JP4802190B2 - ポーラ変調送信回路及び通信機器 - Google Patents

ポーラ変調送信回路及び通信機器 Download PDF

Info

Publication number
JP4802190B2
JP4802190B2 JP2007522861A JP2007522861A JP4802190B2 JP 4802190 B2 JP4802190 B2 JP 4802190B2 JP 2007522861 A JP2007522861 A JP 2007522861A JP 2007522861 A JP2007522861 A JP 2007522861A JP 4802190 B2 JP4802190 B2 JP 4802190B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
transmission circuit
amplitude
regulator
unit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2007522861A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2008539602A (ja
Inventor
松浦　　徹
森本　　滋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2007522861A priority Critical patent/JP4802190B2/ja
Publication of JP2008539602A publication Critical patent/JP2008539602A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4802190B2 publication Critical patent/JP4802190B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/191—Tuned amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/004—Control by varying the supply voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/361—Modulation using a single or unspecified number of carriers, e.g. with separate stages of phase and amplitude modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器に用いられる送信回路に関し、より特定的には、変調帯域が広い変調方式においても、低歪みかつ高効率に送信信号を出力する送信回路、及びそれを用いた通信機器に関する。
従来、包絡線変動成分を含む変調信号を増幅する高周波電力増幅器には、包絡線変動成分を線形に増幅するためにＡ級またはＡＢ級の線形増幅器が用いられていた。このような線形増幅器は、線形性には優れている反面、常時直流バイアス成分に伴う電力を消費しているために、Ｃ級ないしＥ級等の非線形増幅器に比べて電力効率が低い。このため、このような高周波電力増幅器を、電池を電源とする携帯型の通信機器に適用した場合、高周波電力増幅器の電力消費量が多いため、使用時間が短くなってしまうという問題点があった。また、このような高周波電力増幅器を、大電力の送信回路を複数設置する無線システムの基地局装置に適用した場合においては、装置の大型化や発熱量の増大を招いてしまうという問題点があった。
そこで、高効率に動作する送信回路として、ポーラ変調方式が適用された送信回路が従来から提案されている。図２６は、ポーラ変調方式が適用された従来の送信回路５００の構成を示すブロック図である。図２６において、従来の送信回路５００は、極座標信号生成部５０１、角度変調部５０２、電源端子５０３、レギュレータ５０４、振幅変調部５０５、及び出力端子５０６を備える。
極座標信号生成部５０１は、振幅信号及び位相信号を生成する。振幅信号は、レギュレータ５０４に入力される。レギュレータ５０４には、電源端子５０３から直流電圧が供給されている。レギュレータ５０４は、入力された振幅信号に応じた電圧を振幅変調部５０５に供給する。また、位相信号は、角度変調部５０２に入力される。角度変調部５０２は、入力された位相信号を角度変調して角度変調信号を出力する。角度変調部５０２から出力された角度変調信号は、振幅変調部５０５に入力される。振幅変調部５０５は、角度変調信号をレギュレータ５０４から供給された電圧で振幅変調して、変調信号として出力する。この変調信号が、送信信号として出力端子５０６から出力される。
また、ポーラ変調方式が適用された送信回路には、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の非線形性によって、送信信号に歪みが生じることがある。ポーラ変調方式が適用された送信回路において、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の非線形性を、テーブルを用いて補償する手法が従来から開示されている（例えば、特許文献１参照）。このような手法を用いた従来の送信回路としては、例えば、図２７に示す送信回路６００がある。図２７は、従来の送信回路６００の構成の一例を示すブロック図である。図２７において、歪み補償部６０１は、送信信号に基づいて、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の非線形性を補償するように、歪み補償テーブルを作成する。振幅制御部６０２、及び位相制御部６０３は、歪み補償部６０１が作成した歪み補償テーブルに基づいて、振幅信号及び位相信号を予め歪ませて、レギュレータ５０４及び振幅変調部５０５に入力する。
米国特許第６３６６１７７号明細書
しかしながら、近年、送信回路に求められる変調帯域が広帯域化しており、これによって、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の周波数帯域が不足することが予想される。例えば、従来の送信回路５００（図２６参照）においては、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の周波数帯域が不十分な場合、送信信号が歪むなどの問題が発生していた。一例として、送信回路５００において、レギュレータ５０４及び振幅変調部５０５の周波数帯域が不十分な場合のシミュレーション結果を図２８に示す。ただし、変調信号には、シンボル数５１２、オーバーサンプリング１２８倍、ルートレイズドフィルタα＝０．５、シンボルレート３．８４ＭＨｚのπ／４シフトＱＰＳＫの変調波を用いるものとする。また、レギュレータ５０４と振幅変調部５０５とを合わせた伝達特性を、カットオフ周波数が２６．４ＭＨｚの１次の減衰特性を有する低域通過フィルタと同じにする。
このときの隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰ）について、積分帯域幅を３．８４ＭＨｚとし、５ＭＨｚ離調、及び１０ＭＨｚ離調のときの値を計算し、この結果を図２８に示している。図２８において、横軸（すなわち、Ｄｅｌａｙ）は、位相信号と比べた振幅信号の遅延時間であり、単位はサンプル数である。例えば、１サンプルの遅延は、２ｎｓに相当する。また、−５ＭＨｚのＡＣＰとは、中心周波数より５ＭＨｚ周波数が小さい点のＡＣＰを表す。この結果から、経路の違いによる振幅信号と位相信号との遅延時間を調整しても、ＡＣＰが十分小さくならず、また、離調が異なるＡＣＰで最適遅延時間が異なるため、すべてのＡＣＰを小さくすることが困難であることが分かる。
