JPH1065481A - 弾性表面波フィルタ - Google Patents
弾性表面波フィルタInfo
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- JPH1065481A JPH1065481A JP23149296A JP23149296A JPH1065481A JP H1065481 A JPH1065481 A JP H1065481A JP 23149296 A JP23149296 A JP 23149296A JP 23149296 A JP23149296 A JP 23149296A JP H1065481 A JPH1065481 A JP H1065481A
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- Japan
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- filter
- resonator
- idts
- saw
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- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、弾性表面波（ＳＡＷ）に関し、通過
域近傍の減衰特性に優れ、且つ、低挿入損失特性をもっ
た３ＩＤＴ構成の縦結合２重モードＳＡＷフィルタ関す
る。 【解決手段】３ＩＤＴ２重モードＳＡＷフィルタの両側
ＩＤＴを並列接続し更に、ＩＤＴにｃｏｓ型重み付けを
したＳＡＷ共振子を直列に接続する。
域近傍の減衰特性に優れ、且つ、低挿入損失特性をもっ
た３ＩＤＴ構成の縦結合２重モードＳＡＷフィルタ関す
る。 【解決手段】３ＩＤＴ２重モードＳＡＷフィルタの両側
ＩＤＴを並列接続し更に、ＩＤＴにｃｏｓ型重み付けを
したＳＡＷ共振子を直列に接続する。
Description
【０００１】
【産業上利用分野】本発明は、圧電基板上に表面波伝搬
方向に沿って、３個のインターディジタルトランスデュ
ーサ（以下、ＩＤＴと云う）および該ＩＤＴの最外側に
２つの反射器を配置してなる弾性表面波フィルタ（以
下、ＳＡＷフィルタと云う）に関し、特に通過域カット
オフ特性および高域側近傍の減衰量を改善した弾性表面
波フィルタに関する。
方向に沿って、３個のインターディジタルトランスデュ
ーサ（以下、ＩＤＴと云う）および該ＩＤＴの最外側に
２つの反射器を配置してなる弾性表面波フィルタ（以
下、ＳＡＷフィルタと云う）に関し、特に通過域カット
オフ特性および高域側近傍の減衰量を改善した弾性表面
波フィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】弾性表面波はその振動領域が表面に限定
されること、振幅と位相を別個に設計できること等、従
来の振動デバイスに無い種々の特徴を有することから、
基礎研究の分野でも応用の分野でも精力的に研究が成さ
れ、現在では、各種の装置に用いられている。中でも、
小型、堅牢でありバッチ処理による大量生産に適してい
ることから低コストが期待できるため、最近の移動体通
信特に携帯電話等には多く使用されている。特に、Pro
c. of 1980 IEEE Ultrasonics Symposium pp.164-168に
おいて、Rosenberg R.L.およびColdren L.A.によって提
案され、電子情報通信学会技報US-92-8で森田、渡辺ら
によって実用化された３ＩＤＴ構成の縦結合２重モード
ＳＡＷフィルタ（以下、縦結合ＤＭＳフィルタと云う）
は、低損失であり、通過域が平坦でカットオフが急峻な
特性を実現できるという優れた特徴を持っている。
されること、振幅と位相を別個に設計できること等、従
来の振動デバイスに無い種々の特徴を有することから、
基礎研究の分野でも応用の分野でも精力的に研究が成さ
れ、現在では、各種の装置に用いられている。中でも、
小型、堅牢でありバッチ処理による大量生産に適してい
ることから低コストが期待できるため、最近の移動体通
信特に携帯電話等には多く使用されている。特に、Pro
c. of 1980 IEEE Ultrasonics Symposium pp.164-168に
おいて、Rosenberg R.L.およびColdren L.A.によって提
案され、電子情報通信学会技報US-92-8で森田、渡辺ら
によって実用化された３ＩＤＴ構成の縦結合２重モード
ＳＡＷフィルタ（以下、縦結合ＤＭＳフィルタと云う）
は、低損失であり、通過域が平坦でカットオフが急峻な
特性を実現できるという優れた特徴を持っている。
【０００３】上記の３ＩＤＴ構成の縦結合ＤＭＳフィル
タの模式図を図５に示す。 縦結合ＤＭＳフィルタは圧
電基板８の主表面に、伝搬方向に沿ってＩＤＴ９、１０
ａ、１０ｂおよび該ＩＤＴの最外側に反射器１１ａ、１
１ｂを近接して配置した構造を有し、ＩＤＴ９の対向す
る電極の一方を入力端子とし、他方を接地する。更に、
図５のようにＩＤＴ１０ａ、１０ｂそれぞれの一方の電
極を共通接続して出力端子とし、他方の電極を接地す
る。ここで、入力端子と出力端子は便宜的に決めたもの
であり、互いに入れ替えてもかまわない。
タの模式図を図５に示す。 縦結合ＤＭＳフィルタは圧
電基板８の主表面に、伝搬方向に沿ってＩＤＴ９、１０
