JPH07308076A - トランジスタインバータ - Google Patents
トランジスタインバータInfo
- Publication number
- JPH07308076A JPH07308076A JP6095934A JP9593494A JPH07308076A JP H07308076 A JPH07308076 A JP H07308076A JP 6095934 A JP6095934 A JP 6095934A JP 9593494 A JP9593494 A JP 9593494A JP H07308076 A JPH07308076 A JP H07308076A
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- JP
- Japan
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- effect transistor
- capacitor
- transistor
- voltage
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 逆電流阻止用ダイオードに掛かる電圧を小さ
くする。 【構成】 電界効果トランジスタ１Ａが導通、１Ｂが非
導通状態の時、電流Ｉａが流れ、電界効果トランジスタ
１Ｂの出力コンデンサ９ｂにこのコンデンサの容量Ｃｏ
と直流電源電圧Ｅｄｃの積に相当する電荷が充電され
る。電界効果トランジスタ１Ａが非導通になると、電界
効果トランジスタ１Ｂのフリーホイーリングダイオート
６ｂを通して電流Ｉｂが流れる。出力コンデンサ９ｂに
充電された電荷が部分的にコンデンサ１０ｂに充電さ
れ、逆電流阻止用ダイオード５ｂに印加される逆電圧Ｖ
ｃをコンデンサ１０ｂの容量Ｃにより制御出来る。Ｉｂ
の流れている期間中に電界効果トランジスタ１Ｂを導通
させる。出力コンデンサ９ｂに充電されていた電荷は電
界効果トランジスタ１Ｂ内に及びフリーホイーリングダ
イオード６ｂに放電される。そして、転流が起き、出力
電流がＩｂからＩｃに切り替わる。
くする。 【構成】 電界効果トランジスタ１Ａが導通、１Ｂが非
導通状態の時、電流Ｉａが流れ、電界効果トランジスタ
１Ｂの出力コンデンサ９ｂにこのコンデンサの容量Ｃｏ
と直流電源電圧Ｅｄｃの積に相当する電荷が充電され
る。電界効果トランジスタ１Ａが非導通になると、電界
効果トランジスタ１Ｂのフリーホイーリングダイオート
６ｂを通して電流Ｉｂが流れる。出力コンデンサ９ｂに
充電された電荷が部分的にコンデンサ１０ｂに充電さ
れ、逆電流阻止用ダイオード５ｂに印加される逆電圧Ｖ
ｃをコンデンサ１０ｂの容量Ｃにより制御出来る。Ｉｂ
の流れている期間中に電界効果トランジスタ１Ｂを導通
させる。出力コンデンサ９ｂに充電されていた電荷は電
界効果トランジスタ１Ｂ内に及びフリーホイーリングダ
イオード６ｂに放電される。そして、転流が起き、出力
電流がＩｂからＩｃに切り替わる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明は、逆電流阻止用ダイオ
ードに掛かる電圧を小さくする事を可能にしたトランジ
スタインバータに関する。
ードに掛かる電圧を小さくする事を可能にしたトランジ
スタインバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】 インバータは直流を交流に変換するも
のであるが、最近では殆ど静止型半導体式のものが使用
されている。
のであるが、最近では殆ど静止型半導体式のものが使用
されている。
【０００３】図４は静止型半導体式インバータの代表的
な、スイッチング素子に電界効果トランジスタを採用し
たトランジスタインバータの概略を示したもので、２対
の電界効果トランジスタ（１Ａと１Ｂ、及び２Ａと２
Ｂ）をブリッジ状に接続し、電界効果トランジスタ１Ａ
と２Ｂの接続点Ｐと、電界効果トランジスタ１Ｂと２Ａ
の接続点Ｑとの間に直流電源３が接続され、電界効果ト