また、送信回路６００（図２７参照）は、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の非線形性を補償しても、レギュレータ５０４や振幅変調部５０５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制することは困難である。
それ故に、本発明の目的は、変調帯域が広い変調方式においても、低歪みかつ高効率に動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器を提供することである。
本発明の目的は、入力されるデータに基づいて、送信信号を生成して出力する送信回路に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の送信回路は、データを信号処理することによって得られる振幅成分および位相成分に基づいて、振幅信号および角度変調信号を生成する信号生成部と、所定の特性に基づいて、振幅信号に対して波形整形処理を行う補償フィルタと、補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力するレギュレータと、角度変調信号をレギュレータから出力された信号で振幅変調して、変調信号として出力する振幅変調部とを備える。ただし、補償フィルタの特性は、レギュレータの入力と振幅変調部の出力との間の伝達特性に対して、逆特性である。
好ましくは、信号生成部は、データを信号処理することによって得られる振幅成分および位相成分に基づいて、振幅信号および位相信号を生成する極座標信号生成部と、位相信号を角度変調して、角度変調信号として出力する角度変調部とを含む。
また、信号生成部は、データを信号処理することによって、直交データであるＩ，Ｑ信号からなるベースバンド信号を生成する直交信号生成部と、Ｉ，Ｑ信号をベクトル変調するベクトル変調部と、ベクトル変調部から出力された信号の包絡線成分を検波して、当該検波した包絡線成分を振幅信号として出力する包絡線検波部と、ベクトル変調部から出力された信号の包絡線を所定の大きさに制限して、大きさが制限された信号を角度変調信号として出力するリミッタとを含んでいてもよい。
好ましくは、補償フィルタは、所定の特性に基づいて、振幅信号に対して波形整形処理を行うデジタルフィルタと、デジタルフィルタから出力された信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータとを含む。
また、補償フィルタは、振幅信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータと、所定の特性に基づいて、アナログ信号に対して波形整形処理を行なうアナログフィルタとを含むものであってもよい。
好ましくは、レギュレータは、シリーズレギュレータである。これによって、送信回路は、広帯域な信号を処理することができる。
また、レギュレータは、スイッチングレギュレータであってもよい。これによって、送信回路は、高効率な動作が可能となる。
また、送信回路は、極座標信号生成部の出力に、振幅信号、および位相信号のうち少なくともいずれかの信号を、レギュレータ、角度変調部及び振幅変調部の少なくともいずれかで発生する歪みが抑制されるように補償する歪み補償部をさらに備えてもよい。
好ましくは、信号生成部は、ベースバンドに基づいて設定される電力情報をさらに出力する。この場合、レギュレータは、スイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとを含む。スイッチングレギュレータは、電力情報によって制御された電圧をシリーズレギュレータに供給する。シリーズレギュレータは、スイッチングレギュレータから供給された電圧で、補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力する。これによって、送信回路は、シリーズレギュレータでの損失を小さくし、消費電力を低減することができる。
好ましくは、補償フィルタの伝達特性は、振幅信号の大きさによらず一定である。ただし、信号生成部が、ベースバンドに基づいて設定される電力情報をさらに出力する場合には、補償フィルタの伝達特性を、電力情報の大きさによって変化させてもよい。これによって、送信回路は、振幅変調部が出力する送信信号の電力の大きさに関わらず、レギュレータ及び振幅変調部の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制することができる。
また、本発明は、上述した送信回路を備える通信機器にも向けられている。通信機器は、送信信号を生成する送信回路と、送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備える。また、通信機器は、アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、送信回路で生成された送信信号をアンテナに出力し、アンテナから受信した受信信号を受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えてもよい。
以上のように、本発明によれば、補償フィルタが、信号生成部が出力する振幅信号を、レギュレータの入力から振幅変調部の出力までの伝達特性と逆特性になるように補償することで、レギュレータ及び振幅変調部の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制する。これによって、送信回路は、変調帯域が広い変調方式においても、低歪みかつ高効率に送信信号を出力することができる。
また、送信回路は、角度変調部、レギュレータ、及び振幅変調部の少なくともいずれかの非線形を補償する歪み補償部をさらに備える。これによって、送信回路は、歪み補償部が、角度変調部、レギュレータ、及び振幅変調部の少なくともいずれかの非線形を補償し、補償フィルタが、レギュレータ及び振幅変調部の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制するので、より低歪みな送信信号を出力することができる。
また、本発明の通信機器によれば、上述した送信回路を用いることで、広い帯域幅で出力信号の精度を確保しつつ、小型かつ高効率に動作することができる。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成の一例を示すブロック図である。図１において、送信回路１は、信号生成部１１、補償フィルタ１２、電源端子１３、レギュレータ１４、振幅変調部１５、及び出力端子１６を備える。信号生成部１１は、入力データを信号処理することによって得られる振幅成分及び位相成分に基づいて、振幅信号Ｍ及び角度変調信号Ｓθを出力する。振幅信号Ｍは、補償フィルタ１２で波形整形処理された後、レギュレータ１４に入力される。レギュレータ１４は、入力された振幅信号によって制御された信号を出力する。典型的には、レギュレータ１４は、入力された振幅信号の大きさに比例した信号を出力する。レギュレータ１４が出力した信号は、振幅変調部１５に入力される。
角度変調信号Ｓθは、振幅変調部１５に入力される。振幅変調部１５は、角度変調信号Ｓθをレギュレータ１４から入力された信号で振幅変調して、角度変調及び振幅変調された変調信号として出力する。変調信号は、出力端子１６から送信信号として出力される。
次に、信号生成部１１、レギュレータ１４、振幅変調部１５、及び補償フィルタ１２の順に、各構成の詳細について説明する。
