JP2002141846A - アダプティブ受信機 - Google Patents
アダプティブ受信機Info
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- JP2002141846A JP2002141846A JP2000333292A JP2000333292A JP2002141846A JP 2002141846 A JP2002141846 A JP 2002141846A JP 2000333292 A JP2000333292 A JP 2000333292A JP 2000333292 A JP2000333292 A JP 2000333292A JP 2002141846 A JP2002141846 A JP 2002141846A
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
- H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
- G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
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- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 アダプティブアレイアンテナを用い、相関の
低い不要波のみならず、相関の高い不要波についても有
効に抑圧する。 【解決手段】 アレイアンテナ１１でＯＦＤＭ信号を受
信し、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２によりサンプリングを行
い、ＧＩ除去部１３、ＦＦＴ１４でＯＦＤＭ復調する。
このＯＦＤＭ復調信号のそれぞれにアダプティブ演算部
１７からの複素ウエイトを乗じて重み付けを行う。ま
た、等化部２０における伝搬路推定部２１で伝搬路推定
値を算出し、複素ウェイト調整部２２で伝搬路推定部２
１からの伝搬路推定値に複素ウエイトを乗じて重み付け
を行う。この重み付けされた伝搬路推定値を加算部２３
で加算して、アダプティブ合成後の伝搬路推定値とし、
除算部２４で、アダプティブアレイ部１０から出力され
るアダプティブ合成後の復調信号を、アダプティブ合成
後の伝搬路推定値で除算して等化を行う。
低い不要波のみならず、相関の高い不要波についても有
効に抑圧する。 【解決手段】 アレイアンテナ１１でＯＦＤＭ信号を受
信し、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２によりサンプリングを行
い、ＧＩ除去部１３、ＦＦＴ１４でＯＦＤＭ復調する。
このＯＦＤＭ復調信号のそれぞれにアダプティブ演算部
１７からの複素ウエイトを乗じて重み付けを行う。ま
た、等化部２０における伝搬路推定部２１で伝搬路推定
値を算出し、複素ウェイト調整部２２で伝搬路推定部２
１からの伝搬路推定値に複素ウエイトを乗じて重み付け
を行う。この重み付けされた伝搬路推定値を加算部２３
で加算して、アダプティブ合成後の伝搬路推定値とし、
除算部２４で、アダプティブアレイ部１０から出力され
るアダプティブ合成後の復調信号を、アダプティブ合成
後の伝搬路推定値で除算して等化を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、データを周波数分
割して並列伝送するマルチキャリア伝送方式に用いられ
るアダプティブ受信機に関する。
割して並列伝送するマルチキャリア伝送方式に用いられ
るアダプティブ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】近
年、無線を利用した大容量通信に用いる変調方式とし
て、データを周波数分割して並列伝送するＯＦＤＭ(Ort
hogonal Frequency Division Multiplexing)方式が注目
されている。このＯＦＤＭ方式によれば、１つのデータ
を長い時間かけて送ることができるため、周波数選択性
フェージングの影響を軽減することができる。また、こ
のＯＦＤＭ方式では、キャリアの直交性を利用し、キャ
リアを密に配置することで、周波数利用効率を高め、ま
たガードインターバルと呼ばれる自シンボルのコピー信
号を付加することで、遅延波が到来した場合でも他シン
ボルからの干渉を防いでいる。
年、無線を利用した大容量通信に用いる変調方式とし
て、データを周波数分割して並列伝送するＯＦＤＭ(Ort
hogonal Frequency Division Multiplexing)方式が注目
されている。このＯＦＤＭ方式によれば、１つのデータ
を長い時間かけて送ることができるため、周波数選択性
フェージングの影響を軽減することができる。また、こ
のＯＦＤＭ方式では、キャリアの直交性を利用し、キャ
リアを密に配置することで、周波数利用効率を高め、ま
たガードインターバルと呼ばれる自シンボルのコピー信
号を付加することで、遅延波が到来した場合でも他シン
ボルからの干渉を防いでいる。
【０００３】このＯＦＤＭ方式を用いた場合でも、壁な
どで複数回反射され、長い時間遅れて到来する、いわゆ
る長遅延波の存在する環境や、遅延波で同期がかかり、
先行波が存在するような場合においては、キャリアの直
交性が崩れるため、特性が大きく劣化してしまう。キャ
リアの直交性が崩れる場合について図１８を用いて説明
する。図中は、遅延波がガードインターバル内に収ま
っている場合を示している。この場合は、他シンボルと
干渉を起こしている部分（図中のＡで示す）が復調する
際のガードインターバルの除去により切りとられるた
め、直交性が崩れることはない。図中は、ガードイン
ターバルを越えた波が到来した場合を示している。この
場合は、他シンボルと干渉を起こしている部分がＦＦＴ
ウインド内に入り込んでいるため、復調の際にキャリア
の直交性が崩れてしまう。図中は、遅延波で同期を取
った場合を示している。この場合もと同様に、他シン
ボルと干渉を起こしている部分がＦＦＴウインド内に入
り込むため、復調の際にキャリアの直交性が崩れてしま
う。
どで複数回反射され、長い時間遅れて到来する、いわゆ
る長遅延波の存在する環境や、遅延波で同期がかかり、
先行波が存在するような場合においては、キャリアの直
交性が崩れるため、特性が大きく劣化してしまう。キャ
リアの直交性が崩れる場合について図１８を用いて説明
する。図中は、遅延波がガードインターバル内に収ま
っている場合を示している。この場合は、他シンボルと
干渉を起こしている部分（図中のＡで示す）が復調する
際のガードインターバルの除去により切りとられるた
め、直交性が崩れることはない。図中は、ガードイン
ターバルを越えた波が到来した場合を示している。この
場合は、他シンボルと干渉を起こしている部分がＦＦＴ
ウインド内に入り込んでいるため、復調の際にキャリア
の直交性が崩れてしまう。図中は、遅延波で同期を取
った場合を示している。この場合もと同様に、他シン
ボルと干渉を起こしている部分がＦＦＴウインド内に入
り込むため、復調の際にキャリアの直交性が崩れてしま
う。
【０００４】従来、このような所望波に対して相関の低
い不要波（ガードインターバル外の遅延波、先行波、干
渉波など）を効果的に抑圧する技術として、アダプティ
ブアレイアンテナがある。アダプティブアレイアンテナ
とは、複数のアンテナ素子により構成されたアレイアン
テナと、各アンテナ素子の出力信号の振幅と位相を変え
る複素ウエイトを算出するアダプティブ演算部とを有
し、各アンテナの受信信号に複素ウエイトを乗じて合成
することにより、所望波を抽出し、不要波を抑圧する装
置である。
い不要波（ガードインターバル外の遅延波、先行波、干
渉波など）を効果的に抑圧する技術として、アダプティ
ブアレイアンテナがある。アダプティブアレイアンテナ
とは、複数のアンテナ素子により構成されたアレイアン
テナと、各アンテナ素子の出力信号の振幅と位相を変え
る複素ウエイトを算出するアダプティブ演算部とを有
し、各アンテナの受信信号に複素ウエイトを乗じて合成
することにより、所望波を抽出し、不要波を抑圧する装
置である。
【０００５】また、アダプティブ演算部による演算をア
ダプティブアルゴリズムと呼び、これまでいくつかのア
ルゴリズムが報告されている。例えば、最小誤差２乗法
ＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)に基づくもの
に、ＬＭＳ(Least Mean Square)やＣＭＡ(Constant Mod
ulus Algorithm)が挙げられる。ＬＭＳは、所望のアレ
イ応答である参照信号と実際のアレイ出力信号の差を最
小にすることにより最適な複素ウエイトを算出するアル
ゴリズムである。また、ＣＭＡは、定包絡線信号に適用
でき、多重波伝搬環境により歪んだ信号を元の定包絡線
信号に戻すように最適な複素ウエイトを算出するアルゴ
リズムである。これら以外にも、アレイ出力のＳＮＲ(S
ignal to Noise Ratio)を最大化するように複素ウエイ
トを算出するＭＳＮ(Maximum Signal to Noise ratio)
や、所望波の到来方向が既知である事を前提に、電力の
最小化を行うＤＣＭＰ(Directionally Constrained Min
imization of Power)などがある。
ダプティブアルゴリズムと呼び、これまでいくつかのア
ルゴリズムが報告されている。例えば、最小誤差２乗法
ＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)に基づくもの
に、ＬＭＳ(Least Mean Square)やＣＭＡ(Constant Mod
ulus Algorithm)が挙げられる。ＬＭＳは、所望のアレ
イ応答である参照信号と実際のアレイ出力信号の差を最
小にすることにより最適な複素ウエイトを算出するアル
ゴリズムである。また、ＣＭＡは、定包絡線信号に適用
でき、多重波伝搬環境により歪んだ信号を元の定包絡線
信号に戻すように最適な複素ウエイトを算出するアルゴ
リズムである。これら以外にも、アレイ出力のＳＮＲ(S
ignal to Noise Ratio)を最大化するように複素ウエイ
トを算出するＭＳＮ(Maximum Signal to Noise ratio)
や、所望波の到来方向が既知である事を前提に、電力の
最小化を行うＤＣＭＰ(Directionally Constrained Min
imization of Power)などがある。
【０００６】また、アダプティブアレイアンテナを用い
た従来技術として、特開平１０−９３３２３号公報の
「アダプティブアンテナおよびマルチキャリア無線通信
システム」や特開平１０−２１００９９号公報の「アダ
プティブ受信装置」がある。特開平１０−９３３２３号
公報には、受信信号に内挿されているパイロットデータ
と呼ばれる既知信号を抽出し、受信機側で用意した既知
信号との誤差を最小にするように複素ウエイトを更新す
る、いわゆるＬＭＳ、ＲＬＳ(Recursive Least Square
s)アルゴリズムに基づいてアダプティブ演算を行うもの
が記載されている。また、特開平１０−２１００９９号
公報には、アダプティブ合成後のスペクトラムを一定に
するように複素ウエイトを更新する、いわゆるＣＭＡを
周波数領域で行ったものが記載されている。
た従来技術として、特開平１０−９３３２３号公報の
「アダプティブアンテナおよびマルチキャリア無線通信
システム」や特開平１０−２１００９９号公報の「アダ
プティブ受信装置」がある。特開平１０−９３３２３号
公報には、受信信号に内挿されているパイロットデータ
と呼ばれる既知信号を抽出し、受信機側で用意した既知
信号との誤差を最小にするように複素ウエイトを更新す
る、いわゆるＬＭＳ、ＲＬＳ(Recursive Least Square
