再生回路１１６に与える。１／ｋ分周
回路１２５は、この第２の基準クロック信号を１／ｋ分
周してサンプリング回路１２４に与える。サンプリング
回路１２４は、瞬時位相検出回路１０５及び微分回路１
１５間に介挿されており、１／ｋ分周回路１２５からの
信号に基づいて瞬時位相検出回路１０５からの瞬時位相
検出信号を再サンプリングし、１／ｋ分周回路１２５か
らの信号が有する周波数をサンプリング周波数としてい
る瞬時位相検出信号を微分回路１１５に出力する。遅延
回路１１３及びクロック再生回路１１６は、当然に第２
の基準クロック信号に基づいて動作する。
【００９１】例えば、入力変調波信号の周波数ｆ3 が１
０．７ＭＨｚ（第２実施例の説明では１０．８ＭＨｚで
行なっている）の場合には、ｍ＝１６、ｎ＝２で(7) 式
を満足させるためには、発振器１０２からの基準クロッ
ク信号の周波数ｆ2 は１９．０２２２ＭＨｚとなる。こ
の周波数ｆ2 は、データ速度（３８４ＫＨｚ）の整数倍
とはならず、第３実施例によれば、クロック再生回路１
１６の内部構成からクロック再生回路１１６でのクロッ
ク抽出が難しい。
０．７ＭＨｚ（第２実施例の説明では１０．８ＭＨｚで
行なっている）の場合には、ｍ＝１６、ｎ＝２で(7) 式
を満足させるためには、発振器１０２からの基準クロッ
ク信号の周波数ｆ2 は１９．０２２２ＭＨｚとなる。こ
の周波数ｆ2 は、データ速度（３８４ＫＨｚ）の整数倍
とはならず、第３実施例によれば、クロック再生回路１
１６の内部構成からクロック再生回路１１６でのクロッ
ク抽出が難しい。
【００９２】そのため、この第４実施例においては、第
２の発振器１２３を用意し、データ速度（３８４ＫＨ
ｚ）の整数倍（５０倍）の周波数ｆ4 （例えば１９．２
ＭＨｚ）を有する第２の基準クロック信号を発生させて
遅延回路１１３及びクロック再生回路１１６に与えるこ
とにより、第３実施例と同様に復調処理をできるように
した。しかし、この場合、瞬時位相検出回路１０５の出
力レートは周波数ｆ2 であるのに対して、それ以後の処
理は周波数ｆ4 を基本としたものであり、非同期となっ
てしまう。
２の発振器１２３を用意し、データ速度（３８４ＫＨ
ｚ）の整数倍（５０倍）の周波数ｆ4 （例えば１９．２
ＭＨｚ）を有する第２の基準クロック信号を発生させて
遅延回路１１３及びクロック再生回路１１６に与えるこ
とにより、第３実施例と同様に復調処理をできるように
した。しかし、この場合、瞬時位相検出回路１０５の出
力レートは周波数ｆ2 であるのに対して、それ以後の処
理は周波数ｆ4 を基本としたものであり、非同期となっ
てしまう。
【００９３】そこで、瞬時位相検出回路１０５及び微分
回路１１５間に、第２の発振器１２３からの第２の基準
クロック信号を１／ｋ分周回路１２５を介して１／ｋ分
周した信号の速度でサンプリングするサンプリング回路
１２４を設けている。
回路１１５間に、第２の発振器１２３からの第２の基準
クロック信号を１／ｋ分周回路１２５を介して１／ｋ分
周した信号の速度でサンプリングするサンプリング回路
１２４を設けている。
【００９４】瞬時位相検出回路１０５からの瞬時位相検
出信号は、二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１１
により高周波成分は除去されており、出力サンプリング
レートに対してデータ存在周波数帯域は非常に小さく、
サンプリング回路１２４によって非同期でサンプリング
しても折返し現象によるデータ品質劣化はほとんどな
い。
出信号は、二重移動平均フィルタ回路１１０及び１１１
により高周波成分は除去されており、出力サンプリング
レートに対してデータ存在周波数帯域は非常に小さく、
サンプリング回路１２４によって非同期でサンプリング
しても折返し現象によるデータ品質劣化はほとんどな
い。
【００９５】以上のように、第４実施例によっても、そ
れぞれがデジタル回路でなる、瞬時位相検出回路１０
５、微分回路１１５、ベースバンド処理回路１３０等の
構成要素によって多値ＦＳＫ検波回路を構成したので、
また、入力段にエクスクルーシブオア回路１０４を設け
て高い周波数ｆ3 の多値ＦＳＫ変調波信号の周波数を低
減して瞬時位相検出回路１０５に入力するようにしたも
ので、製造バラツキのない高周波数用の多値ＦＳＫ検波
回路が実現でき、また、ＬＳＩ化に容易に対応すること
ができる。
れぞれがデジタル回路でなる、瞬時位相検出回路１０
５、微分回路１１５、ベースバンド処理回路１３０等の
構成要素によって多値ＦＳＫ検波回路を構成したので、
また、入力段にエクスクルーシブオア回路１０４を設け
て高い周波数ｆ3 の多値ＦＳＫ変調波信号の周波数を低
減して瞬時位相検出回路１０５に入力するようにしたも
ので、製造バラツキのない高周波数用の多値ＦＳＫ検波
回路が実現でき、また、ＬＳＩ化に容易に対応すること
ができる。
【００９６】また、第４実施例によれば、多値ＦＳＫ変
調波信号の周波数は、データ速度にかかわらず任意の周
波数であっても良い。
調波信号の周波数は、データ速度にかかわらず任意の周
波数であっても良い。
【００９７】（Ｆ）第５実施例
次に、本発明による多値ＦＳＫ検波回路の第５実施例を
図面を参照しながら詳述する。ここで、図１３がこの第
５実施例の構成を示すものであり、第４実施例に係る上