信号生成部１１は、例えば、極座標信号を生成する極座標信号生成部を用いて構成することができる。図２は、極座標信号生成部を用いて構成した信号生成部１１ａの一例を示すブロック図である。図２において、信号生成部１１ａは、極座標信号生成部１１１、角度変調部１１２、出力端子１１３、及び出力端子１１４を含む。極座標信号生成部１１１は、入力データを変調して、振幅信号Ｍと位相信号θとを生成する。振幅信号Ｍは、出力端子１１３から出力される。位相信号θは、角度変調部１１２で角度変調された後、角度変調信号Ｓθとして、出力端子１１４から出力される。
また、信号生成部１１は、例えば、直交信号を生成する直交信号生成部を用いて構成してもよい。図３は、直交信号生成部を用いて構成した信号生成部１１ｂの一例を示すブロック図である。図３において、信号生成部１１ｂは、直交信号生成部１１５、ベクトル変調部１１６、包絡線検波部１１７、リミッタ１１８、出力端子１１３、及び出力端子１１４を含む。直交信号生成部１１５は、直交データであるＩ，Ｑ信号からなるベースバンド信号を生成する。Ｉ，Ｑ信号は、ベクトル変調部１１６に入力される。ベクトル変調部１１６は、Ｉ，Ｑ信号をベクトル変調する。ベクトル変調部１１６には、例えば、直交変調器が用いられる。
ベクトル変調部１１６から出力された信号は、包絡線検波部１１７及びリミッタ１１８に入力される。包絡線検波部１１７は、ベクトル変調部１１６から出力された信号の包絡線成分を検波し、検波した包絡線成分を振幅信号Ｍとして、出力端子１１３から出力する。リミッタ１１８は、ベクトル変調部１１６から出力された信号の包絡線成分を一定の大きさに制限し、大きさを制限した信号を角度変調信号Ｓθとして、出力端子１１４から出力する。
レギュレータ１４は、例えば、電圧駆動型のシリーズレギュレータで構成することができる。図４は、シリーズレギュレータ１４ａの構成の一例を示すブロック図である。図４において、シリーズレギュレータ１４ａは、入力端子１４１、比較部１４２、電源端子１４３、トランジスタ１４４、及び出力端子１４５を含む。ここでは、トランジスタ１４４を電界効果トランジスタとする。入力端子１４１には、補償フィルタ１２を介して振幅信号が入力される。振幅信号は、比較部１４２を介してトランジスタ１４４のゲート端子に入力される。トランジスタ１４４のドレイン端子には、電源端子１４３から直流電圧が供給されている。
トランジスタ１４４は、入力された振幅信号の大きさに比例した電圧をソース端子から出力する。トランジスタ１４４のソース端子から出力された電圧は、比較部１４２にフィードバックされる。比較部１４２は、フィードバックされた電圧に基づいて、トランジスタ１４４のゲート端子に入力される振幅信号の大きさを調整する。このようにして、シリーズレギュレータ１４ａは、振幅信号の大きさに応じて制御された電圧を出力端子１４５から安定して供給することができる。なお、トランジスタ１４４は、バイポーラトランジスタであっても同様の効果が得られる。
また、レギュレータ１４は、例えば、電圧駆動型のスイッチングレギュレータで構成することができる。図５は、スイッチングレギュレータ１４ｂの構成の一例を示すブロック図である。図５において、スイッチングレギュレータ１４ｂは、入力端子１４１、電源端子１４３、信号変換部１４６、増幅部１４７、ローパスフィルタ１４８及び出力端子１４５を含む。入力端子１４１には、補償フィルタ１２を介して振幅信号が入力される。振幅信号は、信号変換部１４６に入力される。信号変換部１４６は、入力された振幅信号をＰＷＭやデルタシグマ変調された信号に変換する。信号変換部１４６で変換された信号は、増幅部１４７に入力される。増幅部１４７は、入力された信号を増幅して出力する。なお、増幅部１４７には、電源端子１４３から直流電圧が供給されている。増幅部１４７には、Ｄ級アンプなどの高効率スイッチングアンプが用いられる。
増幅部１４７が出力した信号は、ローパスフィルタ１４８に入力される。ローパスフィルタ１４８は、増幅部１４７が出力した信号から量子化雑音やスイッチング雑音などのスプリアス成分を除去する。ローパスフィルタ１４８でスプリアス成分が除去された信号は、振幅信号の大きさに応じて制御された電圧として、出力端子１４５から出力される。なお、スイッチングレギュレータ１４ｂは、出力する電圧を安定化させるために、ローパスフィルタ１４８から出力される信号を、信号変換部１４６にフィードバックしてもよい。送信回路１は、レギュレータ１４に高効率なスイッチングレギュレータ１４ｂを用いることで、送信回路としての消費電力を低減することができる。
また、レギュレータ１４は、例えば、電流駆動型のレギュレータで構成することができる。図６は、電流駆動型のレギュレータ１４ｃの構成の一例を示すブロック図である。図６において、電流駆動型のレギュレータ１４ｃは、入力端子１４１、電源端子１４３、可変電流源１４９、トランジスタ１４４ｘ、トランジスタ１４４ｙ、及び出力端子１４５を含む。入力端子１４１には、補償フィルタ１２を介して振幅信号が入力される。電源端子１４３には、直流電圧が供給されている。入力された振幅信号は、可変電流源１４９、トランジスタ１４４ｘ、及びトランジスタ１４４ｙを介して、振幅信号の大きさに応じて制御された電流として、出力端子１４５から出力される。このような電流駆動型のレギュレータ１４ｃは、振幅変調部１５がバイポーラトランジスタで構成されているときに有用である。なお、トランジスタ１４４ｘ、及びトランジスタ１４４ｙは、電界効果トランジスタであっても、バイポーラトランジスタであっても同様の効果が得られる。
振幅変調部１５は、例えば、図７に示すように構成することができる。図７は、振幅変調部１５ａの構成の一例を示すブロック図である。図７において、振幅変調部１５ａは、入力端子１５１、整合回路１５２、バイアス回路１５３、電源端子１５４、トランジスタ１５５、バイアス回路１５６、入力端子１５７、整合回路１５８、及び出力端子１５９を含む。ここでは、トランジスタ１５５をバイポーラトランジスタとする。入力端子１５１には、信号生成部１１から角度変調信号Ｓθが入力される。角度変調信号Ｓθは、整合回路１５２を介して、トランジスタ１５５のベース端子に入力される。
また、電源端子１５４には、直流電圧が印加されている。すなわち、トランジスタ１５５のベース端子には、電源端子１５４、及びバイアス回路１５３を介して、バイアス電圧が供給される。入力端子１５７には、レギュレータ１７から振幅信号の大きさに応じて制御された信号が入力される。振幅信号の大きさに応じて制御された信号は、バイアス回路１５６を介して、トランジスタ１５５のコレクタ端子に入力される。トランジスタ１５５は、角度変調信号Ｓθを振幅信号の大きさに応じて制御された信号によって振幅変調して、角度変調及び振幅変調された変調信号として出力する。
トランジスタ１５５から出力された変調信号は、整合回路１５８を介して、出力端子１５９から出力される。なお、トランジスタ１５５は、電界効果トランジスタであっても同様の効果が得られる。また、振幅変調部１５ａは、電源端子１５４と、入力端子１５７とに入力される信号を入替えてもよく、この場合も、同様の効果を得ることができる。
なお、振幅変調部１５は、上述した振幅変調部１５ａとは異なる構成であってもよい。図８は、振幅変調部１５ｂの構成の一例を示すブロック図である。図８において、振幅変調部１５ｂは、基本的には、振幅変調部１５ａ（図７参照）を直列に２つ接続した構成である。トランジスタ１５５のベース端子には、バイアス回路１５３を介して、電源端子１５４からバイアス電圧が供給される。トランジスタ１６１のベース端子には、バイアス回路１６５を介して、電源端子１６０からバイアス電圧が供給される。
トランジスタ１５５のコレクタ端子には、端子１６４、及びバイアス回路１５６を介して、レギュレータ１７から振幅信号の大きさに応じて制御された信号が入力される。また、トランジスタ１６１のコレクタ端子には、端子１６４、及びバイアス回路１６２を介して、レギュレータ１７から振幅信号の大きさに応じて制御された信号が入力される。この構成によって、振幅変調部１５ｂは、図７に示した振幅変調部１５ａと比較して、より大きなダイナミックレンジを持った信号を出力することができる。なお、振幅変調部１５ａ、１５ｂにおいて、トランジスタをバイポーラトランジスタとしたが、電界効果トランジスタとしても同様の効果が得られる。
