JPH11196565A

JPH11196565A - インバータのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置

Info

Publication number: JPH11196565A
Application number: JP9360927A
Authority: JP
Inventors: Hironobu Tashiro; 浩信田代; Michihiko Yoshiie; 充彦善家; Hajime Kudo; 元久藤; Tetsuo Kono; 哲雄河野; Mugai Kikuchi; 無涯菊地
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1997-12-26
Filing date: 1997-12-26
Publication date: 1999-07-21
Anticipated expiration: 2017-12-26
Also published as: JP4106496B2

Abstract

(57)【要約】【課題】インバータのコモンモード電圧・電流の効果的
な抑制方法を提供する。【解決手段】インバータの直流対地インピーダンスをそ
の交流側対地インピーダンスより十分小さく選定してコ
モンモード電圧の大部分が交流側に発生するよう構成
し、インバータ５と電動機１間にコモンモードリアクト
ル２を置き、その出力側に中性点検出変圧器３を接続し
て中性点検出を行い、その中性点とインバータの直流母
線をコモンモードフィルタコンデンサ４で接続すること
によってコモンモード電圧を必要な値まで減衰させるも
のである。また、コモンモード電圧の大きさは直流側、
交流側対地インピーダンスによって配分されることか
ら、目的に応じてコモンモードリアクトルの配置を交流
側、直流側に移動させて、必要な側に必要なコモンモー
ドフィルタを置く事も可能にしている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ等のＩ
ＧＢＴあるいはパワーＭＯＳＦＥＴといった高速スイッ
チング素子を用いた電力変換装置の高周波洩れ電流の抑
制およびコモンモード電圧の抑制に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】最近の高キャリア周波数、例えばキャリ
ア周波数１０ＫＨｚ以上のＰＷＭインバータ等では、こ
れらスイッチング周波数の高周波化に伴う高周波洩れ電
流増加という問題が発生している。例えば、電気学会論
文Ｄ．１１６巻１２号、平成８年、Ｐ１２１１〜１２１
９には、漏電ブレーカの誤動作、放射雑音の発生による
通信障害の問題等が指摘されている。他方、キャリア周
波数の増大によって、交流電源回路を介して伝導性雑
音、あるいは現状のＰＷＭ方式では大きなコモンモード
電圧（振幅がインバータの直流電圧の１／２）が発生す
るために、電動機の軸電圧発生による軸受けの損傷等が
懸念されている。又、インバータの出力側配線を介して
他の信号線への静電誘導障害の発生等も心配されてい
る。元来、こうした高周波洩れ電流は、インバータが発
生するコモンモード電圧によって、モータの巻線とフレ
ーム間や、配線の対地容量を通して流れるものであり、
従来より対策として、コモンモードインダクタンスをイ
ンバータと電動機の間に挿入し、コンデンサをＹ接続し
て中点でインバータの出力電圧の中性点を検出して、フ
ィルタコンデンサを通して直流母線に接続することによ
ってコモンモード電流をバイパスさせて、高周波洩れ電
流を制限する方法が取られていた。しかしながらこの方
式では、例えば、電気学会論文Ｄ．１１５巻１号、平成
７年、Ｐ７７〜８３の図１０に例示のように、中性点検
出用コンデンサの充放電電流を抑制する為に、大きなノ
ーマルモードインダクタンスの挿入が必要となり、ここ
では、コモンモードインダクタンス３０ｍＨに対して、
５ｍＨのノーマルインダクタンスを挿入している。又、
中性点検出用コンデンサを省略して、コモンモードイン
ダクタンスのみによって高周波洩れ電流を抑制する方式
も提案はされているが、適切なコモンモード抵抗の追加
接続をしない限り抑制効果が少ない。例えば、先の電気
学会論文ではコモンモードインダクタンスの挿入によっ
て、インダクタンスが挿入前のｎ倍になった場合に減衰
振動電流の振幅値を決定する特性インピーダンスはｎ
^1/2倍になり、ピーク値は１／ｎ^1/2に減衰するが、実