ａ、１０ｂおよび該ＩＤＴの最外側に反射器１１ａ、１
１ｂを近接して配置した構造を有し、ＩＤＴ９の対向す
る電極の一方を入力端子とし、他方を接地する。更に、
図５のようにＩＤＴ１０ａ、１０ｂそれぞれの一方の電
極を共通接続して出力端子とし、他方の電極を接地す
る。ここで、入力端子と出力端子は便宜的に決めたもの
であり、互いに入れ替えてもかまわない。
【０００４】図５に示すＩＤＴ９、１０ａ及び１０ｂと
反射器１１ａ及び１１ｂの適正配置によって前記ＩＤＴ
下に音響結合が生じ、その結果２つの閉じ込めモード即
ち、一次縦モードと三次縦モードが、強勢に励起され
る。これらのモードの周波数をそれぞれｆ１とｆ３とす
ると、ｆ３＜ｆ１であり、中心周波数がｆ１で帯域幅が
２（ｆ１−ｆ３）の縦結合ＤＭＳフィルタが得られる。
図６に、３６度Ｙ−Ｘリチウムタンタレート（ LiTa
O3）基板上に縦結合ＤＭＳフィルタを形成した場合の濾
波特性の一例を示す。図６より明らかなように、通過域
近傍の高域側に生ずる非対称特性は、入出力ＩＤＴの対
数で決まる本質的なスプリアスで縦結合ＤＭＳフィルタ
特有の欠点である。そのスプリアスの減衰量は１２〜１
３ｄＢ程しかなく、送受の周波数が近接している携帯電
話用ＲＦフィルタに適用しようとする場合、大きな問題
となる。
反射器１１ａ及び１１ｂの適正配置によって前記ＩＤＴ
下に音響結合が生じ、その結果２つの閉じ込めモード即
ち、一次縦モードと三次縦モードが、強勢に励起され
る。これらのモードの周波数をそれぞれｆ１とｆ３とす
ると、ｆ３＜ｆ１であり、中心周波数がｆ１で帯域幅が
２（ｆ１−ｆ３）の縦結合ＤＭＳフィルタが得られる。
図６に、３６度Ｙ−Ｘリチウムタンタレート（ LiTa
O3）基板上に縦結合ＤＭＳフィルタを形成した場合の濾
波特性の一例を示す。図６より明らかなように、通過域
近傍の高域側に生ずる非対称特性は、入出力ＩＤＴの対
数で決まる本質的なスプリアスで縦結合ＤＭＳフィルタ
特有の欠点である。そのスプリアスの減衰量は１２〜１
３ｄＢ程しかなく、送受の周波数が近接している携帯電
話用ＲＦフィルタに適用しようとする場合、大きな問題
となる。
【０００５】上記通過域近傍のスプリアスを解決する手
段として図７に示す様に、縦結合ＤＭＳフィルタ１２の
入出力に一端子対型共振子１３、１４を直列に接続し、
これら共振子の***振周波数で構成する減衰極を利用し
て、通過域近傍の高域側の減衰量を改善しようとする提
案が行われている。（長塚他、１９９４年信学会秋季大
会、No.1,P.230、特開平７−３０３６７、特開平７−８
６８７０）
段として図７に示す様に、縦結合ＤＭＳフィルタ１２の
入出力に一端子対型共振子１３、１４を直列に接続し、
これら共振子の***振周波数で構成する減衰極を利用し
て、通過域近傍の高域側の減衰量を改善しようとする提
案が行われている。（長塚他、１９９４年信学会秋季大
会、No.1,P.230、特開平７−３０３６７、特開平７−８
６８７０）
【０００６】上記改善方法を図８を用いて説明する。図
８（ａ）は縦結合ＤＭＳフィルタ（ＤＭＳＦと略記）の
入出力にそれぞれ一端子対型ＳＡＷ共振子（以下、ＳＡ
Ｗ共振子と云う）を直列に接続した回路構成図を示す。
図８（ｂ）は前記縦結合ＤＭＳフィルタの濾波特性（図
６に相当）を示したもので、通過域近傍の高域側に上述
したスプリアスが発生している。図８（ｃ）はＳＡＷ共
振子の伝送特性を示したもので、***振周波数に於いて
減衰極が生じることを表している。該ＳＡＷ共振子の共
振周波数を前記縦結合ＤＭＳフィルタの通過域とほぼ一
致するように設定し、更に、***振周波数を前記縦結合
ＤＭＳフィルタの通過域近傍の高域側にあるスプリアス
が発生する周波数とほぼ一致するように設定する。この
ように周波数を設定したＳＡＷ共振子を、図８（ａ）の
ように、縦結合ＤＭＳフィルタに直列接続すると、総合
濾波特性は図８（ｄ）に示すように、縦結合ＤＭＳフィ
ルタのスプリアスを改善した特性となる。
８（ａ）は縦結合ＤＭＳフィルタ（ＤＭＳＦと略記）の
入出力にそれぞれ一端子対型ＳＡＷ共振子（以下、ＳＡ
Ｗ共振子と云う）を直列に接続した回路構成図を示す。
図８（ｂ）は前記縦結合ＤＭＳフィルタの濾波特性（図
６に相当）を示したもので、通過域近傍の高域側に上述
したスプリアスが発生している。図８（ｃ）はＳＡＷ共
振子の伝送特性を示したもので、***振周波数に於いて
減衰極が生じることを表している。該ＳＡＷ共振子の共
振周波数を前記縦結合ＤＭＳフィルタの通過域とほぼ一
致するように設定し、更に、***振周波数を前記縦結合
ＤＭＳフィルタの通過域近傍の高域側にあるスプリアス
が発生する周波数とほぼ一致するように設定する。この
ように周波数を設定したＳＡＷ共振子を、図８（ａ）の
ように、縦結合ＤＭＳフィルタに直列接続すると、総合
濾波特性は図８（ｄ）に示すように、縦結合ＤＭＳフィ
ルタのスプリアスを改善した特性となる。
【０００７】図９に、前記ＳＡＷ共振子の実測値の一例
を示す。図９（ａ）はＳＡＷ共振子の周波数−インピー
ダンス軌跡を表すスミスチャート図を示したものであ
り、円の直径の水平線は抵抗分（ｒ）を表し、円の上半
分は正のリアクタンス（＋ｊｘ）を表し、下半分は負の
リアクタンス（−ｊｘ）を表している。即ち、直径の水
平線と交わる周波数が位相零の周波数であり、共振数波
数Ａあるいは***振周波数Ｂを表す。通常の正規型ＩＤ