次に、補償フィルタ１２の詳細について説明する。補償フィルタ１２は、振幅信号Ｍを波形整形処理することで、レギュレータ１４及び振幅変調部１５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪み（以下、このような歪みを周波数特性と記す）を補償する。ここで、補償フィルタ１２の設計方法について説明する。
補償フィルタ１２を設計するには、まず、レギュレータ１４の入力から振幅変調部１５の出力までの間の伝達特性Ｈ（ｓ）を求める必要がある。この伝達特性Ｈ（ｓ）は、レギュレータ１４への入力信号Ｘ（ｓ）と、振幅変調部１５からの出力信号の包絡線成分Ｙ（ｓ）とを用いて、式（１）によって定義される。
Ｈ（ｓ）＝Ｙ（ｓ）／Ｘ（ｓ） ・・・式（１）
図９は、レギュレータ１４の入力から振幅変調部１５の出力までの間の伝達特性Ｈ（ｓ）を求める方法を説明する図である。図９において、信号源１７１、１７２から正弦波信号が出力される。ここで、信号源１７１が出力する正弦波信号の周波数は、信号生成部１１（図１参照）が出力する角度変調信号Ｓθの中心周波数と等しく設定される。また、信号源１７２が出力する正弦波信号の周波数は、信号生成部１１（図１参照）が出力する振幅信号Ｍが有する周波数のいずれかを含むように設定される。なお、信号源１７２から出力される信号としては、ステップ信号などを用いてもよい。
信号源１７１から出力された正弦波信号は、振幅変調部１５に入力される。一方、信号源１７２から出力された正弦波信号は、レギュレータ１４で増幅された後、振幅変調部１５に入力される。振幅変調部１５は、信号源１７１から出力された正弦波信号を、レギュレータ１４を介して入力された正弦波信号で振幅変調して、変調信号として出力する。包絡線検波部１７３は、振幅変調部１５から出力された変調信号の包絡線成分を検波し、検波した包絡線成分を包絡線信号Ｙ（ｓ）として、オシロスコープ１７４に出力する。なお、包絡線検波部１７３には、伝達特性が既知のものが用いられる。
また、オシロスコープ１７４には、レギュレータへの入力信号Ｘ（ｓ）として、信号源１７２から正弦波信号が入力される。すなわち、オシロスコープ１７４によって、包絡線信号Ｙ（ｓ）を測定し、レギュレータへの入力信号Ｘ（ｓ）の周波数をスイープすることによって、レギュレータ１４の入力から包絡線検波部１７３の出力までの伝達特性Ｈ１（ｓ）を求めることができる。ここで、包絡線検波部１７３の伝達特性をＨ２（ｓ）とすると、レギュレータ１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性Ｈ（ｓ）は、式（２）で表すことができる。
Ｈ（ｓ）＝Ｈ１（ｓ）／Ｈ２（ｓ） ・・・式（２）
ここで、伝達特性Ｈ（ｓ）が、１次の伝達特性を有する場合、補償フィルタ１２は、式（３）を満たすように設計される。ただし、ω0はカットオフ周波数を表す定数であり、ｓ＝ｊωである。
Ｈ（ｓ）＝１／（１＋ｓ／ω0） ・・・式（３）
補償フィルタ１２は、例えば、デジタルフィルタを用いて構成することができる。図１０は、デジタルフィルタを用いて構成された補償フィルタ１２ａの一例を示すブロック図である。図１０において、補償フィルタ１２ａは、入力端子１２１、デジタルフィルタ１２２、ＤＡコンバータ１２３、及び出力端子１２４を含む。補償フィルタ１２ａは、入力端子１２１を介して入力された振幅信号Ｍを、デジタルフィルタ１２２で補償し、ＤＡコンバータ１２３でアナログ信号に変換して、出力端子１２４から出力する。
式（３）をデジタル形式で表現する（すなわち、ｚの関数として表現する）と、式（４）で表すことができる。ここで、Ｔはクロック周波数の逆数である。
Ｈ（ｚ）＝（１−ｅｘｐ（−ω0Ｔ））／（１−ｅｘｐ（−ω0Ｔ）・ｚ-1） ・・・式（４）
補償フィルタ１２ａの伝達特性Ｈｃ（ｚ）は、レギュレータ１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性Ｈ（ｚ）と逆特性となるので、式（５）で表すことができる。第１の実施形態に係る補償フィルタ１２ａの伝達特性Ｈｃ（ｚ）は、式（５）に示すように、振幅信号Ｍの大きさによらず一定である。
Ｈｃ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）-1
＝（１−ｅｘｐ（−ω0Ｔ）・ｚ―1）／（１−ｅｘｐ（−ω0Ｔ）） ・・・式（５）
また、この補償フィルタ１２ａは、図１１に示すＦＩＲフィルタによって表すことができる。図１１は、ＦＩＲフィルタの構成の一例を示すブロック図である。図１１に示すＦＩＲフィルタは、入力端子１２２１、遅延素子１２２２、乗数器（掛算器）１２２３、１２２４、加算器１２２５、及び出力端子１２２６から構成される。図１１において、乗数器１２２３、１２２４の係数ｂ0、ｂ1は、式（６）及び式（７）で表すことができる。
ｂ0＝１−ｅｘｐ（−ω0Ｔ）・ｚ-1 ・・・式（６）
ｂ1＝ｅｘｐ（−ω0Ｔ）／（１−ｅｘｐ（−ω0Ｔ）） ・・・式（７）
図１２は、送信回路１において、図２８と同様の条件で、ＦＩＲフィルタのクロック周波数を変化させたときのシミュレーション結果を示す図である。ただし、図１２では、振幅信号と位相信号との間の遅延時間は最適に調整されている（すなわち、Ｄｅｌａｙ＝０である）ものとする。図１２に示すように、送信回路１は、低いクロック周波数においても、補償フィルタ１２を用いることで、歪みを大きく低減できることがわかる。
また、補償フィルタ１２は、例えば、アナログ回路を用いて構成してもよい。この場合も、補償フィルタ１２は、レギュレータ１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性Ｈ（ｓ）と逆特性になるように設計される。図１３は、アナログ回路を用いて構成された補償フィルタ１２ｂの一例を示すブロック図である。図１３において、補償フィルタ１２ｂは、入力端子１２１、ＤＡコンバータ１２５、アナログフィルタ１２６、及び出力端子１２４を含む。補償フィルタ１２ｂは、入力端子１２１を介して入力された振幅信号Ｍを、ＤＡコンバータ１２５でアナログ信号に変換した後、アナログフィルタ１２６で補償し、出力端子１２４から出力する。
以上のように、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１によれば、補償フィルタ１２が、信号生成部１１が出力する振幅信号を、レギュレータ１４の入力から振幅変調部１５の出力までの伝達特性と逆特性になるように補償することで、レギュレータ５０４及び振幅変調部５０５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制する。これによって、送信回路は、変調帯域が広い変調方式においても、低歪みかつ高効率に動作することができる。
また、スイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとを比較すると、一般的に、スイッチングレギュレータには、高効率であるという利点があるが、帯域が狭いという欠点がある。しかしながら、送信回路１は、補償フィルタ１２を用いることで、帯域が狭くても低歪みに動作することから、従来はシリーズレギュレータでなければ変調帯域が確保できなかった場合も、高効率なスイッチングレギュレータを適用することができる。これによって、送信回路１は、低消費電力をより低減することができる。
（第２の実施形態）
