JPH1098353A - ディジタル信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ディジタルオーディオ信号に、高調波を発生
させるため、２ｎ倍のオーバサンプリングに対し、か
つ、１／ｎ倍のデシメーションを行ったとしても、折り
返し歪みが混入させることなく高調波を付加することを
目的とする。 【解決手段】 オーバサンプリングしたディジタルオー
ディオ信号から、非線形処理及び帯域通過処理したディ
ジタルオーディオ信号を生成し、これら両者を足し合わ
せた後にデシメーション処理するディジタル信号処理装
置とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力されたディジ
タル信号に高調波を付加するディジタル信号処理装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】コンパクトディスク（以下、ＣＤとい
う。）などに記録されているディジタルオーディオ信号
は、人間の可聴周波数帯域を考慮して、２２．０５ｋＨ
ｚまでの周波数のディジタルオーディオ信号が記録され
ており、２２．０５ｋＨｚ以上の高周波数帯域の信号が
記録されていない。そこで、高周波数帯域の信号を有さ
ないディジタルオーディオ信号に高周波数帯域の信号を
付加し、聴感上の音質を改善しようとする技術が各種開
発されている。

【０００３】このような発明が、特開平４−２４５０６
２号に開示されている。図７は、従来の技術であるディ
ジタル信号処理装置のブロック図である。サンプリング
周波数がｆsのディジタルオーディオ信号が、入力端子
７１を通じて、ローパスフィルタ（以下ＬＰＦとい
う。）７２へ入力される。このＬＰＦ７２は４倍のオー
バサンプリングを行い、ディジタルオーディオ信号のサ
ンプリング周波数を４ｆsにする。このディジタルオー
ディオ信号を用いて、乗算器７３及び係数乗算器７４に
より２次高調波が、乗算器７５及び係数乗算器７６によ
り３次高調波が生成され、加算器７７により合成したの
ちにハイパスフィルタ７８（以下ＨＰＦという。）に入
力される。このＨＰＦ７８により周波数がｆs／２以上
の高調波を取り出す。

【０００４】ＬＰＦ７２から出力されるｆs／２以下の
ディジタルオーディオ信号とＨＰＦ７８から出力される
ｆs／２以上の高調波は、加算器７９により合成されて
さらにＬＰＦ８０によりオーバサンプリングされる。こ
のディジタルオーディオ信号はＤ／Ａ変換器８１により
アナログオーディオ信号に変換され、出力端子８２から
出力されるというものである。

【０００５】ここに、非線形処理として３次高調波以
上、例えば、４次、５次、６次というような高次高調波
を発生させたいという要請がある。しかしながら、従来
技術において、高次高調波を発生させると、折り返し雑
音としてディジタルオーディオ信号に混入する可能性が
ある。

【０００６】図８及び図９は、従来技術であるディジタ
ル信号処理装置の各構成部から出力される信号の周波数
−スペクトル線図を示す。図８（ａ）に入力端子７１か
ら入力されるディジタルオーディオ信号の周波数−スペ
クトル線図を示す。図８（ｂ）に、このディジタルオー
ディオの原信号が、ＬＰＦ７２により４倍オーバサンプ
リングされ、ディジタルオーディオ信号のサンプリング
周波数を４ｆsとなったディジタルオーディオ信号の周
波数−スペクトル線図を示す

【０００７】乗算器７３、係数乗算器７４、乗算器７５
及び係数乗算器７６により３次高調波までが発生する
が、それに加えて図示しない非線形処理回路により６次
までの高次高調波を発生させた場合を想定する。加算器
７７から出力されるディジタルオーディオ信号の周波数
−スペクトル線図を、図８（ｃ）に示す。図８（ｃ）に
示すようにナイキスト周波数２ｆsを境に折り返し雑音
が混入する。

【０００８】図９（ｄ）には、図８（ｃ）のディジタル
オーディオ信号が、ＨＰＦ７８によって処理され、周波
数がｆs／２以上の高調波成分の周波数−スペクトル線
図を示す。 図９（ｅ）には、加算器７９において、図
８（ｂ）に示したディジタルオーディオ信号に図９
（ｅ）に示した周波数が２ｆs以上の高調波を取り出し
たディジタルオーディオ信号を加算したディジタルオー
ディオ信号の周波数−スペクトル線図を示す。

【０００９】このようにディジタルオーディオ信号の原
音に高調波成分を加算する理由は、ｆs／２以下のディ
ジタルオーディオ信号において、高調波生成処理により
原信号が有する高調波成分に更に高調波を付加するた
め、原音と異なってしまうためである。したがって、原
信号を忠実に再生させるため、ｆs／２以下のディジタ
ルオーディオ信号は高調波生成処理をしていない原音を
用い、これにｆs／２以上の高調波を付加するものであ
る。

