JPH10201282A - Brushless motor - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To control the opening and closing of a current path from a DC power to a coil easily, by charging and accumulating electricity in a capacitor in response to a high-frequency pulse signal, producing DC voltage and supplying the conduction control terminal side of a second N-P-N type power transistor with a second amplifying current signal. SOLUTION: A DC potential point Vu at potential higher than the positive- pole terminal side potential Vcc of a DC power 50 is produced by a high-voltage output equipment 51, and second N-P-N type power transistors 25, 26, 27 are supplied with the amplified currents H1, H2, H3 of second current amplifiers 45, 46, 47 from the DC potential point. A first capacitor for the high-voltage output equipment 51 is charged in response to a high-frequency pulse signal Pa at that time, the charges of the first capacitor are transferred and accumulated in a second capacitor in response to the high-frequency pulse signal Pa, and potential Vu at the high-potential output point is limited so as not to exceed a fixed value from the current inflow terminal side potential Vcc of the second N-P-N type power transistors by a voltage limit circuit.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、コイルへの電流を
トランジスタにより電子的に供給するブラシレスモータ
に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a brushless motor for supplying current to a coil electronically by a transistor.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年、ディスク等の回転駆動用モータと
して、トランジスタにより電子的に電流路を切り換える
ブラシレスモータが広く使用されている。米国特許４，
４９４，０５３号公報には、このようなブラシレスモー
タの例として、ＮＰＮ型パワートランジスタとＰＮＰ型
パワートランジスタを用いてコイルへの電流路を切り換
えるブラシレスモータが記載されている。一般に、この
ようなブラシレスモータのトランジスタや抵抗類を１チ
ップの集積回路（ＩＣ）にまとめる場合には、ＰＮＰ型
パワートランジスタの占めるチップ面積が大きくなり、
コストアップの要因になる。そこで、ブラシレスモータ
のコストダウンのために、パワートランジスタをすべて
ＮＰＮ型トランジスタによって構成することが考えられ
る。2. Description of the Related Art In recent years, as a motor for rotating a disk or the like, a brushless motor in which a current path is electronically switched by a transistor has been widely used. US Patent 4,
Japanese Patent Publication No. 494,053 discloses a brushless motor as an example of such a brushless motor in which an NPN power transistor and a PNP power transistor are used to switch a current path to a coil. Generally, when the transistors and resistors of such a brushless motor are integrated into a one-chip integrated circuit (IC), the chip area occupied by the PNP-type power transistor increases.
This will increase costs. Therefore, in order to reduce the cost of the brushless motor, it is conceivable that all the power transistors are constituted by NPN transistors.

【０００３】図１７にバイポーラのＮＰＮ型パワートラ
ンジスタによって構成したブラシレスモータを示し、そ
の動作について簡単に説明する。永久磁石を有する界磁
部９１１の回転に応動して、位置検出器９４１は２組の
３相の電圧信号Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３とＫ４，Ｋ５，Ｋ６を
発生する。第１の分配器９４２は電圧信号Ｋ１，Ｋ２，
Ｋ３に応動した３相の下側駆動信号Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３を
作りだし、下側のＮＰＮ型パワートランジスタ９２１，
９２２，９２３のベースに供給する。第２の分配器９４
３は電圧信号Ｋ４，Ｋ５，Ｋ６に応動した３相の上側駆
動信号Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を作りだし、上側のＰＮＰ型増
幅トランジスタ９３１，９３２，９３３のベースに供給
する。ＰＮＰ型増幅トランジスタ９３１，９３２，９３
３の各コレクタ電流は上側のＮＰＮ型パワートランジス
タ９２５，９２６，９２７のベースに供給され、上側Ｎ
ＰＮ型パワートランジスタ９２５，９２６，９２７の通
電を制御する。これにより、３相のコイル９１２，９１
３，９１４への電流路を開閉制御する。FIG. 17 shows a brushless motor constituted by bipolar NPN-type power transistors, and its operation will be briefly described. In response to the rotation of the field section 911 having a permanent magnet, the position detector 941 generates two sets of three-phase voltage signals K1, K2, K3 and K4, K5, K6. The first distributor 942 includes voltage signals K1, K2,
The three-phase lower drive signals L1, L2, L3 in response to K3 are generated, and the lower NPN power transistors
922, 923. Second distributor 94
3 generates three-phase upper drive signals M1, M2, and M3 in response to the voltage signals K4, K5, and K6, and supplies them to the bases of the upper PNP-type amplifying transistors 931, 932, and 933. PNP-type amplification transistors 931, 932, 93
3 are supplied to the bases of the upper NPN-type power transistors 925, 926, and 927, respectively.
The power supply to the PN type power transistors 925, 926, and 927 is controlled. Thereby, the three-phase coils 912 and 91
3, 914 is controlled to open and close the current path.

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来の構成では、下記の独立した２つの大きな問題が生
じていた。However, in the above-mentioned conventional configuration, there have been the following two independent major problems.

【０００５】第１の問題は、コイルに供給できる電源電
圧の有効範囲の減少である（有効電圧の減少）。上側の
ＮＰＮ型パワートランジスタ９２５，９２６，９２７に
よりコイルに最大電圧を供給するためには、前段のＰＮ
Ｐ型増幅トランジスタ９３１，９３２，９３３が完全な
飽和状態になる必要がある。このような状態になって
も、コイル９１２，９１３，９１４に供給される駆動電
圧は、直流電源９５０の正極側電位よりもＮＰＮ型パワ
ートランジスタのベース−エミッタ間順方向電圧降下Ｖ
ｂｅ（約０．８Ｖ）と前段のＰＮＰ型増幅トランジスタ
の飽和電圧（約０．２Ｖ）の加算値（約１Ｖ）の低下が
発生してしまう。すなわち、コイル９１２，９１３，９
１４に印加できる駆動電圧の振幅が著しく低下し、有効
に駆動電圧を与えられなかった。例えば、電源電圧が１
２Ｖの場合には約８％の低下、電源電圧が５Ｖの場合に
は約２０％の低下を生じることになる。その結果、不要
な電力損失の発生やモータ回転数の低下を生じ、大きな
問題になっていた。このような問題を解決するために、
バイポーラのＰＮＰ型パワートランジスタを使用するこ
とも考えられるが、一般に、ＰＮＰ型パワートランジス
タを集積回路で実現するためには、プロセスコストが増
大し、価格が高くなる。また、十分に大きな電流増幅度
を持つＰＮＰ型パワートランジスタを精度良く作ること
も難しかった。The first problem is a decrease in the effective range of the power supply voltage that can be supplied to the coil (decrease in the effective voltage). To supply the maximum voltage to the coil by the upper NPN-type power transistors 925, 926, and 927,
It is necessary that the P-type amplification transistors 931, 933, and 933 are completely saturated. Even in such a state, the driving voltage supplied to the coils 912, 913, and 914 is lower than the positive potential of the DC power supply 950 by the forward voltage drop V- between the base and the emitter of the NPN power transistor.
Be (approximately 0.8 V) and a saturation value (approximately 0.2 V) of the PNP-type amplifying transistor at the preceding stage may cause a decrease in an added value (approximately 1 V). That is, the coils 912, 913, 9
The amplitude of the drive voltage that could be applied to the sample No. 14 was remarkably reduced, and the drive voltage could not be applied effectively. For example, if the power supply voltage is 1
In the case of 2V, a drop of about 8% occurs, and when the power supply voltage is 5V, a drop of about 20% occurs. As a result, unnecessary power loss and a decrease in the number of rotations of the motor are caused, which has been a serious problem. To solve such a problem,
It is conceivable to use a bipolar PNP-type power transistor, but generally, in order to realize the PNP-type power transistor with an integrated circuit, the process cost increases and the price increases. It has also been difficult to accurately produce a PNP-type power transistor having a sufficiently large current amplification.

【０００６】第２の問題は、直流電源からコイルへ電流
を供給する電流路のアナログ的かつ相補的な開閉制御が
難しいことである（電流路の相補的な開閉制御）。直流
電源９５０の正極側からコイル９１２，９１３，９１４
への電流路を開閉する上側パワートランジスタ９２５，
９２６，９２７と、直流電源９５０の負極側からコイル
９１２，９１３，９１４への電流路を開閉する下側パワ
ートランジスタ９２１，９２２，９２３が相補的な動作
をしないで、同一相の上側パワートランジスタと下側パ
ワートランジスタが同時に導通したり、同時にオフにな
ったりすることが生じる。例えば、同一相の上側パワー
トランジスタと下側パワートランジスタが同時に導通し
た場合には、直流電源９５０の正極側から負極側に短絡
電流が流れ、トランジスタやＩＣの破壊を生じてしま
う。また、同一相の上側パワートランジスタと下側パワ
ートランジスタが同時にオフになった場合には、コイル
への供給電流に歪みが生じ、トルク脈動の原因になって
いた。そのため、上側パワートランジスタと下側パワー
トランジスタが相補的に動作し、コイルに滑らかに変化
するアナログ的な駆動電流を供給することが求められて
いた（この第２の問題は、パワートランジスタの形式に
は関係していない）。A second problem is that it is difficult to perform analog and complementary switching control of a current path for supplying a current from a DC power supply to a coil (complementary switching control of a current path). Coils 912, 913, 914 from the positive side of DC power supply 950
Power transistor 925, which opens and closes the current path to
926, 927 and the lower power transistors 921, 922, 923 for opening and closing the current path from the negative side of the DC power supply 950 to the coils 912, 913, 914 do not perform a complementary operation. The lower power transistor may be turned on at the same time or turned off at the same time. For example, when the upper power transistor and the lower power transistor of the same phase conduct simultaneously, a short-circuit current flows from the positive electrode side to the negative electrode side of the DC power supply 950, and the transistor and IC are destroyed. Further, when the upper power transistor and the lower power transistor of the same phase are turned off at the same time, distortion occurs in the current supplied to the coil, causing torque pulsation. For this reason, it has been required that the upper power transistor and the lower power transistor operate complementarily and supply an analog drive current that changes smoothly to the coil. Is not relevant).

【０００７】本発明の目的は、上記の２つの問題点をそ
れぞれ独立に解決したブラシレスモータ、および、同時
に解決したブラシレスモータをを提供することにある。[0007] It is an object of the present invention to provide a brushless motor that independently solves the above two problems and a brushless motor that simultaneously solves the two problems.

【０００８】[0008]

【課題を解決するための手段】第１の問題を解決するた
めに。本発明のブラシレスモータでは、永久磁石磁極に
より界磁磁束を発生する界磁手段と、前記界磁磁束に鎖
交する複数相のコイルと、直流電源の負極側に電流流出
端子側を共通接続され、各電流流入端子側を前記コイル
の各電力供給端子に接続されたＱ個（Ｑは２以上の整
数）の第１のＮＰＮ型パワートランジスタと、前記直流
電源の正極側に電流流入端子側を共通接続され、各電流
流出端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続された
Ｑ個の第２のＮＰＮ型パワートランジスタと、高周波パ
ルス信号に応動してコンデンサに充電・蓄積させ、前記
第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流流入端子側電
位よりも高電位点になる直流電圧を出力する高電圧出力
手段と、指令信号に応動した電流を前記コイルに供給す
るために、第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を
作り出す制御作成手段と、滑らかに変化する複数相の切
換信号を出力する切換作成手段と、前記切換作成手段の
出力信号に応動して前記第１の制御電流信号を分配し、
滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号を出力する
第１の分配手段と、前記第１の分配電流信号を所定の電
流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個
の第１のＮＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子
側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流
増幅手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前
記第２の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相
の第２の分配電流信号を出力する第２の分配手段と、前
記第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２
の増幅電流信号を得て、前記高電圧出力手段の高電位点
から前記第２のＮＰＮ型パワートランジスタの各通電制
御端子側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２
の電流増幅手段とを具備する構成にしている。[MEANS FOR SOLVING THE PROBLEMS] To solve the first problem. In the brushless motor of the present invention, a field means for generating a field magnetic flux by a permanent magnet magnetic pole, a multi-phase coil linked to the field magnetic flux, and a current outflow terminal side commonly connected to the negative electrode side of the DC power supply. And Q (Q is an integer of 2 or more) first NPN-type power transistors each having a current inflow terminal connected to each power supply terminal of the coil, and a current inflow terminal connected to a positive electrode of the DC power supply. The Q second NPN-type power transistors, which are commonly connected and each current outflow terminal side is connected to each power supply terminal of the coil, and charge and accumulate in a capacitor in response to a high-frequency pulse signal; High-voltage output means for outputting a DC voltage that is at a higher potential point than the current inflow terminal side potential of the NPN-type power transistor; and a first control current for supplying a current responsive to a command signal to the coil. Control generating means for generating a signal and a second control current signal, switching generating means for outputting a smoothly changing plural-phase switching signal, and the first control current signal in response to an output signal of the switching generating means. And distribute
First distribution means for outputting a smoothly distributed Q-phase first distributed current signal, and a predetermined current amplification of the first distributed current signal to obtain a Q-phase first amplified current signal; In response to an output signal of the Q first current amplifying means for supplying each first amplified current signal to each energization control terminal side of the Q first NPN-type power transistors, and an output signal of the switching creating means, Second distributing means for distributing the second control current signal and outputting a smoothly changing Q-phase second distribution current signal; and amplifying the second distribution current signal by a predetermined current to produce a Q-phase current. Second
And supplies Q second amplified current signals from the high potential point of the high voltage output means to each energization control terminal side of the second NPN power transistor.
And a current amplifying means.