図１４Ａは、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図である。図１４Ａにおいて、送信回路２は、信号生成部１１ｃの構成が第１の実施形態と異なる。信号生成部１１ｃは、極座標信号生成部１１１、歪み補償部１１９、及び角度変調部１１２を含む。図１４Ａにおいて、歪み補償部１１９は、極座標信号生成部１１１で生成された振幅信号Ｍ１及び位相信号θ１を、レギュレータ１４、角度変調部１１２及び振幅変調部１５の少なくともいずれかで発生する歪みが抑制されるように補償する。
具体的には、歪み補償部１１９は、補償フィルタ１２中のＤＡＣへの入力信号に対する振幅変調部１５から出力される送信信号の包絡線の大きさ（ＡＭ／ＡＭ特性）、および補償フィルタ１２中のＤＡＣへの入力信号に対する振幅変調部１５の入出力間の位相差（ＡＭ／ＰＭ特性）と逆特性となるように、歪み補償テーブルを元に、予め入力された信号を歪ませる。
図１４Ａにおいて、極座標信号生成部１１１は、振幅信号Ｍ１及び位相信号θ１を出力する。振幅信号Ｍ１及び位相信号θ１は、歪み補償部１１９に入力される。歪み補償部１１９は、予め作成しておいた歪み補償テーブルに基づいて、振幅信号Ｍ１及び位相信号θ１を補償し、振幅信号Ｍ２及び位相信号θ２を出力する。以降の動作は、第１の実施形態と同様である。すなわち、振幅信号Ｍ２は、補償フィルタ１２に入力され、波形整形処理された後、レギュレータ１４に入力される。位相信号θ２は、角度変調部１１２に入力され、角度変調された後、振幅変調部１５に入力される。
以下に、歪み補償部１１９における歪み補償テーブルの作成方法について説明する。歪み補償テーブルは、送信回路２の設計時に作成される。まず、歪み補償部１１９は、角度変調部１１２に一定の位相θ２（例えば、θ２＝０）を入力する。また、歪み補償部１１９は、補償フィルタ１２に一定の大きさの振幅信号Ｍ２を入力する。歪み補償部１１９は、このときの振幅変調部１５から出力される変調信号の包絡線の大きさ（以下、振幅信号Ｍ３とする）、及び変調信号の位相成分（以下、位相信号θ３とする）を測定する。歪み補償部１１９は、補償フィルタ１２に入力する振幅信号Ｍ２の大きさを変えてこれを繰り返す。このときの特性が図１５Ａ、及び図１５Ｂのようになったとする。
このような場合、歪み補償部１１９は、図１５Ａ及び図１５Ｂで示した特性と逆特性となるように（すなわち、図１６Ａ及び図１６Ｂで示す特性となるように）、振幅信号Ｍ１及び位相信号θ１を歪ませる歪み補償テーブルを作成する。これによって、歪み補償部１１９は、送信回路２の特性を、図１７Ａ及び図１７Ｂに示すような線形特性にすることができる。
なお、第２の実施形態に係る送信回路２は、図１４Ａとは異なる構成であってもよい。例えば、第２の実施形態に係る送信回路２は、図１４Ｂに示すように構成することができる。図１４Ｂにおいて、送信回路２ｂは、信号生成部１１の後段に、歪み補償部１１９を備える。
以上のように、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２によれば、歪み補償部１１９が、角度変調部１１２、レギュレータ１４、及び振幅変調部１５の少なくともいずれかの非線形を補償し、補償フィルタ１２が、レギュレータ１４及び振幅変調部１５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑圧するので、より低歪みな送信信号を出力することができる。
（第３の実施形態）
図１８は、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図である。図１８において、送信回路３は、第１の実施形態に係る送信回路１と比較して、信号生成部１ｃと、レギュレータ１４ｄとが異なる。信号生成部１１ｃは、第１の実施形態に係る信号生成部１と比較して、さらにベースバンドに基づいて設定される電力情報Ｐを出力する。レギュレータ１４ｄは、シリーズレギュレータ１４ａ、及びスイッチングレギュレータ１４ｂを含む。シリーズレギュレータ１４ａは、例えば、図４に示す構成である。スイッチングレギュレータ１４ｂは、例えば、図５に示す構成である。
電力情報Ｐは、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡシステムの場合、基地局によって制御される。すなわち、送信すべき電力が基地局から送信回路３に送られる。送信回路３は、この基地局から送られた電力に基づいて、電力情報Ｐを決定する。電力情報Ｐは、スイッチングレギュレータ１４ｂに入力される。スイッチングレギュレータ１４ｂには、電源端子１３から直流電圧が供給されている。スイッチングレギュレータ１４ｂは、電力情報Ｐによって制御された電圧をシリーズレギュレータ１４ａに供給する。電力情報Ｐは、振幅信号Ｍと比べて周波数が低いため、スイッチングレギュレータ１４ｂを高効率に動作させることができる。なお、スイッチングレギュレータ１４ｂから出力される電圧は、シリーズレギュレータ１４ａから出力される電圧の最大値と同等か、少し高い電圧となるように設定される。
シリーズレギュレータ１４ａは、スイッチングレギュレータ１４ｂから供給される電圧が最適に制御されているため、高効率に動作することができる。このため、送信回路３は、シリーズレギュレータ１４ａとスイッチングレギュレータ１４ｂとを組み合わせたレギュレータ１４ｄを用いることで、シリーズレギュレータ１４ａでの損失を小さくし、消費電力を低減することができる。また、送信回路３は、補償フィルタ１２が、シリーズレギュレータ１４ａ及び振幅変調部１５の周波数特性を補償するので、送信信号の線形性を高めることができる。
なお、送信回路３は、上述した歪み補償部１７をさらに備えてもよい。図１９は、歪み補償部１７を備える送信回路３ｂの構成の一例を示すブロック図である。図１９において、送信回路３ｂは、歪み補償部１７が、シリーズレギュレータ１４ａ、及び振幅変調部１５の少なくともいずれかの非線形性を補償するので、さらに、送信信号の線形性を高めることができる。
（第４の実施形態）
図２０は、本発明の第４の実施形態に係る送信回路４の構成の一例を示すブロック図である。図２０において、送信回路４は、信号生成部１１ｃ、補償フィルタ１２ｃ、電源端子１３、レギュレータ１４、振幅変調部１５、及び出力端子１６を備える。補償フィルタ１２ｃには、信号生成部１１ｃから出力された電力情報Ｐが入力される。振幅変調部１５が出力する送信信号の電力の大きさによっては、レギュレータ１４から振幅変調部１５までの伝達特性は変化する場合がある。このため、送信回路４は、信号生成部１１ｃから出力された電力情報Ｐの大きさに応じて、補償フィルタ１２ｃの特性を最適に制御する。
図２１は、補償フィルタ１２ｃの詳細な構成の一例を示すブロック図である。図２１において、補償フィルタ１２ｃは、入力端子１２１、デジタルフィルタ１２２、ＤＡコンバータ１２３、制御部１２７、及び出力端子１２８を含む。入力端子１２１には、振幅信号Ｍが入力される。補償フィルタ１２ｃは、入力端子１２１を介して入力された振幅信号Ｍを、デジタルフィルタ１２２で補償し、ＤＡコンバータ１２３でアナログ信号に変換して、出力端子１２４から出力する。また、入力端子１２８には、電力情報Ｐが入力される。制御部１２７には、電力情報Ｐとデジタルフィルタ１２２のタップ係数とを対応付けたテーブルが格納されている。制御部１２７は、入力された電力情報Ｐとこのテーブルとに基づいて、デジタルフィルタ１２２のタップ係数を制御する。これによって、送信回路４は、振幅変調部１５が出力する送信信号の電力の大きさに関わらず、レギュレータ１４及び振幅変調部１５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制することができる。
なお、送信回路４は、補償フィルタ１２ｃを可変容量コンデンサを有するアナログフィルタで構成してもよい。この場合、制御部１２７には、電力情報Ｐと可変容量コンデンサの容量とを対応付けたテーブルが格納される。制御部１２７は、入力された電力情報Ｐとこのテーブルとに基づいて、デジタルフィルタ１２２の可変容量コンデンサの容量を制御する。
