JPH11505083A - バーストで送信された信号の受信と検索の方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 スペクトル拡散通信システムのためのモデム（１１０）に使用される組み込まれている検索処理装置（１２８）は、バッファー（１７２）の中に受信された信号サンプルを一時保存し、バッファー（１７２）からの次に続くオフセット上で作動する時割された変形処理装置（１２０）を利用する。検索処理装置（１２８）は、マィクロプロセッサ（１３６）により指定された検索パラメータにより構成されれた検索を通じて自分で段階を進めるもので、前記検索処理装置は、全般的に検索するためのアンテナのグループ、全般的に検索するための開始オフセットと検索ウインドウの幅、と各オフセットで結果を蓄積するためのウォルシュ関数符号から成ることができる。検索処理装置（１２８）は、各オフセットに於ける相関エネルギーを計算して、検索で発見された変調装置（１２２）エレメントの再割当に使用するのに最適な経路の概略の報告を示す。検索は、検索されている信号が与えられた如何なる時間でも送信されたという確率とは無関係に、直線方法で行われる。

Description

【発明の詳細な説明】 バーストで送信された信号の受信と検索の方法 発明の背景 Ｉ．発明の分野 本出願は、「拡散スペクトルマルチプルアクセス通信システムのための多重パ ス検索処理装置」の名称の、出願日１９９４年９月３０日の、係属中の米国特許 出願番号０８／３１６，１７７号の、部分的継続出願である。本発明は、一般的 に、拡散スペクトル通信システムに関し、より具体的には、セルラ電話通信シス テムの中の信号処理に関する。 ＩＩ．関連技術の説明 セルラ電話通信システム、個人通信システムと無線地域ループ・システムのよ うな無線電話システムの中で、多くのユーザーは、優先電話システムと交信する ために無線チャンネル上で通信する。無線チャンネル上の通信は、限られた周波 数のスペクトルの中で、多数のユーザーが利用できる種々のマルチプルアクセス 技術の一つである可能性がある。これ等のマルチプルアクセス技術は、時分割マ ルチプルアクセス、周波数分割マルチプルアクセス（ＦＤＭＡ）、と符号分割マ ルチプルアクセス（ＣＤＭＡ）とから成る。ＣＤＭＡ技術は、多くの利点を有し 、該システムの例は、“衛星あるいは地上中継装置を使用する、拡散スペクトル マルチプルアクセス通信システム”の名称の、１９９０年２月１３日に、Ｋ． Ｇｉｌｈｏｕｓｅｎ他に与えられ、本発明の譲受人に譲渡され、本出願の中で引 用で組み込まれている、米国特許第４，９０１，３０７号の中で説明されている 。 該特許の中で、マルチプルアクセス技術は、各々がトランシーバを有する多数 の移動電話システムのユーザーが、ＣＤＭＡ拡散スペクトル通信信号を使用する 衛星中継装置あるいは地上基地局を経由して交信する場合を開示している。ＣＤ ＭＡ通信を使用するに当たって、周波数スペクトルを再利用された多重時間を利 用することができるので、システム内のユーザーの容量を増加させることができ る。 米国特許第４，９０１，３０７号の中で開示されているＣＤＭＡ変調技術は、 衛星あるいは地上チャンネルを利用する通信システムの中で使用されている狭域 帯変調技術と比較して、多くの利点を提供している。地上チャンネルには、特に 多重パス信号に関する通信システム上での独特の問題がある。ＣＤＭＡの技術を 利用することで、例えばフェージングのような多重パスの悪影響を最少限度に抑 える一方で、該技術の利点を最大限に発揮させて地上チャンネルの独特の問題を 克服できる。 米国特許第４，９０１，３０７号で開示されているＣＤＭＡ技術は、遠隔単位 衛星通信の中のリンクの双方向に対してコヒーレント変調と復調の使用を想定し ている。従って、該特許の中に開示されているものは、衛星から遠隔装置リンク と基地局から遠隔装置リンクに対する、コヒーレント位相基準値としての搬送信 号のパイロットしての使用である。しかし、地上のセルラ環境の中では、多重パ スのフェージングの激しさが、チャンネルの位相の中断を生み、また同時に、遠 隔装置からのパイロット搬送信号を送信するのに必要な電力は、遠隔装置から基 地局へのリンクのためのコヒーレント復調技術の利用を妨げる。“ＣＤＭＡセル ラ電話システムの中で信号波形を作り出すためのシステムと方法」の名称の、１ ９９０年６月２５日に発行され、本発明の譲受人に譲渡され、開示事項が引用で 組み込まれている、米国特許第５，１０３，４５９号は、非コヒーレント変調と 復調技術をを利用して、遠隔装置から基地局へのリンクの中の多重パスの悪影響 を克服する手段を提供している。 ＣＤＭＡセルラ電話システムの中で、全ての基地局で同じ周波数帯を通信に使 用できる。基地局の受信機で、現場経路の線と建物に反射したもう一つの経路の ような分離できる多重パスは、向上されたモデムの性能のために組み合わされた ダイバーシティーとすることができる。処理利得を作り出すＣＤＭＡ波形の特性 は、また同じ周波数帯を占める信号と識別するのに使用される。更に、経路の遅 れの差がＰＮチップ継続時間を超えることを条件として、高速擬似ノイズ（ＰＮ ）変調で、同じ信号の多数の異なる伝搬経路を分離することができる。約１ＭＨ ｚの速度のＰＮチップが、ＣＤＭＡシステムの中に使用されている場合は、拡散 周波数帯の幅のシステム・データ伝送速度に対する比と等しい全拡散スペクトル 処理利得を、１マイクロ秒以上異なる遅れを有する経路に対して使用することが で きる。１マイクロ秒の経路の遅れ差分は、約３００メートルの経路の距離の差分 に対応する。都会の環境は、一般的に１マイクロ秒以上の差分経路遅れを作り出 す。 地上チャンネルの多重パス特性は、受信機を進行する複数の独特の伝搬経路を 有する信号を作り出す。多重チャンネルの一つの特性は、チャンネルを経由して 送信される信号の中の時間の広がりである。例えば、理想的なインパルスが多重 パスチャンネル上で送信された場合、受信された信号は、パルスの流れのように なる。多重パスチャンネルのもう一つの特性は、チャンネルを経由する各経路が 、それぞれ異なる減衰要素の原因となる可能性があることである。例えば、理想 的なインパルスが多重チャンネル上で送信された場合、受信されたパルスの流れ の各パルスは、一般的に、他の受信されたパルスとは異なる信号力を有する。更 に別の多重パスチャンネルの特性はチャンネルを通して各々のパスが信号上で異 なる位相を生じさせうるということである。例えば、理想的なインパルスが多重 チャンネル上で送信された場合、受信されたパルスの流れの各パルスは、一般的 に、他の受信されたパルスとは異なる信号力を有する。 無線チャンネルの中では、多重パスは、例えば、建物、樹木、車両、と人のよ うな、環境の中の障害物からの信号の反射により作られる。一般的に、無線チャ ンネルは、多重パスを作り出す構造物の相対的な動きによる時間の変化する多重 パスチャンネルである。例えば、理想的なインパルスが、時間の変化する多重パ スチャンネル上で送信された場合、受信されたパルスの流れは、理想的なインパ ルスが送信された時間と相関関係を持って時間の場所、減衰と位相で変化する。 チャンネルの多重パス特性は、信号のフェージングに現れる可能性がある。フ ェージングは、多重パスチャンネルの位相合わせ特性の結果である。フェージン グは、マルチパス・ベクトルが破壊的に加わって、何れの個々のベクトルより小 さい受信された信号を作りだしたときに起こる。例えば、サイン波が、一番目の パスが減衰係数のＸｄＢ、Θラジアンの移相時間遅れのδを有し、二番目のパス が減衰係数のＸｄＢ、Θ＋πのラジアンの移相時間遅れのδを有する、２個のパ スを有する多重パスチャンネルを経由して送信された場合、チャンネルの出力側 では、全く受信されない。 在来の無線電話システムで使用されているアナログＦＭ変調のような狭域周波 数帯変調システムでは、無線チャンネル内の多重パスの存在は、結果として深刻 な多重パス・フェージングを生ずる。しかし、広域周波数帯ＣＤＭＡに就いて前 記で指摘されているとおり、復調過程で、異なるパスを識別することができる。 この識別は、多重パス・フェージングの過酷さを大幅に減少させるばかりでなく 、ＣＤＭＡに利点を提供する。 ダイバーシティーは、フェージングの悪影響を最小限度に抑える取り組みの一 つである。従って、システムがフェージングを減らせることができるような一部 のダイバーシティーの形式が提供されることが望ましい。ダイバーシティーには 主に三つのタイプがある：即ち、時間ダイバーシティー、周波数ダイバーシティ ーと空間／パスダイバーシティーである。 時間ダイバーシティーは、反復、時間インターリーブ（交互配置）とまた冗長 度を導入するエラー修正と検出符号化の使用で最も良く得ることができる。本発 明を構成しているシステムは、時間ダイバーシティーの一つの形態としてこれ等 の技術の各々に使用することができる。 その固有の広域周波数体の性質により、ＣＤＭＡは、信号エネルギーを広い周 波数帯にわたって拡散することで、周波数ダイバーシティーの形態を提供する。 従って、周波数選択性フェージングは、ＣＤＭＡの信号周波数帯のほんの一部に しか影響を与えない。 空間とパスのダイバーシティーは、２箇所あるいはそれ以上の局を経由する遠 隔装置から同時リンクを経由して信号パスを提供し、また単一の基地局で、２本 あるいはそれ以上の間隔を置いたアンテナ・エレメントを使用することで得られ る。更に、パス・ダイバーシティーは、前記で解説されている通り、個々に受信 され処理される、異なる伝搬遅れで信号を到着させることによる拡散スペクトル 処理を通しての多重パス環境を活用することで得られる。パス・ダイバーシティ ーの例は、何れも本発明の譲受人に譲渡された、１９９２年３月２１日に発行さ れた、“ＣＤＭＡセルラ電話システムの中のソフト・ハンドオフ”の名称の、米 国特許番号第５，１０１，５０１号とまた１９９２年４月２８日に発行された、 “ＣＤＭＡセルラ電話システムの中のダイバーシティー受信機”の名称の、米国 特許番号第５，１０９，３９０号の中で示されている。 フェージングの悪影響は、更に、送信出力を制御することでＣＤＭＡシステム の中である程度まで制御できる。基地局と遠隔装置の出力制御のためのシステム は、本発明の譲受人に譲渡された、１９９１年１０月８日に発行された、“ＣＤ ＭＡセルラ移動電話システムの中の送信出力を制御するための方法と装置”の名 称の、米国特許番号第５，０５６，１０９号の中で開示されている。 米国特許第４，９０１，３０７号の中で開示されている様なＣＤＭＡの技術は 、異なるＰＮシーケンスが割り当てられている各遠隔装置ユーザーでの比較的長 いＰＮシーケンスの使用を想定している。ゼロ以外の経常的桁送りに対する異な るＰＮシーケンスとＰＮシーケンスの自己相関との間の相関関係は、双方がゼロ に近い平均値を持っているので、受信したときユーザーの異なる信号を識別でき る。（自己相関と相関関係は、ゼロ平均値を得るために、“１”から得る論理“ ０”と“−１”から得る論理“１”あるいは同様のマッピングを必要とする。） しかし、該ＰＮ信号は、直交配列ではない。相関関係は、シーケンス長全部に わたって必ずゼロに平均となるが、情報ビット時間のような短い時間間隔に対し ては、相関関係は、二項分布の確率変数である。従って、信号は、それがあたか も同じ電力スペクトル密度に於ける広域周波数帯ガウス・ノイズであるかのよう な極めて似た方法で相互干渉する。従って、他のユーザーの信号、あるいは相互 干渉ノイズは、最終的に達成可能な容量を制限する。 ｎの全ての電力２に対する、各長さｎの直交二進シーケンスの一組のｎを構成 することができることは公知の技術である。Ｓ．Ｗ． Ｇｏｌｏｍｂ他、Ｐｒｅ ｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ， Ｉｎｃ． １９６４年、頁４５−６４の「空間応用デ ジタル通信」を参照。事実、直交二進シーケンスのセットが、大部分の長さが４ の倍数であり２００以下であることがまた知られている。作り出すことが用意で あるこのシーケンスの集合は、またとしてアダマールマトリックスとして知られ ているウォルシュ関数と呼ばれる。 ウォルシュ関数の順序ｎは、帰納的に次のように定義することができる： ここで，Ｗ’は、Ｗ、とＷ（１）＝｜０｜の論理的補数示している。 従って、次の通りとなる、 ウォルシュ記号、シーケンスあるいは符号は、ウォルシュ関数マトリックスの 行の一つである。ウォルシュの順序ｎには、各々が長さｎの、ウォルシュ・チッ プのシーケンスｎが含まれている。各ウォルシュ符号は、ウォルシュ符号がある 行に対応するウォルシュ指数が数（１からｎまで）を指す対応するウォルシュ指 数を有している。例えば、上記のｎ＝８ウォルシュ関数マトリックスに対して、 全てゼロの行は、ウォルシュ指数１に対応し、ウォルシュ符号０、０、０、０、 １、１、１、１はウォルシュ指数５に対応する。 ウォルシュ関数マトリックスの順序ｎ（また他の長さｎの直交関数）は、ビッ トｎの間隔にわたって、全てのセットの中の全ての個となるシーケンスの間の相 関関係がゼロである特性を有する。これは、各シーケンスが他の各々のシーケン スと丁度ビットの半分異なることに注目することで理解できる。常にすべてゼロ を含む１個のシーケンスがあることと、また他の全てのシーケンスが半分１で半 分０を含んでいることに注意しなければならない。半分１で半分０の代わりに全 て論理ゼロから成るウォルシュ記号は、ウォルシュ・ゼロ記号と呼ばれる。 遠隔装置から基地局への逆のリンク・チャンネル上では、位相基準値を提供す るパイロット信号は存在しない。従って、低いＥｂ／Ｎｏ（ビット当りエネルギ ー／ノイズ電力密度）を有するフェージングチャンネル上の高品質のリンクを提 供する方法が必要である。逆リンク上のウォルシュ関数変調は、６４ウォルシュ 符号にマッピングされた６符号シンボルのセットにわたってコヒーレントを有す る６４進法の変調の得る簡単な方法である。地上チャンネルの特性は、位相の変 化速度が比較的低いということである。