JPH1118415A - 並列運転電源装置の電流バランス回路 - Google Patents
並列運転電源装置の電流バランス回路Info
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- JPH1118415A JPH1118415A JP9172380A JP17238097A JPH1118415A JP H1118415 A JPH1118415 A JP H1118415A JP 9172380 A JP9172380 A JP 9172380A JP 17238097 A JP17238097 A JP 17238097A JP H1118415 A JPH1118415 A JP H1118415A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】並列運転電源装置の電流バランスを取るための
電流検出器の簡略化と適用性を高める。 【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ２，３を並列接続し
た接続点に挿入され電流検出する抵抗器１１，１２と、
抵抗器１１，１２の両端内の差電圧を入力し増幅する差
電圧増幅器１３と、差電圧増幅器１３の出力電圧をレベ
ルシフトＤＣ−ＤＣコンバータ２のＶｒｅｆに印加する
レベルシフト回路１４と、差電圧増幅器１３の出力電圧
を入力し入力電圧の正負方向を識別し制御方向を表すラ
ンプと、制御限界でアラームを発生する表示部１５とで
構成される。抵抗器１１，１２の検出電圧Ｖ１，Ｖ２の
差電圧によりＶｒｅｆを可変して電流バランスをとる。
電流検出器の簡略化と適用性を高める。 【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ２，３を並列接続し
た接続点に挿入され電流検出する抵抗器１１，１２と、
抵抗器１１，１２の両端内の差電圧を入力し増幅する差
電圧増幅器１３と、差電圧増幅器１３の出力電圧をレベ
ルシフトＤＣ−ＤＣコンバータ２のＶｒｅｆに印加する
レベルシフト回路１４と、差電圧増幅器１３の出力電圧
を入力し入力電圧の正負方向を識別し制御方向を表すラ
ンプと、制御限界でアラームを発生する表示部１５とで
構成される。抵抗器１１，１２の検出電圧Ｖ１，Ｖ２の
差電圧によりＶｒｅｆを可変して電流バランスをとる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は並列運転電源装置の
電流バランス回路に関し、特に２台の電源装置を並列に
接続した場合にそれぞれの出力電流を検出して積極的に
出力電流が均衡するように制御する電流バランス回路に
関する。
電流バランス回路に関し、特に２台の電源装置を並列に
接続した場合にそれぞれの出力電流を検出して積極的に
出力電流が均衡するように制御する電流バランス回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、電源装置の信頼度を上げるため冗
長構成をとる場合に２台の電源装置を並列に接続する
が、各電源装置の出力電圧のバラツキにより出力電流が
不均等となり、極端な場合は一方の電源装置に全負荷が
かかるような場合がある。このため負荷のかかった電源
装置は内部の温度上昇により寿命・信頼度が低下すると
いう問題がある。
長構成をとる場合に２台の電源装置を並列に接続する
が、各電源装置の出力電圧のバラツキにより出力電流が
不均等となり、極端な場合は一方の電源装置に全負荷が
かかるような場合がある。このため負荷のかかった電源
装置は内部の温度上昇により寿命・信頼度が低下すると
いう問題がある。
【０００３】この問題を避けるために各電源装置の出力
電流を均衡させるため、例えば特開昭６１−２９３１６
８号公報に示されたような技術が知られている。
電流を均衡させるため、例えば特開昭６１−２９３１６
８号公報に示されたような技術が知られている。
【０００４】図３はこの従来技術例を示す回路図であ
る。図３において、コンバータ６１とコンバータ６６と
は入出力が並列接続されている。それぞれの出力電流を
検出する電流検出器６２，電流検出器６７を接続してい
る。電圧比較回路６８は電流検出器６２、電流検出器６
７を通して得た出力電圧比較してその差電圧を増幅して
出力する。コンバータ６１の制御部はエラーアンプ６
５、ＰＷＭ回路６４、ドライブ回路６３とで構成されて
いる。
る。図３において、コンバータ６１とコンバータ６６と
は入出力が並列接続されている。それぞれの出力電流を
検出する電流検出器６２，電流検出器６７を接続してい
る。電圧比較回路６８は電流検出器６２、電流検出器６
７を通して得た出力電圧比較してその差電圧を増幅して
出力する。コンバータ６１の制御部はエラーアンプ６
