JPH11298388A - 適応受信装置 - Google Patents
適応受信装置Info
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- JPH11298388A JPH11298388A JP21123498A JP21123498A JPH11298388A JP H11298388 A JPH11298388 A JP H11298388A JP 21123498 A JP21123498 A JP 21123498A JP 21123498 A JP21123498 A JP 21123498A JP H11298388 A JPH11298388 A JP H11298388A
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Abstract
応制御特性及び干渉抑圧性能に優れた適応受信装置を提
供する。 【解決手段】 第kユーザ用適応受信ブロック2kは、第k
ユーザ第mパス固有のアンテナ指向性パターンによる受
信信号をそれぞれ生成し、各パス毎に復調、加算して第
kユーザ復調信号を得ると同時に、各パス毎の指向性パ
ターン形成のための重み制御誤差信号e’k1〜e’kM
を出力する。重み制御誤差合成回路3は、重み制御誤差
信号e’k1〜e’kMを任意に合成して合成重み制御誤
差信号ek1〜ekMを出力する。各ユーザのマルチパス
成分の到来方向の近接したパスに対しては、重み制御誤
差信号を合成し、到来方向の離れたパスに対しては重み
制御誤差を合成しない制御を行い、適応制御に有効な情
報量を増加させ、適応制御特性と干渉抑圧性能を向上さ
せる。
Description
により他ユーザ干渉を除去する適応受信装置に関する。
特にCDMA(符号分割多元接続)適応受信装置に関す
る。
ザからの干渉や遅延波による干渉が受信品質を決定する
支配的要因となる。これらの干渉を適応アンテナを用い
て除去する方式が検討されている。一方、大加入者容量
が期待できる無線伝送方式としてCDMA方式が注目さ
れている。CDMA方式に適した適応アンテナを用いた
受信装置として、拡散処理利得を利用した方式が提案さ
れている。
例えば、「王、河野、今井、“スペクトル拡散多元接続
のための拡散処理利得を用いたTDLアダプティブアレ
ーアンテナ”、信学論Vol.J75−BII No.
11,pp815−825,1992」、「田中、三
木、佐和橋、“DS−CDMAにおける判定帰還型コヒ
ーレント適応ダイバーシチの特性”、信学技報RCS9
6−102,1996−11」に示されるように、アン
テナ重み制御の際、逆拡散後に抽出した重み制御誤差信
号を用いることで、適応制御において処理利得によるS
INR改善効果が得られる。
例を示すブロック図であり、図8は図7のCDMA適応
受信装置における第mパス用適応受信サブブロック27
mを示すブロック図である。ここでは受信アンテナの数
をN(Nは1以上の整数)、ユーザの数をK(Kは1以
上の整数)、マルチパスの数をM(Mは1以上の整数)
とした場合のCDMA適応受信装置を表している。
望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号を
受信する。受信アンテナ11〜1Nは、各々の受信信号
が相関を有するように近接して配置する。第1の加算器
5は、第1〜Mパス用適応受信サブブロック271〜2
7Mの出力を加算し、第kユーザ復調信号を出力する。
判定回路6は、第1の加算器5の出力に対して硬判定を
行い、第kユーザ判定シンボルを出力する。
mは、重み付け合成回路7と、第1の遅延回路10と、
逆拡散回路11と、復調回路12と、第3の複素乗算器
15と、誤差検出回路16と、第4の複素乗算器17
と、第2の遅延回路18と、第3の遅延回路19と、ア
ンテナ重み制御回路20とから構成される。第mパス用
適応受信サブブロック27mは、アンテナ受信信号1〜
アンテナ受信信号Nと、判定回路6の出力である第kユ
ーザ判定シンボルとを入力する。
81〜8Nと、第2の加算器9とから構成される。アン
テナ受信信号1〜アンテナ受信信号Nに、アンテナ重み
Wm 1〜WmNを乗算し、加算することによって、第m
パス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した信号
を生成する。
7の出力を別途求めた希望波信号のパス遅延に基づいて
マルチパスに応じて遅延させる。逆拡散回路11は、重