Ｔを配設したＳＡＷ共振子の周波数−インピーダンス特
性は、図９（ａ）に示すスミスチャート図からも明らか
なように、***振周波数Ｂの高周波側近傍で円を描くよ
うな軌跡はなく、共振は生じていない。また、前記ＳＡ
Ｗ共振子の伝送特性を測定すると図９（ｂ）に示すよう
に、***振周波数での単峰特性を示している。このよう
な正規型ＩＤＴの共振子を用いて図７の如く構成したフ
ィルタの濾波特性例を図１０に示す。周波数は約１．５
ＧＨｚで帯域幅は約３６ＭＨｚである。縦結合ＤＭＳフ
ィルタに直列接続するＳＡＷ共振子は一個または、２個
以上でも、また入出力のいずれか片側だけでもよいし、
共振子同士の周波数が互いにずれていてもよい。
を示す。図９（ａ）はＳＡＷ共振子の周波数−インピー
ダンス軌跡を表すスミスチャート図を示したものであ
り、円の直径の水平線は抵抗分（ｒ）を表し、円の上半
分は正のリアクタンス（＋ｊｘ）を表し、下半分は負の
リアクタンス（−ｊｘ）を表している。即ち、直径の水
平線と交わる周波数が位相零の周波数であり、共振数波
数Ａあるいは***振周波数Ｂを表す。通常の正規型ＩＤ
Ｔを配設したＳＡＷ共振子の周波数−インピーダンス特
性は、図９（ａ）に示すスミスチャート図からも明らか
なように、***振周波数Ｂの高周波側近傍で円を描くよ
うな軌跡はなく、共振は生じていない。また、前記ＳＡ
Ｗ共振子の伝送特性を測定すると図９（ｂ）に示すよう
に、***振周波数での単峰特性を示している。このよう
な正規型ＩＤＴの共振子を用いて図７の如く構成したフ
ィルタの濾波特性例を図１０に示す。周波数は約１．５
ＧＨｚで帯域幅は約３６ＭＨｚである。縦結合ＤＭＳフ
ィルタに直列接続するＳＡＷ共振子は一個または、２個
以上でも、また入出力のいずれか片側だけでもよいし、
共振子同士の周波数が互いにずれていてもよい。
【０００８】直列接続する上記ＳＡＷ共振子の共振周波
数は、通常、ほぼフィルタ通過域内になるように設定す
るため、ＳＡＷ共振子追加による通過帯域に於ける損失
の増加は僅かである。しかし、ＳＡＷ共振子の共振抵抗
が１Ω程度のオーダーである以上、複数の共振子を直列
接続すると、損失の増加を来たし問題となることは明ら
かである。また、１つの共振子の***振点では、減衰を
大きく保てる周波数範囲が狭いので、図７の様な回路構
成の場合、２つの共振子の***振周波数を互いに少しず
らして配置するのが一般的であるが、この場合、通過域
の損失の増加は、共振子一個の場合の約２倍となる。
数は、通常、ほぼフィルタ通過域内になるように設定す
るため、ＳＡＷ共振子追加による通過帯域に於ける損失
の増加は僅かである。しかし、ＳＡＷ共振子の共振抵抗
が１Ω程度のオーダーである以上、複数の共振子を直列
接続すると、損失の増加を来たし問題となることは明ら
かである。また、１つの共振子の***振点では、減衰を
大きく保てる周波数範囲が狭いので、図７の様な回路構
成の場合、２つの共振子の***振周波数を互いに少しず
らして配置するのが一般的であるが、この場合、通過域
の損失の増加は、共振子一個の場合の約２倍となる。
【０００９】図１０は、図７のように縦結合ＤＭＳフィ
ルタの入出力端子それぞれにＳＡＷ共振子を直列接続し
た構成の濾波特性例であり、周波数の低いＳＡＷ共振子
を図７に示す中央ＩＤＴ（ 入力）側に接続している。
通過域の高周波側にあるスプリアスの減衰量は改善され
たが、カットオフ特性が滑らかではなく、台地のような
部分が残っている。この台地のようなスプリアスを除く
ために、前記ＳＡＷ共振子の***振周波数をさらにフィ
ルタ通過域側に近接させると、図１１に示すよのように
通過域特性の右肩が欠ける特性となる。
ルタの入出力端子それぞれにＳＡＷ共振子を直列接続し
た構成の濾波特性例であり、周波数の低いＳＡＷ共振子
を図７に示す中央ＩＤＴ（ 入力）側に接続している。
通過域の高周波側にあるスプリアスの減衰量は改善され
たが、カットオフ特性が滑らかではなく、台地のような
部分が残っている。この台地のようなスプリアスを除く
ために、前記ＳＡＷ共振子の***振周波数をさらにフィ
ルタ通過域側に近接させると、図１１に示すよのように
通過域特性の右肩が欠ける特性となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＳＡＷ共振子の直列接続による減衰量改善では、ある程
度広い範囲で減衰量を確保する場合、***振周波数をず
らしたＳＡＷ共振子を２つ以上必要とした。また、縦結
合ＤＭＳフィルタの入出力端子それぞれに接続するＳＡ
Ｗ共振子の高低の周波数関係を規定しておらず、場合に
よってカットオフ特性が滑らかにならず、フィルタ通過
域特性の右肩が欠けることがあった。本発明はこれらの
欠点を除去する為になされたものであって、共振子１つ
で従来よりも広い周波数範囲において一定の減衰量を確
保し、通過域の損失増加を最小限にとどめること、およ
び、良好なカットオフ特性を有する弾性表面波フィルタ
を提供することを目的とする。
ＳＡＷ共振子の直列接続による減衰量改善では、ある程
度広い範囲で減衰量を確保する場合、***振周波数をず
らしたＳＡＷ共振子を２つ以上必要とした。また、縦結
合ＤＭＳフィルタの入出力端子それぞれに接続するＳＡ
Ｗ共振子の高低の周波数関係を規定しておらず、場合に
よってカットオフ特性が滑らかにならず、フィルタ通過
