JPH1141305A - 変調装置 - Google Patents

変調装置

Info

Publication number
JPH1141305A
JPH1141305A JP9198919A JP19891997A JPH1141305A JP H1141305 A JPH1141305 A JP H1141305A JP 9198919 A JP9198919 A JP 9198919A JP 19891997 A JP19891997 A JP 19891997A JP H1141305 A JPH1141305 A JP H1141305A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
band
filter
trigonometric function
pass
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP9198919A
Other languages
English (en)
Inventor
Koichiro Tanaka
宏一郎 田中
Yuji Oue
裕司 大植
Kazuhiro Shono
和宏 庄野
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority to JP9198919A priority Critical patent/JPH1141305A/ja
Priority to US09/119,644 priority patent/US6184756B1/en
Priority to EP98113817A priority patent/EP0893900A3/en
Priority to CN98116396A priority patent/CN1207621A/zh
Publication of JPH1141305A publication Critical patent/JPH1141305A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Amplitude Modulation (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回路規模および消費電力を小さくでき、被変
調波の中心周波数を簡単に変更でき、さらに集積化に適
した変調装置を提供することを目的とする。 【解決手段】 低周波信号発生部１は第１の離散信号
（第１のサンプル速度ｆ1でサンプルされた信号）を発
生する。帯域通過部２は、第２のサンプル速度ｆ2で動
作し、低周波信号発生部１により発生された第１の離散
信号を入力すると発生する第２の離散信号に対して周波
数選択動作を行い、所定の中心周波数を持つ変調信号を
生成する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、変調装置に関し、
より特定的には、伝送すべき伝送信号で搬送波を変調す
る変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】まず最初に、「特開平６−１５２６７５
号公報」に開示された変調装置（以下、「第１の変調装
置」という）について、そのブロック構成を示す図１２
を参照して説明する。図１２において、第１の変調装置
は、直交ベースバンド発生器７１と、直交極座標変換器
７２と、位相アキュムレータ７３と、加算器７４と、正
弦波テーブルメモリ７５と、乗算器７６と、Ｄ／Ａ変換
器７７とを備えており、伝送信号で搬送波を変調して変
調信号を生成する装置である。直交ベースバンド発生器
７１は、入力ディジタル信号を直交ベースバンド信号に
変換する。この直交ベースバンド信号は、変調信号を互
いに直交する２つのキャリアの合成として表現した場合
に、それらのキャリアの振幅および位相を表す。直交極
座標変換器７２は、直交ベースバンド信号を位相変調信
号と振幅変調信号とに変換する。位相変調及び振幅変調
信号は、変調信号を極座標系で表現した場合に、その位
相及び振幅を表す。加算器７４は位相変調信号を位相ア
キュムレータ７３の出力に加算する。正弦波テーブルメ
モリ７５は、加算器７４の出力に基づいて、正弦波キャ
リア信号を出力する。乗算器７６は正弦波であるキャリ
ア信号に振幅変調信号を乗算する。こうして、第１の変
調装置は、位相および振幅が所定の変化を持つ変調信号
を生成する。
【０００３】次に「特開平６−２４４８８３号公報」に
開示された変調装置（以下、「第２の変調装置」とい
う）について、そのブロック構成を示す図１３と、構成
各部からの出力波形を示す図１４とを参照説明する。図
１３において、変調装置は、信号点配置回路８１と、複
素係数ＢＰＦ(BandPass Filter)８２と、ラッチ８３
と、Ｄ／Ａ変換器８４と、アナログＢＰＦ８５とを備え
ており、三角関数を発生することなく変調を行う。信号
点配置回路８１は、直交ベースバンド信号を出力する。
この直交ベースバンド信号は、サンプル速度ｆc ／２で
サンプリングされた信号であるので、図１４（ａ）に示
すように、ｆc ／２の整数倍の高調波成分を持つ。複素
係数ＢＰＦ８２は、直交ベースバンド信号を複素帯域信
号に変換し、所定の周波数帯域を選択する。そのため、
図１４（ｂ）に示すように、図１４（ａ）に示した直交
ベースバンド信号のうち、所定の周波数帯域に存在する
もののみが選択される。ラッチ回路８３とＤ／Ａ変換器
８４とは、複素帯域信号の実信号成分を１より小さいデ
ューティを用いてパルス振幅変調する。アナログ帯域通
過フィルタ８５はＤ／Ａ変換器８４の出力のうち所望の
高調波成分を取り出す。ここで、Ｄ／Ａ変換器８４は実
信号成分のみを変換するので、当該Ｄ／Ａ変換器８４か
らの出力信号は、図１４（ｃ）に示すように、複素係数
ＢＰＦ８２の動作周波数であるｆs を中心として、図１
４（ｂ）に示した信号の折り返し成分が生じる。アナロ
グＢＰＦ８５は、Ｄ／Ａ変換器８４からの出力信号のう
ち、所定の高調波成分のみを取り出し、図１４（ｄ）に
示すような変調信号を生成する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、第１の
変調装置は、位相アキュムレータ７３と正弦波テーブル
メモリ７５という三角関数発生部を一つ持つことにな
る。この三角関数発生部は、上記のキャリア信号の周波
数（変調信号の中心周波数）の少なくとも２倍を越える
クロックで動作する。つまり、第１の変調装置では三角
関数発生部という複雑な回路を変調波周波数の少なくと
も２倍を越える高い周波数で動作させる必要があるた
め、回路規模および消費電力が大きくなるという問題が
あった。第２の変調装置のように、三角関数発生部を用
いずに変調装置を構成することも可能であるが、この場
合にはアナログ帯域通過フィルタを必要とするため、回
路の集積化に適さないという問題点があった。さらに、
第２の変調装置では、変調信号の中心周波数は、ｆc ／