【０００９】この様に構成することにより、高電圧出力
手段により高電位点を作り、この高電位点から第２のＮ
ＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子側に増幅電
流信号を供給出来るため、ＮＰＮ型パワートランジスタ
を飽和状態で動作させることができ、コイルに供給でき
る有効電圧が大幅に大きくなる。また、Ｑ相の増幅電流
信号は切換電流信号に応動して滑らかに変化するため
に、第２のＮＰＮ型パワートランジスタは滑らかに変化
するＱ相の駆動電流をコイルに供給することができる。With this configuration, a high potential point is created by the high voltage output means, and the second N
Since an amplified current signal can be supplied to each conduction control terminal side of the PN power transistor, the NPN power transistor can be operated in a saturated state, and the effective voltage that can be supplied to the coil is greatly increased. Since the Q-phase amplified current signal changes smoothly in response to the switching current signal, the second NPN-type power transistor can supply the Q-phase drive current that changes smoothly to the coil.

【００１０】また、第２の問題を解決するために、本発
明のブラシレスモータでは、永久磁石磁極により界磁磁
束を発生する界磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数
相のコイルと、直流電源の一端と前記コイルの各電力供
給端子の間に接続されたＱ個（Ｑは２以上の整数）の第
１のパワートランジスタと、前記直流電源の他端と前記
コイルの各電力供給端子に接続されたＱ個の第２のパワ
ートランジスタと、指令信号に応動した電流を前記コイ
ルに供給するために、第１の制御電流信号と第２の制御
電流信号を作り出す制御作成手段と、滑らかに変化する
Ｑ相の切換電流信号を作り出す切換作成手段と、前記制
御作成手段の前記第１の制御電流信号と前記第２の制御
電流信号が入力され、前記Ｑ相の切換電流信号に応動し
て滑らかに変化するＱ相の第１の分配電流信号とＱ相の
第２の分配電流信号を出力する分配作成手段と、前記第
１の分配電流信号を電流増幅して前記Ｑ個の第１のパワ
ートランジスタの各通電制御端子側に供給するＱ個の第
１の電流増幅手段と、前記第２の分配電流信号を電流増
幅して前記第２のパワートランジスタの各通電制御端子
側に供給するＱ個の第２の電流増幅手段とを具備し、前
記分配作成手段は、前記切換作成手段のＱ相の切換電流
信号の各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を
共通接続されたＱ個の第１のダイオード手段と、前記各
電流流入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共
通接続された電流信号入力端子側に前記第１の制御電流
信号が入力され、電流信号出力端子側からＱ相の前記第
１の分配電流信号を出力するＱ個の第１の分配トランジ
スタ手段と、前記切換作成手段の各電流流入流出端子側
に一端が接続され、他端を共通接続されたＱ個の第２の
ダイオード手段と、前記各電流流入流出端子側に各通電
制御端子側が接続され、共通接続された電流信号入力端
子側に前記第２の制御電流信号が入力され、電流信号出
力端子側からＱ相の前記第２の分配電流信号を出力する
Ｑ個の第２の分配トランジスタ手段とを含んで構成して
いる。In order to solve the second problem, in the brushless motor of the present invention, a field means for generating a field magnetic flux by a permanent magnet magnetic pole, and a plurality of phase coils interlinking the field magnetic flux are provided. And Q (Q is an integer of 2 or more) first power transistors connected between one end of the DC power supply and each power supply terminal of the coil, and the other end of the DC power supply and each power supply of the coil. Q second power transistors connected to the terminals, control creating means for creating a first control current signal and a second control current signal to supply a current responsive to the command signal to the coil; Switching generating means for generating a smoothly changing Q-phase switching current signal; and the first control current signal and the second control current signal of the control generating means are input and responsive to the Q-phase switching current signal. Change smoothly Distribution creating means for outputting a Q-phase first distribution current signal and a Q-phase second distribution current signal; and current amplification of the first distribution current signal to generate a Q-phase power transistor. Q first current amplifying means to be supplied to the conduction control terminal side, and Q second current amplification means to amplify the current of the second distributed current signal and supply the amplified current to each conduction control terminal side of the second power transistor. Current generating means, wherein the distribution creating means is connected to one end of each of the current inflow and outflow terminals of the Q-phase switching current signal of the switching creation means, and the other end is commonly connected to Q number of 1, a current control terminal side is connected to each current inflow / outflow terminal side, the first control current signal is input to a commonly connected current signal input terminal side, and Q Q output of the first distributed current signal of the phase One switching transistor means, Q second diode means having one end connected to each current inflow / outflow terminal side of the switching creation means, and the other end commonly connected; An energization control terminal side is connected, the second control current signal is input to a commonly connected current signal input terminal side, and the Q number of Q phase second distributed current signals are output from the current signal output terminal side. And a second distribution transistor means.

【００１１】このように構成することにより、分配作成
手段の第１のダイオード手段と第１の分配トランジスタ
手段は、切換電流信号の一方の極性の電流値に応動して
第１の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の
第１の分配電流信号を作り出す。分配作成手段の第２の
ダイオード手段と第２の分配トランジスタ手段は、切換
電流信号の他方の極性の電流値に応動して第２の制御電
流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電
流信号を作り出す。第１の分配電流信号と第２の分配電
流信号は、電気的に１８０゜の位相差を有するようにな
る。第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第
１の増幅電流信号を作り、各第１の増幅電流信号を第１
のパワートランジスタの各通電制御端子に供給すること
により、各第１のパワートランジスタは滑らかに変化す
る駆動電流を電気的に約１８０゜区間供給する。同様
に、第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第
２の増幅電流信号を作り、各第２の増幅電流信号を第２
のパワートランジスタの各通電制御端子に供給すること
により、各第２のパワートランジスタは滑らかに変化す
る駆動電流を電気的に約１８０゜区間供給する。その結
果、同一相の第１のパワートランジスタと第２のパワー
トランジスタは、同時に導通状態になることなく、か
つ、切換電流信号に応動して滑らかに変化するアナログ
的な駆動電流をコイルに供給する。With such a configuration, the first diode means and the first distribution transistor means of the distribution generating means generate the first control current signal in response to the current value of one polarity of the switching current signal. Distribute to produce a smoothly varying Q-phase first distributed current signal. The second diode means and the second distribution transistor means of the distribution generating means distribute the second control current signal in response to the current value of the other polarity of the switching current signal, and the Q-phase signal of the smoothly changing Q phase. 2 to generate a distribution current signal. The first distribution current signal and the second distribution current signal have an electrical phase difference of 180 °. The first distributed current signal is amplified by a predetermined current to generate a Q-phase first amplified current signal, and each of the first amplified current signals is converted to a first amplified current signal.
, The first power transistor electrically supplies a drive current that changes smoothly for about 180 °. Similarly, the second distributed current signal is amplified by a predetermined current to produce a Q-phase second amplified current signal, and each second amplified current signal is converted to a second amplified current signal.
, The second power transistor electrically supplies a smoothly varying drive current for approximately 180 °. As a result, the first power transistor and the second power transistor of the same phase supply the coil with an analog drive current that does not simultaneously become conductive and changes smoothly in response to the switching current signal. .

【００１２】第１の問題および第２の問題を同時に解決
するために、本発明のブラシレスモータでは、永久磁石
磁極により界磁磁束を発生する界磁手段と、前記界磁磁
束に鎖交する複数相のコイルと、直流電源の負極出力端
子側に電流流出端子側を共通接続され、各電流流入端子
側を前記コイルの各電力供給端子の間に接続されたＱ個
（Ｑは２以上の整数）の第１のＮＰＮ型パワートランジ
スタと、前記直流電源の正極出力端子側に電流流入端子
側を共通接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各
電力供給端子に接続されたＱ個の第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタと、高周波パルス信号に応動してコンデン
サに充電・蓄積させ、前記第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタの電流流入端子側電位よりも高電位点となる直流
電圧を出力する高電圧出力手段と、指令信号に応動した
電流を前記コイルに供給するために、第１の制御電流信
号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、滑
らかに変化するＱ相の切換電流信号を作り出す切換作成
手段と、前記制御作成手段の前記第１の制御電流信号と
前記第２の制御電流信号が入力され、前記Ｑ相の切換電
流信号に応動して滑らかに変化するＱ相の第１の分配電
流信号とＱ相の第２の分配電流信号を出力する分配作成
手段と、前記第１の分配電流信号を所定の電流増幅して
Ｑ相の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のＮ
ＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子側に各第１
の増幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流増幅手段
と、前記第２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相
の第２の増幅電流信号を得て、前記高電圧出力手段の高
電位点から前記第２のＮＰＮ型パワートランジスタの各
通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供給するＱ個
の第２の電流増幅手段とを具備し、前記分配作成手段
は、前記切換作成手段のＱ相の切換電流信号の各電流流
入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続された
Ｑ個の第１のダイオード手段と、前記各電流流入流出端
子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続された電
流信号入力端子側に前記第１の制御電流信号が入力さ
れ、電流信号出力端子側からＱ相の前記第１の分配電流
信号を出力するＱ個の第１の分配トランジスタ手段と、
前記切換作成手段の各電流流入流出端子側に一端が接続
され、他端を共通接続されたＱ個の第２のダイオード手
段と、前記各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に前記第
２の制御電流信号が入力され、電流信号出力端子側から
Ｑ相の前記第２の分配電流信号を出力するＱ個の第２の
分配トランジスタ手段とを含んで構成するようにしてい
る。In order to simultaneously solve the first problem and the second problem, in the brushless motor of the present invention, a field means for generating a field magnetic flux by a permanent magnet magnetic pole, Q coils (Q is an integer of 2 or more) in which the current outflow terminal side is commonly connected to the phase coil and the negative output terminal side of the DC power supply, and each current inflow terminal side is connected between the power supply terminals of the coil. A) a first NPN-type power transistor, and a Q number of power supply terminals, the current inflow terminals of which are commonly connected to the positive output terminal of the DC power supply, and the current outflow terminals of which are connected to the respective power supply terminals of the coil. A second NPN-type power transistor and a capacitor which is charged and accumulated in response to a high-frequency pulse signal, and outputs a DC voltage which is a higher potential point than the current inflow terminal side potential of the second NPN-type power transistor. Pressure output means, control generating means for generating a first control current signal and a second control current signal for supplying a current responsive to the command signal to the coil, and a Q-phase switching current signal which smoothly changes. And the first control current signal and the second control current signal of the control creation means are input, and the Q-phase switching current signal smoothly changes in response to the Q-phase switching current signal. Distribution generating means for outputting one distributed current signal and a second distributed current signal of the Q phase, and a predetermined current amplification of the first distributed current signal to obtain a first amplified current signal of the Q phase; The Q first N
Each of the PN type power transistors has a first
Q first current amplifying means for supplying the amplified current signal, and a predetermined current amplification of the second distributed current signal to obtain a Q-phase second amplified current signal, and the high voltage output means Q second current amplifying means for supplying each second amplified current signal from the high potential point to each energization control terminal side of the second NPN power transistor. One end is connected to each current inflow / outflow terminal side of the Q-phase switching current signal of the switching creation means, and the other end is connected in common to Q first diode means. An energization control terminal side is connected, the first control current signal is input to a commonly connected current signal input terminal side, and Q number of Q phase first distributed current signals are output from a current signal output terminal side. First distribution transistor means;
One end is connected to each current inflow / outflow terminal side of the switching creating means, and the Q second diode means, the other end of which is commonly connected, and each energization control terminal side is connected to each current inflow / outflow terminal side, Q second distribution transistor means for receiving the second control current signal on a commonly connected current signal input terminal side and outputting the Q-phase second distribution current signal from the current signal output terminal side; Is included.

【００１３】この様に構成することにより、高電圧出力
手段により高電位点を作り、この高電位点から第２のＮ
ＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子側に増幅電
流信号を供給出来るため、ＮＰＮ型パワートランジスタ
を飽和状態で動作させることができ、コイルに供給でき
る有効電圧が大幅に大きくなる。また、Ｑ相の増幅電流
信号は切換電流信号に応動して滑らかに変化するため
に、第２のＮＰＮ型パワートランジスタは滑らかに変化
するＱ相の駆動電流をコイルに供給することができる。
さらに、このように構成することにより、分配作成手段
の第１のダイオード手段と第１の分配トランジスタ手段
は、切換電流信号の一方の極性の電流値に応動して第１
の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１
の分配電流信号を作り出す。分配作成手段の第２のダイ
オード手段と第２の分配トランジスタ手段は、切換電流
信号の他方の極性の電流値に応動して第２の制御電流信
号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電流信
号を作り出す。第１の分配電流信号と第２の分配電流信
号は、電気的に１８０゜の位相差を有するようになる。
第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の
増幅電流信号を作り、各第１の増幅電流信号を第１のパ
ワートランジスタの各通電制御端子に供給することによ
り、各第１のパワートランジスタは滑らかに変化する駆
動電流を電気的に約１８０゜区間供給する。同様に、第
２の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２の増
幅電流信号を作り、各第２の増幅電流信号を第２のパワ
ートランジスタの各通電制御端子に供給することによ
り、各第２のパワートランジスタは滑らかに変化する駆
動電流を電気的に約１８０゜区間供給する。その結果、
同一相の第１のパワートランジスタと第２のパワートラ
ンジスタは、同時に導通状態になることなく、かつ、切
換電流信号に応動して滑らかに変化するアナログ的な駆
動電流をコイルに供給する。With such a configuration, a high potential point is created by the high voltage output means, and the second N
Since an amplified current signal can be supplied to each conduction control terminal side of the PN power transistor, the NPN power transistor can be operated in a saturated state, and the effective voltage that can be supplied to the coil is greatly increased. Since the Q-phase amplified current signal changes smoothly in response to the switching current signal, the second NPN-type power transistor can supply the Q-phase drive current that changes smoothly to the coil.
Further, with such a configuration, the first diode means and the first distribution transistor means of the distribution creating means can respond to the current value of one polarity of the switching current signal to the first diode means.
Of the Q-phase that smoothly changes
To generate a distributed current signal. The second diode means and the second distribution transistor means of the distribution generating means distribute the second control current signal in response to the current value of the other polarity of the switching current signal, and the Q-phase signal of the smoothly changing Q phase. 2 to generate a distribution current signal. The first distribution current signal and the second distribution current signal have an electrical phase difference of 180 °.
The first distributed current signal is amplified by a predetermined current to generate a Q-phase first amplified current signal, and each of the first amplified current signals is supplied to each energization control terminal of the first power transistor, thereby providing The first power transistor electrically supplies a smoothly varying drive current for about 180 °. Similarly, the second distributed current signal is amplified by a predetermined current to generate a Q-phase second amplified current signal, and each of the second amplified current signals is supplied to each of the conduction control terminals of the second power transistor. As a result, each second power transistor electrically supplies a smoothly changing drive current for about 180 °. as a result,
The first power transistor and the second power transistor in the same phase supply the coil with an analog drive current that does not become conductive at the same time and changes smoothly in response to the switching current signal.