域特性の右肩が欠けることがあった。本発明はこれらの
欠点を除去する為になされたものであって、共振子１つ
で従来よりも広い周波数範囲において一定の減衰量を確
保し、通過域の損失増加を最小限にとどめること、およ
び、良好なカットオフ特性を有する弾性表面波フィルタ
を提供することを目的とする。
【００１１】
【発明を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、請求項１では、圧電基板上に弾性表面波の伝
搬方向に沿って三個のＩＤＴ及び該ＩＤＴの最外側に二
個の反射器を配置し、中央のＩＤＴを入力端子、両側の
二つＩＤＴを並列接続して出力端子とした弾性表面波フ
ィルタに直列に、コサイン型重み付けをしたＩＤＴとそ
の両側の反射器とからなる一端子対型弾性表面波共振子
を接続し、且つ、該共振子の共振周波数を前記フィルタ
の通過域に、***振周波数を前記フィルタの通過域より
も高周波側に配置した弾性表面波フィルタである。更
に、請求項２では、圧電基板に回転３６度Ｙ板タンタル
酸リチウムを用いた弾性表面波フィルタである。
本発明は、請求項１では、圧電基板上に弾性表面波の伝
搬方向に沿って三個のＩＤＴ及び該ＩＤＴの最外側に二
個の反射器を配置し、中央のＩＤＴを入力端子、両側の
二つＩＤＴを並列接続して出力端子とした弾性表面波フ
ィルタに直列に、コサイン型重み付けをしたＩＤＴとそ
の両側の反射器とからなる一端子対型弾性表面波共振子
を接続し、且つ、該共振子の共振周波数を前記フィルタ
の通過域に、***振周波数を前記フィルタの通過域より
も高周波側に配置した弾性表面波フィルタである。更
に、請求項２では、圧電基板に回転３６度Ｙ板タンタル
酸リチウムを用いた弾性表面波フィルタである。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示した実施
の形態と実験結果とに基づいて詳細に説明する。図１は
本発明の構成を示したＩＤＴ電極の模式図であり、ＩＤ
Ｔ３、４ａ及び４ｂより構成する３ＩＤＴと、該ＩＤＴ
の最外側の反射器５ａ及び５ｂとで構成される縦結合Ｄ
ＭＳフィルタ１は、従来のものと同様であり、パターン
のピッチや電極本数および各電極の間隔などは、所望の
通過域を実現するように選ぶ。縦結合ＤＭＳフィルタ１
の中央ＩＤＴ３の一方の電極を入力端子とし、他方の端
子は接地する。また、ＩＤＴ４ａ及び４ｂのそれぞれの
一方の電極を並列接続して出力端子とし、それぞれの他
方の端子を接地する。更に、前記出力端子にＳＡＷ共振
子２を直列に接続する。ＳＡＷ共振子２は、ＳＡＷを励
振する電極指の交叉長がコサイン（ｃｏｓ）型重み付け
したＩＤＴ６とその両側の反射器７ａおよび７ｂとで構
成されている。また、これらＩＤＴ及び反射器の電極パ
ターンは圧電基板の主面上にアルミニウムまたはアルミ
ニウム合金で作製する。
の形態と実験結果とに基づいて詳細に説明する。図１は
本発明の構成を示したＩＤＴ電極の模式図であり、ＩＤ
Ｔ３、４ａ及び４ｂより構成する３ＩＤＴと、該ＩＤＴ
の最外側の反射器５ａ及び５ｂとで構成される縦結合Ｄ
ＭＳフィルタ１は、従来のものと同様であり、パターン
のピッチや電極本数および各電極の間隔などは、所望の
通過域を実現するように選ぶ。縦結合ＤＭＳフィルタ１
の中央ＩＤＴ３の一方の電極を入力端子とし、他方の端
子は接地する。また、ＩＤＴ４ａ及び４ｂのそれぞれの
一方の電極を並列接続して出力端子とし、それぞれの他
方の端子を接地する。更に、前記出力端子にＳＡＷ共振
子２を直列に接続する。ＳＡＷ共振子２は、ＳＡＷを励
振する電極指の交叉長がコサイン（ｃｏｓ）型重み付け
したＩＤＴ６とその両側の反射器７ａおよび７ｂとで構
成されている。また、これらＩＤＴ及び反射器の電極パ
ターンは圧電基板の主面上にアルミニウムまたはアルミ
ニウム合金で作製する。
【００１３】本発明の要点は、縦結合ＤＭＳフィルタに
直列に接続するＳＡＷ共振子のＩＤＴの電極指交叉長を
コサイン形状にして、フィルタの総合濾波特性、特に、
通過域近傍の高周波側の減衰量の改善と通過域のカット
オフ特性を改善することである。ＩＤＴ６にコサイン型
重み付けまたはこれに近い重み付けを施した場合の利
点、およびＳＡＷ共振子をフィルタ１の両側ＩＤＴ（出
力）側に接続した場合の利点について説明する。図２
に、本発明になるＳＡＷ共振子の測定結果を示す。図２
（ａ）は、ＳＡＷ共振子２を３６度Ｙ−Ｘリチウムタン
タレート（LiTaO3）基板上に作製した場合の周波数−イ
ンピーダンス特性のスミスチャート図であり、***振周
波数Ｂの付近で小さな円を描く軌跡がある。図２（ａ）
よりＱの小さい共振が***振周波数Ｂより少し高い周波
数に存在することは明らかである。一方、ＩＤＴ６に重
み付けを施さず正規型とした場合のＳＡＷ共振子の周波
数−インピーダンス特性は、上述した図９（ａ）の通り
共振を示していない。図２（ｂ）は前記コサイン形状重
み付けをしたＳＡＷ共振子の伝送特性であり、本図から
も、***振周波数の高域側に小さな共振があり、これに
より減衰特性が図９（ｂ）と比べて幅広くなっているこ
とが分かる。
直列に接続するＳＡＷ共振子のＩＤＴの電極指交叉長を
コサイン形状にして、フィルタの総合濾波特性、特に、
通過域近傍の高周波側の減衰量の改善と通過域のカット
オフ特性を改善することである。ＩＤＴ６にコサイン型