【００１０】図９（ｆ）には、図９（ｄ）に示したディ
ジタルオーディオ信号がＬＰＦ８０により４倍のオーバ
サンプリングされたディジタルオーディオ信号の周波数
−スペクトル線図を示す。このようにｆsから２ｆsまで
の周波数帯域に折り返し雑音が混入する。このままＤ／
Ａ変換器８１によりアナログオーディオ信号とすると、
折り返し雑音が混入したオーディオ信号となる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】従来技術において高次
高調波を発生させつつ、このような折り返し雑音の混入
を避けるためには、ｎ倍のオーバサンプリングのｎに応
じて、高次高調波をｎ次までにするという方法が考えら
れる。しかしこの場合、ｎ次以上の高調波は、生成され
ないという欠点があった。またｎ次以上の高調波を発生
させるためｎ倍のオーバサンプリングに対し、例えば２
ｎ次の高調波を生成させた場合、折り返し歪みが混入す
るという欠点があった。また、このｎ倍のオーバサンプ
リングのｎの選択は、理論上はどのようにも選択可能で
あるが、実際は、回路が有する制約がある。また図示さ
れない後段に接続される機器の動作する標本化周波数が
ｎ倍のサンプリングｆsより低い場合などは、デシメー
ションにより最終的なサンプリング周波数を調整する
が、デシメーションを行った場合、折り返し歪みの混入
がひどくなるという欠点があった。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明は、所定の標本化周波数で標本
化されたディジタル信号の再標本化を行うオーバサンプ
リング回路と、該オーバサンプリング回路から出力され
たディジタル信号の帯域を制限する第１ローパスフィル
タと、該第１ローパスフィルタの後段に設けられディジ
タル信号をべき乗するべき乗器とディジタル信号を増幅
する増幅器とディジタル信号を加算する加算器とを備え
た非線形処理回路と、該非線形処理回路の後段に設けら
れ、特定の帯域の周波数のみ通過させる帯域通過フィル
タと、該帯域通過フィルタからの出力と前記第１ローパ
スフィルタの出力を加算する加算器と、該加算器から出
力されたディジタル信号の標本化周波数を降下させるデ
シメーション回路と備えたことを特徴とする。

【００１３】また、請求項２記載の発明は、請求項２に
おけるディジタル信号処理装置において、前記オーバサ
ンプリング回路は、標本化周波数ｆｓで標本化されたデ
ィジタル信号をｎ・ｆｓの標本化周波数として再標本化
を行い、前記デシメーション回路は、標本化周波数ｆｓ
で標本化されたディジタル信号をｍ・ｆｓの標本化周波
数として再標本化を行い、前記ｎと前記ｍは、ｎ≧ｍを
満たし、前記バンドパスフィルタが低域阻止周波数をｆ
ｓ／２以上及び高域阻止周波数をｍ・ｆｓ／２以下を満
たすことを特徴とする。

【００１４】請求項１記載の発明によると、ディジタル
オーディオ信号に高次高調波を付加したのち、バンドパ
スフィルタ（以下、Band Pass Filterの英語頭文字をと
りＢＰＦという。）を通過させる。これにより特定帯域
内においては、折り返し雑音が混入することなく、原信
号の高次高調波を生成し、原信号に高次高調波を付加で
きる。また、折り返し雑音を除去することもできる。

【００１５】また、請求項２記載の発明によると、デシ
メーションを行う際に、標本化周波数ｆｓで標本化され
たディジタルオーディオ信号をｆｓ／ｍの標本化周波数
として再標本化を行い、前記ｎと前記ｍは、ｎ≧ｍを満
たすようにしたので、デシメーションをおこなっても付
加された高次高調波が重なって折り返し雑音が混入する
ことを防ぐことができる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面
に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施例のディ
ジタル信号処理装置のブロック図である。図２は、本発
明の一実施例のディジタル信号処理装置の非線形処理回
路部のブロック図である。図３及び図４は本発明の一実
施例であるディジタル信号処理装置の各構成部から出力
される信号の周波数−スペクトル線図である。以下、図
１、図２、図３及び図４を用いて説明する。

【００１７】図１の入力端子１には図示しない外部再生
装置から図３（ａ）に示すような周波数スペクトルを有
し、サンプリング周波数がｆsのディジタルオーディオ
信号が入力される。このディジタルオーディオ信号は、
オーバサンプリング回路２により、サンプリング周波数
が２ｆsのディジタルオーディオ信号になるよう再標本
化され、次段のＦＩＲ低域フィルタである第１ローパス
フィルタ（以下第１ＬＰＦという。）３へ出力される。
第１ＬＰＦ３は、ディジタルオーディオ信号を帯域制限
し、ｆs／２以上の信号成分を除去する。図３（ｂ）
は、第１ＬＰＦ３から出力されるディジタルオーディオ
信号の周波数スペクトルである。

