JPH11298388A - 適応受信装置 - Google Patents
適応受信装置Info
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- JPH11298388A JPH11298388A JP21123498A JP21123498A JPH11298388A JP H11298388 A JPH11298388 A JP H11298388A JP 21123498 A JP21123498 A JP 21123498A JP 21123498 A JP21123498 A JP 21123498A JP H11298388 A JPH11298388 A JP H11298388A
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Abstract
(57)【要約】
多くのパスが様々な角度から到来する環境において、適
応制御特性及び干渉抑圧性能に優れた適応受信装置を提
供する。 【解決手段】 第kユーザ用適応受信ブロック2kは、第k
ユーザ第mパス固有のアンテナ指向性パターンによる受
信信号をそれぞれ生成し、各パス毎に復調、加算して第
kユーザ復調信号を得ると同時に、各パス毎の指向性パ
ターン形成のための重み制御誤差信号e’ｋ１〜e’ｋＭ
を出力する。重み制御誤差合成回路3は、重み制御誤差
信号e’ｋ１〜e’ｋＭを任意に合成して合成重み制御誤
差信号eｋ１〜eｋＭを出力する。各ユーザのマルチパス
成分の到来方向の近接したパスに対しては、重み制御誤
差信号を合成し、到来方向の離れたパスに対しては重み
制御誤差を合成しない制御を行い、適応制御に有効な情
報量を増加させ、適応制御特性と干渉抑圧性能を向上さ
せる。
応制御特性及び干渉抑圧性能に優れた適応受信装置を提
供する。 【解決手段】 第kユーザ用適応受信ブロック2kは、第k
ユーザ第mパス固有のアンテナ指向性パターンによる受
信信号をそれぞれ生成し、各パス毎に復調、加算して第
kユーザ復調信号を得ると同時に、各パス毎の指向性パ
ターン形成のための重み制御誤差信号e’ｋ１〜e’ｋＭ
を出力する。重み制御誤差合成回路3は、重み制御誤差
信号e’ｋ１〜e’ｋＭを任意に合成して合成重み制御誤
差信号eｋ１〜eｋＭを出力する。各ユーザのマルチパス
成分の到来方向の近接したパスに対しては、重み制御誤
差信号を合成し、到来方向の離れたパスに対しては重み
制御誤差を合成しない制御を行い、適応制御に有効な情
報量を増加させ、適応制御特性と干渉抑圧性能を向上さ
せる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はアンテナ指向性制御
により他ユーザ干渉を除去する適応受信装置に関する。
特にＣＤＭＡ（符号分割多元接続）適応受信装置に関す
る。
により他ユーザ干渉を除去する適応受信装置に関する。
特にＣＤＭＡ（符号分割多元接続）適応受信装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】セルラ移動通信システムなどでは他ユー
ザからの干渉や遅延波による干渉が受信品質を決定する
支配的要因となる。これらの干渉を適応アンテナを用い
て除去する方式が検討されている。一方、大加入者容量
が期待できる無線伝送方式としてＣＤＭＡ方式が注目さ
れている。ＣＤＭＡ方式に適した適応アンテナを用いた
受信装置として、拡散処理利得を利用した方式が提案さ
れている。
ザからの干渉や遅延波による干渉が受信品質を決定する
支配的要因となる。これらの干渉を適応アンテナを用い
て除去する方式が検討されている。一方、大加入者容量
が期待できる無線伝送方式としてＣＤＭＡ方式が注目さ
れている。ＣＤＭＡ方式に適した適応アンテナを用いた
受信装置として、拡散処理利得を利用した方式が提案さ
れている。
【０００３】従来、この種のＣＤＭＡ適応受信装置は、
例えば、「王、河野、今井、“スペクトル拡散多元接続
のための拡散処理利得を用いたＴＤＬアダプティブアレ
ーアンテナ”、信学論Ｖｏｌ．Ｊ７５−ＢＩＩ Ｎｏ．
１１，ｐｐ８１５−８２５，１９９２」、「田中、三
木、佐和橋、“ＤＳ−ＣＤＭＡにおける判定帰還型コヒ
ーレント適応ダイバーシチの特性”、信学技報ＲＣＳ９
６−１０２，１９９６−１１」に示されるように、アン
テナ重み制御の際、逆拡散後に抽出した重み制御誤差信
号を用いることで、適応制御において処理利得によるＳ
ＩＮＲ改善効果が得られる。
例えば、「王、河野、今井、“スペクトル拡散多元接続
のための拡散処理利得を用いたＴＤＬアダプティブアレ
ーアンテナ”、信学論Ｖｏｌ．Ｊ７５−ＢＩＩ Ｎｏ．
１１，ｐｐ８１５−８２５，１９９２」、「田中、三
木、佐和橋、“ＤＳ−ＣＤＭＡにおける判定帰還型コヒ
ーレント適応ダイバーシチの特性”、信学技報ＲＣＳ９
６−１０２，１９９６−１１」に示されるように、アン
テナ重み制御の際、逆拡散後に抽出した重み制御誤差信
号を用いることで、適応制御において処理利得によるＳ
ＩＮＲ改善効果が得られる。
【０００４】図７は、従来のＣＤＭＡ適応受信装置の一
例を示すブロック図であり、図８は図７のＣＤＭＡ適応
受信装置における第ｍパス用適応受信サブブロック２７
ｍを示すブロック図である。ここでは受信アンテナの数
をＮ（Ｎは１以上の整数）、ユーザの数をＫ（Ｋは１以
上の整数）、マルチパスの数をＭ（Ｍは１以上の整数）
とした場合のＣＤＭＡ適応受信装置を表している。
例を示すブロック図であり、図８は図７のＣＤＭＡ適応
受信装置における第ｍパス用適応受信サブブロック２７
ｍを示すブロック図である。ここでは受信アンテナの数
をＮ（Ｎは１以上の整数）、ユーザの数をＫ（Ｋは１以
上の整数）、マルチパスの数をＭ（Ｍは１以上の整数）
とした場合のＣＤＭＡ適応受信装置を表している。
【０００５】Ｎ個の受信アンテナ１１〜１Ｎは、各々希
望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号を
受信する。受信アンテナ１１〜１Ｎは、各々の受信信号
が相関を有するように近接して配置する。第１の加算器
５は、第１〜Ｍパス用適応受信サブブロック２７１〜２
７Ｍの出力を加算し、第ｋユーザ復調信号を出力する。
判定回路６は、第１の加算器５の出力に対して硬判定を
行い、第ｋユーザ判定シンボルを出力する。
望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号を
受信する。受信アンテナ１１〜１Ｎは、各々の受信信号
が相関を有するように近接して配置する。第１の加算器
５は、第１〜Ｍパス用適応受信サブブロック２７１〜２
７Ｍの出力を加算し、第ｋユーザ復調信号を出力する。
判定回路６は、第１の加算器５の出力に対して硬判定を
行い、第ｋユーザ判定シンボルを出力する。
【０００６】第ｍパス用適応受信サブブロック２７
ｍは、重み付け合成回路７と、第１の遅延回路１０と、
逆拡散回路１１と、復調回路１２と、第３の複素乗算器
１５と、誤差検出回路１６と、第４の複素乗算器１７
と、第２の遅延回路１８と、第３の遅延回路１９と、ア
ンテナ重み制御回路２０とから構成される。第ｍパス用
適応受信サブブロック２７ｍは、アンテナ受信信号１〜
アンテナ受信信号Ｎと、判定回路６の出力である第ｋユ
ーザ判定シンボルとを入力する。
ｍは、重み付け合成回路７と、第１の遅延回路１０と、
逆拡散回路１１と、復調回路１２と、第３の複素乗算器
１５と、誤差検出回路１６と、第４の複素乗算器１７
と、第２の遅延回路１８と、第３の遅延回路１９と、ア
ンテナ重み制御回路２０とから構成される。第ｍパス用
適応受信サブブロック２７ｍは、アンテナ受信信号１〜