５、ＰＷＭ回路６４、ドライブ回路６３とで構成されて
いる。
【０００５】次に動作を説明する。コンバータ６１とコ
ンバータ６６とは電流検出器６２と電流検出器６７とに
より、常に出力電流に比例した電圧Ｖ１、Ｖ２を出力
し、電圧比較回路６８へ入力している。電圧比較回路６
８はＶ１、Ｖ２の比較によりその差電圧を出力電圧Ｖ３
としてエラーアンプ６５の基準電圧端子Ｖｒｅｆに印加
している。電流検出器６２、６７はコンバータ６１、６
６のそれぞれの入力側スイッチング電流を変流器により
電圧に変換して検出している。
ンバータ６６とは電流検出器６２と電流検出器６７とに
より、常に出力電流に比例した電圧Ｖ１、Ｖ２を出力
し、電圧比較回路６８へ入力している。電圧比較回路６
８はＶ１、Ｖ２の比較によりその差電圧を出力電圧Ｖ３
としてエラーアンプ６５の基準電圧端子Ｖｒｅｆに印加
している。電流検出器６２、６７はコンバータ６１、６
６のそれぞれの入力側スイッチング電流を変流器により
電圧に変換して検出している。
【０００６】コンバータ６１とコンバータ６６とは初期
設定としてＰＷＭ回路にある出力電圧の調整機能を用い
て出力電流を均衡した状態に設定するが、この電流バラ
ンスがとれた状態から例えば何らかの原因でコンバータ
６１の出力電流が増加しこの分コンバータ６６の出力電
流が減少して不均衡な状態になった場合、電流検出器６
２、６７の検出電圧Ｖ１，Ｖ２はＶ１＞Ｖ２となり電圧
比較回路６８の出力電圧Ｖ３は下がる方向に変化する。
エラーアンプ６５はＶｒｅｆが下がるので相対的に出力
電圧が高くなったと判断し、ＰＷＭ６４とドライブ回路
６３の制御回路により出力電圧は下がる方向に制御さ
れ、この結果、出力電流は減少して均衡した元の状態に
戻るようになる。このように電流検出による制御によＬ
積極的に電流バランスが保たれるようになっている。
設定としてＰＷＭ回路にある出力電圧の調整機能を用い
て出力電流を均衡した状態に設定するが、この電流バラ
ンスがとれた状態から例えば何らかの原因でコンバータ
６１の出力電流が増加しこの分コンバータ６６の出力電
流が減少して不均衡な状態になった場合、電流検出器６
２、６７の検出電圧Ｖ１，Ｖ２はＶ１＞Ｖ２となり電圧
比較回路６８の出力電圧Ｖ３は下がる方向に変化する。
エラーアンプ６５はＶｒｅｆが下がるので相対的に出力
電圧が高くなったと判断し、ＰＷＭ６４とドライブ回路
６３の制御回路により出力電圧は下がる方向に制御さ
れ、この結果、出力電流は減少して均衡した元の状態に
戻るようになる。このように電流検出による制御によＬ
積極的に電流バランスが保たれるようになっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このように従来の技術
では電流検出による制御により電流バランスを保ってい
るが、この電流検出がコンバータ内部の電流、例えば入
力側スイッチング電流を検出しているために変流器を用
いるなどで電流検出器が複雑となっている。また、あら
かじめコンバータ内部にこの電流検出器を設けて置かね
ばならないので既存のコンバータを並列接続する場合に
は簡単にこの技術を用いることが出来ないなどの問題が
ある。
では電流検出による制御により電流バランスを保ってい
るが、この電流検出がコンバータ内部の電流、例えば入
力側スイッチング電流を検出しているために変流器を用
いるなどで電流検出器が複雑となっている。また、あら
かじめコンバータ内部にこの電流検出器を設けて置かね
ばならないので既存のコンバータを並列接続する場合に
は簡単にこの技術を用いることが出来ないなどの問題が
ある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の並列運転電源装
置の電流バランス回路は、ＤＣ入力電圧をスイッチング
して電圧変換する変換回路とこの変換回路の出力電圧の
誤差電圧を検出する誤差増幅器とこの誤差増幅器の出力
電圧で前記変換回路のスイッチングパルス幅を制御して
出力電圧を安定化する制御回路とを有する電源装置を２
台並列に接続したその出力側接続点にそれぞれ一端を共
通にして挿入された電流検出用の２個の抵抗器と、この
２個の抵抗器の他端間に発生する正負双方向の差電圧を
増幅しレベルシフトして一方の前記電源装置の誤差増幅
器の基準電圧に印加する差電圧増幅器とを備えている。
置の電流バランス回路は、ＤＣ入力電圧をスイッチング
して電圧変換する変換回路とこの変換回路の出力電圧の
誤差電圧を検出する誤差増幅器とこの誤差増幅器の出力
電圧で前記変換回路のスイッチングパルス幅を制御して
出力電圧を安定化する制御回路とを有する電源装置を２
台並列に接続したその出力側接続点にそれぞれ一端を共
通にして挿入された電流検出用の２個の抵抗器と、この
２個の抵抗器の他端間に発生する正負双方向の差電圧を