従って、チャンネル上の位相の変化の速 度と比較して短いウォルシュ符号長を選択することで、一つのウォルシュ符号の 長さにわたるコヒーレント復調は可能である。 逆リンク・チャンネル上では、ウォルシュ符号は、遠隔装置から送信される情 報により決定される。例えば、３ビット情報記号は、上記に記載されている８シ ーケンスのＷ（８）にマッピングすることができる。ウォルシュの符号化された 記号の元の情報符号の概算への“逆マッピング”は、高速アマダール変換（ＦＨ Ｔ）受信機の中で達成することができる。好ましい“逆マッピング”あるいは選 択処理は、できるだけ近い復号を行うためのデコーダに提供することができるソ フト決定データを作り出す。 ＦＨＴは、“逆マッピング”を実行するのに使用される。ＦＨＴは、可能なウ ォルシュ・シーケンスの各々を有する受信されたシーケンスと相関関係を有する 。ソフト決定データとしての長さで作られた最も近い相関関係値を選択するらめ に、選択回路が使用される。 ダイバーシティーの拡散スペクトル受信機あるいは“レーキ”受信機設計は、 フェージングの影響を最小限度に抑える多重データ受信機から成る。一般的に、 各データ受信機は、多重アンテナの使用を通して、かあるいはチャンネルの多重 パスの特性により、異なるパスを進行した信号を復調するために割り当てられる 。 直交信号発信方法で変調された信号の復調の中で、各データ受信機は、各々がＦ ＨＴを使用する可能なマッピング値を有する受信された信号と相関関係を有する 。各データ受信機のＦＨＴの出力は結合されてから、選択回路が、復調されたソ フト決定符号を作り出すための最も大きな結合されたＦＨＴ出力を基礎とする、 最も近い相関関係値を選択する。 米国特許第５，１０３，４５９号に記載されたシステムでは、呼び出し信号は 、その時にレート１／３順方向エラー訂正エンコーダによって２８，８００シン ボル／秒の出力ストリームに変換される９６００ビット／秒の情報源として始ま る。これらのシンボルは、４８００のウォルシュ記号／秒を形成するために１度 に６つにグループ化され、各ウォルシュ記号は、音長が６４のウォルシュチップ である６４の直交ウォルシュ関数の中の１つを選択する。ウォルシュチップは、 ユーザに特有なＰＮシーケンス発生器で変調される。その時、ユーザに特有なＰ Ｎ変調データは、それの中の１つが同相（Ｉ）チャネルＰＮシーケンスで変調さ れ、それの１つが直角位相（Ｑ）チャネルＰＮシーケンスで変調される２つの信 号に分割される。Ｉチャネル変調およびＱチャネル変調の両方は、ウォルシュチ ップ当たりのＰＮチップに１．２２８８ＭＨｚのＰＮ拡散レートを与える。Ｉ変 調データおよびＱ変調データは、通信するために結合されたオフセット直角位相 シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ）である。 上記で参照された米国特許第４，９０１，３０７号に記載されたＣＤＭＡセル ラーシステムでは、各基地局は、限られた地理上の領域にカバレージを与え、そ のカバレージ領域内の遠隔装置をセルラーシステム交換器を介して公衆電話交換 網（ＰＳＴＮ）に結合する。遠隔装置が新しい基地局のカバレージ領域に移動す る場合、ユーザの呼び出しの経路割り当ては新しい基地局に転送される。基地局 ー遠隔装置間の信号伝送経路は順方向リンクと呼ばれ、遠隔装置ー基地局間の信 号伝送経路は逆方向リンクと呼ばれる。 前述のように、ＰＮチップ間隔は、結合されるために２つのパスが有しなけれ ばならない最小分離を規定する。別個のパスを復調することができる前に、受信 信号におけるパスの相対到達時間（あるいはオフセット）は、最初に決定されね ばならない。チャネルエレメントモデムは、一連の可能性のあるパスオフセット によって“探索”し、各可能性のあるパスオフセットで受信されたエネルギーを 測定することによってこの機能を実行する。可能性のあるオフセットに関連した エネルギーが所定の閾値を超えるならば、信号復調エレメントはそのオフセット に割り当てられる。このパスオフセットにある信号は、そのそれぞれのオフセッ トで他の復調エレメントの助力で加算することができる。サーチャ復調エレメン トエネルギーレベルに基づいた復調エレメントの割り当て方法および装置は、本 発明の譲受人に譲渡され、１９９３年１０月２８日に出願された名称が「多重信 号を受信できるシステムにおける復調エレメント割り当て」である同時係属の米 国特許出願第０８／１４４，９０２号に開示されている。ダイバーシティ受信機 あるいはレイク受信機は、全てのパスは結合信号が減少される前に一緒に衰えな ければならないために、活発なディジタルリンクを提供する。 図１は、単一の遠隔装置から基地局に到達する典型的な信号セットを示してい る。垂直軸は、デシベル（ｄＢ）スケールの受信出力を示している。水平軸は、 多重パス遅延による信号の到達時間の遅延を示している。ページに通じる軸（図 示せず）は時間のセグメントを示している。ページの共通面の各信号スパイクは 、共通時間に到達するが、異なる時間に遠隔装置によって通信される。共通面に おいて、右側のピークは、左側のピークよりも早い時間に遠隔装置によって通信 される。例えば、最も左側のピークスパイク２は、最新の通信信号に相当する。 各信号スパイク２〜７は、異なるパスを移動するので、異なる時間遅れおよび異 なる振幅応答を示す。スパイク２〜７によって示された６つの異なる信号スパイ クは厳しい多重パス環境を示している。典型的な都市環境はより少ない使えるパ スを生じる。システム雑音の最低限度は、より低いエネルギーレベルを有するピ ークおよびディップによって示される。サーチャエレメントの務めは、可能性の ある復調エレメント割り当てに対する信号スパイク２〜７の水平軸によって測定 されるような遅延を識別することにある。復調エレメントの務めは、結合するた めの多重パスピークのセットを単一の出力に復調することにある。そのうちには 移動できるようなこのピークを追跡することも、多重パスピークに一度割り当て られた復調エレメントの務めである。 水平軸は、ＰＮオフセットの単位を有するものとみなすこともできる。任意の 所与の時間で、基地局は、その各々が異なるパスを移動し、他のものと異なる遅 延を有することができるいろいろな信号を単一の遠隔装置から受信する。遠隔装 置の信号はＰＮシーケンスで変調される。ＰＮシーケンスのコピーは基地局でも 発生される。基地局で、各多重パスは、そのタイミングに整列されたＰＮシーケ ンスコードで個別に復調される。水平軸座標は、この座標の信号を復調するため に使用されるＰＮコードオフセットに対応するものとみなすことができる。 多重パスピークの各々は各多重パスピークの一様でないリッジによって示され るような時間の関数として振幅が変化することに注目されたい。示された制限時 間では、多重パスピークにはいかなる主要な変化もない。より拡大された時間範 囲にわたって、多重パスピークは消え、新しいピークが時間が進むにつれて形成 される。このピークは、遠隔装置が基地局のカバレージ領域内の付近を移動する 時にパス距離が変化するようなオフセットにも遅かれ早かれ低下できる。各復調 エレメントは、それに割り当てられた小さい信号の変動を追跡する。探索処理の 務めは、基地局によって受信されるような現在の多重パス環境のログを生成する ことにある。 典型的な無線電話通信方式では、遠隔装置送信機は、可変速度フォーマットの 音声情報符号化されるボコーダ処理システムを使用できる。例えば、データレー トは、音声操作の切れ目により低下することができる。より低いデータレートは 、遠隔装置通信によって引き起こされる他のユーザに対する混信のレベルを減少 する。受信機で、その他の受信機に関連して、ボコーダ処理システムは音声情報 を再構成するために使用される。音声情報に加えて、非音声情報のみあるいは２ つの混合が遠隔装置によって通信される。 この環境での用途に適しているボコーダは、１９９４年１２月２３日に出願さ れ、本発明の譲受人に譲渡された名称が「可変速度ボコーダ」の同時係属の米国 特許出願第０８／３６３，１７０号に記載されている。このボコーダは、２０ミ リ秒（ｍｓ）フレームの間の音声操作に基づいて、４つの異なる速度、例えば、 約８，０００ビット／秒（ｂｐｓ）、４，０００ｂｐｓ、２，０００ｂｐｓおよ び１，０００ｂｐｓの音声情報符号化データのディジタルサンプルから生成する 。ボコーダデータの各フレームは、９，６００ｂｐｓ、４，８００ｂｐｓ、２， ４ ００ｂｐｓおよび１，２００ｂｐｓのデータフレームのようなオーバーヘッドビ ットでフォーマット化される。９，６００ｂｐｓのフレームに相当する最高速度 データフレームは“全速度”フレームと呼ばれ、４，８００ｂｐｓのデータフレ ームは“１／２速度”フレームと呼ばれ、２，４００ｂｐｓのデータフレームは “１／４速度”フレームと呼ばれ、１，２００ｂｐｓのデータフレームは“１／ ８速度”フレームと呼ばれる。符号化処理あるいはフレームフォーマッティング 処理のいずれでも速度情報はデータに含まれていない。遠隔装置が全速度よりも 小さい速度でデータを通信する時に、遠隔装置通信信号のデューティサイクルは データ速度と同じである。例えば、１／４速度の信号は、遠隔装置から１／４時 間のみ通信される。他の３／４時間中、いかなる信号も遠隔装置から通信されな い。 遠隔装置はデータバーストランダム化器を含んでいる。データバーストランダ ム化器は、どの時間中に遠隔装置が通信し、どの時間中に遠隔装置が所与の通信 信号のデータ速度、遠隔装置に固有な識別番号、および時刻を通信しないかを決 定する。全速度よりも小さい速度で操作される場合、遠隔装置内のデータバース トランダム化器は、伝送バースト内にアクティブ時限を疑似ランダムに分配する 。対応するデータバーストランダム化器は基地局内にも含まれるので、基地局は 時刻および遠隔装置に固有な識別番号に基づいて疑似ランダム分配を再作成でき るが、基地局は、推測的に、通信信号のデータ速度に気づかない。 １／８速度時限は、いわゆる相応の時限群を決定する。１／４速度で作動する 遠隔装置は、相応の群時限および他の疑似ランダム分配期間セット中に通信する 。全速度で作動する遠隔装置は連続して通信する。このように、通信信号のデー タ速度に関係なく、相応の群に対応する時限は、対応する遠隔装置が信号を通信 する時に対応するのは確実である。データバーストランダム化器の更なる詳細は 、１９９４年８月１６日に出願され、本発明の譲受人に譲渡された名称が「デー タバーストランダム化器」の同時係属米国特許出願第０８／２９１，６４７号に 記載されている。 実際の音声伝送データのためのシステム資源を保持するために、遠隔装置は各 フレームに対するレートを通信しない。したがって、受信機は、受信機関連ボコ ーダが音声情報を適切に再構成できるようにデータが受信信号に基づいて符号化 され、通信される速度を決定しなければならない。バーストデータが送信機から 速度情報を受信しないで符号化された速度を測定する方法は、１９９４年４月２ ６日に出願され、本発明の譲受人に譲渡された名称が「通信受信機の通信可変速 度のデータ速度を測定する方法および装置」の同時係属の米国特許出願第０８／ ２３３，５７０号に開示されている。上記の特許出願に開示されているデータ速 度の測定方法は、信号が受信された後に実行されるので、データ情報は探索処理 中に使用可能でない。 基地局で、各個別遠隔装置の信号は受信された呼び出し信号の全体から識別さ れねばならない。基地局で受信された遠隔装置の信号を復調するシステムおよび 方法は、例えば、米国特許第５，１０３，４５９号に開示されている。図２は、 米国特許第５，１０３，４５９号に記載された、逆方向リンクの遠隔装置信号を 復調する基地局装置のブロック図である。 典型的な従来の基地局は、複数の別個のサーチャエレメントおよび復調エレメ ントを備えている。サーチャエレメントおよび復調エレメントはマイクロプロセ ッサによって制御される。この典型的な実施例では、高システム収容能力を保持 するために、システムの各遠隔装置はパイロット信号を通信しない。逆方向リン ク上にパイロット信号がないことによって、遠隔装置信号が受信できる全ての可 能な時間オフセットの調査を行うのに必要な時間は増加する。一般的には、パイ ロット信号は、トラフィックで生じる信号よりも高出力で通信されるので、受信 トラフィックチャネル信号に比較して受信パイロット信号の信号対雑音比は増加 する。それに反して、理想的には、各遠隔装置は、あらゆる他の遠隔装置から受 信された出力レベルに等しい出力レベルで到達するので、低い信号対雑音比を有 する逆方向リンク信号を通信する。さらに、パイロットチャネルは既知のデータ シーケンスを通信する。パイロット信号がない場合、探索処理はどのデータが通 信できたかの全ての可能性を調べなければならない。 図２は、典型的な従来の基地局の実施例を示している。図２の基地局は、ＣＤ ＭＡ逆方向リンク遠隔装置信号１４を受信する１つ以上のアンテナ１２を有する 。一般的には、都市基地局のカバレージ領域はセクタと呼ばれる３つのサブ領域 に 分割される。セクタ当たり２つのアンテナに関しては、典型的な基地局は全部で ６つの受信アンテナを有している。受信信号は、受信信号のＩチャネルおよＱチ ャネルを量子化し、これらの信号を信号線１８を介してチャネルエレメントモデ ム２０に通信するアナログ受信機１６によってベースバンドにダウン変換される 。典型的な基地局は、チャネルエレメントモデム２０のような多重チャネルエレ メントモデム（図２に図示せず）を備えている。各チャネルエレメントモデム２ ０は単一ユーザをサポートする。好ましい実施例では、チャネルエレメントモデ ム２０は、４つの復調エレメント２２および８つのサーチャ２６を備えている。 マイクロプロセッサ３４は、復調エレメント２２およびサーチャ２６の作動を制 御する。各復調エレメント２２およびサーチャ２６のユーザＰＮコードは、この チャネルエレメントモデム２０に割り当てられた遠隔装置のユーザＰＮコードに セットされる。