効値は１／ｍ^1/2倍（ｍはコモンモードインダクタンス
を追加したために増加した抵抗値の倍数。）、平均値は
ｎ^1/2／ｍになるという解析結果の報告がある。つま
り、コモンモードインダクタンスの増加に対して抵抗値
の増加が少ない場合には、洩れ電流実効値の低減は少な
く、平均値はむしろ増加してしまうという結果になる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例においては、先ず、コモンモードインダクタンスを
追加して高周波の洩れ電流を抑制する方式については、
コモンモードインダクタンスが大きくなり、効果もその
わりには少ないという問題があった。次に、これを改善
するために提案されたコモンモードインダクタンスとフ
イルタコンデンサを組合わせた、Ｌ−Ｃフィルタを追加
する方式では、中性点を検出するフィルタコンデンサが
インバータの出力回路のキャパシタンス負荷となること
から、この充放電電流を抑制するために大きいノーマル
モードインダクタンスを必要とするという問題があっ
た。例えば、このノーマルモードインダクタンスの具体
的な大きさは、先例の電気学会論文誌では、中性点検出
フィルタコンデンサの容量１３μＦに対して、ノーマル
モードインダクタンスは５ｍＨという設計になっている
が、このノーマルモードインダクタンスには電動機の負
荷電流が流れるので相当大型のものを必要とする。例え
ば、先例の電気学会論文に図示されている電動機３．７
ＫＷに対して、２０Ａのノーマルモードインダクタンス
を適用しようとすると、Ｉ²・Ｌ＝（２０×２０）×５
×１０^-3 ＝２．０の大型の３相高周波リアクトルが必
要になる。そこで、本発明は、従来のコモンモード電圧
抑制方式のように、大きなノーマルモードインダクタン
スを必要としないで、効果的にコモンモード電圧・電流
を抑制できるインバータのコモンモード電圧・電流の抑
制方法および装置を提供することを目的としている。ま
た、目的によっては、コモンモードインダクタンスを直
流側、あるいは交流電源側に移設することによってコモ
ンコードインダクタンスの小形化を可能にするインバー
タのコモンモード電圧・電流の抑制方法および装置を提
供することを目的としている。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、インバータの高周波洩れ電流の原因とな
っているコモンモード電圧発生の原理を更に追及し、得
られた結果を用いて目的に応じ、インバータの出力側に
コモンモードリアクトルを配置するコモンモード電圧の
抑制方式、あるいはインバータの直流側にコモンモード
リアクトルを配置するコモンモード電圧抑制の方式、あ
るいは交流電源側にコモンモードリアクトルを配置する
コモンモード電圧の抑制方式、を選択できるようにした
ことを基本としている。先ず、インバータ出力側中性点
の検出手段としては、従来方式のようなコンデンサの突
入電流および充放電損失の問題がある中性点検出用コン
デンサの使用を廃止して、一次Ｙ接続、二次Δ接続の中
性点検出変圧器を使用して中性点検出を行っている。ま
た、インバータのコモンモード電圧を抑制する方式を決
定するために、直流側対地インピーダンスと交流側対地
インピーダンスに注目してコモンモード電圧分担の比を
決定し、得られた結果に対応して、インバータと電動機
間に介在せしめるコモンモードリアクトルとコモンモー
ドフィルタコンデンサによるコモンモードフィルタ回
路、あるいはインバータの直流側に介在せしめるコモン
モードリアクトルと直流側コモンモードフィルタコンデ
ンサによるコモンモードフィルタ回路、あるいは交流電
源側に挿入したコモンモードリアクトルと交流電源側コ
モンモードフィルタコンデンサによるコモンモードフィ
ルタ回路、のいずれかを選択して、コモンモード電圧を
必要な減衰量だけ減衰させるように構成している。この
構成によれば、インバータ出力側中性点の検出手段とし
て中性点検出変圧器を用いているので、コンデンサの突
入電流および充放電損失等の問題が無く中性点検出を行
って、確実にコモンモード電圧・電流を抑制することが
できる。また、インバータの直流側および交流側の両側
に発生するコモンモード電圧の大きさが、直流側、交流
側対地インピーダンスによって配分されることから、直
流側および交流側コモンモード電圧の分担比を決定し、
必要な側に必要なコモンモードフィルタ回路を移設する
ことによって、インバータのコモンモード電圧・電流の
抑制を確実、安定に行うことが可能になる。