２の整数倍に限定されてしまうので、簡単に変更できな
いという問題点があった。
【０００５】それ故に、本発明は、回路規模および消費
電力を小さくでき、変調信号の中心周波数を簡単に変更
でき、さらに集積化に適した変調装置を提供することを
目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段および発明の効果】第１の
発明は、伝送すべき伝送信号で搬送波を変調する装置で
あって、外部から入力される伝送信号を第１のサンプル
速度でサンプリングして離散信号を発生する離散信号発
生部と、離散信号発生部で発生された離散信号を入力す
ると第１のサンプル速度よりも高い第２のサンプル速度
で動作して、所定の周波数帯域に存在する信号を選択す
る帯域選択を実行する帯域通過部とを備える。第１の発
明においては、帯域通過部は第２のサンプル速度で動作
するので、第１のサンプル速度でサンプリングされた離
散信号を入力することは、第１の離散信号を第２のサン
プル速度でサンプリングした離散信号を入力することと
同じ意味をなす。帯域通過部は、このような離散信号に
対して帯域選択を実行し、所定の周波数帯域に存在する
信号のみを変調信号（伝送すべき伝送信号で搬送波を変
調した信号）として選択する。以上説明したように、帯
域通過部は、上述のように第２のサンプル速度で動作す
るが、単に帯域選択動作を実行する。今、従来の変調装
置の三角関数発生部が第２のサンプル速度で動作すると
仮定しても、当該三角関数発生部の構成は複雑である。
よって、帯域通過部と三角関数発生部の消費電力を比較
すると、帯域通過部のものの方が小さくなる。さらに、
帯域通過部の前段の離散信号発生部は相対的に低速の第
１のサンプル速度で動作するので、その消費電力は小さ
い。また、第１の発明は、従来の変調装置のように、回
路構成が複雑な三角関数発生部を用いなくとも変調信号
を生成することができる。よって、第１の発明によれ
ば、変調装置の回路規模および消費電力を小さくでき
る。
【０００７】第２の発明は、第１の発明において、離散
信号発生部は、外部から伝送信号を入力すると第１のサ
ンプル速度で動作して、当該伝送信号から低域に存在す
る信号のみを通過させる低域通過フィルタからなる。離
散信号発生部は、上記のように、第１のサンプル速度で
動作する低域通過フィルタのみを用いて離散信号を発生
する。よって、第２の発明によれば、変調装置の回路規
模および消費電力を小さくできる。
【０００８】第３の発明は、第１の発明において、伝送
信号は予め帯域制限されており、離散信号発生部は、外
部から伝送信号を入力すると、第１のサンプル速度で当
該伝送信号を補間する補間フィルタからなる。離散信号
発生部は、上記のように、第１のサンプル速度で伝送信
号を補完する補間フィルタのみを用いて離散信号を発生
する。よって、第２の発明によれば、変調装置の回路規
模および消費電力を小さくできる。
【０００９】第４の発明は、第１の発明において、伝送
信号は予め、帯域制限されかつ第１のサンプル速度でサ
ンプリングされており、離散信号発生部は、所定の周波
数を持つ三角関数を発生する三角関数発生部と、外部か
ら伝送信号を入力すると、当該伝送信号と三角関数発生
部で発生された三角関数とを乗算する乗算部とを含む。
第４の発明によれば、離散信号発生部は三角関数発生部
および乗算部を含むので、離散信号の中心周波数を自由
に移動させることができる。これによって、変調信号の
中心周波数を任意に設定することができる。この三角関
数発生部および乗算部は、離散信号発生部の構成要素で
あるため、相対的に低速の第１のサンプル速度で動作す
るので、変調装置の消費電力を小さくすることもでき
る。
【００１０】第５の発明は、第１の発明において、離散
信号発生部は、外部から伝送信号を入力すると、当該伝
送信号から低域に存在する信号のみを通過させる低域通
過フィルタと、低域通過フィルタにより帯域制限された
伝送信号を、第１のサンプル速度で補間する補間フィル
タとを含む。第５の発明によれば、離散信号発生部は、
低域通過フィルタと補間フィルタとを含むので、伝送信
号は帯域制限されていなくともよいし、第１のサンプル
速度でサンプリングされていなくともよい。よって、変
調装置の使い勝手がよくなる。また、第５の発明は、従
来の変調装置のように、回路構成が複雑な三角関数発生
部を用いなくとも変調信号を生成することができる。そ
のため、第５の発明によれば、従来の変調装置との比較
において回路規模および消費電力を小さくすることがで
きる。
【００１１】第６の発明は、第１の発明において、離散
信号発生部は、外部から伝送信号を入力すると第１のサ
ンプル速度で動作して、当該伝送信号から低域に存在す
る信号のみを通過させる低域通過フィルタと、所定の周
波数を有する三角関数を発生する三角関数発生部と、低
域通過フィルタからの出力信号と、三角関数発生部で発
生された三角関数とを乗算する乗算部とを含む。第６の
発明によれば、離散信号発生部は、低域通過フィルタを
含むので、伝送信号は帯域制限されていなくともよい。
よって、変調装置の使い勝手がよくなる。さらに、第６
の発明によれば、離散信号発生部は三角関数発生部およ
び乗算部を含むので、第４の発明と同様に変調信号の中
心周波数を任意に設定することができ、しかもこれらは
相対的に低速で動作するので、変調装置の消費電力を小
さくすることもできる。
【００１２】第７の発明は、第１の発明において、伝送
信号は予め帯域制限されており、離散信号発生部は、外
部から入力される帯域制限された伝送信号を、第１のサ
ンプル速度で補間して出力する補間フィルタと、所定の
周波数を持つ三角関数を発生する三角関数発生部と、補
間フィルタからの出力信号と、三角関数発生部で発生さ
れた三角関数とを乗算する乗算部とを含む。第７の発明
によれば、離散信号発生部は、補間フィルタを含むの
で、伝送信号は第１のサンプル速度でサンプリングされ
ていなくともよい。よって、変調装置の使い勝手がよく
なる。さらに、第７の発明によれば、離散信号発生部は
三角関数発生部および乗算部を含むので、第４の発明と
同様に変調信号の中心周波数を任意に設定することがで
き、しかもこれらは相対的に低速で動作するので、変調
装置の消費電力を小さくすることもできる。
【００１３】第８の発明は、第１の発明において、離散
信号発生部は、外部から入力される伝送信号から低域に
存在する信号のみを通過させ出力する低域通過フィルタ
と、低域通過フィルタからの出力信号を第１のサンプル
速度で補間して出力する補間フィルタと、所定の周波数
を持つ三角関数を発生する三角関数発生部と、補間フィ
ルタからの出力信号と、三角関数発生部で発生された三
角関数とを乗算する乗算部とを含む。第８の発明によれ
ば、離散信号発生部は、低域通過フィルタと補間フィル
タを含むので、伝送信号は、帯域制限されていなくとも
よいし、第１のサンプル速度でサンプリングされていな
くともよい。よって、変調装置の使い勝手がよくなる。
さらに、第８の発明によれば、離散信号発生部は三角関