述した図１２との同一、対応部分には同一符号を付して
示している。
図面を参照しながら詳述する。ここで、図１３がこの第
５実施例の構成を示すものであり、第４実施例に係る上
述した図１２との同一、対応部分には同一符号を付して
示している。
【００９８】図１２及び図１３の比較から明らかなよう
に、第５実施例の多値ＦＳＫ検波回路は、サンプリング
回路１２４の介挿位置が第４実施例と異なっている。す
なわち、この第５実施例では、微分回路１１５及びベー
スバンド処理回路１３０間にサンプリング回路１２４を
介挿させている。微分回路１１５までは、発振器１０２
からの基準クロック信号に基づいて動作し、サンプリン
グ回路１２４以降は第２の発振器１２３からの第２の基
準クロック信号に基づいて動作し、これ以外の点は第４
実施例と同様である。
に、第５実施例の多値ＦＳＫ検波回路は、サンプリング
回路１２４の介挿位置が第４実施例と異なっている。す
なわち、この第５実施例では、微分回路１１５及びベー
スバンド処理回路１３０間にサンプリング回路１２４を
介挿させている。微分回路１１５までは、発振器１０２
からの基準クロック信号に基づいて動作し、サンプリン
グ回路１２４以降は第２の発振器１２３からの第２の基
準クロック信号に基づいて動作し、これ以外の点は第４
実施例と同様である。
【００９９】従って、第５実施例によっても、第４実施
例と同様な効果を奏する。
例と同様な効果を奏する。
【０１００】（Ｇ）第６実施例
次に、本発明による多値ＦＳＫ検波回路の第６実施例を
図面を参照しながら詳述する。ここで、図１４がこの第
６実施例の構成を示すものであり、第１実施例に係る上
述した図１との同一、対応部分には同一符号を付して示
している。
図面を参照しながら詳述する。ここで、図１４がこの第
６実施例の構成を示すものであり、第１実施例に係る上
述した図１との同一、対応部分には同一符号を付して示
している。
【０１０１】この第６実施例の多値ＦＳＫ検波回路が第
１実施例と異なる点は、微分回路１１５及びベースバン
ド処理回路１３０間に多ビット移動平均フィルタ回路１
２８を介挿している点、瞬時位相検出回路１０５内の移
動平均フィルタ回路として二重移動平均フィルタ回路１
１０、１１１に代えて単純移動平均フィルタ回路１２
６、１２７を適用している点である。
１実施例と異なる点は、微分回路１１５及びベースバン
ド処理回路１３０間に多ビット移動平均フィルタ回路１
２８を介挿している点、瞬時位相検出回路１０５内の移
動平均フィルタ回路として二重移動平均フィルタ回路１
１０、１１１に代えて単純移動平均フィルタ回路１２
６、１２７を適用している点である。
【０１０２】ベースバンド処理回路１３０に入力される
瞬時周波数信号のＳ／Ｎ比は、再生データのエラー率に
影響を与える。ところで、このような瞬時周波数信号を
出力する微分回路１１５は、上述したように、＋６ｄＢ
／Ｏｃｔの特性を有するため、周波数が高くなるに従い
歪みを大きくさせる。そこで、この第６実施例において
は、ベースバンド処理回路１３０の直前に低域濾波特性
を有する多ビット移動平均フィルタ回路１２８を設けて
いる。この多ビット移動平均フィルタ回路１２８が二重
移動平均の一方の移動平均を担っていると見ることもで
きるので、この第６実施例においては、瞬時位相検出回
路１０５内の移動平均フィルタ回路として単純移動平均
フィルタ回路１２６、１２７を適用している。
瞬時周波数信号のＳ／Ｎ比は、再生データのエラー率に
影響を与える。ところで、このような瞬時周波数信号を
出力する微分回路１１５は、上述したように、＋６ｄＢ
／Ｏｃｔの特性を有するため、周波数が高くなるに従い
歪みを大きくさせる。そこで、この第６実施例において
は、ベースバンド処理回路１３０の直前に低域濾波特性
を有する多ビット移動平均フィルタ回路１２８を設けて
いる。この多ビット移動平均フィルタ回路１２８が二重
移動平均の一方の移動平均を担っていると見ることもで
きるので、この第６実施例においては、瞬時位相検出回
路１０５内の移動平均フィルタ回路として単純移動平均
フィルタ回路１２６、１２７を適用している。
【０１０３】なお、多ビット移動平均フィルタ回路１２
８を設けた理由が上述のようであり、二重移動平均を分
散させて行なうということは２次的なものであるので、
瞬時位相検出回路１０５内の移動平均フィルタ回路とし
て、二重移動平均フィルタ回路１１０、１１１をそのま
ま適用しても良い。
８を設けた理由が上述のようであり、二重移動平均を分
散させて行なうということは２次的なものであるので、
瞬時位相検出回路１０５内の移動平均フィルタ回路とし
て、二重移動平均フィルタ回路１１０、１１１をそのま
ま適用しても良い。
【０１０４】単純移動平均フィルタ回路１２６及び１２
７としては、例えば図１５に示すものを適用できる（特
公平４−１０７７６号公報参照）。
７としては、例えば図１５に示すものを適用できる（特
公平４−１０７７６号公報参照）。
【０１０５】すなわち、シフトレジスタ４０２、論理回
路４０４及びアップダウンカウンタ４０５でなるものを
適用できる。
路４０４及びアップダウンカウンタ４０５でなるものを
適用できる。
【０１０６】エクスクルーシブオア回路１０６又は１０
７から出力され、入力端子４０１から入力された位相差