増幅しレベルシフトして一方の前記電源装置の誤差増幅
器の基準電圧に印加する差電圧増幅器とを備えている。
【０００９】また、ＤＣ入力電圧をスイッチングして電
圧変換する変換回路とこの変換回路の出力電圧の誤差電
圧を検出する誤差増幅器とこの誤差増幅器の出力電圧で
前記変換回路のスイッチングパルス幅を制御して出力電
圧を安定化する制御回路とを有する電源装置を２台並列
に接続したその出力側接続点にそれぞれ一端を共通にし
て挿入された電流検出用の２個の抵抗器と、この２個の
抵抗器の他端間の電圧の正方向電圧を増幅してその出力
電圧を一方の前記電源装置の誤動作増幅器の基準電圧に
印加する第１の差電圧増幅器と、前記電圧の負方向の電
圧を増幅してその出力電圧を他方の前記電源装置の誤差
増幅器の基準電圧に印加する第２の差電圧増幅器とを備
えることでも良い。
圧変換する変換回路とこの変換回路の出力電圧の誤差電
圧を検出する誤差増幅器とこの誤差増幅器の出力電圧で
前記変換回路のスイッチングパルス幅を制御して出力電
圧を安定化する制御回路とを有する電源装置を２台並列
に接続したその出力側接続点にそれぞれ一端を共通にし
て挿入された電流検出用の２個の抵抗器と、この２個の
抵抗器の他端間の電圧の正方向電圧を増幅してその出力
電圧を一方の前記電源装置の誤動作増幅器の基準電圧に
印加する第１の差電圧増幅器と、前記電圧の負方向の電
圧を増幅してその出力電圧を他方の前記電源装置の誤差
増幅器の基準電圧に印加する第２の差電圧増幅器とを備
えることでも良い。
【００１０】また、前記差電圧増幅器の出力電圧を入力
しこの電圧の正負極性を識別し制御方向を認視するため
の表示器を備えても良い。
しこの電圧の正負極性を識別し制御方向を認視するため
の表示器を備えても良い。
【００１１】また、前記第１および第２の差電圧増幅器
の出力電圧を入力して前記第１あるいは第２の差電圧増
幅器により制御される側の前記電源装置を視認するため
の表示器を備えても良い。
の出力電圧を入力して前記第１あるいは第２の差電圧増
幅器により制御される側の前記電源装置を視認するため
の表示器を備えても良い。
【００１２】更に、前記表示器は入力電圧が所定の値以
上になった時アラームを発生するようにしても良い。
上になった時アラームを発生するようにしても良い。
【００１３】
【発明の実施の形態】次に本発明の実施の形態について
図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の形態例
を示すブロック図である。図１において、２台のＤＣ−
ＤＣコンバータ２，３は入出力側でそれぞれ並列接続さ
れ、その出力側接続点に本発明の電流バランス回路１が
挿入され、２台のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３は電流バ
ランスがとられて負荷４に電流を均等に供給している。
図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の形態例
を示すブロック図である。図１において、２台のＤＣ−
ＤＣコンバータ２，３は入出力側でそれぞれ並列接続さ
れ、その出力側接続点に本発明の電流バランス回路１が
挿入され、２台のＤＣ−ＤＣコンバータ２，３は電流バ
ランスがとられて負荷４に電流を均等に供給している。
【００１４】ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、ＤＣ入力電圧
をスイッチングして電圧変換する変換回路２１とこの変
換回路２１の出力電圧の誤差電圧を検出する誤差増幅器
２３とこの誤差増幅器２３の出力電圧で変換回路２１の
スイッチングパルス幅を制御して出力電圧を安定化する
制御回路２２とを有する。またＤＣ−ＤＣコンバータ３
もこれと同一構成である。
をスイッチングして電圧変換する変換回路２１とこの変
換回路２１の出力電圧の誤差電圧を検出する誤差増幅器
２３とこの誤差増幅器２３の出力電圧で変換回路２１の
スイッチングパルス幅を制御して出力電圧を安定化する
制御回路２２とを有する。またＤＣ−ＤＣコンバータ３
もこれと同一構成である。
【００１５】電流バランス回路１は、この２台のＤＣ−
ＤＣコンバータを並列接続した出力接続点にそれぞれ一
端を共通にして挿入された電流検出用の２個の抵抗器１
１，１２と、この２個の抵抗器１１，１２の他端間に発
生する正負両方向の差電圧を増幅する差電圧増幅器１３
と、この差電圧増幅器１３の出力電圧をレベルシフトし
てＤＣ−ＤＣコンバータ２の基準電圧Ｖｒｅｆに印加す
るレベルシフト回路１４と、増幅器１３の出力電圧を入
力しこの電圧の正負極性を識別し制御方向を表示すると
同時に制御限界でアラームを発する表示部１５とで構成
されている。