数発生部および乗算部を含むので、第４の発明と同様に
変調信号の中心周波数を任意に設定することができ、し
かもこれらは相対的に低速で動作するので、変調装置の
消費電力を小さくすることもできる。
【００１４】第９の発明は、第１〜第８の発明におい
て、帯域通過部はＩＩＲフィルタからなり、ＩＩＲフィ
ルタは、離散信号発生部で発生された離散信号を入力す
ると第２のサンプル速度で動作して帯域選択を実行す
る。第９の発明によれば、帯域通過部はＩＩＲフィルタ
からなるので、後述する第１１の発明におけるＦＩＲフ
ィルタと比較してフィルタの段数を少なくすることがで
き、変調装置の回路規模および消費電力を小さくするこ
ともできる。
【００１５】第１０の発明は、第１〜第８のいずれかの
発明において、帯域通過部はリープフロッグ形ＩＩＲフ
ィルタからなり、リープフロッグ形ＩＩＲフィルタは、
離散信号発生部で発生された離散信号を入力すると第２
のサンプル速度で動作して帯域選択を実行する。第１０
の発明によれば、帯域通過部はリープフロッグ形ＩＩＲ
フィルタからなるので、前述した第９の発明におけるＩ
ＩＲフィルタと比較してフィルタを構成する素子の精度
を低くすることができ、変調装置の回路規模および消費
電力を小さくすることもできる。
【００１６】第１１の発明は、第１〜第８の発明におい
て、帯域通過部はＦＩＲフィルタからなり、ＦＩＲフィ
ルタは、離散信号発生部で発生された離散信号を入力す
ると第２のサンプル速度で動作して帯域選択を実行す
る。第１１の発明によれば、帯域通過部はＦＩＲフィル
タからなるので、当該フィルタを構成する素子の精度
は、帯域通過部の入出力で確保すべき精度と同程度のも
のでよい。よって、ＦＩＲフィルタを高速で動作させる
こともできる。
【００１７】第１２の発明は、第２、第５、第６または
第８の発明において、帯域通過部がＩＩＲフィルタまた
はＦＩＲフィルタを含んでいる場合において、低域通過
フィルタは、ＩＩＲフィルタまたはＦＩＲフィルタが持
つ周波数通過特性を補償できる周波数通過特性を持つ帯
域通過部がＩＩＲフィルタおよびＦＩＲフィルタで構成
されていると、変調信号の振幅や位相の特性が乱れる場
合がある。そこで、第１２の発明によれば、低域通過フ
ィルタに、上記のような周波数通過特性を持たせる。こ
れによって、変調信号の品質がよくなる。
【００１８】第１３の発明は、第４、第６、第７または
第８の発明において、帯域通過部は、帯域選択を実行す
る場合、内部に格納された係数を、現在入力した信号に
乗算し、帯域選択動作を実行する以前に、乗算部は、三
角関数発生部で発生された三角関数に基づいて係数を決
定し、乗算部で決定された係数が帯域通過部に格納され
る。上記のように、三角関数発生部および乗算部は、帯
域通過部の係数を決定する。第１３の発明によれば、帯
域通過部の係数を決定するための構成を別途加える必要
が無く、変調装置の回路規模を小さくすることができ
る。
【００１９】第１４の発明は、第１の発明において、離
散信号発生部と帯域通過部はいずれも、ディジタル信号
処理を実行する素子から構成される。第１４の発明によ
れば、アナログ素子を用いていないので集積化に適す
る。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、添付図面に基づき、本発明
の実施形態について詳細に説明する。 （第１の実施形態）図１は、本発明の第１の実施形態に
係る変調装置の構成を示すブロック図である。図１にお
いて、変調装置は、低周波信号発生部１（請求項におけ
る「離散信号発生手段」に相当）と、帯域通過部２とを
備えている。低周波信号発生部１は、外部から入力する
伝送すべき信号（以下、「伝送信号」という）を第１の
サンプル速度ｆ1 でサンプリングして第１の離散信号
（請求項における「離散信号」に相当）を発生し出力す
る。この第１の離散信号の時間波形が図２（ａ）に、ま
た第１の離散信号のスペクトルが図３（ａ）に示されて
いる。図２（ａ）において、同図中点線で示す伝送信号
が上記のようにサンプリングされるので、第１の離散信
号は同図中の○印で示した信号系列からなる。また、図
３（ａ）において、第１の離散信号のスペクトルは、あ
る周波数（今「０」と仮定する）を中心とする。なお、
本説明を明確にするため、±ｆ1 ／２の周波数帯域に収
まるスペクトルのみを図３（ａ）に示している。
【００２１】帯域通過部２は、低周波信号発生部１から
第１の離散信号を入力すると第２のサンプル速度ｆ2
（ｆ2 ＞ｆ1 ）で動作して、後述するような帯域選択を
実行する。このとき、帯域通過部２は、ｆ2 で動作する
ことから、実質的に第１の離散信号をｆ2 でサンプリン
グして第２の離散信号を発生することとなる。この第２
の離散信号の時間波形が図２（ｂ）に、また第２の離散
信号スペクトルが図３（ｂ）に示されている。図２
（ｂ）に示すように、第１の離散信号をｆ 2 でサンプリ
ングしようとすると、ｆ2 ＞ｆ1 であるから、第１の離
散信号が存在しない時点がある。この時点ではゼロが信
号系列（同図中の●参照）として発生される。一方、第
１の離散信号が存在する時点では、その振幅に対応する
信号系列（同図中の○参照）が発生される。ゆえに、第
２の離散信号の波形は、同図中○及び●で示す信号系列
からなる。また、図３（ｂ）において、第２の離散信号
のスペクトルは、第１の離散信号のスペクトル（図３
（ａ）参照）を周波数ｆ 1 の整数倍だけ周波数移動した
それぞれの位置に存在する。なお、本説明を明確にする
ため、±ｆ2 ／２の周波数帯域に存在するスペクトルの
みを図３（ｂ）に示している。そして、帯域通過部２
（図１参照）は、第２の離散信号のスペクトルのうち所
定の周波数帯域に存在するもののみを選択し、変調信号
を出力する。今、帯域通過部２が選択する周波数帯域を
３ｆ1 ±Ｂとすると、図３（ｃ）に示すようなスペクト
ルを変調信号は持つ。この変調信号は、周波数３ｆ1 の
搬送波を、伝送信号を用いて変調した信号である。
【００２２】ここで、第１の離散信号及び変調信号のス
ペクトルと、第１のサンプル速度ｆ 1 と、第２のサンプ
ル速度ｆ2 との関係について説明する。今、変調装置か
ら出力させたい変調信号の中心周波数をｆc とし、その
占有周波数帯域幅をｆc を中心として±Ｂとする。この
とき、ｆ2 には、サンプリング定理より、少なくとも２
（ｆc ＋Ｂ）が選ばれなければならない。ｆ1 には、ｆ
2 を整数ｎで分周したｆ2 ／ｎが選ばれる。ただし、ｆ
1 ＞２Ｂとして、隣接するスペクトルからの干渉を避け
る必要がある。第１の離散信号のスペクトルが図４
（ａ）に示すように周波数「０」を中心とする場合、当
該第１の離散信号をｆ2 でサンプリングした第２の離散
信号のスペクトルの中心は、図４（ｂ）に示すように、
第１の離散信号の中心周波数「０」を基準として、ｆ1
を整数倍したところに現れる。したがって、ｋを適当な
整数とすると、ｆ1 にはｆc ／ｋが選ばれればよい。
【００２３】また、第１の離散信号のスペクトルが図５