s)アルゴリズムに基づいてアダプティブ演算を行うもの
が記載されている。また、特開平１０−２１００９９号
公報には、アダプティブ合成後のスペクトラムを一定に
するように複素ウエイトを更新する、いわゆるＣＭＡを
周波数領域で行ったものが記載されている。
【０００７】しかしながら、本発明者らが上記した技術
について鋭意検討を行ったところ、アダプティブアレイ
アンテナを用いることにより相関の低い不要波を効果的
に抑圧することができるが、相関の高い不要波（ガード
インターバル内の遅延波）については有効に抑圧するこ
とができず、復調特性が劣化する問題があることがわか
った。
について鋭意検討を行ったところ、アダプティブアレイ
アンテナを用いることにより相関の低い不要波を効果的
に抑圧することができるが、相関の高い不要波（ガード
インターバル内の遅延波）については有効に抑圧するこ
とができず、復調特性が劣化する問題があることがわか
った。
【０００８】本発明は上記問題に鑑みたもので、アダプ
ティブアレイアンテナを用い、相関の低い不要波のみな
らず、相関の高い不要波についても有効に抑圧すること
ができるアダプティブ受信機を提供することを目的とす
る。
ティブアレイアンテナを用い、相関の低い不要波のみな
らず、相関の高い不要波についても有効に抑圧すること
ができるアダプティブ受信機を提供することを目的とす
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明では、複数のアンテナ素子に
より構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ
素子で受信した信号をそれぞれ周波数軸上の信号に復調
する手段（１２、１３、１４）と、前記それぞれの周波
数軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティ
ブ合成後の復調信号とする手段（１５、１６）と、前記
それぞれの周波数軸上の信号と前記アダプティブ合成後
の復調信号に基づいて前記複素ウエイトを算出する複素
ウエイト算出手段（１７）とを有するアダプティブアレ
イ部（１０）と、前記それぞれの周波数軸上の信号に内
挿されている既知信号に基づいてそれぞれの伝搬路推定
値を算出する伝搬路推定手段（２１）と、この伝搬路推
定手段（２１）で算出されたそれぞれの伝搬路推定値
に、前記複素ウエイト算出手段（１７）で算出された複
素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の伝搬路
推定値とする手段（２２、２３）と、前記アダプティブ
合成後の復調信号を前記アダプティブ合成後の伝搬路推
定値で除算する手段（２４）とを有する等化部（２０）
とを備えたアダプティブ受信機を特徴としている。
め、請求項１に記載の発明では、複数のアンテナ素子に
より構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ
素子で受信した信号をそれぞれ周波数軸上の信号に復調
する手段（１２、１３、１４）と、前記それぞれの周波
数軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティ
ブ合成後の復調信号とする手段（１５、１６）と、前記
それぞれの周波数軸上の信号と前記アダプティブ合成後
の復調信号に基づいて前記複素ウエイトを算出する複素
ウエイト算出手段（１７）とを有するアダプティブアレ
イ部（１０）と、前記それぞれの周波数軸上の信号に内
挿されている既知信号に基づいてそれぞれの伝搬路推定
値を算出する伝搬路推定手段（２１）と、この伝搬路推
定手段（２１）で算出されたそれぞれの伝搬路推定値
に、前記複素ウエイト算出手段（１７）で算出された複
素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の伝搬路
推定値とする手段（２２、２３）と、前記アダプティブ
合成後の復調信号を前記アダプティブ合成後の伝搬路推
定値で除算する手段（２４）とを有する等化部（２０）
とを備えたアダプティブ受信機を特徴としている。
【００１０】このようにアダプティブアレイ部（１０）
と等化部（２０）とを適切に組み合わせた構成とするこ
とにより、相関の低い不要波のみならず、相関の高い不
要波についても有効に抑圧することができる。
と等化部（２０）とを適切に組み合わせた構成とするこ
とにより、相関の低い不要波のみならず、相関の高い不
要波についても有効に抑圧することができる。
【００１１】アダプティブアレイ部（１０）と等化部
（２０）との適切な組み合わせ構成としては、請求項２
ないし４に記載の発明のようにすることができる。
（２０）との適切な組み合わせ構成としては、請求項２
ないし４に記載の発明のようにすることができる。
【００１２】すなわち、請求項２に記載の発明では、ア
ダプティブアレイ部（１０）を、複数のアンテナ素子に
より構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ
素子で受信した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号
にする手段（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上
の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成
後の信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの
時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基
づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手
段（１７１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波
数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号
とする手段（１３、１４）とを有するようにし、等化器
（２０）を、前記時間軸上の信号を周波数軸上の信号に
それぞれ復調する手段（２２１、２２２）と、前記それ
ぞれの周波数軸上の信号に内挿されている既知信号に基
づいてそれぞれの伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手
段（２１）と、この伝搬路推定手段（２１）で算出され
たそれぞれの伝搬路推定値に、前記複素ウエイト算出手
段（１７１）で算出された複素ウエイトを乗じて合成し
アダプティブ合成後の伝搬路推定値とする手段（２２、
２３）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記ア
ダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算する手段（２
４）とを有するようにしている。
ダプティブアレイ部（１０）を、複数のアンテナ素子に
より構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ
素子で受信した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号
にする手段（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上
の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成
後の信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの
時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基
づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手
段（１７１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波
数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号
とする手段（１３、１４）とを有するようにし、等化器
（２０）を、前記時間軸上の信号を周波数軸上の信号に
それぞれ復調する手段（２２１、２２２）と、前記それ
ぞれの周波数軸上の信号に内挿されている既知信号に基
づいてそれぞれの伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手
段（２１）と、この伝搬路推定手段（２１）で算出され
たそれぞれの伝搬路推定値に、前記複素ウエイト算出手
段（１７１）で算出された複素ウエイトを乗じて合成し
アダプティブ合成後の伝搬路推定値とする手段（２２、
２３）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記ア
ダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算する手段（２
４）とを有するようにしている。
【００１３】請求項３に記載の発明では、アダプティブ
アレイ部（１０）を、複数のアンテナ素子により構成さ
れたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信
した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段
（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複
素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号と
する手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の
信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記
複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７
１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の
信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手
段（１３、１４）とを有するようにし、等化器（２０）
を、前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既
知信号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記
複素ウエイト算出手段（１７１）で算出された複素ウエ
イトを乗じて合成する手段（２２３、２２４、２２５）
と、この合成された信号を周波数軸上の信号に復調する
手段（２２６、２２７）と、この復調された信号に基づ
いて伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）
と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記伝搬路推
定値で除算する手段（２４）とを有するようにしてい
る。
アレイ部（１０）を、複数のアンテナ素子により構成さ
れたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信
した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段
（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複
素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号と