ランジスタ１Ａと１Ｂの接続点Ｒと、電界効果トランジ
スタ２Ａと２Ｂの接続点Ｔとの間に負荷４が夫々接続さ
れる。各電界効果トランジスタにおいてＤ，Ｓは夫々ド
レイン，ソース，Ｇ1 ，Ｇ2 はゲートを表わす。各電界
効果トランジスタに直列に接続されているダイオード５
ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄは夫々の電界効果トランジスタが
導通状態にある時に逆電流が流れないようにする逆電流
阻止用ダイオードである。各電界効果トランジスタと逆
電流阻止用ダイオードの直列回路に並列に接続されたダ
イオード６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄは対になっている電界
効果トランジスタが導通から非導通に切替わる時に転流
される間迂回させて負荷４に電流を流すフリーホイーリ
ングダイオートである。又、各電界効果トランジスタと
逆電流阻止用ダイオードの直列回路には、負荷４に印加
される出力電圧のリンギングを取る為の、抵抗，コンデ
ンサ等から成るスナバ回路７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄが並
列に接続されている。図中８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄは各
トランジスタのスイッチングをコントロールする為のゲ
ート駆動回路である。尚、前記負荷４は，インダクタン
スＬ，抵抗Ｒ，容量Ｃの直列回路から成る。
な、スイッチング素子に電界効果トランジスタを採用し
たトランジスタインバータの概略を示したもので、２対
の電界効果トランジスタ（１Ａと１Ｂ、及び２Ａと２
Ｂ）をブリッジ状に接続し、電界効果トランジスタ１Ａ
と２Ｂの接続点Ｐと、電界効果トランジスタ１Ｂと２Ａ
の接続点Ｑとの間に直流電源３が接続され、電界効果ト
ランジスタ１Ａと１Ｂの接続点Ｒと、電界効果トランジ
スタ２Ａと２Ｂの接続点Ｔとの間に負荷４が夫々接続さ
れる。各電界効果トランジスタにおいてＤ，Ｓは夫々ド
レイン，ソース，Ｇ1 ，Ｇ2 はゲートを表わす。各電界
効果トランジスタに直列に接続されているダイオード５
ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄは夫々の電界効果トランジスタが
導通状態にある時に逆電流が流れないようにする逆電流
阻止用ダイオードである。各電界効果トランジスタと逆
電流阻止用ダイオードの直列回路に並列に接続されたダ
イオード６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄは対になっている電界
効果トランジスタが導通から非導通に切替わる時に転流
される間迂回させて負荷４に電流を流すフリーホイーリ
ングダイオートである。又、各電界効果トランジスタと
逆電流阻止用ダイオードの直列回路には、負荷４に印加
される出力電圧のリンギングを取る為の、抵抗，コンデ
ンサ等から成るスナバ回路７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄが並
列に接続されている。図中８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄは各
トランジスタのスイッチングをコントロールする為のゲ
ート駆動回路である。尚、前記負荷４は，インダクタン
スＬ，抵抗Ｒ，容量Ｃの直列回路から成る。
【０００４】この様な構成のトランジスタインバータは
次の様に動作する。尚、Ｌ，Ｒ，Ｃの直列回路を成す負
荷の直列共振点近傍（移相率ｃｏｓθ）においてトラン
ジスタインバータを駆動させることとする。
次の様に動作する。尚、Ｌ，Ｒ，Ｃの直列回路を成す負
荷の直列共振点近傍（移相率ｃｏｓθ）においてトラン
ジスタインバータを駆動させることとする。
【０００５】電界効果トランジスタ１Ａと２Ａを図５の
（ａ）に示す様なスィッチング制御信号（ゲートオンオ