ＤＣコンバータを並列接続した出力接続点にそれぞれ一
端を共通にして挿入された電流検出用の２個の抵抗器１
１，１２と、この２個の抵抗器１１，１２の他端間に発
生する正負両方向の差電圧を増幅する差電圧増幅器１３
と、この差電圧増幅器１３の出力電圧をレベルシフトし
てＤＣ−ＤＣコンバータ２の基準電圧Ｖｒｅｆに印加す
るレベルシフト回路１４と、増幅器１３の出力電圧を入
力しこの電圧の正負極性を識別し制御方向を表示すると
同時に制御限界でアラームを発する表示部１５とで構成
されている。
【００１６】次に図１の動作について説明する。ＤＣ−
ＤＣコンバータ２，３は通常のスケッチングレギュレー
タであるので説明は省略する。ＤＣ−ＤＣコンバータ
２，３の出力電流を検出する抵抗器１１，１２は、効率
低下を抑えるために定格出力電流で１００ｍＶ程度を降
下する低抵抗値のものが用いられている。
ＤＣコンバータ２，３は通常のスケッチングレギュレー
タであるので説明は省略する。ＤＣ−ＤＣコンバータ
２，３の出力電流を検出する抵抗器１１，１２は、効率
低下を抑えるために定格出力電流で１００ｍＶ程度を降
下する低抵抗値のものが用いられている。
【００１７】当初、ＤＣ−ＤＣコンバータ２，３は出力
電流が均衡するように、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ２
側の誤差増幅器２３の入力電圧、あるいはＶｒｅｆを調
整する。出力電圧の調整はこの入力電圧、あるいはＶｒ
ｅｆを可変して行うようになっている（図示せず）。こ
の電流バランスがとれた状態から、例えば何らかの原因
でＤＣ−ＤＣコンバータ２側の出力電流が増加し、この
分ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流が減少した場合、
抵抗器１１，１２の検出電圧Ｖ１，Ｖ２はＶ１＞Ｖ２と
なりその差電圧が差電圧増幅器１３で増幅される。この
場合、増幅出力は負方向電圧となり、レベルシフト回路
１４でＶｒｅｆの電圧に整合するように電圧シフトされ
て、このＶｒｅｆを下げるように動作する。誤差増幅器
２３はＶｒｅｆが下がったので相対的に出力電圧が上が
ったと判断し、その出力を制御回路２２へ伝える。制御
回路２２は出力電圧を下げ方向に制御するので出力電流
は減少し元の電流バランスがとれた状態に戻るようにな
る。
電流が均衡するように、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ２
側の誤差増幅器２３の入力電圧、あるいはＶｒｅｆを調
整する。出力電圧の調整はこの入力電圧、あるいはＶｒ
ｅｆを可変して行うようになっている（図示せず）。こ
の電流バランスがとれた状態から、例えば何らかの原因
でＤＣ−ＤＣコンバータ２側の出力電流が増加し、この
分ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流が減少した場合、
抵抗器１１，１２の検出電圧Ｖ１，Ｖ２はＶ１＞Ｖ２と
なりその差電圧が差電圧増幅器１３で増幅される。この
場合、増幅出力は負方向電圧となり、レベルシフト回路
１４でＶｒｅｆの電圧に整合するように電圧シフトされ
て、このＶｒｅｆを下げるように動作する。誤差増幅器
２３はＶｒｅｆが下がったので相対的に出力電圧が上が
ったと判断し、その出力を制御回路２２へ伝える。制御
回路２２は出力電圧を下げ方向に制御するので出力電流
は減少し元の電流バランスがとれた状態に戻るようにな
る。
【００１８】また、差電圧増幅器１３の出力電圧は表示
部１５に入力されており、この場合、負方向電圧である
のでＤＣ−ＤＣコンバータ２側の出力電圧を下げ方向に
制御したことを表示するランプを点灯させる。一方入力
電圧が正方向電圧である場合は上げ方向に制御したこと
を示すランプを点灯させる。更に入力電圧が所定の制御
限界を越えたときは異常発生と判断して前記ランプを点
滅させるなどしてアラームを発生させる。
部１５に入力されており、この場合、負方向電圧である
のでＤＣ−ＤＣコンバータ２側の出力電圧を下げ方向に
制御したことを表示するランプを点灯させる。一方入力
電圧が正方向電圧である場合は上げ方向に制御したこと
を示すランプを点灯させる。更に入力電圧が所定の制御
限界を越えたときは異常発生と判断して前記ランプを点
滅させるなどしてアラームを発生させる。
【００１９】この表示ランプにより保守上の便宜が得ら
れ、例えば下げ方向制御のランプが点灯していれば保守
者は出力電圧を下げる方向にＶｒｅｆを調整してランプ
を消灯させれば初期状態の電流バランスがとれた状態と
なる。即ち両ランプが消灯した状態にｖｒｅｆを調整す
れば簡単に電流バランスがとれた初期状態にリセットす
ることができる。
れ、例えば下げ方向制御のランプが点灯していれば保守