【００１８】このディジタルオーディオ信号は、非線形
処理回路４と遅延部５へ同時に出力される。図２に示す
ように非線形処理回路４は、信号をべき乗する整数ｎ−
１個のべき乗器４ａ、信号に係数を掛け合わせる整数ｎ
−１個の乗算器４ｂ、信号を加算する加算器４ｃを有し
ている。非線形処理回路４は、第１ローパスフィルタ３
から出力されたディジタルオーディオ信号Ｘに対し、

【数１】 により演算を行う。図３（ｃ）は、非線形処理回路４か
ら出力されるディジタルオーディオ信号の周波数スペク
トルである。図３（ｃ）では、６次の高調波が付加され
た場合が示してある。原信号の最大周波数はｆs／２で
あり、この６次高調波はｆs／２の６倍の約３ｆsとな
る。このディジタルオーディオ信号ＹをＢＰＦ６に出力
する。

【００１９】ＢＰＦ６は、非線形処理がされて高調波成
分が付加されたディジタルオーディオ信号に対しナイキ
スト周波数ｆs／２以下を除去し、折り返し雑音が混入
した部分、図３（ｃ）上ではｆs以上から３ｆsまでに示
した部分を取り除く。図４（ｄ）は、ＢＰＦ６から出力
されるディジタルオーディオ信号の周波数スペクトルで
ある。この帯域には、各信号の６次までの高調波が含ま
れている。

【００２０】このＢＰＦ６からの出力と、前記遅延部５
からの出力を加算器７により加算する。図４（ｅ）は、
加算器７から出力されるディジタルオーディオ信号の周
波数スペクトル示す。これにより、ｆs／２以下は原音
のディジタルオーディオ信号を用い、ｆs／２以上ｆs以
下のディジタルオーディオ信号の高調波としたのでより
原音に近いものとなる。

【００２１】次に図示しない外部機器と整合させるため
にサンプリング周波数を調整する。すなわち、デシメー
ション回路８によりディジタルオーディオ信号のデシメ
ーションを行う。図４（ｆ）は、デシメーション回路８
から出力されるディジタルオーディオ信号の周波数スペ
クトルを示す。このときのディジタルオーディオ信号の
サンプリング周波数は、デシメーション回路８により２
ｆsとなる。

【００２２】つまりｎは４、ｍは２となっており、ｎ≧
ｍを満たし、ＢＰＦ６の高域阻止周波数はｆsに設定さ
れている。このように適切なＢＰＦ６がを設計すればデ
シメーションを行なっても折り返し雑音が混入されるこ
とはない。また、ディジタルオーディオ信号に対し、ｆ
s／２からｆsまでの帯域に６次の高調波を付加したディ
ジタルオーディオ信号を生成することができる。そして
このディジタルオーディオ信号は、出力端子９から出力
され、図示しない外部機器へと出力される。

【００２３】図５及び図６は、本発明の一実施例である
ディジタル信号処理装置の各構成部から出力される信号
の周波数−スペクトル線図を示す。特に４次の高調波を
発生させた場合の信号処理であり、高調波が付加される
場合にディジタルオーディオ信号がどのように変化する
かを説明する。

【００２４】図５（ａ）は入力端子１に入力されるディ
ジタルオーディオ信号の周波数−スペクトル線図であ
る。サンプリング周波数がｆsのディジタルオーディオ
信号が、図示しない外部再生装置から入力端子１へ出力
される。このディジタルオーディオ信号は、オーバサン
プリング回路２により、サンプリング周波数が２ｆsの
ディジタルオーディオ信号になるよう再標本化され、次
段のＦＩＲ低域フィルタである第１ＬＰＦ３へ出力され
る。

【００２５】第１ＬＰＦ３は、ディジタルオーディオ信
号を帯域制限し、ｆs／２以上の信号成分を除去する。
図５（ｂ）は、第１ＬＰＦ３から出力されるディジタル
オーディオ信号の周波数スペクトル示す。

【００２６】このディジタルオーディオ信号は、非線形
処理回路４へ出力される。非線形処理回路は４次までの
高調波を発生する。図５（ｃ）は、非線形処理回路４か
ら出力されるディジタルオーディオ信号の周波数スペク
トル示す。この図では折り返し雑音は混入されない。こ
のディジタルオーディオ信号をＢＰＦ６に出力する。