【００１４】これらおよびその他の構成や動作について
は、実施の形態の説明において詳細に説明する。These and other configurations and operations will be described in detail in the description of the embodiments.

【００１５】[0015]

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照しながら説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００１６】（実施の形態１）図１から図６に本発明の
実施の形態１のブラシレスモータを示す。図１に全体構
成を示す。図１の界磁部１１は、ロータに取り付けられ
た永久磁石磁極の発生磁束により複数個の界磁磁極を形
成し、界磁磁束を発生している。３相コイル１２，１
３，１４は、ステータに取り付けられ、界磁部１１の発
生磁束との鎖交に関して電気的に所定角度（電気的に１
２０度相当）ずらされて配置されている。界磁部１１と
の相対位置に対応して、３相コイル１２，１３，１４へ
の電力供給をなすことにより、界磁部１１およびロータ
を回転駆動する。(Embodiment 1) FIGS. 1 to 6 show a brushless motor according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 1 shows the overall configuration. The field portion 11 of FIG. 1 forms a plurality of field magnetic poles by using magnetic fluxes generated by permanent magnet magnetic poles attached to the rotor, and generates a field magnetic flux. Three-phase coil 12, 1
Reference numerals 3 and 14 are attached to the stator and are electrically connected to the magnetic flux generated by the field portion 11 at a predetermined angle (electrically 1 degree).
(Corresponding to 20 degrees). By supplying power to the three-phase coils 12, 13, and 14 in accordance with the relative position with respect to the field unit 11, the field unit 11 and the rotor are rotationally driven.

【００１７】直流電源５０の負極端子側（−）には、電
流検出用の抵抗３２を介して、３個の第１のＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２１，２２，２３の電流流出端子側が
共通接続されている。第１のＮＰＮ型パワートランジス
タ２１，２２，２３は、各電流流入端子側をコイル１
２，１３，１４の各電力供給端子に接続され、それぞれ
コイル１２，１３，１４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３
の負極側電流を供給している。直流電源５０の正極端子
側（＋）には、３個の第２のＮＰＮ型パワートランジス
タ２５，２６，２７の電流流入端子側が共通接続されて
いる。第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，
２７は、各電流流出端子側をコイル１２，１３，１４の
各電力供給端子に接続され、それぞれコイル１２，１
３，１４への駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を
供給している。The current outflow terminal sides of the three first NPN power transistors 21, 22, 23 are commonly connected to the negative terminal side (-) of the DC power supply 50 via a current detecting resistor 32. I have. The first NPN-type power transistors 21, 22, and 23 each have a coil 1
, 13, and 14, and drive currents I 1, I 2, and I 3 to the coils 12, 13, and 14, respectively.
Are supplied. On the positive terminal side (+) of the DC power supply 50, the current inflow terminal sides of the three second NPN power transistors 25, 26, and 27 are commonly connected. The second NPN power transistors 25, 26,
27 is connected to the respective power supply terminals of the coils 12, 13 and 14 on the respective current outflow terminal sides,
The positive-side currents of the drive currents I1, I2, and I3 are supplied to the transistors 3 and 14.

【００１８】制御作成器３１は、電流検出部に相当する
電流検出用の抵抗３２と比較増幅部３３によって構成さ
れている。駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流の合
成値に相当するコイルへの合成供給電流Ｉｔは、電流検
出用の抵抗３２の電圧降下として検出され、合成供給電
流Ｉｔに応動した検出信号Ｂｔを得る。比較増幅部３３
は、指令信号Ａｃと検出信号Ｂｔを比較し、両者の差に
応動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号
Ｃ２を出力する。The control creator 31 comprises a current detecting resistor 32 corresponding to a current detecting section and a comparison amplifying section 33. The combined supply current It to the coil corresponding to the combined value of the negative side currents of the drive currents I1, I2 and I3 is detected as a voltage drop of the current detection resistor 32, and a detection signal Bt corresponding to the combined supply current It is generated. obtain. Comparison amplification section 33
Compares the command signal Ac with the detection signal Bt, and outputs a first control current signal C1 and a second control current signal C2 corresponding to the difference between the two.

【００１９】図３に比較増幅部３３の具体的な構成を示
す。差動増幅回路１６１は、指令信号Ａｃと検出信号Ｂ
ｔを差電圧を増幅した出力電圧Ｃｇを得る。トランジス
タ１７１，１７２と抵抗１７３，１７４は、出力電圧Ｃ
ｇに比例した２つの電流信号を作りだす。トランジスタ
１７１のコレクタ電流は、トランジスタ１８１，１８２
のカレントミラー回路を介して第１の制御電流信号Ｃ１
として出力される。一方、トランジスタ１７２のコレク
タ電流は第２の制御電流信号Ｃ２として出力される。こ
こで、トランジスタ１７１，１７２と抵抗１７３，１７
４を所定の設計値にすることにより、第１の制御電流信
号Ｃ１に対して第２の制御電流信号Ｃ２を多くなるよう
にしている（ここでは、Ｃ２をＣ１の２倍の値にしてい
る）。FIG. 3 shows a specific configuration of the comparison amplifier 33. The differential amplifying circuit 161 includes a command signal Ac and a detection signal B.
An output voltage Cg obtained by amplifying the difference voltage of t is obtained. Transistors 171 and 172 and resistors 173 and 174 output voltage C
Create two current signals proportional to g. The collector current of the transistor 171 is equal to the transistors 181 and 182
Control current signal C1 via the current mirror circuit of
Is output as On the other hand, the collector current of the transistor 172 is output as the second control current signal C2. Here, transistors 171 and 172 and resistors 173 and 17
By setting 4 to a predetermined design value, the second control current signal C2 is increased with respect to the first control current signal C1 (here, C2 is set to twice the value of C1). ).

【００２０】図１の切換作成器３４は、界磁部１１の回
転に応動して滑らかに変化する３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を出力する。図２に切換作成器３４の具
体的な構成を示す。切換作成器３４は、位置検出部１０
０と切換信号部１０１によって構成されている。The switching generator 34 shown in FIG. 1 is a three-phase switching current signal D which smoothly changes in response to the rotation of the field unit 11.
1, D2 and D3 are output. FIG. 2 shows a specific configuration of the switching generator 34. The switching creator 34 includes the position detector 10.
0 and the switching signal unit 101.

【００２１】位置検出部１００は、界磁部１１の発生磁
束を検知する磁電変換素子（例えばホール素子）からな
る位置検出素子１１１，１１２を含んで構成されてい
る。位置検出素子１１１，１１２は、所定の位相差（電
気的に１２０゜の位相差）を有し、界磁部１１の回転に
伴って滑らかな正弦波状に変化する２相の位置検出信号
Ｊａ１とＪｂ１、および、Ｊａ２とＪｂ２を出力する。
ここで、Ｊａ１とＪａ２は逆相の関係にあり（電気的に
１８０゜の位相差）、Ｊｂ１とＪｂ２は逆相の関係にあ
る。なお、逆相の信号は新たな相数に数えない。位置検
出信号Ｊａ２とＪｂ２は抵抗１１３，１１４により合成
されて３相目の位置検出信号Ｊｃ１を作りだし、位置検
出信号Ｊａ１とＪｂ１は抵抗１１５，１１６により合成
されて３相目の位置検出信号Ｊｃ２を作りだす。これに
より、位置検出部１００は所定の位相差（電気的に１２
０゜の位相差）を有する３相の位置検出信号Ｊａ１，Ｊ
ｂ１，Ｊｃ１およびＪａ１，Ｊｂ２，Ｊｃ２を得てい
る。The position detecting section 100 is configured to include position detecting elements 111 and 112 composed of magneto-electric conversion elements (for example, Hall elements) for detecting a magnetic flux generated by the field section 11. The position detection elements 111 and 112 have a predetermined phase difference (electrically a phase difference of 120 °), and a two-phase position detection signal Ja1 that changes in a smooth sinusoidal shape as the field unit 11 rotates. Jb1, Ja2 and Jb2 are output.
Here, Ja1 and Ja2 are in the opposite phase relationship (electrically 180 ° phase difference), and Jb1 and Jb2 are in the opposite phase relationship. It should be noted that the signal of the opposite phase is not counted in the new phase number. The position detection signals Ja2 and Jb2 are combined by the resistors 113 and 114 to create a third phase position detection signal Jc1, and the position detection signals Ja1 and Jb1 are combined by the resistors 115 and 116 to produce the third phase position detection signal Jc2. Make it. As a result, the position detecting section 100 can determine the predetermined phase difference (12
0 ° phase difference), three-phase position detection signals Ja1, J
b1, Jc1 and Ja1, Jb2, Jc2 are obtained.

【００２２】切換信号部１０１は、３相の位置検出信号
に応動して滑らかに変化する正弦波状の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３を作りだす。図２において、定電流源１
２１，１２６，１３１，１３６，１４１，１４６は同一
値の定電流を供給する。トランジスタ１２２と１２３
は、１相目の位置検出信号Ｊａ１とＪａ２の差電圧に応
動して定電流源１２１の電流をコレクタ側に分流する。
トランジスタ１２３のコレクタ電流は、トランジスタ１
２４，１２５のカレントミラー回路によって２倍に増幅
され、トランジスタ１２５のコレクタより出力される。
トランジスタ１２５のコレクタ電流は、定電流源１２６
の電流値と比較され、両者の差電流が１相目の切換電流
信号Ｄ１として出力される。従って、切換電流信号Ｄ１
は、位置検出信号Ｊａ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
同様に、切換電流信号Ｄ２は、位置検出信号Ｊｂ１に応
動して滑らかに変化し、電気角で１８０゜区間は電流が
流出し（正極性の電流）、次の１８０゜区間は電流が流
入する（負極性の電流）。同様に、切換電流信号Ｄ３
は、位置検出信号Ｊｃ１に応動して滑らかに変化し、電
気角で１８０゜区間は電流が流出し（正極性の電流）、
次の１８０゜区間は電流が流入する（負極性の電流）。
これにより、切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は所定の位
相差を有する３相の電流信号になる。The switching signal section 101 has a sinusoidal switching current signal D which smoothly changes in response to the three-phase position detection signal.
Create 1, D2 and D3. In FIG. 2, a constant current source 1
21, 126, 131, 136, 141 and 146 supply constant currents of the same value. Transistors 122 and 123
Divides the current of the constant current source 121 to the collector side in response to the difference voltage between the position detection signals Ja1 and Ja2 of the first phase.
The collector current of the transistor 123 is
The current is amplified twice by the current mirror circuits 24 and 125 and output from the collector of the transistor 125.
The collector current of the transistor 125 is
And the difference current between the two is output as the first-phase switching current signal D1. Therefore, the switching current signal D1
Changes smoothly in response to the position detection signal Ja1, a current flows out in a 180 ° electrical angle section (a current of positive polarity),
In the next 180 ° section, a current flows (a negative polarity current).
Similarly, the switching current signal D2 smoothly changes in response to the position detection signal Jb1, and the current flows out in the 180 ° section (positive current) and the current flows in the next 180 ° section. (Negative current). Similarly, the switching current signal D3
Changes smoothly in response to the position detection signal Jc1, a current flows out in a 180 ° electrical angle section (a positive current),
In the next 180 ° section, a current flows (a negative polarity current).
As a result, the switching current signals D1, D2, and D3 become three-phase current signals having a predetermined phase difference.

【００２３】図１の分配作成器３６は、第１の分配部３
７と第２の分配部３８を含んで構成されている。第１の
分配部３７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３１の第１の制御
電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第２の分配
部３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，
Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器３１の第２の制御電流
信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相の第２の分配
電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。The distribution creator 36 shown in FIG.
7 and a second distribution unit 38. The first distribution unit 37 includes a three-phase switching current signal D
The first control current signal C1 of the control creator 31 is distributed in response to 1, D2, and D3 to generate three-phase first distribution current signals E1, E2, and E3 that change smoothly. The second distribution unit 38 includes a three-phase switching current signal D1,
In response to D2 and D3, the second control current signal C2 of the control creator 31 is distributed, and three-phase second distribution current signals G1, G2 and G3 that smoothly change are generated.