者は出力電圧を下げる方向にＶｒｅｆを調整してランプ
を消灯させれば初期状態の電流バランスがとれた状態と
なる。即ち両ランプが消灯した状態にｖｒｅｆを調整す
れば簡単に電流バランスがとれた初期状態にリセットす
ることができる。
【００２０】次に、他の実施の形態例を図２を参照して
説明する。図２は図１の電流バランス回路１の差電圧増
幅器の構成を変えたもので差電圧増幅器を２台使用する
が動作の安定性をより高めたものである。
説明する。図２は図１の電流バランス回路１の差電圧増
幅器の構成を変えたもので差電圧増幅器を２台使用する
が動作の安定性をより高めたものである。
【００２１】図２において、電流バランス回路５は、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２，３を並列に接続した出力側接続
点にそれぞれ一端を共通にして挿入された電流検出用の
抵抗器５１，５２と、この抵抗器５１，５２の他端間の
電圧の正方向電圧を増幅してその出力電圧をＤＣ−ＤＣ
コンバータ２のＶｒｅｆに印加する差電圧増幅器５３
と、負方向電圧を増幅してその出力電圧をＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３のＶｒｅｆに印加する差電圧増幅器５４と、
差電圧増幅器５３，５４の出力電圧を入力し入力のあっ
た差電圧増幅器により制御される側のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを視認するための表示ランプと制御限界を超えたと
きにアラームを発する表示部５５とから構成されてい
る。
Ｃ−ＤＣコンバータ２，３を並列に接続した出力側接続
点にそれぞれ一端を共通にして挿入された電流検出用の
抵抗器５１，５２と、この抵抗器５１，５２の他端間の
電圧の正方向電圧を増幅してその出力電圧をＤＣ−ＤＣ
コンバータ２のＶｒｅｆに印加する差電圧増幅器５３
と、負方向電圧を増幅してその出力電圧をＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３のＶｒｅｆに印加する差電圧増幅器５４と、
差電圧増幅器５３，５４の出力電圧を入力し入力のあっ
た差電圧増幅器により制御される側のＤＣ−ＤＣコンバ
ータを視認するための表示ランプと制御限界を超えたと
きにアラームを発する表示部５５とから構成されてい
る。
【００２２】次に図２の動作について説明する。図１と
同様であるが、抵抗器５１，５２の差電圧は差電圧増幅
器５３，５４に入力されている。例えばＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力電流が増加した場合、検出電圧Ｖ１，Ｖ
２はＶ１＞Ｖ２となり、これを正方向電圧として差電圧
増幅器５３が増幅して反転した負方向電圧を出力し、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２のＶｒｅｆを下げ、この出力電流
を減じて電流バランスを取るように動作する。一方、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ３の出力電流が増加した場合、検出
電圧はＶ１＜Ｖ２となりこれを負方向電圧として差電圧
増幅器５４が増幅し負方向電圧を出力し、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３のＶｒｅｆを下げ、この出力電流を減じて電
流バランスを取るように動作する。
同様であるが、抵抗器５１，５２の差電圧は差電圧増幅
器５３，５４に入力されている。例えばＤＣ−ＤＣコン
バータ２の出力電流が増加した場合、検出電圧Ｖ１，Ｖ
２はＶ１＞Ｖ２となり、これを正方向電圧として差電圧
増幅器５３が増幅して反転した負方向電圧を出力し、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ２のＶｒｅｆを下げ、この出力電流
を減じて電流バランスを取るように動作する。一方、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ３の出力電流が増加した場合、検出
電圧はＶ１＜Ｖ２となりこれを負方向電圧として差電圧
増幅器５４が増幅し負方向電圧を出力し、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ３のＶｒｅｆを下げ、この出力電流を減じて電
流バランスを取るように動作する。
【００２３】また、表示部５５には差電圧増幅器５３，
５４の出力電圧が入力されており、差動増幅器５３から
の入力があった時は制御される側のＤＣ−ＤＣコンバー
タ２を表示するランプを点灯させ、差電圧増幅器５４か