反映信号は、入力端子４０３を介して与えられた発振器
１０２からの基準クロック信号によってシフトレジスタ
４０２に取り込まれる。シフトレジスタ４０２の初段及
び最終段の値は、論理回路４０４に入力され、基準クロ
ック信号のタイミングで比較される。アップダウンカウ
ンタ４０５の値は、現時点から所定期間τ前の時点まで
の移動平均値になっている。論理回路４０４は、初段及
び最終段の値（最終段の値は移動平均には反映されな
い）が一致しているときには、移動平均の変化がないと
してアップダウンカウンタ４０５のカウント値を操作せ
ず、初段の値が“１”で最終段の値が“０”のときには
移動平均値が増大したとしてアップダウンカウンタ４０
５をアップカウントさせ、初段の値が“０”で最終段の
値が“１”のときには移動平均値が減少したとしてアッ
プダウンカウンタ４０５をダウンカウントさせる。この
ように逐次更新されるアップダウンカウンタ４０５の値
が移動平均信号として出力端子４０６から送出される。
７から出力され、入力端子４０１から入力された位相差
反映信号は、入力端子４０３を介して与えられた発振器
１０２からの基準クロック信号によってシフトレジスタ
４０２に取り込まれる。シフトレジスタ４０２の初段及
び最終段の値は、論理回路４０４に入力され、基準クロ
ック信号のタイミングで比較される。アップダウンカウ
ンタ４０５の値は、現時点から所定期間τ前の時点まで
の移動平均値になっている。論理回路４０４は、初段及
び最終段の値（最終段の値は移動平均には反映されな
い）が一致しているときには、移動平均の変化がないと
してアップダウンカウンタ４０５のカウント値を操作せ
ず、初段の値が“１”で最終段の値が“０”のときには
移動平均値が増大したとしてアップダウンカウンタ４０
５をアップカウントさせ、初段の値が“０”で最終段の
値が“１”のときには移動平均値が減少したとしてアッ
プダウンカウンタ４０５をダウンカウントさせる。この
ように逐次更新されるアップダウンカウンタ４０５の値
が移動平均信号として出力端子４０６から送出される。
【０１０７】多ビット移動平均フィルタ回路１２８は、
単純移動平均フィルタ回路１２６及び１２７と異なって
多ビット（ここではｊビットとする）の入力信号を扱う
ものであるが、例えば、図１５に示す構成と類似してい
る図１６に示すものを適用できる。すなわち、入力レジ
スタ５０２、ｊビットシフトレジスタ（１ビットシフト
レジスタ群５０３−１〜５０３−ｊ）５０３、加算回路
５０４、減算回路５０５及び出力レジスタ５０６でなる
ものを適用し得る。
単純移動平均フィルタ回路１２６及び１２７と異なって
多ビット（ここではｊビットとする）の入力信号を扱う
ものであるが、例えば、図１５に示す構成と類似してい
る図１６に示すものを適用できる。すなわち、入力レジ
スタ５０２、ｊビットシフトレジスタ（１ビットシフト
レジスタ群５０３−１〜５０３−ｊ）５０３、加算回路
５０４、減算回路５０５及び出力レジスタ５０６でなる
ものを適用し得る。
【０１０８】微分回路１１５からのｊビット信号は、発
振器１０２からの基準クロック信号によって入力レジス
タ５０２に取り込まれた後、その基準クロック信号に同
期してｊビットシフトレジスタ５０３に入力されて順次
シフトしていく。ここで、出力レジスタ５０６は移動平
均値を格納し、出力端子５０７から移動平均信号として
出力させるものである。加算回路５０４は、出力レジス
タ５０６に格納されている直前の移動平均値に、ｊビッ
トシフトレジスタ５０３の初段のｊビットデータを加算
して現時点のｊビットデータを移動平均値に反映させ、
減算回路５０５は、出力レジスタ５０６に格納されてい
る移動平均値から、ｊビットシフトレジスタ５０３の最
終段のｊビットデータを減算して移動平均時間τを越え
たｊビットデータが移動平均値に反映されることを除外
する。
振器１０２からの基準クロック信号によって入力レジス
タ５０２に取り込まれた後、その基準クロック信号に同
期してｊビットシフトレジスタ５０３に入力されて順次
シフトしていく。ここで、出力レジスタ５０６は移動平
均値を格納し、出力端子５０７から移動平均信号として
出力させるものである。加算回路５０４は、出力レジス
タ５０６に格納されている直前の移動平均値に、ｊビッ
トシフトレジスタ５０３の初段のｊビットデータを加算
して現時点のｊビットデータを移動平均値に反映させ、
減算回路５０５は、出力レジスタ５０６に格納されてい
る移動平均値から、ｊビットシフトレジスタ５０３の最
終段のｊビットデータを減算して移動平均時間τを越え
たｊビットデータが移動平均値に反映されることを除外
する。
【０１０９】多ビット移動平均フィルタ回路１２８の出
力信号のアイパタンは、送受信機間でキャリア周波数の
ずれがなければ、上記図４に示すようになり、ベースバ
ンド処理回路１３０は、第１実施例と同様の動作を行な
う。
力信号のアイパタンは、送受信機間でキャリア周波数の
ずれがなければ、上記図４に示すようになり、ベースバ
ンド処理回路１３０は、第１実施例と同様の動作を行な
う。
【０１１０】従って、第６実施例によっても、第１実施
例と同様に、それぞれがデジタル回路でなる、瞬時位相
検出回路１０５、微分回路１１５、ベースバンド処理回
