JPH11122051A - 高周波増幅回路 - Google Patents
高周波増幅回路Info
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- JPH11122051A JPH11122051A JP9280983A JP28098397A JPH11122051A JP H11122051 A JPH11122051 A JP H11122051A JP 9280983 A JP9280983 A JP 9280983A JP 28098397 A JP28098397 A JP 28098397A JP H11122051 A JPH11122051 A JP H11122051A
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
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Abstract
ことにより発生する歪みを低減する。 【解決手段】 入力信号1はFET103により増幅さ
れドレインより出力される。電圧検出器14はドレイン
出力電圧より入力信号の差周波電圧を検出する。その差
周波電圧に基づき制御部16はその差周波電圧と180
度位相の異なる電圧を電圧源17が出力するよう電圧源
17を制御する。電圧源17より出力されるその180
度位相の異なる電圧によりドレイン出力電圧に含まれる
差周波電圧は相殺される。
Description
し、特に携帯電話用の高周波増幅回路に関する。
携帯電話用900MHz帯増幅回路の構成の一例を図1
9に示す。又、この増幅器の出力信号スペクトルを図2
0に示す。
ゲートバイアス回路102と、増幅用MOSFET(M
etal Semiconductor Field
Effect transistor)103と、ドレ
イン電源供給回路104と、出力整合回路105と、出
力DCブロックキャパシタ106とにより構成される。
形性により、入力信号1の差周波に相当する差周波電流
2がMOSFET103のドレイン端子3に発生する。
を中心として周波数±fBの帯域を有する信号である場
合、周波数(fc−fB)から(fc+fB)の範囲内
の任意の2周波の差信号をいう。従って、その差周波信
号は周波数0から周波数2fBまでの信号となる。
Cブロッキングキャパシタ106を流れず、ドレイン電
源供給回路104へと流れる。
4を流れる際、ドレイン電源供給回路104のインピー
ダンスにより、ドレイン端子3に差周波電圧が発生す
る。
差周波電圧に相当し、入力信号スペクトル4が増幅すべ
き信号の電圧に相当する。この差周波信号が入力信号1
を変調することにより、入力信号1近傍の周波数帯に歪
み出力が発生する。その結果、図20に示すような隣接
チャネル漏洩電力7が発生する。
には、差周波に対するドレイン電源供給回路104のイ
ンピーダンスを低くし、差周波を短絡することが有効で
ある。
て、1996年電子情報通信学会総合大会、講演番号C
−2−23,“Power MOSFETの相互変調歪
み特性における電源回路の影響”(松野他)、を挙げて
おく。
電源供給回路104には、入力信号1の帯域におけるイ
ンピーダンスを高くすることも求められている。
周波数が高くなるため、差周波に対して低インピーダン
スであることと、入力信号1の帯域で高インピーダンス
であることという2つの条件を同時に最適化することは
困難である。
5−235646号公報に記載されているものがある。
この従来技術では、歪みのある増幅器の前段に、逆の歪
み特性を持つ歪み補償器を設けることにより、増幅器の
歪みを低減する。
のは、増幅器の奇数次の非線形性により発生する歪みの
みで、前に示した、1996年電子情報通信学会総合大
会、講演番号C−2−23“Power MOSFET
の相互変調歪み特性における電源回路の影響”(松野
他)で報告された、増幅器の2次の非線形性により発生
