JPH11206136A - スナバエネルギー回生回路 - Google Patents
スナバエネルギー回生回路Info
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- JPH11206136A JPH11206136A JP10000670A JP67098A JPH11206136A JP H11206136 A JPH11206136 A JP H11206136A JP 10000670 A JP10000670 A JP 10000670A JP 67098 A JP67098 A JP 67098A JP H11206136 A JPH11206136 A JP H11206136A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 インバータ回路を構成するスイッチング回路
を零電流、零電圧スイッチングするよう構成されたスナ
バ回路において、変換効率を引き上げると同時に装置の
小型化を図る。 【解決手段】 スナバ回路において、従来抵抗で消費し
ていたスナバエネルギーを、抵抗の代わりにトランスと
リアクトルおよびダイオードを１個ずつ接続することで
電源および負荷に回生させる。
を零電流、零電圧スイッチングするよう構成されたスナ
バ回路において、変換効率を引き上げると同時に装置の
小型化を図る。 【解決手段】 スナバ回路において、従来抵抗で消費し
ていたスナバエネルギーを、抵抗の代わりにトランスと
リアクトルおよびダイオードを１個ずつ接続することで
電源および負荷に回生させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、半導体スイッチ
のオン・オフ動作で電力変換を行う際に発生するスイッ
チング損失およびスイッチングノイズを低減するための
スナバエネルギー回生回路に関する。
のオン・オフ動作で電力変換を行う際に発生するスイッ
チング損失およびスイッチングノイズを低減するための
スナバエネルギー回生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６に電力変換装置として、降圧形チョ
ッパ回路に従来のスナバ回路を接続した回路図を示す。
直流電源Ｅｄと並列にスイッチング素子とダイオードＤ
１、Ｄ２の逆並列回路からなる半導体スイッチＱ１およ
びＱ２の直列回路が正極側にリアクトルＬＭを介し、負
極側には直接に接続されている。半導体スイッチＱ１に
はダイオードＤｓ１とコンデンサＣｓの直列回路が接続
されている。また、ダイオードＤｓ１とコンデンサＣｓ
の接続点と半導体スイッチＱ２の負極側端子間にはダイ
オードＤｓ２とコンデンサＣｏの直列回路が接続されて
いる。また、ダイオードＤｓ２とコンデンサＣｏとの接
続点と半導体スイッチＱ１の正極側端子との間には抵抗
Ｒｓが接続されている。
ッパ回路に従来のスナバ回路を接続した回路図を示す。
直流電源Ｅｄと並列にスイッチング素子とダイオードＤ
１、Ｄ２の逆並列回路からなる半導体スイッチＱ１およ
びＱ２の直列回路が正極側にリアクトルＬＭを介し、負
極側には直接に接続されている。半導体スイッチＱ１に
はダイオードＤｓ１とコンデンサＣｓの直列回路が接続
されている。また、ダイオードＤｓ１とコンデンサＣｓ
の接続点と半導体スイッチＱ２の負極側端子間にはダイ
オードＤｓ２とコンデンサＣｏの直列回路が接続されて
いる。また、ダイオードＤｓ２とコンデンサＣｏとの接
続点と半導体スイッチＱ１の正極側端子との間には抵抗
Ｒｓが接続されている。
【０００３】まず、半導体スイッチＱ１のターンオン動
作を説明する。半導体スイッチＱ１がオンする直前で
は、コンデンサＣｓとコンデンサＣｏは図示の極性でそ
れぞれ直流電源電圧Ｅｄに充電されている。また、半導
体スイッチＱ２に逆並列接続されたダイオードＤ２には
負荷Ｌｏの負荷電流が還流している。半導体スイッチＱ
１がオンすると、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→半導
体スイッチＱ１→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路で電流
が上昇する。この電流の上昇に伴い、ダイオードＤ２を
流れていた負荷電流が減少する。次にダイオードＤ２が
逆回復し、逆回復電流は直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ
→半導体スイッチＱ１→コンデンサＣｓ→ダイオードＤ
ｓ２→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの経路に転流し、
コンデンサＣｓの電圧がＥｄから零Ｖに放電されると同
時にコンデンサＣｏの電圧が直流電源電圧より上昇す
る。次にコンデンサＣｏの電圧の直流電圧からの上昇分
が、コンデンサＣｏ→抵抗Ｒｓ→リアクトルＬＭ→直流
電源Ｅｄ→コンデンサＣｏの経路で放電される。この半
導体スイッチＱ１のターンオンのとき、リアクトルＬＭ
で電流上昇率が抑えられ、零電流スイッチングとなり、
ターンオン損失をほとんど発生しない。また、ダイオー
ドＤ２の逆回復時の電圧上昇率もコンデンサＣｓの放電
スピードで抑えられ、零電圧スイッチングとなり逆回復
損失もほとんど発生しない。
作を説明する。半導体スイッチＱ１がオンする直前で
は、コンデンサＣｓとコンデンサＣｏは図示の極性でそ
れぞれ直流電源電圧Ｅｄに充電されている。また、半導
体スイッチＱ２に逆並列接続されたダイオードＤ２には
負荷Ｌｏの負荷電流が還流している。半導体スイッチＱ
１がオンすると、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→半導
体スイッチＱ１→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路で電流
が上昇する。この電流の上昇に伴い、ダイオードＤ２を
流れていた負荷電流が減少する。次にダイオードＤ２が
逆回復し、逆回復電流は直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ
→半導体スイッチＱ１→コンデンサＣｓ→ダイオードＤ
ｓ２→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの経路に転流し、
コンデンサＣｓの電圧がＥｄから零Ｖに放電されると同
時にコンデンサＣｏの電圧が直流電源電圧より上昇す
る。次にコンデンサＣｏの電圧の直流電圧からの上昇分
が、コンデンサＣｏ→抵抗Ｒｓ→リアクトルＬＭ→直流
電源Ｅｄ→コンデンサＣｏの経路で放電される。この半
導体スイッチＱ１のターンオンのとき、リアクトルＬＭ
で電流上昇率が抑えられ、零電流スイッチングとなり、
ターンオン損失をほとんど発生しない。また、ダイオー
ドＤ２の逆回復時の電圧上昇率もコンデンサＣｓの放電
スピードで抑えられ、零電圧スイッチングとなり逆回復
損失もほとんど発生しない。
【０００４】次に半導体スイッチＱ１のターンオフ動作
について説明する。半導体スイッチＱ１がオフする直前
ではコンデンサＣｓの電圧は零Ｖ、コンデンサＣｏの電
圧は直流電源電圧Ｅｄに充電されている。また、負荷Ｌ
ｏには、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→半導体スイッ
チＱ１→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路でエネルギーが
供給されている。半導体スイッチＱ１がオフすると、直
流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→ダイオードＤｓ１→コン
デンサＣｓ→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路でコンデン
サＣｓが零Ｖから直流電源電圧Ｅｄまで充電される。次
に、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→ダイオードＤｓ１
→ダイオードＤｓ２→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの
経路でリアクトルＬＭに蓄えられたエネルギーがコンデ
ンサＣｏに移され、コンデンサＣｏの電圧が直流電源電
圧Ｅｄより上昇する。ここでコンデンサＣｏの電圧の直
流電源電圧Ｅｄからの上昇分が、コンデンサＣｏ→抵抗
Ｒｓ→リアクトルＬＭ→直流電源Ｅｄ→コンデンサＣｏ
の経路で放電される。この半導体スイッチＱ１のターン
オフ時の電圧上昇率は、コンデンサＣｓの充電スピード
で抑えられ、零電圧スイッチングとなりターンオフ損失
がほとんど発生しない。
について説明する。半導体スイッチＱ１がオフする直前
ではコンデンサＣｓの電圧は零Ｖ、コンデンサＣｏの電
圧は直流電源電圧Ｅｄに充電されている。また、負荷Ｌ
ｏには、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→半導体スイッ
チＱ１→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路でエネルギーが
供給されている。半導体スイッチＱ１がオフすると、直
流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→ダイオードＤｓ１→コン
デンサＣｓ→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路でコンデン
サＣｓが零Ｖから直流電源電圧Ｅｄまで充電される。次
に、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→ダイオードＤｓ１
→ダイオードＤｓ２→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの
経路でリアクトルＬＭに蓄えられたエネルギーがコンデ
ンサＣｏに移され、コンデンサＣｏの電圧が直流電源電
圧Ｅｄより上昇する。ここでコンデンサＣｏの電圧の直
流電源電圧Ｅｄからの上昇分が、コンデンサＣｏ→抵抗
Ｒｓ→リアクトルＬＭ→直流電源Ｅｄ→コンデンサＣｏ
の経路で放電される。この半導体スイッチＱ１のターン
オフ時の電圧上昇率は、コンデンサＣｓの充電スピード
で抑えられ、零電圧スイッチングとなりターンオフ損失
がほとんど発生しない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来例の場合、コ
ンデンサＣｏの電圧の直流電源電圧Ｅｄからの上昇分の
エネルギーが、コンデンサＣｏ→抵抗Ｒｓ→リアクトル
ＬＭ→直流電源Ｅｄ→コンデンサＣｏの経路で抵抗Ｒｓ
によって消費される。ここで、この抵抗Ｒｓでの消費に
よる損失はターンオン時、ターンオフ時の両方において
発生するので、高周波インバータなどの周波数が大きな
装置においては発生損失が増大し、変換効率が低下する
といった問題がある。さらに抵抗が大型化するため、結
果として装置が大型化するといった問題が生じる。
ンデンサＣｏの電圧の直流電源電圧Ｅｄからの上昇分の
エネルギーが、コンデンサＣｏ→抵抗Ｒｓ→リアクトル
ＬＭ→直流電源Ｅｄ→コンデンサＣｏの経路で抵抗Ｒｓ
によって消費される。ここで、この抵抗Ｒｓでの消費に
よる損失はターンオン時、ターンオフ時の両方において
発生するので、高周波インバータなどの周波数が大きな
装置においては発生損失が増大し、変換効率が低下する
といった問題がある。さらに抵抗が大型化するため、結
果として装置が大型化するといった問題が生じる。
【０００６】このため、本発明の課題は上記の問題を解
決し、変換効率が従来より高いスナバエネルギー回生回
路を提供することにある。
決し、変換効率が従来より高いスナバエネルギー回生回
路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に、第１の発明では、直流電源と半導体スイッチの直列
回路との間に主リアクトルを接続し、半導体スイッチの
直列回路に並列に第１のダイオードと第２のダイオード
と第１のコンデンサの直列回路を少なくとも１個接続
し、第１、第２のダイオードの接続点と半導体スイッチ
間の接続点との間に第２のコンデンサを接続し、第２の
ダイオードと第１のコンデンサの接続点から主リアクト
ルと半導体スイッチ直列回路の接続点との間に回生用ト
ランスの１次巻線と回生電流抑制用リアクトルの直列回
路を接続し、回生用トランスの２次巻線とダイオードの
直列回路を直流電源の正負間に並列接続し、第２の発明
では、直流電源と半導体スイッチの直列回路との間に主
リアクトルを接続し、半導体スイッチの直列回路に並列
に第１のダイオードと第２のダイオードと第１のコンデ
ンサの直列回路を少なくとも１個接続し、第１、第２の
ダイオードの接続点と半導体スイッチ間の接続点との間
に第２のコンデンサを接続し、第２のダイオードと第１
のコンデンサの接続点から主リアクトルと半導体スイッ
チ直列回路の接続点との間に回生用トランスの１次巻線
を接続し、回生用トランスの２次巻線とダイオードおよ
び回生電流抑制用リアクトルの直列回路を直流電源の正
負間に並列接続し、第３の発明では、直流電源と半導体
スイッチの直列回路との間に主リアクトルを接続し、半
導体スイッチの直列回路に並列に第１のダイオードと第
２のダイオードと第１のコンデンサの直列回路を少なく
とも１個接続し、第１、第２のダイオードの接続点と半
導体スイッチ間の接続点との間に第２のコンデンサを接
続し、第２のダイオードと第１のコンデンサの接続点か
ら主リアクトルと直流電源の接続点との間に回生用トラ
ンスの１次巻線と回生電流抑制用リアクトルを接続し、
回生用トランスの２次巻線とダイオードの直列回路を直
流電源の正負間に並列接続し、第４の発明では、直流電
源と半導体スイッチの直列回路との間に主リアクトルを
接続し、半導体スイッチの直列回路に並列に第１のダイ
オードと第２のダイオードと第１のコンデンサの直列回
路を少なくとも１個接続し、第１、第２のダイオードの
接続点と半導体スイッチ間の接続点との間に第２のコン
デンサを接続し、第２のダイオードと第１のコンデンサ
の接続点から主リアクトルと直流電源との接続点の間に
回生用トランスの１次巻線を接続し、回生電流抑制用リ
アクトルと回生用トランスの２次巻線とダイオードの直
列回路を直流電源の正負間に並列接続し、第５の発明で
は、回生用トランスの１次巻線または２次巻線に接続さ
れた回生電流抑制用リアクトルを省略し、回生用トラン
スの漏れインダクタンスで回生電流抑制用リアクトルの
代用とし、第６の発明では、半導体スイッチ直列回路に
並列に接続された直列回路におけるダイオードとコンデ
ンサを１個ずつとし、この直列回路と半導体スイッチの
直列回路とをつなぐ第２のコンデンサを省略する。
に、第１の発明では、直流電源と半導体スイッチの直列
回路との間に主リアクトルを接続し、半導体スイッチの
直列回路に並列に第１のダイオードと第２のダイオード
と第１のコンデンサの直列回路を少なくとも１個接続
し、第１、第２のダイオードの接続点と半導体スイッチ
間の接続点との間に第２のコンデンサを接続し、第２の
ダイオードと第１のコンデンサの接続点から主リアクト
ルと半導体スイッチ直列回路の接続点との間に回生用ト
ランスの１次巻線と回生電流抑制用リアクトルの直列回
路を接続し、回生用トランスの２次巻線とダイオードの
直列回路を直流電源の正負間に並列接続し、第２の発明
では、直流電源と半導体スイッチの直列回路との間に主
リアクトルを接続し、半導体スイッチの直列回路に並列
に第１のダイオードと第２のダイオードと第１のコンデ
ンサの直列回路を少なくとも１個接続し、第１、第２の
ダイオードの接続点と半導体スイッチ間の接続点との間
に第２のコンデンサを接続し、第２のダイオードと第１
のコンデンサの接続点から主リアクトルと半導体スイッ
チ直列回路の接続点との間に回生用トランスの１次巻線
を接続し、回生用トランスの２次巻線とダイオードおよ
び回生電流抑制用リアクトルの直列回路を直流電源の正
負間に並列接続し、第３の発明では、直流電源と半導体
スイッチの直列回路との間に主リアクトルを接続し、半
導体スイッチの直列回路に並列に第１のダイオードと第
２のダイオードと第１のコンデンサの直列回路を少なく
とも１個接続し、第１、第２のダイオードの接続点と半
導体スイッチ間の接続点との間に第２のコンデンサを接
続し、第２のダイオードと第１のコンデンサの接続点か
ら主リアクトルと直流電源の接続点との間に回生用トラ
ンスの１次巻線と回生電流抑制用リアクトルを接続し、
回生用トランスの２次巻線とダイオードの直列回路を直
流電源の正負間に並列接続し、第４の発明では、直流電
源と半導体スイッチの直列回路との間に主リアクトルを
接続し、半導体スイッチの直列回路に並列に第１のダイ
オードと第２のダイオードと第１のコンデンサの直列回
路を少なくとも１個接続し、第１、第２のダイオードの
接続点と半導体スイッチ間の接続点との間に第２のコン
デンサを接続し、第２のダイオードと第１のコンデンサ
の接続点から主リアクトルと直流電源との接続点の間に
回生用トランスの１次巻線を接続し、回生電流抑制用リ
アクトルと回生用トランスの２次巻線とダイオードの直
列回路を直流電源の正負間に並列接続し、第５の発明で
は、回生用トランスの１次巻線または２次巻線に接続さ
れた回生電流抑制用リアクトルを省略し、回生用トラン
スの漏れインダクタンスで回生電流抑制用リアクトルの
代用とし、第６の発明では、半導体スイッチ直列回路に
並列に接続された直列回路におけるダイオードとコンデ
ンサを１個ずつとし、この直列回路と半導体スイッチの
直列回路とをつなぐ第２のコンデンサを省略する。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１に本発明の第１の実施例を示
す。図６の従来の回路との同一部分は、同一記号を記し
て説明を省略する。図６の従来回路との相違点は、ダイ
オードＤｓ２とコンデンサＣｏの接続点からリアクトル
ＬＭと半導体スイッチＱ１の正極側との接続点の間に接
続した抵抗Ｒｓの代わりに回生用トランスＴＲの１次巻
線と回生電流抑制用リアクトルＬ１の直列回路を接続
し、トランスＴＲの２次巻線を図示の極性でダイオード
Ｄｒと直列に接続した回路を、直流電源Ｅｄに並列接続
することである。
す。図６の従来の回路との同一部分は、同一記号を記し
て説明を省略する。図６の従来回路との相違点は、ダイ
オードＤｓ２とコンデンサＣｏの接続点からリアクトル
ＬＭと半導体スイッチＱ１の正極側との接続点の間に接
続した抵抗Ｒｓの代わりに回生用トランスＴＲの１次巻
線と回生電流抑制用リアクトルＬ１の直列回路を接続
し、トランスＴＲの２次巻線を図示の極性でダイオード
Ｄｒと直列に接続した回路を、直流電源Ｅｄに並列接続
することである。
【０００９】図１において、半導体スイッチがターンオ
ン、ターンオフするとき、コンデンサＣｏの電圧が直流
電源電圧Ｅｄより上昇するまでの動作は従来回路と同じ
である。この上昇電圧が、コンデンサＣｏ→トランスＴ
Ｒの１次巻線ｎ１→リアクトルＬ１→リアクトルＬＭ→
直流電源Ｅｄ→コンデンサＣｏの経路でトランスＴＲの
１次巻線ｎ１とリアクトルＬ１およびリアクトルＬＭに
移される。このエネルギーの一部はコンデンサＣｏの電
圧上昇分が零になるまで直流電源Ｅｄに回生される。こ
のとき、トランスＴＲ２次巻線に巻数比倍の電圧が発生
し、この電圧が直流電源電圧Ｅｄ＋ダイオードＤｒのえ
ん層電圧以上になったときにダイオードＤｒが導通し、
トランスＴＲの１次巻線および２次巻線のインダクタン
スは漏れインダクタンスのみとなる。このときトランス
ＴＲの１次巻線に移されたエネルギーをトランスＴＲの
２次巻線を通して、トランスＴＲの２次巻線→直流電源
Ｅｄ→ダイオードＤｒ→トランスＴＲの２次巻線の経路
で直流電源Ｅｄに回生する。このときトランスＴＲの１
次巻線に流れる電流は、トランスＴＲの１次巻線の漏れ
インダクタンスとリアクトルＬ１およびリアクトルＬＭ
の直列インダクタンスの値で抑制される。トランスＴＲ
の２次巻線に流れる電流は１次巻線の電流の巻数比分の
１となる。残りのエネルギーはコンデンサＣｏの電圧上
昇分が零になってから、トランスＴＲの１次巻線→リア
クトルＬ１→ダイオードＤｓ１→ダイオードＤｓ２→ト
ランスＴＲの１次巻線の経路でトランスＴＲの１次巻線
とリアクトルＬ１に蓄積されたまま、この経路で電流が
還流し、ダイオードＤｓ１、Ｄｓ２の導通損として消費
される。この還流電流が零になる前に半導体スイッチＱ
１がオンするときには、ダイオードＤｓ１がオフしてい
る期間に、トランスＴＲの１次巻線→リアクトルＬ１→
半導体スイッチＱ１→負荷Ｌｏ→コンデンサＣｏ→トラ
ンスＴＲの１次巻線の経路で一部のエネルギーが負荷に
回生される。
ン、ターンオフするとき、コンデンサＣｏの電圧が直流
電源電圧Ｅｄより上昇するまでの動作は従来回路と同じ
である。この上昇電圧が、コンデンサＣｏ→トランスＴ
Ｒの１次巻線ｎ１→リアクトルＬ１→リアクトルＬＭ→
直流電源Ｅｄ→コンデンサＣｏの経路でトランスＴＲの
１次巻線ｎ１とリアクトルＬ１およびリアクトルＬＭに
移される。このエネルギーの一部はコンデンサＣｏの電
圧上昇分が零になるまで直流電源Ｅｄに回生される。こ
のとき、トランスＴＲ２次巻線に巻数比倍の電圧が発生
し、この電圧が直流電源電圧Ｅｄ＋ダイオードＤｒのえ
ん層電圧以上になったときにダイオードＤｒが導通し、
トランスＴＲの１次巻線および２次巻線のインダクタン
スは漏れインダクタンスのみとなる。このときトランス
ＴＲの１次巻線に移されたエネルギーをトランスＴＲの
２次巻線を通して、トランスＴＲの２次巻線→直流電源
Ｅｄ→ダイオードＤｒ→トランスＴＲの２次巻線の経路
で直流電源Ｅｄに回生する。このときトランスＴＲの１
次巻線に流れる電流は、トランスＴＲの１次巻線の漏れ
インダクタンスとリアクトルＬ１およびリアクトルＬＭ
の直列インダクタンスの値で抑制される。トランスＴＲ
の２次巻線に流れる電流は１次巻線の電流の巻数比分の
１となる。残りのエネルギーはコンデンサＣｏの電圧上
昇分が零になってから、トランスＴＲの１次巻線→リア
クトルＬ１→ダイオードＤｓ１→ダイオードＤｓ２→ト
ランスＴＲの１次巻線の経路でトランスＴＲの１次巻線
とリアクトルＬ１に蓄積されたまま、この経路で電流が
還流し、ダイオードＤｓ１、Ｄｓ２の導通損として消費
される。この還流電流が零になる前に半導体スイッチＱ
１がオンするときには、ダイオードＤｓ１がオフしてい
る期間に、トランスＴＲの１次巻線→リアクトルＬ１→
半導体スイッチＱ１→負荷Ｌｏ→コンデンサＣｏ→トラ
ンスＴＲの１次巻線の経路で一部のエネルギーが負荷に
回生される。
【００１０】図２に本発明の第２の実施例を示す。第１
の実施例と同一部分は同一記号を記して説明を省略す
る。第１の実施例との相違点はトランスＴＲの１次側に
接続したリアクトルＬ１をトランスの２次側に接続した
ことである。半導体スイッチがターンオン、ターンオフ
するとき、コンデンサＣｏの電圧が直流電源電圧Ｅｄよ
り上昇するまでの動作は従来回路と同じである。この上
昇電圧が、コンデンサＣｏ→トランスＴＲの１次巻線→
リアクトルＬＭ→直流電源Ｅｄ→コンデンサＣｏの経路
でトランスＴＲの１次巻線とリアクトルＬＭに移され
る。このエネルギーの一部はコンデンサＣｏの電圧上昇
分が零になるまで直流電源Ｅｄに回生される。このと
き、トランスＴＲの２次巻線に１次巻線の巻数比倍の電
圧が発生し、この電圧が直流電源電圧Ｅｄ＋ダイオード
Ｄｒのえん層電圧以上になったときにダイオードＤｒが
導通し、トランスＴＲの１次巻線および２次巻線のイン
ダクタンスは漏れインダクタンスのみとなる。このとき
トランスＴＲの１次巻線に移されたエネルギーをトラン
スＴＲの２次巻線を通して、トランスＴＲの２次巻線→
リアクトルＬ１→直流電源Ｅｄ→ダイオードＤｒ→トラ
ンスＴＲの２次巻線の経路で直流電源Ｅｄに回生する。
このときトランスＴＲの２次巻線に流れる電流は、トラ
ンスＴＲの２次巻線の漏れインダクタンスとリアクトル
Ｌ１の直列インダクタンスの値で抑制される。トランス
ＴＲの２次巻線に流れる電流は１次巻線に流れる電流の
巻数比分の１となる。残りのエネルギーはコンデンサＣ
ｏの電圧上昇分が零になってから、トランスＴＲの１次
巻線→ダイオードＤｓ１→ダイオードＤｓ２→トランス
ＴＲの１次巻線の経路でトランスＴＲの１次巻線に蓄積
されたまま、この経路で電流が還流し、ダイオードＤｓ
１、Ｄｓ２の導通損として消費される。この還流電流が
零になる前に半導体スイッチＱ１がオンするときには、
ダイオードＤｓ１がオフしている期間に、トランスＴＲ
の１次巻線→半導体スイッチＱ１→負荷Ｌｏ→コンデン
サＣｏ→トランスＴＲの１次巻線の経路で一部のエネル
ギーが負荷に回生される。
の実施例と同一部分は同一記号を記して説明を省略す
る。第１の実施例との相違点はトランスＴＲの１次側に
接続したリアクトルＬ１をトランスの２次側に接続した
ことである。半導体スイッチがターンオン、ターンオフ
するとき、コンデンサＣｏの電圧が直流電源電圧Ｅｄよ
り上昇するまでの動作は従来回路と同じである。この上
昇電圧が、コンデンサＣｏ→トランスＴＲの１次巻線→
リアクトルＬＭ→直流電源Ｅｄ→コンデンサＣｏの経路
でトランスＴＲの１次巻線とリアクトルＬＭに移され
る。このエネルギーの一部はコンデンサＣｏの電圧上昇
分が零になるまで直流電源Ｅｄに回生される。このと
き、トランスＴＲの２次巻線に１次巻線の巻数比倍の電
圧が発生し、この電圧が直流電源電圧Ｅｄ＋ダイオード
Ｄｒのえん層電圧以上になったときにダイオードＤｒが
導通し、トランスＴＲの１次巻線および２次巻線のイン
ダクタンスは漏れインダクタンスのみとなる。このとき
トランスＴＲの１次巻線に移されたエネルギーをトラン
スＴＲの２次巻線を通して、トランスＴＲの２次巻線→
リアクトルＬ１→直流電源Ｅｄ→ダイオードＤｒ→トラ
ンスＴＲの２次巻線の経路で直流電源Ｅｄに回生する。
このときトランスＴＲの２次巻線に流れる電流は、トラ
ンスＴＲの２次巻線の漏れインダクタンスとリアクトル
Ｌ１の直列インダクタンスの値で抑制される。トランス
ＴＲの２次巻線に流れる電流は１次巻線に流れる電流の
巻数比分の１となる。残りのエネルギーはコンデンサＣ
ｏの電圧上昇分が零になってから、トランスＴＲの１次
巻線→ダイオードＤｓ１→ダイオードＤｓ２→トランス
ＴＲの１次巻線の経路でトランスＴＲの１次巻線に蓄積
されたまま、この経路で電流が還流し、ダイオードＤｓ
１、Ｄｓ２の導通損として消費される。この還流電流が
零になる前に半導体スイッチＱ１がオンするときには、
ダイオードＤｓ１がオフしている期間に、トランスＴＲ
の１次巻線→半導体スイッチＱ１→負荷Ｌｏ→コンデン
サＣｏ→トランスＴＲの１次巻線の経路で一部のエネル
ギーが負荷に回生される。
【００１１】図３に本発明の第３の実施例を示す。第１
の実施例との相違点は、リアクトルＬＭと半導体スイッ
チＱ１の正極側の接続点に接続したトランスＴＲの１次
巻線とリアクトルＬ１の直列回路を、直流電源Ｅｄとリ
アクトルＬＭの接続点に接続したことである。半導体ス
イッチＱ１がターンオン、ターンオフする際、コンデン
サＣｏの電圧が上昇し始めるまでの動作は、従来回路と
同じである。コンデンサの電圧が上昇し始めるとき、上
昇分の電圧がトランスＴＲの１次巻線とリアクトルＬ１
に印加され、トランスＴＲの２巻線側に１次巻線側の電
圧の巻数比倍の電圧が発生し、２次側に発生した電圧が
直流電源電圧Ｅｄ＋ダイオードＤｒのえん層電圧を越え
ると、ダイオードＤｒが導通し、トランスＴＲの１次巻
線および２次巻線のインダクタンスは漏れインダクタン
スのみとなる。このときトランスＴＲの２次巻線→直流
電源Ｅｄ→ダイオードＤｒ→トランスＴＲの２次巻線の
経路でリアクトルＬＭに蓄積されていたエネルギーを回
生し始める。このため、リアクトルＬＭに蓄積されたエ
ネルギーが零になるまでコンデンサＣｏの電圧はクラン
プされる。このときトランスＴＲの１次巻線に流れる電
流は、トランスＴＲの１次巻線の漏れインダクタンスと
リアクトルＬ１の直列インダクタンスの値で抑制され
る。また、トランスＴＲの２次巻線に流れる電流は１次
巻線に流れる電流の巻数比分の１となる。次にコンデン
サＣｏの電圧の直流電源電圧Ｅｄからの上昇分が零にな
るまで、トランスＴＲの１次巻線およびリアクトルＬ１
に蓄積されたエネルギーの一部がコンデンサＣｏ→トラ
ンスの１次巻線→リアクトルＬ１→直流電源Ｅｄ→コン
デンサＣｏの経路で直流電源Ｅｄに回生される。残りの
エネルギーはコンデンサＣｏの電圧の上昇分が零になっ
てから、トランスＴＲの１次巻線→リアクトルＬ１→リ
アクトルＬＭ→ダイオードＤｓ１→ダイオードＤｓ２→
トランスＴＲの１次巻線の経路でトランスＴＲの１次巻
線とリアクトルＬ１およびリアクトルＬＭに蓄積された
まま、この経路で電流が還流し、ダイオードＤｓ１、Ｄ
ｓ２の導通損として消費される。この還流電源が零にな
る前に半導体スイッチＱ１がオンするときには、ダイオ
ードＤｓ１がオフしている期間に、トランスＴＲの１次
巻線→リアクトルＬ１→リアクトルＬＭ→半導体スイッ
チＱ１→負荷Ｌｏ→コンデンサＣｏ→トランスＴＲの１
次巻線の経路で一部のエネルギーが負荷に回生される。
この回路はコンデンサＣｏの電圧の直流電源電圧からの
上昇分が、直流電源電圧Ｅｄのトランスの巻数比分の１
にクランプされることから、コンデンサＣｏの容量を軽
減でき、小型化できる利点がある。
の実施例との相違点は、リアクトルＬＭと半導体スイッ
チＱ１の正極側の接続点に接続したトランスＴＲの１次
巻線とリアクトルＬ１の直列回路を、直流電源Ｅｄとリ
アクトルＬＭの接続点に接続したことである。半導体ス
イッチＱ１がターンオン、ターンオフする際、コンデン
サＣｏの電圧が上昇し始めるまでの動作は、従来回路と
同じである。コンデンサの電圧が上昇し始めるとき、上
昇分の電圧がトランスＴＲの１次巻線とリアクトルＬ１
に印加され、トランスＴＲの２巻線側に１次巻線側の電
圧の巻数比倍の電圧が発生し、２次側に発生した電圧が
直流電源電圧Ｅｄ＋ダイオードＤｒのえん層電圧を越え
ると、ダイオードＤｒが導通し、トランスＴＲの１次巻
線および２次巻線のインダクタンスは漏れインダクタン
スのみとなる。このときトランスＴＲの２次巻線→直流
電源Ｅｄ→ダイオードＤｒ→トランスＴＲの２次巻線の
経路でリアクトルＬＭに蓄積されていたエネルギーを回
生し始める。このため、リアクトルＬＭに蓄積されたエ
ネルギーが零になるまでコンデンサＣｏの電圧はクラン
プされる。このときトランスＴＲの１次巻線に流れる電
流は、トランスＴＲの１次巻線の漏れインダクタンスと
リアクトルＬ１の直列インダクタンスの値で抑制され
る。また、トランスＴＲの２次巻線に流れる電流は１次
巻線に流れる電流の巻数比分の１となる。次にコンデン
サＣｏの電圧の直流電源電圧Ｅｄからの上昇分が零にな
るまで、トランスＴＲの１次巻線およびリアクトルＬ１
に蓄積されたエネルギーの一部がコンデンサＣｏ→トラ
ンスの１次巻線→リアクトルＬ１→直流電源Ｅｄ→コン
デンサＣｏの経路で直流電源Ｅｄに回生される。残りの
エネルギーはコンデンサＣｏの電圧の上昇分が零になっ
てから、トランスＴＲの１次巻線→リアクトルＬ１→リ
アクトルＬＭ→ダイオードＤｓ１→ダイオードＤｓ２→
トランスＴＲの１次巻線の経路でトランスＴＲの１次巻
線とリアクトルＬ１およびリアクトルＬＭに蓄積された
まま、この経路で電流が還流し、ダイオードＤｓ１、Ｄ
ｓ２の導通損として消費される。この還流電源が零にな
る前に半導体スイッチＱ１がオンするときには、ダイオ
ードＤｓ１がオフしている期間に、トランスＴＲの１次
巻線→リアクトルＬ１→リアクトルＬＭ→半導体スイッ
チＱ１→負荷Ｌｏ→コンデンサＣｏ→トランスＴＲの１
次巻線の経路で一部のエネルギーが負荷に回生される。
この回路はコンデンサＣｏの電圧の直流電源電圧からの
上昇分が、直流電源電圧Ｅｄのトランスの巻数比分の１
にクランプされることから、コンデンサＣｏの容量を軽
減でき、小型化できる利点がある。
【００１２】また、この図３において、リアクトルＬ１
をトランスの２次巻線側に設置することでも同様の動作
をすることは、第１の実施例と第２の実施例の説明にあ
るように自明である。図４に本発明の第４の実施例を示
す。第１の実施例との同一部分は同一記号を記して説明
を省略する。第１の実施例との相違点はリアクトルＬ１
を省略し、トランスＴＲの漏れインダクタンスで代用し
た点である。回路動作は第１の実施例と同様であるため
説明を省略する。この回路は回生電流抑制用リアクトル
が省略されているために、回生電流が、第１、第２、第
３の実施例と比べて大きくなるが、漏れインダクタンス
の大きなトランスを用いることにより同様の効果が得ら
れ、回路が簡略化されるため、装置が小型化できる利点
がある。
をトランスの２次巻線側に設置することでも同様の動作
をすることは、第１の実施例と第２の実施例の説明にあ
るように自明である。図４に本発明の第４の実施例を示
す。第１の実施例との同一部分は同一記号を記して説明
を省略する。第１の実施例との相違点はリアクトルＬ１
を省略し、トランスＴＲの漏れインダクタンスで代用し
た点である。回路動作は第１の実施例と同様であるため
説明を省略する。この回路は回生電流抑制用リアクトル
が省略されているために、回生電流が、第１、第２、第
３の実施例と比べて大きくなるが、漏れインダクタンス
の大きなトランスを用いることにより同様の効果が得ら
れ、回路が簡略化されるため、装置が小型化できる利点
がある。
【００１３】図５に本発明の第５の実施例を示す。第１
の実施例と同一部分は同一記号を記して説明を省略す
る。第１の実施例との相違点はコンデンサＣｓとダイオ
ードＤｓ２を省略した点である。まず半導体スイッチＱ
１のターンオン動作を説明する。半導体スイッチＱ１が
オンすると、直流電源ＥｄリアクトルＬＭ→半導体スイ
ッチＱ１→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路で電流が上昇
する。この電流の上昇に伴い、ダイオードＤ２に流れて
いた負荷電流が減少する。次にダイオードＤ２が逆回復
し、逆回復電流は、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→ダ
イオードＤｓ１→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの経路
でリアクトルＬＭに蓄えられていたエネルギーがコンデ
ンサＣｏに移され、コンデンサＣｏの電圧が直流電源電
圧Ｅｄより上昇する。このあと、コンデンサＣｏに移さ
れたエネルギーが、直流電源Ｅｄに回生されるまでの動
作は第１の実施例と同様である。この半導体スイッチＱ
１のターンオン時にはリアクトルＬＭで電流上昇率が抑
えられ、零電流スイッチングとなるため、ターンオン損