路１３０等の構成要素によって多値ＦＳＫ検波回路を構
成したので、製造バラツキのないＬＳＩ化に容易に対応
できる多値ＦＳＫ検波回路が実現できる。微分回路１１
５の後段に多ビット移動平均フィルタ回路１２８を設け
たので、再生データのエラー率をより小さく押さえるこ
とが期待できる。
例と同様に、それぞれがデジタル回路でなる、瞬時位相
検出回路１０５、微分回路１１５、ベースバンド処理回
路１３０等の構成要素によって多値ＦＳＫ検波回路を構
成したので、製造バラツキのないＬＳＩ化に容易に対応
できる多値ＦＳＫ検波回路が実現できる。微分回路１１
５の後段に多ビット移動平均フィルタ回路１２８を設け
たので、再生データのエラー率をより小さく押さえるこ
とが期待できる。
【０１１１】（Ｈ）他の実施例
第６実施例の構成をベースとし、第３実施例、第４実施
例又は第５実施例の特徴構成を追加したものも本発明の
実施例となる。なお、今までの説明で動作や機能が明ら
かなので、詳細説明は省略する。
例又は第５実施例の特徴構成を追加したものも本発明の
実施例となる。なお、今までの説明で動作や機能が明ら
かなので、詳細説明は省略する。
【０１１２】(H-1) 図１７は第７実施例の構成を示すも
のである。第７実施例は、第６実施例の構成に、第３実
施例の特徴構成である周波数変換のための１／ｎ分周回
路１０３及びエクスクルーシブオア回路１０４を追加し
たものである。
のである。第７実施例は、第６実施例の構成に、第３実
施例の特徴構成である周波数変換のための１／ｎ分周回
路１０３及びエクスクルーシブオア回路１０４を追加し
たものである。
【０１１３】(H-2) 図１８は第８実施例の構成を示すも
のである。第８実施例は、第７実施例における瞬時位相
検出回路１０５及び微分回路１１５間にサンプリング周
波数変換用のサンプリング回路１２４を介挿すると共
に、そのサンプリング周波数規定用の第２の発振器１２
３及び１／ｋ分周回路１２５を設けたものである。
のである。第８実施例は、第７実施例における瞬時位相
検出回路１０５及び微分回路１１５間にサンプリング周
波数変換用のサンプリング回路１２４を介挿すると共
に、そのサンプリング周波数規定用の第２の発振器１２
３及び１／ｋ分周回路１２５を設けたものである。
【０１１４】(H-3) 図１９は第９実施例の構成を示すも
のである。第９実施例は、第８実施例におけるサンプリ
ング回路１２４の介挿位置を微分回路１１５の後段にし
たものである。
のである。第９実施例は、第８実施例におけるサンプリ
ング回路１２４の介挿位置を微分回路１１５の後段にし
たものである。
【０１１５】既述した第３実施例〜第９実施例における
ベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実施例で説
明したようなフィードバック型ＡＦＣ回路１５０及び加
算回路１５１を有するベースバンド処理回路１３０Ａに
適用したものもそれぞれ本発明の実施例を構成する。な
お、今までの説明で動作や機能が明らかなので、詳細説
明は省略する。
ベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実施例で説
明したようなフィードバック型ＡＦＣ回路１５０及び加
算回路１５１を有するベースバンド処理回路１３０Ａに
適用したものもそれぞれ本発明の実施例を構成する。な
お、今までの説明で動作や機能が明らかなので、詳細説
明は省略する。
【０１１６】(H-4) 図２０は第１０実施例の構成を示す
ものである。第１０実施例は、図１１に示す第３実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
ものである。第１０実施例は、図１１に示す第３実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
【０１１７】(H-5) 図２１は第１１実施例の構成を示す
ものである。第１１実施例は、図１２に示す第４実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
ものである。第１１実施例は、図１２に示す第４実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
【０１１８】(H-6) 図２２は第１２実施例の構成を示す
ものである。第１２実施例は、図１３に示す第５実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
ものである。第１２実施例は、図１３に示す第５実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
【０１１９】(H-7) 図２３は第１３実施例の構成を示す
ものである。第１３実施例は、図１４に示す第６実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
ものである。第１３実施例は、図１４に示す第６実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
【０１２０】(H-8) 図２４は第１４実施例の構成を示す
ものである。第１４実施例は、図１７に示す第７実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