する手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の
信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記
複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７
１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の
信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手
段（１３、１４）とを有するようにし、等化器（２０）
を、前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既
知信号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記
複素ウエイト算出手段（１７１）で算出された複素ウエ
イトを乗じて合成する手段（２２３、２２４、２２５）
と、この合成された信号を周波数軸上の信号に復調する
手段（２２６、２２７）と、この復調された信号に基づ
いて伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）
と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記伝搬路推
定値で除算する手段（２４）とを有するようにしてい
る。
【００１４】請求項４に記載の発明では、アダプティブ
アレイ部（１０）を、複数のアンテナ素子により構成さ
れたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信
した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段
（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複
素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号と
する手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の
信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記
複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７
１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の
信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手
段（１３、１４）とを有するようにし、等化器（２０）
を、前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既
知信号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記
複素ウエイト算出手段で算出された複素ウエイトを乗じ
て合成する手段（２２３、２２４、２２５）と、この合
成された信号を周波数軸上の信号に復調する手段（２２
６、２２７）と、この復調された信号に基づいて伝搬路
逆特性推定値を算出する伝搬路逆特性推定手段（２２
８）と、前記アダプティブ合成後の復調信号に前記伝搬
路逆特性推定値を乗ずる手段（２２９）とを有するよう
にしている。
アレイ部（１０）を、複数のアンテナ素子により構成さ
れたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信
した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段
（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複
素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号と
する手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の
信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記
複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７
１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の
信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手
段（１３、１４）とを有するようにし、等化器（２０）
を、前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既
知信号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記
複素ウエイト算出手段で算出された複素ウエイトを乗じ
て合成する手段（２２３、２２４、２２５）と、この合
成された信号を周波数軸上の信号に復調する手段（２２
６、２２７）と、この復調された信号に基づいて伝搬路
逆特性推定値を算出する伝搬路逆特性推定手段（２２
８）と、前記アダプティブ合成後の復調信号に前記伝搬
路逆特性推定値を乗ずる手段（２２９）とを有するよう
にしている。
【００１５】なお、請求項２ないし４に記載の発明にお
ける複素ウエイト算出手段（１７１）に代えて、請求項
５に記載の発明のように、前記それぞれの時間軸上の信
号と前記アダプティブ合成後の復調信号とに基づいて前
記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７
２）を用いるようにしてもよい。この場合、請求項６に
記載の発明のように、前記複素ウエイト算出手段（１７
２）が、前記アダプティブ合成後の周波数軸上の復調信
号から算出された相関ベクトルから時間軸上の信号に変
換する手段（１７２１）を有し、前記それぞれの時間軸
上の信号と前記変換された時間軸上の信号とに基づいて
前記複素ウエイトを算出するようにするのが好ましい。
ける複素ウエイト算出手段（１７１）に代えて、請求項
５に記載の発明のように、前記それぞれの時間軸上の信
号と前記アダプティブ合成後の復調信号とに基づいて前
記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７
２）を用いるようにしてもよい。この場合、請求項６に
記載の発明のように、前記複素ウエイト算出手段（１７
２）が、前記アダプティブ合成後の周波数軸上の復調信
号から算出された相関ベクトルから時間軸上の信号に変
換する手段（１７２１）を有し、前記それぞれの時間軸
上の信号と前記変換された時間軸上の信号とに基づいて
前記複素ウエイトを算出するようにするのが好ましい。
【００１６】また、本発明は、スキャッタードパイロッ
ト信号を受信するアダプティブ受信機にも適用すること
ができる。
ト信号を受信するアダプティブ受信機にも適用すること
ができる。
【００１７】すなわち、請求項７に記載の発明では、複
数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１
１）を有し、各アンテナ素子で受信した信号の振幅と位
相を変える複素ウエイトを、各アンテナで受信した信号
に乗じて合成し、アダプティブ合成後の復調信号とする
アダプティブアレイ部（１０）と、前記アダプティブ合
成後の復調信号から内挿されている既知信号を抽出する
既知信号抽出手段（２３０）と、抽出された既知信号に
基づいて伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２
１）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記伝搬
路推定値で除算して等化を行う手段（２４）とを有する
等化部（２０）とを備えたアダプティブ受信機を特徴と
している。
数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１
１）を有し、各アンテナ素子で受信した信号の振幅と位
相を変える複素ウエイトを、各アンテナで受信した信号
に乗じて合成し、アダプティブ合成後の復調信号とする
アダプティブアレイ部（１０）と、前記アダプティブ合
成後の復調信号から内挿されている既知信号を抽出する
既知信号抽出手段（２３０）と、抽出された既知信号に
基づいて伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２
１）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記伝搬
路推定値で除算して等化を行う手段（２４）とを有する
等化部（２０）とを備えたアダプティブ受信機を特徴と
している。
【００１８】この場合、請求項８に記載の発明のよう
に、等化部（２０）において、前記アダプティブ合成後
の復調信号から内挿されている既知信号を抽出する既知
信号抽出手段（２３０）と、抽出された既知信号に基づ
いて伝搬路逆特性推定値を算出する伝搬路逆特性推定手
段（２２８）と、前記アダプティブ合成後の復調信号に
前記伝搬路逆特性推定値を乗じて等化を行う手段（２２
９）とを有するようにしてもよい。
に、等化部（２０）において、前記アダプティブ合成後
の復調信号から内挿されている既知信号を抽出する既知
信号抽出手段（２３０）と、抽出された既知信号に基づ
いて伝搬路逆特性推定値を算出する伝搬路逆特性推定手
段（２２８）と、前記アダプティブ合成後の復調信号に
前記伝搬路逆特性推定値を乗じて等化を行う手段（２２
９）とを有するようにしてもよい。
【００１９】請求項７または８に記載の発明におけるア
ダプティブアレイ部（１０）としては、請求項９ないし
１１に記載の発明のように、構成することができる。
ダプティブアレイ部（１０）としては、請求項９ないし
１１に記載の発明のように、構成することができる。
【００２０】すなわち、請求項９に記載の発明では、ア
ダプティブアレイ部（１０）が、前記各アンテナ素子で
受信した信号をそれぞれ周波数軸上の信号に復調する手
段（１１、１２、１３、１４）と、前記それぞれの周波
数軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティ
ブ合成後の復調信号とする手段（１５、１６）と、前記
それぞれの周波数軸上の信号と前記アダプティブ合成後
の復調信号に基づいて前記複素ウエイトを算出する複素
ウエイト算出手段（１７）とを有するように構成されて
いる。
ダプティブアレイ部（１０）が、前記各アンテナ素子で
受信した信号をそれぞれ周波数軸上の信号に復調する手
段（１１、１２、１３、１４）と、前記それぞれの周波
数軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティ
ブ合成後の復調信号とする手段（１５、１６）と、前記
それぞれの周波数軸上の信号と前記アダプティブ合成後
の復調信号に基づいて前記複素ウエイトを算出する複素
ウエイト算出手段（１７）とを有するように構成されて
いる。
【００２１】請求項１０に記載の発明では、アダプティ
ブアレイ部（１０）が、前記各アンテナ素子で受信した
信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１
１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウ
エイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする
手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の信号