【００２７】ＢＰＦ６は、非線形処理がされて高調波成
分が付加されたディジタルオーディオ信号に対しナイキ
スト周波数ｆs／２以下を除去する。図６（ｄ）は、Ｂ
ＰＦ６から出力されるディジタルオーディオ信号の周波
数スペクトル示す。この帯域には、各信号の４次までの
高調波が含まれている。

【００２８】このＢＰＦ６からの出力と、前記第１ＬＰ
Ｆ３からの出力を加算器７により合成する。図６（ｅ）
は、加算器７から出力されるディジタルオーディオ信号
の周波数スペクトル示す。これにより、ｆs／２以下は
原音のディジタルオーディオ信号を用い、ｆs／２以上
２ｆs以下のディジタルオーディオ信号の高調波とし
た。

【００２９】そして、デシメーション回路８によりこの
ディジタルオーディオ信号のデシメーションを行うと折
り返し雑音が混入されるのでデシメーションを行うこと
なく出力する。この場合、サンプリング周波数を１／１
にするデシメーションを行うと考えればよく、折り返し
雑音が混入されることはない。

【００３０】このときオーバサンプリング回路２により
４倍のサンプリング周波数となったのに対し、デシメー
ション回路８により１／１のサンプリング周波数となっ
ている。つまりｎは４、ｍは１となっており、ｎ≧ｍを
満たしている。このように、サンプリング周波数ｆsの
ディジタルオーディオ信号に対し、ｆs／２から２ｆsの
帯域において４次までの高調波を付加したディジタルオ
ーディオ信号を生成することができた。

【００３１】本発明のディジタル信号処理装置の非線形
処理回路の係数乗算器４ｂの各係数は、任意に設定可能
であり、ｎを５とし、Ａ2＝Ａ4＝０とすれば、３次と５
次の高調波が付加できる。

【００３２】

【発明の効果】本発明のディジタル信号処理装置によれ
ば、高次高調波を発生させ、かつ、デシメーションを行
っても、折り返し雑音が混入されないディジタルオーデ
ィオ信号を生成させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のディジタル信号処理装置の
ブロック図。

【図２】本発明の一実施例のディジタル信号処理装置の
非線形処理回路のブロック図。

【図３】本発明の一実施例であるディジタル信号処理装
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。

【図４】本発明の一実施例であるディジタル信号処理装
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。

【図５】本発明の一実施例であるディジタル信号処理装
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。

【図６】本発明の一実施例であるディジタル信号処理装
置の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル
線図。

【図７】従来技術であるディジタル信号処理装置のブロ
ック図。

【図８】従来技術であるディジタル信号処理装置の各構
成部から出力される信号の周波数−スペクトル線図。

【図９】従来技術であるディジタル信号処理装置の各構
成部から出力される信号の周波数−スペクトル線図。

【符号の説明】

１・・・・入力端子 ２・・・・オーバサンプリング回路 ３・・・・第１ＬＰＦ ４・・・・非線形処理回路 ４ａ・・・乗算器 ４ｂ・・・係数乗算器 ４ｃ・・・加算器 ５・・・・遅延部 ６・・・・ＢＰＦ ７・・・・加算器 ８・・・・デシメーション回路 ９・・・・出力端子

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定の標本化周波数で標本化されたディジ
   タル信号の再標本化を行うオーバサンプリング回路と、 該オーバサンプリング回路から出力されたディジタル信
   号の帯域を制限する第１ローパスフィルタと、 該第１ローパスフィルタの後段に設けられディジタル信
   号をべき乗するべき乗器とディジタル信号を増幅する増
   幅器とディジタル信号を加算する加算器とを備えた非線
   形処理回路と、 該非線形処理回路の後段に設けられ、特定の帯域の周波
   数のみ通過させる帯域通過フィルタと、 該帯域通過フィルタからの出力と前記第１ローパスフィ
   ルタの出力を加算する加算器と、 該加算器からから出力されたディジタル信号の標本化周
   波数を降下させるデシメーション回路と備えたことを特
   徴とするディジタル信号処理装置。
2. 【請求項２】請求項１におけるディジタル信号処理装置
   において、 前記オーバサンプリング回路は、標本化周波数ｆｓで標
   本化されたディジタル信号をｎ・ｆｓの標本化周波数と
   して再標本化を行い、 前記デシメーション回路は、標本化周波数ｆｓで標本化
   されたディジタル信号をｍ・ｆｓの標本化周波数として
   再標本化を行い、 前記ｎと前記ｍは、ｎ≧ｍを満たし、 前記バンドパスフィルタが低域阻止周波数をｆｓ／２以
   上及び高域阻止周波数をｍ・ｆｓ／２以下を満たすこと
   を特徴とするディジタル信号処理装置。