重み付けまたはこれに近い重み付けを施した場合の利
点、およびＳＡＷ共振子をフィルタ１の両側ＩＤＴ（出
力）側に接続した場合の利点について説明する。図２
に、本発明になるＳＡＷ共振子の測定結果を示す。図２
（ａ）は、ＳＡＷ共振子２を３６度Ｙ−Ｘリチウムタン
タレート（LiTaO3）基板上に作製した場合の周波数−イ
ンピーダンス特性のスミスチャート図であり、***振周
波数Ｂの付近で小さな円を描く軌跡がある。図２（ａ）
よりＱの小さい共振が***振周波数Ｂより少し高い周波
数に存在することは明らかである。一方、ＩＤＴ６に重
み付けを施さず正規型とした場合のＳＡＷ共振子の周波
数−インピーダンス特性は、上述した図９（ａ）の通り
共振を示していない。図２（ｂ）は前記コサイン形状重
み付けをしたＳＡＷ共振子の伝送特性であり、本図から
も、***振周波数の高域側に小さな共振があり、これに
より減衰特性が図９（ｂ）と比べて幅広くなっているこ
とが分かる。
【００１４】交叉指がコサイン形状重み付けであって図
２の特性をもったＳＡＷ共振子と、従来の正規型ＩＤＴ
で図９の特性をもったＳＡＷ共振子との製作諸条件は全
く同一としてある。また、従来の正規型ＩＤＴのＳＡＷ
共振子では、図９（ａ）に示したように***振周波数Ｂ
を含む通過域の高域側での反射量が少なく、図２（ａ）
と比べて***振が浅い即ち、***振のインピーダンスが
小さいことが分かる。これらの特性の違いが、ＳＡＷ共
振子を減衰特性改善のため、縦結合ＤＭＳフィルタに直
列接続して用いる場合に、通過域近傍の高周波側に於け
る減衰の優劣の差として表れる。即ち、図１に示した本
発明になるＳＡＷ共振子では、図２に示す様に***振周
波数Ｂ近傍の高周波側に小さな共振の存在のため、従来
の特性を有するＳＡＷ共振子を用いた場合に比べて、よ
り広い範囲で減衰量をかせぐことができる。更に、図に
示すような特性を有するＳＡＷ共振子を用いると***振
周波数Ｂを含む高域側での反射量が大きくなり、より急
峻なカットオフ特性と深い***振即ち、***振周波数Ｂ
の近辺のインピーダンスが大きいので高減衰を得ること
が出来る。
２の特性をもったＳＡＷ共振子と、従来の正規型ＩＤＴ
で図９の特性をもったＳＡＷ共振子との製作諸条件は全
く同一としてある。また、従来の正規型ＩＤＴのＳＡＷ
共振子では、図９（ａ）に示したように***振周波数Ｂ
を含む通過域の高域側での反射量が少なく、図２（ａ）
と比べて***振が浅い即ち、***振のインピーダンスが
小さいことが分かる。これらの特性の違いが、ＳＡＷ共
振子を減衰特性改善のため、縦結合ＤＭＳフィルタに直
列接続して用いる場合に、通過域近傍の高周波側に於け
る減衰の優劣の差として表れる。即ち、図１に示した本
発明になるＳＡＷ共振子では、図２に示す様に***振周
波数Ｂ近傍の高周波側に小さな共振の存在のため、従来
の特性を有するＳＡＷ共振子を用いた場合に比べて、よ
り広い範囲で減衰量をかせぐことができる。更に、図に
示すような特性を有するＳＡＷ共振子を用いると***振
周波数Ｂを含む高域側での反射量が大きくなり、より急
峻なカットオフ特性と深い***振即ち、***振周波数Ｂ
の近辺のインピーダンスが大きいので高減衰を得ること
が出来る。
【００１５】図３は、図１の構成即ち、縦結合ＤＭＳフ
ィルタと１個のＳＡＷ共振子とで構成し、且つＳＡＷ共
振子の交叉指がコサイン形状のＩＤＴを用いて得られた
濾波特性例であり、フィルタ通過域の右肩が欠けること
なく急峻なカットオフ特性を実現出来ている。フィルタ
特性が周知であるので、特に濾波特性を図示してない
が、正規型ＩＤＴのＳＡＷ共振子を用いた場合と比べ
て、カットオフ特性は急峻で、***振周波数での減衰が
大きく、***振周波数より高い周波数で減衰も４から５
ｄＢ程改善している。また、１個のＳＡＷ共振子２を両
側ＩＤＴに接続する代わりに、図１の中央ＩＤＴ３（入
力）側に接続した場合の濾波特性を図４に示す。図４を
参照して明らかなように、ＳＡＷ共振子を中央ＩＤＴ３
（入力）側に接続すると、通過域近傍の高域側のカット
オフ特性が滑らかにならず図４に示すようなディップが
現れる。更に、***振周波数が通過域に近づいた場合、
通過域高域側が欠け、より丸みを帯びることになる。
ィルタと１個のＳＡＷ共振子とで構成し、且つＳＡＷ共
振子の交叉指がコサイン形状のＩＤＴを用いて得られた
濾波特性例であり、フィルタ通過域の右肩が欠けること
なく急峻なカットオフ特性を実現出来ている。フィルタ
特性が周知であるので、特に濾波特性を図示してない
が、正規型ＩＤＴのＳＡＷ共振子を用いた場合と比べ
て、カットオフ特性は急峻で、***振周波数での減衰が
大きく、***振周波数より高い周波数で減衰も４から５
ｄＢ程改善している。また、１個のＳＡＷ共振子２を両
側ＩＤＴに接続する代わりに、図１の中央ＩＤＴ３（入
力）側に接続した場合の濾波特性を図４に示す。図４を
参照して明らかなように、ＳＡＷ共振子を中央ＩＤＴ３
（入力）側に接続すると、通過域近傍の高域側のカット
オフ特性が滑らかにならず図４に示すようなディップが
現れる。更に、***振周波数が通過域に近づいた場合、
通過域高域側が欠け、より丸みを帯びることになる。
【００１６】図３に示すの良好な濾波特性と図４に示し
た劣化した濾波特性の違いは、フィルタの入出力が非対
称であり、入出力のインピーダンス特性が異なるために
起こる。従来の技術は、直列接続するＳＡＷ共振子を、
縦結合ＤＭＳフィルタ１のＩＤＴ３側、あるいはＩＤＴ
４ａと４ｂの共通接続側のいずれの側に接続すべきかを
明らかにしていなかったが、本発明では、これを明確に
示し図３の様な良好な特性を実現できた。即ち、縦結合
ＤＭＳフィルタに２個以上のＳＡＷ共振子を直列に接続
して、通過域近傍の高周波側の減衰を高める場合、***
振周波数の低い共振子をＩＤＴ４ａと４ｂの共通端子に
接続し、***振周波数の高い共振子をＩＤＴ４ａと４ｂ
の共通端子あるいはＩＤＴ３に接続するとカットオフ特
性が丸くならず急峻なカットオフ特性となる。図１の縦
結合ＤＭＳフィルタ１に、ＳＡＷ共振子２よりも周波数
の高い共振子をさらに直列接続して（中央ＩＤＴ側でも
共振子２に縦続でもよい）、減衰量の増加を見込んだ場
合、通過域のごく近傍のカットオフ特性は共振子２によ
ってほぼ決定されているため、急峻度は図１の場合とほ
とんど変化しない。即ち、通過域近傍の高域側の急峻度
を上げる場合、図１に示すフィルタ構成では共振子一個
の構成でおおよその減衰レベルが得られていれば、共振
子をさらに追加する必要はない。追加すれば、従来と同
様にかえって通過域において共振子の共振抵抗分の損失
の増加を引き起こす。
た劣化した濾波特性の違いは、フィルタの入出力が非対
称であり、入出力のインピーダンス特性が異なるために
起こる。従来の技術は、直列接続するＳＡＷ共振子を、
縦結合ＤＭＳフィルタ１のＩＤＴ３側、あるいはＩＤＴ
４ａと４ｂの共通接続側のいずれの側に接続すべきかを
明らかにしていなかったが、本発明では、これを明確に
示し図３の様な良好な特性を実現できた。即ち、縦結合
ＤＭＳフィルタに２個以上のＳＡＷ共振子を直列に接続
して、通過域近傍の高周波側の減衰を高める場合、***
振周波数の低い共振子をＩＤＴ４ａと４ｂの共通端子に
接続し、***振周波数の高い共振子をＩＤＴ４ａと４ｂ
の共通端子あるいはＩＤＴ３に接続するとカットオフ特
性が丸くならず急峻なカットオフ特性となる。図１の縦
結合ＤＭＳフィルタ１に、ＳＡＷ共振子２よりも周波数
の高い共振子をさらに直列接続して（中央ＩＤＴ側でも
共振子２に縦続でもよい）、減衰量の増加を見込んだ場
合、通過域のごく近傍のカットオフ特性は共振子２によ
ってほぼ決定されているため、急峻度は図１の場合とほ
とんど変化しない。即ち、通過域近傍の高域側の急峻度
を上げる場合、図１に示すフィルタ構成では共振子一個
の構成でおおよその減衰レベルが得られていれば、共振
子をさらに追加する必要はない。追加すれば、従来と同
様にかえって通過域において共振子の共振抵抗分の損失
の増加を引き起こす。
【００１７】図６に示した３ＩＤＴ縦結合ＤＭＳフィル
タ単体の特性では、通過域約３５ＭＨｚバンド幅内での
平均挿入損失が１．５ｄＢであるのに対し、本発明にな
るＳＡＷ共振子一個を用いた図３の特性での平均挿入損
失は１．８ｄＢとわずか０．３ｄＢの増加に抑えられて
いる。しかし、通過域近傍の高周波側の減衰量を確保す
るため、従来提案されている二個のＳＡＷ共振子を用い
た場合、図１０に示すように平均挿入損失は２．２ｄＢ
まで増加してしまう。国内デジタル携帯電話（ＰＤＣ）
は、送信周波数が１４２９〜１４５３ＭＨｚに対し、受
信周波数が１４７７〜１５０１ＭＨｚと非常に接近して
おり、特に送信側のＲＦフィルタに上述した減衰要求が
ある。同時に、低損失であることが大きな前提条件であ
るので、これをＳＡＷフィルタで実現しようとする場
合、本発明における図１の構成は極めて有効であると言
える。
タ単体の特性では、通過域約３５ＭＨｚバンド幅内での
平均挿入損失が１．５ｄＢであるのに対し、本発明にな
るＳＡＷ共振子一個を用いた図３の特性での平均挿入損
失は１．８ｄＢとわずか０．３ｄＢの増加に抑えられて
いる。しかし、通過域近傍の高周波側の減衰量を確保す
るため、従来提案されている二個のＳＡＷ共振子を用い
た場合、図１０に示すように平均挿入損失は２．２ｄＢ
まで増加してしまう。国内デジタル携帯電話（ＰＤＣ）
は、送信周波数が１４２９〜１４５３ＭＨｚに対し、受
信周波数が１４７７〜１５０１ＭＨｚと非常に接近して
おり、特に送信側のＲＦフィルタに上述した減衰要求が
ある。同時に、低損失であることが大きな前提条件であ
るので、これをＳＡＷフィルタで実現しようとする場
合、本発明における図１の構成は極めて有効であると言
える。
【００１８】なお、本発明における共振子の重み付け形
状は、コサイン（ｃｏｓ）型に限ったものではなく、楕
円もしくは類似の形をしていれば、上述したのとほぼ同
等の効果が得られる。また、図１に示した本発明の構成
にさらに、より***振周波数の高い共振子を中央ＩＤＴ
側に接続しても、本発明における優れたカットオフ特性
は維持され、減衰量の増加が見込める。
状は、コサイン（ｃｏｓ）型に限ったものではなく、楕
円もしくは類似の形をしていれば、上述したのとほぼ同
等の効果が得られる。また、図１に示した本発明の構成
にさらに、より***振周波数の高い共振子を中央ＩＤＴ
側に接続しても、本発明における優れたカットオフ特性
は維持され、減衰量の増加が見込める。
【００１９】
【発明の効果】本発明は、３ＩＤＴ構成のＳＡＷ縦結合
２重モード型フィルタにおいて、入出力インピーダンス
を考慮したうえで両側ＩＤＴの並列接続端子に直列に共
振子を接続し、また、その共振子のＩＤＴにコサイン
（ｃｏｓ）または類似の重み付けを施すことによって、
より深く広い***振減衰特性を得るもので、結果として
損失の増加を最低限に抑え、且つ、良好なカットオフお
よび高域側近傍の減衰特性を有するＳＡＷフィルタが実
現することができる。
２重モード型フィルタにおいて、入出力インピーダンス
を考慮したうえで両側ＩＤＴの並列接続端子に直列に共
振子を接続し、また、その共振子のＩＤＴにコサイン
（ｃｏｓ）または類似の重み付けを施すことによって、
より深く広い***振減衰特性を得るもので、結果として
損失の増加を最低限に抑え、且つ、良好なカットオフお
よび高域側近傍の減衰特性を有するＳＡＷフィルタが実
現することができる。
【図１】本発明で提案する３ＩＤＴ２重モードＳＡＷフ
ィルタの通過域近傍高域側減衰量を改善する構成の模式
図である。
ィルタの通過域近傍高域側減衰量を改善する構成の模式
図である。
【図２】（ａ）は、本発明で提案するフィルタ減衰量改
善のための直列接続ｃｏｓ重み付け共振子のインピーダ
ンス特性例のスミスチャート図、同図（ｂ）は、前記共
振子の伝送特性例である。
善のための直列接続ｃｏｓ重み付け共振子のインピーダ
ンス特性例のスミスチャート図、同図（ｂ）は、前記共
振子の伝送特性例である。
【図３】本発明で提案する改善を施した３ＩＤＴ２重モ
ードＳＡＷフィルタの周波数特性例である。
ードＳＡＷフィルタの周波数特性例である。
【図４】従来提案にあった、中央ＩＤＴ側に共振子を直
列接続した場合の周波数特性例である。
列接続した場合の周波数特性例である。
【図５】従来技術として実用化されている３ＩＤＴ２重
モードＳＡＷフィルタの構成を示す模式図である。
モードＳＡＷフィルタの構成を示す模式図である。
【図６】従来の３ＩＤＴ２重モードＳＡＷフィルタ単体
での周波数特性例である。
での周波数特性例である。
【図７】従来提案されている共振子直列接続による３Ｉ
ＤＴ２重モードＳＡＷフィルタ特性改善法の構成を示す
模式図である。
ＤＴ２重モードＳＡＷフィルタ特性改善法の構成を示す
模式図である。
【図８】共振子直列接続による３ＩＤＴ２重モードＳＡ
Ｗフィルタ特性改善方の原理を示す模式図である。
Ｗフィルタ特性改善方の原理を示す模式図である。
【図９】（ａ）は通常の正規型共振子のインピーダンス
特性のスミスチャート図、（ｂ）は、前記共振子の伝送
特性例である。
特性のスミスチャート図、（ｂ）は、前記共振子の伝送
特性例である。
【図１０】従来提案されているフィルタ特性改善の周波
数特性例で、入出力両方に接続した共振子のうち中央Ｉ
ＤＴに接続したものの方がfaが低くフィルタ通過域に近
い場合フィルタ。
数特性例で、入出力両方に接続した共振子のうち中央Ｉ
ＤＴに接続したものの方がfaが低くフィルタ通過域に近
い場合フィルタ。
【図１１】図１０において、両共振子の***振周波数を
共に同じだけフィルタ通過域に近づけた場合の特性例。
共に同じだけフィルタ通過域に近づけた場合の特性例。
１ ３ＩＤＴ縦結合二重モードフィルタ ２ コサイン型重み付け交叉指電極の一端子対型ＳＡ
Ｗ共振子 ３、４ａ、４ｂ、６ ＩＤＴ ５ａ、５ｂ、７ａ、７ｂ 反射器
Ｗ共振子 ３、４ａ、４ｂ、６ ＩＤＴ ５ａ、５ｂ、７ａ、７ｂ 反射器
Claims (2)
- 【請求項１】 圧電基板上に弾性表面波の伝搬方向に沿
って配置した三個のＩＤＴと該ＩＤＴの両側に配置した
二個の反射器とを備え、前記三個のＩＤＴのうち両側の
二つのＩＤＴを並列に接続すると共にそのいずれか一方
の連結端子にコサイン型重み付けをしたＩＤＴを接続
し、且つ、その両側に反射器を配置し、該共振子の共振
周波数を前記フィルタの通過域に、***振周波数を前記
フィルタの通過域よりも高周波側に設定したことを特徴
とする弾性表面波フィルタ。 - 【請求項２】 前記圧電基板に回転３６度Ｙ板タンタル
酸リチウムを用いたことを特徴とする請求項１記載の弾
性表面波フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23149296A JPH1065481A (ja) | 1996-08-13 | 1996-08-13 | 弾性表面波フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23149296A JPH1065481A (ja) | 1996-08-13 | 1996-08-13 | 弾性表面波フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065481A true JPH1065481A (ja) | 1998-03-06 |
Family
ID=16924346
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23149296A Pending JPH1065481A (ja) | 1996-08-13 | 1996-08-13 | 弾性表面波フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1065481A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1215817A2 (en) * | 2000-12-15 | 2002-06-19 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Surface acoustic wave filter |
| US6556100B2 (en) | 2000-08-31 | 2003-04-29 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Surface acoustic wave filter with a passband formed by a longitudinally coupled filter and a resonator inductance |
| KR100437495B1 (ko) * | 2002-07-04 | 2004-06-25 | 주식회사 케이이씨 | 표면 탄성파 필터 |
| US6828879B2 (en) * | 2001-02-16 | 2004-12-07 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Longitudinal coupled multiple mode surface acoustic wave filter |
| WO2005011117A1 (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-03 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | １ポート型弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ |
| KR100631412B1 (ko) | 2005-05-06 | 2006-10-04 | 삼성전기주식회사 | 직렬 2트랙 구조를 갖는 이중모드 표면탄성파 필터 |
| WO2018012367A1 (ja) * | 2016-07-13 | 2018-01-18 | 京セラ株式会社 | 受信フィルタ、分波器および通信装置 |
-
1996
- 1996-08-13 JP JP23149296A patent/JPH1065481A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6556100B2 (en) | 2000-08-31 | 2003-04-29 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Surface acoustic wave filter with a passband formed by a longitudinally coupled filter and a resonator inductance |
| EP1215817A2 (en) * | 2000-12-15 | 2002-06-19 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Surface acoustic wave filter |
| US6781483B2 (en) | 2000-12-15 | 2004-08-24 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Surface acoustic wave filter |
| EP1215817A3 (en) * | 2000-12-15 | 2006-05-03 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Surface acoustic wave filter |
| US6828879B2 (en) * | 2001-02-16 | 2004-12-07 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Longitudinal coupled multiple mode surface acoustic wave filter |
| KR100437495B1 (ko) * | 2002-07-04 | 2004-06-25 | 주식회사 케이이씨 | 표면 탄성파 필터 |
| WO2005011117A1 (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-03 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | １ポート型弾性表面波共振子及び弾性表面波フィルタ |
| KR100631412B1 (ko) | 2005-05-06 | 2006-10-04 | 삼성전기주식회사 | 직렬 2트랙 구조를 갖는 이중모드 표면탄성파 필터 |
| WO2018012367A1 (ja) * | 2016-07-13 | 2018-01-18 | 京セラ株式会社 | 受信フィルタ、分波器および通信装置 |
| US11115001B2 (en) | 2016-07-13 | 2021-09-07 | Kyocera Corporation | Receiving filter, multiplexer, and communication apparatus |
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