する入力信号の差周波成分が、入力信号を変調すること
により発生する歪みを低減することはできない。
154169号公報,特開平6−125230号公報に
記載されているものがある。これらの従来技術では、増
幅器の入力信号振幅に応じて、増幅器に入力する電源電
圧を変化させ、増幅器の効率を高く保ったまま歪みを低
減する。
の入力信号増幅に応じて、増幅器が線形動作する出力振
幅を制御しているだけであり、増幅器の2次の非線形性
により発生する入力信号の差周波成分が、入力信号を変
調することにより発生する歪みを低減することはできな
い。
成分が入力信号を変調することにより発生する歪みを低
減することが可能な高周波増幅回路を提供することにあ
る。
に本発明は、高周波増幅用能動素子の出力側に電源電圧
を供給する電圧供給手段を含む高周波増幅回路であっ
て、入力信号より周波数の低い前記入力信号の差周波信
号を検出する信号検出手段と、その信号検出手段で検出
された差周波信号に基づき前記電源電圧を制御して出力
信号より前記差周波信号を減衰させる信号減衰手段とを
含むことを特徴とする。
た差周波信号に基づき、信号減衰手段がその差周波信号
を打ち消すよう電源電圧を制御する。
て添付図面を参照しながら説明する。図1は本発明に係
る高周波増幅回路の最良の実施の形態の構成図である。
については同一番号を付し、その説明を省略する。
と、ゲートバイアス回路102と、高周波増幅用MOS
FET103と、ドレインチョークインダクタンス18
と、MOSFET103のドレインに電源を供給する電
圧源17と、ドレインの電圧を検出する電圧検出器14
と、この電圧検出器14で検出された電圧に応じて電圧
源17の電圧を制御する制御部16と、出力整合回路1
05とからなる。
増幅する信号(入力信号スペクトル4に相当する信号。
図20参照)に対して十分高いインピーダンスを有する
インダクタンスであり、このインダクタンスは差周波
(差周波スペクトル6に相当する信号。図20参照)の
ように増幅する信号より周波数の低い信号に対しては低
いインピーダンスを示す。
周波数の電圧、即ち、本発明の差周波スペクトル6に相
当する電圧が検出できる検出器であり、従って、差周波
よりはるかに周波数の高い入力信号スペクトル4に相当
する電圧は検出されない。
クトル6に相当する電圧のみを入力させるためのローパ
スフィルタを挿入してもよい。
実効値ではなく瞬時値である。従って、制御部16はこ
の瞬時値電圧に応じて電圧源17の電圧を制御する。
力すると、MOSFET103の2次の非線形性によ
り、入力信号1の差周波と等しい周波数を持つ差周波電
流2がMOSFET103のドレイン端子3に発生す
る。この差周波電流2は、周波数が低いため、ドレイン
チョークインダクタンス18を介してドレインの電圧源
17に流れ込む。
電源供給回路104(図19参照)のインピーダンスに
より差周波電圧が発生し、それがドレイン端子3の電圧
を変動させ、この変動がゲートからの入力信号1を変調
することで歪みが発生する。
は、電圧検出部14でドレイン端子3の差周波の電圧を
検出し、制御部16がその電圧がゼロとなるよう電圧源
17の発生電圧を制御する。
と180度位相の異なる電圧を電圧源17に発生させ、
電源電圧のうち差周波電圧成分のみを相殺させるのであ
る。
もに入力信号スペクトル4に相当する電圧も発生する
が、この入力信号スペクトル4の周波数は差周波よりは
るかに高いため、電圧源17から発生する差周波電圧と
180度位相の異なる電圧の影響はほとんど受けない。
圧が発生しないため、入力信号1の差周波電圧が入力信
号1を変調することにより発生する歪みを抑制すること
ができる。
ず、同図1を用いて第1実施例について説明する。
帯域幅1.23MHzの信号である。電圧検出器14で
ドレイン端子3の電圧を検出し、検出したデータを制御
部16に入力する。制御部16はドレイン端子3に発生
する入力信号1の差周波電圧、この場合でいえば、1.