マイクロプロセッサ３４は、復調エレメント２２の割り当てに適 している多重パス信号ピークを含みそうな探索ウィンドウと呼ばれるオフセット のセットによってサーチャ２６を進める。各オフセットに関しては、サーチャ２ ６は、このオフセットで得るエネルギーをマイクロプロセッサ３４に報告する。 その時に復調エレメント２２は、サーチャ２６によって識別されたパスにマイク ロプロセッサ３４で割り当てられる。一旦復調エレメント２２の中の１つがその 割り当てられたオフセットでこの信号上にロックすると、その時、パスが失われ るまでかあるいはパスがマイクロプロセッサ３４によって新しいパスに割り当て られるまで、マイクロプロセッサ３４からの監視なしにそれ自体でこのパスを追 跡する。 図２のシステムに関しては、各復調エレメント２２およびサーチャ２６は、ウ ォルシュ記号の期間に等しい時限中に１つのＦＨＴ変換を実行できる１つのＦＨ Ｔプロセッサ５２を含む。ＦＨＴプロセッサは、ウォルシュ記号毎に１つの値が ＦＨＴからの入力であり、１つのシンボル値がＦＨＴからの出力である意味で“ 実時間”に連動するように連結される。したがって、急速な探索処理を実現でき るために、１つ以上のサーチャ２６は使用されねばならない。サーチャ２６の各 々は、実行する探索の結果を供給してマイクロプロセッサ３４に戻す。マイクロ プロセッサ３４は、到来信号への復調エレメント２２の割り当てで使用するた めのこれらの結果を表にする。 図２において、ただ一つの復調エレメント２２の内部構造が示されているが、 サーチャ２６にもまた適用されることを理解すべきである。チャネルエレメント モデムの各復調エレメント２２あるいはサーチャ２６は、対応するＩのＰＮシー ケンス発生器およびＱのＰＮシーケンス発生器３６、３８並びに特定の遠隔装置 を選択するために使用されるユーザに固有なＰＮシーケンス発生器４０を有する 。ユーザに固有なＰＮシーケンス出力４０は、ＩのＰＮシーケンス発生器および ＱのＰＮシーケンス発生器３６および３８の出力に対してＸＯＲゲート４２およ び４４によって排他的ＯＲにされ、逆拡散変調器４６に供給されるＰＮ‐Ｉのシ ーケンスおよびＰＮ‐Ｑのシーケンスを生じる。ＰＮ発生器３６、３８、４０の タイミング基準は、割り当てられた信号のオフセットに調整されるので、逆拡散 変調器４６は、受信ＩおよびＱのチャネルアンテナサンプルを割り当て信号オフ セットに準じたＰＮ‐ＩのシーケンスおよびＰＮ‐Ｑのシーケンスに相関させる 。ウォルシュチップ当たり４つのＰＮチップに対応する逆拡散変調器出力の中の ４つは加算され、アキュームレータ４８および５０によって単一のウォルシュチ ップを形成する。その時、累算されたウォルシュチップは、高速アダマール変換 （ＦＨＴ）プロセッサ５２へ入力される。１つのウォルシュチップに対応する６ ４のチップが受信されると、ＦＨＴプロセッサ５２は６４のウォルシュチップの セットを６４の可能の通信ウォルシュ記号の各々に相関させ、６４のソフト決定 データのエントリマトリックスを出力する。したがって、ＦＨＴプロセッサ５２ の出力は、結合器２８によって他の割り当てられた復調エレメントの中の復調エ レメントと結合される。結合器２８の出力は、このプロセッサが最初に通信され たウォルシュ記号を正確に識別するという確信によって重み付けられた“ソフト 決定”復調シンボルである。したがって、ソフト決定データは、更なる処理のた めに順方向エラー訂正デコーダ２９に送られ、元の呼び出し信号を取り出す。そ の時に、この呼び出し信号は、呼び出しを公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）３２に経 路選択するＴ１あるいはＥ１のようなディジタルリンク３０を介して送信される 。 各復調エレメント２２と同様に、各サーチャ２６は、ウォルシュ記号の期間に 等しい時限中に１つのＦＨＴ変換を実行できるＦＨＴプロセッサに関する復調デ ータパスを含んでいる。サーチャ２６は、その出力がいかに使用されるかの点お よび時間追跡ができない点で復調エレメント２２と異なるだけである。処理され た各オフセットに関しては、各サーチャ２６は、アンテナサンプルを逆拡散変調 し、アンテナサンプルをＦＨＴ変換への入力であるウォルシュチップに累算し、 ＦＨＴ変換を実行し、サーチャがオフセットにあるウォルシュ記号の各々に対す る最大ＦＨＴ出力エネルギーを加算することによってこのオフセットの相関エネ ルギーを検出する。最終合計は報告されたマイクロプロセッサ３４に戻される。 通常、各サーチャ２６は、マイクロプロセッサ３４によってグループとして他の サーチャとともに探索ウィンドウによってステップされ、各々はＰＮチップの半 分だけその近くから分離される。このように、十分な相関エネルギーは、サーチ ャが正確なパスのオフセットと相関させないためにパスが見失われないことを確 実にするために１／４チップの各最大の可能なオフセットエラーに存在する。探 索ウィンドウによってサーチャ２６をシーケンス化された後、マイクロプロセッ サ３４は、報告された結果を評価し、前述の同時係属の米国特許出願第０８／１ ４４，９０２号に記載されているような復調エレメントの割り当てに対する強い パスを探す。 多重パス環境は、遠隔装置のように絶えず変化していて、他の反射物体は、基 地局カバレージ領域内を動き回る。実行されなければならないサーチャの数は、 有効パスが復調エレメントによって適切な使用ができるように十分迅速に多重パ スを探す必要性によってセットされる。一方、必要とされる復調エレメントの数 は、通常、そのうちに任意の点で有用であると分かったパス数の関数である。こ れらの要求を満たすために、図２のシステムは、４つの復調エレメントの全部お よびチャネルエレメントモデム当たり８つのサーチャのために使用される４つの 復調器集積回路（ＩＣ）に対して２つのサーチャ２６および１つの復調エレメン ト２２を有する。これらの１２の処理エレメントの各々は全復調データパスを含 み、集積回路で実行するのに比較的大きな高価な領域量をとるＦＨＴプロセッサ を含む。４つの復調器ＩＣに加えて、チャネルエレメントモデムも、６つのＩＣ チップの全部に対する変調器ＩＣおよび順方向エラー訂正デコーダＩＣを有する 。高性能で高価なマイクロプロセッサは、復調エレメントおよびサーチャを管理 し、 調整する必要がある。図２で実行されるように、これらの回路は、完全に独立し ており、マイクロプロセッサ３４の綿密な誘導を必要とし、正しいオフセットを シーケンス化し、ＦＨＴ出力を処理する。あらゆるウォルシュ記号マイクロプロ セッサ３４は、ＦＨＴ出力を処理するための割り込みを受信する。この割り込み レートのみは高出力マイクロプロセッサの使用を必要とする。 モデムに必要とされる６つのＩＣがより少ないマイクロプロセッサ支援を必要 とする単一のＩＣに減少され、それによってモデムの直接のＩＣコストおよび広 いレベルの製造コストを減少し、より低コストのマイクロプロセッサ（あるいは 交互に同時にいくつかのチャネルエレメントモデムを支援する単一の高出力マイ クロプロセッサ）に移動できるならば、そのことは有利なことである。ＩＣ製造 工程の収縮機能サイズに頼り、６つのチップを一緒に単一のダイに配置するだけ では十分でない。基本的なサーチャのアーキテクチャは、実に費用効果的な単一 のチップモデムにために再設計される必要がある。前述のことから、より低いコ ストで、よりアーキテクチャ的に有効な方法で拡散スペクトル呼び出し信号を復 調できる信号受信・処理装置の要求があることは明らかであるべきである。 本発明は、受信呼び出し信号の多重パスを潜在的に含む多数のオフセットを迅 速に評価できる前述あるいは単一の集積サーチャプロセッサのような実時間サー チャのセットを使用できる。 本発明は、未知の可変速度で通信され、出力制御に委ねられる多重パス信号を 探索する方法である。 発明の概要 本発明は、未知の可変速度で通信され、出力制御に委ねられる多重パス信号を 探索する方法である。探索する方法は、データを含むために既知の時間に探索処 理を同期化させるいかなる試みも行われない点で線形である。探索処理は、出力 制御グループ境界に整列されるので、正確な出力推定を行うことができる。 図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的および長所は、同じ参照文字が全体に相応して識別する図 面とともに実行されるときに下記に詳述される詳細の説明からより明らかになる 。 図面の簡単な説明 図１は、典型的な厳しい多重パス信号条件を示し、 図２は、従来の通信網復調システムのブロック図、 図３は、本発明により構成された典型的なＣＤＭＡ電気通信システムを示し、 図４は、本発明により構成されたチャネルエレメントモデムのブロック図、 図５は、サーチャプロセッサのブロック図、 図６は、第１のオフセットを使用するアンテナサンプルバッファの円形特性を 示し、 図７は、図６の第１のオフセットの第２の累算のためのアンテナサンプルの円 形特性を示し、 図８は、第２のオフセットのためのアンテナサンプルバッファの円形特性を示 し、 図９は、いかにサーチャが時間の関数として受信機入力を処理するかを示すグ ラフ、 図１０は、サーチャフロントエンドのブロック図、 図１１は、サーチャ逆拡散変調器のブロック図、 図１２は、サーチャ結果プロセッサのブロック図、 図１３は、サーチャ順序制御ロジックのブロック図、 図１４は、図５に示された処理シーケンスを示し、図１３に示された所定の制 御ロジックエレメントの対応状態を示すタイミング図、 図１５は、サーチャプロセッサの代替のブロック図である。 好ましい実施の形態の説明 デジタル無線電話システム内で電話呼を処理するための方法およびシステムに 関する以下の記述においては、希望の結果を達成するために実行されるプロセス およびステップに対するさまざまな参照が行われた。このような参照が人間の行 為または思想を記述するのではなく、電気信号、電磁信号、および電荷、光信号 またはその組み合わせを処理するシステムを含むさまざまなシステムおよび特に それらのシステムの運転、修正および変換を目的としたものであることが理解さ れるべきである。このようなシステムの根本にあるのは、多くの場合「メモリ」 と呼ばれる、原子的または超原子的な？荷電粒子のハードディスク媒体上、また はシリコン、ガリウム砒素、またはその他の半導体をベースにした集積回路媒体 上での配置および編成によって情報を記憶するさまざまな情報記憶装置の使用、 および多くの場合「マイクロプロセッサ」と呼ばれる、このような電気信号と電 磁信号および電荷に呼応してその条件および状態を変化させるさまざまな情報処 理装置の使用である。光エネルギーまたは特殊な光特性を備える粒子またはその 組み合わせを記憶し、処理するメモリおよびマイクロプロセッサも企図され、そ の使用は記述される本発明の運用と一貫している。 本発明は、多岐に渡るデータ伝送アプリケーションで実現でき、図３に図解さ れる実施例では、システム制御装置および交換機（ＢＳＣ＆Ｓ）１０２がインタ フェース機能および制御機能を実行し、基地局１０６を通して遠隔装置１０４と の呼の通信を可能にする音声伝送およびデータ伝送のためのシステム１００内で 実現される。ＢＳＣ＆Ｓ １０２は、遠隔装置１０４への送信および遠隔装置１ ０４からの送信のために、公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）１０８と基地局１０６の 間の呼の経路選択を制御する。 図４では、ＣＤＭＡ法および上記に参照される特許に記述されるデータ・フォ ーマットに従って動作する基地局の基幹施設のチャネル要素モデム１１０Ａ−１ １０Ｎおよびそれ以外の要素を図解する。複数のアンテナ１１２が、受信された 逆リンク信号１１４をアナログ送信機受信機（トランシーバー）１１６に提供す る。アナログ・トランシーバー１１６は、逆リンク信号１１４をベースバンドに ダウン変換し、上記に定義されるＣＤＭＡ受信信号の８倍のＰＮチップ速度でベ ースバンド波形をサンプリングする。アナログ・トランシーバー１１６は、基地 局ＲＸのｐ−ｖ面信号１８を通して、デジタル・アンテナ・サンプルをチャネル 要素モデム１１０Ａ−１１０Ｎに提供する。各チャネル要素モデム１１０Ａ−１ １０Ｎが、基地局とのアクティブな通信が設立された１つの遠隔装置に割り当て られる。各チャネル要素モデム１１０Ａ−１１０Ｎの構造はほぼ同一である。 チャネル要素モデム１１０Ａがアクティブな呼に割り当てられると、復調器フ ロント・エンド１２２および統合型検索プロセッサ１２８は、上記に参照された 特許および特許明細書に記述されるＰＮシーケンスを使用して、対応する遠隔装 置からの信号を、逆リンク信号１１４に含まれる複数の呼信号から隔離する。チ ャネル要素モデム１１０Ａは、復調器フロント・エンド１２２が使用することが できる多重パス信号を識別するために、単独統合型検索プロセッサ１２８を具備 する。実施例では、時分割されたＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０は、統合型 検索プロセッサ１２８および復調器フロント・エンド１２２の両方にサービスを 提供する。ＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０および関係する最大検出ブロック １６０を共有する以外に、統合型検索プロセッサ１２８は、スタンドアロン式、 自己制御式で、自蔵式である。検索構造は、「スペクトラム拡散多元接続システ ム用多重パス検索プロセッサ」と題する１９９４年９月３０日に提出され、本発 明の譲受け人に譲渡された、係属中の米国特許出願番号第０８／３１６，１７７ 合号に詳説される。 ＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０は、復調プロセスの核である。実施例では 、ＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０は、受信されたウォルシュ記号値を、遠隔 装置によって送信された可能性があるウォルシュ記号のそれぞれと相互に関連付 ける。ＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０は、さらに高い相関エネルギー・レベ ルが、ウォルシュ・インデックスに対応する記号が遠隔装置によって通信された というさらに高い尤度に相当するところの、考えられるウォルシュ記号のそれぞ れに対応する相関エネルギーを出力する。それから、最大検出ブロック１６０が 、６４ ＦＨＴ変換エネルギー出力の最大を決定する。最大相関エネルギーおよ び最大検出ブロック１６０からの対応するウォルシュ・インデックス、およびＦ ＨＴプロセッサ・エンジン１２０から出力される６４の相関エネルギーのそれぞ れが、さらなる信号処理のためにパイプライン化された復号器プロセッサ１２６ に渡される。最大相関エネルギーおよび最大検出ブロック１６０からの対応する ウォルシュ・インデックスは、統合型検索プロセッサ１２８に渡し戻される。 パイプライン化された復号器プロセッサ１２６は、さまざまなオフセットで受 信された信号データを時間調節し、１つの復号化された「ソフト決定」信号記号 ストリームに結合する。さらに、パイプライン化された復号器プロセッサ１２６ は、受信される信号の電力レベルを計算する。受信される電力レベルから、出力 制御表示が作成され、遠隔装置に遠隔装置の送信電力を引き上げるか、引き下げ るように命令する。出力制御表示は、遠隔装置による受信のために、基地局送信 済み信号に表示を追加する変調器１４０を通して渡される。この出力制御ループ は、上記に参照される米国特許第５，０５６，１０９号に記述される方法で動作 する。 パイプライン化された復号器プロセッサ１２６からのソフト決定記号ストリー ムはデインターリーバ／順方向エラー訂正デコーダ１３０に出力され、そこでデ インターリーブされ、復号化される。チャネル要素マイクロプロセッサ１３６は 、復号手順全体を監督し、マイクロプロセッサ・バス・インタフェース１３４を 介して、デインターリーバ／順方向エラー訂正デコーダ１３０から回復されたデ ータを入手する。それから、データは、呼をＰＳＴＮ １０８を介して接続する ＢＳＣ＆Ｓ １０２に、デジタル迂回中継リンク１２１を通って転送される。 順方向リンク・データ経路は、逆リンクに提示されたばかりの関数の逆関数と してかなり進行する。信号は、ＢＳＣ＆Ｓ １０２を介してＰＳＴＮ１０８から デジタル迂回中継リンク１２１へ提供される。デジタル迂回中継１２１は、チャ ネル要素マイクロプロセッサ１３６を介して入力をエンコーダ／インターリーバ ー １３８に提供する。データを符号化およびインターリーブした後、エンコー ダ／インターリーバー１３８は、データを変調器１４０に渡し、データはそこで 前記に参照された特許に開示されるように変調される。変調器１４０の出力は、 送信加算器１４２に渡され、そこで、ベースバンドからアップ変換され、アナロ グ送受信機１１６で増幅される前に、他のチャネル要素モデム１１０Ｂ−１１０ Ｎの出力に加算される。加算方法は、１９９４年９月３０日に提出され、本発明 の譲受け人に譲渡された「複数のデジタル波形の加算のためのシリアル・リンク 方式の相互接続」と題する係属中の米国特許出願番号第０８／３１６，１５６号 に開示される。上記に参照される特許出願に提示されるように、チャネル要素モ デム１１０Ａ−１１０Ｎのそれぞれに対応する送信加算器は、放送のためにアナ ログ・トランシーバー１１６に提供される結局は最終合計を生み出すデイジー・ チェーン方式でカスケードすることができる。 図５には、統合型検索プロセッサ１２８を構成する要素が示されている。検索 プロセスの中心は、前述したように、統合型検索プロセッサ１２８と復調器フロ ント・エンド１２２（図５には図示されていない）の間で共有される時分割式Ｆ ＨＴプロセッサ・エンジン１２０である。ＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０は 、図２のＦＨＴプロセッサ５２の３２倍の速さの速度でウォルシュ記号変換を実 行する。この高速変換機能によって、チャネル要素モデム１１０の時分割動作が 可能になる。 好ましい実施例では、ＦＨＴプロセッサ・エンジンは、６段階バタフライ・ネ ットワークを使用して構築される。前記に詳細に説明されるように、次数ｎのウ ォルシュ関数は、以下に示すように再帰的に定義することができる。 この場合、Ｗ’はＷの論理補数で、Ｗ（１）＝０である。 好ましい実施の形態では，ｎ＝６であるウォルシュ・シーケンスが作成される ため、６段階バタフライ・トレリスが１つの送信されたウォルシュ記号の６４の ウォルシュ・チップを、考えられる６４のウォルシュ・シーケンスに相互に関連 付けるために使用される。ＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０の構造および運用 方法は、１９９３年１２月２２日に提出され、本発明の譲受け人に譲渡された「 高速アダマール変換を実行するための方法および装置」と題する係属中の米国特 許出願番号第０８／１７３，４６０号に詳説される。 そのリアルタイム・スレーブ式の相対物の３２倍の処理能力を持つＦＨＴプロ セッサの利点を獲得するために、ＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０には、処理 するための高速入力データが提供されなければならない。アンテナ・サンプル・ バッファ１７２は、この必要性を満たすために特に作られた。アンテナ・サンプ ル・バッファ１７２は、循環するように読み書きされる。 検索プロセスは、単独オフセット検索の集合でグループ化される。最高レベル のグループ化はアンテナ検索集合である。各アンテナ検索集合は、複数の検索ウ ィンドウから構成される。通常、アンテナ検索集合内の各検索ウィンドウとは、 アンテナ検索での各検索ウィンドウが別のアンテナからデータを受信する同一に 実行された検索グループである。各アンテナ・ウィンドウは、一連の検索レーキ から構成される。検索レーキは、ウォルシュ記号の期間に同等な時間内に実行さ れる連続検索オフセットの集合である。各検索レーキは、レーキ要素の集合から 構成される。各レーキ要素は、指定されたオフセットでの単独検索を表す。 検索プロセスの始めに、チャネル要素マイクロプロセッサ１３６は、アンテナ 検索集合の一部である可能性がある検索ウィンドウを指定するパラメータを送信 する。検索ウィンドウの幅は、ＰＮチップ単位で指定される。検索ウィンドウを 完了するために必要とされる検索レーキの数は、検索ウィンドウに指定されるＰ Ｎチップの数に応じて変化する。検索レーキあたりのレーキ要素の数は、チャネ ル要素マイクロプロセッサ１３６によって指定されるか、あるいはなんらかの時 間定数に固定できる。 再び、単独遠隔装置から基地局に到達した信号の例示的な集合を示す図１を参 照すると、検索ウィンドウ、検索レーキ、およびレーキ要素の関係性はさらに明 確になる。図１の垂直軸は、デシベル（ｄＢ）単位で受信される力を表す。水平 軸は、多重パス遅延のための信号の到着時間の遅延を表す。ページに入り込む軸 （図示されていない）は、時間のセグメントを表す。ページの共通面での各信号 スパイクは同時に到着するが、異なった時間に遠隔装置によって送信されていた 。 水平軸は、ＰＮチップ・オフセットの単位を持つものとして考えることができ る。任意の指定された時間に、基地局は、そのそれぞれが異なった経路を移動し 、他の信号とは異なった遅延となる可能性がある、単独の遠隔装置からのさまざ まな信号を知覚する。遠隔装置の信号は、ＰＮシーケンスによって変調される。 ＰＮシーケンスのコピーも基地局で作成される。基地局では、各多重パス信号が 個々に変調されるならば、各信号のタイミングに合わせられるＰＮシーケンス・ コードが必要になるだろう。これらの合わせられたＰＮシーケンスのそれぞれは 、遅延のため、基地局でのゼロ・オフセット基準から遅れることになるだろう。 合わせられたＰＮシーケンスがゼロ・オフセット基地局基準から遅延するＰＮチ ップの数は、水平軸に写像できるだろう。 図１では、時間セグメント１０は、処理対象のＰＮチップ・オフセットの検索 ウィンドウ集合を表す。時間セグメント１０は、検索レーキ時間セグメント９の ような、５つの異なった検索レーキに分割される。各検索レーキは、代わりに、 検索される実際のオフセットを表す多くのレーキ要素から構成される。例えば、 図１では、各検索レーキは、矢印８で示されるレーキ要素のような８個の異なっ たレーキ要素から構成される。 単独レーキ要素を矢印８に示されるように処理するには、そのオフセットでの 時間でのサンプルの集合が必要とされる。例えば、矢印８によって示されるレー キ要素を処理するために、逆拡散プロセスは、時間を経てページに戻る矢印８に よって示されるオフセットでのサンプルの集合を必要とする。ＰＮシーケンスは 、サンプルが到着した時間および処理が希望されるオフセットを注記することに よって決定できる。希望のオフセットは到着時間と結合され、受信されたサンプ ルと相互関係が付けられる対応するＰＮシーケンスを決定することができる。 レーキ要素が逆拡散されるに従って、受信アンテナ・サンプルおよびＰＮシー ケンスは、経時的に一連の値を介して実行される。受信されたアンテナ・サンプ ルが図１に示されるすべてのオフセットに対し同じであり、スパイク２−７が同 時に到着する例示的な多重パスピークを示し、逆拡散プロセスによってだけ識別 されることに注意する。 上記の好ましい実施の形態では、各レーキ要素は、時間にして１／２分の１Ｐ Ｎチップだけ、先行するレーキ要素からずれている。つまり、矢印８に対応する レーキ要素が、図示された分割面から始めて相互関係が付けられ、時間で前方に （図示されるページの中に）移動していくと、矢印８に対応するレーキ要素の左 側にあるレーキ要素は、図示された分割面から時間で１／２チップ遅れて開始す るサンプルを使用するだろう。時間のこの進行によって、１つの共通した検索レ ーキ中の各レーキ要素を同じＰＮシーケンスに相互関係付けることができる。 各遠隔装置は、地上環境での経路遅延のため、ある量、遅延した基地局の送信 済み信号を受信する。同じＩおよびＱ ＰＮ短コードおよびユーザＰＮ長コード の作成も、遠隔装置で実施されている。遠隔装置は、それが基地局から知覚する 時間基準に基づいて時間基準を作成する。遠隔装置は、時間基準信号をそのＩお よびＱ ＰＮ短コードおよびユーザＰＮ長コード作成ジェネレータとして使用す る。したがって、基地局で遠隔装置から受信される情報信号は、基地局と遠隔装 置の間の信号経路の往復の遅延分、遅延する。したがって、検索プロセスで使用 されるＰＮジェネレータのタイミングが基地局でのゼロ・オフセット時間基準に 従属する場合、ジェネレータの出力は、つねに、対応する信号が遠隔局から受信 される前に入手できる。 ＯＱＰＳＫ信号では、Ｉチャネル・データおよびＱチャネル・データは、互い に時間にして１／２チップだけずれている。したがって、実施例で使用されるＯ ＱＰＳＫ 逆拡散には、２倍のチップ速度でサンプリングされたデータが必要と なる。また、検索プロセスは、半分のチップ速度でサンプリングされたデータを 用いて最適に動作する。１つの検索レーキ内の各レーキ要素は、前のレーキ要素 から１／２チップ分ずれている。１／２チップのレーキ要素解像度によって、多 重パスピーク信号が、検出されずに省略されることがないことが確実になる。以 上の理由から、図５のアンテナ・サンプル・バッファ１７２は、２倍のＰＮチッ プ速度でサンプリングされたデータを記憶する。 データ分に相当する１ウォルシュ記号が、単独レーキ要素を処理するために、 アンテナ・サンプル・バッファ１７２から読み出される。継続するレーキ要素ご とに、データ分に相当する１ウォルシュ記号が、前にレーキ要素から１／２ＰＮ チップ分ずれているアンテナ・サンプル・バッファ１７２から読み出される。各 レーキ要素は、検索レーキ中の各レーキ要素のために、逆拡散器 １７８によっ て、ＰＮシーケンス・バッファから読み出される同じＰＮシーケンスで逆拡散さ れる。 アンテナ・サンプル・バッファ１７２は、ウォルシュ記号２個分の深さであり 、検索プロセスを通して継続的かつ繰り返し読み出され、書き込まれる。各検索 レーキ内で、時間で最新のオフセットを有するレーキ要素が最初に処理される。 最新のオフセットは、遠隔装置から基地局までもっとも長い信号経路を移動して きた信号に相当する。検索器が検索レーキの処理を開始する時間は、検索レーキ で最新のオフセットを有するレーキ要素に結びついたウォルシュ信号境界に調和 される。オフセット・ウォルシュ記号境界と呼ばれる時間ストローブは、必要と されるサンプルのすべてがアンテナ・サンプル・バッファ１７２で利用できるも っとも早い時間を示し、検索プロセスは検索レーキ内の最初のレーキ要素を開始 す ることができる。 アンテナ・アンプル・バッファ１７２の動作は、その循環性の性質を注記する ことによってもっとも容易に図解される。図６には、アンテナ・サンプル・バッ ファ１７２の動作の説明図が示される。図６では、濃い円４００がアンテナ・サ ンプル・バッファ１７２自体と考えられる。アンテナ・サンプル・バッファ１７ ２には、データ分に相当する２個のウォルシュ記号のメモリ位置が含まれる。書 込みポインタ４０６は、リアルタイムで示される方向でアンテナ・サンプル・バ ッファ１７２の回りを循環し、書込みポインタ４０６が、サンプル分に相当する ２個のウォルシュ信号が検索器フロント・エンド１７４に渡される時間内で、２ 個のウォルシュ記号の深さのアンテナ・サンプル・バッファ１７２の回りを回転 することを意味する。サンプルが書込みポインタ４０６によって示されるメモリ 位置に従ってアンテナ・サンプル・バッファ１７２の中に書き込まれるにつれて 、以前に記憶された値はオバーライト？される。実施例では、２個のウォルシュ 記号のそれぞれに６４のウォルシュ・チップが含まれ、各ウォルシュ・チップに ４ＰＮチップが含まれ、各ＰＮチップが２回サンプリングされるため、アンテナ ・サンプル・バッファ１７２には１０２４のアンテナ・サンプルが含まれる。 