ものである。第１４実施例は、図１７に示す第７実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
【０１２１】(H-9) 図２５は第１５実施例の構成を示す
ものである。第１５実施例は、図１８に示す第８実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
ものである。第１５実施例は、図１８に示す第８実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
【０１２２】(H-10)図２６は第１６実施例の構成を示す
ものである。第１６実施例は、図１９に示す第９実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
ものである。第１６実施例は、図１９に示す第９実施例
におけるベースバンド処理回路１３０に代えて、第２実
施例で説明したベースバンド処理回路１３０Ａに適用し
たものである。
【０１２３】本発明は、上記第１〜第１６実施例に限定
されず、上記各実施例の一部を変形した各種実施例も含
むものである。数例を挙げれば以下の通りである。
されず、上記各実施例の一部を変形した各種実施例も含
むものである。数例を挙げれば以下の通りである。
【０１２４】(H-11)例えば、送受信機間のキャリア周波
数にほとんとずれがないように構成できたものであれ
ば、ＡＦＣ回路（フィードフォワード型ＡＦＣ回路）１
１７及び加算回路１１８や、フィードバック型ＡＦＣ回
路１５０及び加算回路１５１を省略することができる。
数にほとんとずれがないように構成できたものであれ
ば、ＡＦＣ回路（フィードフォワード型ＡＦＣ回路）１
１７及び加算回路１１８や、フィードバック型ＡＦＣ回
路１５０及び加算回路１５１を省略することができる。
【０１２５】(H-12)２個の移動平均フィルタ回路１１０
及び１１１、又は、１２６及び１２７からの信号に、π
／２だけの位相差を与えるためには、エクスクルーシブ
オア回路１０６及び１０７に入力される搬送波周波数信
号間にπ／２だけの位相差があれば良く、そのために
は、位相を遅れさせるπ／２移相回路１０９に代え、位
相を進めさせるπ／２移相回路を適用しても良く、ま
た、移相方向が異なる２個のπ／４移相回路によってπ
／２の位相差を形成させるようにしても良い。
及び１１１、又は、１２６及び１２７からの信号に、π
／２だけの位相差を与えるためには、エクスクルーシブ
オア回路１０６及び１０７に入力される搬送波周波数信
号間にπ／２だけの位相差があれば良く、そのために
は、位相を遅れさせるπ／２移相回路１０９に代え、位
相を進めさせるπ／２移相回路を適用しても良く、ま
た、移相方向が異なる２個のπ／４移相回路によってπ
／２の位相差を形成させるようにしても良い。
【０１２６】(H-13)論理回路１１２は、π／２だけ異な
る２個の移動平均信号から、−π〜π、π〜３π、３π
〜５π、…のような２πの範囲で直線変化する位相特性
を有する信号を作成できれば良いので、上記実施例の方
法に限定されない。例えば、図２（ｂ）に示す位相特性
を有する信号の負極性で図２（ａ）に示す位相特性を有
する信号の極性を維持させ、図２（ｂ）に示す位相特性
を有する信号の正極性で図２（ａ）に示す位相特性を有
する信号の極性を反転するものであっても良い。
る２個の移動平均信号から、−π〜π、π〜３π、３π
〜５π、…のような２πの範囲で直線変化する位相特性
を有する信号を作成できれば良いので、上記実施例の方
法に限定されない。例えば、図２（ｂ）に示す位相特性
を有する信号の負極性で図２（ａ）に示す位相特性を有
する信号の極性を維持させ、図２（ｂ）に示す位相特性
を有する信号の正極性で図２（ａ）に示す位相特性を有
する信号の極性を反転するものであっても良い。
【０１２７】(H-14)各種移動平均フィルタ回路の構成
は、上述した図面に示したものに限定されない。例え
ば、図５に示した二重移動平均フィルタ回路は、特公平
１−４５０９７号の第４図に対応したものであるが、特
公平１−４５０９７号の第４図に対応したものを適用し
ても良い。また、例えば、図１２に示した単純移動平均
フィルタ回路は、特公平４−１０７７６号の第５図に対
応したものであるが、特公平４−１０７７６号の第７図
に対応したものを適用しても良い。
は、上述した図面に示したものに限定されない。例え
ば、図５に示した二重移動平均フィルタ回路は、特公平
１−４５０９７号の第４図に対応したものであるが、特
公平１−４５０９７号の第４図に対応したものを適用し
ても良い。また、例えば、図１２に示した単純移動平均
フィルタ回路は、特公平４−１０７７６号の第５図に対
応したものであるが、特公平４−１０７７６号の第７図
に対応したものを適用しても良い。
【０１２８】(H-15)エクスクルーシブオア回路１０４、
１０６、１０７に代えてエクスクルーシブノア回路を適
用しても良い。
１０６、１０７に代えてエクスクルーシブノア回路を適
用しても良い。
【０１２９】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、それぞ
れがデジタル回路でなる、瞬時位相検出回路、微分回