（ａ）に示すように任意の周波数を中心とする場合、当
該第１の離散信号をｆ2 でサンプリングした第２の離散
信号のスペクトルの中心は、図５（ｂ）に示すように、
第１の離散信号の中心周波数を基準として、ｆ1 の整数
倍したところに現れる。つまり第２の離散信号のスペク
トルの中心は、ｆ1ごとに現れて、ｆ1という周波数帯域
幅の中を任意に移動させることができる。したがって、
第１の離散信号のスペクトルが任意の周波数を中心とす
る場合には、ｆ1 とｆc とは無関係に設定することがで
きる。
【００２４】次に、低周波信号発生部１の構成例を、図
６を参照して説明する。図６において、低周波信号発生
部１は、低域通過フィルタ５１と、補間フィルタ５２
と、周波数変換部５３とを含む。また、周波数変換部５
３は、乗算部５５と三角関数発生部５４とを有する（図
６中の破線内部参照）。低域通過フィルタ５１は、外部
から入力される伝送信号であるシンボル値に対してルー
トロールオフフィルタリング等を実行し、フィルタリン
グ後のシンボル値を、サンプル速度ｆL でサンプリング
した帯域制限信号を出力する。ただし、シンボル値が予
め帯域制限されている場合、つまり帯域制限信号が低周
波信号発生部１に直接入力される場合には、この低域通
過フィルタ５１は不要である。
【００２５】補間フィルタ５２は、低域通過フィルタ５
１または外部より入力される帯域制限信号に対して、サ
ンプル速度ｆ1 で低域部分を通過させるフィルタリング
を実行することにより、入力された帯域制限信号を第１
のサンプル速度ｆ1 で補間する。つまり、補間フィルタ
５２は、帯域制限信号のサンプル速度をｆL からｆ1に
変換する。補間フィルタ５２からの出力信号は、図３
（ａ）に示すものと同様のスペクトルを持つ。ここで、
ｆL は、典型的にはｆ1 を任意の自然数で分周したもの
を用いる。つまり、ｆL ＜ｆ1 である。このようにサン
プル速度を上昇させることにより、補間フィルタ５２か
らの出力信号をｆ2 でサンプリングしたときに現れるス
ペクトル相互の間隔（図２の（ｂ）参照）は広くなる。
これにより、後続の帯域通過部２が備える帯域通過フィ
ルタの特性が緩慢なものでよくなり、当該帯域通過フィ
ルタを小規模にすることができる。なお、帯域制限信号
がもともと大きなｆL でサンプルされている場合には、
ｆ 2 でサンプリングしたときに現れるスペクトル相互の
間隔が大きくなるので、サンプル速度を変換しなくと
も、図３（ａ）に示すスペクトルを持つ信号を得ること
ができるので、補間フィルタ５２は不要である。
【００２６】周波数変換部５３が含む三角関数発生部５
４は、所定の周波数を持つ三角関数を発生する。上述し
たように、第１の離散信号が「０」以外の任意の中心周
波数を持つ場合がある（図５（ａ）参照）。上記三角関
数の周波数は、この中心周波数を規定する。周波数変換
部５３が含む乗算部５５は、補間フィルタ５２の出力信
号に三角関数発生部５４から出力される三角関数を乗じ
て、当該出力信号の中心周波数を移動させる。このよう
に、三角関数発生部５４と乗算部５５は最終的なサンプ
ル速度であるｆ2 よりも低いｆ1 で動作することができ
る。これに対し第１の変調装置（図１２参照）は、三角
関数発生部に相当する位相アキュムレータ７３と正弦波
テーブルメモリ７５をｆ2 ≧２（ｆc ＋Ｂ）を満たすよ
うなクロックで動作させる必要がある。ゆえに、本変調
装置の三角関数発生部５４と乗算部５５は、第１の変調
装置と比較して、回路規模および消費電力ともに小さく
することができる。なお、この周波数変換部５３は、図
５（ａ）に示すような第１の離散信号を発生する場合に
のみ必要とされ、中心周波数が「０」である第１の離散
信号（図３（ａ）参照）を発生する場合には必要がな
い。また、乗算部５５は、補間フィルタ５２からの出力
信号を入力するとして説明したが、前述からも明らかな
ように、外部から直接的に伝送信号が入力されたり、低
域通過フィルタ５１からの出力信号が入力されたりする
場合もある。
【００２７】次に、帯域通過部２の構成例を説明する。
本変調装置により生成された変調信号のスペクトルが、
図３（ｃ）に示すように、振幅変調信号やＢＰＳＫ（Bi
naryPhase Shift Keying ）変調信号のように左右対称
な場合であって、第１の離散信号のスペクトルが周波数
「０」を中心とする場合、第１の離散信号は実信号にな
る。したがって、帯域通過部２として実係数のフィルタ
を利用すればよい。その他の場合、つまり変調信号のス
ペクトルが左右非対称な場合、または第１の離散信号の
スペクトルが図５（ａ）に示すように「０」以外の任意
の周波数を中心する場合、第１の離散信号は複素信号に
なる。したがって、帯域通過部２は複素係数のフィルタ
を利用しなければならない。ただし、帯域通過部２が選
択すべき周波数成分は「０」を越えかつｆ2 ／２未満な
ので、複素係数フィルタの出力のうち、実数成分か虚数
成分かのどちらか一方を帯域通過部２から出力させるよ
うにすれば十分である。
【００２８】帯域通過部２は、具体的には、図７に示す
ようなＩＩＲ(Infinite Impulse Response )フィルタを
用いて実現することができる。図７において、ＩＩＲフ
ィルタは、それぞれへの入力に係数ｂ0 〜ｂN を乗算す
る乗算器１１0 〜１１N と、出力の帰還値に係数ａ1 〜
ａN を乗算する乗算器１２1 〜１２N と、複数の入力値
を加算する加算器１３0 〜１３N と、入力値に対して遅
延Ｔを与える遅延素子１４1 〜１４N とを有している。
加算器１３N は、乗算器１１N および乗算器１２N から
入力される２つの乗算値の加算値を遅延素子１４N に出
力する。加算器１３(N-1)〜1 は、乗算器１１(N-1)〜1
及び乗算器１２(N-1)〜1 から入力される２つの乗算値
と、遅延素子１４N〜2 から入力される値とを加算して
遅延素子１４(N-1)〜1 に出力する。加算器１３0 は、
乗算器１１0 から入力される乗算値と、遅延素子１４1
から入力される値との加算し、こうしてＩＩＲフィルタ
の出力が得られる。また、このＩＩＲフィルタは、上記
の動作を第２のサンプル速度ｆ2 で行うので、第１の離
散信号を入力させるだけで発生される第２の離散信号
（図３（ｂ）や図５（ｂ）を参照）が持つスペクトルの
うち、所定の周波数帯域に存在するもののみを選択して
変調信号を生成する。ところで、図７に示すＩＩＲフィ
ルタの場合、出力値の変動が係数ａ1 〜ａN及びｂ0 〜
ｂN に対して敏感であるため、フィルタを構成する演算
素子の精度は高くなければならない。しかしながら、Ｉ
ＩＲフィルタの段数Ｎは少なくてもよいので、当該フィ
ルタに用いられる演算素子が高精度なものである場合に
は、当該フィルタの規模を小さくすることができる。
【００２９】上記のようなＩＩＲフィルタの一種とし
て、“アナログフィルタの設計；１９８５年３月２５日
発行，秋葉出版株式会社”の第５０９頁〜第５３７頁に
示されているリープフロッグ形フィルタを、図８に示す
ようにディジタル処理で実現したものが挙げられる。本