23MHz以下の電圧、即ち、差周波電圧及び差周波の
整数倍かつ1.23MHz以下の周波数成分の電圧がゼ
ロとなるように電圧源17で発生する電圧を制御する。
力信号1の差周波電圧が抑制されるので、ドレイン電源
供給回路のインピーダンスに関係なく歪みを低減するこ
とができる。
る。図2〜図4は制御部の第1〜第3実施例の構成図で
ある。なお、同図には便宜上、電圧検出器14と電圧源
17も表示している。
について説明する。制御部16はアナログデータをディ
ジタル変換するADコンバータ71と、ADコンバータ
71から出力されるデータの演算を行う演算部72と、
演算部72での演算結果をアナログデータに変換するD
Aコンバータ73とからなる。
14より出力された電圧瞬時値のアナログデータはAD
コンバータ71でディジタルデータに変換され、さらに
演算部72にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はDAコンバータ73で再びアナログデータに変換
された後、電圧源17へ入力される。電圧源17はこの
アナログデータにより制御される。
について説明する。制御部16はアナログデータをディ
ジタル変換するADコンバータ71と、ADコンバータ
71から出力されるデータの演算を行う演算部72とか
らなる。
14より出力された電圧瞬時値のアナログデータはAD
コンバータ71でディジタルデータに変換され、さらに
演算部72にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はディジタルデータのまま電圧源17へ入力され
る。電圧源17はこのディジタルデータにより制御され
る。
について説明する。制御部16は電圧検出部14から出
力されるディジタルデータの演算を行う演算部72と、
この演算部72での演算結果をアナログデータに変換す
るDAコンバータ73とからなる。
14より出力された電圧瞬時値のディジタルデータは演
算部72に入力され制御信号が決定される。その決定後
の制御信号はDAコンバータ73で再びアナログデータ
に変換された後、電圧源17へ入力される。電圧源17
はこのアナログデータにより制御される。
について説明する。図5は本発明に係る高周波増幅回路
の第2実施例の構成図である。なお、図1と同様の構成
部分については同一番号を付し、その説明を省略する。
ートバイアス回路102と、高周波増幅用MOSFET
103と、ドレインチョークインダクタンス18と、ド
レイン電流を検出する電流検出器21と、MOSFET
103のドレインに電源を供給する電圧源17と、この
電流検出器21で検出された電流に応じて電圧源17の
電圧を制御する制御部22と、出力整合回路105とか
らなる。
流れる電流を検出し、検出したデータを制御部22に入
力する。制御部22は、ドレイン電源供給回路に流れる
電流から、ドレイン端子3に発生する、入力信号1の差
周波電圧成分を推定する。
差周波電圧成分を推定する方法は、前述した出力電圧か
ら差周波電圧成分を検出する方法と同様である。
較的周波数の低い信号の電流を検出することができる一
般の電流検出器であり、この電流検出器では電源の直流
電圧と差周波電流のみが検出され、入力信号スペクトル
4に相当する電流は検出されないのである。
から差周波電流を分離し、この差周波電流より差周波電
圧を推定する。
がゼロになるように、電圧源17で発生する電圧を制御
する。
力信号1の差周波電圧が抑制されるので、ドレイン電源
供給回路のインピーダンスに関係なく歪みを低減するこ
とができる。従って本発明では、ドレインチョークイン
ダクタンス18は、増幅する信号である950MHz帯
の信号に対して、充分高いインピーダンスを有すれば良
く、従来技術で必要とされた、増幅信号帯域と差周波帯
域に対するインピーダンスのトレードオフを解消するこ
とができる。
る。図6〜図8は制御部の第4〜第6実施例の構成図で
ある。なお、同図には便宜上、電流検出器21と電圧源
17も表示している。
について説明する。制御部22はアナログデータをディ
ジタル変換するADコンバータ81と、ADコンバータ
81から出力されるデータの演算を行う演算部82と、
演算部82での演算結果をアナログデータに変換するD
Aコンバータ83とからなる。
21より出力された電流瞬時値のアナログデータはAD
コンバータ81でディジタルデータに変換され、さらに
演算部82にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はDAコンバータ83で再びアナログデータに変換