アンテナ受信信号Ｎと、判定回路６の出力である第ｋユ
ーザ判定シンボルとを入力する。
【０００７】重み付け合成回路７は、第１の複素乗算器
８１〜８Ｎと、第２の加算器９とから構成される。アン
テナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎに、アンテナ重み
Ｗｍ １〜ＷｍＮを乗算し、加算することによって、第ｍ
パス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した信号
を生成する。
８１〜８Ｎと、第２の加算器９とから構成される。アン
テナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎに、アンテナ重み
Ｗｍ １〜ＷｍＮを乗算し、加算することによって、第ｍ
パス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した信号
を生成する。
【０００８】第１の遅延回路１０は、重み付け合成回路
７の出力を別途求めた希望波信号のパス遅延に基づいて
マルチパスに応じて遅延させる。逆拡散回路１１は、重
み付け合成回路７の出力と第ｋユーザの拡散符号Ｃｋと
の相関計算を行う。復調回路１２は、伝送路推定回路１
３と第２の複素乗算器１４とから構成される。逆拡散回
路１１の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出
力が、第ｍパス用適応受信サブブロック２７ｍの出力と
なる。
７の出力を別途求めた希望波信号のパス遅延に基づいて
マルチパスに応じて遅延させる。逆拡散回路１１は、重
み付け合成回路７の出力と第ｋユーザの拡散符号Ｃｋと
の相関計算を行う。復調回路１２は、伝送路推定回路１
３と第２の複素乗算器１４とから構成される。逆拡散回
路１１の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出
力が、第ｍパス用適応受信サブブロック２７ｍの出力と
なる。
【０００９】第３の複素乗算器１５は、第ｋユーザ判定
シンボルに伝送路推定出力を乗算する。誤差検出回路１
６は、第３の複素乗算器１５の出力と逆拡散回路１１の
出力との差を計算し、判定誤差を検出する。第４の複素
乗算器１７は、判定誤差に第ｋユーザの拡散符号Ｃｋを
乗算し、重み制御誤差信号を生成する。第２の遅延回路
１８は、重み制御誤差信号を第１の遅延回路１０の効果
を相殺するように、別途求めた前記希望波信号のパス遅
延に基づいて遅延させる。
シンボルに伝送路推定出力を乗算する。誤差検出回路１
６は、第３の複素乗算器１５の出力と逆拡散回路１１の
出力との差を計算し、判定誤差を検出する。第４の複素
乗算器１７は、判定誤差に第ｋユーザの拡散符号Ｃｋを
乗算し、重み制御誤差信号を生成する。第２の遅延回路
１８は、重み制御誤差信号を第１の遅延回路１０の効果
を相殺するように、別途求めた前記希望波信号のパス遅
延に基づいて遅延させる。
【００１０】第３の遅延回路１９は、アンテナ受信信号
１〜アンテナ受信信号Ｎを、重み付け合成回路７、逆拡
散回路１１、復調回路１２、誤差検出回路１６等の処理
時間に応じて遅延させる。アンテナ重み制御回路２０
は、第２の遅延回路１８の出力の出力である重み制御誤
差信号と第３の遅延回路１９の出力とからアンテナ重み
Ｗｍ１〜ＷｍＮを計算する。
１〜アンテナ受信信号Ｎを、重み付け合成回路７、逆拡
散回路１１、復調回路１２、誤差検出回路１６等の処理
時間に応じて遅延させる。アンテナ重み制御回路２０
は、第２の遅延回路１８の出力の出力である重み制御誤
差信号と第３の遅延回路１９の出力とからアンテナ重み
Ｗｍ１〜ＷｍＮを計算する。
【００１１】拡散符号Ｃｋを２系列の直交関係にある符
号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考えると、逆拡散
回路１１は、１個の複素乗算器とシンボル区間にわたる
平均化回路とにより実現できる。また、逆拡散回路１１
は、Ｃｋをタップ重みとするトランスバーサルフィルタ
構成でも実現できる。
号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考えると、逆拡散
回路１１は、１個の複素乗算器とシンボル区間にわたる
平均化回路とにより実現できる。また、逆拡散回路１１
は、Ｃｋをタップ重みとするトランスバーサルフィルタ
構成でも実現できる。
【００１２】Ｎ個の受信アンテナ１１〜１Ｎからの受信
信号には、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱雑
音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号成
分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それら
の信号成分は異なった方向から到来する。
信号には、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱雑
音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号成
分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それら
の信号成分は異なった方向から到来する。
【００１３】図７、図８に示した従来のＣＤＭＡ適応受
信装置は、希望波信号成分のマルチパス成分に対して独
立に第１〜Ｍパス用適応受信サブブロック２７１〜２７
Ｍを用意し、それぞれのパスの信号成分の希望波信号対
干渉波信号電力比（ＳＩＲ）を最大にするように、各重
み付け合成回路７において受信信号の重み付け合成を行
う。その結果、第１〜Ｍパス用適応受信サブブロック２
７１〜２７Ｍの到来方向に対するアンテナ利得（指向性
パターン）は、それぞれのパスの信号成分の到来方向に
対しては大きくなり、他の遅延波信号成分や干渉波信号
成分に対しては小さくなるように形成される。
信装置は、希望波信号成分のマルチパス成分に対して独
立に第１〜Ｍパス用適応受信サブブロック２７１〜２７
Ｍを用意し、それぞれのパスの信号成分の希望波信号対
干渉波信号電力比（ＳＩＲ）を最大にするように、各重
み付け合成回路７において受信信号の重み付け合成を行
う。その結果、第１〜Ｍパス用適応受信サブブロック２
７１〜２７Ｍの到来方向に対するアンテナ利得（指向性
パターン）は、それぞれのパスの信号成分の到来方向に
対しては大きくなり、他の遅延波信号成分や干渉波信号
成分に対しては小さくなるように形成される。
【００１４】図７、図８に示した従来のＣＤＭＡ適応受
信装置の、パス数が多い場合の適応制御特性の劣化を改
善するために、著者らは先にユーザ毎に全てのパスの重
み制御誤差を加算するＣＤＭＡ適応受信装置を提案して
いる（特許出願：Ｈ９−２１０３３６号）。このＣＤＭ
Ａ適応受信装置は、各ユーザに対して一つの重み付け合
成回路を用意し、ユーザ毎に全てのパスの重み制御誤差
信号を加算した合成重み制御誤差信号を最小にするよう
にアンテナ重みの制御とアンテナ受信信号の重み付け合
成を行う。その結果、各ユーザに対して一つの指向性パ
ターンが形成され、各パスの信号成分の到来方向に対し
てはアンテナ利得が大きくなり、干渉波信号成分に対し
てはアンテナ利得が小さくなる。この方法は、ユーザ毎
に全てのパスの重み制御誤差信号を加算しているため、
適応制御の情報が増え、パス数が多い場合でも適応制御
特性に優れる。
信装置の、パス数が多い場合の適応制御特性の劣化を改