【０００５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施の形態
について図を参照して説明する。図１および図４〜９は
本発明の第１の実施の形態に係る図である。図１は本発
明の第１の実施の形態に係るインバータのコモンモード
電圧・電流抑制装置の構成図である。図１において、１
は誘導電動機、２はコモンモードリアクトル、３は中性
点検出変圧器、４はインバータ５の直流母線に図示のよ
うに接続されたコモンモードフィルタコンデンサＣＣ
Ｍ、５は３相整流回路５１と、フィルタコンデンサ５２
と、ＰＷＭインバータ５３より構成されるインバータで
ある。６は交流側コモンモード電圧を測定するための仮
想的抵抗である。７は中点が接地された直流側コモンモ
ードフィルタコンデンサＣＦＦで、このＣＦＦ７によっ
てインバータ直流側対地インピーダンスは、インバータ
交流出力側対地インピーダンス（図示していない）より
十分低く選定されている。ここではコモンモードリアク
トル２とコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４の組
み合わせにより、第１の実施の形態におけるコモンモー
ドフィルタ回路を構成している。

【０００６】つぎに動作について説明する。図４は図１
に示すインバータの動作説明図であり、図５は図４に示
すＰＷＭ変調器の動作説明図である。図４（ａ）は、図
１に示すような整流回路５１とコンデンサ５２で生成さ
れる直流電源を、その中点が接地された、１／２Ｖｄ
（Ｖｄは直流母線電圧）の電池で置換え、ＰＷＭインバ
ータ回路５３をＰＷＭ変調器で表したインバータの動作
原理図である。インバータの交流出力側Ｕ、Ｖ、Ｗ各相
の対地インピーダンスをＺＵＧ、ＺＶＧ、ＺＷＧとし、
今ＺＵＧ、ＺＶＧ、ＺＷＧの接地点を図示のように、切
り離した仮想点（ノードと称する）を考え、この仮想点
の対地電圧ＶＣＭと仮想点から見た内部インピーダンス
Ｚ０を考える。説明を簡単にするために、今、対地イン
ピーダンスＺＵＧ、ＺＶＧ、ＺＷＧを全てＺＬに等しい
と仮定する。図４（ａ）のＰＷＭ変調器は、図５（ａ）
のＰＷＭ動作シーケンスの波形図に示すように、キャリ
ア周波数の三角波と三相正弦波変調電圧の比較により、
直流電源の正端子、負端子への接続を制御するものであ
る。図５（ａ）では、このＰＷＭ変調器の動作を、ＳＵ
ｘ、ＳＶｘ、ＳＷｘのスイッチで置換え、キャリア１周
期間の動作シーケンスを示している。例えば、正弦波変
調電圧Ｕ、Ｖ、Ｗが図示の様な瞬間を考えた場合、ＳＵ
ｘ、ＳＶｘ、ＳＷｘのスイッチは図５（ａ）の太線で示
すような動作をする。一方、図４のＰＷＭ変調器による
対地インピーダンスの接続は、図５（ｂ）の対地インピ
ーダンスとの接続状態推移図に示すように、状態（１）
〜（４）〜（８）を辿り、次のような手順になる。状態（１）、３個のＺＬが電池の正端子に接続される。
従って、ＶＣＭ＝＋（１／２）Ｖｄ状態（２）、２個のＺＬが電池の正端子、１個のＺＬが
電池の負端子に接続される。従って、ＶＣＭ＝＋（１／
６）Ｖｄ状態（３）、１個のＺＬが電池の正端子、２個のＺＬが
電池の負端子に接続される。従って、ＶＣＭ＝−（１／
６）Ｖｄ状態（４）、３個のＺＬが電池の負端子に接続される。
従って、ＶＣＭ＝−（１／２）Ｖｄとなり、以下これを（５）〜（８）と逆に辿る。図５
（ａ）の最下部の図は、この時点でのＶＣＭの波形を示
すものである。即ち、仮想点の電圧ＶＣＭは、＋（１／
２）Ｖｄ、−（１／２）Ｖｄを振幅とし、更に、＋（１
／６）Ｖｄ、−（１／６）Ｖｄの振幅で段階を持つ波形
となる。但し、変調波の位相と振幅によりＶＣＭの振幅
そのものは変わらないが、途中の段階は１部又は全部が
無い形になる。このような、仮想点の対地電圧ＶＣＭが
コモンモード電圧である。次に、仮想点から見た内部イ
ンピーダンスＺ０を考えると、図５（ｂ）の状態推移図
から明らかなように、どの状態を見ても３個のインピー
ダンスが並列接続となっているから、Ｚ０＝ＺＬ／３と
なる。従って、仮想点を接地した時に流れる電流、即ち
コモンモード電流ＩＣＭ＝ＶＣＭ／Ｚ０である。結論的
に、この場合の等価回路は、図４（ｂ）に示すように、
内部電源電圧ＶＣＭを持ち、内部インピーダンスＺ０
（＝ＺＬ／３）の回路を表すものとなる。以上の説明で
は、直流電源の中点が接地されている場合について説明
したが、更に進めて、直流電源の正端子と負端子がそれ
ぞれ対地インピーダンスＺＦＰ、ＺＦＮで接地されてい
る、より一般的な形態の場合を考える。