リープフロッグ形フィルタは、乗算器１５0 〜１５5
と、減算器１６1 〜１６5 と、積分器１７1 〜１７4 と
を有する。また、本リープフロッグ形フィルタでは４個
の状態変数が用いられており、積分器１７1 〜１７4 が
状態変数を１個づつ保持する。本積分器１７1 〜１７4
は、図９に示すように、加算器１８1 〜１８4 と、遅延
素子１９1 〜１９4 と、乗算器２０1 〜２０4 とを持
つ。加算器１８1 〜１８4 は、入力値と帰還されてくる
出力値（乗算器２０1 〜２０4 の出力）とを加算する。
遅延素子１９1 〜１９ 4 は、加算器１８1 〜１８4 の出
力値に対して遅延値Ｔを与える。乗算器２０1〜２０4
は、係数ｅ1 を、遅延素子１９1 〜１９4 の出力値に乗
算して出力する。再度、図８を参照する。乗算器１５0
の係数ｒおよび乗算器１５5 の係数ｙは、本フィルタを
アナログフィルタで構成した場合における、出力段抵抗
及び入力段抵抗に対応する。また、乗算器１５1 及び１
５3 の係数ｋ1 及びｋ3 は、アナログフィルタのインダ
クタンスに、乗算器１５2 及び１５4 の係数ｋ2 及びｋ
4は、アナログフィルタのキャパシタンスに対応する。
そして、本フィルタは、乗算器１５0 〜１５4 からの出
力を減算器１６1 〜１６4 に帰還させて動作する。ま
た、帯域通過部２としてのリープフロッグ形フィルタ
も、図７に示すＩＩＲフィルタと同様に、第１の離散信
号を入力させるだけで発生される第２の離散信号（図３
（ｂ）や図５（ｂ）を参照）が持つスペクトルのうち、
所定の周波数帯域に存在するもののみを選択して変調信
号を生成する。ところで、リープフロッグ形フィルタの
出力値の変動は、当該フィルタの係数に対して、一般の
ＩＩＲフィルタよりも鈍感である。そのため、リープフ
ロッグ形フィルタを構成する演算素子の精度を、一般の
ＩＩＲフィルタで構成する場合よりも低くすることがで
きる。
【００３０】また、帯域通過部２は、図１０に示すよう
なＦＩＲ(Finite Impulse Response)フィルタを用いて
実現することもできる。図１０において、ＦＩＲフィル
タは、Ｎ段で構成されており、それぞれへの入力値に係
数ｃ0 〜ｃN を乗算して出力する乗算器２１0 〜２１N
と、それぞれへの入力値に対して遅延Ｔを与えて出力す
る遅延素子２３1 〜２３N と、複数の入力値を加算して
出力する加算器２２1〜２２N とを有する。図１０から
明らかなように、本ＦＩＲフィルタでは、乗算器２１0
は入力値に係数ｃ0 を乗じ、乗算器２１1 〜２１N は遅
延素子２３1 〜２３N からの出力値に係数ｃ1 〜ｃN を
乗ずる。遅延素子２３i （ｉは２以上）は、遅延素子２
３(i-1) の出力値に遅延Ｔを与える。そして、乗算器２
１0 〜２１N の乗算結果は、加算器２２1 〜２２N によ
り合成され、本ＦＩＲフィルタの出力となる。また、帯
域通過部２としてのＦＩＲフィルタも、図７に示すＩＩ
Ｒフィルタ等と同様に、第１の離散信号を入力させるだ
けで発生される第２の離散信号（図３（ｂ）や図５
（ｂ）を参照）をスペクトルのうち、所定の周波数帯域
に存在するもののみを選択して変調信号を生成する。と
ころで、帯域通過部２にＦＩＲフィルタを適用しようと
すると、その段数Ｎを多くする必要がある。しかし、Ｆ
ＩＲフィルタを構成する演算素子の精度は、帯域通過部
２の入出力で確保すべき精度と同程度の低いものでよい
ので、本変調装置を高速に動作させることができる。
【００３１】なお、図１０はＦＩＲフィルタの原理を示
すものであり、実際の回路における乗算器は、図中に示
した数よりも少なくすることができる。つまり、本ＦＩ
Ｒフィルタで発生される第２の離散信号は、図２（ｂ）
に示したように大半がゼロを示す信号系列を持つ。そし
て、第２の離散信号は、乗算器２１0 〜２１N に入力さ
れる前に、それぞれの前段の遅延素子によって、遅延が
与えられる。そのため、すべての乗算器２１が非ゼロの
乗算結果を同時に出力することはない。したがって、Ｆ
ＩＲフィルタは、少数の乗算器２１を備えるようにし
て、非ゼロの乗算結果を出力する乗算器２１に切り替え
ながらフィルタリングを行うよう構成されることが、変
調装置の小規模化の観点から有効である。
【００３２】また、帯域通過部２にＩＩＲフィルタを用
いた場合には、出力信号の振幅及び位相特性が周波数に
より乱れる可能性がある。一方、ＦＩＲフィルタを用い
た場合には出力信号の振幅特性が周波数により乱れる可
能性がある。この時、低周波信号発生部１（図１参照）
が低域通過フィルタ５１（図６参照）を含んでおり、当
該フィルタ５１の周波数通過特性に、上記のような乱れ
と逆の特性を持たせておけば、変調装置全体で見たとき
に振幅及び位相特性の乱れを無くすことができる。
【００３３】帯域通過部２は、ＩＩＲフィルタを含む場
合でもＦＩＲフィルタを含む場合でも、それぞれの係数
を書き換えるだけで中心周波数ｆc を自由に変更でき
る。以下には、ＩＩＲおよびＦＩＲフィルタの係数とし
て設定すべき値について説明する。一般に、上記ＩＩＲ
及びＦＩＲフィルタを実現するときには、まず当該フィ
ルタと同じ周波数通過特性を持ちかつ中心周波数が０で
ある原形フィルタを設計し、これによって原形フィルタ
の係数を得る。そして、その原形フィルタの係数に次式
（１）で示すｓk を乗じてＩＩＲまたはＦＩＲフィルタ
の係数とする。 ｓk ＝ cos 2πｋｆC ／ｆ2 ＋ｊ sin 2πｋｆC ／ｆ2 …（１） ただし、ｋは入力信号が何サンプル遅延したときに係数
を乗じるかを示す相対的な整数である。より具体的に
は、例えば、ｓ0 を用いればｂ0 （図７参照）やｃ0
（図１０参照）を求めることができ、ｓ1 を用いればａ
1 およびｂ1 （図７参照）やｃ1 （図１０参照）を求め
ることができる。他の係数についても同様である。ｆC
は変調信号の中心周波数であり、ｆ2は第２のサンプル
速度であり、ｊは虚数単位である。乗算部５５によって
原形フィルタの係数にｓk を乗じる処理は、一定の増分
で位相を変化させながら三角関数を乗じる処理に相当す
るので、周波数変換部５３による周波数変換処理と同様
である。よって、低周波信号発生部１が周波数変換部５
３を含んでいる場合には、帯域通過部２を構成するＩＩ
ＲまたはＦＩＲフィルタの係数を書き換える回路のため
に当該周波数変換部５３を流用することができる。以下
には、このような構成を持つ変調装置を第２の実施形態
として、そのブロック構成を示す図１１を参照して説明
する。
【００３４】（第２の実施形態）図１１において、変調
装置は、図１に示したものと比較すると係数発生部６１
をさらに備える点で異なる。それ以外の大略的な構成に
ついては、図１に示したものと同様であるので、相当す
る構成には同一の参照符号を与え、その説明を省略す
る。また、図１１において、低周波発生部１は、図５に
示したものと比較すると、スイッチ６２及び６３をさら
に含む点で異なるだけであるので、それ以外の相当する
構成には同一の参照符号を与え、その説明を省略する。