善するために、著者らは先にユーザ毎に全てのパスの重
み制御誤差を加算するＣＤＭＡ適応受信装置を提案して
いる（特許出願：Ｈ９−２１０３３６号）。このＣＤＭ
Ａ適応受信装置は、各ユーザに対して一つの重み付け合
成回路を用意し、ユーザ毎に全てのパスの重み制御誤差
信号を加算した合成重み制御誤差信号を最小にするよう
にアンテナ重みの制御とアンテナ受信信号の重み付け合
成を行う。その結果、各ユーザに対して一つの指向性パ
ターンが形成され、各パスの信号成分の到来方向に対し
てはアンテナ利得が大きくなり、干渉波信号成分に対し
てはアンテナ利得が小さくなる。この方法は、ユーザ毎
に全てのパスの重み制御誤差信号を加算しているため、
適応制御の情報が増え、パス数が多い場合でも適応制御
特性に優れる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】図７、図８に示した従
来のＣＤＭＡ適応受信装置は、各パス単位で独立な誤差
信号を用い、独立な指向性パターンを形成しているため
に、電力の小さなパスの誤差信号は、伝送路推定誤差に
より信頼性が低下し、したがって、パス数が多い場合に
は適応制御特性が劣化し、特に電力の小さなパスの指向
性パターンが形成され難いという問題がある。
来のＣＤＭＡ適応受信装置は、各パス単位で独立な誤差
信号を用い、独立な指向性パターンを形成しているため
に、電力の小さなパスの誤差信号は、伝送路推定誤差に
より信頼性が低下し、したがって、パス数が多い場合に
は適応制御特性が劣化し、特に電力の小さなパスの指向
性パターンが形成され難いという問題がある。
【００１６】この問題点を解決する手段として、前述の
ユーザ毎に全てのパスの重み制御誤差を加算するＣＤＭ
Ａ適応受信装置が提案されているが、到来角度差の大き
な希望波信号のマルチパス成分を同時に取り込む際に、
ビーム幅が広がり余計な干渉をも取り込んでしまうた
め、マルチパスの到来角度差が大きい場合には干渉抑圧
性能が劣化する。
ユーザ毎に全てのパスの重み制御誤差を加算するＣＤＭ
Ａ適応受信装置が提案されているが、到来角度差の大き
な希望波信号のマルチパス成分を同時に取り込む際に、
ビーム幅が広がり余計な干渉をも取り込んでしまうた
め、マルチパスの到来角度差が大きい場合には干渉抑圧
性能が劣化する。
【００１７】また、従来のＣＤＭＡ適応受信装置はユー
ザ毎に異なる指向性パターンを形成しているので、複数
ユーザの信号をまとめて受信するマルチユーザ受信が難
しいという問題がある。
ザ毎に異なる指向性パターンを形成しているので、複数
ユーザの信号をまとめて受信するマルチユーザ受信が難
しいという問題がある。
【００１８】本発明の目的は、多くのパスが様々な角度
から到来する環境において、適応制御特性、および干渉
抑圧性能に優れた適応受信装置を提供することにある。
から到来する環境において、適応制御特性、および干渉
抑圧性能に優れた適応受信装置を提供することにある。
【００１９】本発明の他の目的は、マルチユーザ受信を
容易に実現可能な適応受信装置を提供することにある。
容易に実現可能な適応受信装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明の適応受信装置
は、各ユーザの各パスを受信する指向性パターンとし
て、全ユーザの全マルチパスの中から任意の組み合わせ
のパスを同時に取り込むパターンを形成する。より具体
的には、第１〜Ｋユーザ用適応受信ブロック（図１の２
１〜２Ｋ）と、ユーザ毎に第１〜Ｍパス用適応受信サブ
ブロック（図２の４ １〜４Ｍ）と、１つの重み制御誤差
合成手段（図１の３）とを有する。
は、各ユーザの各パスを受信する指向性パターンとし
て、全ユーザの全マルチパスの中から任意の組み合わせ
のパスを同時に取り込むパターンを形成する。より具体
的には、第１〜Ｋユーザ用適応受信ブロック（図１の２
１〜２Ｋ）と、ユーザ毎に第１〜Ｍパス用適応受信サブ
ブロック（図２の４ １〜４Ｍ）と、１つの重み制御誤差
合成手段（図１の３）とを有する。
【００２１】本発明では、各ユーザのマルチパス成分の
到来方向の近接したパスに対しては、重み制御誤差信号
を合成し、到来方向の離れたパスに対しては重み制御誤
差を合成しない制御を行うことで、適応制御に有効な情
報量を増加させることができ、優れた適応制御特性と干
渉抑圧性能が得られる。また、複数のユーザの重み制御
誤差信号を合成する制御を行うことにより、マルチユー
ザ受信を容易に実現できる。
到来方向の近接したパスに対しては、重み制御誤差信号
を合成し、到来方向の離れたパスに対しては重み制御誤
差を合成しない制御を行うことで、適応制御に有効な情
報量を増加させることができ、優れた適応制御特性と干
渉抑圧性能が得られる。また、複数のユーザの重み制御
誤差信号を合成する制御を行うことにより、マルチユー
ザ受信を容易に実現できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】図１は、本発明による適応受信装
置の実施の形態を示すブロック図である。図１には、多
重化された信号が符号分割多重信号であり、受信アンテ
ナの数Ｎ（Ｎは１以上の整数）、ユーザの数Ｋ（Ｋは１
以上の整数）、マルチパスの数Ｍ（Ｍは１以上の整数）
に対する適応受信装置（ＣＤＭＡ適応受信装置）が示さ
れている。
置の実施の形態を示すブロック図である。図１には、多
重化された信号が符号分割多重信号であり、受信アンテ
ナの数Ｎ（Ｎは１以上の整数）、ユーザの数Ｋ（Ｋは１
以上の整数）、マルチパスの数Ｍ（Ｍは１以上の整数）
に対する適応受信装置（ＣＤＭＡ適応受信装置）が示さ
れている。
【００２３】図１を参照すると、本発明による適応受信
装置は、受信アンテナ１１〜１Ｎと、第１〜Ｋユーザ用
適応受信ブロック２１〜２Ｋと、重み制御誤差合成回路
３から構成される。Ｎ個の受信アンテナ１１〜１Ｎは、
各々希望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された
信号を受信する。受信アンテナ１１〜１Ｎは、各々の受
信信号が相関を有するように互いに近接して配置されて
いる。
装置は、受信アンテナ１１〜１Ｎと、第１〜Ｋユーザ用
適応受信ブロック２１〜２Ｋと、重み制御誤差合成回路
３から構成される。Ｎ個の受信アンテナ１１〜１Ｎは、
各々希望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された
信号を受信する。受信アンテナ１１〜１Ｎは、各々の受
信信号が相関を有するように互いに近接して配置されて
いる。
【００２４】図２は、本発明による適応受信装置の第ｋ
ユーザ用適応受信ブロック２ｋを示すブロック図であ
る。Ｋ個の第１〜Ｋユーザ用適応受信ブロック２１〜２
Ｋの各々は図２に示すように、第１〜Ｍパス用適応受信
サブブロック４１〜４Ｍと、第１の加算器５と、判定回
路６とから構成される。
ユーザ用適応受信ブロック２ｋを示すブロック図であ
る。Ｋ個の第１〜Ｋユーザ用適応受信ブロック２１〜２
Ｋの各々は図２に示すように、第１〜Ｍパス用適応受信
サブブロック４１〜４Ｍと、第１の加算器５と、判定回
路６とから構成される。
【００２５】第ｋユーザ用適応受信ブロック２ｋの第１
の加算器５は、第１〜Ｍパス用適応受信サブブロック４
１〜４Ｍの出力を加算し、第ｋユーザ復調信号を出力す
る。判定回路６は、第１の加算器５の出力に対して硬判
定を行い、第ｋユーザ判定シンボルを出力する。
の加算器５は、第１〜Ｍパス用適応受信サブブロック４
１〜４Ｍの出力を加算し、第ｋユーザ復調信号を出力す
る。判定回路６は、第１の加算器５の出力に対して硬判
定を行い、第ｋユーザ判定シンボルを出力する。