【０００７】図６は図４に示すインバータの直流電源が
対地インピーダンスを介して接地されている場合の動作
説明図であり、図６（ａ）はその動作原理を示す図であ
る。今、直流対地インピーダンスＺＦＰ＝ＺＦＮ＝ＺＦ
とすると、仮想点解放電圧は図４の場合と同じである。
但し、仮想点から見た内部インピーダンスは異なってい
る。この場合の内部インピーダンスは、図６（ａ）か
ら、交流対地インピーダンス（ＺＬ／３）と、直流側対
地インピーダンス（ＺＦ／２）が直列接続された回路と
なることが理解できる。従って、その等価回路は図６
（ｂ）のように表すことができる。即ち、図６（ｂ）に
示すように、コモンモード電圧ＶＣＭは、交流側ＶＣＭ
ＡＣと直流側ＶＣＭＤＣのように、交流側と直流側の両
方に現れ、その大きさは対地インピーダンスで按分され
たものとなる。本発明では、この様に直流側、交流側両
サイドにコモンモード電圧が発生することを明らかにし
て、且つ、その大きさが直流側、交流側対地インピーダ
ンスによって配分される点を証明し、これを適用して交
流側、直流側コモンモード電圧の分担比を決め、後述す
る直流側のコモンモードフィルタ回路を含めて、必要な
側に必要なコモンモードフィルタを置いて、インバータ
のコモンモード電圧、電流の抑制を確実に行うようにし
た点が、従来より提案されている交流側のみを対象とし
た高周波洩れ電流対策と異なる点である。先述の電気学
会論文でも、直流側中点が設置された図４（ｂ）の段階
までを取り扱われているだけで、直流側コモンモード電
圧を含む考察はなされていない。なお、先の仮想点は、
実際にはアクセス不可能であって、図６（ａ）に示すよ
うに３個の等しい抵抗をＹ接続して、その中点と対地間
の電圧を測定することによって、等価的に交流側コモン
モード電圧を測定することができる。又、直流側コモン
モード電圧は、直流電源の中点にアクセスできない場合
は、同様にして２個の等しい抵抗を直流電源の正端子と
負端子間に接続し、その中点と対地間の電圧を測定する
ことによっても、求めることができる。

【０００８】図７は図１に示すコモンモード電圧・電流
の抑制装置の等価回路図である。以上の説明を総合すれ
ば、図１に示した第１の実施の形態の回路全体は、最終
的に図７に示すような等価回路で表すことができる。図
７において、ＶＳは図６（ｂ）に示したようなコモンモ
ード電圧ＶＣＭ等を表す電圧源であり、ＣＦＦは直流側
対地インピーダンスを交流側対地インピーダンスＣＬよ
り十分低い値にするために置かれた直流側コモンモード
フィルタコンデンサを表す。これによってコモンモード
電圧の大部分を交流側に発生せしめる構成としている。
図１のコモンモードリアクトル２は、図７ではコモンモ
ード抵抗ＲＣＭとコモンモードインダクタンスＬＣＭの
直列回路として表している。中性点検出変圧器３は簡略
にリーケージインダクタンスＬＬＬのみの場合として表
示している。ＬＷとＲＷは配線ケーブルのコモンモード
インダクタンスとコモンモード抵抗を示すもので、ＣＭ
は誘導電動機の対地容量を示している。その他、図中の
閉括弧の中の、０、１０、２０、３０、３２の各番号
は、シミユレーション解析に使用したノード番号を表す
ものである。このような図７の等価回路から明らかなよ
うに、コモンモードリアクトルの負荷側端子から、中性
点検出変圧器のリーケージインダクタンスＬＬＬと、コ
モンモードフィルタコンデンサＣＣＭとで、コモンモー
ドフィルタ回路を構成している。この場合の遮断周波数
はキャリア周波数より十分低く設定し、キャリア周波数
で十分な減衰が、例えば、４０ｄｂは減衰するように設
計を行う。又、図１の構成では、本発明による「コモン
モード電圧ＶＣＭは、交流側と直流側両方に現れ、その
大きさは対地インピーダンスで按分されたものとなる」
という原理に基づいて、ＣＦＦのインピーダンスは目安
として、インバータの交流側対地浮遊容量ＣＬの１／１
００以下になるように設計されている。