【００２４】図４に分配作成器３６の具体的な構成を示
す。第１の分配部３７は、切換作成器３４の３相の切換
電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出
端子側に一端が接続され、他端を共通接続された３個の
第１のダイオード２０１，２０２，２０３と、各電流流
入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続
された電流信号入力端子側に制御作成器３１の第１の制
御電流信号Ｃ１が入力され、電流信号出力端子側から３
相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する３
個の第１の分配トランジスタ２０５，２０６，２０７に
よって構成されている。第２の分配部３８は、切換作成
器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給さ
れる各電流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共
通接続された３個の第２のダイオード２１１，２１２，
２１３と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御作
成器３１の第２の制御電流信号Ｃ２が入力され、電流信
号出力端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ
２，Ｇ３を出力する３個の第２の分配トランジスタ２１
５，２１６，２１７によって構成されている。基準電圧
源２２０，トランジスタ２２１，２２２は、電圧供給部
を構成し、第１のダイオード２０１，２０２，２０３の
共通接続端に第１の直流電圧を供給し、第２のダイオー
ド２１１，２１２，２１３の共通接続端に第２の直流電
圧を供給している。これにより、切換電流信号Ｄ１が負
極側電流の時に第１のダイオード２０１に電流を通電し
（第２のダイオード２１１には電流が流れない）、正極
側電流の時に第２のダイオード２１１に電流を通電する
（第１のダイオード２０１には電流が流れない）。すな
わち、切換電流信号Ｄ１の極性に応じて第１のダイオー
ド２０１と第２のダイオード２１１に相補的に電流を供
給する。すなわち、第１のダイオード２０１と第２のダ
イオード２１１に同時に電流が流れることはなく、か
つ、切換は切れ目なく滑らかに行われる。同様に、切換
電流信号Ｄ２が負極側電流の時に第１のダイオード２０
２に電流を通電し、正極側電流の時に第２のダイオード
２１２に電流を通電する。切換電流信号Ｄ３が負極側電
流の時に第１のダイオード２０３に電流を通電し、正極
側電流の時に第２のダイオード２１３に電流を通電す
る。FIG. 4 shows a specific configuration of the distribution creator 36. The first distributor 37 includes three current inflow / outflow terminals to which the three-phase switching current signals D1, D2, and D3 of the switching generator 34 are supplied, one end of which is connected, and the other end of which is commonly connected. The first diodes 201, 202, and 203 are connected to the respective conduction control terminals on the respective current inflow / outflow terminal sides, and the first control current signal C1 of the control generator 31 is input to the commonly connected current signal input terminals. From the current signal output terminal side
3 for outputting the first distribution current signals E1, E2, E3 of the phase
The first distribution transistors 205, 206, and 207. The second distributor 38 has three terminals, one end of which is connected to each of the current inflow / outflow terminals of the switching generator 34 to which the three-phase switching current signals D1, D2, and D3 are supplied, and the other end of which is commonly connected. The second diodes 211, 212,
213, the respective current control terminals are connected to the respective current inflow and outflow terminals, the second control current signal C2 of the control generator 31 is input to the commonly connected current signal input terminal, and the current signal output terminal is Three-phase second distribution current signals G1, G
2, the two second distribution transistors 21 that output G3
5,216,217. The reference voltage source 220 and the transistors 221 and 222 constitute a voltage supply unit, and supply a first DC voltage to a common connection terminal of the first diodes 201, 202 and 203, and Are supplied with a second DC voltage. Thus, when the switching current signal D1 is the negative current, the current flows through the first diode 201 (current does not flow through the second diode 211), and when the switching current signal D1 is the positive current, the current flows through the second diode 211. Electricity is supplied (current does not flow through the first diode 201). That is, a current is supplied complementarily to the first diode 201 and the second diode 211 according to the polarity of the switching current signal D1. That is, current does not flow through the first diode 201 and the second diode 211 at the same time, and the switching is performed smoothly without interruption. Similarly, when the switching current signal D2 is a negative current, the first diode 20
2 and a current flows through the second diode 212 when the current is the positive current. When the switching current signal D3 is a negative current, a current flows through the first diode 203, and when the switching current signal D3 is a positive current, a current flows through the second diode 213.

【００２５】第１の分配部３７の第１の分配トランジス
タ２０５，２０６，２０７は、第１のダイオード２０
１，２０２，２０３に流れる３相電流に応動して、第１
の制御電流信号Ｃ１をそれぞれのコレクタ側に分配し、
３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出
す。従って、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
３は３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流
に応動して滑らかに変化し、分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，
Ｅ３の合成値は第１の制御電流信号Ｃ１に等しくなる。
同様に、第２の分配部３８の第２の分配トランジスタ２
１５，２１６，２１７は、第２のダイオード２１１，２
１２，２１３に流れる３相電流に応動して、第２の制御
電流信号Ｃ２をそれぞれのコレクタ側に分配し、３相の
第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従っ
て、３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極側電流に応動し
て滑らかに変化し、分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合
成値は第２の制御電流信号Ｃ２に等しくなる。The first distribution transistors 205, 206, and 207 of the first distribution unit 37 are connected to the first diode 20.
In response to the three-phase current flowing through
Is distributed to each collector side,
Produce three-phase first distribution current signals E1, E2, E3. Therefore, the three-phase first distribution current signals E1, E2, E
Numeral 3 changes smoothly in response to the negative currents of the three-phase switching current signals D1, D2, D3, and the distributed current signals E1, E2,
The composite value of E3 becomes equal to the first control current signal C1.
Similarly, the second distribution transistor 2 of the second distribution unit 38
15, 216, 217 are second diodes 211, 211,
In response to the three-phase currents flowing through 12, 213, the second control current signal C2 is distributed to the respective collectors to generate three-phase second distributed current signals G1, G2, G3. Accordingly, the three-phase second distribution current signals G1, G2, G3 smoothly change in response to the positive currents of the three-phase switching current signals D1, D2, D3, and the three-phase switching current signals G1, G2, G3 The composite value is equal to the second control current signal C2.

【００２６】これにより、分配作成器３６は、３相の切
換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して３相の第１の分
配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３および３相の第２の分配電
流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作りだし、第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３はそれぞれ電気的に１２０゜の位相
差を持ち、第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３はそれ
ぞれ電気的に１２０゜の位相差を持ち、第１の分配電流
信号Ｅ１と第２の分配電流信号Ｇ１は電気的に１８０゜
の位相差を持ちながら相補的に滑らかに変化し（Ｅ１と
Ｇ１は必ず一方が零になる）、第１の分配電流信号Ｅ２
と第２の分配電流信号Ｇ２は電気的に１８０゜の位相差
を持ちながら相補的に滑らかに変化し（Ｅ２とＧ２は必
ず一方が零になる）、第１の分配電流信号Ｅ３と第２の
分配電流信号Ｇ３は電気的に１８０゜の位相差を持ちな
がら相補的に滑らかに変化する（Ｅ３とＧ３は必ず一方
が零になる）。Thus, the distribution creator 36 responds to the three-phase switching current signals D1, D2, and D3 to generate the three-phase first distribution current signals E1, E2, E3 and the three-phase second distribution current signals. The signals G1, G2, and G3 are generated, the first distribution current signals E1, E2, and E3 have a phase difference of 120 °, respectively, and the second distribution current signals G1, G2, and G3 each have a phase difference of 120 °. The first distributed current signal E1 and the second distributed current signal G1 have a phase difference of 180 ° and smoothly change complementarily while having a phase difference of 180 ° (E1 and G1 always have one of zero). ), The first distribution current signal E2
And the second distributed current signal G2 electrically and smoothly change complementarily and smoothly while having a phase difference of 180 ° (E2 and G2 always become zero), and the first distributed current signal E3 and the second Distributed current signal G3 electrically and smoothly changes complementarily and smoothly while having a phase difference of 180 ° (one of E3 and G3 always becomes zero).

【００２７】図１の分配作成器３６の第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は、それぞれ第１の電流増幅器４
１，４２，４３に入力される。第１の電流増幅器４１，
４２，４３は、第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を
所定倍の電流増幅して第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，
Ｆ３を作りだし、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２
１，２２，２３の各通電制御端子側に供給する。第１の
ＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３は、３相
の第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を電流増幅し、
各電流流入端子側よりコイル１２，１３，１４に駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する。第１のＮ
ＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の電流流出
端子側は共通接続され、コイル１２，１３，１４への合
成供給電流Ｉｔを電流検出用の抵抗３２に流し、検出信
号Ｂｔを作り出す。The first distribution current signals E1, E2, E3 of the distribution generator 36 of FIG.
1, 42 and 43. A first current amplifier 41,
42, 43 amplify the first distributed current signals E1, E2, E3 by a predetermined number of times to obtain first amplified current signals F1, F2, F2.
F3, and the first NPN power transistor 2
It is supplied to each of the energization control terminals 1, 22, and 23. The first NPN power transistors 21, 22, 23 current-amplify the three-phase first amplified current signals F1, F2, F3,
Negative side currents of the drive currents I1, I2, I3 are supplied to the coils 12, 13, 14 from the respective current inflow terminals. The first N
The current outflow terminals of the PN-type power transistors 21, 22, and 23 are commonly connected, and the combined supply current It to the coils 12, 13, and 14 flows to the current detection resistor 32 to generate a detection signal Bt.

【００２８】図５に第１の電流増幅器４１，４２，４３
の具体的な構成を示す。第１の電流増幅器４１は、トラ
ンジスタ２４１，２４２と抵抗２４３，２４４によるカ
レントミラー回路によって構成され、トランジスタ２４
１と２４２のエミッタ面積比を５０倍、抵抗２４４と２
４３の抵抗比を５０倍にして、電流増幅率で５１倍の所
定の増幅を行うようにしている。同様に、第１の電流増
幅器４２は、トランジスタ２５１，２５２と抵抗２５
３，２５４によるカレントミラー回路によって構成さ
れ、電流増幅率で５１倍の所定の増幅を行うようにして
いる。同様に、第１の電流増幅器４３は、トランジスタ
２６１，２６２と抵抗２６３，２６４によるカレントミ
ラー回路によって構成され、電流増幅率で５１倍の所定
の増幅を行うようにしている。これにより、第１の電流
増幅器４１，４２，４３は、３相の第１の分配電流信号
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３をそれぞれ５１倍の増幅し、３相の第
１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を作りだし、第１の
パワートランジスタ２１，２２，２３の各通電制御端子
側に供給する。FIG. 5 shows the first current amplifiers 41, 42, 43
The following shows a specific configuration. The first current amplifier 41 includes a current mirror circuit including transistors 241, 242 and resistors 243, 244.
50 times the emitter area ratio of 1 and 242, and resistors 244 and 2
The resistance ratio of the resistor 43 is set to 50 times, and a predetermined amplification of a current amplification factor of 51 times is performed. Similarly, the first current amplifier 42 includes transistors 251, 252 and a resistor 25.
3, 254, and a predetermined amplification with a current amplification factor of 51 times is performed. Similarly, the first current amplifier 43 is configured by a current mirror circuit including transistors 261 and 262 and resistors 263 and 264, and performs predetermined amplification with a current amplification factor of 51 times. As a result, the first current amplifiers 41, 42, and 43 amplify the three-phase first distributed current signals E1, E2, and E3 by 51 times, respectively, and three-phase first amplified current signals F1, F2, and F3. F3 is produced and supplied to the respective power control terminals of the first power transistors 21, 22, 23.

【００２９】図１の分配作成器３６の第２の分配電流信
号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は、それぞれ第２の電流増幅器４
５，４６，４７に入力される。高電圧出力器５１は高周
波パルス信号に応動してコンデンサに充電・蓄積させる
ことにより、第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流
流入端子側の電位（ここでは、直流電源５０の正極側電
位Ｖｃｃ）よりも高い電位Ｖｕを作り出す。第２の電流
増幅器４５，４６，４７は、第２の分配電流信号Ｇ１，
Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅して第２の増幅電流信号
Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を作りだし、高電圧出力器５１によっ
て作り出された高電位点Ｖｕから第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタ２５，２６，２７の各通電制御端子側に第
２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を供給する。第２の
ＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７は、３相
の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅し、
各電流流出端子側よりコイル１２，１３，１４に駆動電
流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供給する。なお、第
２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７の電
流流入端子側は共通接続され、直流電源５０の正極端子
側に接続されている。The second distribution current signals G1, G2, G3 of the distribution generator 36 of FIG.
5, 46 and 47 are input. The high-voltage output device 51 charges and accumulates in the capacitor in response to the high-frequency pulse signal, so that the potential on the current inflow terminal side of the second NPN-type power transistor (here, the positive-side potential Vcc of the DC power supply 50) is increased. Produces a high potential Vu. The second current amplifiers 45, 46, and 47 provide the second distribution current signals G1,
G2 and G3 are amplified by a predetermined number of times to produce second amplified current signals H1, H2 and H3, and the second NPN power transistors 25, 26, and 26 are generated from the high potential point Vu generated by the high voltage output unit 51. The second amplified current signals H1, H2, and H3 are supplied to the respective 27 control terminals. The second NPN power transistors 25, 26, 27 current-amplify the three-phase second amplified current signals H1, H2, H3,
The positive currents of the drive currents I1, I2, and I3 are supplied to the coils 12, 13, and 14 from the respective current outflow terminals. The current inflow terminals of the second NPN power transistors 25, 26, and 27 are commonly connected, and are connected to the positive terminal of the DC power supply 50.