【００２６】図３は、本発明による第ｋユーザ用適応受
信ブロック２ｋの第ｍパス用適応受信サブブロック４ｍ
を示すブロック図である。第１〜Ｍパス用適応受信サブ
ブロック４１〜４Ｍの各々は図３に示すように、重み付
け合成回路７と、第１の遅延回路１０と、逆拡散回路１
１と、復調回路１２と、第３の複素乗算器１５と、誤差
検出回路１６と、第４の複素乗算器１７と、第２の遅延
回路１８と、第３の遅延回路１９と、アンテナ重み制御
回路２０とから構成される。第ｋユーザ用の第ｍパス用
適応受信サブブロック４ｍは、アンテナ受信信号１〜ア
ンテナ受信信号Ｎと、第ｋユーザ判定シンボルと、合成
重み制御誤差信号ｅｋ１〜ｅｋＭを入力する。
信ブロック２ｋの第ｍパス用適応受信サブブロック４ｍ
を示すブロック図である。第１〜Ｍパス用適応受信サブ
ブロック４１〜４Ｍの各々は図３に示すように、重み付
け合成回路７と、第１の遅延回路１０と、逆拡散回路１
１と、復調回路１２と、第３の複素乗算器１５と、誤差
検出回路１６と、第４の複素乗算器１７と、第２の遅延
回路１８と、第３の遅延回路１９と、アンテナ重み制御
回路２０とから構成される。第ｋユーザ用の第ｍパス用
適応受信サブブロック４ｍは、アンテナ受信信号１〜ア
ンテナ受信信号Ｎと、第ｋユーザ判定シンボルと、合成
重み制御誤差信号ｅｋ１〜ｅｋＭを入力する。
【００２７】重み付け合成回路７は、第１の複素乗算器
８１〜８Ｎと、第２の加算器９とから構成されており、
アンテナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎに、アンテナ
重みＷｍ１〜ＷｍＮを乗算し、加算することによって、
第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した
信号を生成する。第１の遅延回路１０は、重み付け合成
回路７の出力を別途求めた希望波信号のパス遅延に基づ
いて、マルチパスに応じて遅延させる。
８１〜８Ｎと、第２の加算器９とから構成されており、
アンテナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎに、アンテナ
重みＷｍ１〜ＷｍＮを乗算し、加算することによって、
第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した
信号を生成する。第１の遅延回路１０は、重み付け合成
回路７の出力を別途求めた希望波信号のパス遅延に基づ
いて、マルチパスに応じて遅延させる。
【００２８】逆拡散回路１１は、第１の遅延回路１０の
出力と第ｋユーザの拡散符号Ｃｋとの相関計算を行う。
拡散符号Ｃｋを２系列の直交関係にある符号ＣｋＩ、Ｃ
ｋＱからなる複素符号と考えると、逆拡散回路１１は、
１個の複素乗算器とシンボル区間にわたる平均化回路と
により実現できる。また、逆拡散回路１１は、Ｃｋをタ
ップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現
できる。
出力と第ｋユーザの拡散符号Ｃｋとの相関計算を行う。
拡散符号Ｃｋを２系列の直交関係にある符号ＣｋＩ、Ｃ
ｋＱからなる複素符号と考えると、逆拡散回路１１は、
１個の複素乗算器とシンボル区間にわたる平均化回路と
により実現できる。また、逆拡散回路１１は、Ｃｋをタ
ップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現
できる。
【００２９】復調回路１２は、伝送路推定回路１３と第
２の複素乗算器１４とから構成されており、逆拡散回路
１１の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出力
が、第ｍパス用適応受信サブブロック４ｍの出力とな
る。
２の複素乗算器１４とから構成されており、逆拡散回路
１１の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出力
が、第ｍパス用適応受信サブブロック４ｍの出力とな
る。
【００３０】第３の複素乗算器１５は、第ｋユーザ判定
シンボルと、伝送路推定回路１３からの伝送路推定出力
とを乗算する。なお、複素乗算器１５において判定シン
ボルと複素乗算される伝送路推定出力として、伝送路推
定回路１３からは位相に関する成分のみを乗算し、振幅
については、別途手段により求めた振幅、例えば、受信
信号のマルチパスのレベルおよびタイミングをサーチす
る機能ブロックで得られた振幅を乗算することもでき
る。誤差検出回路１６は、第３の複素乗算器１５の出力
と逆拡散回路１１の出力の差を計算し、判定誤差を検出
する。
シンボルと、伝送路推定回路１３からの伝送路推定出力
とを乗算する。なお、複素乗算器１５において判定シン
ボルと複素乗算される伝送路推定出力として、伝送路推
定回路１３からは位相に関する成分のみを乗算し、振幅
については、別途手段により求めた振幅、例えば、受信
信号のマルチパスのレベルおよびタイミングをサーチす
る機能ブロックで得られた振幅を乗算することもでき
る。誤差検出回路１６は、第３の複素乗算器１５の出力
と逆拡散回路１１の出力の差を計算し、判定誤差を検出
する。
【００３１】第４の複素乗算器１７は、判定誤差に第ｋ
ユーザの拡散符号Ｃｋを乗算する。第２の遅延回路１８
は、第４の複素乗算器１７の出力を第１の遅延回路１０
の効果を相殺するように、別途求めた前記希望波信号の
パス遅延に基づいて遅延させ、重み制御誤差信号を出力
する。第３の遅延回路１９は、アンテナ受信信号１〜ア
ンテナ受信信号Ｎを、重み付け合成回路７、逆拡散回路
１１、復調回路１２等の処理時間に応じて遅延させる。
ユーザの拡散符号Ｃｋを乗算する。第２の遅延回路１８
は、第４の複素乗算器１７の出力を第１の遅延回路１０
の効果を相殺するように、別途求めた前記希望波信号の
パス遅延に基づいて遅延させ、重み制御誤差信号を出力
する。第３の遅延回路１９は、アンテナ受信信号１〜ア
ンテナ受信信号Ｎを、重み付け合成回路７、逆拡散回路
１１、復調回路１２等の処理時間に応じて遅延させる。
【００３２】アンテナ重み制御回路２０は、合成重み制
御誤差信号ｅｋｍと第３の遅延回路１９の出力を入力し
て、アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮを計算する。ここで
は、ｅ ｋｍの二乗平均値が最小になるように、アンテナ
重みＷｍ１〜ＷｍＮをＭＭＳＥ基準により適応的に制御
する。演算量の少ない更新アルゴリズムとしてＬＭＳア
ルゴリズムを用いた場合のアンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮ
は、 Ｗｍ（ｉ＋１）＝Ｗｍ（ｉ）＋μｒ（ｉ−Ｄｄｅｍ）ｅｋｍ＊（ｉ） （１） で表される。ここで、Ｗｍ（ｉ）（Ｎ個の要素を持つ列
ベクトル）は第ｋユーザ第ｍパスにおける第ｉチップ目
のアンテナ重み、ｒ（ｉ）（Ｎ個の要素を持つ列ベクト
ル）はアンテナ受信信号、μはステップサイズ、Ｄ
ｄｅｍは第３の遅延回路１９によって与えられる遅延時
間である。また、＊は複素共役を表す。
御誤差信号ｅｋｍと第３の遅延回路１９の出力を入力し
て、アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮを計算する。ここで
は、ｅ ｋｍの二乗平均値が最小になるように、アンテナ
重みＷｍ１〜ＷｍＮをＭＭＳＥ基準により適応的に制御
する。演算量の少ない更新アルゴリズムとしてＬＭＳア
ルゴリズムを用いた場合のアンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮ
は、 Ｗｍ（ｉ＋１）＝Ｗｍ（ｉ）＋μｒ（ｉ−Ｄｄｅｍ）ｅｋｍ＊（ｉ） （１） で表される。ここで、Ｗｍ（ｉ）（Ｎ個の要素を持つ列
ベクトル）は第ｋユーザ第ｍパスにおける第ｉチップ目
のアンテナ重み、ｒ（ｉ）（Ｎ個の要素を持つ列ベクト
ル）はアンテナ受信信号、μはステップサイズ、Ｄ
ｄｅｍは第３の遅延回路１９によって与えられる遅延時
間である。また、＊は複素共役を表す。
【００３３】（１）式は、アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮ
の更新がチップ周期で行われることを示しているが、各
パスの判定誤差の検出はシンボル毎であることからｒ
（ｉ−Ｄｄｅｍ）とｅｋｍ＊（ｉ）との積を１シンボル
分積分することにより、更新をシンボル毎に減らすこと
ができる。また、アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮ更新の際
の変化量の係数であるステップサイズμは、その値が大
きい場合は最適な指向性パターン形成のためのアンテナ
重みＷｍ１〜ＷｍＮへの収束は早くなるが適応の精度・
安定度が劣化し、小さい場合は適応の精度・安定度に優
れるが収束が遅くなるという特徴を持つ。ステップサイ
ズを適応的に変化させて、十分な収束速度、適応の精度
・安定度を得る方法も本発明に含まれる。また、収束過
程では判定シンボルの代わりに送信側から予め送られた
既知シンボルを用いることもできる。
の更新がチップ周期で行われることを示しているが、各
パスの判定誤差の検出はシンボル毎であることからｒ
（ｉ−Ｄｄｅｍ）とｅｋｍ＊（ｉ）との積を１シンボル
分積分することにより、更新をシンボル毎に減らすこと
ができる。また、アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮ更新の際
の変化量の係数であるステップサイズμは、その値が大
きい場合は最適な指向性パターン形成のためのアンテナ
重みＷｍ１〜ＷｍＮへの収束は早くなるが適応の精度・
安定度が劣化し、小さい場合は適応の精度・安定度に優
れるが収束が遅くなるという特徴を持つ。ステップサイ
ズを適応的に変化させて、十分な収束速度、適応の精度
・安定度を得る方法も本発明に含まれる。また、収束過
程では判定シンボルの代わりに送信側から予め送られた
既知シンボルを用いることもできる。
【００３４】図４は、図１における重み制御誤差合成回
路３の一般形を示すブロック図である。図４を参照する
と、重み制御誤差合成回路３は、第１のスイッチングマ
トリクス２１と、第３の加算器２２１１〜２２ＫＭとか
ら構成される。第１のスイッチングマトリクス２１は、
全ユーザの各パス毎の重み制御誤差ｅ'１１〜ｅ'
ＫＭと、別途求めた全ユーザの希望波信号パス到来角情
報とを入力とし、この希望波信号パス到来角情報に基づ
いて、任意の重み制御誤差ｅ'１１〜ｅ'ＫＭの組み合わ
せを出力する。第３の加算器２２１１〜２２ＫＭは、第
１のスイッチングマトリクス２１の出力を加算し、合成
重み制御誤差ｅ１１〜ｅＫＭを生成する。
路３の一般形を示すブロック図である。図４を参照する
と、重み制御誤差合成回路３は、第１のスイッチングマ
トリクス２１と、第３の加算器２２１１〜２２ＫＭとか
ら構成される。第１のスイッチングマトリクス２１は、
全ユーザの各パス毎の重み制御誤差ｅ'１１〜ｅ'
ＫＭと、別途求めた全ユーザの希望波信号パス到来角情
報とを入力とし、この希望波信号パス到来角情報に基づ
いて、任意の重み制御誤差ｅ'１１〜ｅ'ＫＭの組み合わ
せを出力する。第３の加算器２２１１〜２２ＫＭは、第
１のスイッチングマトリクス２１の出力を加算し、合成
重み制御誤差ｅ１１〜ｅＫＭを生成する。
【００３５】図４は、重み制御誤差合成回路３の一般形
を示すものであって、全ユーザおよび全パスから任意の
組み合わせで重み制御誤差信号の合成が可能である。本
発明では、重み制御誤差の合成の方法に制限はないが、
当然ある基準に基づいて合成の仕方を決定する必要があ
る。
を示すものであって、全ユーザおよび全パスから任意の
組み合わせで重み制御誤差信号の合成が可能である。本
発明では、重み制御誤差の合成の方法に制限はないが、
当然ある基準に基づいて合成の仕方を決定する必要があ
る。
【００３６】図５は、重み制御誤差合成回路３の他の例
を示すブロック図である。図５の重み制御誤差合成回路
３は、第２のスイッチングマトリクス２３１〜２３Ｋ
と、第３の加算器２２１１〜２２ＫＭとから構成され
る。第２のスイッチングマトリクス２３１〜２３Ｋは、
ユーザ毎のＭ個の重み制御誤差のみを用いて任意の組み
合わせを出力する。第３の加算器２２１１〜２２ＫＭ
は、第２のスイッチングマトリクス２３１〜２３Ｋの出
力を加算し、合成重み制御誤差ｅ１１〜ｅＫＭを生成す
る。
を示すブロック図である。図５の重み制御誤差合成回路
３は、第２のスイッチングマトリクス２３１〜２３Ｋ
と、第３の加算器２２１１〜２２ＫＭとから構成され
る。第２のスイッチングマトリクス２３１〜２３Ｋは、
ユーザ毎のＭ個の重み制御誤差のみを用いて任意の組み
合わせを出力する。第３の加算器２２１１〜２２ＫＭ
は、第２のスイッチングマトリクス２３１〜２３Ｋの出
力を加算し、合成重み制御誤差ｅ１１〜ｅＫＭを生成す
る。
【００３７】図５の重み制御誤差合成回路３において
は、重み制御誤差を各ユーザ毎独立に、任意に合成する
ことによって、例えば、近接到来方向パスをまとめて一
つの指向性パターンで受信することができる。各ユーザ
の近接到来方向パスの重み制御誤差を合成する際、パス
到来角情報を用いずに、各ユーザの遅延情報を用いて、
各ユーザの近接遅延パスを近接到来方向パスと考える方
法を採用することができる。重み制御誤差をこのように
合成することによって、適応制御の情報がほぼ合成する
パス数倍に増加し、収束・追従特性に優れた構成とな
る。
は、重み制御誤差を各ユーザ毎独立に、任意に合成する
ことによって、例えば、近接到来方向パスをまとめて一
つの指向性パターンで受信することができる。各ユーザ
の近接到来方向パスの重み制御誤差を合成する際、パス
到来角情報を用いずに、各ユーザの遅延情報を用いて、
各ユーザの近接遅延パスを近接到来方向パスと考える方
法を採用することができる。重み制御誤差をこのように
合成することによって、適応制御の情報がほぼ合成する
パス数倍に増加し、収束・追従特性に優れた構成とな
る。
【００３８】図６は、重み制御誤差合成回路３の更に他
の例を示すブロック図である。図６の重み制御誤差合成
回路３は、第４の加算器２４１〜２４Ｋと第３のスイッ
チングマトリクス２５と、第５の加算器２６１〜２６Ｋ
とから構成される。第４の加算器２４１〜２４Ｋは、ユ
ーザ毎のＭ個の重み制御誤差を加算する。第３のスイッ
チングマトリクス２５は、第４の加算器２４１〜２４Ｋ
の出力であるＫ個の重み制御誤差を用いて任意の組み合
わせを出力する。第５の加算器２６１〜２６Ｋは、第３
のスイッチングマトリクス２５の出力を加算し、合成重
み制御誤差ｅ１ １〜ｅＫＭを生成する。
の例を示すブロック図である。図６の重み制御誤差合成
回路３は、第４の加算器２４１〜２４Ｋと第３のスイッ
チングマトリクス２５と、第５の加算器２６１〜２６Ｋ
とから構成される。第４の加算器２４１〜２４Ｋは、ユ
ーザ毎のＭ個の重み制御誤差を加算する。第３のスイッ
チングマトリクス２５は、第４の加算器２４１〜２４Ｋ
の出力であるＫ個の重み制御誤差を用いて任意の組み合
わせを出力する。第５の加算器２６１〜２６Ｋは、第３
のスイッチングマトリクス２５の出力を加算し、合成重
み制御誤差ｅ１ １〜ｅＫＭを生成する。