フ制御信号）で、電界効果トランジスタ１Ｂと２Ｂを図
５の（ｂ）に示す様なスィッチング制御信号（ゲートオ
ンオフ制御信号）でスイッチング駆動する。従って、電
界効果トランジスタ１Ａと２Ａの導通・非導通と、電界
効果トランジスタ１Ｂと２Ｂの導通・非導通がほぼ交互
に行われ、その結果、図５の（ｃ）に示す様な出力電流
Ｉｏｕｔ、出力電圧Ｅｏｕｔが負荷４に供給される。
（ａ）に示す様なスィッチング制御信号（ゲートオンオ
フ制御信号）で、電界効果トランジスタ１Ｂと２Ｂを図
５の（ｂ）に示す様なスィッチング制御信号（ゲートオ
ンオフ制御信号）でスイッチング駆動する。従って、電
界効果トランジスタ１Ａと２Ａの導通・非導通と、電界
効果トランジスタ１Ｂと２Ｂの導通・非導通がほぼ交互
に行われ、その結果、図５の（ｃ）に示す様な出力電流
Ｉｏｕｔ、出力電圧Ｅｏｕｔが負荷４に供給される。
【０００６】今、説明の便宜上、電界効果トランジスタ
１Ａと１Ｂだけを示した図６と、電界効果トランジスタ
１Ａと１Ｂの切り換え前後の出力電流を示した図３に沿
って動作を更に詳しく説明する。尚、図６において、９
ａ，９ｂは各電界効果トランジスタ１Ａ，１Ｂの固有の
出力容量を表わした出力コンデンサである。
１Ａと１Ｂだけを示した図６と、電界効果トランジスタ
１Ａと１Ｂの切り換え前後の出力電流を示した図３に沿
って動作を更に詳しく説明する。尚、図６において、９
ａ，９ｂは各電界効果トランジスタ１Ａ，１Ｂの固有の
出力容量を表わした出力コンデンサである。
【０００７】今、電界効果トランジスタ１Ａが導通状
態、１Ｂが非導通状態にある時、出力電流Ｉａが流れ、
電界効果トランジスタ１Ｂの出力コンデンサ９ｂにほぼ
直流電源３からの直流電圧Ｅｄｃに対応した電圧が掛る
為に、該出力コンデンサ９ｂにこのコンデンサの容量Ｃ
ｏとＥｄｃの積に相当する電荷が充電される。電界効果
トランジスタ１Ａが非導通状態になると、電界効果トラ
ンジスタ１Ｂのフリーホイーリングダイオート６ｂを通
して出力電流Ｉｂが流れる。この時、逆電流阻止用ダイ
オード５ｂは、前記出力コンデンサ９ｂに充電された電
荷を放電させず、該逆電流阻止用ダイオード５ｂに、前
記直流電圧Ｅｄｃにほぼ対応した大きさの逆電圧が印加
されることになる。このＩｂの流れている期間中に、電
界効果トランジスタ１Ｂを導通させる。この時に、前記
出力コンデンサ９ｂに充電されていた電荷は該電界効果
トランジスタ１Ｂ内に放電される。この様な状態におい
て、自然転流が起き、出力電流がＩｂからＩｃに切り替
わる。
態、１Ｂが非導通状態にある時、出力電流Ｉａが流れ、
電界効果トランジスタ１Ｂの出力コンデンサ９ｂにほぼ
直流電源３からの直流電圧Ｅｄｃに対応した電圧が掛る
為に、該出力コンデンサ９ｂにこのコンデンサの容量Ｃ
ｏとＥｄｃの積に相当する電荷が充電される。電界効果
トランジスタ１Ａが非導通状態になると、電界効果トラ
ンジスタ１Ｂのフリーホイーリングダイオート６ｂを通
して出力電流Ｉｂが流れる。この時、逆電流阻止用ダイ
オード５ｂは、前記出力コンデンサ９ｂに充電された電
荷を放電させず、該逆電流阻止用ダイオード５ｂに、前
記直流電圧Ｅｄｃにほぼ対応した大きさの逆電圧が印加
されることになる。このＩｂの流れている期間中に、電
界効果トランジスタ１Ｂを導通させる。この時に、前記
出力コンデンサ９ｂに充電されていた電荷は該電界効果
トランジスタ１Ｂ内に放電される。この様な状態におい
て、自然転流が起き、出力電流がＩｂからＩｃに切り替
わる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】 さて、上記した様
に、一方の電界効果トランジスタが非導通状態になり、
他方の電界効果トランジスタのフリーホイーリングダイ
オートを通して出力電流Ｉｂが流れる期間、該他方の電
界効果トランジスタの逆電流阻止用ダイオードにほぼ直
流電源からの直流電圧（例えば、２６０Ｖ）に対応した
大きさの逆電圧が印加される。従って、逆電流阻止用ダ
イオードとしては耐電圧の大きなものを使用しなければ