らの入力があった時は制御される側のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３を表示するランプを点灯させる。更に入力電圧が
所定の制限値を超えた時は異常と判断して表示ランプを
点滅させてアラームを発生させる。
５４の出力電圧が入力されており、差動増幅器５３から
の入力があった時は制御される側のＤＣ−ＤＣコンバー
タ２を表示するランプを点灯させ、差電圧増幅器５４か
らの入力があった時は制御される側のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３を表示するランプを点灯させる。更に入力電圧が
所定の制限値を超えた時は異常と判断して表示ランプを
点滅させてアラームを発生させる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように本発明の電流バラン
ス回路は、電流検出を出力側接続点に挿入した抵抗器に
より行っているので、検出器が簡単となり、また既存の
電源装置に対しても容易に付加して用いることが出来る
効果がある。
ス回路は、電流検出を出力側接続点に挿入した抵抗器に
より行っているので、検出器が簡単となり、また既存の
電源装置に対しても容易に付加して用いることが出来る
効果がある。
【００２５】更に電流バランスを取るために制御した方
向あるいは制御した側の電源装置をランプ表示すると同
時に制御限界でアラームを発生するようにしているの
で、初期設定時など電流バランスを設定する時、あるい
は故障の自動検出など保守性が向上する効果がある。
向あるいは制御した側の電源装置をランプ表示すると同
時に制御限界でアラームを発生するようにしているの
で、初期設定時など電流バランスを設定する時、あるい
は故障の自動検出など保守性が向上する効果がある。
【図１】本発明の実施の形態例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の他の実施の形態例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】従来例を示すブロック図である。
１，５ 電流バランス回路 ２，３ ＤＣ−ＤＣコンバータ ４ 負荷 １１，１２，５１，５２ 抵抗器 １３，５３，５４ 差電圧増幅器 １５，５５ 表示部 １４ レベルシフト回路
Claims (5)
- 【請求項１】 ＤＣ入力電圧をスイッチングして電圧変
換する変換回路とこの変換回路の出力電圧の誤差電圧を
検出する誤差増幅器とこの誤差増幅器の出力電圧で前記
変換回路のスイッチングパルス幅を制御して出力電圧を
安定化する制御回路とを有する電源装置を２台並列に接
続したその出力側接続点にそれぞれ一端を共通にして挿
入された電流検出用の２個の抵抗器と、この２個の抵抗
器の他端間に発生する正負双方向の差電圧を増幅しレベ
ルシフトして一方の前記電源装置の誤差増幅器の基準電
圧に印加する差電圧増幅器とを備えることを特徴とする
並列運転電源装置の電流バランス回路。 - 【請求項２】 ＤＣ入力電圧をスイッチングして電圧変
換する変換回路とこの変換回路の出力電圧の誤差電圧を
検出する誤差増幅器とこの誤差増幅器の出力電圧で前記
変換回路のスイッチングパルス幅を制御して出力電圧を
安定化する制御回路とを有する電源装置を２台並列に接
続したその出力側接続点にそれぞれ一端を共通にして挿
入された電流検出用の２個の抵抗器と、この２個の抵抗
器の他端間の電圧の正方向電圧を増幅してその出力電圧
を一方の前記電源装置の誤動作増幅器の基準電圧に印加
する第１の差電圧増幅器と、前記電圧の負方向の電圧を
増幅してその出力電圧を他方の前記電源装置の誤差増幅
器の基準電圧に印加する第２の差電圧増幅器とを備える
ことを特徴とする並列運転電源装置の電流バランス回
路。 - 【請求項３】 前記差電圧増幅器の出力電圧を入力しこ
の電圧の正負極性を識別し制御方向を認視するための表
示器を備えることを特徴とする請求項１記載の並列運転
電源装置の電流バランス回路。 - 【請求項４】 前記第１および第２の差電圧増幅器の出
力電圧を入力して前記第１あるいは第２の差電圧増幅器
により制御される側の前記電源装置を視認するための表
示器を備えることを特徴とする請求項２記載の並列運転
電源装置の電流バランス回路。 - 【請求項５】 前記表示器は入力電圧が所定の値以上に
なった時アラームを発生することを特徴とする請求項３