また、送信回路４は、電力情報Ｐの代わりに、振幅変調部１５が出力する送信信号の包絡線の大きさに基づいて、補償フィルタ１２の特性を最適化してもよい。図２２は、送信信号の包絡線の大きさに基づいて、補償フィルタ１２の特性を最適化する送信回路４ｂの構成の一例を示すブロック図である。図２２において、送信回路４ｂは、包絡線検波部１８、及び演算部１９をさらに備える。包絡線検波部１８は、振幅変調部１５が出力する送信信号の包絡線の大きさを検波する。演算部１９は、検波された送信信号の包絡線の大きさに基づいて、補償フィルタ１２ｃの係数を更新する。
また、送信回路４ｂは、電源をオンしたときにテスト信号を生成し、テスト信号によって、系の伝達特性を検出し、補償フィルタ１２の係数を更新してもよい。テスト信号としては、ステップ信号や、インパルス信号などを用いることができる。
これによっても、送信回路４ｂは、振幅変調部１５が出力する送信信号の電力の大きさに関わらず、レギュレータ１４及び振幅変調部１５の周波数帯域が不十分なことによって発生する歪みを抑制することができる。また、送信回路４ｂは、振幅変調部１５から出力された送信信号の包絡線の大きさに基づいて、補償フィルタ１２の特性を最適化するので、経年劣化によって発生する歪みを抑制することができる。また、送信回路４ｂは、必要なときに補償フィルタ１２の係数を更新するので、補償フィルタ１２で使用するメモリ量を低減することができる。
また、送信回路４は、上述した歪み補償部１７をさらに備えてもよい。図２３は、歪み補償部１７を備える送信回路４ｃの構成の一例を示すブロック図である。図２３において、送信回路４ｃは、歪み補償部１７が、レギュレータ１４、及び振幅変調部１５の少なくともいずれかの非線形性を補償するので、さらに、送信信号の線形性を高めることができる。
なお、上述した第１〜４の実施形態に係る送信回路は、振幅変調部１５の温度に応じて、補償フィルタ１２の特性を最適化してもよい。図２４は、振幅変調部１５の温度に応じて、補償フィルタ１２の特性を最適化する送信回路１ｂの構成の一例を示すブロック図である。図２４において、送信回路１ｂは、温度測定部２０、及び演算部２１をさらに備える。温度測定部２０は、振幅変調部１５の温度を測定する。なお、温度測定部２０は、振幅変調部１５の近傍に設置されてもよいし、振幅変調部１５を構成するトランジスタと同一チップ上に実装されてもよい。演算部２１は、温度測定部２０が測定した振幅変調部１５の温度に応じて、補償フィルタ１２の特性を最適化する。これによって、送信回路は、振幅変調部１５の温度が変化しても、レギュレータ１４及び振幅変調部１５の周波数帯域が不足することによって発生する歪みを抑制することができる。
（第５の実施形態）
図２５は、本発明の第５の実施形態に係る通信機器の構成の一例を示すブロック図である。図２５を参照して、第５の実施形態に係る通信機器２００は、送信回路２１０、受信回路２２０、アンテナ共用部２３０、及びアンテナ２４０を備える。送信回路２１０は、上述した第１〜４のいずれかに記載の送信回路である。アンテナ共用部２３０は、送信回路２１０から出力された送信信号をアンテナ２４０に伝達し、受信回路２２０に送信信号が漏れるのを防ぐ。また、アンテナ共用部２３０は、アンテナ２４０から入力された受信信号を受信回路２２０に伝達し、受信信号が送信回路２１０に漏れるのを防ぐ。
従って、送信信号は、送信回路２１０から出力され、アンテナ共用部２３０を介してアンテナ２４０から空間に放出される。受信信号は、アンテナ２４０で受信され、アンテナ共用部２３０を介して受信回路２２０で受信される。第５の実施形態に係る通信機器２００は、第１〜４の実施形態に係る送信回路を用いることで、送信信号の線形性を確保しつつ、かつ無線装置としての低歪みを実現することができる。また、送信回路２１０の出力に方向性結合器などの分岐がないため、送信回路２１０からアンテナ２４０までの損失を低減することが可能であり、送信時の消費電力を低減することができ、無線通信機器として、長時間の使用が可能となる。なお、通信機器２００は、送信回路２１０とアンテナ２４０とのみを備えた構成であってもよい。
本発明に係る送信回路は、携帯電話や無線ＬＡＮなどの通信機器等に適用することができる。
本発明の第１の実施形態に係る送信回路の構成の一例を示すブロック図 極座標信号生成部を用いて構成した信号生成部１１ａの一例を示すブロック図 直交信号生成部を用いて構成した信号生成部１１ｂの一例を示すブロック図 シリーズレギュレータ１４ａの構成の一例を示すブロック図 スイッチングレギュレータ１４ｂの構成の一例を示すブロック図 電流駆動型のレギュレータ１４ｃの構成の一例を示すブロック図 振幅変調部１５ａの構成の一例を示すブロック図 振幅変調部１５ｂの構成の一例を示すブロック図 レギュレータ１４の入力から振幅変調部１５の出力までの間の伝達特性Ｈ（ｓ）を求める方法を説明する図 デジタルフィルタを用いて構成された補償フィルタ１２ａの一例を示すブロック図 ＦＩＲフィルタの構成の一例を示すブロック図 ＦＩＲフィルタのクロック周波数を変化させたときのシミュレーション結果を示す図 アナログ回路を用いて構成された補償フィルタ１２ｂの一例を示すブロック図 本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図 本発明の第２の実施形態に係る送信回路２ｂの構成の一例を示すブロック図 歪み補償部１１９における歪み補償テーブルの作成方法について説明する図 歪み補償部１１９における歪み補償テーブルの作成方法について説明する図 歪み補償部１１９における歪み補償テーブルの作成方法について説明する図 歪み補償部１１９における歪み補償テーブルの作成方法について説明する図 歪み補償部１１９における歪み補償テーブルの作成方法について説明する図 歪み補償部１１９における歪み補償テーブルの作成方法について説明する図 本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図 歪み補償部１７を備える送信回路３ｂの構成の一例を示すブロック図 本発明の第４の実施形態に係る送信回路４の構成の一例を示すブロック図 補償フィルタ１２ｃの詳細な構成の一例を示すブロック図 送信信号の包絡線の大きさに基づいて、補償フィルタ１２の特性を最適化する送信回路４ｂの構成の一例を示すブロック図 歪み補償部１７を備える送信回路４ｃの構成の一例を示すブロック図 振幅変調部１５の温度に応じて、補償フィルタ１２の特性を最適化する送信回路１ｂの構成の一例を示すブロック図 本発明の第５の実施形態に係る通信機器の構成の一例を示すブロック図 従来の送信回路５００の構成を示すブロック図 従来の送信回路６００の構成の一例を示すブロック図 レギュレータ５０４及び振幅変調部５０５の帯域が不十分な場合のシミュレーション結果を示す図
符号の説明
１〜４ 送信回路
１１ 信号生成部
１２ 補償フィルタ
１３ 電源端子
１４ レギュレータ
１５ 振幅変調部
１６ 出力端子
１１１ 極座標信号生成部
１１２ 角度変調部
１１３，１１４ 出力端子
１１５ 直交信号生成部
１１６ ベクトル変調部
１１７ 包絡線検波部
１１８ リミッタ
１１９ 歪み補償部
１２２ デジタルフィルタ
１２３，１２５ ＤＡコンバータ
１２２２ 遅延素子
１２２３，１２２４ 乗算器
１２２５ 加算器
１２６ アナログフィルタ
１４１ 入力端子
１４２ 比較部
１４３ 電源端子
１４４ トランジスタ
１４５ 出力端子
１４６ 信号変換部
１４７ 増幅部
１４８ ローパスフィルタ
１４９ 可変電流源
１５１ 入力端子
１５２，１５８，１６３ 整合回路
１５３，１５６，１５９，１６２ バイアス回路
１５５，１６１ トランジスタ
１７１，１７２ 信号源
１７３ 包絡線検波部
１７４ オシロスコープ