ならない。しかし、耐電圧の大きなダイオードは消費電
力（熱損失）も大きく、効率が良くない。又、逆電流阻
止用ダイオードに印加される逆電圧はほぼ直流電源から
の直流電圧に対応した大きなもので、該大きな電圧の変
化に基づく電流が該電界効果トランジスタのソースに雑
音電流として流れ込み該電界効果トランジスタのスイッ
チング制御に支障を与える。
に、一方の電界効果トランジスタが非導通状態になり、
他方の電界効果トランジスタのフリーホイーリングダイ
オートを通して出力電流Ｉｂが流れる期間、該他方の電
界効果トランジスタの逆電流阻止用ダイオードにほぼ直
流電源からの直流電圧（例えば、２６０Ｖ）に対応した
大きさの逆電圧が印加される。従って、逆電流阻止用ダ
イオードとしては耐電圧の大きなものを使用しなければ
ならない。しかし、耐電圧の大きなダイオードは消費電
力（熱損失）も大きく、効率が良くない。又、逆電流阻
止用ダイオードに印加される逆電圧はほぼ直流電源から
の直流電圧に対応した大きなもので、該大きな電圧の変
化に基づく電流が該電界効果トランジスタのソースに雑
音電流として流れ込み該電界効果トランジスタのスイッ
チング制御に支障を与える。
【０００９】本発明は、この様な問題を解決する新規な
トランジスタインバータを提供する事を目的とする。
トランジスタインバータを提供する事を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】 その為に、本発明は、
電界効果トランジスタをスイッチング素子としたトラン
ジスタインバータにおいて、電界効果トランジスタに直
列に接続されている逆電流阻止用ダイオードに並列にコ
ンデンサを接続した。
電界効果トランジスタをスイッチング素子としたトラン
ジスタインバータにおいて、電界効果トランジスタに直
列に接続されている逆電流阻止用ダイオードに並列にコ
ンデンサを接続した。
【００１１】
【作用】 本発明では、電界効果トランジスタに直列に
接続されている逆電流阻止用ダイオードに並列にコンデ
ンサを接続したので、出力コンデンサに充電された電荷
が部分的に前記コンデンサに充電され、逆電流阻止用ダ
イオードに掛かる逆電圧を小さく出来る。
接続されている逆電流阻止用ダイオードに並列にコンデ
ンサを接続したので、出力コンデンサに充電された電荷
が部分的に前記コンデンサに充電され、逆電流阻止用ダ
イオードに掛かる逆電圧を小さく出来る。
【００１２】
【実施例】 図１は本発明のトランジスタインバータの
一実施例を示したものである。図中前記図４にて使用し
た番号，記号と，同一番号，記号の付されたものし同一
構成要素である。図１の実施例が前記図４のものと異な
った構成点は、各電界効果トランジスタ１Ａ，１Ｂ，２
Ａ，２Ｂに直列に接続されている逆電流阻止用ダイオー
ド６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄに、夫々並列にコンデンサ１
０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄを接続した事である。
一実施例を示したものである。図中前記図４にて使用し
た番号，記号と，同一番号，記号の付されたものし同一
構成要素である。図１の実施例が前記図４のものと異な
った構成点は、各電界効果トランジスタ１Ａ，１Ｂ，２
Ａ，２Ｂに直列に接続されている逆電流阻止用ダイオー
ド６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄに、夫々並列にコンデンサ１
０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄを接続した事である。
【００１３】この様な構成されたトランジスタインバー
タの動作を、電界効果トランジスタ１Ａと１Ｂだけを示
した図２と、電界効果トランジスタ１Ａと１Ｂの切り換
え前後の電流を示した図３に沿って説明する。
タの動作を、電界効果トランジスタ１Ａと１Ｂだけを示
した図２と、電界効果トランジスタ１Ａと１Ｂの切り換