み付け合成回路7の出力と第kユーザの拡散符号Ckと
の相関計算を行う。復調回路12は、伝送路推定回路1
3と第2の複素乗算器14とから構成される。逆拡散回
路11の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出
力が、第mパス用適応受信サブブロック27mの出力と
なる。
シンボルに伝送路推定出力を乗算する。誤差検出回路1
6は、第3の複素乗算器15の出力と逆拡散回路11の
出力との差を計算し、判定誤差を検出する。第4の複素
乗算器17は、判定誤差に第kユーザの拡散符号Ckを
乗算し、重み制御誤差信号を生成する。第2の遅延回路
18は、重み制御誤差信号を第1の遅延回路10の効果
を相殺するように、別途求めた前記希望波信号のパス遅
延に基づいて遅延させる。
1〜アンテナ受信信号Nを、重み付け合成回路7、逆拡
散回路11、復調回路12、誤差検出回路16等の処理
時間に応じて遅延させる。アンテナ重み制御回路20
は、第2の遅延回路18の出力の出力である重み制御誤
差信号と第3の遅延回路19の出力とからアンテナ重み
Wm1〜WmNを計算する。
号CkI、CkQからなる複素符号と考えると、逆拡散
回路11は、1個の複素乗算器とシンボル区間にわたる
平均化回路とにより実現できる。また、逆拡散回路11
は、Ckをタップ重みとするトランスバーサルフィルタ
構成でも実現できる。
信号には、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱雑
音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号成
分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それら
の信号成分は異なった方向から到来する。
信装置は、希望波信号成分のマルチパス成分に対して独
立に第1〜Mパス用適応受信サブブロック271〜27
Mを用意し、それぞれのパスの信号成分の希望波信号対
干渉波信号電力比(SIR)を最大にするように、各重
み付け合成回路7において受信信号の重み付け合成を行
う。その結果、第1〜Mパス用適応受信サブブロック2
71〜27Mの到来方向に対するアンテナ利得(指向性
パターン)は、それぞれのパスの信号成分の到来方向に
対しては大きくなり、他の遅延波信号成分や干渉波信号
成分に対しては小さくなるように形成される。
信装置の、パス数が多い場合の適応制御特性の劣化を改
善するために、著者らは先にユーザ毎に全てのパスの重
み制御誤差を加算するCDMA適応受信装置を提案して
いる(特許出願:H9−210336号)。このCDM
A適応受信装置は、各ユーザに対して一つの重み付け合
成回路を用意し、ユーザ毎に全てのパスの重み制御誤差
信号を加算した合成重み制御誤差信号を最小にするよう
にアンテナ重みの制御とアンテナ受信信号の重み付け合
成を行う。その結果、各ユーザに対して一つの指向性パ
ターンが形成され、各パスの信号成分の到来方向に対し
てはアンテナ利得が大きくなり、干渉波信号成分に対し
てはアンテナ利得が小さくなる。この方法は、ユーザ毎
に全てのパスの重み制御誤差信号を加算しているため、
適応制御の情報が増え、パス数が多い場合でも適応制御
特性に優れる。
来のCDMA適応受信装置は、各パス単位で独立な誤差
信号を用い、独立な指向性パターンを形成しているため
に、電力の小さなパスの誤差信号は、伝送路推定誤差に
より信頼性が低下し、したがって、パス数が多い場合に
は適応制御特性が劣化し、特に電力の小さなパスの指向
性パターンが形成され難いという問題がある。
ユーザ毎に全てのパスの重み制御誤差を加算するCDM
A適応受信装置が提案されているが、到来角度差の大き
な希望波信号のマルチパス成分を同時に取り込む際に、
ビーム幅が広がり余計な干渉をも取り込んでしまうた
め、マルチパスの到来角度差が大きい場合には干渉抑圧
性能が劣化する。
ザ毎に異なる指向性パターンを形成しているので、複数
ユーザの信号をまとめて受信するマルチユーザ受信が難
しいという問題がある。
から到来する環境において、適応制御特性、および干渉
抑圧性能に優れた適応受信装置を提供することにある。
容易に実現可能な適応受信装置を提供することにある。
は、各ユーザの各パスを受信する指向性パターンとし
て、全ユーザの全マルチパスの中から任意の組み合わせ
のパスを同時に取り込むパターンを形成する。より具体
的には、第1〜Kユーザ用適応受信ブロック(図1の2