と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素
ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７１）
と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の信号
に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手段
（１３、１４）とを有するように構成されている。
ブアレイ部（１０）が、前記各アンテナ素子で受信した
信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１
１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウ
エイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする
手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の信号
と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素
ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７１）
と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の信号
に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手段
（１３、１４）とを有するように構成されている。
【００２２】請求項１１に記載の発明では、アダプティ
ブアレイ部（１０）が、前記各アンテナ素子で受信した
信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１
１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウ
エイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする
手段（１５、１６）と、前記アダプティブ合成後の信号
を周波数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復
調信号とする手段（１３、１４）と、前記それぞれの時
間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の復調信号とに
基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出
手段（１７２）とを有するように構成されている。
ブアレイ部（１０）が、前記各アンテナ素子で受信した
信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１
１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウ
エイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする
手段（１５、１６）と、前記アダプティブ合成後の信号
を周波数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復
調信号とする手段（１３、１４）と、前記それぞれの時
間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の復調信号とに
基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出
手段（１７２）とを有するように構成されている。
【００２３】なお、請求項９ないし１１に記載の発明に
おいて、前記既知信号抽出手段（２３０）は、請求項１
２に記載の発明のように、所定シンボル数単位で前記既
知信号の抽出を行うようにするのが好ましい。この場
合、請求項１３に記載の発明のように、前記複素ウエイ
ト算出手段（１７、１７１、１７２）が、前記所定シン
ボル数単位で前記複素ウエイトを更新出力するようにす
れば、複素ウエイトによる重み付けを伝搬路推定値が更
新されない間変化させないようにすることができる。
おいて、前記既知信号抽出手段（２３０）は、請求項１
２に記載の発明のように、所定シンボル数単位で前記既
知信号の抽出を行うようにするのが好ましい。この場
合、請求項１３に記載の発明のように、前記複素ウエイ
ト算出手段（１７、１７１、１７２）が、前記所定シン
ボル数単位で前記複素ウエイトを更新出力するようにす
れば、複素ウエイトによる重み付けを伝搬路推定値が更
新されない間変化させないようにすることができる。
【００２４】また、請求項７または８に記載の発明にお
いて、請求項１４に記載の発明のように、前記既知信号
抽出手段（２３０）が、所定シンボル数単位で前記既知
信号の抽出を行い、前記アダプティブアレイ部（１０）
が、各アンテナ素子で受信した信号と前記各アンテナ素
子に複素ウエイトを乗じて合成した信号とに基づいて前
記複素ウエイトをシンボル単位で演算する複素ウエイト
算出手段（１７）と、前記複素ウエイトを前記所定シン
ボル単位でサンプル・ホールドする手段（１８）とを有
し、前記サンプル・ホールドされた複素ウエイトが前記
各アンテナ素子で受信した信号に対して乗じられるよう
にしてもよい。
いて、請求項１４に記載の発明のように、前記既知信号
抽出手段（２３０）が、所定シンボル数単位で前記既知
信号の抽出を行い、前記アダプティブアレイ部（１０）
が、各アンテナ素子で受信した信号と前記各アンテナ素
子に複素ウエイトを乗じて合成した信号とに基づいて前
記複素ウエイトをシンボル単位で演算する複素ウエイト
算出手段（１７）と、前記複素ウエイトを前記所定シン
ボル単位でサンプル・ホールドする手段（１８）とを有
し、前記サンプル・ホールドされた複素ウエイトが前記
各アンテナ素子で受信した信号に対して乗じられるよう
にしてもよい。
【００２５】また、請求項１２ないし１４に記載の発明
において、請求項１５に記載の発明のように、前記等化
部（２０）において、前記アダプティブ合成後の復調信
号を前記等化を行う前に前記所定シンボル数の時間分遅
延させる遅延手段（２３１）を有するようにすれば、ア
ダプティブ合成後の復調信号の等化を時間遅れなく行う
ようにすることができる。
において、請求項１５に記載の発明のように、前記等化
部（２０）において、前記アダプティブ合成後の復調信
号を前記等化を行う前に前記所定シンボル数の時間分遅
延させる遅延手段（２３１）を有するようにすれば、ア
ダプティブ合成後の復調信号の等化を時間遅れなく行う
ようにすることができる。
【００２６】なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述
する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すも
のである。
する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すも
のである。
【００２７】
【発明の実施の形態】（第１実施形態）この実施形態で
は、信号フォーマットとして、図２に示すように、デー
タに先立ってプリアンブルと呼ばれる既知データがある
ものが用いられる。この信号フォーマットは、例えばＩ
ＥＥＥ８０２．１１ａ（無線ＬＡＮ規格、パケット通
信）の信号フォーマットが用いられる。このプリアンブ
ルの既知データを用いてタイミング検出、ＡＧＣ(Auto
Gain Control)、ＡＦＣ(Auto Frequency Control)、伝
搬路推定が行われる。
は、信号フォーマットとして、図２に示すように、デー
タに先立ってプリアンブルと呼ばれる既知データがある
ものが用いられる。この信号フォーマットは、例えばＩ
ＥＥＥ８０２．１１ａ（無線ＬＡＮ規格、パケット通
信）の信号フォーマットが用いられる。このプリアンブ
ルの既知データを用いてタイミング検出、ＡＧＣ(Auto
Gain Control)、ＡＦＣ(Auto Frequency Control)、伝
搬路推定が行われる。
【００２８】図１に、この第１実施形態に係るアダプテ
ィブ受信機の構成を示す。このアダプティブ受信機は、
アダプティブアレイ部と、等化部とを有している。
ィブ受信機の構成を示す。このアダプティブ受信機は、
アダプティブアレイ部と、等化部とを有している。
【００２９】アダプティブアレイ部１０は、アレイアン
テナ（この実施形態では、４本のアンテナ素子で構成さ
れる）１１と、ＲＦ／１Ｆ回路およびＡＤ変換器（以
下、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣという）１２と、ＧＩ（ガード
インターバル）除去部１３と、ＦＦＴ（高速フーリエ変
換部）１４と、複素ウェイト調整部１５と、加算部１６
と、アダプティブ演算部１７とから構成されている。
テナ（この実施形態では、４本のアンテナ素子で構成さ
れる）１１と、ＲＦ／１Ｆ回路およびＡＤ変換器（以
下、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣという）１２と、ＧＩ（ガード
インターバル）除去部１３と、ＦＦＴ（高速フーリエ変
換部）１４と、複素ウェイト調整部１５と、加算部１６
と、アダプティブ演算部１７とから構成されている。
【００３０】送信機から送信されたＯＦＤＭ信号は、多
重波伝搬環境を経て、複数のアンテナ素子から形成され
るアレイアンテナ１１で受信される。アレイアンテナ１
１で受信された信号は、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２により
サンプリングされ、ディジタルベースバンド信号とな
る。このベースバンド信号は、ＧＩ除去部１３、ＦＦＴ
１４によってＯＦＤＭ復調される。このＯＦＤＭ復調信
号は、複素ウェイト調整部１５とアダプティブ演算部１
７に入力される。
重波伝搬環境を経て、複数のアンテナ素子から形成され
るアレイアンテナ１１で受信される。アレイアンテナ１
１で受信された信号は、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２により
サンプリングされ、ディジタルベースバンド信号とな
る。このベースバンド信号は、ＧＩ除去部１３、ＦＦＴ
１４によってＯＦＤＭ復調される。このＯＦＤＭ復調信
号は、複素ウェイト調整部１５とアダプティブ演算部１
７に入力される。
【００３１】複素ウェイト調整部１５では、ＦＦＴ１４
からのＯＦＤＭ復調信号のそれぞれに、アダプティブ演
算部１７からの信号（複素ウエイト）を乗じて重み付け
を行う。この重み付けによって、ＯＦＤＭ復調信号の位
相と振幅が調整される。重み付けされたＯＦＤＭ復調信
号は、加算部１６で合成され、アダプティブアレイ部１
０の出力信号（アダプティブ合成後の復調信号）として
出力される。このアダプティブ合成後の復調信号は、ア
ダプティブ演算部１７にフィードバックされる。
からのＯＦＤＭ復調信号のそれぞれに、アダプティブ演
算部１７からの信号（複素ウエイト）を乗じて重み付け
を行う。この重み付けによって、ＯＦＤＭ復調信号の位
相と振幅が調整される。重み付けされたＯＦＤＭ復調信
号は、加算部１６で合成され、アダプティブアレイ部１
０の出力信号（アダプティブ合成後の復調信号）として
出力される。このアダプティブ合成後の復調信号は、ア
ダプティブ演算部１７にフィードバックされる。
【００３２】アダプティブ演算部１７では、ＦＦＴ１４
からの４系統のＯＦＤＭ復調信号と加算部１６からのフ
ィードバック信号を用いて、複素ウエイトの更新を行
う。このアダプティブ演算部１７で使用されるアダプテ
ィブアルゴリズムとしては、ＭＭＳＥ、ＣＭＡ、ＭＳ