【００３５】係数発生部６１は、上記のようにして得ら
れる原形フィルタの係数を格納する。スイッチ６２が有
する端子（ａ）は補間フィルタ５２と結線され、その端
子（ｂ）は係数発生部６１と結線されており、スイッチ
を切り換えることにより、補間フィルタ５２または係数
発生部６１が周波数変換部５３と接続される。また、ス
イッチ６３が有する端子（ａ）は帯域通過部２の信号入
力端子と結線され、その端子（ｂ）は帯域通過部２の係
数入力端子と結線されており、スイッチを切り換えるこ
とにより、当該信号入力端子または当該係数入力端子が
周波数変換部５３と接続される。
【００３６】次に、本変調装置の動作について説明す
る。変調信号を生成する場合、スイッチ６２および６３
はいずれも、端子（ａ）を選択して補間フィルタ５２と
周波数変換部５３とを接続する。このときの変調装置の
動作は、第１の実施形態から明らかであるから、その説
明を省略する。一方、変調信号の中心周波数を変化させ
る場合、スイッチ６２およびスイッチ６３はいずれも、
端子（ｂ）を選択して係数発生部６１と周波数変換部５
３とを接続する。その後、係数格納部６１より出力され
る原形フィルタの係数が、乗算部５５に出力される。乗
算部５５には三角関数発生部５４から三角関数が入力さ
れており、乗算部５５は、原形フィルタの係数と三角関
数とを乗算することにより、帯域通過部２が含むＩＩＲ
またはＦＩＲフィルタの係数を生成し出力する。こうし
て作成された係数は、帯域通過部２に出力され、ＩＩＲ
またはＦＩＲフィルタの係数を格納するレジスタ等に設
定される。
【００３７】ここで、乗算部５５がＩＩＲまたはＦＩＲ
フィルタの係数を計算する際の動作について、より具体
的に説明する。乗算部５５は、図７に示すＩＩＲフィル
タが用いられている場合には係数ａ1 〜ａN およびｂ0
〜ｂN を、図８および図９に示されるリープフロッグ形
フィルタが用いられている場合には係数ｅ1 を、図１０
に示すＦＩＲフィルタが用いられている場合には係数ｃ
0 〜ｃN を求めなければならない。今、これらの係数す
べてをｆk で総称する（ｋ＝０，１，…，Ｎ）。さら
に、原形フィルタの係数をｇk で総称する。このとき、
乗算部５５は、上式（１）で示されるｓk を利用して、
ｆk ＝ｇk・ｓk を計算し、これを帯域通過部２に出力す
る。
【００３８】以上説明したように、本実施形態に係る変
調装置によれば、三角関数発生部を用いる必要がない
か、用いたとしてもその動作速度が低いため回路規模お
よび消費電力を小さくすることができる。また、変調信
号の中心周波数の変更は、必要に応じて、帯域通過部を
構成するフィルタ（ＩＩＲ形やＦＩＲ形）の係数を変更
することにより行える。さらに、本変調装置は、各構成
をディジタル素子で構成すれば、集積化に好都合なもの
となるが、アナログ素子で構成しても構わない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る変調装置のブロ
ック図である。
【図２】図１に示す低周波信号発生部１および帯域通過
部２が発生する第１の離散信号および第２の離散信号の
時間波形を示す図である。
【図３】図１に示す低周波信号発生部１が発生する第１
の離散信号ならびに帯域通過部２が発生する第２の離散
信号および被変調波のスペクトルを示す図である。
【図４】第１の離散信号の中心周波数が「０」である場
合における、第１の離散信号及び第２の離散信号のスペ
クトルを示す図である。
【図５】第１の離散信号の中心周波数が「０」以外の周
波数である場合における、第１の離散信号及び第２の離
散信号のスペクトルを示す図である。
【図６】図１に示す低周波信号発生部１の詳細な構成を
示すブロック図である。
【図７】図１に示す帯域通過部２の一構成例であるＩＩ
Ｒフィルタの詳細な構成を示すブロック図である。
【図８】図１に示す帯域通過部２の一構成例であるリー
プフロッグ形フィルタの詳細な構成を示すブロック図で
ある。
【図９】図８に示すリープフロッグ形フィルタが有する
各積分器１７の詳細な構成を示すブロック図である。
【図１０】図１に示す帯域通過部２の一構成例であるＦ
ＩＲフィルタの詳細な構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係る変調装置のブ
ロック図である。
【図１２】従来の変調装置であって、「特開平６−１５
２６７５号公報」に開示されたもの構成を示すブロック
図である。
【図１３】従来の変調装置であって、「特開平６−２４
４８８３号公報」に開示されたものの構成を示すブロッ
ク図である。
【図１４】図１３に示す変調装置が備える構成各部から
出力される信号のスペクトルを示す図である。
【符号の説明】
１…低周波信号発生部 ５１…低域通過フィルタ ５２…補間フィルタ ５３…周波数変換部 ５４…三角関数発生部 ５５…乗算部 ６１…係数格納部 ６２，６３…スイッチ ２…帯域通過部

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 伝送すべき伝送信号で搬送波を変調する
    装置であって、 外部から入力される前記伝送信号を第１のサンプル速度
    でサンプリングして離散信号を発生する離散信号発生手
    段と、 前記離散信号発生手段で発生された離散信号を入力する
    と前記第１のサンプル速度よりも高い第２のサンプル速
    度で動作して、所定の周波数帯域に存在する信号を選択
    する帯域選択を実行する帯域通過手段とを備える、変調
    装置。
  2. 【請求項２】 前記離散信号発生手段は、 外部から前記伝送信号を入力すると前記第１のサンプル
    速度で動作して、当該伝送信号から低域に存在する信号
    のみを通過させる低域通過フィルタからなる、請求項１
    に記載の変調装置。
  3. 【請求項３】 前記伝送信号は予め帯域制限されてお
    り、 前記離散信号発生手段は、 外部から前記伝送信号を入力すると、前記第１のサンプ
    ル速度で当該伝送信号を補間する補間フィルタからな
    る、請求項１に記載の変調装置。
  4. 【請求項４】 前記伝送信号は予め、帯域制限されかつ
    第１のサンプル速度でサンプリングされており、 前記離散信号発生手段は、 所定の周波数を持つ三角関数を発生する三角関数発生手
    段と、 外部から前記伝送信号を入力すると、当該伝送信号と前
    記三角関数発生手段で発生された三角関数とを乗算する
    乗算手段とを含む、請求項１に記載の変調装置。
  5. 【請求項５】 前記離散信号発生手段は、 外部から前記伝送信号を入力すると、当該伝送信号から
    低域に存在する信号のみを通過させる低域通過フィルタ
    と、 前記低域通過フィルタにより帯域制限された伝送信号
    を、前記第１のサンプル速度で補間する補間フィルタと
    を含む、請求項１に記載の変調装置。
  6. 【請求項６】 前記離散信号発生手段は、 外部から前記伝送信号を入力すると第１のサンプル速度