失はほとんど発生しない。次に半導体スイッチＱ１のタ
ーンオフ動作について説明する。半導体スイッチＱ１が
ターンオフすると、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→ダ
イオードＤｓ１→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの経路
でリアクトルＬＭのエネルギーがコンデンサＣｏに移さ
れる。コンデンサＣｏに移されたエネルギーが、直流電
源Ｅｄに回生するまでの動作は第１の実施例と同様であ
る。この場合、半導体スイッチの電圧上昇率を抑制する
コンデンサＣｓが省略されているため、零電圧スイッチ
ングとはならない。つまりこの回路は、ターンオン時の
み零電流スイッチングとなるため、ターンオフ損失は低
減されないが、より簡単な回路でスナバ回路が構成でき
るといった利点がある。
の実施例と同一部分は同一記号を記して説明を省略す
る。第１の実施例との相違点はコンデンサＣｓとダイオ
ードＤｓ２を省略した点である。まず半導体スイッチＱ
１のターンオン動作を説明する。半導体スイッチＱ１が
オンすると、直流電源ＥｄリアクトルＬＭ→半導体スイ
ッチＱ１→負荷Ｌｏ→直流電源Ｅｄの経路で電流が上昇
する。この電流の上昇に伴い、ダイオードＤ２に流れて
いた負荷電流が減少する。次にダイオードＤ２が逆回復
し、逆回復電流は、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→ダ
イオードＤｓ１→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの経路
でリアクトルＬＭに蓄えられていたエネルギーがコンデ
ンサＣｏに移され、コンデンサＣｏの電圧が直流電源電
圧Ｅｄより上昇する。このあと、コンデンサＣｏに移さ
れたエネルギーが、直流電源Ｅｄに回生されるまでの動
作は第１の実施例と同様である。この半導体スイッチＱ
１のターンオン時にはリアクトルＬＭで電流上昇率が抑
えられ、零電流スイッチングとなるため、ターンオン損
失はほとんど発生しない。次に半導体スイッチＱ１のタ
ーンオフ動作について説明する。半導体スイッチＱ１が
ターンオフすると、直流電源Ｅｄ→リアクトルＬＭ→ダ
イオードＤｓ１→コンデンサＣｏ→直流電源Ｅｄの経路
でリアクトルＬＭのエネルギーがコンデンサＣｏに移さ
れる。コンデンサＣｏに移されたエネルギーが、直流電
源Ｅｄに回生するまでの動作は第１の実施例と同様であ
る。この場合、半導体スイッチの電圧上昇率を抑制する
コンデンサＣｓが省略されているため、零電圧スイッチ
ングとはならない。つまりこの回路は、ターンオン時の
み零電流スイッチングとなるため、ターンオフ損失は低
減されないが、より簡単な回路でスナバ回路が構成でき
るといった利点がある。
【００１４】
【発明の効果】この発明によれば、主回路リアクトルお
よびスナバコンデンサのエネルギーをトランスを用いて
直流電源に回生できるため、以下のような効果が得られ
る。従来、抵抗で消費していた損失がほとんど発生しな
いため、装置の変換効率が上昇する。
よびスナバコンデンサのエネルギーをトランスを用いて
直流電源に回生できるため、以下のような効果が得られ
る。従来、抵抗で消費していた損失がほとんど発生しな
いため、装置の変換効率が上昇する。
【００１５】トランスは抵抗に比べ発生損失が小さいた
め、外形が小さくて済むので、装置の小型化が可能とな
る。トランスの２次巻線を、直流電源と主回路リアクト
ルの接続点に接続することにより、主回路リアクトルに
蓄えられたエネルギーの一部を２次巻線を介して電源に
回生するため、スナバコンデンサの容量を小さくでき、
装置の小型化が可能となる。
め、外形が小さくて済むので、装置の小型化が可能とな
る。トランスの２次巻線を、直流電源と主回路リアクト
ルの接続点に接続することにより、主回路リアクトルに
蓄えられたエネルギーの一部を２次巻線を介して電源に
回生するため、スナバコンデンサの容量を小さくでき、
装置の小型化が可能となる。
【図１】この発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】この発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図３】この発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図４】この発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図５】この発明の第５の実施例を示す回路図である。
【図６】従来の実施例を示す回路図である。
Ｅｄ…直流電源、ＬＭ…リアクトル，Ｌ１…回生電流抑
制用リアクトル、ＴＲ…回生用トランス、Ｑ１，Ｑ２…
半導体スイッチ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄｓ１，Ｄｓ２…ダイオ
ード、Ｃｓ，Ｃｏ…コンデンサ、Ｌｏ…負荷、Ｒｓ…抵
抗
制用リアクトル、ＴＲ…回生用トランス、Ｑ１，Ｑ２…
半導体スイッチ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄｓ１，Ｄｓ２…ダイオ
ード、Ｃｓ，Ｃｏ…コンデンサ、Ｌｏ…負荷、Ｒｓ…抵
抗
Claims (6)
- 【請求項１】直流電源と半導体スイッチの直列回路との
間に主リアクトルを接続し、半導体スイッチの直列回路
に並列に第１のダイオードと第２のダイオードと第１の
コンデンサの直列回路を少なくとも１個接続し、第１、
第２のダイオードの接続点と半導体スイッチ間の接続点
との間に第２のコンデンサを接続し、第２のダイオード
と第１のコンデンサの接続点から主リアクトルと半導体