Claims (13)

  1. 入力されるデータに基づいて、送信信号を生成して出力する送信回路であって、
    前記データを信号処理することによって得られる振幅成分および位相成分に基づいて、振幅信号および角度変調信号を生成する信号生成部と、
    所定の特性に基づいて、前記振幅信号に対して波形整形処理を行う補償フィルタと、
    前記補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力するレギュレータと、
    前記角度変調信号を前記レギュレータから出力された信号で振幅変調して、変調信号として出力する振幅変調部とを備え、
    前記補償フィルタの特性は、前記レギュレータの入力と前記振幅変調部の出力との間の伝達特性に対して、逆特性であることを特徴とする、送信回路。
  2. 前記信号生成部は、
    前記データを信号処理することによって得られる振幅成分および位相成分に基づいて、前記振幅信号および位相信号を生成する極座標信号生成部と、
    前記位相信号を角度変調して、前記角度変調信号として出力する角度変調部とを含むことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  3. 前記信号生成部は、
    前記データを信号処理することによって、直交データであるＩ，Ｑ信号からなるベースバンド信号を生成する直交信号生成部と、
    前記Ｉ，Ｑ信号をベクトル変調するベクトル変調部と、
    前記ベクトル変調部から出力された信号の包絡線成分を検波して、当該検波した包絡線成分を前記振幅信号として出力する包絡線検波部と、
    前記ベクトル変調部から出力された信号の包絡線を所定の大きさに制限して、大きさが制限された信号を前記角度変調信号として出力するリミッタとを含むことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  4. 前記補償フィルタは、
    所定の特性に基づいて、前記振幅信号に対して波形整形処理を行うデジタルフィルタと、
    前記デジタルフィルタから出力された信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータとを含むことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  5. 前記補償フィルタは、
    前記振幅信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータと、
    所定の特性に基づいて、前記アナログ信号に対して波形整形処理を行なうアナログフィルタとを含むことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  6. 前記レギュレータは、シリーズレギュレータであることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  7. 前記レギュレータは、スイッチングレギュレータであることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  8. 前記極座標信号生成部の出力に、前記振幅信号、および位相信号のうち少なくともいずれかの信号を、前記レギュレータ、前記角度変調部及び前記振幅変調部の少なくともいずれかで発生する歪みが抑制されるように補償する歪み補償部をさらに備えることを特徴とする、請求項２に記載の送信回路。
  9. 前記信号生成部は、送信回路のベースバンドに基づいて設定される電力情報をさらに出力し、
    前記レギュレータは、スイッチングレギュレータとシリーズレギュレータとを含み、
    前記スイッチングレギュレータは、前記電力情報によって制御された電圧を前記シリーズレギュレータに供給し、
    前記シリーズレギュレータは、前記スイッチングレギュレータから電圧が供給され、前記補償フィルタで波形整形処理された信号の大きさに応じた信号を出力することを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  10. 前記補償フィルタの伝達特性は、振幅信号の大きさによらず一定であることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  11. 前記信号生成部は、送信回路のベースバンドに基づいて設定される電力情報をさらに出力し、
    前記補償フィルタの伝達特性を、前記電力情報の大きさによって変化させることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  12. 通信機器であって、
    送信信号を生成する送信回路と、
    前記送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備え、
    前記送信回路は、請求項１に記載の送信回路であることを特徴とする、通信機器。
  13. 前記アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、
    前記送信回路で生成された送信信号を前記アンテナに出力し、前記アンテナから受信した受信信号を前記受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えることを特徴とする、請求項１２に記載の通信機器。
JP2007522861A 2005-04-27 2006-04-26 ポーラ変調送信回路及び通信機器 Expired - Fee Related JP4802190B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007522861A JP4802190B2 (ja) 2005-04-27 2006-04-26 ポーラ変調送信回路及び通信機器