された後、電圧源17へ入力される。電圧源17はこの
アナログデータにより制御される。
について説明する。制御部22はアナログデータをディ
ジタル変換するADコンバータ81と、ADコンバータ
81から出力されるデータの演算を行う演算部82とか
らなる。
21より出力された電流瞬時値のアナログデータはAD
コンバータ81でディジタルデータに変換され、さらに
演算部82にて制御信号が決定され、その決定後の制御
信号はディジタルデータのまま電圧源17へ入力され
る。電圧源17はこのディジタルデータにより制御され
る。
について説明する。制御部22は電流検出部21から出
力されるディジタルデータの演算を行う演算部82と、
この演算部82での演算結果をアナログデータに変換す
るDAコンバータ83とからなる。
21より出力された電流瞬時値のディジタルデータは演
算部82に入力され制御信号が決定される。その決定後
の制御信号はDAコンバータ83で再びアナログデータ
に変換された後、電圧源17へ入力される。電圧源17
はこのアナログデータにより制御される。
について説明する。図9は本発明に係る高周波増幅回路
の第3実施例の構成図である。なお、図1と同様の構成
部分については同一番号を付し、その説明を省略する。
ートバイアス回路102と、高周波増幅用バイポーラト
ランジスタ111と、コレクタチョークインダクタンス
29と、バイポーラトランジスタ111のコレクタに電
源を供給する電圧源17と、入力信号1に基づき電圧源
17の出力電圧を制御する制御部26と、出力整合回路
105とからなる。
クタ端子27に発生する入力信号1の差周波電圧成分を
推定する。この推定は前述したように入力信号1の周波
数帯域内の任意の2周波の差信号を計算することにより
行う。
と、その差周波電圧成分を打ち消すように電圧源17を
制御する。
る、入力信号1の差周波電圧が抑制されるので、ドレイ
ン電源供給回路のインピーダンスに関係なく歪みを低減
することができる。従って本発明では、コレクタチョー
クインダクタンス29は、増幅する信号である950M
Hz帯の信号に対して、充分高いインピーダンスを有す
れば良く、従来技術で必要とされた、増幅信号帯域と差
周波帯域に対するインピーダンスのトレードオフを解消
することができる。
る。図10〜図12は制御部の第7〜第9実施例の構成
図である。なお、同図には便宜上、電圧源17も表示し
ている。
例について説明する。制御部26は入力信号1のスペク
トルを解析するスペクトルアナライザ91と、スペクト
ルアナライザ91で解析されたスペクトルより差周波成
分を推定する差周波成分推定器92と、差周波成分推定
器92で推定された差周波成分に基づき制御信号を発生
する制御信号発生器93とからなる。
のスペクトルがスペクトルアナライザ91で解析される
と、それを基に差周波成分推定器92は差周波成分を推
定する。制御信号発生器93はその推定された差周波成
分に基づき電圧源17を制御する。
例について説明する。この第8実施例は入力信号1とし
て搬送波をベースバンド信号で変調した信号を用いた場
合を示している。
落とすダウンコンバータ94と、ADコンバータ95
と、差周波成分推定器92と、制御信号発生器93とか
らなる。
バータ94で入力信号1がべースバンドに落とされ、そ
のべースバンドはADコンバータ95でサンプリングさ
れる。そのサンプリング結果に基づき差周波成分推定器
92が差分周波数を推定し、その推定結果に基づき制御
信号発生器93が制御信号を発生する。この制御信号に
より電圧源17の出力電圧が制御される。
ば、”0110”や”0101“等、配列が定まれば、
その配列に基づき入力信号の波形を推定することができ
る。この入力信号の波形が推定できれば差周波信号が推
定できることは前述したとおりである。
例について説明する。この第9実施例も入力信号1とし
て搬送波をベースバンド信号で変調した信号を用いた場
合を示している。
落とすダウンコンバータ94と、スペクトルアナライザ
91と、差周波成分推定器92と、制御信号発生器93
とからなる。
バータ94で入力信号1がべースバンドに落とされ、そ
のベースバンドをスペクトルアナライザ91でスペクト
ル解析し、そのスペクトル解析結果に基づき差周波成分
推定器92が差分周波数を推定し、その推定結果に基づ
き制御信号発生器93が制御信号を発生する。この制御
信号により電圧源17の出力電圧が制御される。
例について説明する。図13は本発明に係る高周波増幅