あるいは４記載の並列運転電源装置の電流バランス回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9172380A JPH1118415A (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | 並列運転電源装置の電流バランス回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9172380A JPH1118415A (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | 並列運転電源装置の電流バランス回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118415A true JPH1118415A (ja) | 1999-01-22 |
Family
ID=15940847
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9172380A Pending JPH1118415A (ja) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | 並列運転電源装置の電流バランス回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1118415A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1146620A2 (en) * | 2000-03-30 | 2001-10-17 | Hitachi, Ltd. | Driving method of semiconductor switching device and power supply apparatus operated according to said method |
| JP2008109736A (ja) * | 2006-10-23 | 2008-05-08 | Murata Mfg Co Ltd | 電源システム |
| JP2014099995A (ja) * | 2012-11-14 | 2014-05-29 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置及びそれを用いた電源システム |
| CN106257812A (zh) * | 2016-08-17 | 2016-12-28 | 浙江大学 | 一种基于COT控制含均流功能两相Buck电路的电源管理芯片 |
-
1997
- 1997-06-27 JP JP9172380A patent/JPH1118415A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1146620A2 (en) * | 2000-03-30 | 2001-10-17 | Hitachi, Ltd. | Driving method of semiconductor switching device and power supply apparatus operated according to said method |
| EP1146620A3 (en) * | 2000-03-30 | 2001-10-24 | Hitachi, Ltd. | Driving method of semiconductor switching device and power supply apparatus operated according to said method |
| US6381152B1 (en) | 2000-03-30 | 2002-04-30 | Hitachi, Ltd. | Method of driving semiconductor switching device in non-saturated state and power supply apparatus containing such a switching device |
| JP2008109736A (ja) * | 2006-10-23 | 2008-05-08 | Murata Mfg Co Ltd | 電源システム |
| JP2014099995A (ja) * | 2012-11-14 | 2014-05-29 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置及びそれを用いた電源システム |
| CN106257812A (zh) * | 2016-08-17 | 2016-12-28 | 浙江大学 | 一种基于COT控制含均流功能两相Buck电路的电源管理芯片 |
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|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
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