スイッチ直列回路との接続点の間に回生用トランスの１
次巻線と回生電流抑制用リアクトルの直列回路を接続
し、回生用トランスの２次巻線とダイオードの直列回路
を直流電源の正負間に並列接続したことを特徴とするス
ナバエネルギー回生回路。 - 【請求項２】直流電源と半導体スイッチの直列回路との
間に主リアクトルを接続し、半導体スイッチの直列回路
に並列に第１のダイオードと第２のダイオードと第１の
コンデンサの直列回路を少なくとも１個接続し、第１、
第２のダイオードの接続点と半導体スイッチ間の接続点
との間に第２のコンデンサを接続し、第２のダイオード
と第１のコンデンサの接続点から主リアクトルと半導体
スイッチ直列回路との接続点の間に回生用トランスの１
次巻線を接続し、回生用トランスの２次巻線とダイオー
ドおよび回生電流抑制用リアクトルの直列回路を直流電
源の正負間に並列接続したことを特徴とするスナバエネ
ルギー回生回路。 - 【請求項３】直流電源と半導体スイッチの直列回路との
間に主リアクトルを接続し、半導体スイッチの直列回路
に並列に第１のダイオードと第２のダイオードと第１の
コンデンサの直列回路を少なくとも１個接続し、第１、
第２のダイオードの接続点と半導体スイッチ間の接続点
との間に第２のコンデンサを接続し、第２のダイオード
と第１のコンデンサの接続点から主リアクトルと直流電
源との接続点の間に回生用トランスの１次巻線と回生電
流抑制用リアクトルを接続し、回生用トランスの２次巻
線とダイオードの直列回路を直流電源の正負間に並列接
続したことを特徴とするスナバエネルギー回生回路。 - 【請求項４】直流電源と半導体スイッチの直列回路との
間に主リアクトルを接続し、半導体スイッチの直列回路
に並列に第１のダイオードと第２のダイオードと第１の
コンデンサの直列回路を少なくとも１個接続し、第１、
第２のダイオードの接続点と半導体スイッチ間の接続点
との間に第２のコンデンサを接続し、第２のダイオード
と第１のコンデンサの接続点から主リアクトルと直流電
源との接続点の間に回生用トランスの１次巻線を接続
し、回生電流抑制用リアクトルと回生用トランスの２次
巻線とダイオードの直列回路を直流電源の正負間に並列
接続したことを特徴とするスナバエネルギー回生回路。 - 【請求項５】請求項１ないし４の１つに記載の回路にお
いて、回生用トランスの１次巻線または２次巻線に接続
された回生電流抑制用リアクトルを省略し、回生用トラ
ンスの漏れインダクタンスで回生電流抑制用リアクトル
の代用としたことを特徴とするスナバエネルギー回生回
路。 - 【請求項６】請求項１ないし５の１つに記載の回路にお
いて、半導体スイッチ直列回路に並列に接続された直列
回路におけるダイオードとコンデンサを１個ずつとし、
この直列回路と半導体スイッチの直列回路とをつなぐ第
２のコンデンサを省略したことを特徴とするスナバエネ
ルギー回生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10000670A JPH11206136A (ja) | 1998-01-06 | 1998-01-06 | スナバエネルギー回生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10000670A JPH11206136A (ja) | 1998-01-06 | 1998-01-06 | スナバエネルギー回生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11206136A true JPH11206136A (ja) | 1999-07-30 |
Family
ID=11480190
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10000670A Pending JPH11206136A (ja) | 1998-01-06 | 1998-01-06 | スナバエネルギー回生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11206136A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020159011A1 (ko) * | 2019-01-29 | 2020-08-06 | 전북대학교산학협력단 | 고전압 대용량 전력변환장치용 스너버 |
| US20210050719A1 (en) * | 2018-12-06 | 2021-02-18 | Contemporary Amperex Technology Co., Limited | Electric protection circuit |
-
1998
- 1998-01-06 JP JP10000670A patent/JPH11206136A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20210050719A1 (en) * | 2018-12-06 | 2021-02-18 | Contemporary Amperex Technology Co., Limited | Electric protection circuit |
| US11600992B2 (en) * | 2018-12-06 | 2023-03-07 | Contemporary Amperex Technology Co., Limited | Electric protection circuit |
| WO2020159011A1 (ko) * | 2019-01-29 | 2020-08-06 | 전북대학교산학협력단 | 고전압 대용량 전력변환장치용 스너버 |
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