【００３９】図６の重み制御誤差合成回路３において
は、まずユーザ毎に一つの合成重み制御誤差にしてか
ら、第３のスイッチングマトリクス２５において複数ユ
ーザの重み制御誤差の合成を行うことによって、複数ユ
ーザの信号をまとめて受信する指向性パターン（マルチ
ユーザビーム）が形成できるので、図６の重み制御誤差
合成回路３を採用すれば、マルチユーザ受信が容易に実
現できる。
は、まずユーザ毎に一つの合成重み制御誤差にしてか
ら、第３のスイッチングマトリクス２５において複数ユ
ーザの重み制御誤差の合成を行うことによって、複数ユ
ーザの信号をまとめて受信する指向性パターン（マルチ
ユーザビーム）が形成できるので、図６の重み制御誤差
合成回路３を採用すれば、マルチユーザ受信が容易に実
現できる。
【００４０】なお、重み制御誤差合成回路３は、図５、
６に示す構成の他にも考えられるが、全て図４の重み制
御誤差合成回路３に含まれる。
６に示す構成の他にも考えられるが、全て図４の重み制
御誤差合成回路３に含まれる。
【００４１】本発明の処理は、基底帯域においてディジ
タル的に行うのが望ましい。そのためには各アンテナの
受信信号を無線帯域から基底帯域へ周波数変換し、アナ
ログ／ディジタル変換を行う必要がある。図１〜８にお
いてそれらの機能は省略している。
タル的に行うのが望ましい。そのためには各アンテナの
受信信号を無線帯域から基底帯域へ周波数変換し、アナ
ログ／ディジタル変換を行う必要がある。図１〜８にお
いてそれらの機能は省略している。
【００４２】また、本発明の実施の形態では拡散符号Ｃ
ｋの符号長、すなわち拡散率に制限はない。拡散率が１
である、符号分割多重以外の方法で多重された信号に対
しても、本発明による適応受信装置の適用が可能であ
る。
ｋの符号長、すなわち拡散率に制限はない。拡散率が１
である、符号分割多重以外の方法で多重された信号に対
しても、本発明による適応受信装置の適用が可能であ
る。
【００４３】また、本発明における受信アンテナについ
ては、その数Ｎ、配置の仕方（円状配置、直線状配置
等）、配置間隔（搬送波の２分の１波長等）あるいは受
信アンテナ単体での指向性（オムニアンテナ、セクタア
ンテナ等）について制限はなく、適宜の態様で実施する
ことができる。さらに、同時に受信するユーザの数Ｋ、
各ユーザのマルチパスの数Ｍも任意に設定できる。
ては、その数Ｎ、配置の仕方（円状配置、直線状配置
等）、配置間隔（搬送波の２分の１波長等）あるいは受
信アンテナ単体での指向性（オムニアンテナ、セクタア
ンテナ等）について制限はなく、適宜の態様で実施する
ことができる。さらに、同時に受信するユーザの数Ｋ、
各ユーザのマルチパスの数Ｍも任意に設定できる。
【００４４】
【発明の効果】本発明は、各ユーザのマルチパス成分の
到来方向の近接したパスに対しては重み制御誤差信号を
合成し、到来方向の離れたパスに対しては重み制御誤差
を合成しない制御を行うことで、適応制御に有効な情報
量を増加させているので、多くのパスが様々な角度から
到来する環境において、適応制御特性、および干渉抑圧
性能が優れている。
到来方向の近接したパスに対しては重み制御誤差信号を
合成し、到来方向の離れたパスに対しては重み制御誤差
を合成しない制御を行うことで、適応制御に有効な情報
量を増加させているので、多くのパスが様々な角度から
到来する環境において、適応制御特性、および干渉抑圧
性能が優れている。
【００４５】また、本発明は、複数のユーザの重み制御
誤差信号を合成する制御を行っているので、マルチユー
ザ受信が容易に実現可能となる。
誤差信号を合成する制御を行っているので、マルチユー
ザ受信が容易に実現可能となる。
【００４６】
【図１】本発明による適応受信装置の実施の形態を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】本発明による適応受信装置の第ｋユーザ適応受
信ブロック示すブロック図である。
信ブロック示すブロック図である。
【図３】本発明によるＣＤＭＡ適応受信装置の第ｍパス
用適応受信サブブロックを示すブロック図である。
用適応受信サブブロックを示すブロック図である。
【図４】本発明によるＣＤＭＡ適応受信装置の重み制御
誤差合成回路の一般形を示すブロック図である。
誤差合成回路の一般形を示すブロック図である。
【図５】本発明によるＣＤＭＡ適応受信装置の重み制御
誤差合成回路の他の例を示すブロック図である。
誤差合成回路の他の例を示すブロック図である。
【図６】本発明によるＣＤＭＡ適応受信装置の重み制御
誤差合成回路の他の例を示すブロック図である。
誤差合成回路の他の例を示すブロック図である。
【図７】従来のＣＤＭＡ適応受信装置の例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】従来のＣＤＭＡ適応受信装置の第ｍパス用適応
受信サブブロックを示すブロック図である。
受信サブブロックを示すブロック図である。
１１〜１Ｎ 素子アンテナ ２１〜２Ｋ 第１〜Ｋユーザ用適応受信ブロック ３ 重み制御誤差合成回路 ４１〜４Ｍ 第１〜Ｍパス用適応受信サブブロック ５ 第１の加算器 ６ 判定回路 ７ 重み付け合成回路 ８１〜８Ｎ 第１の複素乗算器 ９ 第２の加算器 １０ 第１の遅延回路 １１ 逆拡散回路 １２ 復調回路 １３ 伝送路推定回路 １４ 第２の複素乗算器 １５ 第３の複素乗算器 １６ 誤差検出器 １７ 第４の複素乗算器 １８ 第２の遅延回路 １９ 第３の遅延回路 ２０ アンテナ重み制御回路 ２１ 第１のスイッチングマトリクス ２２１１〜２２ＫＭ 第３の加算器 ２３１〜２３Ｋ 第２のスイッチングマトリクス ２４１〜２４Ｋ 第４の加算器 ２５ 第３のスイッチングマトリクス ２６１〜２６Ｋ 第５の加算器 ２７１〜２７Ｍ 従来のＣＤＭＡ適応受信装置の第１
〜Ｍパス用適応受信サブブロック
〜Ｍパス用適応受信サブブロック
Claims (15)
- 【請求項１】 複数ユーザ信号によって多重化された信
号を受信するＮ（Ｎは１以上の整数）個の受信アンテナ
と、前記受信アンテナの受信信号に対して任意の方向に
利得を有する指向性パターンを形成し、複数のパスから
なる希望波信号を受信し干渉波信号を抑圧するＫ（Ｋは
１以上の整数）個のユーザに対応したＫ個の適応受信ブ
ロックと、複数の重み制御誤差を任意のユーザとパスの
組み合わせで合成し合成重み制御誤差信号を生成する重
み制御誤差合成手段とを有し、前記適応受信ブロック
は、前記合成重み制御誤差信号に基づいて前記指向性パ
ターンを形成することを特徴とする適応受信装置。 - 【請求項２】 前記Ｋ個の適応受信ブロックの各々は、
前記Ｎ個の受信アンテナからの受信信号と、前記合成重
み制御誤差信号とを入力とし、Ｍ（Ｍは１以上の整数）
個のマルチパスに対して任意の方向に利得を有する指向
性パターンを形成し、干渉波信号を抑圧し希望波信号を
受信、復調するＭ個の適応受信サブブロックと、前記Ｍ
個適応受信サブブロックの復調信号を加算する加算器
と、硬判定を行い判定シンボルを出力する判定手段とを
有することを特徴とする請求項１記載の適応受信装置。 - 【請求項３】 前記多重化された信号は符号分割多重信
号であり、前記Ｍ個の適応受信サブブロックの各々は、 前記Ｎ個の受信アンテナからの受信信号と、前記判定シ
ンボルと、前記合成重み制御誤差信号とを入力とし、 前記Ｎ個の受信アンテナからの受信信号の指向性パター
ンを形成するための重み付け合成手段と、 前記重みづけ合成手段の出力を、希望波信号のパス遅延
に基づいてマルチパス毎に遅延させる遅延手段と、 前記遅延手段の出力に対して、前記希望波信号の拡散符