検索プロセスの動作は、別々の「タイム・スライス」に分割される。好ましい 実施例では、１つのタイム・スライスはウォルシュ記号期間の１／３２に等しい 。ウォルシュ記号あたり３２のタイム・スライスの選択は、使用可能なクロック 周波数およびＦＨＴを実行するために必要とされるクロック・サイクルの数から 引き出される。１つのウォルシュ記号のＦＨＴを実行するには、６４のクロック ・サイクルが必要とされる。好ましい実施例では、ＰＮチップ周波数の８倍で実 行するクロックが使用可能で、必要なパフォーマンス・レベルを提供する。６４ の必要とされるクロックで乗算される８倍のＰＮチップ速度は、データ相当分の ２個のウォルシュ・チップを受信するのに要する時間に同等である。バッファの 各半分には６４個のウォルシュ・チップがあるので、１個の完全なウォルシュ記 号を読み込むには、３２個のタイム・スライスが必要となる。 図６では、濃い円４００の外側の同心孤の集合が、アンテナ・サンプル・バッ ファ１７２を使った読書き動作を表す。（濃い円内の孤は説明を補助するために 使用され、読取り動作や書込み動作には相当しない。）各孤は、１つのタイム・ スライスの間の読取り動作または書込み動作を表す。円の中心にもっとも近い孤 は時間で最初に発生し、それぞれの連続孤は時間矢印４１４によって示される連 続的にタイム・スライスで後で発生する動作を表す。同心孤のそれぞれが、濃い 円４００によって表されるアンテナ・サンプル・バッファ１７２のセクションに 対応する。濃い円４００の中心から同心孤のそれぞれの端点まで引かれた半径を 想像するならば、半径と濃い円４００の交差の間の濃い円４００の部分が、アク セスされたメモリ位置を表すだろう。例えば、図示される最初のタイム・スライ ス動作の間に、１６個のアンテナ・サンプルが孤４０２Ａによって表されるアン テナ・サンプル・バッファ１７２に書き込まれる。 図６、７および８では、実例となる検索ウィンドウのための以下の検索パラメ ータが仮定される。 検索ウィンドウ幅＝２４ ＰＮチップ 検索オフセット＝２４ ＰＮチップ 蓄積する記号数＝２ 検索レーキあたりのレーキ要素数＝２４ また、図６では、アンテナ・サンプル・バッファ１７２が、孤４０２Ａによっ て示される書込みの前の有効データ分の１個のほぼ完全なウォルシュ記号を含む と仮定する。それ以降のタイム・スライスの間、孤４０２Ｂおよび孤４０２Ｃに 対応する書込みが発生する。時間相当分の１個のウォルシュ記号の間に使用でき る３２個のタイム・スライスの間に、書込み動作が、その大部分が図示されてい ない孤４０２Ａから孤４０２ＦＦまで継続する。 孤４０２Ａから４０２ＦＦによって表される３２個のタイム・スライスは、１ つの検索レーキを完了するために使用される時間に相当する。上記に指定される パラメータを使用して、検索レーキはゼロ・オフセット基準つまり「リアル・タ イム」から２４ ＰＮチップ・オフセットを開始し、２４個のレーキ要素を含む 。２４ ＰＮチップ・オフセットは、（２４ ＰＮチップ・オフセットを半分の アンテナ・サンプル・バッファ１７２内のチップの２５６総数で割って、１８０ 度で掛けることによって計算される）孤４０２Ａによって示される最初の書込み の 始まりからの濃い円４００の回りの回転１６．８７５度に相当する。１６．８７ ５度の孤は、孤４１２によって描かれる。２４個のレーキ要素は、その大部分が 図示されていない孤４０４Ａ−４０４Ｘによって示される読取りに対応する。孤 ４０４Ａに対応する最初の読取りは、データの隣接する集合が使用できるように ４０２Ｃに対応する書込みのしばらく後の検索オフセットで開始する。４０４Ｂ のような各連続読取りは、時間の１／２ ＰＮチップに相当する単独メモリ位置 分、前の読取りからずれる。図示される検索レーキの間、読取りは、左回りに傾 斜する孤４０４Ａ−４０４Ｘによって示される初期の時間オフセットに向かって 移動し、時間は書込みポインタ表示４０６として反対の回転方向で進行する。孤 ４０４Ａから４０４Ｘによって表される２４の読取りは、孤４１８によって示さ れる孤を横切る。読取りの初期サンプルに向かう進行には、各レーキが実行され るのに従って１つの検索ウィンドウ内で継ぎ目のない検索を提供するという優位 点がある。この優位点は、本明細書の後半に詳細に説明される。 孤４０４Ａから４０４Ｘに対応する読取りのそれぞれは、データ相当分の１個 のウォルシュ記号を逆拡散器 １７８まで通過する。したがって、読取りは濃い 円４００を１８０度横切ることに相当する。図６に図示される検索レーキでは、 孤４０２ＦＦに対応する最後の書込みおよび孤４０４Ｘに対応する最後の読取り が、隣接する有効なデータを保証するための共通のメモリ位置を含まないことに 注意する。しかしながら、仮設を立てるのであれば、読取りおよび書込みのパタ ーンが継続するのであれば、それらは実際には交差し、有効なデータはこの条件 では提供されないだろう。 大部分の信号方式条件では、時間相当分の１個のウォルシュ記号の間に収集さ れるデータ相当分の１個のレーキ要素の結果では多様な信号の位置についての正 確な情報を与えるには十分ではない。これらのケースでは、検索レーキは複数回 、反復できる。共通オフセットでの連続検索レーキのレーキ要素の結果は、本書 後半に詳細に説明されるように検索結果プロセッサ１６２によって蓄積される。 この場合、上記に指定される検索パラメータが、各オフセットで蓄積する記号数 が２個であることを示す。図７では、デー多分の次の連続ウォルシュ記号のため に同じオフセットで反復される図６の検索レーキが示される。アンテナ・サンプ ル ・バッファ１７２には、図７に示される検索レーキの間の処理に必要とされるデ ータが図６に示される検索レーキの間に書き込まれるように、データ相当分の２ 個のウォルシュ記号が含まれることに注意する。この構成では、互いに１８０度 離れたメモリ位置が同じＰＮオフセットを表す。 図６および図７でに２個の蓄積された検索レーキを完了した後に、検索プロセ スは検索ウィンドウ内の次のオフセットに前進する。前進の量は、処理された検 索レーキの幅に等しく、この場合１２ ＰＮチップである。検索パラメータに指 定されるように、検索ウィンドウ幅は２４ ＰＮチップである。ウィンドウの幅 は、検索ウィンドウを完了するためにどのくらいの数の検索レーキ・オフセット が必要とされるのかを決定する。この場合には、２４ ＰＮチップ・ウィンドウ 幅をカバーするには、２つの異なったオフセットが必要とされる。ウィンドウ幅 は、孤４１２によって図８に示される。この検索ウィンドウの第２オフセットは 、前の検索レーキの最後のオフセットに続くオフセットで開始し、孤４３０Ａに よって示される最初の書込みの始まりの位置によて設定される名目ゼロ・オフセ ット・ポイントまで継続する。再び、その大部分が図示されていない孤４３２Ａ −４３２Ｘによって示される検索レーキ内には２４個のレーキ要素がある。再び 、３２の書込みが、孤４３０Ａ−４３０ＦＦによって示される。したがって、孤 ４３０ＦＦによって示される最後の書込み、および孤４３２Ｘによって示される 最後の読取りは、アンテナ・サンプル・バッファ１７２内で互いに隣接する。 図８に示される検索レーキは、検索パラメータによって各記号が２回蓄積され ることが指定されているため、図６の検索レーキが図７で繰り返されるように、 アンテナ・サンプル・バッファ１７２の反対側で繰り返される。第２検索レーキ の２回目の蓄積の完了時に、統合型検索プロセッサ１２８が別の検索ウィンドウ を開始するのに使用できる。それ以降の検索ウィンドウには新しいオフセットが 設定されるか、あるいは新しいアンテナまたは両方を指定する。 図８では、バッファの読取り半分と書込み半分の間の境界の位置がラベル４３ ６でマークされる。図６では、境界がラベル４１０でマークされる。ラベル４１ ０および４３６に対応する時間でのポイントを示す信号は、オフセット・ウォル シュ信号ストローブと呼ばれ、サンプル分の新しいウォルシュ記号が使用できる ことも示す。ウィンドウ内の検索レーキが初期のオフセットに向かって進むにつ れて、バッファの読取り半分および書込み半分の間の境界が図８に図示されるよ うに左回りにロック・ステップでねじれる。現在の検索ウィンドウの完了後、処 理されているオフセット内の大きな変更が希望される場合、オフセット・ウォル シュ記号ストローブは、円の円周の大部分前進する。 図９は、検索器処理をさらに図で説明する検索タイムラインである。時間は水 平軸に沿ってウォルシュ記号単位でプロットされる。アンテナ・サンプル・バッ ファ１７２アドレスおよびＰＮシーケンス・バッファ１７６アドレスは、やはり ウォルシュ記号の単位で垂直軸に沿って示される。アンテナ・サンプル・バッフ ァ１７２は２個のウォルシュ記号分の深さなので、アンテナ・サンプル・バッフ ァ１７２アドレス指定は、一様なウォルシュ記号境界上で重なり合うが、図解の 目的で、図９では互いの上に折り重なる前のアドレスが示されている。サンプル は、それらが得られた時間から直接取られたアドレスでアンテナ・サンプル・バ ッファに書込まれるので、アンテナ・サンプル・バッファ１７２内への書込みポ インタ１８１はまっすぐな４５度の傾斜線である。処理されているオフセットは 、アンテナ・サンプル・バッファ１７４内のベース・アドレスに写像し、１つの レーキ要素のサンプルのウォルシュ記号の読取りを開始する。レーキ要素は、図 ９で、ほぼ垂直の読取りポインタ線セグメント１９２として描かれる。各レーキ 要素は、垂直軸に参照される高さで１ウォルシュ記号、および水平軸に参照され るウォルシュ記号の１／３２に写像する。 検索レーキ内でのレーキ要素間の垂直ギャップは、ＦＨＴプロセッサ・エンジ ン１２０を使用するために検索プロセスに割り込む変調器フロント・エンド１２ ２によって引き起こされる。変調器フロント・エンド１２２はリアルタイムで動 作し、処理のためのデータの現在の集合または待ち行列に入れられた集合を得る たびに、ＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０を第１優先順位で使用する。したが って、通常、ＦＨＴプロセッサ・エンジン１２０の使用は、復調器フロント・エ ンド１２２によって変調されているＰＮオフセットに対応する各ウォルシュ記号 境界での復調器フロント・エンド１２０に与えられる。 図９には、図６、７および８に示されるのと同じ検索レーキが図示される。例 えば、検索レーキ１９４には２４個のレーキ要素があり、そのそれぞれが図６の 読取り孤４０４Ａ−４０４Ｘへの１つに対応する。図９では、検索レーキ１９４ に対し、ポインタ４１０がオフセット・ウォルシュ記号ストローブが図６の類似 したポインタに対応することを示す。現在のサンプルを読み取るために、各レー キ要素は書込みポインタ１８１の下になくてはならない。１つの検索レーキでの レーキ要素の下方傾斜は、初期サンプルへのステップを示す。検索レーキ１９５ は、図７に示される検索レーキに対応し、検索レーキ１９６は、図８に示される 検索レーキに対応する。 上記パラメータによって定義される検索ウィンドウ内では、検索レーキには３ ２個の使用可能なタイム・スライスがあっても、検索レーキあたり２４個のレー キ要素だけが指定される。各レーキ要素は、１つのタイム・スライス内で処理で きる。しかし、検索レーキ中に使用可能なタイム・スライスの数に一致させるた めに、検索レーキあたりのレーキ要素の数を３２に増加するのは実際的には不可 能である。復調器フロント・エンド１２２は、ＦＨＴプロセッサの使用可能なタ イム・スライスのいくつかを使用する。また、読取りプロセスは、前進オフセッ トでの有効データでバッファを満たすために書込みプロセスを待機しなければな らないので、レーキ前進に結びついた時間遅延もある。また、オフセット・ウォ ルシュ記号ストローブを遵守した後、１つのタイム・スライス処理境界に同期す るにはある程度のマージンも必要とされる。これらすべての要因は、実際的に、 単独の検索レーキで処理できるレーキ要素の数を制限する。復調器フロント・エ ンド１２２に１個の復調要素しか割り当てられていないために、復調器フロント ・エンドが検索レーキあたりに１回だけしかＦＨＴプロセッサ・エンジンに割り 込まない場合など、いくつかのケースでは、検索レーキあたりのレーキ要素数を 増加することができる。したがって、好ましい実施例では、検索レーキあたりの レーキ要素数は、チャネル要素マイクロプロセッサ１３６によって制御可能であ る。代替の実施例では、検索レーキあたりのレーキ要素数は固定した時間定数と することができる。 また，入力端におけるソースアンテナとサンプルバッフアとの間におけるスイ ッチング時，又はサーチャ間のサーチウインド開始点又は幅を変える時に，重要 なオーバーヘッド遅延が存在できる。もしも一つのレーキ(rake)が特別セットの サンプルを必要とし，異なるアンテナのための次のレーキがオーバラップする部 分のバッフアを使用する必要がある場合，次のレイクは，新しいアンテナソース 用のサンプルの完全なウオルシュ記号が利用できるポイントにおいて，次のオフ セットウオルシュ記号境界が発生するまで，処理を延期しなければならない。図 ９において，サーチレイク１９８はサーチレイク１９７とは異なるアンテナから のデータを処理する。水平ライン１８８は新しいアンテナ入力サンプルに対応し た記憶位置を指示する。サーチレイク１９７と１９８はいかなる共通の記憶位置 をも利用しないことに留意する。 全ての時刻スライスのために，サンプルの二つのウオルシュチップがサンプル バッフアに書き込まれ，サンプルの一つの全フオルシュ記号がサンプルバッフア から読み出され得る。好ましい実施の形態において，各時刻スライスの間に６４ クロック周期が存在する。サンプルの全ウオルシュチップは４セットのサンプル ；オンタイムＩチャンネルサンプル，遅いＩチャンネルサンプル，オンタイムＱ チャンネルサンプル及び遅いＱチャンネルサンプル，により構成される。好まし い実施の形態において，各サンプルは４ビットである。それゆえに，クロック毎 に６４ビットがアンテナサンプルバッフア１７２から必要とされる。