え前後の電流を示した図３に沿って説明する。
【００１４】今、電界効果トランジスタ１Ａが導通状
態、１Ｂが非導通状態にある時、出力電流Ｉａが流れ、
電界効果トランジスタ１Ｂの出力コンデンサ９ｂにほぼ
直流電源３からの直流電圧Ｅｄｃに対応した電圧が掛る
為に、該出力コンデンサ９ｂにこのコンデンサの容量Ｃ
ｏとＥｄｃの積に相当する電荷が充電される。電界効果
トランジスタ１Ａが非導通状態になると、電界効果トラ
ンジスタ１Ｂのフリーホイーリングダイオート６ｂを通
して出力電流Ｉｂが流れる。この時、前記出力コンデン
サ９ｂに充電された電荷が部分的にコンデンサ１０ｂに
充電される。
態、１Ｂが非導通状態にある時、出力電流Ｉａが流れ、
電界効果トランジスタ１Ｂの出力コンデンサ９ｂにほぼ
直流電源３からの直流電圧Ｅｄｃに対応した電圧が掛る
為に、該出力コンデンサ９ｂにこのコンデンサの容量Ｃ
ｏとＥｄｃの積に相当する電荷が充電される。電界効果
トランジスタ１Ａが非導通状態になると、電界効果トラ
ンジスタ１Ｂのフリーホイーリングダイオート６ｂを通
して出力電流Ｉｂが流れる。この時、前記出力コンデン
サ９ｂに充電された電荷が部分的にコンデンサ１０ｂに
充電される。
【００１５】即ち、今、前記出力コンデンサ９ｂに充電
されている電荷をＸ、このコンデンサの容量Ｃｏとすれ
ば、電荷Ｘは、 Ｘ＝Ｃｏ・Ｅｄｃ （１） となる。又、電界効果トランジスタ１Ｂのフリーホイー
リングダイオート６ｂの順方向の電圧降下をＶｆｄ、出
力コンデンサ９ｂに充電された電荷が部分的にコンデン
サ１０ｂに充電された後の出力コンデンサ９ｂ及びコン
デンサ１０ｂの電圧を夫々Ｖｏｕｔ，Ｖｃ（極性は図中
において矢印で示した）、該コンデンサの容量をＣとす
れば、 Ｖｆｄ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｃ （２） Ｘ＝Ｃｏ・Ｖｏｕｔ＋Ｃ・Ｖｃ （３） ここで、フリーホイーリングダイオート６ｂの順方向の
電圧降下Ｖｆｄは直流電源電圧Ｅｄｃ（例えば、２６０
Ｖ）に比べて極めて小さい（例えば、２Ｖ以下）ので無
視出来る。従って、前記（２）式において、Ｖｆｄ＝０
とすれば、Ｖｏｕｔ＝Ｖｃと見る事が出来る。そこで、
前記（１）式及び（３）式から、Ｖｃを求めると、 Ｖｃ＝Ｃｏ・Ｅｄｃ／（Ｃｏ＋Ｃ） （４） となり、該（４）式において、Ｃｏは電界効果トランジ
スタ固有のもの、Ｅｄｃは直流電源が決まれば一定のも
のなので、前記逆電流阻止用ダイオード５ｂに印加され
る逆電圧Ｖｃを、該逆電流阻止用ダイオードに並列に接
続されるコンデンサの容量Ｃにより制御出来る事が分か
る。即ち、予め、逆電流阻止用ダイオードに並列に接続
されるコンデンサの容量を適宜に選択しておけば、逆電
流阻止用ダイオードに掛かる逆電圧を任意に小さくする
事が出来る。そして、このＩｂの流れている期間中に、
電界効果トランジスタ１Ｂを導通させる。この時に、前
記出力コンデンサ９ｂに充電されていた電荷は該電界効
果トランジスタ１Ｂ内に及びフリーホイーリングダイオ
ード６ｂに放電される。この様な状態において、転流が
起き、出力電流がＩｂからＩｃに切り替わる。
されている電荷をＸ、このコンデンサの容量Ｃｏとすれ
ば、電荷Ｘは、 Ｘ＝Ｃｏ・Ｅｄｃ （１） となる。又、電界効果トランジスタ１Ｂのフリーホイー
リングダイオート６ｂの順方向の電圧降下をＶｆｄ、出
力コンデンサ９ｂに充電された電荷が部分的にコンデン
サ１０ｂに充電された後の出力コンデンサ９ｂ及びコン
デンサ１０ｂの電圧を夫々Ｖｏｕｔ，Ｖｃ（極性は図中
において矢印で示した）、該コンデンサの容量をＣとす
れば、 Ｖｆｄ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｃ （２） Ｘ＝Ｃｏ・Ｖｏｕｔ＋Ｃ・Ｖｃ （３） ここで、フリーホイーリングダイオート６ｂの順方向の
電圧降下Ｖｆｄは直流電源電圧Ｅｄｃ（例えば、２６０
Ｖ）に比べて極めて小さい（例えば、２Ｖ以下）ので無
視出来る。従って、前記（２）式において、Ｖｆｄ＝０