Ｎ、ＤＣＭＰ等が用いられる。
からの４系統のＯＦＤＭ復調信号と加算部１６からのフ
ィードバック信号を用いて、複素ウエイトの更新を行
う。このアダプティブ演算部１７で使用されるアダプテ
ィブアルゴリズムとしては、ＭＭＳＥ、ＣＭＡ、ＭＳ
Ｎ、ＤＣＭＰ等が用いられる。
【００３３】等化部２０は、伝搬路推定部２１と、複素
ウェイト調整部２２と、加算部２３と、除算部２４とか
ら構成されている。
ウェイト調整部２２と、加算部２３と、除算部２４とか
ら構成されている。
【００３４】伝搬路推定部２１では、ＦＦＴ１４からの
ＯＦＤＭ復調信号のそれぞれに基づき、ＯＦＤＭ復調信
号に内挿されているプリアンブルの既知信号を、受信機
側で予め記憶されている既知信号で除算して、伝搬路推
定値を算出する。通常のＯＦＤＭの等化では、受信され
た既知信号を受信機側で記憶された既知信号で除算して
伝搬路を推定し、それで受信データを除算して等化を行
う方法以外に、受信機側で記憶された既知信号を受信さ
れた既知信号で除算して伝搬路の逆特性を推定し、それ
を受信データに乗算して等化を行う方法があるが、この
実施形態では、後述するようにアダプティブ合成を行う
ため、伝搬路の逆特性は利用できない。そこで、この実
施形態では、各アンテナで受信された既知信号を受信機
側で記憶された既知信号でそれぞれ除算することによ
り、伝搬路推定値を算出するようにしている。
ＯＦＤＭ復調信号のそれぞれに基づき、ＯＦＤＭ復調信
号に内挿されているプリアンブルの既知信号を、受信機
側で予め記憶されている既知信号で除算して、伝搬路推
定値を算出する。通常のＯＦＤＭの等化では、受信され
た既知信号を受信機側で記憶された既知信号で除算して
伝搬路を推定し、それで受信データを除算して等化を行
う方法以外に、受信機側で記憶された既知信号を受信さ
れた既知信号で除算して伝搬路の逆特性を推定し、それ
を受信データに乗算して等化を行う方法があるが、この
実施形態では、後述するようにアダプティブ合成を行う
ため、伝搬路の逆特性は利用できない。そこで、この実
施形態では、各アンテナで受信された既知信号を受信機
側で記憶された既知信号でそれぞれ除算することによ
り、伝搬路推定値を算出するようにしている。
【００３５】この算出された伝搬路推定値は、伝搬路推
定部２１内のメモリに記憶され、複素ウェイト調整部２
２に出力される。メモリに記憶された伝搬路推定値は、
伝搬路推定値を新たに算出する毎に更新される。
定部２１内のメモリに記憶され、複素ウェイト調整部２
２に出力される。メモリに記憶された伝搬路推定値は、
伝搬路推定値を新たに算出する毎に更新される。
【００３６】複素ウェイト調整部２２では、伝搬路推定
部２１からの伝搬路推定値に、アダプティブ演算部１７
からの信号を乗じて重み付けを行う。この場合、複素ウ
ェイト調整部２２での重み付けに用いた複素ウエイトと
同一の複素ウエイトが、伝搬路推定部２１からの伝搬路
推定値に乗じられる。重み付けされた伝搬路推定値は、
加算部２３で加算され、アダプティブ合成後の伝搬路推
定値となる。
部２１からの伝搬路推定値に、アダプティブ演算部１７
からの信号を乗じて重み付けを行う。この場合、複素ウ
ェイト調整部２２での重み付けに用いた複素ウエイトと
同一の複素ウエイトが、伝搬路推定部２１からの伝搬路
推定値に乗じられる。重み付けされた伝搬路推定値は、
加算部２３で加算され、アダプティブ合成後の伝搬路推
定値となる。
【００３７】そして、アダプティブアレイ部１０から出
力されるアダプティブ合成後の復調信号が、除算部２４
において、アダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算さ
れ、アダプティブアレイ部１０と等化器２０で等化され
た復調信号として、後段の図示しない復調部に出力され
る。
力されるアダプティブ合成後の復調信号が、除算部２４
において、アダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算さ
れ、アダプティブアレイ部１０と等化器２０で等化され
た復調信号として、後段の図示しない復調部に出力され
る。
【００３８】図３に、この実施形態について、シミュレ
ーションを行った時の収束特性とコンスタレーションの
結果を示す。図４（ａ）に、このシミュレーションに用
いたアンテナの配置を示し、図４（ｂ）に、シュミレー
ション条件を示す。また、信号フォーマットはＩＥＥＥ
８０２．１１ａに準拠したものとしている。
ーションを行った時の収束特性とコンスタレーションの
結果を示す。図４（ａ）に、このシミュレーションに用
いたアンテナの配置を示し、図４（ｂ）に、シュミレー
ション条件を示す。また、信号フォーマットはＩＥＥＥ
８０２．１１ａに準拠したものとしている。
【００３９】図３（ａ）から、アダプティブアレイ部１
０だけでは、相関の低いガードインターバル外の遅延波
（遅延波３）は抑圧されるが、ガードインターバル内の
波（遅延波１、２）は抑圧効果が低いことが確認でき
る。なお、ガードインターバル長は８００ｎｓとしてい
る。また、補足している波も同期を取っている所望波で
は無く、遅延波１となっている。その結果、コンスタレ
ーションは、図３（ｂ）に示すように、同心円上を回る
ため、同期検波することができない。しかし、アダプテ
ィブアレイ部１０と等化器２０を組み合わせることで、
図３（ｃ）に示すように、きれいな復調特性が得られ
る。図３（ｄ）に、１つのアンテナで受信し、通常の等
化を行った時の復調特性を示すが、これと比較しても、
この実施形態のようにアダプティブアレイ部１０と等化
器２０を組み合わた構成とした方が、優れた等化能力を
持っていることが確認できる。
０だけでは、相関の低いガードインターバル外の遅延波
（遅延波３）は抑圧されるが、ガードインターバル内の
波（遅延波１、２）は抑圧効果が低いことが確認でき
る。なお、ガードインターバル長は８００ｎｓとしてい
る。また、補足している波も同期を取っている所望波で
は無く、遅延波１となっている。その結果、コンスタレ
ーションは、図３（ｂ）に示すように、同心円上を回る
ため、同期検波することができない。しかし、アダプテ
ィブアレイ部１０と等化器２０を組み合わせることで、
図３（ｃ）に示すように、きれいな復調特性が得られ
る。図３（ｄ）に、１つのアンテナで受信し、通常の等
化を行った時の復調特性を示すが、これと比較しても、
この実施形態のようにアダプティブアレイ部１０と等化
器２０を組み合わた構成とした方が、優れた等化能力を
持っていることが確認できる。
【００４０】また、この実施形態のもう１つの優れた点
は、所望波をとるタイミングで伝搬路推定値を算出して
いるが、伝搬路推定値をアダプティブ合成しているの
で、あたかも遅延波のタイミングで伝搬路推定を行って
いるかのように振る舞うことである。アダプティブアル
ゴリズムにＣＭＡを用いた場合、信号の誤補足がしばし
ば問題になるが、この実施形態ではこれを回避すること
ができる。 （第２実施形態）図５に、本発明の第２実施形態に係る
アダプティブ受信機の構成を示す。第１実施形態では、
ＯＦＤＭ復調後の信号でアダプティブ演算部１７がアダ
プティブ演算を行っているのに対し、この実施形態で
は、ＯＦＤＭ復調前（時間領域）の信号でアダプティブ
演算部１７１がアダプティブ演算を行っている。
は、所望波をとるタイミングで伝搬路推定値を算出して
いるが、伝搬路推定値をアダプティブ合成しているの
で、あたかも遅延波のタイミングで伝搬路推定を行って
いるかのように振る舞うことである。アダプティブアル
ゴリズムにＣＭＡを用いた場合、信号の誤補足がしばし
ば問題になるが、この実施形態ではこれを回避すること
ができる。 （第２実施形態）図５に、本発明の第２実施形態に係る
アダプティブ受信機の構成を示す。第１実施形態では、
ＯＦＤＭ復調後の信号でアダプティブ演算部１７がアダ
プティブ演算を行っているのに対し、この実施形態で
は、ＯＦＤＭ復調前（時間領域）の信号でアダプティブ
演算部１７１がアダプティブ演算を行っている。
【００４１】具体的には、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２から
の信号（時間領域の信号）がアダプティブ演算部１７１
に入力される。このアダプティブ演算部１７１では、ア
ダプティブアルゴリズムとしてＭＭＳＥが用いられ、プ
リアンブル信号の時間領域における参照信号を用意し、
受信された時間領域の信号との誤差を最小にするような
複素ウエイトを算出する。そして、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ
１２からの時間領域の信号が、複素ウェイト調整部１５
において、アダプティブ演算部１７１から信号によって
重み付けされ、さらに加算部１６で加算される。このア
ダプティブ合成後の時間領域の信号は、アダプティブ演
算部１７１に入力されるとともに、ＧＩ除去部１３、Ｆ
ＦＴ１４によってＯＦＤＭ復調される。
の信号（時間領域の信号）がアダプティブ演算部１７１
に入力される。このアダプティブ演算部１７１では、ア
ダプティブアルゴリズムとしてＭＭＳＥが用いられ、プ
リアンブル信号の時間領域における参照信号を用意し、
受信された時間領域の信号との誤差を最小にするような
複素ウエイトを算出する。そして、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ
１２からの時間領域の信号が、複素ウェイト調整部１５
において、アダプティブ演算部１７１から信号によって
重み付けされ、さらに加算部１６で加算される。このア
ダプティブ合成後の時間領域の信号は、アダプティブ演
算部１７１に入力されるとともに、ＧＩ除去部１３、Ｆ
ＦＴ１４によってＯＦＤＭ復調される。
【００４２】また、等化器２０においては、ＲＦ／１Ｆ
・ＡＤＣ１２からの時間領域の信号が、ＧＩ除去部２２
１、ＦＦＴ２２２によってそれぞれＯＦＤＭ復調され、
伝搬路推定部２１に入力される。この後は、第１実施形
態と同様に、伝搬路推定部２１で伝搬路推定値が算出さ
れ、複素ウェイト調整部２２で伝搬路推定値の重み付け
を行い、加算部２３で合成されて、アダプティブ合成後
の伝搬路推定値となる。そして、アダプティブアレイ部
１０から出力されるアダプティブ合成後の復調信号が、
除算部２４において、アダプティブ合成後の伝搬路推定
値で除算され、アダプティブアレイ部１０と等化器２０
で等化された復調信号として、後段の復調部に出力され
る。 （第３実施形態）図６に、本発明の第３実施形態に係る
アダプティブ受信機の構成を示す。この実施形態は、第
２実施形態における等化器２０の構成を変えたものであ
る。
・ＡＤＣ１２からの時間領域の信号が、ＧＩ除去部２２
１、ＦＦＴ２２２によってそれぞれＯＦＤＭ復調され、
伝搬路推定部２１に入力される。この後は、第１実施形
態と同様に、伝搬路推定部２１で伝搬路推定値が算出さ
れ、複素ウェイト調整部２２で伝搬路推定値の重み付け
を行い、加算部２３で合成されて、アダプティブ合成後
の伝搬路推定値となる。そして、アダプティブアレイ部
１０から出力されるアダプティブ合成後の復調信号が、
除算部２４において、アダプティブ合成後の伝搬路推定
値で除算され、アダプティブアレイ部１０と等化器２０
で等化された復調信号として、後段の復調部に出力され
る。 （第３実施形態）図６に、本発明の第３実施形態に係る
アダプティブ受信機の構成を示す。この実施形態は、第
２実施形態における等化器２０の構成を変えたものであ
る。
【００４３】この実施形態における等化器２０は、バッ
ファメモリ２２３と、複素ウェイト調整部２２４と、加
算部２２５と、ＧＩ除去部２２６と、ＦＦＴ２２７と、
伝搬路推定部２１と、除算部２４とから構成されてい
る。
ファメモリ２２３と、複素ウェイト調整部２２４と、加
算部２２５と、ＧＩ除去部２２６と、ＦＦＴ２２７と、
伝搬路推定部２１と、除算部２４とから構成されてい
る。