単一ポート ＲＡＭを使用して，最も直接のバッフア設計はワード幅を１２８ビットに倍加し ，独立的に読み／書きができる奇数と偶数のウオルシュチップバッフア１６８と １７０に分割し，二つの６４ビットワイド(wide)と６４ワードに分割する。より 少ない頻度でのバッフアへの書き込みは，それから読取りの間に多重化され，連 続するクロック周期上の二つのバンク(banks)間でトグルする。 偶数と奇数のウオルシュチップバッフア１６８，１７０から読み取られた該ウ オルシュチップサンプルは，物理的なＲＡＭ語配列に対して任意の配列を有する 。それ故に，最初に読み込まれた時刻スライス時に，両半分は，現在のオフセッ ト配列を伴う単一のウオルシュチップが得られるところの二つのウオルシュチッ プ幅ウインドを形成するために，逆拡散変調器(despreader)１７８に読み込まれ る。偶数のウオルシュチップサーチオフセットに関して，第一の読取りのための 偶数及び奇数のウオルシュチップバッフアアドレスは，同じである。奇数のウオ ルシ ュチップオフセットに関して，第一の読取りのための偶数アドレスは，サンプル バッフアの奇数半分から開始する連続ウオルシュチップを供するために奇数アド レスからの一つにより進められる。逆拡散変調器１７８により必要とされる付加 的なウオルシュチップは単一のウオルシュチップバッフアからの読みだしにより そこへ送られることができる。それから連続する読取りは，処理されている現在 のオフセットに並べられたウオルシュチップのデータを引き出すための更新され た二つのウオルシュチップ幅ウインドが常に存在することを確実にする。 図５を再び参照して，サーチレーキにおける各レイク要素に関して，ＰＮシー ケンスバッフア(sequence buffer)１７６からの同じウオルシュ記号が逆拡散変 調処理において利用される。ある時刻スライスの全てのクロック周期に関して， ４対のＰＮ−Ｉ´とＰＮ−Ｑ´が必要とされる。単一ポートＲＡＭを使用して， ワード幅は倍加され，そしてたびたび半分から読みだされる。それから時刻スラ イス毎に必要とされるＰＮシーケンスバッフア１７６への単一の書き込みは読み だしのためには使用されない１周期上で遂行される。 サーチする処理が現在の時刻から遅れた二つのウオルシュ記号までサーチする ＰＮオフセットを特定できることから，ＰＮ連続データの４のウオルシュ記号量 が蓄積されねばならない。好ましい実施の形態において，ＰＮシーケンスバッフ ア１７６は１６ビットＲＡＭにより１２８ワードである。開始オフセットが２ウ オルシュ記号により変えられ得ることから，及び開始オフセットが選択されると ，ＰＮシーケンスの１ウオルシュ記号量が意味を修正ために必要であり，データ の３ウオルシュ記号量が逆拡散変調処理のために必要であることから，４ウオル シュ記号が要求される。同じＰＮシーケンスが反復して利用されることから，Ｐ Ｎシーケンスバッフア１７６の中のデータは単一のサーチレーキに対応する逆拡 散変調処理の間オーバ書き込みはされ得ない。それ故に，メモリの付加的なウオ ルシュ記号量は，それが生成される時にＰＮシーケンスデータを蓄えることが必 要である。 ＰＮシーケンスバッフア１７６とアンテナサンプルバッフア１７２の両方に書 き込まれるデータは，サーチャーフロントエンド１７４により供給される。サー チャフロントエンド１７４のブロック図は図１０に示される。サーチャフロント エンド１７４は短コードＩとＱＰＮ発生器２０２，２０６と長コード両者ＰＮ発 生器２０４を含んでいる。短コードＩとＱＰＮ発生器２０２，２０６と長コード 利用者発生器２０４による出力値は昼間の時刻により一部分決定される。各基地 局は時刻信号を形成するためのＧＰＳタイミングのような普遍的なタイミング標 準を持っている。各基地局はまたそのタイミング信号を大気中を遠隔ユニットに 送信する。基地局において，タイミング符合は，それが普遍的な符合に合致され ることから，ゼロオフセットを持つといわれる。 長コード利用者ＰＮ発生器２０４の出力は必然的に，それぞれＸＯＲゲート２ ０８と２１０により短コードＩとＱＰＮ発生器２０２，２０６の出力を伴うＸＯ Ｒ´ｄである。（この同じ処理はまた遠隔ユニット中で遂行され，該出力は遠隔 ユニットの送信信号を変調するために使用される。）ＸＯＲゲート２０８と２１ ０の出力は直並列シフトレジスタ２１２に蓄積される。直並列シフトレジスタ２ １２はＰＮシーケンスバッフア１７６の幅まで該シーケンスを緩衝する。直並列 シフトレジスタ２１２の出力はそれからゼロオフセット符合時刻から取られたア ドレスでＰＮシーケンスバッフア１７６に書き込まれる。このように，サーチャ フロントエンド１７４はＰＮシーケンスバッフア１７６にＰＮシーケンスデータ を供する。 またサーチャフロントエンド１７４はアンテナサンプルをアンテナサンプルバ ッフア１７２に供する。受信サンプル１１８はＭＵＸ２１６を経て複数のアンテ ナの一つから選択される。ＭＵＸ２１６から選択された受信サンプルはラッチ２ １８に送られ，そこでそれらは減らされ，該サンプルの１／４がサーチ処理中で の利用のために選択される。受信サンプル１１８はアナログ送受信機１１６（図 ４）によるＰＮチップレートを８回サンプルされている。サーチするアルゴリズ ムの中での処理は１／２チップレートで取られるサンプル用に設計される。それ ゆえに，受信サンプルの１／４のみがアンテナサンプルバッフア１７２に送られ る必要がある。 ラッチ２１８の出力はアンテナサンプルバッファ１７２の幅までサンプルをバ ッファリングする直列に並列桁送りレジスター２１４に送られる。その後サンプ ルはやはりゼロオフセット基準時間から取られるアドレスにおいて偶数と奇数の ウォルシュチップバッファ１６８、１７０に書き込まれる。この方法で逆拡散変 調器１７８がＰＮシーケンスに対して公知のオフセットでアンテナサンプルデー タを整列させることができる。 図５に戻って、時間スライスにおける各クロックサイクルに対して、逆拡散変 調器１７８はアンテナサンプルバッファ１７２からアンテナサンプルのウォルシ ュチップと、ＰＮシーケンスバッファ１７６から対応する組のＰＮシーケンス値 を取り、ＭＵＸ１２４を通してＩとＱチャネルのウォルシュチップをＦＨＴプロ セッサーエンジン１２０に出力する。 図１１は逆拡散変調器１７８の詳細なブロック図である。偶数のウォルシュチ ップラッチ２２０と奇数のウォルシュチップラッチ２２２が各々偶数ウォルシュ チップバッファ１６８と奇数ウォルシュチップバッファ１７０からデータをラッ チする。ＭＵＸバンク２２４が偶数と奇数のウォルシュチップラッチ２２０、２ ２２によって提示されるサンプルの値のある２個のウォルシュチップから使用す べきサンプルのウォルシュチップを抽出する。ＭＵＸ選択論理２２６は処理中の レーキ成分のオフセットに基づいて選択されたウォルシュチップの境界を限定す る。ウォルシュチップはＯＱＰＳＫ逆拡散変調器ＸＯＲバンク２２８に出力され る。 ＰＮシーケンスバッファ１７６からのＰＮシーケンス値はＰＮシーケンスラッ チ２３４によってラッチされる。バレルシフタ２３２は処理中のレーキ成分のオ フセットに基づいてＰＮシーケンスラッチ２３４の出力を回転させ、ＰＮシーケ ンスをＯＱＰＳＫ逆拡散変調器ＸＯＲバンク２２８に送り、ＸＯＲバンク２２８ はＰＮシーケンスに基づいてアンテナサンプルを暫定的に逆変換する。ＸＯＲさ れた値は次に逆拡散変調されたＯＱＰＳＫにおいて合計操作を行う加算器ツリー ２３０を通して合計され、４つの逆拡散変調されたチップの出力を合計してＦＨ Ｔプロセッサーエンジン１２０に対する入力用のウォルシュチップを形成する。 また図５に戻って、ＦＨＴプロセッサーエンジン１２０は受け取った６４個の ウォルシュチップをＭＵＸ１２４を通して逆拡散変調器１７８から取り、６段階 の蝶形格子を使用して、これら６４個の入力サンプルを６４のクロックサイクル 時間スライス内の６４のウォルシュ関数の各々と相関させる。ＭＡＸ検出器１６ ０を使用してＦＨＴプロセッサーエンジン１２０から出力される相関エネルギー の最大のものを見つけることができる。ＭＡＸ検出器１６０の出力は統合型検索 処理装置１２８の一部である検索結果処理装置１６２に送られる。 検索結果処理装置１６２は図１２に詳細に示されている。また検索結果処理装 置１６２は時分割方式で機能する。検索結果処理装置１６２に提供される制御信 号はパイプライン遅延され、ＦＨＴプロセッサーエンジン１２０に対するウォル シュチップの入力開始からの２つの時間スライス遅延と調和し、最大のエネルギ ー出力を得る。上述のように、選ばれたオフセットの結果が処理される前にデー タの価値を持つ多数のウォルシュ記号が累積されることを一組の検索窓パラメー ターが指定することができる。図６、７、８、９の例において使用されるパラメ ーターでは、累積するシンボルの数は２である。検索結果処理装置１６２は他の 機能と共に合計機能も果たす。 検索結果処理装置１６２は連続的なウォルシュ記号に関して合計をしながら、 検索レーキ内の各々のレーキ成分に対する累積総数を記憶しなければならない。 これらの累積総数はウォルシュ記号累算ＲＡＭ２４０に記憶される。各々の検索 レーキの結果は各レーキ成分のためにｍａｘ検出器１６０から総和器２４２に入 力される。総和器２４２は現在の結果をウォルシュ記号累算ＲＡＭ２４０から入 手した対応する中間値と合計する。各レーキ成分用の最終的なウォルシュ記号累 算と同時に、中間結果がウォルシュ記号累算ＲＡＭ２４０から読み出され、総和 器２４２によってそのレーキ成分からの最後のエネルギーと合計され、そのレー キ成分オフセット用の最終的な検索結果を生じさせる。検索結果は次に後述する ように、この時点までの検索で見い出された最良の結果と比較される。 上述の”ＤＥＭＯＤＵＬＡＴＩＯＮ ＥＬＥＭＥＮＴ ＡＳＳＩＧＮＭＥＮＴ ＩＮ Ａ ＳＹＳＴＥＭ ＣＡＰＡＢＬＥ ＯＦ ＲＥＣＥＩＶＩＮＧ ＭＵ ＬＴＩＰＬＥ ＳＩＧＮＡＬＳ”（多重信号を受信することができるシステムに おける復調成分の割当）と題された、係属中の米国特許出願番号第０８／１４４ ， ９０２号において、好ましい実施例は最良の検索結果に基づいて復調成分を割り 当てる。本好ましい実施例では、８つの最良結果が最良結果レジスタ２５０に記 憶される。（他の実施例ではそれ以下またはそれ以上の数の結果を記憶すること ができる。）中間結果レジスタ１６４がピーク値とそれらの対応する順位を記憶 する。現在の検索結果エネルギーが中間結果レジスタ１６４内のエネルギー値の 少なくとも１つを超える場合、検索結果処理装置制御論理２５４が中間結果レジ スタ１６４内の８番目の最良結果を捨て、新しい結果をその適切な順位、ＰＮオ フセット、及びレーキ成分結果に対応するアンテナと共に挿入する。それより低 い順位の結果全てが１順位だけ「降格」される。該かる分類機能を提供する多数 の方法が当分野で公知である。それらの１つを本発明の範囲内で使用することが できるであろう。 検索結果処理装置１６２は基本的にコンパレーター２４４と前エネルギーラッ チ２４６から成るローカルピークフィルターを有している。ローカルピークフィ ルターは可能化された場合、たとえ検索結果エネルギーが別な方法で含まれる資 格があっても、検索結果がローカル多重パスピークを表わさない限り、中間結果 レジスタ１６４が更新されるのを防止する。この方法で、ローカルピークフィル ターは強くて幅広い「不鮮明な」多重パスが中間結果レジスタ１６４に多数の記 入をするのを防ぎ、復調に対してそれより良い候補を作ることができる弱いが明 確な多重パスの余地を残さない。 ローカルピークフィルターの実装は簡単である。以前のレーキ成分合計のエネ ルギー値が前エネルギーラッチ２４６に記憶される。コンパレーター２４４によ って現在のレーキ成分合計が記憶された値と比較される。コンパレーター２４４ の出力はその２つの入力のいずれが大きいか、またいずれが検索結果処理装置制 御論理２５４においてラッチされるかを指示する。以前のサンプルが局部最大を 表わしていれば、上述のように、検索結果処理装置制御論理２５４は前のエネル ギー結果を中間結果レジスタ１６４に記憶されたデータと比較する。ローカルピ ークフィルターがチャネル成分マイクロプロセッサー１３６によって不能化され ていれば、中間結果レジスタ１６４との比較が常に可能化される。検索窓境界に おいて最初または最後のレーキ成分が傾斜を持っていれば、なおその上に境界エ ッジ値をピークとして考慮できるように傾斜ラッチが設定される。 このローカルピークフィルターの簡単な実装は検索レーキ内の初期のシンボル に向けて読みを進めることで促進される。図６、７、８、９に示すように、検索 レーキ内で、各レーキ成分は早い時間に到着した信号に向けて進む。この進行は 検索窓内で、検索レーキの最後のレーキ成分と次の検索レーキの最初のレーキ成 分が隣接してずらされていることを意味する。従って、ローカルピークフィルタ ー操作を変更する必要がなく、コンパレーター２４４の出力は検索レーキ境界を 超えて有効である。 検索窓の処理の終了時に、中間結果レジスタ１６４に記憶された値はチャネル 成分マイクロプロセッサー１３６によって読み取ることができる最良結果レジス タ２５０に送信される。このように検索結果処理装置１６２は、図２のシステム において各レーキ成分結果を別個に処理する必要があったチャネル成分マイクロ プロセッサー１３６からの作業負荷の大部分を取っている。 いままでのセクションは統合型検索処理装置１２８の処理データパスに焦点を 当てており、生アンテナサンプル１１８が最良結果レジスタ２５０の出力におい て如何にして要約多重パス報告書に翻訳されるかを詳述してきた。以下のセクシ ョンでは検索処理データパス内の各成分が如何にして制御されるかについて詳述 する。 図５の検索制御ブロック１６６が図１３において詳細に示されている。上述の ように、チャネル成分マイクロプロセッサー１３６は、アンテナ選択バッファ３ ４８に記憶される検索用アンテナ群を含む検索パラメーターセット、検索オフセ ットバッファ３０８に記憶される開始オフセット、レーキ幅バッファ３１２に記 憶される検索レーキ毎のレーキ成分数、検索幅バッファ３１４に記憶される検索 窓の幅、ウォルシュ記号累算バッファ３１６に記憶される累積すべきウォルシュ 記号数、及び制御ワードバッファ３４６に記憶される制御ワードを指定する。 検索オフセットバッファ３０８に記憶される開始オフセットは８番目のチップ 分解能と共に指定される。開始オフセットは検索器前端１７４において図１０の ラッチ２１８により１０分の１を取ることによってどのサンプルが除去されるか を制御する。この実施例では、２つのウォルシュ記号幅のアンテナサンプルバッ ファ１７２のため、開始オフセットの最大値は２つのウォルシュ記号より小さな ＰＮチップの半分である。 ここまで検索を行うための総括的な輪郭について開示してきた。実際には、幾 つかのクラスの予め定義された検索がある。遠隔装置が始めにシステムにアクセ スしようとする時、その装置はウォルシュゼロシンボルを使用して、序文と呼ば れるビーコン信号を送る。ウォルシュゼロシンボルは上述のように半分の１と０ の代わりに全ての論理的ゼロを含むウォルシュ記号である。序文の検索を行う時 、検索器はアクセスチャネルでウォルシュゼロシンボルビーコン信号を送ってく る遠隔装置を捜す。序文検索に対する検索結果はウォルシュゼロシンボル用のエ ネルギーである。捕捉モードアクセスチャネル検索を実施する時、ｍａｘ検出器 １６０は検出された最大出力エネルギーに関わらず、ウォルシュゼロシンボル用 のエネルギーを出力する。制御ワードバッファ３４６に記憶されている制御ワー ドは序文検索が行われている時を指示する序文ビットを含む。 上述のように、好ましい実施例の通信力制御機構は各遠隔装置から受け取る信 号レベルを測定し、通信力制御指示を作成して遠隔装置に遠隔装置の通信力を上 下させるよう指令する。通信力制御機構はトラフィックチャネル操作中に通信力 制御群と呼ばれる一組のウォルシュ記号に関して作用する。（トラフィックチャ ネル操作はアクセスチャネル操作の次に行われ、進行中の通話の間の操作を意味 する。）１つの通信力制御群内のウォルシュ記号は遠隔装置において同じ通信力 制御指示指令を用いて伝達される。 更に上述したように、本発明の好ましい実施例では、遠隔装置によって伝達さ れる信号はトラフィックチャネル操作中の可変率のものである。データを送信す るために遠隔装置が使用する率は、検索プロセスの間基地局では解らない。連続 シンボルが累算される時、その累算中に送信器がゲートオフされないことは避け られないことである。通信力制御群内のウォルシュ記号は一群としてゲートされ 、好ましい実施例における通信力制御群から成る６つのウォルシュ記号が全てゲ ートオンされるか、あるいは全てがゲートオフされることを意味する。 このように、検索パラメーターがトラフィックチャネル操作中に複数のウォル シュ記号が累算されることを指定する場合、検索プロセスは１つの通信力制御群 内で開始または終了するように各検索レーキを整列させなければならない。制御 ワードバッファ３４６に記憶された制御ワードは通信力制御群整列ビットを含む 。１に設定された通信力制御群整列ビットがトラフィックチャネル検索を指示す ると、検索プロセスは次のオフセットウォルシュ記号境界ではなく、次の通信力 制御群境界に同期する。 制御ワードバッファ３４６に記憶された制御ワードは更に、図８に関連して上 述したように、ピーク検出フィルターイネーブルビットを含む。 検索器は制御ワードの連続／１ステップビットの設定に従い、連続または１ス テップモードで操作する。１ステップモードでは、検索が行われた後、統合型検 索処理装置１２８が未使用状態に戻り、更なる指示を待つ。連続モードでは、統 合型検索処理装置１２８が常に検索を行い、時間チャネル成分マイクロプロセッ サー１３６によってその結果が入手できることを合図されると、統合型検索処理 装置１２８は次の検索を始める。 検索制御ブロック１６６は統合型検索処理装置１２８が実施する探索プロセス を制御するために使用されるタイミング信号を作り出す。検索制御ブロック１６ ６は短コードＩ／Ｑ ＰＮ発生器２０２、２０６及び長コードユーザーＰＮ発生 器２０４にゼロオフセットタイミング基準を送り、デシメータラッチ２１８にイ ネーブル信号を、また検索器前端１７４内のＭＵＸ２１６に選択信号を送る。検 索制御ブロック１６６はＰＮシーケンスバッファ１７６及び偶数と奇数のウォル シュチップバッファ１６８、１７０用の読取り／書込みアドレスを提供する。ま た、逆拡散変調器１７８の操作を制御するために現在のオフセットを出力する。 更に、検索制御ブロック１６６はＦＨＴプロセッサーエンジン１２０用の時間ス ライスタイミング基準を提供し、ＦＨＴ入力ＭＵＸ１２４を制御することによっ て、検索プロセスもしくは復調プロセスがＦＨＴプロセッサーエンジン１２０を 使用するかどうかを決定する。更に、検索制御ブロック１６６はある内部タイミ ングストローブの幾つかのパイプライン遅延されたものを図１２の検索結果処理 装置制御論理２５４に提供し、制御論理がウォルシュ記号累算数に対するオフセ ットのレーキを横切って検索結果を合計できるようにする。検索制御ブロック１ ６６は最良結果レジスタ２５０に記憶された累積エネルギー値に対応するパイプ ラインオフセットとアンテナ情報を提供する。 図１３において、システム時間カウント３４２はゼロオフセット時間基準の従 属装置として作動されている。上記において詳述したように、好ましい実施例で は、システムクロックがＰＮチップ率の８倍で進む。ウォルシュ記号内に２５６ のＰＮチップがあり、通信力制御群毎に全体で６×２５６×８＝１２，２８８の システムクロックに対して通信力制御群内に６つのウォルシュ記号がある。従っ て好ましい実施例では、システム時間カウント３４２は１２，２８８のシステム クロックをカウントする１４ビットのカウンターから構成される。検索器前端１ ７４内の図１０の短コードＩ／Ｑ ＰＮ発生器２０２、２０６及び長コードユー ザーＰＮ発生器２０４に対する入力基準はシステム時間カウント３４２から取ら れる。（長コードユーザーＰＮ発生器２０４の出力は約５０日間繰り返さないそ れより長いシステム幅基準に基づいている。それより長いシステム幅基準は探索 プロセスによって制御されず、予め設定された値として作用する。予め設定され た値に基づく連続操作はシステム時間カウント３４２によって制御される。）Ｐ Ｎシーケンスバッファ１７６及び偶数と奇数のウォルシュチップバッファ１６８ 、１７０用のアドレスはシステム時間カウント３４２から取られる。システム時 間カウント３４２は各時間スライスの開始時にラッチ３２８によってラッチされ る。ラッチ３２８の出力はアドレスＭＵＸ３３０、３３２、３３４を介して選択 され、それらはこれらのバッファが時間スライス内で後に書き込まれる時に、現 在の時間スライスに対応する書込みアドレスを提供する。 オフセット累算器３１０は現在処理中のレーキ成分のオフセットを追跡する。 探索オフセットバッファ３０８に記憶されている開始オフセットは各探索窓の開 始時にオフセット累算器３１０にロードされる。オフセット累算器３１０は各レ ーキ成分と共に減算される。更なる累算のために繰り返されるべき各探索レーキ の終了時に、レーキ幅バッファ３１２に記憶された探索レーキ毎のレーキ成分の 数がオフセット累算器に加算し直され、探索レーキ内の最初のオフセットにそれ が基準として戻される。この方法で、探索プロセスが別のウォルシュシンボル累 算のために同じ探索レーキを再度掃引する。探索プロセスが最後のウォルシュシ ンボル累算に関する現在の探索レーキの掃引を完了した場合、オフセット累算器 ３１０は、繰り返しレーキＭＵＸ３０４の”−１”入力の選択により、１だけ減 算され、それにより次の探索レーキ内の最初のレーキ成分のオフセットが作り出 される。 オフセット累算器３１０の出力は常に処理中の現在のレーキ成分の出力を表わ し、こうして逆拡散変調器１７８に対するデータ入力を制御するために使用され る。オフセット累算器３１０の出力は加算器３３６、３３８によってシステム時 間カウント３４２の時間スライスタイミング出力に加算され、レーキ成分に対応 する時間スライス内でアドレスシーケンスを発生させる。加算器３３６、３３８ の出力はアドレスＭＵＸ３３０、３３２を介して選択され、アンテナサンプルバ ッファ１７２に読取りアドレスを提供する。 更に、オフセット累算器３１０の出力はコンパレーター３２６によってシステ ム時間カウント３４２の出力と比較され、アンテナサンプルバッファ１７２が探 索プロセスを開始するのに充分有効なデータを持っていることを示すオフセット ウォルシュシンボルストローブを形成する。 探索レーキカウント３２０は現在の探索レーキ内で処理すべき残りのレーキ成 分数を追跡する。探索レーキカウント３２０には探索窓の開始時に探索幅バッフ ァ３１４に記憶されている探索窓の幅がロードされる。探索レーキカウント３２ ０は各探索レーキの最後のウォルシュシンボル累算処理が完了した後増分される 。それが最終カウントに達した時には、探索窓内の全てのオフセットが処理され ている。現在の探索窓の終わりが近づいていることを示すために、探索レーキカ ウント３２０の出力が総和器３２４によってレーキ幅バッファ３１２の出力と合 計される。探索窓指示の終わりは、現在の探索窓のために必要な中味を中断する ことなく、次の探索窓のための準備にアンテナサンプルバッファ１７２に別のア ンテナからデータサンプルが充填され始める時間をマークする。 チャネル成分マイクロプロセッサー１３６が探索窓を指定する時、それは探索 窓が複数のアンテナのために実行されることを指定することができる。このよう な場合には、一連のアンテナからのサンプルを用いて同じ探索窓パラメーターが 繰り返される。該かる一群の探索窓はアンテナ探索セットと呼ばれる。アンテナ 探索セットがチャネル成分マイクロプロセッサー１３６によって指定される場合 、 アンテナセットはアンテナ選択バッファ３４８に記憶された値によってプログラ ムされる。アンテナ探索セットの完了後、チャネル成分マイクロプロセッサー１ ３６に警告が出される。 レーキ成分カウント３１８は現在の探索レーキ内の処理のために残されるレー キ成分の数を含む。レーキ成分カウント３１８は処理された各レーキ成分ごとに 一度増分され、探索プロセスが未使用状態にある時、あるいは探索レーキの完了 と同時に、レーキ幅バッファ３１２の出力がロードされる。 ウオルシュ記号蓄積カウント３２２は現在の検索レーキ用に蓄積するために残 されたウオルシュ記号の数をカウントする。探索プロセスが未使用状態にある時 、あるいは最終のウォルシュシンボル累算に対する探索レーキ掃引の完了後、カ ウンターにウォルシュシンボル数がロードされ、ウォルシュシンボル累算バッフ ァ３１６に記憶されたように累算する。そうでなければ、カウンタは各探索レー キの完了時に増分される。 入力有効カウント３０２は、入力アンテナもしくはデシメータ整列が変化する 時はいつでもロードされる。入力有効カウント３０２には探索プロセスがレーキ 幅バッファ３１２の出力に基づいて探索レーキを処理するために必要とする最低 数のサンプル（つまり、１つのウォルシュシンボル＋サンプルの値を持つ１つの レーキ幅）がロードされる。アンテナサンプルがアンテナサンプルバッファ１７ ２に書き込まれる度に、入力有効カウント３０２が増分される。入力有効カウン ト３０２が最終カウントに達した時、探索プロセスを開始できるようにする可能 化信号を送る。更に、入力有効カウント３０２は連続探索窓のオフセットがデー タの連続処理を許さない場合に探索処理を避けるための機構も提供する。 探索プロセスは未使用状態、同期状態または活動状態のいずれかで機能する。 探索器整列制御３５０は現在の状態を維持する。統合探索処理装置１２８はチャ ネル成分モデム１１０がリセットされた時、未使用状態に初期化される。未使用 状態の間に、探索制御ブロック１６６内の全てのカウンター及び累算器はそれら の連合する探索パラメーターを上述のようにロードする。チャネル成分マイクロ プロセッサー１３６が探索プロセスに制御ワードを介して連続または１ステップ 探索を開始するよう指令を出すと、統合探索処理装置１２８は同期状態に移動す る。 同期状態では、探索プロセスは常にオフセットされたウォルシュシンボル境界 を待ち受ける。アンテナサンプルバッファ１７２内のデータがまだ有効でなけれ ば、あるいは通信力制御群整列ビットが設定されてウォルシュシンボルが通信力 制御群境界ではない場合、統合探索処理装置１２８は、次のオフセットされたウ ォルシュシンボル境界に関して適当な条件が満たされるまで同期状態のままであ る。適当に可能化されたオフセットウォルシュシンボルにより、探索プロセスは 活動状態に移動することができる。 統合探索処理装置１２８はそれが探索レーキを処理してしまうまで活動状態に 留まり、処理を完了した時には通常同期状態に戻る。統合探索処理装置１２８が １ステップモードにある場合には、それは探索窓内の最後の探索レーキに対する 最後のウォルシュシンボル累算に対して最後のレーキ成分を完了した後、活動状 態から未使用状態に進むことができる。その後統合探索処理装置１２８はチャネ ル成分マイクロプロセッサー１３６が別の探索を開始するのを待つ。その代わり に、統合探索処理装置１２８が連続モードにある場合には、この時点で統合探索 処理装置１２８は新しい探索パラメーターセットをロードし、同期状態に戻って 新しい探索において処理すべき初期オフセットにおいてオフセットウォルシュシ ンボルを待つ。活動状態はアンテナデータサンプルが処理される唯一の状態であ る。未使用状態もしくは同期状態では、探索プロセスは単にシステム時間カウン ト３４２で時間の追跡をし、ＰＮシーケンスバッファ１７６とアンテナサンプル バッファ１７２への書込みを続けるので、探索プロセスが活動状態に移動しない 時、これらのバッファを使用する準備が整っている。 図１４は、図９に示した探索レーキ１９６等の探索窓における第２の探索レー キの最初のウォルシュシンボル累算を示す例示的なタイミング図である。ゼロオ フセット基準システム時間クロックに対する参照として、第３のウォルシュシン ボルが３２の時間スライスに分割されている。ウォルシュシンボル３に対応する オフセットウォルシュシンボル境界指示が、アンテナサンプルバッファ１７２が そのオフセットにおいて有効なサンプルで処理する準備が整っていることを示す 時、探索器状態３７２は同期から活動状態に変化する。次に利用できる時間スラ イスの間、探索レーキの最初のレーキ成分が処理される。復調器前端１２２が時 間スライス３７４において”Ｄ”で示されるようにＦＨＴプロセッサーエンジン １２０を使用しない限り、探索プロセスは各時間スライスを使用して、時間スラ イス３７４において”Ｓ”で示されるように、レーキ成分を処理し続ける。探索 プロセスはレーキ内の全てのレーキ成分の処理を完了し、ウォルシュシンボル４ に対応する次のオフセットウォルシュシンボル境界の前に、同期状態に戻る。更 に、探索レーキカウント状態３６２が完全な探索レーキの処理が完了したことを 示す最終状態に達するまで、探索レーキカウント状態３６２が活動状態の間に増 分されるのが示されている。オフセットカウント状態３６４はレーキ成分に対応 する各時間スライスの間に増分されるのが示されており、それを時間スライスの 間にサンプルバッファオフセット読取りアドレスを引き出すために使用すること ができる。最良結果レジスタ３６６に対するオフセットカウントとしてオフセッ トカウント状態３６４はパイプライン遅延される。オフセットカウント３６８は 最終のウォルシュシンボル累算３７０通過と同時に増分される。 このように、１つの統合探索処理装置の構成は、アンテナサンプルをバッファ リングし、時分割された変換処理装置を利用することによって、探索パラメータ ーセットによって構成されるように探索を通して別個に結果を整理して分析し、 復調成分再割り当てのために使用すべき最良のパスに関する要約報告書を提示す ることができる。これは制御マイクロプロセッサーの探索に関連する作業負荷を 減少させ、より価格の安いマイクロプロセッサーを使用することができるように し、更に１つのＩＣに関して完全なチャネル成分モデムを可能にすることによっ て直接的なＩＣの費用を減少させる。 ここで説明する全般的な原則を別の通信機構を使用するシステムに使用するこ とができる。上記の説明はパイロット信号を利用できない場合の、逆方向リンク 信号の受信に基づいている。好適態様の順方向リンクに関しては、基地局がパイ ロット信号を発信する。パイロット信号とは公知のデータを持つ信号であり、こ うしてどのデータが送信されたかを決定するために使用されるＦＨＴプロセスが 必要ではない。本発明を具体化するために、パイロット信号から成る信号を受信 するための統合探索処理装置はＦＨＴプロセッサーエンジン１２０もしくは最大 検出機能を含まないであろう。例えば、図５のＦＨＴプロセッサーエンジン１２ ０及び最大検出１６０ブロックは図１５に示すような簡単な累算器１２５と置き 換えることができるであろう。パイロット信号が利用できる場合の探索操作は、 上述のような捕捉モードアクセスチャネル探索操作に類似している。 様々な方法で探索を行うために、上述の探索構造を使用することができる。最 も効率的な探索は直線的探索である。直線的探索は遠隔装置が送信中である確率 に関わらず潜在的な時間オフセットを順に直線的に探索することによって行われ る。遠隔装置の信号を探索する場合、基地局が予想される適用範囲を知っていな ければならない。例えば、典型的な基地局はほぼ５０キロメートルの範囲をカバ ーし、好適態様では３５０マイクロセカンドもしくはほぼ４３０ ＰＮチップの 往復遅延を意味する。更に、信号が間接的なパスを取る場合のマルチパス環境で は、遠隔装置の信号は直接的パス伝播の２倍程度遅延されるかもしれず、探索を ほぼ１０００の異なるＰＮオフセットのセットに亙って実施しなければならない ことを意味する。一旦遠隔装置の信号が検出され復調中であると、遠隔装置の概 算距離が解り、多数の有効なマルチパス信号が検出されることを確実にするため に探索される必要がある起こりうるＰＮオフセットが大いに減少される。 通信力制御群に関する所定の探索において、所定のＰＮオフセットにおいて信 号を検出することができない理由が３つある。まず第一に、所定のＰＮオフセッ トに如何なる信号も到達できないからである。遠隔装置は幾つかのマルチパス信 号を提供するかもしれないが、作られるマルチパス信号の数は探索される全ての オフセットのほんの小さな部分にすぎない。このように、探索されるオフセット の大部分は正確に検出しきい値を超えるエネルギー結果を作り出さない。なぜな らどの遠隔装置の信号もそのオフセットに存在しないからである。 第二に、信号は所定のＰＮオフセットに到達するかもしれないが、大部分の探 索積分時間の間に変動する。上述したように、無線チャネルのマルチパス特徴は フェージング信号を結果的に生じる。フェージングはマルチパスチャネルの段階 的調整特徴の結果である。マルチパスベクトルが破壊的に加算される時にフェー ドが発生し、個々のベクトルより小さな受信信号を発生させる。このように、探 索が行われる時に長期に亙って有効な信号がたまたま深いフェードにある場合、 如何なる信号も探索プロセスによって検出されない。 第三に、遠隔装置の送信器が問題の時限の間ゲートオフされるという事実がな ければ、信号は所定のＰＮオフセットに到達したであろう。上述のように、好適 態様では、遠隔装置はバースト信号を作り出す。遠隔装置はデータの可変率フレ ームを作り出す可変率ボコーダから成る。データバーストランダマイザーが遠隔 装置が送信する時限、及び送信される信号のデータ率を仮定して、遠隔装置が送 信しない時限、数を識別する特定の遠隔装置及び一日の時間を決定する。全速度 以下で操作する時、遠隔装置内のデータバーストランダマイザーは送信バースト 内の実時限を疑似乱数的に分配する。基地局が一日の時間と数を識別する特定の 遠隔装置に基づいて疑似乱数的分配を再形成することができるが、探索プロセス の間速度情報は入手できないように、対応するデータバーストランダマイザーが 更に基地局に具備される。上記において特記したように、８番目の速度時限がい わゆる相応の群の時限を決定する。この方法で、送信される信号のデータ速度に 関わらず、相応の群に対応する各時限が確かに対応する遠隔装置が信号を送信す る時間に対応する。他の全ての時限の間、遠隔装置は対応する符号化率に応じて 送信してもよいし、しなくてもよい。 有効な通信力測定を得るために直線的探索が指定されると、上記において詳述 したように、１つの通信力制御群を開始／終了させるために探索プロセスは探索 統合時間（つまり、１つの探索オフセットにおけるウォルシュ累算の数）を制限 する。１つの通信力制御群内でのみ統合する探索は通信力制御群境界と同期する ように言われる。所定のオフセットにおける探索プロセスが通信力制御群境界に 関わりなく累積され、遠隔装置が全速度以下で送信していた場合、遠隔装置の信 号がゲートオンされる通信力制御群に対応する有効な探索結果が、遠隔装置の信 号がゲートオフされる次の通信力制御群の間に累積されるノイズと合計されてよ い。遠隔装置の信号がゲートオフされる通信力制御群に対応する探索結果の総計 は、そうでなければ遠隔装置の信号がゲートオンされる通信力制御の間に累積さ れる貴重な結果を改悪する。 探索の１つの方法は相応する群に対応するこれらの通信力制御群のみを探索す ることであろう。該かる相応する群のみの探索が実施されたとしても、探索プロ セス及び復調成分割り当てプロセスは、累積されるエネルギーが検出しきい値を 超えないが、実際には信号がチャネルの予想できないフェージング特徴のために オフセットに存在する状況を処理することができなければならない。従って、も っと効率的な機構は全ての通信力制御群が相応する群に対応しているかどうかに 関わらず、全ての通信力制御群内にエネルギーを累積することである。探索にお いて相応する群に対応しないエネルギーが検出された場合、相応する群のみの探 索に基づいて発生されるであろうもの以上に、付加的な有効データポイントが発 生する。 上述のように、序文探索とトラフィックチャネル操作の間に実施される探索は 異なっている。遠隔装置が始めにシステムにアクセスしようとする時、遠隔装置 はウォルシュゼロシンボルを使用して序文と呼ばれるビーコン信号を送る。ウォ ルシュゼロシンボルは、上述のように、半分の１と０の代わりに全ての論理的ゼ ロを含むウォルシュシンボルである。序文探索が実施される時、探索器はアクセ スチャネルでウォルシュゼロシンボルビーコン信号を送信している遠隔装置を捜 す。好適態様では、序文の送信は常に全速度であり、決してゲートオフされない 。従って、序文探索中には、通信力制御群境界との同期は必要でない。 スペクトラム拡散多重アクセス通信システムに対してここで特に説明しない多 くの構成があるが、それらにも本発明を適用することができる。例えば、ウォル シュ符号化及びＦＨＴ復号化の代わりに他の符号化／復号化手段を使用できる。 好適態様の上述の説明は、当業者が本発明を使用できるようにするために為され た。これらの態様に対する幾多の修正も当業者には容易に自明であろうし、ここ で定義された全般的な原則も発明的能力を使用せずに他の態様に適用できるであ ろう。このように、本発明はここで示された態様に限定されず、ここで開示され た原則及び新規の特徴と矛盾しない幅広い範囲と調和すべきものである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 レビン、ジェフリー・エー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92130、サン・ディエゴ、マエストロ・コ ート 12549 (72)発明者 イーストン、ケニス・ディー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92126、サン・ディエゴ、ナンバー217、カ レ・クリストバル 7379

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 共通の周波数を共有する拡散スペクトル呼び信号のグループから成る信号 を受信する方法に於て、前記拡散スペクトル信号が、固定された長さのグループ の中で、一連の記号に符号化された一連のビットから成り、一連の前記記号が、 電力制御グループにグループ化されており、共通の前記電力制御グループの中の 各前記記号が、共通の電力レベルで送信され、また前記電力制御グループが、指 定キャラクタ群（バースト）で送信され、またゼロ基準値時間オフセットからの パス遅れ時間オフセットに於ける前記呼び信号出力を決定するために前記グルー プの中で前記呼び信号を分離する方法であって， ＰＮシーケンス・バッファーの中にＰＮシーケンス・データ・ビットを保存す る； 一番目の受信された信号サンプルのセットを、制限されたサイズを有するサン プル・バッファーの中に保存する； 一番目の固定された長さの前記呼び信号サンプルを、一番目の狭隘化された出 力を作るための、前記ＰＮシーケンス・バッファーからのＰＮシーケンス・デー タ・ビットの一番目のセットを有する一番目のパス遅れ時間に対応する前記信号 バッファーから狭隘化する； 二番目の受信された呼び信号見本のセットを、前記バッファーの中に保存する ；及び 二番目の固定された長さの呼び信号サンプルを、二番目の狭隘化出力を作るた めの前記ＰＮシーケンス・バッファーからの前記一番目のＰＮシーケンス・デー タ・ビットを有する二番目のパス遅れ時間に対応する前記サンプルバッファーか ら狭隘化する； 段階から成り， ここにおいて，前記二番目の固定された長さの呼び信号のセットが、前記一番 目の固定された長さの呼び信号のサンプルと同じ呼び信号サンプルるの大きな数 字から成り、また前記一番目の長さと二番目の受信された呼び信号サンプルのセ ットが、固定された長さの前記一番目と二番目の固定された長さの呼び信号サン プルのセットの分数であり、 前記一番目との番目の固定された長さの呼び信号サンプルを保存する前記段階 と、また前記一番目と二番目の固定された長さの呼び信号サンプルの狭隘化の前 記段階が、前記呼び信号が前記電力制御グループの一つから成る確率とは独立し て実行されることを特徴とする 方法。 ２． 共通の周波数帯を共有し、一番目のスペクトル信号を、一番目の信号のゼ ロ・オフセット基準値時間からのパス遅れ時間オフセットに於ける信号力を決定 するらめに前記拡散スペクトル信号のグループの中から分離する拡散スペクトル 信号グループから成る信号を受信する方法に於て、前記一番目の信号が、一連の 記号から成り、共通記号の中の前記記号が、固定された電力レベルで送信され、 連続記号セットを、各種の信号レベルで送信することができ、前記各種の信号レ ベルが、ゼロ・レベルから成り、前記一番目の信号の送信がゲートで制御され、 前記方法が； 一番目の電力見積を作るための、一番目のオフセットに於て一番 目の記号セットに対応する一番目の呼び信号サンプルのセットを検索する； 二番目の電力見積を作るための、前記一番目のオフセットに於ける前記一番目 の呼び信号に対する前記一番目の記号に対応する二番目の呼び信号サンプルのセ ットを検索する； 前記一番目のオフセットの記号セット電力レベル見積を作るために前記一番目 と二番目の電力見積を合計する； 三番目の電力見積を作るための、二番目のオフセットに於ける前記一番目の信 号に対する二番目の記号セットに対応する三番目の呼び信号サンプルのセットを 検索する； 四番目の電力見積を作るための、前記二番目のオフセットに於ける前記二番目 の記号セットに対応する四番目の呼び信号サンプルのセットを検索する；及び 前記二番目のオフセットに於ける記号セット電力レベル見積を作るための、前 記三番目と四番目の電力見積を合計する； 段階からなり， ここにおいて，前記一番目の記号セットと前記二番目の記号セットが、時間で 隣接する記号のセットに対応し、また前記検索段階が、前記固定された電力レベ ルに無関係に、連続して実行されることを特徴とする方法。