【００３０】図６に第２の電流増幅器４５，４６，４７
と高電圧出力器５１の具体的な構成を示す。高電圧出力
器５１は、１００ｋＨｚ程度の高周波パルス信号Ｐａを
出力するパルス発生回路３４１と、第１のコンデンサ３
３１と、第２のコンデンサ３３２と、ダイオード３５
１，３５２からなる第１の電圧制限回路と、ダイオード
３６１からなる第２の電圧制限回路を含んで構成されて
いる。パルス発生回路３４１のパルス信号Ｐａに応動し
てインバータ回路３４２がディジタル的に変化する。イ
ンバータ回路３４２が”Ｌ”（直流電源５０の負極側電
位）の時にダイオード３４３を介して第１のコンデンサ
３３１が充電される。インバータ回路３４２が”Ｈ”
（直流電源５０の正極側電位）に変わると、第１のコン
デンサ３３１に蓄積された電荷は、ダイオード３４４を
介して第２のコンデンサ３３２に移され、第２のコンデ
ンサ３３２を充電・蓄積する。その結果、第２のコンデ
ンサ３３２の端子には、直流電源５０の正極側電位Ｖｃ
ｃよりも高電位Ｖｕが出力される。第２のコンデンサ３
３２の容量は第１のコンデンサ３３１の容量の５倍以上
にされているが、充電を続けると、高電位点の電圧Ｖｕ
は非常に高くなり、集積化されたトランジスタやダイオ
ードの耐圧破壊を起こしてしまうことが分かった。そこ
で、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならないように、
ダイオード３５１，３５２による第１の電圧制限回路で
制限し、第２のコンデンサ３３２への過剰な電荷の充電
を妨げ、不要な電荷を直流電源５０の正極端子側に回生
した。また、第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３は第
２のコンデンサ３３２の電荷を放電させるように作用す
る。起動時などの大電流動作時に第２の増幅電流信号の
値が大きくなり、第２のコンデンサ３３２の充電・蓄積
電荷が不足し、高電圧出力器５１の出力電圧点の電位Ｖ
ｕが著しく低下する現象が生じる。そのため、回路動作
が一時的に不安定になり、起動動作が著しく阻害されて
いた。そこで、ダイオード３６１による第２の電圧制限
回路を設けて、高電圧出力器５１の高電位点電圧Ｖｕが
直流電源５０の正極側電位Ｖｃｃより大幅に小さくなら
ないように制限した。この第２の電圧制限回路が動作す
ると、ダイオード３６１を介して第２の電流増幅器４
５，４６，４７に電流を供給するので、高電圧出力器５
１の出力電圧Ｖｕはダイオード順方向電圧程度の低下に
とどまり、モータは安定に起動動作する。FIG. 6 shows the second current amplifiers 45, 46 and 47.
And a specific configuration of the high voltage output device 51. The high-voltage output unit 51 includes a pulse generation circuit 341 that outputs a high-frequency pulse signal Pa of about 100 kHz, and a first capacitor 3.
31, the second capacitor 332, and the diode 35
1 and 352, and a second voltage limiting circuit including a diode 361. In response to the pulse signal Pa of the pulse generation circuit 341, the inverter circuit 342 digitally changes. When the inverter circuit 342 is at “L” (the negative potential of the DC power supply 50), the first capacitor 331 is charged via the diode 343. Inverter circuit 342 is "H"
When the voltage changes to (positive potential of the DC power supply 50), the charge stored in the first capacitor 331 is transferred to the second capacitor 332 via the diode 344, and charges and stores the second capacitor 332. As a result, the positive terminal potential Vc of the DC power supply 50 is connected to the terminal of the second capacitor 332.
A potential Vu higher than c is output. Second capacitor 3
32 has a capacity not less than five times the capacity of the first capacitor 331, but when charging is continued, the voltage Vu at the high potential point
Has become very high, and it has been found that the breakdown voltage of the integrated transistor and diode is caused. In order to prevent the high potential point voltage Vu from exceeding a predetermined value,
Limiting by the first voltage limiting circuit by the diodes 351 and 352 prevented charging of the second capacitor 332 with excessive charge, and unnecessary charge was regenerated to the positive terminal side of the DC power supply 50. Further, the second amplified current signals H1, H2, H3 act to discharge the electric charge of the second capacitor 332. At the time of a large current operation such as a start-up operation, the value of the second amplified current signal increases, the charge / accumulation charge of the second capacitor 332 becomes insufficient, and the potential V at the output voltage point of the high-voltage output device 51 is increased.
A phenomenon occurs in which u is significantly reduced. As a result, the circuit operation becomes temporarily unstable, and the starting operation is remarkably hindered. Therefore, a second voltage limiting circuit including a diode 361 is provided to limit the high-potential point voltage Vu of the high-voltage output device 51 from being significantly lower than the positive-side potential Vcc of the DC power supply 50. When the second voltage limiting circuit operates, the second current amplifier 4
5, 46 and 47, so that the high voltage output device 5
The output voltage Vu of 1 is reduced only to about the diode forward voltage, and the motor starts stably.

【００３１】図６の第２の電流増幅器４５は、トランジ
スタ３０１，３０２と抵抗３０３，３０４によるカレン
トミラー回路によって構成され、トランジスタ３０１と
３０２のエミッタ面積比を５０倍、抵抗３０４と３０３
の抵抗比を５０倍にして、電流増幅率で５０倍の所定の
電流増幅を行う。同様に、第２の電流増幅器４６は、ト
ランジスタ３１１，３１２と抵抗３１３，３１４による
カレントミラー回路によって構成され、電流増幅率で５
０倍の所定の電流増幅を行う。同様に、第２の電流増幅
器４７は、トランジスタ３２１，３２２と抵抗３２３，
３２４によるカレントミラー回路によって構成され、電
流増幅率で５０倍の所定の電流増幅を行う。これによ
り、第２の電流増幅器４５，４６，４７は、３相の第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３をそれぞれ５０倍の電
流増幅し、３相の第２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３
を作りだし、第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，
２６，２７に供給する。また、第２の電流増幅器４５，
４６，４７のカレントミラー回路は、高電圧出力器５１
の高電位点Ｖｕに接続され、高電位点Ｖｕからカレント
ミラー回路の出力用のＰＮＰ型トランジスタ３０２，３
１２，３２２を介して第２のＮＰＮ型パワートランジス
タ２５，２６，２７の各通電制御端子側に３相の増幅電
流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を供給する。The second current amplifier 45 shown in FIG. 6 is constituted by a current mirror circuit composed of transistors 301 and 302 and resistors 303 and 304, the emitter area ratio of the transistors 301 and 302 being 50 times, and the resistors 304 and 303 being the same.
Is increased by 50 times, and a predetermined current amplification of a current amplification rate of 50 times is performed. Similarly, the second current amplifier 46 includes a current mirror circuit including transistors 311 and 312 and resistors 313 and 314, and has a current amplification factor of 5
A predetermined current amplification of 0 times is performed. Similarly, the second current amplifier 47 includes transistors 321 and 322 and resistors 323 and 323.
324, and performs a predetermined current amplification with a current amplification factor of 50 times. As a result, the second current amplifiers 45, 46, 47
Of the divided current signals G1, G2, and G3 are amplified by 50 times, respectively, and the three-phase second amplified current signals H1, H2, and H3 are amplified.
And a second NPN-type power transistor 25,
26 and 27. Also, the second current amplifier 45,
The current mirror circuits 46 and 47 include a high voltage output unit 51
Of the PNP transistors 302 and 3 for output of the current mirror circuit from the high potential point Vu.
The three-phase amplified current signals H1, H2, and H3 are supplied to the respective conduction control terminals of the second NPN-type power transistors 25, 26, and 27 via the switches 12 and 322.

【００３２】次に、図１のブラシレスモータの全体的な
動作について、簡単に説明する。切換作成器３４は、界
磁部１１の回転に伴って滑らかに変化する３相の切換電
流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を作りだし、分配作成器３６に
供給する。分配作成器３６の第１の分配器３７は、制御
作成器３１の第１の制御電流信号Ｃ１を３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相の第１の
分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する。第１の電流
増幅器４１，４２，４３は、それぞれ第１の分配電流信
号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を所定倍の電流増幅し、第１の増幅
電流信号Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３を出力し、第１のＮＰＮ型パ
ワートランジスタ２１，２２，２３の各通電制御端子側
に供給する。第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，
２２，２３は、それぞれ第１の増幅電流信号Ｆ１，Ｆ
２，Ｆ３を電流増幅し、３相のコイル１２，１３，１４
に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流を供給する。Next, the overall operation of the brushless motor of FIG. 1 will be briefly described. The switching generator 34 generates three-phase switching current signals D1, D2, and D3 that smoothly change with the rotation of the field unit 11, and supplies the generated switching current signals D1, D2, and D3 to the distribution generator 36. The first distributor 37 of the distribution creator 36 distributes the first control current signal C1 of the control creator 31 in response to the three-phase switching current signals D1, D2, and D3, and distributes the three-phase first current. It outputs distribution current signals E1, E2, E3. The first current amplifiers 41, 42, and 43 respectively amplify the first distribution current signals E1, E2, and E3 by a predetermined amount, output first amplified current signals F1, F2, and F3, and output the first amplified current signals F1, F2, and F3. The power is supplied to the respective energization control terminals of the NPN power transistors 21, 22, and 23. The first NPN type power transistor 21,
22, 23 are first amplified current signals F1, F, respectively.
2, F3, and amplify the current, and three-phase coils 12, 13, 14
Are supplied with the negative currents of the drive currents I1, I2 and I3.

【００３３】一方、分配作成器３６の第２の分配器３８
は、制御作成器３１の第２の制御電流信号Ｃ２を３相の
切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して分配し、３相
の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力する。第
２の電流増幅器４５，４６，４７は、それぞれ第１の分
配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を所定倍の電流増幅し、第
２の増幅電流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を出力し、第２のＮ
ＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７の各通電制
御端子側に供給する。第２のＮＰＮ型パワートランジス
タ２５，２６，２７は、それぞれ第２の増幅電流信号Ｈ
１，Ｈ２，Ｈ３を電流増幅し、３相のコイル１２，１
３，１４に駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流を供
給する。On the other hand, the second distributor 38 of the distribution creator 36
Distributes the second control current signal C2 of the control generator 31 in response to the three-phase switching current signals D1, D2, and D3, and outputs the three-phase second distribution current signals G1, G2, and G3. . The second current amplifiers 45, 46, 47 respectively amplify the first divided current signals G1, G2, G3 by a predetermined number of times, output the second amplified current signals H1, H2, H3, and output the second amplified current signals H1, H2, H3. N
The power is supplied to the respective conduction control terminals of the PN type power transistors 25, 26, 27. The second NPN-type power transistors 25, 26, and 27 respectively provide a second amplified current signal H
1, H2, and H3, and a three-phase coil 12, 1
The positive side currents of the drive currents I1, I2, and I3 are supplied to 3,14.

【００３４】制御作成器３１の電流検出用の抵抗３２
は、駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の負極側電流の合成値で
ある合成供給電流Ｉｔに応動した検出信号Ｂｔを作りだ
す。比較増幅部３３は、指令信号Ａｃと検出信号Ｂｔを
比較し、その比較結果に応動した第１の制御電流信号Ｃ
１と第２の制御電流信号Ｃ２を出力する。第１の制御電
流信号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２は比例関係にある
（ここでは、Ｃ２の絶対値はＣ１の絶対値の２倍の大き
さになっている）。その結果、制御作成器３１と第１の
分配器３７と第１の電流増幅器４１，４２，４３と第１
のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３によっ
て、合成供給電流Ｉｔを指令信号Ａｃに応動した所定値
にする帰還ループが構成され、コイル１２，１３，１４
への供給電流が制御される。また、制御作成器３１と第
２の分配器３８と第２の電流増幅器４５，４６，４７と
第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７
は、第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２
７を部分的に飽和動作させながら、滑らかに変化する駆
動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の正極側電流をコイル１２，１
３，１４に供給している。このとき、検出信号Ｂｔから
みた第１のパワートランジスタの出力電流までの伝達利
得（比較増幅部３３と第１の分配器３７と第１の電流増
幅器４１，４２，４３と第１のパワートランジスタ２
１，２２，２３のフォーワード利得）に較べて、検出信
号Ｂｔからみた第２のパワートランジスタの出力電流ま
での伝達利得（比較増幅部３３と第２の分配器３８と第
２の電流増幅器４５，４６，４７と第２のパワートラン
ジスタ２５，２６，２７のフォーワード利得）を大きく
し、全体の回路動作の安定化をはかっている。すなわ
ち、第２のＮＰＮ型パワートランジスタを部分的に確実
に飽和動作させて、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
によりコイルへの供給電流を制御することを可能にし
た。The current detection resistor 32 of the control generator 31
Produces a detection signal Bt corresponding to a combined supply current It which is a combined value of the negative side currents of the drive currents I1, I2 and I3. The comparison amplifier 33 compares the command signal Ac with the detection signal Bt, and responds to the first control current signal C
1 and the second control current signal C2. The first control current signal C1 and the second control current signal C2 are in a proportional relationship (here, the absolute value of C2 is twice as large as the absolute value of C1). As a result, the control creator 31, the first distributor 37, the first current amplifiers 41, 42, 43 and the first
NPN type power transistors 21, 22, 23 constitute a feedback loop for setting combined supply current It to a predetermined value in response to command signal Ac, and coils 12, 13, 14
The supply current to is controlled. Also, the control generator 31, the second distributor 38, the second current amplifiers 45, 46, 47, and the second NPN power transistors 25, 26, 27
Are the second NPN type power transistors 25, 26, 2
7 is partially saturated, and the positive-side currents of the drive currents I1, I2, and I3 that change smoothly are supplied to the coils 12, 1
3 and 14. At this time, the transfer gain from the detection signal Bt to the output current of the first power transistor (the comparison amplifier 33, the first distributor 37, the first current amplifiers 41, 42, 43, and the first power transistor 2)
As compared to the forward gains 1, 2, and 23), the transfer gain (the comparison amplifier 33, the second distributor 38, and the second current amplifier 45) up to the output current of the second power transistor viewed from the detection signal Bt. , 46, 47 and the second power transistors 25, 26, 27) to stabilize the overall circuit operation. That is, the second NPN-type power transistor partially and reliably performs the saturation operation, and the current supplied to the coil can be controlled by the first NPN-type power transistor.