【００４４】ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２から出力される時
間領域の信号のうち、プリアンブルの信号がバッファメ
モリ２２３に格納される。すなわち、このバッファメモ
リ２２３には、復調前の既知信号が抽出されて格納され
る。バッファメモリ２２３に格納された信号は、複素ウ
ェイト調整部２２４で、アダプティブ演算部１７１から
信号によって重み付けされ、加算部２２５で加算され、
ＧＩ除去部２２６、ＦＦＴ２２７によってＯＦＤＭ復調
される。このＦＦＴ２２７から出力された信号により、
伝搬路推定部２１において、伝搬路推定値が算出され
る。
間領域の信号のうち、プリアンブルの信号がバッファメ
モリ２２３に格納される。すなわち、このバッファメモ
リ２２３には、復調前の既知信号が抽出されて格納され
る。バッファメモリ２２３に格納された信号は、複素ウ
ェイト調整部２２４で、アダプティブ演算部１７１から
信号によって重み付けされ、加算部２２５で加算され、
ＧＩ除去部２２６、ＦＦＴ２２７によってＯＦＤＭ復調
される。このＦＦＴ２２７から出力された信号により、
伝搬路推定部２１において、伝搬路推定値が算出され
る。
【００４５】そして、第２実施形態と同様に、アダプテ
ィブアレイ部１０から出力されるアダプティブ合成後の
復調信号が、除算部２４において、伝搬路推定値で除算
され、アダプティブアレイ部１０と等化器２０で等化さ
れた復調信号として、後段の復調部に出力される。
ィブアレイ部１０から出力されるアダプティブ合成後の
復調信号が、除算部２４において、伝搬路推定値で除算
され、アダプティブアレイ部１０と等化器２０で等化さ
れた復調信号として、後段の復調部に出力される。
【００４６】なお、この実施形態では、ＦＦＴ２２７か
ら出力される信号がアダプティブ合成後の信号となって
いるため、伝搬路推定部２１と除算部２４の代わりに、
伝搬路逆特性推定部２２８と乗算部２２９を用いるよう
にしてもよい。この場合、伝搬路逆特性推定部２２８に
おいて、受信機側で記憶された既知信号を受信された既
知信号で除算して伝搬路の逆特性を推定する。その推定
値を、乗算部２２９において、アダプティブ合成後の復
調信号に乗じることにより、等化を行うことができる。 （第４実施形態）図７に、本発明の第４実施形態に係る
アダプティブ受信機の構成を示す。第２実施形態では、
アダプティブ演算部１７１が、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２
からの時間領域の信号と、加算部１６から出力されるア
ダプティブ合成後の時間領域の信号によって、アダプテ
ィブ演算を行っているのに対し、この実施形態では、ア
ダプティブ演算部１７２がＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２から
の時間領域の信号と、加算部１６の出力信号をＧＩ除去
部１３、ＦＦＴ１４によってＯＦＤＭ復調した周波数軸
上の信号によって、アダプティブ演算を行っている。
ら出力される信号がアダプティブ合成後の信号となって
いるため、伝搬路推定部２１と除算部２４の代わりに、
伝搬路逆特性推定部２２８と乗算部２２９を用いるよう
にしてもよい。この場合、伝搬路逆特性推定部２２８に
おいて、受信機側で記憶された既知信号を受信された既
知信号で除算して伝搬路の逆特性を推定する。その推定
値を、乗算部２２９において、アダプティブ合成後の復
調信号に乗じることにより、等化を行うことができる。 （第４実施形態）図７に、本発明の第４実施形態に係る
アダプティブ受信機の構成を示す。第２実施形態では、
アダプティブ演算部１７１が、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２
からの時間領域の信号と、加算部１６から出力されるア
ダプティブ合成後の時間領域の信号によって、アダプテ
ィブ演算を行っているのに対し、この実施形態では、ア
ダプティブ演算部１７２がＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２から
の時間領域の信号と、加算部１６の出力信号をＧＩ除去
部１３、ＦＦＴ１４によってＯＦＤＭ復調した周波数軸
上の信号によって、アダプティブ演算を行っている。
【００４７】この場合、アダプティブ演算部１７２で
は、一方の入力が時間軸上の信号で他方の入力が周波数
軸上の信号となるため、これまでのようなアルゴリズム
を用いて、アダプティブ演算を行うことができない。こ
のため、両信号を時間軸上の信号あるいは周波数軸上の
信号とする必要がある。そこで、この実施形態では、例
えば図８に示すように、アダプティブ演算部１７２内に
ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換部）１７２１を設け、Ｆ
ＦＴ１４からのＯＦＤＭ復調した周波数軸上の信号から
算出された相関ベクトルをＩＦＦＴ１７２１で時間軸上
の信号に変換し、この変換後の信号を用いて第２実施形
態と同様のアルゴリズムでアダプティブ演算を行うよう
にしている。
は、一方の入力が時間軸上の信号で他方の入力が周波数
軸上の信号となるため、これまでのようなアルゴリズム
を用いて、アダプティブ演算を行うことができない。こ
のため、両信号を時間軸上の信号あるいは周波数軸上の
信号とする必要がある。そこで、この実施形態では、例
えば図８に示すように、アダプティブ演算部１７２内に
ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換部）１７２１を設け、Ｆ
ＦＴ１４からのＯＦＤＭ復調した周波数軸上の信号から
算出された相関ベクトルをＩＦＦＴ１７２１で時間軸上
の信号に変換し、この変換後の信号を用いて第２実施形
態と同様のアルゴリズムでアダプティブ演算を行うよう
にしている。
【００４８】なお、この実施形態に示すアダプティブ演
算部を第３実施形態に適用し、図９に示すように構成す
ることもできる。 （第５実施形態）図１０に、本発明の第５実施形態に係
るアダプティブ受信機の構成を示す。この実施形態で
は、信号フォーマットとして、時間と共に伝搬路推定値
が更新されるスキャッタードパイロット（以下、ＳＰと
いう）信号を用いたＳＰ方式の信号フォーマットを用い
ている。図１１に、このＳＰ方式におけるシンボル（時
間軸）とキャリア（周波数）の配置を示す。パイロット
キャリア（既知信号）は、４シンボル単位で適当な箇所
に配置されている。このＳＰ方式の場合、パケットの先
頭にプレアンブルが配置されていないため、第１〜第４
実施形態のような等化器２０を用いることはできない。
算部を第３実施形態に適用し、図９に示すように構成す
ることもできる。 （第５実施形態）図１０に、本発明の第５実施形態に係
るアダプティブ受信機の構成を示す。この実施形態で
は、信号フォーマットとして、時間と共に伝搬路推定値
が更新されるスキャッタードパイロット（以下、ＳＰと
いう）信号を用いたＳＰ方式の信号フォーマットを用い
ている。図１１に、このＳＰ方式におけるシンボル（時
間軸）とキャリア（周波数）の配置を示す。パイロット
キャリア（既知信号）は、４シンボル単位で適当な箇所
に配置されている。このＳＰ方式の場合、パケットの先
頭にプレアンブルが配置されていないため、第１〜第４
実施形態のような等化器２０を用いることはできない。
【００４９】このため、この実施形態おける等化器２０
は、図１０に示すように、既知信号抽出部２３０と、伝
搬路推定部２１と、除算部２４とから構成されている。
なお、アダプティブアレイ部１０は、図１０に示すよう
に第１実施形態と同様の構成とする他、第２乃至第４実
施形態と同様の構成とすることもできる（図１２、図１
３参照）。
は、図１０に示すように、既知信号抽出部２３０と、伝
搬路推定部２１と、除算部２４とから構成されている。
なお、アダプティブアレイ部１０は、図１０に示すよう
に第１実施形態と同様の構成とする他、第２乃至第４実
施形態と同様の構成とすることもできる（図１２、図１
３参照）。
【００５０】図１０に示す構成において、既知信号抽出
部２３０は、アダプティブアレイ部１０から出力される
アダプティブ合成後の復調信号に内挿されている既知信
号を所定シンボル数（例えば、４シンボル）単位で抽出
する。伝搬路推定部２１は、既知信号抽出部２３０で抽
出された既知信号を、受信機側で予め記憶されている既
知信号で除算して、伝搬路推定値を算出する。この算出
された伝搬路推定値は、伝搬路推定部２１内のメモリに
記憶され、４シンボル単位で更新される。
部２３０は、アダプティブアレイ部１０から出力される
アダプティブ合成後の復調信号に内挿されている既知信
号を所定シンボル数（例えば、４シンボル）単位で抽出
する。伝搬路推定部２１は、既知信号抽出部２３０で抽
出された既知信号を、受信機側で予め記憶されている既
知信号で除算して、伝搬路推定値を算出する。この算出
された伝搬路推定値は、伝搬路推定部２１内のメモリに
記憶され、４シンボル単位で更新される。
【００５１】そして、アダプティブアレイ部１０から出
力されるアダプティブ合成後の復調信号が、除算部２４
において、伝搬路推定値で除算され、アダプティブアレ
イ部１０と等化器２０で等化されたデータとして、後段
の復調部に出力される。
力されるアダプティブ合成後の復調信号が、除算部２４
において、伝搬路推定値で除算され、アダプティブアレ
イ部１０と等化器２０で等化されたデータとして、後段
の復調部に出力される。
【００５２】なお、この実施形態においても、アダプテ
ィブアレイ部１０から出力される信号がアダプティブ合
成後の信号となっているため、伝搬路推定部２１と除算
部２４の代わりに、伝搬路逆特性推定部２２８と乗算部
２２９を用るようにしてもよい。
ィブアレイ部１０から出力される信号がアダプティブ合
成後の信号となっているため、伝搬路推定部２１と除算
部２４の代わりに、伝搬路逆特性推定部２２８と乗算部
２２９を用るようにしてもよい。
【００５３】この実施形態において、アダプティブ演算
部１７は、第１実施形態のように各シンボル毎に複素ウ
エイトを更新するようにしてもよいが、伝搬路推定部２
１で所定シンボル数（例えば、４シンボル）単位で伝搬
路推定値を更新しているため、その所定シンボル数の間
はアダプティブ演算部１７が複素ウエイトの更新を行わ
ないようにするのが好ましい。この例について図１４を
用いて説明する。
部１７は、第１実施形態のように各シンボル毎に複素ウ
エイトを更新するようにしてもよいが、伝搬路推定部２
１で所定シンボル数（例えば、４シンボル）単位で伝搬
路推定値を更新しているため、その所定シンボル数の間
はアダプティブ演算部１７が複素ウエイトの更新を行わ
ないようにするのが好ましい。この例について図１４を
用いて説明する。
【００５４】アダプティブ演算部１７は、４シンボル単
位で複素ウエイトを更新する。今、加算部１６から複素
ウエイトＷ２を用いた４つのシンボルのデータ２−１、
２−２、２−３、２−４が出力されたとする。この出力
後、アダプティブ演算部１７は、次の複素ウエイトＷ３
を出力する。既知信号抽出部２３０は、４つのシンボル
のデータ２−１、２−２、２−３、２−４から既知信号
を抽出する。このとき伝搬路推定部２１は、その４シン
ボル前に抽出された既知信号に基づいて算出された伝搬
路推定値Ｃｅｓｔ１を出力しているため、４つのシンボ
ルのデータ２−１、２−２、２−３、２−４は、その伝
搬路推定値Ｃｅｓｔ１によって等化される。
位で複素ウエイトを更新する。今、加算部１６から複素
ウエイトＷ２を用いた４つのシンボルのデータ２−１、
２−２、２−３、２−４が出力されたとする。この出力
後、アダプティブ演算部１７は、次の複素ウエイトＷ３
を出力する。既知信号抽出部２３０は、４つのシンボル
のデータ２−１、２−２、２−３、２−４から既知信号
を抽出する。このとき伝搬路推定部２１は、その４シン
ボル前に抽出された既知信号に基づいて算出された伝搬