回路の第4実施例の構成図である。なお、図1と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
バイアス回路102と、高周波増幅用MOSFET10
3と、ドレインチョークインダクタンス18と、MOS
FET103のドレインに電源を供給する電圧源17
と、高抵抗32及び電流検出器33とで構成される電圧
検出器31と、ローパスフィルタ(L.P.F)34
と、伝達関数回路35と、整合回路105とからなる。
る微小電流を電流検出器33で検出することにより、電
圧を検出する。この検出した電圧値は、ローパスフィル
タ34を通り、入力信号1の差周波成分、及びその整数
倍の周波数成分のみが伝達関数回路35へと入力され
る。伝達関数回路35を通り、強度,位相の周波数特性
を整えられた信号が、電圧制御電圧源17の出力電圧を
制御する。
は、ドレイン端子3における、入力信号1の差周波電圧
と、差周波の整数倍の周波数を持つ電圧成分がゼロにな
るように選ばれている。
差周波電圧とこの差周波の整数倍の周波数を有する電圧
とを180度位相の異なる電圧に変換したものとなる。
て補足する。伝達関数回路35の出力はアナログの電圧
信号である。電流検出器33はドレイン端子3の電圧に
比例した電圧信号を発生する。この電圧信号をローパス
フィルタ34を通すことで、ドレイン端子3の電圧のう
ち差周波電圧を含む周波数の低い成分に比例した電圧信
号が得られる。
するとチョークインダクタンス18の影響によりドレイ
ン端子3での差周波電圧がゼロにならない場合が出てく
る。この影響を避けるため伝達関数回路35を通して制
御電圧信号の強度、位相を調整する。
やアンプを組み合わせたアナログ回路である。もしく
は、ローパスフィルタ34からの信号をADコンバータ
でディジタルデータに変換し、ディジタルフィルタを通
した後にDAコンバータでアナログ出力を得る回路であ
る。
入力信号1の差周波電圧が抑制されるので、ドレイン電
源供給回路のインピーダンスに関係なく、歪みを低減す
ることができる。従って本発明では、ドレインチョーク
インダクタンス18は、増幅する信号である950MH
z帯の信号に対して、充分高いインピーダンスを有すれ
ば良く、従来技術で必要とされた増幅信号帯域と差周波
帯域に対するインピーダンスのトレードオフを解消する
ことができる。
例について説明する。図14は本発明に係る高周波増幅
回路の第5実施例の構成図である。なお、図1と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
ース接地であるのに対し、MOSFET103をゲート
接地としたものである。その他の構成は図1と同様であ
る。
の動作及び効果も図1に記載の回路と同様なため説明を
省略する。
るMOSFET103のソース接地回路は図14と同様
に全てゲート接地回路に変更することが可能である。
例について説明する。図15は本発明に係る高周波増幅
回路の第6実施例の構成図である。なお、図5と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
MOSFET103であるのに対し、高周波増幅用能動
素子としてバイポーラトランジスタ111を用いたもの
である。その他の構成はDCブロックキャパシタ12
4,125を追加した点を除き図1と同様である。
降の動作及び効果も図5に記載の回路と同様なため説明
を省略する。
るMOSFET103のソース接地回路は図15と同様
に全てバイポーラトランジスタ111に変更することが
可能である。
例について説明する。図16は本発明に係る高周波増幅
回路の第7実施例の構成図である。なお、図9と同様の
構成部分については同一番号を付し、その説明を省略す
る。
バイポーラトランジスタ111であるのに対し、高周波
増幅用能動素子としてMOSFET103を用いたもの
である。その他の構成はDCブロックキャパシタ12
4,125を追加した点を除き図5と同様である。
降の動作及び効果も図9に記載の回路と同様なため説明
を省略する。
例について説明する。図17は本発明に係る高周波増幅
回路の第8実施例の構成図である。なお、図16と同様
の構成部分については同一番号を付し、その説明を省略
する。
号131が入力される点を除き図16の第7実施例と構
成、動作、効果ともに同様である。
入力信号を推定し、その入力信号よりさらに差周波電圧
を推定する。
入力信号1である。例えば、携帯電話の場合はベースバ
ンド信号は音声をディジタル化したデータ、搬送波は