    で動作して、当該伝送信号から低域に存在する信号のみ
    を通過させる低域通過フィルタと、 所定の周波数を有する三角関数を発生する三角関数発生
    手段と、 前記低域通過フィルタからの出力信号と、前記三角関数
    発生手段で発生された三角関数とを乗算する乗算手段と
    を含む、請求項１に記載の変調装置。
  7. 【請求項７】 前記伝送信号は予め帯域制限されてお
    り、 前記離散信号発生手段は、 外部から入力される帯域制限された伝送信号を、前記第
    １のサンプル速度で補間して出力する補間フィルタと、 所定の周波数を持つ三角関数を発生する三角関数発生手
    段と、 前記補間フィルタからの出力信号と、前記三角関数発生
    手段で発生された三角関数とを乗算する乗算手段とを含
    む、請求項１に記載の変調装置。
  8. 【請求項８】 前記離散信号発生手段は、 外部から入力される伝送信号から低域に存在する信号の
    みを通過させ出力する低域通過フィルタと、 前記低域通過フィルタからの出力信号を前記第１のサン
    プル速度で補間して出力する補間フィルタと、 所定の周波数を持つ三角関数を発生する三角関数発生手
    段と、 前記補間フィルタからの出力信号と、前記三角関数発生
    手段で発生された三角関数とを乗算する乗算手段とを含
    む、請求項１に記載の変調装置。
  9. 【請求項９】 前記帯域通過手段はＩＩＲフィルタから
    なり、 前記ＩＩＲフィルタは、前記離散信号発生手段で発生さ
    れた離散信号を入力すると前記第２のサンプル速度で動
    作して前記帯域選択を実行する、請求項１〜８のいずれ
    かに記載の変調装置。
  10. 【請求項１０】 前記帯域通過手段はリープフロッグ形
    ＩＩＲフィルタからなり、 前記リープフロッグ形ＩＩＲフィルタは、前記離散信号
    発生手段で発生された離散信号を入力すると前記第２の
    サンプル速度で動作して前記帯域選択を実行する、請求
    項１〜８のいずれかに記載の変調装置。
  11. 【請求項１１】 前記帯域通過手段はＦＩＲフィルタか
    らなり、 前記ＦＩＲフィルタは、前記離散信号発生手段で発生さ
    れた離散信号を入力すると前記第２のサンプル速度で動
    作して前記帯域選択を実行する、請求項１〜８のいずれ
    かに記載の変調装置。
  12. 【請求項１２】 前記帯域通過手段がＩＩＲフィルタま
    たはＦＩＲフィルタを含んでいる場合において、 前記低域通過フィルタは、前記ＩＩＲフィルタまたは前
    記ＦＩＲフィルタが持つ周波数通過特性を補償できる周
    波数通過特性を持つ、請求項２、５、６または８に記載
    の変調装置。
  13. 【請求項１３】 前記帯域通過手段は、前記帯域選択を
    実行する場合、内部に格納された係数を、現在入力した
    信号に乗算し、 前記帯域選択動作を実行する以前に、前記乗算手段は、
    前記三角関数発生手段で発生された三角関数に基づいて
    前記係数を決定し、 前記乗算手段で決定された係数が前記帯域通過手段に格
    納される、請求項４、６、７または８に記載の変調装
    置。
  14. 【請求項１４】 前記離散信号発生手段と前記帯域通過
    手段はいずれも、ディジタル信号処理を実行する素子か
    ら構成される、請求項１に記載の変調装置。
JP9198919A 1997-07-24 1997-07-24 変調装置 Pending JPH1141305A (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP9198919A JPH1141305A (ja) 1997-07-24 1997-07-24 変調装置
US09/119,644 US6184756B1 (en) 1997-07-24 1998-07-21 Modulator
EP98113817A EP0893900A3 (en) 1997-07-24 1998-07-23 Modulator
CN98116396A CN1207621A (zh) 1997-07-24 1998-07-24 调制器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP9198919A JPH1141305A (ja) 1997-07-24 1997-07-24 変調装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH1141305A true JPH1141305A (ja) 1999-02-12

Family

ID=16399150

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP9198919A Pending JPH1141305A (ja) 1997-07-24 1997-07-24 変調装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US6184756B1 (ja)
EP (1) EP0893900A3 (ja)
JP (1) JPH1141305A (ja)
CN (1) CN1207621A (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008516560A (ja) * 2004-10-13 2008-05-15 アナログ・デバイシズ・インコーポレーテッド 通信システム用フィルタ
JP2019504602A (ja) * 2015-10-12 2019-02-14 ゼネラル エレクトリック テクノロジー ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツングＧｅｎｅｒａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ＧｍｂＨ 電源変圧器の保護の改良またはそれに関連する改良

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BR0008826A (pt) * 2000-01-07 2001-12-18 Koninkl Philips Electronics Nv Dispositivo e processo de transmissão paratransmitir um sinal de informação digital atravésde um meio de transmissão, e, receptor parareceber um sinal de transmissão e gerar um sinalde informação digital a partir do mesmo
GB2359950B (en) * 2000-02-29 2004-06-30 Ericsson Telefon Ab L M Signal filtering