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005129271 2005-04-27
JP2005129271 2005-04-27
JP2007522861A JP4802190B2 (ja) 2005-04-27 2006-04-26 ポーラ変調送信回路及び通信機器
PCT/JP2006/309196 WO2006118317A1 (en) 2005-04-27 2006-04-26 Polar modulation transmitter circuit and communications device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2008539602A JP2008539602A (ja) 2008-11-13
JP4802190B2 true JP4802190B2 (ja) 2011-10-26

Family

ID=36647431

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2007522861A Expired - Fee Related JP4802190B2 (ja) 2005-04-27 2006-04-26 ポーラ変調送信回路及び通信機器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7792214B2 (ja)
JP (1) JP4802190B2 (ja)
CN (1) CN101167325B (ja)
WO (1) WO2006118317A1 (ja)

Families Citing this family (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7693496B2 (en) * 2006-09-07 2010-04-06 Infineon Technologies Ag Polar transmitter arrangement and method
JP2008283678A (ja) * 2007-04-11 2008-11-20 Panasonic Corp 送信回路、及び通信機器
US20090004981A1 (en) * 2007-06-27 2009-01-01 Texas Instruments Incorporated High efficiency digital transmitter incorporating switching power supply and linear power amplifier
US8605814B2 (en) * 2007-10-10 2013-12-10 Crestcom, Inc. Distortion-compensated RF transmitter and method therefor
EP2229726B1 (en) * 2007-12-07 2014-02-26 Nxp B.V. Transmitter comprising a pulse width pulse position modulator and method thereof
JP2009147494A (ja) 2007-12-12 2009-07-02 Panasonic Corp 送信回路及び通信機器
FI20075958A0 (fi) * 2007-12-21 2007-12-21 Nokia Corp Lähetettävien signaalien prosessointi radiolähettimessä
JP2009273110A (ja) * 2008-04-10 2009-11-19 Panasonic Corp ポーラ変調送信装置及びポーラ変調送信方法
JP5112213B2 (ja) * 2008-08-01 2013-01-09 パナソニック株式会社 送信回路及び送信回路を用いた通信機器
US8300728B1 (en) * 2008-09-24 2012-10-30 Rockwell Collins, Inc. Complex envelope elimination and restoration transmitter
US9041464B2 (en) * 2011-09-16 2015-05-26 Qualcomm Incorporated Circuitry for reducing power consumption
JP2013108971A (ja) * 2011-10-25 2013-06-06 Ricoh Co Ltd 角度検出装置、モータ駆動装置及び画像形成装置
US9264282B2 (en) * 2013-03-15 2016-02-16 Innophase, Inc. Polar receiver signal processing apparatus and methods
US9093960B2 (en) 2013-07-24 2015-07-28 Crestcom, Inc. Transmitter and method with RF power amplifier having predistorted bias
CN103560758B (zh) * 2013-11-15 2016-09-07 上海无线电设备研究所 一种用于极坐标发射机的功率放大器
CN109586758B (zh) * 2017-09-28 2020-11-17 瑞昱半导体股份有限公司 干扰消除方法及传收装置
CN118200146A (zh) * 2024-05-16 2024-06-14 杭州网银互联科技股份有限公司 Idc跨机房网络带宽调度方法及控制器

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005045782A (ja) * 2003-07-08 2005-02-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd 変調回路装置、変調方法、及び無線通信装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000286915A (ja) 1999-03-31 2000-10-13 Toshiba Corp 信号変調回路及び信号変調方法
US6366177B1 (en) 2000-02-02 2002-04-02 Tropian Inc. High-efficiency power modulators
FR2807252B1 (fr) 2000-03-31 2003-01-10 Matra Nortel Communications Dispositif de production d'un signal radiofrequence module en phase et en amplitude
CN100423458C (zh) * 2001-01-08 2008-10-01 张火荣 线性调制器及其通信
CN100468863C (zh) * 2001-11-14 2009-03-11 昆特尔科技有限公司 天线***
US7359680B2 (en) * 2004-09-14 2008-04-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Delay calibration in polar modulation transmitters
JP2006135422A (ja) * 2004-11-02 2006-05-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信回路
WO2006054464A1 (ja) * 2004-11-17 2006-05-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 送信回路、送信方法、及びそれを用いた通信機器

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005045782A (ja) * 2003-07-08 2005-02-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd 変調回路装置、変調方法、及び無線通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN101167325B (zh) 2010-12-01
US7792214B2 (en) 2010-09-07
WO2006118317A1 (en) 2006-11-09
JP2008539602A (ja) 2008-11-13
CN101167325A (zh) 2008-04-23
US20090060089A1 (en) 2009-03-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4802190B2 (ja) ポーラ変調送信回路及び通信機器
JP4951238B2 (ja) 極座標変調送信装置及び適応歪補償処理システム並びに極座標変調送信方法及び適応歪補償処理方法
US6985704B2 (en) System and method for digital memorized predistortion for wireless communication
US9735741B2 (en) Receivers for digital predistortion
JP4646987B2 (ja) 送信回路、及びそれを用いた通信機器
US7912148B2 (en) Transmission circuit and communication device
JP4619827B2 (ja) 歪補償装置
Mehta et al. An efficient linearization scheme for a digital polar EDGE transmitter
US9680422B2 (en) Power amplifier signal compensation
JP2006333450A (ja) 極座標変調回路、極座標変調方法、集積回路および無線送信装置
US9337783B2 (en) Distortion compensation apparatus and distortion compensation method
US8145148B2 (en) Transmitter and communication apparatus
JP4638268B2 (ja) 歪み補償装置及び無線通信装置
JP4707631B2 (ja) ポーラ変調送信装置、及び無線通信装置
JP4938597B2 (ja) 送信回路及び通信機器
JP2006352635A (ja) プリディストーション方式歪補償増幅装置
KR20090089980A (ko) 무선통신시스템에서 선왜곡 장치 및 방법
KR20040106545A (ko) 전송 신호를 생성하는 방법
KR101415541B1 (ko) Ｒｆ 왜곡신호 측정 장치, 이를 포함하는 무선 전력 증폭 장치 및 ｒｆ 왜곡신호 측정 방법
JP2006121408A (ja) 変調信号送信回路および無線通信装置
US20060029154A1 (en) Distortion compensation device and distortion compensation method

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20090105

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20110719

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20110808

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140812

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4802190

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees