JPH1098353A - ディジタル信号処理装置 - Google Patents
ディジタル信号処理装置Info
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- JPH1098353A JPH1098353A JP26931996A JP26931996A JPH1098353A JP H1098353 A JPH1098353 A JP H1098353A JP 26931996 A JP26931996 A JP 26931996A JP 26931996 A JP26931996 A JP 26931996A JP H1098353 A JPH1098353 A JP H1098353A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタルオーディオ信号に、高調波を発生
させるため、2n倍のオーバサンプリングに対し、か
つ、1/n倍のデシメーションを行ったとしても、折り
返し歪みが混入させることなく高調波を付加することを
目的とする。 【解決手段】 オーバサンプリングしたディジタルオー
ディオ信号から、非線形処理及び帯域通過処理したディ
ジタルオーディオ信号を生成し、これら両者を足し合わ
せた後にデシメーション処理するディジタル信号処理装
置とする。
させるため、2n倍のオーバサンプリングに対し、か
つ、1/n倍のデシメーションを行ったとしても、折り
返し歪みが混入させることなく高調波を付加することを
目的とする。 【解決手段】 オーバサンプリングしたディジタルオー
ディオ信号から、非線形処理及び帯域通過処理したディ
ジタルオーディオ信号を生成し、これら両者を足し合わ
せた後にデシメーション処理するディジタル信号処理装
置とする。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力されたディジ
タル信号に高調波を付加するディジタル信号処理装置に
関する。
タル信号に高調波を付加するディジタル信号処理装置に
関する。
【0002】
【従来の技術】コンパクトディスク(以下、CDとい
う。)などに記録されているディジタルオーディオ信号
は、人間の可聴周波数帯域を考慮して、22.05kH
zまでの周波数のディジタルオーディオ信号が記録され
ており、22.05kHz以上の高周波数帯域の信号が
記録されていない。そこで、高周波数帯域の信号を有さ
ないディジタルオーディオ信号に高周波数帯域の信号を
付加し、聴感上の音質を改善しようとする技術が各種開
発されている。
う。)などに記録されているディジタルオーディオ信号
は、人間の可聴周波数帯域を考慮して、22.05kH
zまでの周波数のディジタルオーディオ信号が記録され
ており、22.05kHz以上の高周波数帯域の信号が
記録されていない。そこで、高周波数帯域の信号を有さ
ないディジタルオーディオ信号に高周波数帯域の信号を
付加し、聴感上の音質を改善しようとする技術が各種開
発されている。
【0003】このような発明が、特開平4−24506
2号に開示されている。図7は、従来の技術であるディ
ジタル信号処理装置のブロック図である。サンプリング
周波数がfsのディジタルオーディオ信号が、入力端子
71を通じて、ローパスフィルタ(以下LPFとい
う。)72へ入力される。このLPF72は4倍のオー
バサンプリングを行い、ディジタルオーディオ信号のサ
ンプリング周波数を4fsにする。このディジタルオー
ディオ信号を用いて、乗算器73及び係数乗算器74に
より2次高調波が、乗算器75及び係数乗算器76によ
り3次高調波が生成され、加算器77により合成したの
ちにハイパスフィルタ78(以下HPFという。)に入
力される。このHPF78により周波数がfs/2以上
の高調波を取り出す。
2号に開示されている。図7は、従来の技術であるディ
ジタル信号処理装置のブロック図である。サンプリング
周波数がfsのディジタルオーディオ信号が、入力端子
71を通じて、ローパスフィルタ(以下LPFとい
う。)72へ入力される。このLPF72は4倍のオー
バサンプリングを行い、ディジタルオーディオ信号のサ
ンプリング周波数を4fsにする。このディジタルオー
ディオ信号を用いて、乗算器73及び係数乗算器74に
より2次高調波が、乗算器75及び係数乗算器76によ
り3次高調波が生成され、加算器77により合成したの
ちにハイパスフィルタ78(以下HPFという。)に入
力される。このHPF78により周波数がfs/2以上
の高調波を取り出す。
【0004】LPF72から出力されるfs/2以下の
ディジタルオーディオ信号とHPF78から出力される
fs/2以上の高調波は、加算器79により合成されて
さらにLPF80によりオーバサンプリングされる。こ
のディジタルオーディオ信号はD/A変換器81により
アナログオーディオ信号に変換され、出力端子82から
出力されるというものである。
ディジタルオーディオ信号とHPF78から出力される
fs/2以上の高調波は、加算器79により合成されて
さらにLPF80によりオーバサンプリングされる。こ
のディジタルオーディオ信号はD/A変換器81により
アナログオーディオ信号に変換され、出力端子82から
出力されるというものである。
【0005】ここに、非線形処理として3次高調波以
上、例えば、4次、5次、6次というような高次高調波
を発生させたいという要請がある。しかしながら、従来
技術において、高次高調波を発生させると、折り返し雑
音としてディジタルオーディオ信号に混入する可能性が
ある。
上、例えば、4次、5次、6次というような高次高調波
を発生させたいという要請がある。しかしながら、従来
技術において、高次高調波を発生させると、折り返し雑
音としてディジタルオーディオ信号に混入する可能性が
ある。
【0006】図8及び図9は、従来技術であるディジタ
ル信号処理装置の各構成部から出力される信号の周波数
−スペクトル線図を示す。図8(a)に入力端子71か
ら入力されるディジタルオーディオ信号の周波数−スペ
クトル線図を示す。図8(b)に、このディジタルオー
ディオの原信号が、LPF72により4倍オーバサンプ
リングされ、ディジタルオーディオ信号のサンプリング
周波数を4fsとなったディジタルオーディオ信号の周
波数−スペクトル線図を示す
ル信号処理装置の各構成部から出力される信号の周波数
−スペクトル線図を示す。図8(a)に入力端子71か
ら入力されるディジタルオーディオ信号の周波数−スペ
クトル線図を示す。図8(b)に、このディジタルオー
ディオの原信号が、LPF72により4倍オーバサンプ
リングされ、ディジタルオーディオ信号のサンプリング
周波数を4fsとなったディジタルオーディオ信号の周
波数−スペクトル線図を示す
【0007】乗算器73、係数乗算器74、乗算器75
及び係数乗算器76により3次高調波までが発生する
が、それに加えて図示しない非線形処理回路により6次
までの高次高調波を発生させた場合を想定する。加算器
77から出力されるディジタルオーディオ信号の周波数
−スペクトル線図を、図8(c)に示す。図8(c)に
示すようにナイキスト周波数2fsを境に折り返し雑音
が混入する。
及び係数乗算器76により3次高調波までが発生する
が、それに加えて図示しない非線形処理回路により6次
までの高次高調波を発生させた場合を想定する。加算器
77から出力されるディジタルオーディオ信号の周波数
−スペクトル線図を、図8(c)に示す。図8(c)に
示すようにナイキスト周波数2fsを境に折り返し雑音
が混入する。
【0008】図9(d)には、図8(c)のディジタル
オーディオ信号が、HPF78によって処理され、周波
数がfs/2以上の高調波成分の周波数−スペクトル線
図を示す。 図9(e)には、加算器79において、図
8(b)に示したディジタルオーディオ信号に図9
(e)に示した周波数が2fs以上の高調波を取り出し
たディジタルオーディオ信号を加算したディジタルオー
ディオ信号の周波数−スペクトル線図を示す。
オーディオ信号が、HPF78によって処理され、周波
数がfs/2以上の高調波成分の周波数−スペクトル線
図を示す。 図9(e)には、加算器79において、図
8(b)に示したディジタルオーディオ信号に図9
(e)に示した周波数が2fs以上の高調波を取り出し
たディジタルオーディオ信号を加算したディジタルオー
ディオ信号の周波数−スペクトル線図を示す。
【0009】このようにディジタルオーディオ信号の原
音に高調波成分を加算する理由は、fs/2以下のディ
ジタルオーディオ信号において、高調波生成処理により
原信号が有する高調波成分に更に高調波を付加するた
め、原音と異なってしまうためである。したがって、原
信号を忠実に再生させるため、fs/2以下のディジタ
ルオーディオ信号は高調波生成処理をしていない原音を
用い、これにfs/2以上の高調波を付加するものであ
る。
音に高調波成分を加算する理由は、fs/2以下のディ
ジタルオーディオ信号において、高調波生成処理により
原信号が有する高調波成分に更に高調波を付加するた
め、原音と異なってしまうためである。したがって、原
信号を忠実に再生させるため、fs/2以下のディジタ
ルオーディオ信号は高調波生成処理をしていない原音を
用い、これにfs/2以上の高調波を付加するものであ
る。
【0010】図9(f)には、図9(d)に示したディ
ジタルオーディオ信号がLPF80により4倍のオーバ
サンプリングされたディジタルオーディオ信号の周波数
−スペクトル線図を示す。このようにfsから2fsまで
の周波数帯域に折り返し雑音が混入する。このままD/
A変換器81によりアナログオーディオ信号とすると、
折り返し雑音が混入したオーディオ信号となる。
ジタルオーディオ信号がLPF80により4倍のオーバ
サンプリングされたディジタルオーディオ信号の周波数
−スペクトル線図を示す。このようにfsから2fsまで
の周波数帯域に折り返し雑音が混入する。このままD/
A変換器81によりアナログオーディオ信号とすると、
折り返し雑音が混入したオーディオ信号となる。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】従来技術において高次
高調波を発生させつつ、このような折り返し雑音の混入
を避けるためには、n倍のオーバサンプリングのnに応
じて、高次高調波をn次までにするという方法が考えら
れる。しかしこの場合、n次以上の高調波は、生成され
ないという欠点があった。またn次以上の高調波を発生
させるためn倍のオーバサンプリングに対し、例えば2
n次の高調波を生成させた場合、折り返し歪みが混入す
るという欠点があった。また、このn倍のオーバサンプ
リングのnの選択は、理論上はどのようにも選択可能で
あるが、実際は、回路が有する制約がある。また図示さ
れない後段に接続される機器の動作する標本化周波数が
n倍のサンプリングfsより低い場合などは、デシメー
ションにより最終的なサンプリング周波数を調整する
が、デシメーションを行った場合、折り返し歪みの混入
がひどくなるという欠点があった。
高調波を発生させつつ、このような折り返し雑音の混入
を避けるためには、n倍のオーバサンプリングのnに応
じて、高次高調波をn次までにするという方法が考えら
れる。しかしこの場合、n次以上の高調波は、生成され
ないという欠点があった。またn次以上の高調波を発生
させるためn倍のオーバサンプリングに対し、例えば2
n次の高調波を生成させた場合、折り返し歪みが混入す
るという欠点があった。また、このn倍のオーバサンプ
リングのnの選択は、理論上はどのようにも選択可能で
あるが、実際は、回路が有する制約がある。また図示さ
れない後段に接続される機器の動作する標本化周波数が
n倍のサンプリングfsより低い場合などは、デシメー
ションにより最終的なサンプリング周波数を調整する
が、デシメーションを行った場合、折り返し歪みの混入
がひどくなるという欠点があった。
【0012】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項1記載の発明は、所定の標本化周波数で標本
化されたディジタル信号の再標本化を行うオーバサンプ
リング回路と、該オーバサンプリング回路から出力され
たディジタル信号の帯域を制限する第1ローパスフィル
タと、該第1ローパスフィルタの後段に設けられディジ
タル信号をべき乗するべき乗器とディジタル信号を増幅
する増幅器とディジタル信号を加算する加算器とを備え
た非線形処理回路と、該非線形処理回路の後段に設けら
れ、特定の帯域の周波数のみ通過させる帯域通過フィル
タと、該帯域通過フィルタからの出力と前記第1ローパ
スフィルタの出力を加算する加算器と、該加算器から出
力されたディジタル信号の標本化周波数を降下させるデ
シメーション回路と備えたことを特徴とする。
に、請求項1記載の発明は、所定の標本化周波数で標本
化されたディジタル信号の再標本化を行うオーバサンプ
リング回路と、該オーバサンプリング回路から出力され
たディジタル信号の帯域を制限する第1ローパスフィル
タと、該第1ローパスフィルタの後段に設けられディジ
タル信号をべき乗するべき乗器とディジタル信号を増幅
する増幅器とディジタル信号を加算する加算器とを備え
た非線形処理回路と、該非線形処理回路の後段に設けら
れ、特定の帯域の周波数のみ通過させる帯域通過フィル
タと、該帯域通過フィルタからの出力と前記第1ローパ
スフィルタの出力を加算する加算器と、該加算器から出
力されたディジタル信号の標本化周波数を降下させるデ
シメーション回路と備えたことを特徴とする。
【0013】また、請求項2記載の発明は、請求項2に
おけるディジタル信号処理装置において、前記オーバサ
ンプリング回路は、標本化周波数fsで標本化されたデ
ィジタル信号をn・fsの標本化周波数として再標本化
を行い、前記デシメーション回路は、標本化周波数fs
で標本化されたディジタル信号をm・fsの標本化周波
数として再標本化を行い、前記nと前記mは、n≧mを
満たし、前記バンドパスフィルタが低域阻止周波数をf
s/2以上及び高域阻止周波数をm・fs/2以下を満
たすことを特徴とする。
おけるディジタル信号処理装置において、前記オーバサ
ンプリング回路は、標本化周波数fsで標本化されたデ
ィジタル信号をn・fsの標本化周波数として再標本化
を行い、前記デシメーション回路は、標本化周波数fs
で標本化されたディジタル信号をm・fsの標本化周波
数として再標本化を行い、前記nと前記mは、n≧mを
満たし、前記バンドパスフィルタが低域阻止周波数をf
s/2以上及び高域阻止周波数をm・fs/2以下を満
たすことを特徴とする。
【0014】請求項1記載の発明によると、ディジタル
オーディオ信号に高次高調波を付加したのち、バンドパ
スフィルタ(以下、Band Pass Filterの英語頭文字をと
りBPFという。)を通過させる。これにより特定帯域
内においては、折り返し雑音が混入することなく、原信
号の高次高調波を生成し、原信号に高次高調波を付加で
きる。また、折り返し雑音を除去することもできる。
オーディオ信号に高次高調波を付加したのち、バンドパ
スフィルタ(以下、Band Pass Filterの英語頭文字をと
りBPFという。)を通過させる。これにより特定帯域
内においては、折り返し雑音が混入することなく、原信
号の高次高調波を生成し、原信号に高次高調波を付加で
きる。また、折り返し雑音を除去することもできる。
【0015】また、請求項2記載の発明によると、デシ
メーションを行う際に、標本化周波数fsで標本化され
たディジタルオーディオ信号をfs/mの標本化周波数
として再標本化を行い、前記nと前記mは、n≧mを満
たすようにしたので、デシメーションをおこなっても付
加された高次高調波が重なって折り返し雑音が混入する
ことを防ぐことができる。
メーションを行う際に、標本化周波数fsで標本化され
たディジタルオーディオ信号をfs/mの標本化周波数
として再標本化を行い、前記nと前記mは、n≧mを満
たすようにしたので、デシメーションをおこなっても付
加された高次高調波が重なって折り返し雑音が混入する
ことを防ぐことができる。
【0016】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面
に基づいて説明する。図1は、本発明の一実施例のディ
ジタル信号処理装置のブロック図である。図2は、本発
明の一実施例のディジタル信号処理装置の非線形処理回
路部のブロック図である。図3及び図4は本発明の一実
施例であるディジタル信号処理装置の各構成部から出力
される信号の周波数−スペクトル線図である。以下、図
1、図2、図3及び図4を用いて説明する。
に基づいて説明する。図1は、本発明の一実施例のディ
ジタル信号処理装置のブロック図である。図2は、本発
明の一実施例のディジタル信号処理装置の非線形処理回
路部のブロック図である。図3及び図4は本発明の一実
施例であるディジタル信号処理装置の各構成部から出力
される信号の周波数−スペクトル線図である。以下、図
1、図2、図3及び図4を用いて説明する。
【0017】図1の入力端子1には図示しない外部再生
装置から図3(a)に示すような周波数スペクトルを有
し、サンプリング周波数がfsのディジタルオーディオ
信号が入力される。このディジタルオーディオ信号は、
オーバサンプリング回路2により、サンプリング周波数
が2fsのディジタルオーディオ信号になるよう再標本
化され、次段のFIR低域フィルタである第1ローパス
フィルタ(以下第1LPFという。)3へ出力される。
第1LPF3は、ディジタルオーディオ信号を帯域制限
し、fs/2以上の信号成分を除去する。図3(b)
は、第1LPF3から出力されるディジタルオーディオ
信号の周波数スペクトルである。
装置から図3(a)に示すような周波数スペクトルを有
し、サンプリング周波数がfsのディジタルオーディオ
信号が入力される。このディジタルオーディオ信号は、
オーバサンプリング回路2により、サンプリング周波数
が2fsのディジタルオーディオ信号になるよう再標本
化され、次段のFIR低域フィルタである第1ローパス
フィルタ(以下第1LPFという。)3へ出力される。
第1LPF3は、ディジタルオーディオ信号を帯域制限
し、fs/2以上の信号成分を除去する。図3(b)
は、第1LPF3から出力されるディジタルオーディオ
信号の周波数スペクトルである。
【0018】このディジタルオーディオ信号は、非線形
処理回路4と遅延部5へ同時に出力される。図2に示す
ように非線形処理回路4は、信号をべき乗する整数n−
1個のべき乗器4a、信号に係数を掛け合わせる整数n
−1個の乗算器4b、信号を加算する加算器4cを有し
ている。非線形処理回路4は、第1ローパスフィルタ3
から出力されたディジタルオーディオ信号Xに対し、
処理回路4と遅延部5へ同時に出力される。図2に示す
ように非線形処理回路4は、信号をべき乗する整数n−
1個のべき乗器4a、信号に係数を掛け合わせる整数n
−1個の乗算器4b、信号を加算する加算器4cを有し
ている。非線形処理回路4は、第1ローパスフィルタ3
から出力されたディジタルオーディオ信号Xに対し、
【数1】 により演算を行う。図3(c)は、非線形処理回路4か
ら出力されるディジタルオーディオ信号の周波数スペク
トルである。図3(c)では、6次の高調波が付加され
た場合が示してある。原信号の最大周波数はfs/2で
あり、この6次高調波はfs/2の6倍の約3fsとな
る。このディジタルオーディオ信号YをBPF6に出力
する。
ら出力されるディジタルオーディオ信号の周波数スペク
トルである。図3(c)では、6次の高調波が付加され
た場合が示してある。原信号の最大周波数はfs/2で
あり、この6次高調波はfs/2の6倍の約3fsとな
る。このディジタルオーディオ信号YをBPF6に出力
する。
【0019】BPF6は、非線形処理がされて高調波成
分が付加されたディジタルオーディオ信号に対しナイキ
スト周波数fs/2以下を除去し、折り返し雑音が混入
した部分、図3(c)上ではfs以上から3fsまでに示
した部分を取り除く。図4(d)は、BPF6から出力
されるディジタルオーディオ信号の周波数スペクトルで
ある。この帯域には、各信号の6次までの高調波が含ま
れている。
分が付加されたディジタルオーディオ信号に対しナイキ
スト周波数fs/2以下を除去し、折り返し雑音が混入
した部分、図3(c)上ではfs以上から3fsまでに示
した部分を取り除く。図4(d)は、BPF6から出力
されるディジタルオーディオ信号の周波数スペクトルで
ある。この帯域には、各信号の6次までの高調波が含ま
れている。
【0020】このBPF6からの出力と、前記遅延部5
からの出力を加算器7により加算する。図4(e)は、
加算器7から出力されるディジタルオーディオ信号の周
波数スペクトル示す。これにより、fs/2以下は原音
のディジタルオーディオ信号を用い、fs/2以上fs以
下のディジタルオーディオ信号の高調波としたのでより
原音に近いものとなる。
からの出力を加算器7により加算する。図4(e)は、
加算器7から出力されるディジタルオーディオ信号の周
波数スペクトル示す。これにより、fs/2以下は原音
のディジタルオーディオ信号を用い、fs/2以上fs以
下のディジタルオーディオ信号の高調波としたのでより
原音に近いものとなる。
【0021】次に図示しない外部機器と整合させるため
にサンプリング周波数を調整する。すなわち、デシメー
ション回路8によりディジタルオーディオ信号のデシメ
ーションを行う。図4(f)は、デシメーション回路8
から出力されるディジタルオーディオ信号の周波数スペ
クトルを示す。このときのディジタルオーディオ信号の
サンプリング周波数は、デシメーション回路8により2
fsとなる。
にサンプリング周波数を調整する。すなわち、デシメー
ション回路8によりディジタルオーディオ信号のデシメ
ーションを行う。図4(f)は、デシメーション回路8
から出力されるディジタルオーディオ信号の周波数スペ
クトルを示す。このときのディジタルオーディオ信号の
サンプリング周波数は、デシメーション回路8により2
fsとなる。
【0022】つまりnは4、mは2となっており、n≧
mを満たし、BPF6の高域阻止周波数はfsに設定さ
れている。このように適切なBPF6がを設計すればデ
シメーションを行なっても折り返し雑音が混入されるこ
とはない。また、ディジタルオーディオ信号に対し、f
s/2からfsまでの帯域に6次の高調波を付加したディ
ジタルオーディオ信号を生成することができる。そして
このディジタルオーディオ信号は、出力端子9から出力
され、図示しない外部機器へと出力される。
mを満たし、BPF6の高域阻止周波数はfsに設定さ
れている。このように適切なBPF6がを設計すればデ
シメーションを行なっても折り返し雑音が混入されるこ
とはない。また、ディジタルオーディオ信号に対し、f
s/2からfsまでの帯域に6次の高調波を付加したディ
ジタルオーディオ信号を生成することができる。そして
このディジタルオーディオ信号は、出力端子9から出力
され、図示しない外部機器へと出力される。
【0023】図5及び図6は、本発明の一実施例である
ディジタル信号処理装置の各構成部から出力される信号
の周波数−スペクトル線図を示す。特に4次の高調波を
発生させた場合の信号処理であり、高調波が付加される
場合にディジタルオーディオ信号がどのように変化する
かを説明する。
ディジタル信号処理装置の各構成部から出力される信号
の周波数−スペクトル線図を示す。特に4次の高調波を
発生させた場合の信号処理であり、高調波が付加される
場合にディジタルオーディオ信号がどのように変化する
かを説明する。
【0024】図5(a)は入力端子1に入力されるディ
ジタルオーディオ信号の周波数−スペクトル線図であ
る。サンプリング周波数がfsのディジタルオーディオ
信号が、図示しない外部再生装置から入力端子1へ出力
される。このディジタルオーディオ信号は、オーバサン
プリング回路2により、サンプリング周波数が2fsの
ディジタルオーディオ信号になるよう再標本化され、次
段のFIR低域フィルタである第1LPF3へ出力され
る。
ジタルオーディオ信号の周波数−スペクトル線図であ
る。サンプリング周波数がfsのディジタルオーディオ
信号が、図示しない外部再生装置から入力端子1へ出力
される。このディジタルオーディオ信号は、オーバサン
プリング回路2により、サンプリング周波数が2fsの
ディジタルオーディオ信号になるよう再標本化され、次
段のFIR低域フィルタである第1LPF3へ出力され
る。
【0025】第1LPF3は、ディジタルオーディオ信
号を帯域制限し、fs/2以上の信号成分を除去する。
図5(b)は、第1LPF3から出力されるディジタル
オーディオ信号の周波数スペクトル示す。
号を帯域制限し、fs/2以上の信号成分を除去する。
図5(b)は、第1LPF3から出力されるディジタル
オーディオ信号の周波数スペクトル示す。
【0026】このディジタルオーディオ信号は、非線形
処理回路4へ出力される。非線形処理回路は4次までの
高調波を発生する。図5(c)は、非線形処理回路4か
ら出力されるディジタルオーディオ信号の周波数スペク
トル示す。この図では折り返し雑音は混入されない。こ
のディジタルオーディオ信号をBPF6に出力する。
処理回路4へ出力される。非線形処理回路は4次までの
高調波を発生する。図5(c)は、非線形処理回路4か
ら出力されるディジタルオーディオ信号の周波数スペク
トル示す。この図では折り返し雑音は混入されない。こ
のディジタルオーディオ信号をBPF6に出力する。
【0027】BPF6は、非線形処理がされて高調波成
分が付加されたディジタルオーディオ信号に対しナイキ
スト周波数fs/2以下を除去する。図6(d)は、B
PF6から出力されるディジタルオーディオ信号の周波
数スペクトル示す。この帯域には、各信号の4次までの
高調波が含まれている。
分が付加されたディジタルオーディオ信号に対しナイキ
スト周波数fs/2以下を除去する。図6(d)は、B
PF6から出力されるディジタルオーディオ信号の周波
数スペクトル示す。この帯域には、各信号の4次までの
高調波が含まれている。
【0028】このBPF6からの出力と、前記第1LP
F3からの出力を加算器7により合成する。図6(e)
は、加算器7から出力されるディジタルオーディオ信号
の周波数スペクトル示す。これにより、fs/2以下は
原音のディジタルオーディオ信号を用い、fs/2以上
2fs以下のディジタルオーディオ信号の高調波とし
た。
F3からの出力を加算器7により合成する。図6(e)
は、加算器7から出力されるディジタルオーディオ信号
の周波数スペクトル示す。これにより、fs/2以下は
原音のディジタルオーディオ信号を用い、fs/2以上
2fs以下のディジタルオーディオ信号の高調波とし
た。
【0029】そして、デシメーション回路8によりこの
ディジタルオーディオ信号のデシメーションを行うと折
り返し雑音が混入されるのでデシメーションを行うこと
なく出力する。この場合、サンプリング周波数を1/1
にするデシメーションを行うと考えればよく、折り返し
雑音が混入されることはない。
ディジタルオーディオ信号のデシメーションを行うと折
り返し雑音が混入されるのでデシメーションを行うこと
なく出力する。この場合、サンプリング周波数を1/1
にするデシメーションを行うと考えればよく、折り返し
雑音が混入されることはない。
【0030】このときオーバサンプリング回路2により
4倍のサンプリング周波数となったのに対し、デシメー
ション回路8により1/1のサンプリング周波数となっ
ている。つまりnは4、mは1となっており、n≧mを
満たしている。このように、サンプリング周波数fsの
ディジタルオーディオ信号に対し、fs/2から2fsの
帯域において4次までの高調波を付加したディジタルオ
ーディオ信号を生成することができた。
4倍のサンプリング周波数となったのに対し、デシメー
ション回路8により1/1のサンプリング周波数となっ
ている。つまりnは4、mは1となっており、n≧mを
満たしている。このように、サンプリング周波数fsの
ディジタルオーディオ信号に対し、fs/2から2fsの
帯域において4次までの高調波を付加したディジタルオ
ーディオ信号を生成することができた。
【0031】本発明のディジタル信号処理装置の非線形
処理回路の係数乗算器4bの各係数は、任意に設定可能
であり、nを5とし、A2=A4=0とすれば、3次と5
次の高調波が付加できる。
処理回路の係数乗算器4bの各係数は、任意に設定可能
であり、nを5とし、A2=A4=0とすれば、3次と5
次の高調波が付加できる。
【0032】
【発明の効果】本発明のディジタル信号処理装置によれ
ば、高次高調波を発生させ、かつ、デシメーションを行
っても、折り返し雑音が混入されないディジタルオーデ
ィオ信号を生成させることができる。
ば、高次高調波を発生させ、かつ、デシメーションを行
っても、折り返し雑音が混入されないディジタルオーデ
ィオ信号を生成させることができる。
【図1】本発明の一実施例のディジタル信号処理装置の
ブロック図。
ブロック図。
【図2】本発明の一実施例のディジタル信号処理装置の
非線形処理回路のブロック図。
非線形処理回路のブロック図。
【図3】本発明の一実施例であるディジタル信号処理装
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。
【図4】本発明の一実施例であるディジタル信号処理装
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。
【図5】本発明の一実施例であるディジタル信号処理装
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。
【図6】本発明の一実施例であるディジタル信号処理装
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。
【図7】従来技術であるディジタル信号処理装置のブロ
ック図。
ック図。
【図8】従来技術であるディジタル信号処理装置の各構
成部から出力される信号の周波数−スペクトル線図。
成部から出力される信号の周波数−スペクトル線図。
【図9】従来技術であるディジタル信号処理装置の各構
成部から出力される信号の周波数−スペクトル線図。
成部から出力される信号の周波数−スペクトル線図。
1・・・・入力端子 2・・・・オーバサンプリング回路 3・・・・第1LPF 4・・・・非線形処理回路 4a・・・乗算器 4b・・・係数乗算器 4c・・・加算器 5・・・・遅延部 6・・・・BPF 7・・・・加算器 8・・・・デシメーション回路 9・・・・出力端子
Claims (2)
- 【請求項1】所定の標本化周波数で標本化されたディジ
タル信号の再標本化を行うオーバサンプリング回路と、 該オーバサンプリング回路から出力されたディジタル信
号の帯域を制限する第1ローパスフィルタと、 該第1ローパスフィルタの後段に設けられディジタル信
号をべき乗するべき乗器とディジタル信号を増幅する増
幅器とディジタル信号を加算する加算器とを備えた非線
形処理回路と、 該非線形処理回路の後段に設けられ、特定の帯域の周波
数のみ通過させる帯域通過フィルタと、 該帯域通過フィルタからの出力と前記第1ローパスフィ
ルタの出力を加算する加算器と、 該加算器からから出力されたディジタル信号の標本化周
波数を降下させるデシメーション回路と備えたことを特
徴とするディジタル信号処理装置。 - 【請求項2】請求項1におけるディジタル信号処理装置
において、 前記オーバサンプリング回路は、標本化周波数fsで標
本化されたディジタル信号をn・fsの標本化周波数と
して再標本化を行い、 前記デシメーション回路は、標本化周波数fsで標本化
されたディジタル信号をm・fsの標本化周波数として
再標本化を行い、 前記nと前記mは、n≧mを満たし、 前記バンドパスフィルタが低域阻止周波数をfs/2以
上及び高域阻止周波数をm・fs/2以下を満たすこと
を特徴とするディジタル信号処理装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26931996A JPH1098353A (ja) | 1996-09-19 | 1996-09-19 | ディジタル信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26931996A JPH1098353A (ja) | 1996-09-19 | 1996-09-19 | ディジタル信号処理装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1098353A true JPH1098353A (ja) | 1998-04-14 |
Family
ID=17470703
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP26931996A Pending JPH1098353A (ja) | 1996-09-19 | 1996-09-19 | ディジタル信号処理装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1098353A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007171339A (ja) * | 2005-12-20 | 2007-07-05 | Kenwood Corp | オーディオ信号処理装置 |
JP2007192964A (ja) * | 2006-01-18 | 2007-08-02 | Yamaha Corp | オーディオ信号の帯域拡張装置 |
JP2007192963A (ja) * | 2006-01-18 | 2007-08-02 | Yamaha Corp | オーディオ信号の帯域拡張装置 |
-
1996
- 1996-09-19 JP JP26931996A patent/JPH1098353A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007171339A (ja) * | 2005-12-20 | 2007-07-05 | Kenwood Corp | オーディオ信号処理装置 |
JP2007192964A (ja) * | 2006-01-18 | 2007-08-02 | Yamaha Corp | オーディオ信号の帯域拡張装置 |
JP2007192963A (ja) * | 2006-01-18 | 2007-08-02 | Yamaha Corp | オーディオ信号の帯域拡張装置 |
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