【０００９】図８は図７の等価回路を用いた洩れ電流の
シミュレーション解析を行った結果を示す図であり、図
９は図７の等価回路を用いたコモンモード電圧のシミュ
レーション解析を行った結果を示す図である。ここで図
７の等価回路を用いて行ったシミュレーション解析よ
り、改善結果について図８、９を参照して説明する。但
し、このシミュレーションに使用した各定数は次の通り
である。ＬＣＭ＝１０ｍＨ、ＲＣＭ＝４００Ω、ＣＣＭ＝１．０
μＦ、ＣＦＦ＝０．１５μＦ、ＣＬ＝１５００ＰＦ、Ｌ
Ｗ＝６４μＨ、ＲＷ＝４００Ω、ＣＭ＝６０００ＰＦ、
ＬＬＬ＝０．４ｍＨ、ＶＳ＝１５ＫＨｚ．±１５０Ｖ．
方形波。図８は、コモンモード電流のシミュレーション結果を示
したもので、Ｉ（ＣＦＦ）は、直流側コモンモードフィ
ルタコンデンサＣＦＦを流れる電流を、ＡＶＧ（ＡＢＳ
（Ｉ（ＣＦＦ）））は、その絶対値の平均値（以下、平
均値と略す）を示す。同様に、下段に示すＩ（ＣＭ）は
誘導電動機の対地浮遊容量ＣＭを流れる電流であり、Ｒ
ＭＳは実効値、ＡＶＧ（ＡＢＳ（Ｉ（ＣＭ）））は絶対
値の平均値である。この誘導電動機を流れるコモンモー
ド電流値の大きさが抑制の程度を表すものであって、図
８のシミュレーション結果からは、洩れ電流Ｉ（ＣＭ）
のＡＶＧ（平均値）を示すレベルラインより、コモンモ
ード洩れ電流は２．４９ｍＡに抑制されていると読み取
ることができる。ここで比較のために、コモンモード電
流の抑制対策をしていない場合の洩れ電流はどの程度の
ものかを見てみると、例えば、電気学会論文Ｄ．１１５
巻１号、平成７年の論文例の場合は、キャリア周波数
２．４ＫＨｚで、洩れ電流は実効値１４６ｍＡ・平均値
３７．５ｍＡという事例が報告されている。これについ
ては、更に追認という意味で、当該論文の使用回路定数
をそのまま用いて、キャリア周波数のみを実用範囲に近
い１５ＫＨｚに変更して、新たに再シミュレーションを
行った結果では、洩れ電流は平均値で３２７ｍＡという
数値を示した。勿論この数値はキャリア周波数を最近の
実用周波数に近い１５ＫＨｚに上げたことだけではな
く、配線長、電動機の対地浮遊容量等の環境データの相
違も考慮すべき点を加味して、実際に高キャリアのイン
バータで問題にされている洩れ電流の値は、ＡＶＧ（平
均値）で１００ｍＡ〜数１００ｍＡ程度と推定すればほ
ぼ間違いない。従って、本発明の図１の回路では、抑制
対策無しの場合の洩れ電流は２９８ｍＡ程度と見れるの
で、本発明の抑制回路によるシミュレーション結果よ
り、図８のＡＶＧ（Ｉ（ＣＭ）））のように、洩れ電流
が平均値で２．４９ｍＡに抑制されることは、本発明の
コモンモード電圧・電流抑制の方法が極めて有効である
ことを証明している。

【００１０】次に、図９にはコモンモード電圧のシミュ
レーション結果を示す。図中、Ｖ（２０）は交流側コモ
ンモード電圧、つまり図７に示したノード番号２０とノ
ード番号０の大地間の電圧を示す。同様にＶ（１０）
は、ノード番号１０と０、即ち直流側コモンモード電圧
である。隣のＶ（３２）は、ノード番号３２と０、つま
り誘導電動機に掛かるコモンモード電圧を示している。
図示のように交流側コモンモード電圧は、殆どピーク値
で±１５０Ｖが発生しているにも関わらず、図９Ｖ（３
２）に示すように電動機では、ピーク値で±６．４５Ｖ
に抑制されている。このように本発明のコモンモード電
圧・電流抑制装置によって、コモンモード電圧が低く抑
えられるので、軸受電圧の発生に基づく軸受損傷の懸念
を除くことができる。また、図９より、直流側コモンモ
ード電圧Ｖ（１０）がピーク値で±１Ｖ以下に抑えられ
ていることは、本発明の「コモンモード電圧の大きさ
は、対地インピーダンスで按分される」という原理を証
明している。なお、図１ではコモンモードフィルタコン
デンサＣＣＭ４を、直流側正端子と負端子に接続された
２個のコンデンサの直列接続で示したが、図７の等価回
路から明らかなように、これは正端子側、あるいは負端
子側に接続するコンデンサ１個で構成することも可能で
ある。上記実施の形態においては、誘導電動機を用いた
が、もちろんこれに限定する必要はない。