【００３５】対応する相の第１の分配電流信号Ｅ１と第
２の分配電流信号Ｇ１は、１８０゜の位相差をもって相
補的に流れるので、第１の増幅電流信号Ｆ１と第２の増
幅電流信号Ｈ１は相補的な電流になり、第１のＮＰＮ型
パワートランジスタ２１と第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタ２５も相補的に動作する。従って、滑らかに連続
的に変化する駆動電流Ｉ１がコイル１２に供給される。
同様に、第１の分配電流信号Ｅ２と第２の分配電流信号
Ｇ２が１８０゜の位相差をもって相補的に流れるので、
第１の増幅電流信号Ｆ２と第２の増幅電流信号Ｈ２は相
補的な電流になり、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
２２と第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２６も相補的
に動作する。従って、滑らかに連続的に変化する駆動電
流Ｉ２がコイル１３に供給される。同様に、第１の分配
電流信号Ｅ３と第２の分配電流信号Ｇ３が１８０゜の位
相差をもって相補的に流れるので、第１の増幅電流信号
Ｆ３と第２の増幅電流信号Ｈ３は相補的な電流になり、
第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２３と第２のＮＰＮ
型パワートランジスタ２７も相補的に動作する。従っ
て、滑らかに連続的に変化する駆動電流Ｉ３がコイル１
４に供給される。その結果、直流電源５０の短絡電流が
発生することはないのでパワートランジスタの過剰な発
熱や破壊が生じないし、駆動電流歪みも発生しない。す
なわち、ブラシレスモータは安定に動作し、その発生ト
ルクの変動も著しく小さくなる。Since the first distributed current signal E1 and the second distributed current signal G1 of the corresponding phases flow complementarily with a phase difference of 180 °, the first amplified current signal F1 and the second amplified current signal F1 H1 becomes a complementary current, and the first NPN power transistor 21 and the second NPN power transistor 25 also operate complementarily. Therefore, the drive current I1 that changes smoothly and continuously is supplied to the coil 12.
Similarly, since the first distribution current signal E2 and the second distribution current signal G2 flow complementarily with a phase difference of 180 °,
The first amplified current signal F2 and the second amplified current signal H2 become complementary currents, and the first NPN power transistor 22 and the second NPN power transistor 26 also operate complementarily. Therefore, the drive current I2 that changes smoothly and continuously is supplied to the coil 13. Similarly, the first distributed current signal E3 and the second distributed current signal G3 flow complementarily with a phase difference of 180 °, so that the first amplified current signal F3 and the second amplified current signal H3 are complementary. Current
The first NPN power transistor 23 and the second NPN
The type power transistor 27 also operates complementarily. Therefore, the drive current I3 that changes smoothly and continuously is equal to the coil 1
4 is supplied. As a result, since no short-circuit current of the DC power supply 50 occurs, excessive heat generation and destruction of the power transistor do not occur, and no drive current distortion occurs. That is, the brushless motor operates stably, and the fluctuation of the generated torque is remarkably reduced.

【００３６】また、高電圧出力器５１によって直流電源
５０の正極側電位Ｖｃｃよりも所定値高い電位点Ｖｕを
作りだし、第２の電流増幅器４５，４６，４７を構成す
るカレントミラー回路の出力用のＰＮＰ型トランジスタ
の電流入力端子側をこの高電位点Ｖｕに接続しているの
で、第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２
７をそれぞれの通電時点において確実に飽和状態にでき
る（オン電圧を０．１Ｖ程度まで小さくできる）。その
結果、コイル１２，１３，１４に供給できる駆動電圧の
最大値が大きくなり、有効電圧範囲が広くなる。これに
より、パワートランジスタにおける発熱が小さくなり、
かつ、高速回転までモータを回転駆動できるようにな
る。また、高電圧出力器５１の出力電位ＶｕがＶｃｃよ
りも所定値以上大きくならないように制限する第１の電
圧制限回路を設けているので、図１の構成のトランジス
タやダイオードや抵抗を１チップのＩＣに納めた場合
に、耐圧破壊が生じないようになる。さらに、高電圧出
力器５１の出力電位ＶｕがＶｃｃよりも所定値以上小さ
くならないように制限する第２の電圧制限回路を設けて
いるので、モータ起動時などの大電流供給時でも高電圧
出力器５１の出力電位Ｖｕが直流電源５０の正極側電位
Ｖｃｃ近くにとどまり、コイル１２，１３，１４に十分
大きな起動電流が供給できる。これにより、高電圧出力
器５１内において使用する第１のコンデンサや第２のコ
ンデンサの容量を小さくすることも可能である。The high voltage output unit 51 creates a potential point Vu higher than the positive potential Vcc of the DC power supply 50 by a predetermined value, and outputs the potential point Vu for the current mirror circuit constituting the second current amplifiers 45, 46, 47. Since the current input terminal side of the PNP transistor is connected to the high potential point Vu, the second NPN power transistors 25, 26, 2
7 can be surely brought into a saturated state at the time of each energization (the ON voltage can be reduced to about 0.1 V). As a result, the maximum value of the drive voltage that can be supplied to the coils 12, 13, 14 increases, and the effective voltage range increases. This reduces heat generation in the power transistor,
In addition, the motor can be rotationally driven up to high-speed rotation. Further, since the first voltage limiting circuit for limiting the output potential Vu of the high voltage output device 51 so as not to be higher than Vcc by a predetermined value or more is provided, the transistor, the diode and the resistor having the configuration of FIG. When put in an IC, breakdown withstand voltage does not occur. Further, since the second voltage limiting circuit for limiting the output potential Vu of the high-voltage output device 51 so as not to be lower than Vcc by a predetermined value or more is provided, the high-voltage output device is provided even when a large current is supplied such as when starting the motor. The output potential Vu of 51 stays near the positive potential Vcc of the DC power supply 50, and a sufficiently large starting current can be supplied to the coils 12, 13, and 14. Thereby, the capacity of the first capacitor and the second capacitor used in the high-voltage output device 51 can be reduced.

【００３７】本実施の形態１のごとく構成するならば、
下記のような多くの利点がある。まず、第１の問題（有
効電圧の減少）に対しては、高電圧出力器５１により直
流電源５０の正極端子側電位Ｖｃｃよりも高電位になる
直流電位点Ｖｕを作り、この直流電位点から第２の電流
増幅器４５，４６，４７の増幅電流Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を
第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７に
供給することにより、選択された第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタを確実に飽和状態まで移行させることが可
能になり、コイル１２，１３，１４に供給する駆動電圧
の上限が大幅に大きくなる。また、高電圧出力器５１
は、高周波パルス信号Ｐａに応動して充電される第１の
コンデンサ３３１と、第１のコンデンサ３３１の充電電
荷を高周波パルス信号Ｐａに応動して移送・蓄積する第
２のコンデンサ３３２と、第２のコンデンサ３３２によ
る高電位出力点の電位Ｖｕが第２のＮＰＮ型パワートラ
ンジスタの電流流入端子側電位Ｖｃｃよりも所定値以上
に大きくならないように制限する第１の電圧制限回路
と、高電位点の電位Ｖｕが電流流入端子側電位Ｖｃｃよ
りも所定値以下に小さくならないように制限する第２の
電圧制限回路を含んで構成されている。これにより、十
分な高電位点の直流電圧を簡単な構成で作ることが可能
になる。また、第１の電圧制限回路によって高電位点の
電位Ｖｕが所定値以上に高くならないように制限してい
るので、トランジスタやＩＣを耐圧破壊することがな
い。さらに、第２の電圧制限回路によって高電位点の電
位Ｖｕが所定値以下にならないように制限しているの
で、モータ起動時等の大電流通電時においても第２のＮ
ＰＮ型パワートランジスタにより十分な電流をコイルに
供給することができる。また、第２の電流増幅器４５，
４６，４７をカレントミラー回路によって構成し、カレ
ントミラー回路の出力用のＰＮＰ型トランジスタの電流
流入端子側を高電圧出力器５１の高電位点に接続するこ
とにより、第２の分配電流信号を所定倍に増幅し、その
増幅電流を第２のＮＰＮ型パワートランジスタの各通電
制御端子側に確実に供給できる。さらに、制御作成器３
１は合成供給電流Ｉｔを検出する電流検出用の抵抗３２
と、検出信号Ｂｔと指令信号Ａｃを比較して比較結果に
応動した第１の制御電流信号Ｃ１と第２の制御電流信号
Ｃ２を出力する比較増幅部３３を含んで構成され、第１
の制御電流信号Ｃ１に応動した第１の分配電流信号Ｅ
１，Ｅ２，Ｅ３を用いて第１のＮＰＮ型パワートランジ
スタ２１，２２，２３の通電を制御し、第２の制御電流
信号Ｃ２に応動した第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ
３を用いて第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２
６，２７の通電を制御することにより、指令信号Ａｃに
応動した駆動電流をコイル１２，１３，１４に供給する
ことができる。If configured as in the first embodiment,
There are many benefits, including: First, with respect to the first problem (decrease in effective voltage), a DC potential point Vu which is higher than the positive terminal side potential Vcc of the DC power supply 50 is created by the high voltage output device 51, and from this DC potential point, By supplying the amplified currents H1, H2, H3 of the second current amplifiers 45, 46, 47 to the second NPN-type power transistors 25, 26, 27, the selected second NPN-type power transistor can be surely provided. It is possible to shift to the saturated state, and the upper limit of the drive voltage supplied to the coils 12, 13, 14 is greatly increased. Also, the high voltage output device 51
A first capacitor 331 that is charged in response to the high-frequency pulse signal Pa, a second capacitor 332 that transfers and accumulates the charge of the first capacitor 331 in response to the high-frequency pulse signal Pa, And a first voltage limiting circuit for limiting the potential Vu at the high potential output point of the high potential point by the capacitor 332 to be not more than a predetermined value than the current inflow terminal side potential Vcc of the second NPN power transistor. It is configured to include a second voltage limiting circuit that limits the potential Vu so as not to be lower than the current inflow terminal side potential Vcc below a predetermined value. This makes it possible to generate a DC voltage at a sufficiently high potential point with a simple configuration. Further, since the first voltage limiting circuit limits the potential Vu at the high potential point so as not to be higher than a predetermined value, the transistor and the IC are not broken down withstand voltage. Further, since the potential Vu at the high potential point is limited by the second voltage limiting circuit so as not to be lower than a predetermined value, the second voltage limit circuit can be used even when a large current is applied such as when starting the motor.
A sufficient current can be supplied to the coil by the PN power transistor. Also, the second current amplifier 45,
The current distribution circuit 46 and 47 are constituted by a current mirror circuit, and the current inflow terminal side of the PNP transistor for output of the current mirror circuit is connected to the high potential point of the high voltage output device 51, so that the second distribution current signal is predetermined. Amplification is doubled, and the amplified current can be reliably supplied to each of the conduction control terminals of the second NPN power transistor. Furthermore, the control creator 3
1 is a current detecting resistor 32 for detecting the combined supply current It
And a comparison amplifier 33 that compares the detection signal Bt with the command signal Ac and outputs a first control current signal C1 and a second control current signal C2 in response to the comparison result.
Distribution current signal E in response to the control current signal C1
1, E2, and E3 to control the conduction of the first NPN power transistors 21, 22, and 23, and to distribute the second distribution current signals G1, G2, and G in response to the second control current signal C2.
3 using the second NPN type power transistor 25, 2
By controlling the energization of the coils 6, 27, a drive current corresponding to the command signal Ac can be supplied to the coils 12, 13, 14.