1〜2K)と、ユーザ毎に第1〜Mパス用適応受信サブ
ブロック(図2の4 1〜4M)と、1つの重み制御誤差
合成手段(図1の3)とを有する。
到来方向の近接したパスに対しては、重み制御誤差信号
を合成し、到来方向の離れたパスに対しては重み制御誤
差を合成しない制御を行うことで、適応制御に有効な情
報量を増加させることができ、優れた適応制御特性と干
渉抑圧性能が得られる。また、複数のユーザの重み制御
誤差信号を合成する制御を行うことにより、マルチユー
ザ受信を容易に実現できる。
置の実施の形態を示すブロック図である。図1には、多
重化された信号が符号分割多重信号であり、受信アンテ
ナの数N(Nは1以上の整数)、ユーザの数K(Kは1
以上の整数)、マルチパスの数M(Mは1以上の整数)
に対する適応受信装置(CDMA適応受信装置)が示さ
れている。
装置は、受信アンテナ11〜1Nと、第1〜Kユーザ用
適応受信ブロック21〜2Kと、重み制御誤差合成回路
3から構成される。N個の受信アンテナ11〜1Nは、
各々希望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された
信号を受信する。受信アンテナ11〜1Nは、各々の受
信信号が相関を有するように互いに近接して配置されて
いる。
ユーザ用適応受信ブロック2kを示すブロック図であ
る。K個の第1〜Kユーザ用適応受信ブロック21〜2
Kの各々は図2に示すように、第1〜Mパス用適応受信
サブブロック41〜4Mと、第1の加算器5と、判定回
路6とから構成される。
の加算器5は、第1〜Mパス用適応受信サブブロック4
1〜4Mの出力を加算し、第kユーザ復調信号を出力す
る。判定回路6は、第1の加算器5の出力に対して硬判
定を行い、第kユーザ判定シンボルを出力する。
信ブロック2kの第mパス用適応受信サブブロック4m
を示すブロック図である。第1〜Mパス用適応受信サブ
ブロック41〜4Mの各々は図3に示すように、重み付
け合成回路7と、第1の遅延回路10と、逆拡散回路1
1と、復調回路12と、第3の複素乗算器15と、誤差
検出回路16と、第4の複素乗算器17と、第2の遅延
回路18と、第3の遅延回路19と、アンテナ重み制御
回路20とから構成される。第kユーザ用の第mパス用
適応受信サブブロック4mは、アンテナ受信信号1〜ア
ンテナ受信信号Nと、第kユーザ判定シンボルと、合成
重み制御誤差信号ek1〜ekMを入力する。
81〜8Nと、第2の加算器9とから構成されており、
アンテナ受信信号1〜アンテナ受信信号Nに、アンテナ
重みWm1〜WmNを乗算し、加算することによって、
第mパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した
信号を生成する。第1の遅延回路10は、重み付け合成
回路7の出力を別途求めた希望波信号のパス遅延に基づ
いて、マルチパスに応じて遅延させる。
出力と第kユーザの拡散符号Ckとの相関計算を行う。
拡散符号Ckを2系列の直交関係にある符号CkI、C
kQからなる複素符号と考えると、逆拡散回路11は、
1個の複素乗算器とシンボル区間にわたる平均化回路と
により実現できる。また、逆拡散回路11は、Ckをタ
ップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現
できる。
2の複素乗算器14とから構成されており、逆拡散回路
11の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出力
が、第mパス用適応受信サブブロック4mの出力とな
る。
シンボルと、伝送路推定回路13からの伝送路推定出力
とを乗算する。なお、複素乗算器15において判定シン
ボルと複素乗算される伝送路推定出力として、伝送路推
定回路13からは位相に関する成分のみを乗算し、振幅
については、別途手段により求めた振幅、例えば、受信
信号のマルチパスのレベルおよびタイミングをサーチす
る機能ブロックで得られた振幅を乗算することもでき
る。誤差検出回路16は、第3の複素乗算器15の出力
と逆拡散回路11の出力の差を計算し、判定誤差を検出
する。
ユーザの拡散符号Ckを乗算する。第2の遅延回路18
は、第4の複素乗算器17の出力を第1の遅延回路10
の効果を相殺するように、別途求めた前記希望波信号の
パス遅延に基づいて遅延させ、重み制御誤差信号を出力
する。第3の遅延回路19は、アンテナ受信信号1〜ア
ンテナ受信信号Nを、重み付け合成回路7、逆拡散回路
11、復調回路12等の処理時間に応じて遅延させる。
御誤差信号ekmと第3の遅延回路19の出力を入力し
て、アンテナ重みWm1〜WmNを計算する。ここで
は、e kmの二乗平均値が最小になるように、アンテナ
重みWm1〜WmNをMMSE基準により適応的に制御
する。演算量の少ない更新アルゴリズムとしてLMSア
ルゴリズムを用いた場合のアンテナ重みWm1〜WmN
は、 Wm(i+1)=Wm(i)+μr(i−Ddem)ekm*(i) (1) で表される。ここで、Wm(i)(N個の要素を持つ列
ベクトル)は第kユーザ第mパスにおける第iチップ目
のアンテナ重み、r(i)(N個の要素を持つ列ベクト
ル)はアンテナ受信信号、μはステップサイズ、D
demは第3の遅延回路19によって与えられる遅延時
間である。また、*は複素共役を表す。
の更新がチップ周期で行われることを示しているが、各
パスの判定誤差の検出はシンボル毎であることからr
(i−Ddem)とekm*(i)との積を1シンボル
分積分することにより、更新をシンボル毎に減らすこと
ができる。また、アンテナ重みWm1〜WmN更新の際
の変化量の係数であるステップサイズμは、その値が大
きい場合は最適な指向性パターン形成のためのアンテナ
重みWm1〜WmNへの収束は早くなるが適応の精度・
安定度が劣化し、小さい場合は適応の精度・安定度に優
れるが収束が遅くなるという特徴を持つ。ステップサイ
ズを適応的に変化させて、十分な収束速度、適応の精度
・安定度を得る方法も本発明に含まれる。また、収束過
程では判定シンボルの代わりに送信側から予め送られた
既知シンボルを用いることもできる。
路3の一般形を示すブロック図である。図4を参照する
と、重み制御誤差合成回路3は、第1のスイッチングマ
トリクス21と、第3の加算器2211〜22KMとか
ら構成される。第1のスイッチングマトリクス21は、
全ユーザの各パス毎の重み制御誤差e'11〜e'
KMと、別途求めた全ユーザの希望波信号パス到来角情
報とを入力とし、この希望波信号パス到来角情報に基づ
いて、任意の重み制御誤差e'11〜e'KMの組み合わ
せを出力する。第3の加算器2211〜22KMは、第
1のスイッチングマトリクス21の出力を加算し、合成
重み制御誤差e11〜eKMを生成する。
を示すものであって、全ユーザおよび全パスから任意の
組み合わせで重み制御誤差信号の合成が可能である。本
発明では、重み制御誤差の合成の方法に制限はないが、
当然ある基準に基づいて合成の仕方を決定する必要があ
る。
を示すブロック図である。図5の重み制御誤差合成回路
3は、第2のスイッチングマトリクス231〜23K
と、第3の加算器2211〜22KMとから構成され
る。第2のスイッチングマトリクス231〜23Kは、
ユーザ毎のM個の重み制御誤差のみを用いて任意の組み
合わせを出力する。第3の加算器2211〜22KM
は、第2のスイッチングマトリクス231〜23Kの出
力を加算し、合成重み制御誤差e11〜eKMを生成す
る。
は、重み制御誤差を各ユーザ毎独立に、任意に合成する
ことによって、例えば、近接到来方向パスをまとめて一
つの指向性パターンで受信することができる。各ユーザ
の近接到来方向パスの重み制御誤差を合成する際、パス
到来角情報を用いずに、各ユーザの遅延情報を用いて、
各ユーザの近接遅延パスを近接到来方向パスと考える方
法を採用することができる。重み制御誤差をこのように
合成することによって、適応制御の情報がほぼ合成する
パス数倍に増加し、収束・追従特性に優れた構成とな
る。
の例を示すブロック図である。図6の重み制御誤差合成
回路3は、第4の加算器241〜24Kと第3のスイッ
チングマトリクス25と、第5の加算器261〜26K
とから構成される。第4の加算器241〜24Kは、ユ
ーザ毎のM個の重み制御誤差を加算する。第3のスイッ
チングマトリクス25は、第4の加算器241〜24K
の出力であるK個の重み制御誤差を用いて任意の組み合
わせを出力する。第5の加算器261〜26Kは、第3
のスイッチングマトリクス25の出力を加算し、合成重
み制御誤差e1 1〜eKMを生成する。
は、まずユーザ毎に一つの合成重み制御誤差にしてか
ら、第3のスイッチングマトリクス25において複数ユ
ーザの重み制御誤差の合成を行うことによって、複数ユ
ーザの信号をまとめて受信する指向性パターン(マルチ
ユーザビーム)が形成できるので、図6の重み制御誤差
合成回路3を採用すれば、マルチユーザ受信が容易に実
現できる。
6に示す構成の他にも考えられるが、全て図4の重み制
御誤差合成回路3に含まれる。
タル的に行うのが望ましい。そのためには各アンテナの
受信信号を無線帯域から基底帯域へ周波数変換し、アナ
ログ/ディジタル変換を行う必要がある。図1〜8にお
いてそれらの機能は省略している。
kの符号長、すなわち拡散率に制限はない。拡散率が1
である、符号分割多重以外の方法で多重された信号に対
しても、本発明による適応受信装置の適用が可能であ
る。
ては、その数N、配置の仕方(円状配置、直線状配置
等)、配置間隔(搬送波の2分の1波長等)あるいは受
信アンテナ単体での指向性(オムニアンテナ、セクタア
ンテナ等)について制限はなく、適宜の態様で実施する
ことができる。さらに、同時に受信するユーザの数K、
各ユーザのマルチパスの数Mも任意に設定できる。
到来方向の近接したパスに対しては重み制御誤差信号を
合成し、到来方向の離れたパスに対しては重み制御誤差
を合成しない制御を行うことで、適応制御に有効な情報
量を増加させているので、多くのパスが様々な角度から
到来する環境において、適応制御特性、および干渉抑圧
性能が優れている。
誤差信号を合成する制御を行っているので、マルチユー
ザ受信が容易に実現可能となる。
ブロック図である。
信ブロック示すブロック図である。
用適応受信サブブロックを示すブロック図である。
誤差合成回路の一般形を示すブロック図である。
誤差合成回路の他の例を示すブロック図である。
誤差合成回路の他の例を示すブロック図である。
ク図である。
受信サブブロックを示すブロック図である。
〜Mパス用適応受信サブブロック
Claims (15)
- 【請求項1】 複数ユーザ信号によって多重化された信
号を受信するN(Nは1以上の整数)個の受信アンテナ
と、前記受信アンテナの受信信号に対して任意の方向に
利得を有する指向性パターンを形成し、複数のパスから
なる希望波信号を受信し干渉波信号を抑圧するK(Kは
1以上の整数)個のユーザに対応したK個の適応受信ブ
ロックと、複数の重み制御誤差を任意のユーザとパスの
組み合わせで合成し合成重み制御誤差信号を生成する重
み制御誤差合成手段とを有し、前記適応受信ブロック
は、前記合成重み制御誤差信号に基づいて前記指向性パ
ターンを形成することを特徴とする適応受信装置。 - 【請求項2】 前記K個の適応受信ブロックの各々は、
前記N個の受信アンテナからの受信信号と、前記合成重
み制御誤差信号とを入力とし、M(Mは1以上の整数)
個のマルチパスに対して任意の方向に利得を有する指向
性パターンを形成し、干渉波信号を抑圧し希望波信号を
受信、復調するM個の適応受信サブブロックと、前記M
個適応受信サブブロックの復調信号を加算する加算器
と、硬判定を行い判定シンボルを出力する判定手段とを
有することを特徴とする請求項1記載の適応受信装置。 - 【請求項3】 前記多重化された信号は符号分割多重信
号であり、前記M個の適応受信サブブロックの各々は、 前記N個の受信アンテナからの受信信号と、前記判定シ
ンボルと、前記合成重み制御誤差信号とを入力とし、 前記N個の受信アンテナからの受信信号の指向性パター
ンを形成するための重み付け合成手段と、 前記重みづけ合成手段の出力を、希望波信号のパス遅延
に基づいてマルチパス毎に遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段の出力に対して、前記希望波信号の拡散符
号を用いて逆拡散を行う逆拡散手段と、 前記逆拡散手段の出力に対して、伝送路推定を行う復調
手段と、 前記判定シンボルと前記復調手段の出力である複素伝送
路推定値を乗算し、搬送波位相同期による位相変化を相
殺する乗算器と、 前記乗算器の出力から前記逆拡散手段の各出力を減算し
判定誤差を検出する誤差検出手段と、 前記判定誤差に前記希望波信号の拡散符号を乗算して重
み制御誤差信号を生成する乗算器と、 前記重み制御誤差信号に対して、前記遅延手段の効果を
相殺するように遅延補正する遅延手段と、 前記N個の受信アンテナからの受信信号に対して、前記
重み付け合成手段、前記逆拡散手段、前記復調手段、及
び前記重み制御誤差合成手段における処理時間に対応す
る遅延を与える遅延手段と、 前記遅延されたN個の受信信号と前記合成重み制御誤差
信号に基づいてN個のアンテナ重みを算出して前記重み
づけ合成手段へ出力するアンテナ重み制御手段と、を有
することを特徴とする請求項2記載の適応受信装置。 - 【請求項4】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるK×M個の重み制御誤差
信号と、K個のユーザのパス到来角情報を入力とし、一
つ以上の前記重み制御誤差信号を任意に組み合わせてK
×M個の前記合成重み制御誤差信号を出力するスイッチ
ングマトリクスを備えていることを特徴とする請求項1
記載の適応受信装置。 - 【請求項5】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるK×M個の重み制御誤差
信号と、K個のユーザのパス到来角情報を入力とし、前
記重み制御誤差信号を合成する際、同一ユーザの各パス
の前記重み制御誤差信号を全て合成して、1ユーザにつ
き一つの合成重み制御誤差信号を出力し、1ユーザにつ
き一つの指向性パターンを形成するように制御されるス
イッチングマトリクスを備えていることを特徴とする請
求項1記載の適応受信装置。 - 【請求項6】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるK×M個の重み制御誤差
信号と、K個のユーザのパス到来角情報を入力とし、前
記重み制御誤差信号を合成する際、同一ユーザの近接到
来方向パスの前記重み制御誤差信号のみを合成するよう
に制御されるスイッチングマトリクスを備えていること
を特徴とする請求項1記載の適応受信装置。 - 【請求項7】 前記同一ユーザの近接到来方向パスの重
み制御誤差信号のみを合成する際に、前記パス到来角情
報を用いずに各ユーザのパス遅延情報を用いて、各ユー
ザの近接遅延パスを近接到来方向パスとみなすことを特
徴とする請求項6記載の適応受信装置。 - 【請求項8】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるK×M個の重み制御誤差
信号と、K個のユーザのパス到来角情報を入力とし、前
記重み制御誤差信号を合成する際、同一ユーザの各パス
の前記重み制御誤差信号を全て合成して、1ユーザにつ
き一つの重み制御誤差信号を合成してから、近接到来方
向のユーザの前記重み制御誤差信号を更に合成するよう
に制御されるスイッチングマトリクスを備えていること
を特徴とする請求項1記載の適応受信装置。 - 【請求項9】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるK×M個の重み制御誤差
信号と、K個のユーザのパス到来角情報を入力とし、前
記重み制御誤差信号を合成する際、ユーザによらず近接
到来方向パスの前記重み制御誤差信号を合成するように
制御されるスイッチングマトリクスを備えていることを
特徴とする請求項1記載の適応受信装置。 - 【請求項10】 前記重み付け合成手段は、前記N個の
受信アンテナからの受信信号と、前記N個のアンテナ重
みとを入力とし、前記N個の受信信号に前記N個のアン
テナ重みを各々乗算するN個の複素乗算器と、前記N個
の複素乗算器の各出力を合成する加算器とを有すること
を特徴とする請求項3記載の適応受信装置。 - 【請求項11】 前記復調手段は、前記逆拡散手段の出
力を入力として、搬送波の振幅及び位相を推定する伝送
路推定手段と、前記伝送路推定手段の出力である複素伝
送路推定値の複素共役を求める複素共役操作手段と、前
記複素共役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に乗
算し、搬送波位相同期を行い、同時に最大比合成のため
の重み付けを行う乗算器とを有していることを特徴とす
る請求項3記載の適応受信装置。 - 【請求項12】 前記適応受信サブブロックにおいて、
収束過程では判定シンボルの代わりに既知シンボルを用
いることを特徴とする請求項2記載の適応受信装置。 - 【請求項13】 前記適応受信サブブロックにおいて、
判定信号に各パスの伝送路推定値を乗算する際に、推定
値の位相に関する成分のみを乗算し、振幅は別途手段に
より求めた振幅を乗算することを特徴とする請求項2記
載の適応受信装置。 - 【請求項14】 前記アンテナ重み制御手段において、
合成重み制御誤差信号の平均電力が最小になるように最
小二乗平均誤差基準によりアンテナ重みの適応制御を行
うことを特徴とする請求項3記載の適応受信装置。 - 【請求項15】 前記アンテナ重み制御手段において、
最小二乗平均誤差基準によりアンテナ重みの適応制御を
行う際、最小二乗平均(LMS)アルゴリズムを用いる
ことを特徴とする請求項3記載の適応受信装置。
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