路推定値Ｃｅｓｔ１を出力しているため、４つのシンボ
ルのデータ２−１、２−２、２−３、２−４は、その伝
搬路推定値Ｃｅｓｔ１によって等化される。
【００５５】また、上記のように構成した場合、伝搬路
推定部２１から出力される信号は、加算部１６から出力
されるアダプティブ合成後の復調信号に対し、４シンボ
ル時間だけ遅れることになる。このような時間的な遅れ
をなくすためには、等化するデータをバッファ等の遅延
部を用いて４シンボル分遅らせればよい。例えば、図１
５に示すように、除算器２４の前にバッファ２３１を設
けるようにする。このようにすれば、４つのシンボルの
データ１−１、１−２、１−３、１−４から抽出された
既知信号に基づいて算出された伝搬路推定値Ｃｅｓｔ１
により、４つのシンボルのデータ１−１、１−２、１−
３、１−４の等化を行うことができる。なお、図中のＣ
ｅｓｔ２は、４つのシンボルのデータ２−１、２−２、
２−３、２−４から抽出された既知信号に基づいて算出
される伝搬路推定値を示している。
推定部２１から出力される信号は、加算部１６から出力
されるアダプティブ合成後の復調信号に対し、４シンボ
ル時間だけ遅れることになる。このような時間的な遅れ
をなくすためには、等化するデータをバッファ等の遅延
部を用いて４シンボル分遅らせればよい。例えば、図１
５に示すように、除算器２４の前にバッファ２３１を設
けるようにする。このようにすれば、４つのシンボルの
データ１−１、１−２、１−３、１−４から抽出された
既知信号に基づいて算出された伝搬路推定値Ｃｅｓｔ１
により、４つのシンボルのデータ１−１、１−２、１−
３、１−４の等化を行うことができる。なお、図中のＣ
ｅｓｔ２は、４つのシンボルのデータ２−１、２−２、
２−３、２−４から抽出された既知信号に基づいて算出
される伝搬路推定値を示している。
【００５６】また、この実施形態は、図１６に示すよう
に変形させることも可能である。この場合、アダプティ
ブ演算部１７、複素ウェイト調整部１５、加算部１６は
第１実施形態と同様の構成で、各シンボル毎にアダプテ
ィブ演算を行う。そして、その演算によって各シンボル
毎に更新された複素ウエイトをサンプル・ホールド部１
８で所定シンボル数（例えば、４シンボル）単位でサン
プル・ホールドし、そのホールドした複素ウエイトを用
いて、複素ウェイト調整部１５１、加算部１６１でアダ
プティブ合成を行う。後段の等化器２０の構成は、図１
４に示すものと同じか、もしくは図１５に示すようなバ
ッファ２３１を設けるようにしてもよい（図１７参
照）。
に変形させることも可能である。この場合、アダプティ
ブ演算部１７、複素ウェイト調整部１５、加算部１６は
第１実施形態と同様の構成で、各シンボル毎にアダプテ
ィブ演算を行う。そして、その演算によって各シンボル
毎に更新された複素ウエイトをサンプル・ホールド部１
８で所定シンボル数（例えば、４シンボル）単位でサン
プル・ホールドし、そのホールドした複素ウエイトを用
いて、複素ウェイト調整部１５１、加算部１６１でアダ
プティブ合成を行う。後段の等化器２０の構成は、図１
４に示すものと同じか、もしくは図１５に示すようなバ
ッファ２３１を設けるようにしてもよい（図１７参
照）。
【００５７】なお、図１４から図１７に示す実施形態に
おいても、アダプティブアレイ部１０の構成としては、
第２乃至第４実施形態に示す構成としてもよく、また伝
搬路推定部２１と除算部２４の代わりに、伝搬路逆特性
推定部２２８と乗算部２２９を用るようにしてもよい。
おいても、アダプティブアレイ部１０の構成としては、
第２乃至第４実施形態に示す構成としてもよく、また伝
搬路推定部２１と除算部２４の代わりに、伝搬路逆特性
推定部２２８と乗算部２２９を用るようにしてもよい。
【００５８】また、本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式を用い
たものに限定されず、広くマルチキャリア伝送方式を用
いたものに適用することができる。
たものに限定されず、広くマルチキャリア伝送方式を用
いたものに適用することができる。
【図１】本発明の第１実施形態に係るアダプティブ受信
機の構成を示す図である。
機の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に用いる信号フォーマッ
トを示す図である。
トを示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態について、シミュレーシ
ョンを行った時の収束特性とコンスタレーションの結果
を示す図である。
ョンを行った時の収束特性とコンスタレーションの結果
を示す図である。
【図４】図３のシミュレーションに用いたアンテナの配
置とシュミレーション条件を示す図である。
置とシュミレーション条件を示す図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係るアダプティブ受信
機の構成を示す図である。
機の構成を示す図である。
【図６】本発明の第３実施形態に係るアダプティブ受信
機の構成を示す図である。
機の構成を示す図である。
【図７】本発明の第４実施形態に係るアダプティブ受信
機の構成を示す図である。
機の構成を示す図である。
【図８】図中のアダプティブ演算部１７２の構成を説明
するための図である。
するための図である。
【図９】本発明の第４実施形態の変形例を示す図であ
る。
る。
【図１０】本発明の第５実施形態に係るアダプティブ受
信機の構成を示す図である。
信機の構成を示す図である。
【図１１】本発明の第５実施形態に用いるＳＰ方式のシ
ンボル（時間軸）とキャリア（周波数）の配置を示す図
である。
ンボル（時間軸）とキャリア（周波数）の配置を示す図
である。
【図１２】本発明の第４実施形態の変形例を示す図であ
る。
る。
【図１３】本発明の第４実施形態の変形例を示す図であ
る。
る。
【図１４】本発明の第４実施形態の変形例を示す図であ
る。
る。
【図１５】本発明の第４実施形態の変形例を示す図であ
る。
る。
【図１６】本発明の第４実施形態の変形例を示す図であ
る。
る。
【図１７】本発明の第４実施形態の変形例を示す図であ
る。
る。
【図１８】ＯＦＤＭ方式を用いた場合に、キャリアの直
交性が崩れる場合を説明するための図である。
交性が崩れる場合を説明するための図である。
１０…アダプティブアレイ部、１１…アレイアンテナ、
１２…ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ、１３…ＧＩ除去部、１４…
ＦＦＴ、１５…複素ウェイト調整部、１６…加算部、１
７…アダプティブ演算部、２０…等化部、２１…伝搬路
推定部、２２…複素ウェイト調整部、２３…加算部、２
４…除算部。
１２…ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ、１３…ＧＩ除去部、１４…
ＦＦＴ、１５…複素ウェイト調整部、１６…加算部、１
７…アダプティブ演算部、２０…等化部、２１…伝搬路
推定部、２２…複素ウェイト調整部、２３…加算部、２
４…除算部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｊ 11/00 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｄ Ｆターム(参考） 5J021 AA06 CA06 DB02 DB03 EA04 FA14 FA15 FA16 FA17 FA20 FA26 FA29 FA30 FA32 GA02 HA05 5K022 AA03 AA26 DD01 DD33 5K046 AA05 EE01 EE55 5K059 CC03 CC04 DD35 5K067 AA03 BB02 CC02 EE02 EE10 EE61 KK03
Claims (15)
- 【請求項１】 データを周波数分割して並列伝送するマ
ルチキャリア伝送方式に用いられ、既知信号がデータの
先頭に付加された信号を受信するアダプティブ受信機で
あって、 複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ
（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ
周波数軸上の信号に復調する手段（１２、１３、１４）
と、前記それぞれの周波数軸上の信号に複素ウエイトを
乗じて合成しアダプティブ合成後の復調信号とする手段
（１５、１６）と、前記それぞれの周波数軸上の信号と
前記アダプティブ合成後の復調信号に基づいて前記複素
ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７）とを
有するアダプティブアレイ部（１０）と、 前記それぞれの周波数軸上の信号に内挿されている既知
信号に基づいてそれぞれの伝搬路推定値を算出する伝搬
路推定手段（２１）と、この伝搬路推定手段（２１）で
算出されたそれぞれの伝搬路推定値に、前記複素ウエイ
ト算出手段（１７）で算出された複素ウエイトを乗じて
合成しアダプティブ合成後の伝搬路推定値とする手段
（２２、２３）と、前記アダプティブ合成後の復調信号
を前記アダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算する手
段（２４）とを有する等化部（２０）とを備えたアダプ
ティブ受信機。 - 【請求項２】 データを周波数分割して並列伝送するマ
ルチキャリア伝送方式に用いられ、既知信号がデータの
先頭に付加された信号を受信するアダプティブ受信機で
あって、 複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ
（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ
復調前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、
前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて
合成しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１
６）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプテ
ィブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出
する複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプテ
ィブ合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプ
ティブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを
有するアダプティブアレイ部（１０）と、 前記時間軸上の信号を周波数軸上の信号にそれぞれ復調
する手段（２２１、２２２）と、前記それぞれの周波数
軸上の信号に内挿されている既知信号に基づいてそれぞ
れの伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）
と、この伝搬路推定手段（２１）で算出されたそれぞれ
の伝搬路推定値に、前記複素ウエイト算出手段（１７
１）で算出された複素ウエイトを乗じて合成しアダプテ
ィブ合成後の伝搬路推定値とする手段（２２、２３）
と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記アダプテ
ィブ合成後の伝搬路推定値で除算する手段（２４）とを
有する等化部（２０）とを備えたアダプティブ受信機。 - 【請求項３】 データを周波数分割して並列伝送するマ
ルチキャリア伝送方式に用いられ、既知信号がデータの
先頭に付加された信号を受信するアダプティブ受信機で