【００３８】次に、第２の問題（電流路の相補的な開閉
制御）に対しては、分配作成器３６を工夫し、切換作成
器３４の滑らかに変化する３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３が流入流出する各電流流入流出端子側に一端が
接続され、他端を共通接続された３個の第１のダイオー
ド回路と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に第１の
制御電流信号Ｃ１が入力され、電流信号出力端子側から
３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を出力する
第１の分配トランジスタ回路と、各電流流入流出端子側
に一端が接続され、他端を共通接続された３個の第２の
ダイオード回路と、各電流流入流出端子側に各通電制御
端子側が接続され、共通接続された電流信号入力端子側
に第２の制御電流信号Ｃ２が入力され、電流信号出力端
子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を
出力する第２の分配トランジスタ回路を含んで構成する
ようにしている。これにより、第１の分配電流信号と第
２の分配電流信号が１８０゜の位相差を有し、相補的に
滑らかに切りかわるように変化し、かつ、同一相の第１
の分配電流信号と第２の分配電流信号の一方は必ず零に
なる。すなわち、確実に相補的に動作する。さらに、第
１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を電流増幅して第１
のパワートランジスタの通電を制御し、第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を電流増幅して第２のパワートラ
ンジスタの通電を制御しているので、第１のパワートラ
ンジスタと第２のパワートランジスタによる電流路の開
閉は確実に相補的に行われ、かつ、電流の値も滑らかに
連続的に変化する。これにより、直流電源５０の短絡電
流が発生しないのでトランジスタやＩＣの破壊は生じな
い。さらに、滑らかな駆動電流を供給するので、トルク
脈動も著しく小さくなる。なお、第２の問題を解決する
上記の構成において、第２のパワートランジスタにＰＮ
Ｐ型のバイポーラトランジスタを使用することは可能で
ある。また、制御作成器５１の構成も、例えば米国特許
４，４９４，０５３号公報のごとき構成に変更が可能で
ある。Next, for the second problem (complementary switching control of the current path), the distribution generator 36 is devised so that the switching generator 34 smoothly changes the three-phase switching current signal D1, D1. D
One end is connected to each current inflow / outflow terminal side where D2 flows in and out, and three first diode circuits whose other ends are commonly connected are connected to each current inflow / outflow terminal side, and each conduction control terminal side is connected to each current inflow / outflow terminal side. A first distribution transistor that receives a first control current signal C1 on a commonly connected current signal input terminal side and outputs three-phase first distribution current signals E1, E2, and E3 from a current signal output terminal side The circuit, three second diode circuits having one end connected to each current inflow / outflow terminal side and the other end commonly connected, and each energization control terminal side connected to each current inflow / outflow terminal side and commonly connected. A second control current signal C2 is input to the current signal input terminal side, and a second distribution transistor circuit that outputs three-phase second distribution current signals G1, G2, G3 from the current signal output terminal side. It is composed. As a result, the first distributed current signal and the second distributed current signal have a phase difference of 180 °, change so as to switch smoothly and complementarily, and have the first phase in the same phase.
One of the divided current signal and the second distributed current signal always becomes zero. That is, the operation surely and complementarily operates. Further, the first distributed current signals E1, E2, E3 are current amplified to obtain the first
Of the second power transistor by controlling the energization of the second power transistor and controlling the energization of the second power transistor by amplifying the current of the second distributed current signals G1, G2, and G3. The opening and closing of the current path is surely performed complementarily, and the value of the current also changes smoothly and continuously. As a result, a short circuit current of the DC power supply 50 does not occur, so that the transistor and the IC do not break. Furthermore, since a smooth drive current is supplied, torque pulsation is significantly reduced. In the above configuration for solving the second problem, in the second power transistor, PN
It is possible to use P-type bipolar transistors. Further, the configuration of the control creator 51 can be changed to, for example, the configuration shown in U.S. Pat. No. 4,494,053.

【００３９】さらに、第１の問題と第２の問題を同時に
解決するために、本実施の形態１のごとき構成が可能で
ある。すなわち、高電圧出力器５１によって高電位点を
作り、この高電位点より第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタに増幅電流を供給するようにし、かつ、分配作成器
３６を第１のダイオード回路や第１の分配トランジスタ
回路や第２のダイオード回路や第２の分配トランジスタ
回路を用いて構成することにより、電源電圧の有効利用
範囲を拡大し、かつ、電流路の開閉制御を相補的に滑ら
かに行わせることができる。Furthermore, in order to simultaneously solve the first problem and the second problem, a configuration as in the first embodiment is possible. That is, a high potential point is created by the high voltage output device 51, an amplification current is supplied from the high potential point to the second NPN power transistor, and the distribution generator 36 is connected to the first diode circuit or the first diode circuit. , The effective use range of the power supply voltage is expanded, and the open / close control of the current path is smoothly performed in a complementary manner. be able to.

【００４０】（実施の形態２）図７から図９に本発明の
実施の形態２のブラシレスモータの構成を示す。図７に
全体構成を示す。本実施の形態２では、第２のＮＰＮ型
パワートランジスタによる合成供給電流Ｉｖを検出する
制御作成器４０１を使用するようにした。また、分配作
成器４３６の構成の変形例も示した。その他の構成にお
いて、前述の実施の形態１と同様なものには同一の番号
を付し、詳細な説明を省略する。(Embodiment 2) FIGS. 7 to 9 show a configuration of a brushless motor according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. 7 shows the overall configuration. In the second embodiment, the control creator 401 that detects the combined supply current Iv by the second NPN-type power transistor is used. Further, a modified example of the configuration of the distribution creator 436 is also shown. In other configurations, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted.

【００４１】図７の制御作成器４０１は電流検出用の抵
抗４１１とレベル変換回路４１２と比較増幅部３３を含
んで構成されている。電流検出用の抵抗４１１には、第
２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２６，２７の共
通接続端子側からコイル側に供給される合成供給電流Ｉ
ｖが流れ、供給電流Ｉｖに比例した電圧降下が発生す
る。この電圧降下はレベル変換回路４１２に入力され、
直流電源５０の負極端子側（−）を基準とする検出信号
Ｂｖに変換する。図８にレベル変換回路４１２の具体的
な構成を示す。レベル変換回路４１２は、電圧電流変換
回路４２１と抵抗４２２を含んで構成されている。電圧
電流変換回路４２１は、電流検出用の抵抗４１１での電
圧降下に比例した電流を出力する。この出力電流は抵抗
４２２に流れ、抵抗４２２の端子に検出信号Ｂｖを発生
する。図７の比較増幅部３３は、検出信号Ｂｖと指令信
号Ａｃを比較し、比較結果に応動した第１の制御電流信
号Ｃ１と第２の制御電流信号Ｃ２が出力される。The control creator 401 shown in FIG. 7 includes a current detecting resistor 411, a level conversion circuit 412, and a comparison amplifier 33. A combined supply current I supplied from the common connection terminal side of the second NPN type power transistors 25, 26, 27 to the coil side is supplied to the current detection resistor 411.
v flows, and a voltage drop proportional to the supply current Iv occurs. This voltage drop is input to the level conversion circuit 412,
The signal is converted into a detection signal Bv based on the negative terminal side (-) of the DC power supply 50. FIG. 8 shows a specific configuration of the level conversion circuit 412. The level conversion circuit 412 includes a voltage-current conversion circuit 421 and a resistor 422. The voltage-current conversion circuit 421 outputs a current proportional to the voltage drop at the current detection resistor 411. This output current flows through the resistor 422, and generates a detection signal Bv at a terminal of the resistor 422. 7 compares the detection signal Bv with the command signal Ac, and outputs a first control current signal C1 and a second control current signal C2 corresponding to the comparison result.

【００４２】図７の分配作成器４３６は第１の分配部４
３７と第２の分配部４３８を含んで構成されている。第
１の分配部４３７は、切換作成器３４の３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器４０１の第
１の制御電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３相
の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。第
２の分配部４３８は、切換作成器３４の３相の切換電流
信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器４０１の第
２の制御電流信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３相
の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。The distribution creator 436 of FIG.
37 and a second distribution unit 438. The first distribution unit 437 distributes the first control current signal C1 of the control generator 401 in response to the three-phase switching current signals D1, D2, and D3 of the switching generator 34, and changes the three-phase signal that changes smoothly. To generate the first distributed current signals E1, E2, E3. The second distribution unit 438 distributes the second control current signal C2 of the control generator 401 in response to the three-phase switching current signals D1, D2, and D3 of the switching generator 34, and changes the three-phase signal that changes smoothly. Of the second divided current signals G1, G2, G3.

【００４３】図９に分配作成器４３６の具体的な構成を
示す。第１の分配部４３７は、切換作成器３４の３相の
切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入
流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続された３
個の第１のダイオード回路（ダイオード４４１と４４
２，ダイオード４４３と４４４，ダイオード４４５と４
４６）と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御作
成器４０１の第１の制御電流信号Ｃ１が入力され、電流
信号出力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する３個の第１の分配トランジスタ回路
（トランジスタ４５１と４５２，トランジスタ４５３と
４５４，トランジスタ４５５と４５６）によって構成さ
れている。第２の分配部４３８は、切換作成器３４の３
相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流
流入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続され
た３個の第２のダイオード回路（ダイオード４６１と４
６２，ダイオード４６３と４６４，ダイオード４６５と
４６６）と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側
が接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御
作成器４０１の第２の制御電流信号Ｃ２が入力され、電
流信号出力端子側から３相の第２の分配電流信号Ｇ１，
Ｇ２，Ｇ３を出力する３個の第２の分配トランジスタ回
路（トランジスタ４７１と４７２，トランジスタ４７３
と４７４，トランジスタ４７５と４７６）によって構成
されている。抵抗４８１，４８２，ダイオード４８３〜
４８６，トランジスタ４８７，４８８は、電圧供給部を
構成し、第１のダイオード回路の共通接続端に第１の直
流電圧を供給し、第２のダイオード回路の共通接続端に
第２の直流電圧を供給している。これにより、切換電流
信号Ｄ１が負極側電流の時に１相目の第１のダイオード
回路（ダイオード４４１と４４２）に電流を通電し、正
極側電流の時に１相目の第２のダイオード回路（ダイオ
ード４６１と４６２）に電流を通電する。すなわち、切
換電流信号Ｄ１の極性に応じて１相目の第１のダイオー
ド回路と第２のダイオード回路に相補的に電流を供給す
る。同様に、切換電流信号Ｄ２が負極側電流の時に２相
目の第１のダイオード回路（ダイオード４４３と４４
４）に電流を通電し、正極側電流の時に２相目の第２の
ダイオード回路（ダイオード４６３と４６４）に電流を
通電する。同様に、切換電流信号Ｄ３が負極側電流の時
に３相目の第１のダイオード回路（ダイオード４４５と
４４６）に電流を通電し、正極側電流の時に３相目の第
２のダイオード回路（ダイオード４６５と４６６）に電
流を通電する。FIG. 9 shows a specific configuration of the distribution creator 436. The first distributor 437 has one end connected to each of the current inflow / outflow terminals of the switching creator 34 to which the three-phase switching current signals D1, D2, and D3 are supplied, and the other end commonly connected.
First diode circuits (diodes 441 and 44
2, diodes 443 and 444, diodes 445 and 4
46), the respective current control terminals are connected to the respective current inflow / outflow terminals, the first control current signal C1 of the control generator 401 is input to the commonly connected current signal input terminals, and the current signal output terminals are To the three-phase first distributed current signals E1, E
2, three first distribution transistor circuits (transistors 451 and 452, transistors 453 and 454, and transistors 455 and 456) that output E3. The second distributing unit 438 includes the switching creator 34
One end is connected to each of the current inflow / outflow terminals to which the phase switching current signals D1, D2, and D3 are supplied, and the other end is commonly connected to three second diode circuits (diodes 461 and 4).
62, diodes 463 and 464, diodes 465 and 466), each current control terminal side is connected to each current inflow / outflow terminal side, and the second control current signal of the control generator 401 is connected to a commonly connected current signal input terminal side. C2 is input, and a three-phase second distribution current signal G1,
Three second distribution transistor circuits (transistors 471 and 472 and transistor 473) that output G2 and G3
474, transistors 475 and 476). Resistance 481, 482, diode 483 ~
486, transistors 487 and 488 constitute a voltage supply unit, supply a first DC voltage to a common connection terminal of a first diode circuit, and supply a second DC voltage to a common connection terminal of a second diode circuit. Supplying. Thus, when the switching current signal D1 is a negative current, a current flows through the first-phase first diode circuits (diodes 441 and 442), and when the switching current signal D1 is a positive current, the first-phase second diode circuit (diode). 461 and 462). That is, a current is supplied complementarily to the first diode circuit and the second diode circuit of the first phase according to the polarity of the switching current signal D1. Similarly, when the switching current signal D2 is a negative current, the first diode circuit of the second phase (the diodes 443 and 44
4), a current is supplied to the second diode circuit (diodes 463 and 464) of the second phase at the time of the positive current. Similarly, when the switching current signal D3 is a negative current, a current flows through the first diode circuit (diodes 445 and 446) of the third phase, and when the switching current signal D3 is a positive current, a second diode circuit (diode) of the third phase is generated. 465 and 466).

【００４４】第１の分配部４３７の３個の第１の分配ト
ランジスタ回路は、対応する３個の第１のダイオード回
路に流れる３相電流に応動して、第１の制御電流信号Ｃ
１をそれぞれの電流信号出力端子側に分配し、３相の第
１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。従っ
て、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流に応動し
て滑らかに変化し、分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合
成値は第１の制御電流信号Ｃ１に等しくなる。同様に、
第２の分配部４３８の３個の第２の分配トランジスタ回
路は、対応する３個の第２のダイオード回路に流れる３
相電流に応動して、第２の制御電流信号Ｃ２をそれぞれ
の電流信号出力端子側に分配し、３相の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従って、３相の第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相の切換電流信号
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極側電流に応動して滑らかに変化
し、分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合成値は第２の制
御電流信号Ｃ２に等しくなる。The three first distribution transistor circuits of the first distribution section 437 respond to the three-phase current flowing through the corresponding three first diode circuits, and generate the first control current signal C.
1 are distributed to respective current signal output terminals to generate three-phase first distributed current signals E1, E2, and E3. Therefore, the three-phase first distribution current signals E1, E2, and E3 smoothly change in response to the negative currents of the three-phase switching current signals D1, D2, and D3, and the three-phase distribution current signals E1, E2, and E3 change. The composite value is equal to the first control current signal C1. Similarly,
The three second distribution transistor circuits of the second distribution unit 438 are connected to the three second diode circuits.
In response to the phase current, the second control current signal C2 is distributed to the respective current signal output terminals to generate three-phase second distributed current signals G1, G2, G3. Therefore, the three-phase second
Distributed current signals G1, G2, G3 smoothly change in response to the positive-side currents of the three-phase switching current signals D1, D2, D3, and the composite value of the distributed current signals G1, G2, G3 is controlled by the second control. It becomes equal to the current signal C2.