【００１１】次に本発明の第２の実施の形態について図
を参照して説明する。図２は本発明の第２の実施の形態
に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置の
構成図である。図１０は図２に示すコモンモード電圧・
電流抑制装置の等価回路図である。図２に示す第２の実
施の形態は、図１の第１の実施の形態のコモンモードリ
アクトル２に代えて、コモンモードリアクトル２′を直
流回路のフィルタコンデンサ５２とＰＷＭインバータ回
路５３の間に移設して、中性点検出変圧器３の中性点
は、コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ４を介して
コモンモードリアクトル２′の電源側に接続するように
構成して、コモンモードリアクトル２′と直流側コモン
モードフィルタコンデンサＣＦＦ７′とでコモンモード
フィルタ回路を構成する。なお、ここではインバータ５
の交流側対地インピーダンスは、第１の実施の形態とは
逆に、直流側対地インピーダンスより十分低く選定され
る。つぎに図１０の等価回路を参照して動作について説
明する。図１０の等価回路は、図７に示した第１の実施
の形態の等価回路に比較して、ＬＣＭ、ＲＣＭで表すコ
モンモードリアクトルの位置がコモンモード電源ＶＳの
左側、つまり直流側に移動した構成となる。即ち、コモ
ンモードフィルタコンデンサＣＣＭのインピーダンス
を、インバータの直流側浮遊容量による対地インピーダ
ンス（図示していない）に比較して、十分低く選定する
ことにより、図７の第１の実施の形態とは逆に、インバ
ータの交流側のコモンモード電圧の分担は十分に低い値
に抑えられ、分担比に応じて大部分は直流側コモンモー
ド電圧として現れる。この直流側コモンモード電圧は、
図１０に示すように、コモンモードリアクトルと直流側
コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦによるコモンモ
ードフィルタ回路によって、必要な減衰が得られるよう
に設計する。つまり第２の実施の形態では、インバータ
出力側のコモンモード電圧は、殆ど直流側コモンモード
フィルタコンデンサＣＦＦの両端の電圧とほぼ等しい値
に抑制され、それに比例して、洩れ電流Ｉ（ＣＭ）は小
さく抑えられる。第２の実施の形態では、コモンモード
リアクタンスの配置位置を直流側に移動したことで、高
周波リップル電流による鉄損増加の心配が無くなり、さ
らなる小形化が実現可能になるという効果が生ずる。但
し、第２の実施の形態の回路では、直流電源側に大部分
のコモンモード電圧が発生するので、この直流電源から
制御電源へ電源が分圧される場合は、雑音障害が起きな
いような対策が必要になる。

【００１２】次に、本発明の第３の実施の形態について
図を参照して説明する。図３は本発明の第３の実施の形
態に係るインバータのコモンモード電圧・電流抑制装置
の構成図である。図１１は図３に示すコモンモード電圧
・電流抑制装置の等価回路図である。図３に示した第３
の実施の形態は、図２の第２の実施の形態のコモンモー
ドリァクトル２′と直流側コモンモードフィルタコンデ
ンサＣＦＦ７′を、インバータ５の交流側に移して、コ
モンモードリアクトル２″と交流電源側コモンモードフ
ィルタコンデサＣＦＦ７″でコモンモードフィルタ回路
を構成し、コモンモード電圧は第２の実施の形態と同様
に直流側に大部分を分担させるもので、中性点検出変圧
器３の中性点はコモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ
４′を介して接地している。つぎに図１１の等価回路を
参照して動作について説明する。図１１の等価回路に示
す第３の実施の形態では、第２の実施の形態と同様にイ
ンバータの交流側のコモンモード電圧は十分低い電圧に
抑えられ、直流側が大部分のコモンコード電圧を分担す
る。コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭのインピー
ダンスをインバータの直流電源側対地浮遊容量による対
地インピーダンス（図示していない）に比較して、十分
低く選定することにより、インバータの出力側のコモン
モード電圧は低く抑えられる。また、コモンコードリア
クトルと交流電源側コモンモードフィルタコンデンサに
よるコモンコードフィルタ回路により、直流側コモンモ
ード電圧は必要な減衰が得られるように設計される。こ
の場合も、高周波リップル電流による鉄損増加の心配が
無くなり、リアクトルの小形化が可能になる。なお、第
３の実施の形態は、交流電源が交流側コモンモードコン
デンサＣＦＦ７″によって接地された形となるため、交
流電源側が非接地系の場合に適用して好適である。この
ように、本発明によって、目的に応じ交流側、直流側コ
モンモード電圧の分担比を決定し、必要な側にコモンモ
ードフィルタを設置して、目的に応じて最適なインバー
タのコモンモード電圧・電流の抑制回路を構成すること
が可能になった。なお、ここまではＰＷＭインバータの
例について説明したが、これに限定するものではなく、
本発明は他の方式のインバータにも、勿論適用可能であ
る。