号を用いて逆拡散を行う逆拡散手段と、 前記逆拡散手段の出力に対して、伝送路推定を行う復調
手段と、 前記判定シンボルと前記復調手段の出力である複素伝送
路推定値を乗算し、搬送波位相同期による位相変化を相
殺する乗算器と、 前記乗算器の出力から前記逆拡散手段の各出力を減算し
判定誤差を検出する誤差検出手段と、 前記判定誤差に前記希望波信号の拡散符号を乗算して重
み制御誤差信号を生成する乗算器と、 前記重み制御誤差信号に対して、前記遅延手段の効果を
相殺するように遅延補正する遅延手段と、 前記Ｎ個の受信アンテナからの受信信号に対して、前記
重み付け合成手段、前記逆拡散手段、前記復調手段、及
び前記重み制御誤差合成手段における処理時間に対応す
る遅延を与える遅延手段と、 前記遅延されたＮ個の受信信号と前記合成重み制御誤差
信号に基づいてＮ個のアンテナ重みを算出して前記重み
づけ合成手段へ出力するアンテナ重み制御手段と、を有
することを特徴とする請求項２記載の適応受信装置。 - 【請求項４】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるＫ×Ｍ個の重み制御誤差
信号と、Ｋ個のユーザのパス到来角情報を入力とし、一
つ以上の前記重み制御誤差信号を任意に組み合わせてＫ
×Ｍ個の前記合成重み制御誤差信号を出力するスイッチ
ングマトリクスを備えていることを特徴とする請求項１
記載の適応受信装置。 - 【請求項５】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるＫ×Ｍ個の重み制御誤差
信号と、Ｋ個のユーザのパス到来角情報を入力とし、前
記重み制御誤差信号を合成する際、同一ユーザの各パス
の前記重み制御誤差信号を全て合成して、１ユーザにつ
き一つの合成重み制御誤差信号を出力し、１ユーザにつ
き一つの指向性パターンを形成するように制御されるス
イッチングマトリクスを備えていることを特徴とする請
求項１記載の適応受信装置。 - 【請求項６】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるＫ×Ｍ個の重み制御誤差
信号と、Ｋ個のユーザのパス到来角情報を入力とし、前
記重み制御誤差信号を合成する際、同一ユーザの近接到
来方向パスの前記重み制御誤差信号のみを合成するよう
に制御されるスイッチングマトリクスを備えていること
を特徴とする請求項１記載の適応受信装置。 - 【請求項７】 前記同一ユーザの近接到来方向パスの重
み制御誤差信号のみを合成する際に、前記パス到来角情
報を用いずに各ユーザのパス遅延情報を用いて、各ユー
ザの近接遅延パスを近接到来方向パスとみなすことを特
徴とする請求項６記載の適応受信装置。 - 【請求項８】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるＫ×Ｍ個の重み制御誤差
信号と、Ｋ個のユーザのパス到来角情報を入力とし、前
記重み制御誤差信号を合成する際、同一ユーザの各パス
の前記重み制御誤差信号を全て合成して、１ユーザにつ
き一つの重み制御誤差信号を合成してから、近接到来方
向のユーザの前記重み制御誤差信号を更に合成するよう
に制御されるスイッチングマトリクスを備えていること
を特徴とする請求項１記載の適応受信装置。 - 【請求項９】 前記重み制御誤差合成手段は、前記適応
受信サブブロックの出力であるＫ×Ｍ個の重み制御誤差
信号と、Ｋ個のユーザのパス到来角情報を入力とし、前
記重み制御誤差信号を合成する際、ユーザによらず近接
到来方向パスの前記重み制御誤差信号を合成するように
制御されるスイッチングマトリクスを備えていることを
特徴とする請求項１記載の適応受信装置。 - 【請求項１０】 前記重み付け合成手段は、前記Ｎ個の
受信アンテナからの受信信号と、前記Ｎ個のアンテナ重
みとを入力とし、前記Ｎ個の受信信号に前記Ｎ個のアン
テナ重みを各々乗算するＮ個の複素乗算器と、前記Ｎ個
の複素乗算器の各出力を合成する加算器とを有すること
を特徴とする請求項３記載の適応受信装置。 - 【請求項１１】 前記復調手段は、前記逆拡散手段の出
力を入力として、搬送波の振幅及び位相を推定する伝送
路推定手段と、前記伝送路推定手段の出力である複素伝
送路推定値の複素共役を求める複素共役操作手段と、前
記複素共役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に乗
算し、搬送波位相同期を行い、同時に最大比合成のため
の重み付けを行う乗算器とを有していることを特徴とす
る請求項３記載の適応受信装置。 - 【請求項１２】 前記適応受信サブブロックにおいて、
収束過程では判定シンボルの代わりに既知シンボルを用
いることを特徴とする請求項２記載の適応受信装置。 - 【請求項１３】 前記適応受信サブブロックにおいて、
判定信号に各パスの伝送路推定値を乗算する際に、推定
値の位相に関する成分のみを乗算し、振幅は別途手段に
より求めた振幅を乗算することを特徴とする請求項２記
載の適応受信装置。 - 【請求項１４】 前記アンテナ重み制御手段において、
合成重み制御誤差信号の平均電力が最小になるように最
小二乗平均誤差基準によりアンテナ重みの適応制御を行
うことを特徴とする請求項３記載の適応受信装置。 - 【請求項１５】 前記アンテナ重み制御手段において、
最小二乗平均誤差基準によりアンテナ重みの適応制御を
行う際、最小二乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムを用いる
ことを特徴とする請求項３記載の適応受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21123498A JP3328930B2 (ja) | 1998-02-13 | 1998-07-27 | 適応受信装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4633498 | 1998-02-13 | ||
| JP10-46334 | 1998-02-13 | ||
| JP21123498A JP3328930B2 (ja) | 1998-02-13 | 1998-07-27 | 適応受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11298388A true JPH11298388A (ja) | 1999-10-29 |
| JP3328930B2 JP3328930B2 (ja) | 2002-09-30 |
Family
ID=26386442
Family Applications (1)
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Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001054328A1 (fr) * | 2000-01-19 | 2001-07-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif et procédé de suppression de signal d'interférence |
| WO2001063799A1 (fr) * | 2000-02-25 | 2001-08-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Procede et dispositif de radiocommunication utilisant une antenne reseau |