とすれば、Ｖｏｕｔ＝Ｖｃと見る事が出来る。そこで、
前記（１）式及び（３）式から、Ｖｃを求めると、 Ｖｃ＝Ｃｏ・Ｅｄｃ／（Ｃｏ＋Ｃ） （４） となり、該（４）式において、Ｃｏは電界効果トランジ
スタ固有のもの、Ｅｄｃは直流電源が決まれば一定のも
のなので、前記逆電流阻止用ダイオード５ｂに印加され
る逆電圧Ｖｃを、該逆電流阻止用ダイオードに並列に接
続されるコンデンサの容量Ｃにより制御出来る事が分か
る。即ち、予め、逆電流阻止用ダイオードに並列に接続
されるコンデンサの容量を適宜に選択しておけば、逆電
流阻止用ダイオードに掛かる逆電圧を任意に小さくする
事が出来る。そして、このＩｂの流れている期間中に、
電界効果トランジスタ１Ｂを導通させる。この時に、前
記出力コンデンサ９ｂに充電されていた電荷は該電界効
果トランジスタ１Ｂ内に及びフリーホイーリングダイオ
ード６ｂに放電される。この様な状態において、転流が
起き、出力電流がＩｂからＩｃに切り替わる。
【００１６】尚、逆電流素子用ダイオードは電界効果ト
ランジスタのドレイン側に接続してもソース側に接続し
ても良いが、ドレイン側に接続した方が逆電流素子用ダ
イオードに掛かる逆電圧の変化による雑音電流の影響が
少ない。但し、直列に繋がった２つの電界効果トランジ
スタが対で市販されているものを使用すると、一方の電
界効果トランジスタはドレイン側に、他方の電界効果ト
ランジスタはソース側に接続せざるを得ない。
ランジスタのドレイン側に接続してもソース側に接続し
ても良いが、ドレイン側に接続した方が逆電流素子用ダ
イオードに掛かる逆電圧の変化による雑音電流の影響が
少ない。但し、直列に繋がった２つの電界効果トランジ
スタが対で市販されているものを使用すると、一方の電
界効果トランジスタはドレイン側に、他方の電界効果ト
ランジスタはソース側に接続せざるを得ない。
【００１７】また、前記実施例では、逆電流素子用ダイ
オードに並列にコンデンサ単体を接続したが、コンデン
サと抵抗の直列回路を逆電流素子用ダイオードに並列に
接続しても良い。
オードに並列にコンデンサ単体を接続したが、コンデン
サと抵抗の直列回路を逆電流素子用ダイオードに並列に
接続しても良い。
【００１８】
【発明の効果】 本発明は、電界効果トランジスタをス
イッチング素子としたトランジスタインバータにおい
て、電界効果トランジスタに直列に接続されている逆電
流阻止用ダイオードに並列にコンデンサを接続したの
で、該コンデンサの容量を選ぶ事により、逆電流阻止用
ダイオードに掛かる逆電圧を小さくする事が可能とな
る。それにより、逆電流阻止用ダイオードとして耐電圧
の小さな、即ち、消費電力（熱損失）の小さなものを使
用することが出来、効率の良いインバータが実現去れ
る。又、逆電流阻止用ダイオードに印加される逆電圧が
小さく出来ることから、該電圧の変化に基づく雑音電流
の発生も軽減出来、電界効果トランジスタのスイッチン
グ制御への悪影響も軽減出来る。
イッチング素子としたトランジスタインバータにおい
て、電界効果トランジスタに直列に接続されている逆電
流阻止用ダイオードに並列にコンデンサを接続したの
で、該コンデンサの容量を選ぶ事により、逆電流阻止用
ダイオードに掛かる逆電圧を小さくする事が可能とな
る。それにより、逆電流阻止用ダイオードとして耐電圧
の小さな、即ち、消費電力（熱損失）の小さなものを使
用することが出来、効率の良いインバータが実現去れ
る。又、逆電流阻止用ダイオードに印加される逆電圧が
小さく出来ることから、該電圧の変化に基づく雑音電流
の発生も軽減出来、電界効果トランジスタのスイッチン
グ制御への悪影響も軽減出来る。
【図１】 本発明のトランジスタインバータの一実施例
を示す。
を示す。
【図２】 図１の一部を示す。
【図３】 本発明の動作の説明を補足するものである。
【図４】 従来のトランジスタインバータの一実施例を
示す。
示す。
【図５】 スイッチング制御信号，出力電圧，出力電流
の波形を示す。
の波形を示す。
【図６】 図４の一部を示す。