【００１３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
中性点を検出するためにインバータ出力回路に、突入電
流および充放電損失が問題となるコンデンサの使用を避
けると共に、これを解決するために用いられるトランジ
スタ等のアクティブ素子を使用してコモンモード電流を
相殺するといった複雑な構成もとらずに、中性点検出変
圧器を用いて正確な中性点検出を行い、更に直流側と交
流側それぞれに発生するコモンモード電圧が、それぞれ
の対地インピーダンスによって按分されるという原理を
適用して、目的に応じてコモンモード電圧を交流側ある
いは直流側に適切に分配するように構成したので、コモ
ンモード電圧および洩れ電流の抑制を信頼性高く、効果
的経済的に実施することができる。更に、コモンモード
電圧分配の原理はインバータの交流電源側に通常設けら
れる雑音端子電圧抑制フィルタの設計等にも応用するこ
とができる。更に、本発明のコモンモード電圧・電流抑
制の方法および装置によって、インバータのスイッチン
グ周波数の高周波化に伴う洩れ電流増加に起因する、漏
電ブレーカの誤動作、放射雑音の発生による通信障害、
コモンモード電圧による他の信号線への静電誘導による
雑音障害および電動機の軸電圧発生による軸受の損傷等
を軽減することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係るインバータの
コモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。

【図２】本発明の第２の実施の形態に係るインバータの
コモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。

【図３】本発明の第３の実施の形態に係るインバータの
コモンモード電圧・電流抑制装置の構成図である。

【図４】図１に示すインバータの動作説明図である。

【図５】図４に示すＰＷＭ変調器の動作説明図である。

【図６】図４に示すインバータの直流電源が対地インピ
ーダンスを介して接地されている場合の動作説明図であ
る。

【図７】図１に示すコモンモード電圧・電流抑制装置の
等価回路図である。

【図８】図７に示す等価回路を用いて洩れ電流のシミュ
レーション解析を行った結果を示す図である。

【図９】図７に示す等価回路を用いてコモンモード電圧
のシミュレーション解析を行った結果を示す図である。

【図１０】図２に示すコモンモード電圧・電流抑制装置
の等価回路図である。

【図１１】図３に示すコモンモード電圧・電流抑制装置
の等価回路図である。

【符号の説明】

１誘導電動機２コモンモードリアクトル３中性点検出変圧器４コモンモードフィルタコンデンサＣＣＭ５インバータ５１３相整流回路５３ＰＷＭインバータ６仮想的抵抗７直流側コモンモードフィルタコンデンサＣＦＦ