路、ベースバンド処理回路等の構成要素によって多値Ｆ
ＳＫ検波回路を構成したので、製造バラツキのない多値
ＦＳＫ検波回路が実現でき、また、ＬＳＩ化に容易に対
応することができる。
れがデジタル回路でなる、瞬時位相検出回路、微分回
路、ベースバンド処理回路等の構成要素によって多値Ｆ
ＳＫ検波回路を構成したので、製造バラツキのない多値
ＦＳＫ検波回路が実現でき、また、ＬＳＩ化に容易に対
応することができる。
【図１】第１実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】瞬時位相検出回路１０５の瞬時位相検出信号の
位相特性の説明図である。
位相特性の説明図である。
【図３】ＦＳＫベースバンド信号の例を示す信号波形図
である。
である。
【図４】微分回路１１５からの瞬時周波数信号のアイパ
タンを示す図である。
タンを示す図である。
【図５】二重移動平均フィルタ回路１１０、１１１の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図６】ＡＦＣ回路１１７の機能の説明図である。
【図７】ＡＦＣ回路１１７の構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図８】第２実施例の構成を示すブロック図である。
【図９】第２実施例のＡＦＣ回路１５０の構成例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１０】第２実施例のＡＦＣ回路１５０の動作の説明
図である。
図である。
【図１１】第３実施例の構成を示すブロック図である。
【図１２】第４実施例の構成を示すブロック図である。
【図１３】第５実施例の構成を示すブロック図である。
【図１４】第６実施例の構成を示すブロック図である。
【図１５】単純移動平均フィルタ回路１２６、１２７の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図１６】多ビット移動平均フィルタ回路１２８の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１７】第７実施例の構成を示すブロック図である。
【図１８】第８実施例の構成を示すブロック図である。
【図１９】第９実施例の構成を示すブロック図である。
【図２０】第１０実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２１】第１１実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２２】第１２実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２３】第１３実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２４】第１４実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２５】第１５実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２６】第１６実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
１０２、１２３…発振器、１０３、１０８、１２５…分
周回路、１０４、１０６、１０７…エクスクルーシブオ
ア回路、１０５…瞬時位相検出回路、１０９…π／２移
相回路、１１０、１１１…二重移動平均フィルタ回路、
１１２…論理回路、１１３…遅延回路、１１４…位相差
分検出回路、１１５…微分回路、１１６…クロック再生
回路、１１７…ＡＦＣ回路（フィードフォワード型ＡＦ
Ｃ回路）、１１８、１５１…周波数ずれ補償用加算回
路、１１９…データ再生回路、１２４…サンプリング回
路、１２６、１２７…単純移動平均フィルタ回路、１２
８…多ビット移動平均フィルタ回路、１３０、１３０Ａ
…ベースバンド処理回路、１５０…フィードバック型Ａ
ＦＣ回路。
周回路、１０４、１０６、１０７…エクスクルーシブオ
ア回路、１０５…瞬時位相検出回路、１０９…π／２移
相回路、１１０、１１１…二重移動平均フィルタ回路、
１１２…論理回路、１１３…遅延回路、１１４…位相差
分検出回路、１１５…微分回路、１１６…クロック再生
回路、１１７…ＡＦＣ回路（フィードフォワード型ＡＦ
Ｃ回路）、１１８、１５１…周波数ずれ補償用加算回
路、１１９…データ再生回路、１２４…サンプリング回
路、１２６、１２７…単純移動平均フィルタ回路、１２
８…多ビット移動平均フィルタ回路、１３０、１３０Ａ
…ベースバンド処理回路、１５０…フィードバック型Ａ
ＦＣ回路。
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (8)
- 【請求項１】 多値ＦＳＫ変調波信号及び基準クロック
信号が入力され、この多値ＦＳＫ変調波信号の瞬時位相
を検出してデジタル的に出力する瞬時位相検出回路と、 この瞬時位相検出回路から出力された多値ＦＳＫ変調波
信号の瞬時位相信号を微分して、上記多値ＦＳＫ変調波
信号の瞬時周波数を計算して出力する微分回路と、 この微分回路から出力された瞬時周波数信号から、デー