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| JP2003134034A (ja) * | 2001-10-24 | 2003-05-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線基地局装置及び無線通信方法 |
| WO2003079598A1 (fr) * | 2002-03-20 | 2003-09-25 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Dispositif terminal radio, procede et programme de commande de directivite de transmission |
| KR100447841B1 (ko) * | 2001-06-06 | 2004-09-08 | 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 | 웨이트가 적응적으로 갱신되는 적응 안테나 수신 장치 |
| US6792033B1 (en) | 1998-09-03 | 2004-09-14 | Nec Corporation | Array antenna reception apparatus |
| KR100450694B1 (ko) * | 2000-08-25 | 2004-10-01 | 닛뽕덴끼 가부시끼가이샤 | 적응 안테나 수신장치 |
| US6968211B2 (en) | 2000-01-19 | 2005-11-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio base station apparatus and radio communication method |
| EP1545023B1 (en) * | 2002-09-24 | 2016-09-07 | ZTE Corporation | A smart antenna and a method and a device for forming beam of the smart antenna |
| WO2022215128A1 (ja) * | 2021-04-05 | 2022-10-13 | 三菱電機株式会社 | 通信装置、通信システム、制御回路、記憶媒体、および通信方法 |
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1998
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Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6792033B1 (en) | 1998-09-03 | 2004-09-14 | Nec Corporation | Array antenna reception apparatus |
| US6944208B2 (en) | 2000-01-19 | 2005-09-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Interference signal canceling apparatus and interference signal canceling method |
| WO2001054328A1 (fr) * | 2000-01-19 | 2001-07-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif et procédé de suppression de signal d'interférence |
| US6968211B2 (en) | 2000-01-19 | 2005-11-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio base station apparatus and radio communication method |
| WO2001063799A1 (fr) * | 2000-02-25 | 2001-08-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Procede et dispositif de radiocommunication utilisant une antenne reseau |
| KR100450694B1 (ko) * | 2000-08-25 | 2004-10-01 | 닛뽕덴끼 가부시끼가이샤 | 적응 안테나 수신장치 |
| US6509872B2 (en) | 2000-08-30 | 2003-01-21 | Nec Corporation | Adaptive antenna receiving apparatus |
| EP1265378A2 (en) | 2001-06-06 | 2002-12-11 | Nec Corporation | Adaptive antenna array |
| US6657590B2 (en) | 2001-06-06 | 2003-12-02 | Nec Corporation | Adaptive antenna reception apparatus using reception signals by arrays antennas |
| KR100447841B1 (ko) * | 2001-06-06 | 2004-09-08 | 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 | 웨이트가 적응적으로 갱신되는 적응 안테나 수신 장치 |
| JP2003134034A (ja) * | 2001-10-24 | 2003-05-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線基地局装置及び無線通信方法 |
| WO2003079598A1 (fr) * | 2002-03-20 | 2003-09-25 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Dispositif terminal radio, procede et programme de commande de directivite de transmission |
| US7071874B2 (en) | 2002-03-20 | 2006-07-04 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio terminal device, transmission directivity control method, and transmission directivity control program |
| EP1545023B1 (en) * | 2002-09-24 | 2016-09-07 | ZTE Corporation | A smart antenna and a method and a device for forming beam of the smart antenna |
| WO2022215128A1 (ja) * | 2021-04-05 | 2022-10-13 | 三菱電機株式会社 | 通信装置、通信システム、制御回路、記憶媒体、および通信方法 |
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