1.9GHz帯の正弦波、パワーアンプへの入力信号は
搬送波をベースバンド信号でπ/4シフトQPSK変調
した信号である。変調方式は公知なのでベースバンド信
号のビットの配列が分かっていれば入力信号1の推定が
可能となる。
信号1からドレインに発生する差周波電圧を推定するこ
とも可能となる。
を打ち消すために電圧源17の電圧をどのように変化さ
せればよいかが推定可能となる。この推定結果に基づき
制御部26の出力が決まる。
部26の実施例について説明する。図18は制御部の第
10実施例の構成図である。なお、同図には便宜上、電
圧源17も表示している。
ースバンド信号131が入力される差周波成分推定器1
35と、この推定値に基づき制御信号を発生する制御信
号発生器136とからなる。
ド信号131が差周波成分推定器135に入力される
と、差周波成分推定器135はそのベースバンド信号1
31のビットの配列から入力信号1を推定し、さらにそ
の入力信号1から差周波成分を推定する。その推定差周
波成分は制御信号発生器136へ入力され、制御信号発
生器136はその推定差周波成分に基づき電圧源17へ
制御信号を出力する。
の出力側に電源電圧を供給する電圧供給手段を含む高周
波増幅回路であって、その高周波増幅回路を入力信号よ
り周波数の低い前記入力信号の差周波信号を検出する信
号検出手段と、その信号検出手段で検出された差周波信
号に基づき前記電源電圧を制御して出力信号より前記差
周波信号を減衰させる信号減衰手段とを含み構成したた
め、入力信号の差周波成分が入力信号を変調することに
より発生する歪みを低減することが可能となる。
態の構成図である。
成図である。
成図である。
構成図である。
構成図である。
構成図である。
構成図である。
構成図である。
電話用900MHz帯増幅回路の一例の構成図である。
ある。
Claims (10)
- 【請求項1】 高周波増幅用能動素子の出力側に電源電
圧を供給する電圧供給手段を含む高周波増幅回路であっ
て、 入力信号より周波数の低い前記入力信号の差周波信号を
検出する信号検出手段と、その信号検出手段で検出され
た差周波信号に基づき前記電源電圧を制御して出力信号
より前記差周波信号を減衰させる信号減衰手段とを含む
ことを特徴とする高周波増幅回路。 - 【請求項2】 前記信号検出手段は前記高周波増幅用能
動素子の出力側に発生する出力電圧から前記差周波信号
の電圧を検出することを特徴とする請求項1記載の高周
波増幅回路。 - 【請求項3】 前記信号検出手段は前記電圧供給手段に
流れる電流から前記出力側に発生する前記差周波信号の
電圧成分を推定することを特徴とする請求項1記載の高
周波増幅回路。 - 【請求項4】 前記信号検出手段は前記入力信号より前
記出力信号の差周波電圧を推定することを特徴とする請
求項1記載の高周波増幅回路。 - 【請求項5】 前記信号検出手段は前記高周波増幅用能
動素子の出力側に発生する出力電流の一部を抽出する抵
抗手段と、その抵抗手段に流れる電流を電圧に変換する
変換手段と、その変換手段で変換後の電圧より前記差周
波電圧のみを抽出する手段とからなり、前記信号減衰手
段はその抽出後の差周波電圧の強度及び位相の周波数特
性を整えかつ前記差周波電圧を180度位相の異なる電
圧に変換する伝達関数手段を有し、その伝達関数手段よ
り出力される電圧により前記電圧供給手段より出力され
る電源電圧を制御することを特徴とする請求項1記載の
高周波増幅回路。 - 【請求項6】 前記入力信号は搬送波をベースバンド信
号で変調した信号であり、前記信号検出手段は前記ベー
スバンド信号の高レベル及び低レベル信号の配列より前
記出力信号の差周波電圧を推定することを特徴とする請
求項1記載の高周波増幅回路。 - 【請求項7】 前記信号検出手段で検出される電圧は瞬
時値であることを特徴とする請求項2〜6いずれかに記
載の高周波増幅回路。 - 【請求項8】 前記信号減衰手段は、差周波電圧に対し
これと180度位相の異なる電圧を出力するよう前記電
圧供給手段を制御することを特徴とする請求項2〜4,
6,7いずれかに記載の高周波増幅回路。 - 【請求項9】 前記高周波増幅用能動素子は電界効果型
トランジスタであることを特徴とする請求項1〜8いず
れかに記載の高周波増幅回路。 - 【請求項10】 前記高周波増幅用能動素子はバイポー
ラ型トランジスタであることを特徴とする請求項1〜8
いずれかに記載の高周波増幅回路。
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