タ及びデータクロックを再生するベースバンド処理回路
とでなり、 上記瞬時位相検出回路が、 上記基準クロック信号に基づいて生成されたπ／２だけ
位相が異なる同一周波数の第１及び第２のクロック信号
を基に、上記多値ＦＳＫ変調波信号のこれら第１及び第
２のクロック信号を基準とした位相差反映情報を含む第
１及び第２の変調波情報信号を出力する変調波情報生成
回路と、 これら第１及び第２の変調波情報信号の移動平均をそれ
ぞれ得る、単純移動フィルタ回路又は二重移動フィルタ
回路でなる第１及び第２の移動平均フィルタ回路と、 これら第１及び第２の移動平均フィルタ回路からの移動
平均信号に基づいて、入力された上記多値ＦＳＫ変調波
信号の瞬時位相信号を形成する瞬時位相信号形成用論理
回路とでなり、 上記ベースバンド処理回路が、 再生されたデータクロック及び上記微分回路からの瞬時
周波数信号に基づいて、その瞬時周波数信号が所定の上
限及び下限間に入るように、送受信機間の搬送波周波数
のずれに基づく誤差を補償するフィードバック型周波数
ずれ補償回路と、 このフィードバック型周波数ずれ補償回路からの瞬時周
波数信号からデータクロックを再生するクロック再生回
路と、 再生されたデータクロック及び上記フィードバック型周
波数ずれ補償回路からの瞬時周波数信号に基づいて、そ
の瞬時周波数信号に含まれている、送受信機間の搬送波
周波数のずれに基づく残存誤差を補償するフィードフォ
ワード型周波数ずれ補償回路と、 このフィードフォワード型周波数ずれ補償回路によって
周波数ずれが補償された瞬時周波数信号から、再生され
たデータクロックに基づいて、データを再生するデータ
再生回路とを備える ことを特徴とする多値ＦＳＫ検波回
路。 - 【請求項２】 上記変調波情報生成回路が、 上記基準クロック信号を１／ｍ分周（ｍは整数）する１
／ｍ分周回路と、 分周されたクロック信号を２分岐し、少なくとも分岐し
た一方のクロック信号の位相を操作してπ／２だけ位相
が異なる上記第１及び第２のクロック信号を形成するク
ロック信号形成回路と、 当該瞬時位相検出回路に入力された上記多値ＦＳＫ変調
波信号と、上記第１のクロック信号との論理レベルの一
致不一致信号を形成して第１の変調波情報信号として出
力する第１の一致不一致回路と、 当該瞬時位相検出回路に入力された上記多値ＦＳＫ変調
波信号と、上記第２のクロック信号との論理レベルの一
致不一致信号を形成して第２の変調波情報信号として出
力する第２の一致不一致回路とを備えることを特徴とす
る請求項１に記載の多値ＦＳＫ検波回路。 - 【請求項３】 上記基準クロック信号に基づいて、入力
された多値ＦＳＫ変調波信号の周波数を変換し、周波数
が変換された多値ＦＳＫ変調波信号を上記瞬時位相検出
回路に入力させる周波数変換回路を設けたことを特徴と
する請求項１又は２に記載の多値ＦＳＫ検波回路。 - 【請求項４】 上記周波数変換回路が、 上記基準クロック信号を１／ｎ分周（ｎは整数）する１
／ｎ分周回路と、 この１／ｎ分周回路から出力されたクロック信号と、入
力された上記多値ＦＳＫ変調波信号との論理レベルの一
致不一致を求める周波数変換用一致不一致回路とを備え
ることを特徴とする請求項３に記載の多値ＦＳＫ検波回
路。 - 【請求項５】 上記微分回路及び上記ベースバンド処理
回路が、上記基準クロック信号とは異なる周波数であっ
て、データ速度のＮ倍（Ｎは整数）の周波数を有する第
２の基準クロック信号に基づいて動作することを特徴す
る請求項１〜４のいずれかに記載の多値ＦＳＫ検波回
路。 - 【請求項６】 上記ベースバンド処理回路が、上記基準
クロック信号とは異なる周波数であって、データ速度の
Ｎ倍（Ｎは整数）の周波数を有する第２の基準クロック
信号に基づいて動作することを特徴する請求項１〜４の
いずれかに記載の多値ＦＳＫ検波回路。 - 【請求項７】 上記第２の基準クロック信号を１／ｋ分
周（ｋは整数）する１／ｋ分周回路と、 この１／ｋ分周回路からのクロック信号に基づいて、入
力信号のサンプリング周波数を変換して出力するサンプ
リング回路とを備え、 上記サンプリング回路が、上記基準クロック信号で動作
する最も後段の回路の後段に設けられていることを特徴
する請求項５又は６に記載の多値ＦＳＫ検波回路。 - 【請求項８】 上記微分回路及び上記ベースバンド処理
回路間に、多ビット移動平均フィルタ回路を設けたこと
を特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の多値ＦＳ
Ｋ検波回路。
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|---|---|---|---|
| JP28645894A JP3514529B2 (ja) | 1994-06-06 | 1994-11-21 | 多値ｆｓｋ検波回路 |
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| CA002150631A CA2150631A1 (en) | 1994-06-06 | 1995-05-31 | Frequency-shift-keying detector using digital circuits |