あって、 複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ
（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ
復調前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、
前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて
合成しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１
６）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプテ
ィブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出
する複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプテ
ィブ合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプ
ティブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを
有するアダプティブアレイ部（１０）と、 前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既知信
号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記複素
ウエイト算出手段（１７１）で算出された複素ウエイト
を乗じて合成する手段（２２３、２２４、２２５）と、
この合成された信号を周波数軸上の信号に復調する手段
（２２６、２２７）と、この復調された信号に基づいて
伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）と、前
記アダプティブ合成後の復調信号を前記伝搬路推定値で
除算する手段（２４）とを有する等化部（２０）とを備
えたアダプティブ受信機。 - 【請求項４】 データを周波数分割して並列伝送するマ
ルチキャリア伝送方式に用いられ、既知信号がデータの
先頭に付加された信号を受信するアダプティブ受信機で
あって、 複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ
（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ
復調前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、
前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて
合成しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１
６）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプテ
ィブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出
する複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプテ
ィブ合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプ
ティブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを
有するアダプティブアレイ部（１０）と、 前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既知信
号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記複素
ウエイト算出手段で算出された複素ウエイトを乗じて合
成する手段（２２３、２２４、２２５）と、この合成さ
れた信号を周波数軸上の信号に復調する手段（２２６、
２２７）と、この復調された信号に基づいて伝搬路逆特
性推定値を算出する伝搬路逆特性推定手段（２２８）
と、前記アダプティブ合成後の復調信号に前記伝搬路逆
特性推定値を乗ずる手段（２２９）とを有する等化部
（２０）とを備えたアダプティブ受信機。 - 【請求項５】 前記それぞれの時間軸上の信号と前記ア
ダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイト
を算出する複素ウエイト算出手段（１７１）に代えて、
前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成
後の復調信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する
複素ウエイト算出手段（１７２）を用いることを特徴と
する請求項２ないし４のいずれか１つに記載のアダプテ
ィブ受信機。 - 【請求項６】 前記複素ウエイト算出手段（１７２）
は、前記アダプティブ合成後の周波数軸上の復調信号か
ら算出された相関ベクトルから時間軸上の信号に変換す
る手段（１７２１）を有し、前記それぞれの時間軸上の
信号と前記変換された時間軸上の信号とに基づいて前記
複素ウエイトを算出することを特徴とする請求項５に記
載のアダプティブ受信機。 - 【請求項７】 データを周波数分割して並列伝送するマ
ルチキャリア伝送方式に用いられ、スキャッタードパイ
ロット信号を受信するアダプティブ受信機であって、 複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ
（１１）を有し、各アンテナ素子で受信した信号の振幅
と位相を変える複素ウエイトを、各アンテナで受信した
信号に乗じて合成し、アダプティブ合成後の復調信号と
するアダプティブアレイ部（１０）と、 前記アダプティブ合成後の復調信号から内挿されている
既知信号を抽出する既知信号抽出手段（２３０）と、抽
出された既知信号に基づいて伝搬路推定値を算出する伝
搬路推定手段（２１）と、前記アダプティブ合成後の復
調信号を前記伝搬路推定値で除算して等化を行う手段
（２４）とを有する等化部（２０）とを備えたアダプテ
ィブ受信機。 - 【請求項８】 データを周波数分割して並列伝送するマ
ルチキャリア伝送方式に用いられ、スキャッタードパイ
ロット信号を受信するアダプティブ受信機であって、 複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ
（１１）を有し、各アンテナ素子で受信した信号の振幅
と位相を変える複素ウエイトを、各アンテナで受信した
信号に乗じて合成し、アダプティブ合成後の復調信号と
するアダプティブアレイ部（１０）と、 前記アダプティブ合成後の復調信号から内挿されている
既知信号を抽出する既知信号抽出手段（２３０）と、抽
出された既知信号に基づいて伝搬路逆特性推定値を算出
する伝搬路逆特性推定手段（２２８）と、前記アダプテ
ィブ合成後の復調信号に前記伝搬路逆特性推定値を乗じ
て等化を行う手段（２２９）とを有する等化部（２０）
とを備えたアダプティブ受信機。 - 【請求項９】 前記アダプティブアレイ部（１０）は、
前記各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ周波数軸
上の信号に復調する手段（１１、１２、１３、１４）
と、前記それぞれの周波数軸上の信号に複素ウエイトを
乗じて合成しアダプティブ合成後の復調信号とする手段
（１５、１６）と、前記それぞれの周波数軸上の信号と
前記アダプティブ合成後の復調信号に基づいて前記複素
ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７）とを
有することを特徴とする請求項７または８に記載のアダ
プティブ受信機。 - 【請求項１０】 前記アダプティブアレイ部（１０）
は、前記各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ復調
前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、前記
それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成
しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１６）
と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ
合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する
複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプティブ
合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプティ
ブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを有す
ることを特徴とする請求項７または８に記載のアダプテ
ィブ受信機。 - 【請求項１１】 前記アダプティブアレイ部（１０）
は、前記各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ復調
前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、前記
それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成
しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１６）
と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の信号
に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手段
（１３、１４）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前
記アダプティブ合成後の復調信号とに基づいて前記複素
ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７２）と
を有することを特徴とする請求項７または８に記載のア
ダプティブ受信機。 - 【請求項１２】 前記既知信号抽出手段（２３０）は、
所定シンボル数単位で前記既知信号の抽出を行うことを
特徴とする請求項９ないし１１のいずれか１つに記載の
アダプティブ受信機。 - 【請求項１３】 前記複素ウエイト算出手段（１７、１
７１、１７２）は、前記所定シンボル数単位で前記複素
ウエイトを更新出力するものであることを特徴とする請
求項１２に記載のアダプティブ受信機。 - 【請求項１４】 前記既知信号抽出手段（２３０）は、
所定シンボル数単位で前記既知信号の抽出を行うもので
あり、 前記アダプティブアレイ部（１０）は、各アンテナ素子
で受信した信号と前記各アンテナ素子に複素ウエイトを
乗じて合成した信号とに基づいて前記複素ウエイトをシ
ンボル単位で演算する複素ウエイト算出手段（１７）
と、前記複素ウエイトを前記所定シンボル単位でサンプ
ル・ホールドする手段（１８）とを有し、前記サンプル
・ホールドされた複素ウエイトが前記各アンテナ素子で
受信した信号に対して乗じられることを特徴とする請求
項７または８に記載のアダプティブ受信機。 - 【請求項１５】 前記等化部（２０）において、前記ア
ダプティブ合成後の復調信号を前記等化を行う前に前記
所定シンボル数の時間分遅延させる遅延手段（２３１）
を有することを特徴とする請求項１２ないし１４のいず
れか１つに記載のアダプティブ受信機。
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