フロントページの続き (72)発明者河野哲雄福岡県北九州市八幡西区小鷺田町13番20号有限会社システム技研内 (72)発明者菊地無涯福岡県北九州市八幡西区小鷺田町13番20号有限会社システム技研内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電動機駆動装置の可変電圧および／又は
可変周波数制御を行うインバータのコモンモード電圧・
電流の抑制方法において、インバータの直流側対地インピーダンスを交流側対地イ
ンピーダンスより十分小さく選定して、インバータのコ
モンモード電圧の大部分をインバータの交流側に発生す
るようにして、インバータ交流側にはインバータと電動
機間にコモンモードリアクトルを置き、前記コモンモー
ドリアクトルの出力側で一次側Ｙ接続、二次側Δ接続の
中性点検出変圧器によってインバータ出力電圧の中性点
を検出できるように回路を構成すると共に、前記中性点
とインバータの直流母線をコモンモードフィルタコンデ
ンサにより接続することにより、前記コモンモードリア
クトルと前記コモンモードフィルタコンデンサによるコ
モンモードフィルタ回路によってコモンモード電圧を必
要な値まで減衰せしめることにより、コモンモード電圧
・電流を抑制する様にしたことを特徴とするインバータ
のコモンモード電圧・電流の抑制方法。
【請求項２】前記インバータのコモンモード電圧・電
流の抑制方法において、インバータ交流出力側に挿入し
たコモンモードリアクトルをインバータの直流側に移設
し、前記コモンモードリアクトルの入力側端子を直流側
コモンモードフィルタコンデンサに接続すると共に、前
記中性点検出変圧器の中性点をコモンモードフィルタコ
ンデンサを介して、前記コモンモードリアクトルの入力
端子と直流側コモンモードフィルタコンデンサの接続点
に接続することにより、インバータのコモンモード電圧
の大部分を直流電源側に発生するように構成し前記コモ
ンモードリアクトルと前記直流側コモンモードフィルタ
コンデンサによって構成されたコモンモードフィルタ回
路によってコモンモード電圧を必要な減衰量だけ減衰せ
しめ、コモンモード電圧・電流を抑制するようにしたこ
とを特徴とする請求項１記載のインバータのコモンモー
ド電圧・電流の抑制方法。
【請求項３】前記インバータのコモンモード電圧・電
流の抑制方法において、インバータ交流出力側に挿入し
たコモンモードリアクトルをインバータの交流電源側に
移設し、前記コモンモードリアクトルの入力側端子を交
流電源側コモンモードフィルタコンデンサを介して接地
すると共に、前記中性点検出変圧器の中性点をコモンモ
ードフィルタコンデンサを介して接地することにより、
インバータのコモンモード電圧の大部分を直流電源側に
発生するように構成し、前記コモンモードリアクトルと
前記交流電源側コモンモードフィルタコンデンサによっ
て構成されたコモンモードフィルタ回路によって、コモ
ンモード電圧を必要な減衰量だけ減衰せしめ、コモンモ
ード電圧・電流を抑制するようにしたことを特徴とする
請求項１記載のインバータのコモンモード電圧・電流の
抑制方法。
【請求項４】３相交流電源と３相交流電源に接続した
インバータと、インバータの出力側に接続した電動機
と、前記インバータの交流出力側あるいは直流側あるい
は交流電源側等にコモンモード電圧・電流を抑制する手
段と、を設けて成るコモンモード電圧・電流抑制装置に
おいて、直流側対地インピーダンスを交流側対地インピーダンス
より十分低い値とするように選定された直流側コモンモ
ードフィルタコンデンサと、インバータと電動機間に接
続したコモンモードリアクトルと、前記コモンモードリ
アクトルの出力側に設けてインバータ出力電圧の中性点
を検出する一次側Ｙ接続、二次側Δ接続の中性点検出変
圧器と、前記中性点とインバータの直流母線を接続し前
記コモンモードリアクトルとでコモンモード電圧を必要
な値まで減衰させるコモンモードフィルタ回路を構成す
るコモンモードフィルタコンデンサと、を備えたことを
特徴とするコモンモード電圧・電流の抑制装置。
【請求項５】前記コモンモード電圧・電流抑制装置に
おいて、インバータの直流入力側に移設したコモンモー
ドリアクトルと、前記コモンモードリアクトルの電源側
に接続してコモンモードリアクトルとでコモンモード電
圧を必要な値まで減衰させるコモンモードフィルタ回路
を構成する直流側コモンモードフィルタコンデンサと、
前記中性点検出変圧器の中性点と前記コモンモードリア
クトルの電源側を接続するコモンモードフィルタコンデ
ンサとを備えたことを特徴とする請求項４記載のコモン
モード電圧・電流の抑制装置。
【請求項６】前記コモンコード電圧・電流抑制装置に
おいて、インバータの交流電源側に移設したコモンモー
ドリアクトルと、前記コモンモードリアクトルの入力端
子に接続してコモンモードリアクトルとでコモンモード
電圧を必要な値まで減衰させるコモンモードフィルタ回
路を構成する中性点が接地された交流電源側コモンモー
ドフィルタコンデンサと、前記中性点検出変圧器の中性
点を接地するコモンモードフィルタコンデンサとを備え
たコモンコード電圧・電流抑制手段を有することを特徴
とする請求項４記載のコモンモード電圧・電流の抑制装
置。