| GB9510950A GB2290202B (en) | 1994-06-06 | 1995-05-31 | Frequency-shift-keying detector using digital circuits |
| US08/460,653 US5539355A (en) | 1994-06-06 | 1995-06-02 | Frequency-shift-keying detector using digital circuits |
| HK98111503A HK1010810A1 (en) | 1994-06-06 | 1998-10-22 | Frequency-shift-keying detector using digital circuits |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6-123980 | 1994-06-06 | ||
| JP12398094 | 1994-06-06 | ||
| JP28645894A JP3514529B2 (ja) | 1994-06-06 | 1994-11-21 | 多値ｆｓｋ検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0856243A JPH0856243A (ja) | 1996-02-27 |
| JP3514529B2 true JP3514529B2 (ja) | 2004-03-31 |
Family
ID=26460764
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28645894A Expired - Fee Related JP3514529B2 (ja) | 1994-06-06 | 1994-11-21 | 多値ｆｓｋ検波回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5539355A (ja) |
| JP (1) | JP3514529B2 (ja) |
| KR (1) | KR100302543B1 (ja) |
| CA (1) | CA2150631A1 (ja) |
| GB (1) | GB2290202B (ja) |
| HK (1) | HK1010810A1 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5703908A (en) * | 1993-10-08 | 1997-12-30 | Rutgers University | Fixed reference shift keying modulation for mobile radio telecommunications |
| US5777911A (en) * | 1996-02-12 | 1998-07-07 | Analog Devices, Inc. | Digital filtering system |
| GB9603609D0 (en) * | 1996-02-21 | 1996-04-17 | Cedardell Ltd | Apparatus for processing radiated radio frequency signals |
| GB9617598D0 (en) * | 1996-08-22 | 1996-10-02 | Philips Electronics Nv | M-ary fsk receiver |
| US6046630A (en) * | 1997-06-27 | 2000-04-04 | Hyundai Electronics Industries Co., Ltd. | π/4 QPSK digital demodulating apparatus and a method thereof |
| GB0104280D0 (en) * | 2001-02-21 | 2001-11-21 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Estimating frequency offset |
| US20020141568A1 (en) * | 2001-04-02 | 2002-10-03 | Acoustic Technologies, Inc. | Dual threshold correlator |
| JP4161883B2 (ja) * | 2003-11-19 | 2008-10-08 | 沖電気工業株式会社 | Ｆｓｋ信号検波器 |
| JP4792908B2 (ja) * | 2005-10-12 | 2011-10-12 | 日本電気株式会社 | Ｆｍ復調装置及びその方法並びにそれを用いた通信装置 |
| US8214163B2 (en) * | 2006-03-17 | 2012-07-03 | Lecroy Corporation | Envelope generation algorithm |
| JP2010271091A (ja) | 2009-05-20 | 2010-12-02 | Seiko Epson Corp | 周波数測定装置 |
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