US7342525B2 (en) * 2005-12-23 2008-03-11 Cirrus Logic, Inc. Sample rate conversion combined with DSM
US7242326B1 (en) * 2005-12-23 2007-07-10 Cirrus Logic, Inc. Sample rate conversion combined with filter

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL168099C (nl) * 1974-09-12 1982-02-16 Philips Nv Modulatie- en filterinrichting voor digitale signalen.
DE4041632A1 (de) * 1990-03-15 1992-07-02 Ant Nachrichtentech Verfahren zur aufbereitung von mehreren fernsehsignalen fuer uebertragungszwecke sowie anwendung
US5420887A (en) 1992-03-26 1995-05-30 Pacific Communication Sciences Programmable digital modulator and methods of modulating digital data
FR2689350B1 (fr) * 1992-03-30 1995-04-21 France Telecom Modulateur d'amplitude à bande latérale résiduelle pour signaux analogiques échantillonnés ou numériques et son utilisation en télévision.
JPH06152675A (ja) 1992-11-05 1994-05-31 N T T Idou Tsuushinmou Kk ディジタル変調器
JP3400003B2 (ja) 1993-02-18 2003-04-28 株式会社日立製作所 複素変復調方式
DE4337134A1 (de) * 1993-10-30 1995-05-04 Ant Nachrichtentech Verfahren zur Aufbereitung eines digitalen Frequenzmultiplexsignals
US5519732A (en) * 1994-05-02 1996-05-21 Harris Corporation Digital baseband to IF conversion in cellular base stations
US5783974A (en) * 1997-01-27 1998-07-21 Hitachi America, Ltd. Digital interpolation up sampling circuit and digital modulator using same

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008516560A (ja) * 2004-10-13 2008-05-15 アナログ・デバイシズ・インコーポレーテッド 通信システム用フィルタ
US8417750B2 (en) 2004-10-13 2013-04-09 Mediatek Inc. Filters for communication systems
JP2019504602A (ja) * 2015-10-12 2019-02-14 ゼネラル エレクトリック テクノロジー ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツングＧｅｎｅｒａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ＧｍｂＨ 電源変圧器の保護の改良またはそれに関連する改良

Also Published As

Publication number Publication date
EP0893900A3 (en) 2002-02-06
EP0893900A2 (en) 1999-01-27
CN1207621A (zh) 1999-02-10
US6184756B1 (en) 2001-02-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH04239245A (ja) 直交変調回路
EP0458385A2 (en) Wholly digital process for the generation of multi-level modulation signals
JPH11261659A (ja) ディジタル信号伝送装置
JPH0828649B2 (ja) ディジタルフィルタ
US4812786A (en) Method and system for providing precise multi-function modulation
JPS6255325B2 (ja)
JPH1141305A (ja) 変調装置
JP3323124B2 (ja) 変調方法及び装置
JP4376222B2 (ja) 波形整形デジタルフィルタ回路
US7164713B2 (en) Interpolating root nyquist filter for variable rate modulator
JP3391015B2 (ja) ディジタル処理直交変調器
US6486813B1 (en) Oversampling circuit digital/analog converter
JPH06291790A (ja) π／４シフトＱＰＳＫ変調器
US7502423B2 (en) Digital modulator and digital modulation method
US20020158785A1 (en) Digital-t0-analog converter using different multiplicators between first and second portions of a data holding period
JP3441255B2 (ja) 信号発生装置およびこれを用いた送信装置
JPH0640616B2 (ja) デイジタルフイルタ−周波数特性変換装置
JPH06104943A (ja) 四相位相変調装置
JPH04247732A (ja) 周波数分割多重信号処理装置
JP3206773B2 (ja) ディジタル信号処理型直交変調器
JP3864034B2 (ja) 波形整形デジタルフィルタ回路
JP2914979B2 (ja) 周波数変換装置
JPH07106855A (ja) Ｓｓｂ変調器
KR0154087B1 (ko) Cpm 신호 생성 장치
JPH0669969A (ja) ４相位相変調器