１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂ 電界効果トランジスタ ３ 直流電源 ４ 負荷 ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ 逆電流阻止用ダイオード ６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ フリーホイーリングダイオー
ド ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ スナバ回路 ８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ ゲート駆動回路 １０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ コンデンサ
ド ７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ スナバ回路 ８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ ゲート駆動回路 １０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】 電界効果トランジスタをスイッチング素
子としたトランジスタインバータにおいて、電界効果ト
ランジスタに直列に接続されている逆電流阻止用ダイオ
ードに並列にコンデンサを接続したトランジスタインバ
ータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6095934A JPH07308076A (ja) | 1994-05-10 | 1994-05-10 | トランジスタインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6095934A JPH07308076A (ja) | 1994-05-10 | 1994-05-10 | トランジスタインバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07308076A true JPH07308076A (ja) | 1995-11-21 |
Family
ID=14151109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6095934A Withdrawn JPH07308076A (ja) | 1994-05-10 | 1994-05-10 | トランジスタインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07308076A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0880221A2 (en) * | 1997-05-23 | 1998-11-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power conversion device |
-
1994
- 1994-05-10 JP JP6095934A patent/JPH07308076A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0880221A2 (en) * | 1997-05-23 | 1998-11-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power conversion device |
| EP0880221A3 (en) * | 1997-05-23 | 2000-05-31 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power conversion device |
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