【００４５】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１と同様であり、説明を省略する。Other structures and operations are the same as those in the first embodiment, and the description is omitted.

【００４６】本実施の形態２に示したように、合成電流
の検出は第２のパワートランジスタの共通接続端子側に
おいても可能である。また、分配作成器の具体的な構成
には各種の変形が可能であり、ダイオードやトランジス
タの数や接続を適時変更できる。As shown in the second embodiment, the detection of the combined current is possible also on the common connection terminal side of the second power transistor. In addition, the specific configuration of the distribution creator can be variously modified, and the number and connection of the diodes and transistors can be changed as appropriate.

【００４７】（実施の形態３）図１０と図１１に本発明
の実施の形態３のブラシレスモータを示す。図１０に全
体構成を示す。本実施の形態３では、分配作成器５３６
の構成のさらに変形例を示した。その他の構成におい
て、前述の実施の形態１や実施の形態２と同様なものに
は同一の番号を付し、詳細な説明を省略する。(Embodiment 3) FIGS. 10 and 11 show a brushless motor according to Embodiment 3 of the present invention. FIG. 10 shows the overall configuration. In the third embodiment, the distribution creator 536
A further modified example of the configuration shown in FIG. In other configurations, the same components as those in the above-described first and second embodiments are denoted by the same reference numerals, and detailed description will be omitted.

【００４８】図１０の分配作成器５３６は第１の分配部
５３７と第２の分配部５３８を含んで構成されている。
第１の分配部５３７は、切換作成器３４の３相の切換電
流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器４０１の
第１の制御電流信号Ｃ１を分配し、滑らかに変化する３
相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。
第２の分配部５３８は、切換作成器３４の３相の切換電
流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３に応動して制御作成器４０１の
第２の制御電流信号Ｃ２を分配し、滑らかに変化する３
相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。The distribution creating unit 536 in FIG. 10 includes a first distribution unit 537 and a second distribution unit 538.
The first distribution unit 537 distributes the first control current signal C1 of the control generator 401 in response to the three-phase switching current signals D1, D2, and D3 of the switch generator 34, and changes smoothly 3
Produce a first distribution current signal E1, E2, E3 of the phase.
The second distribution unit 538 distributes the second control current signal C2 of the control generator 401 in response to the three-phase switching current signals D1, D2, and D3 of the switch generator 34, and the third control unit 538 changes smoothly.
Produce a second distribution current signal G1, G2, G3 for the phase.

【００４９】図１１に分配作成器５３６の具体的な構成
を示す。第１の分配部５３７は、切換作成器３４の３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流
入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続された
３個の第１のダイオード回路（ダイオード５４１と５４
２，ダイオード５４３と５４４，ダイオード５４５と５
４６）と、各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が
接続され、共通接続された電流信号入力端子側に制御作
成器４０１の第１の制御電流信号Ｃ１が入力され、電流
信号出力端子側から３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３を出力する３個の第１の分配トランジスタ回路
（トランジスタ５５１とダイオード５５２，トランジス
タ５５３とダイオード５５４，トランジスタ５５５とダ
イオード５５６）によって構成されている。第２の分配
部５３８は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３が供給される各電流流入流出端子側に一
端が接続され、他端を共通接続された３個の第２のダイ
オード回路（ダイオード５６１と５６２，ダイオード５
６３と５６４，ダイオード５６５と５６６）と、各電流
流入流出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接
続された電流信号入力端子側に制御作成器４０１の第２
の制御電流信号Ｃ２が入力され、電流信号出力端子側か
ら３相の第２の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を出力す
る３個の第２の分配トランジスタ回路（トランジスタ５
７１とダイオード５７２，トランジスタ５７３とダイオ
ード５７４，トランジスタ５７５とダイオード５７６）
によって構成されている。抵抗５８１，５８２，ダイオ
ード５８３〜５８６，トランジスタ５８７，５８８は、
電圧供給部を構成し、第１のダイオード回路の共通接続
端に第１の直流電圧を供給し、第２のダイオード回路の
共通接続端に第２の直流電圧を供給している。これによ
り、切換電流信号Ｄ１が負極側電流の時に１相目の第１
のダイオード回路（ダイオード５４１と５４２）に電流
を通電し、正極側電流の時に１相目の第２のダイオード
回路（ダイオード５６１と５６２）に電流を通電する。
すなわち、切換電流信号Ｄ１の極性に応じて１相目の第
１のダイオード回路と第２のダイオード回路に相補的に
電流を供給する。同様に、切換電流信号Ｄ２が負極側電
流の時に２相目の第１のダイオード回路（ダイオード５
４３と５４４）に電流を通電し、正極側電流の時に２相
目の第２のダイオード回路（ダイオード５６３と５６
４）に電流を通電する。同様に、切換電流信号Ｄ３が負
極側電流の時に３相目の第１のダイオード回路（ダイオ
ード５４５と５４６）に電流を通電し、正極側電流の時
に３相目の第２のダイオード回路（ダイオード５６５と
５６６）に電流を通電する。FIG. 11 shows a specific configuration of the distribution creating unit 536. The first distribution unit 537 includes three current inflow / outflow terminals to which the three-phase switching current signals D1, D2, and D3 of the switching creator 34 are supplied, one end of which is connected, and the other end of which is commonly connected. The first diode circuit (diodes 541 and 54
2, diodes 543 and 544, diodes 545 and 5
46), the respective current control terminals are connected to the respective current inflow / outflow terminals, the first control current signal C1 of the control generator 401 is input to the commonly connected current signal input terminals, and the current signal output terminals are To the three-phase first distributed current signals E1, E
2, three first distribution transistor circuits (transistor 551 and diode 552, transistor 553 and diode 554, transistor 555 and diode 556) that output E3. The second distribution unit 538 includes a three-phase switching current signal D of the switching generator 34.
, D2, and D3 are supplied to each of the current inflow / outflow terminal sides, and three second diode circuits (diodes 561 and 562 and a diode 5
63 and 564, diodes 565 and 566), each current control terminal side is connected to each current inflow / outflow terminal side, and the second of the control generator 401 is connected to a commonly connected current signal input terminal side.
, And outputs three-phase second distribution current signals G1, G2, and G3 from the current signal output terminal side.
71, diode 572, transistor 573 and diode 574, transistor 575 and diode 576)
It is constituted by. The resistors 581, 582, the diodes 583 to 586, and the transistors 587, 588
A voltage supply unit is configured to supply a first DC voltage to a common connection terminal of the first diode circuit and to supply a second DC voltage to a common connection terminal of the second diode circuit. Thus, when the switching current signal D1 is the negative current, the first phase first
A current is supplied to the diode circuits (diodes 541 and 542), and a current is supplied to the second diode circuit (diodes 561 and 562) of the first phase when the current is positive.
That is, a current is supplied complementarily to the first diode circuit and the second diode circuit of the first phase according to the polarity of the switching current signal D1. Similarly, when the switching current signal D2 is a negative current, the first diode circuit of the second phase (diode 5)
43 and 544), and a second phase second diode circuit (diodes 563 and 56
4) Apply a current. Similarly, when the switching current signal D3 is a negative current, a current flows through the first diode circuit (diodes 545 and 546) of the third phase, and when the switching current signal D3 is a positive current, a second diode circuit (diode) of the third phase is generated. 565 and 566).

【００５０】第１の分配部４３７の３個の第１の分配ト
ランジスタ回路は、対応する３個の第１のダイオード回
路に流れる３相電流に応動して、第１の制御電流信号Ｃ
１をそれぞれの電流信号出力端子側に分配し、３相の第
１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を作り出す。従っ
て、３相の第１の分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は３相
の切換電流信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の負極側電流に応動し
て滑らかに変化し、分配電流信号Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３の合
成値は第１の制御電流信号Ｃ１に等しくなる。同様に、
第２の分配部４３８の３個の第２の分配トランジスタ回
路は、対応する３個の第２のダイオード回路に流れる３
相電流に応動して、第２の制御電流信号Ｃ２をそれぞれ
の電流信号出力端子側に分配し、３相の第２の分配電流
信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３を作り出す。従って、３相の第２
の分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３は３相の切換電流信号
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の正極側電流に応動して滑らかに変化
し、分配電流信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の合成値は第２の制
御電流信号Ｃ２に等しくなる。The three first distribution transistor circuits of the first distribution unit 437 respond to the three-phase current flowing through the corresponding three first diode circuits, and generate the first control current signal C.
1 are distributed to respective current signal output terminals to generate three-phase first distributed current signals E1, E2, and E3. Therefore, the three-phase first distribution current signals E1, E2, and E3 smoothly change in response to the negative currents of the three-phase switching current signals D1, D2, and D3, and the three-phase distribution current signals E1, E2, and E3 change. The composite value is equal to the first control current signal C1. Similarly,
The three second distribution transistor circuits of the second distribution unit 438 are connected to the three second diode circuits.
In response to the phase current, the second control current signal C2 is distributed to the respective current signal output terminals to generate three-phase second distributed current signals G1, G2, G3. Therefore, the three-phase second
Distributed current signals G1, G2, G3 smoothly change in response to the positive-side currents of the three-phase switching current signals D1, D2, D3, and the composite value of the distributed current signals G1, G2, G3 is controlled by the second control. It becomes equal to the current signal C2.

【００５１】その他の構成及び動作は、前述の実施の形
態１もしくは実施の形態２と同様であり、説明を省略す
る。Other configurations and operations are the same as those of the above-described first or second embodiment, and the description thereof will be omitted.

【００５２】本実施の形態３に示したように、分配作成
器の具体的な構成には各種の変形が可能であり、ダイオ
ードやトランジスタの数や接続を適時変更できる。As shown in the third embodiment, the specific configuration of the distribution generator can be variously modified, and the number and connection of diodes and transistors can be changed as appropriate.

【００５３】（実施の形態４）図１２から図１４に本発
明の実施の形態４のブラシレスモータを示す。図１２に
全体構成を示す。本実施の形態４では、前述の実施の形
態１において、第１のパワートランジスタの動作電圧を
検出し、その検出結果に応動して電圧変換器の出力電圧
Ｖｍを変化させ、パワートランジスタの電力損失を低減
するようにしている。なお、前述の実施の形態１と同様
な部分は同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。(Embodiment 4) FIGS. 12 to 14 show a brushless motor according to Embodiment 4 of the present invention. FIG. 12 shows the overall configuration. In the fourth embodiment, the operation voltage of the first power transistor is detected in the first embodiment, and the output voltage Vm of the voltage converter is changed in response to the detection result. Is to be reduced. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted.

【００５４】図１２において、動作検出器６１１は第１
のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の電流
流入端子側の３相の動作電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを検出
し、最小な動作電圧値に応動した動作検出信号Ｖｄを出
力する。電圧変換器６１２は、直流電源５０の直流電圧
Ｖｃｃを電力供給源として、高周波スイッチング動作を
行う半導体素子を用いて、動作検出器６１１の動作検出
信号Ｖｄに応動した変換直流電圧Ｖｍを作り出す。変換
直流電圧Ｖｍは直流電源５０の直流電圧Ｖｃｃよりも低
くなっている。In FIG. 12, the motion detector 611 is the first
The three-phase operating voltages Va, Vb, and Vc on the current inflow terminal side of the NPN power transistors 21, 22, and 23 are detected, and an operation detection signal Vd corresponding to the minimum operating voltage value is output. The voltage converter 612 uses the DC voltage Vcc of the DC power supply 50 as a power supply source and generates a converted DC voltage Vm in response to the operation detection signal Vd of the operation detector 611 using a semiconductor element performing a high-frequency switching operation. Converted DC voltage Vm is lower than DC voltage Vcc of DC power supply 50.

【００５５】図１４に動作検出器６１１と電圧変換器６
１２の具体的な構成を示す。動作検出器６１１は、第１
のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２３の３相
の動作電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃの内で最小の電圧値をダイ
オード６７１，６７２，６７３と定電流源６７４によっ
て検出する。動作電圧の最小値は通電状態にある第１の
ＮＰＮ型パワートランジスタの動作電圧によって決まる
ので、３個の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，
２２，２３の通電時の動作電圧を検出することになる。
差動増幅回路６７６は、最小動作電圧と基準電圧源６７
５の基準電圧を比較し、その差電圧を増幅して動作検出
信号Ｖｄを出力する。電圧変換器６１２の比較回路６８
２は、三角波発生回路６８１の三角波信号Ｖｈと動作検
出器６１１の動作検出信号Ｖｄを比較し、動作検出信号
Ｖｄに応動したＰＷＭ信号Ｓｗ（パルス幅変調信号）を
作り出す。比較回路６８２のＰＷＭ信号Ｓｗに応動して
スイッチング半導体素子であるスイッチングトランジス
タ６９１はオン・オフ動作する。スイッチングトランジ
スタ６９１によるＰＷＭ出力電圧は、フライホイールダ
イオード６９２とインダクタンス素子６９３とコンデン
サ６９４によって整流され、変換正極端子側（Ｐ）と変
換負極端子側（Ｎ）の間に変換直流電圧Ｖｍを出力す
る。すなわち、直流電源５０の直流電圧を電力供給源と
して、動作検出信号Ｖｄに応動したスイッチングトラン
ジスタ６９１のＰＷＭスイッチング動作により、直流電
源５０の直流電圧Ｖｃｃよりも低い変換直流電圧Ｖｍを
作りだし、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２
２，２３と第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２
６，２７に供給する。これにより、第１のＮＰＮ型パワ
ートランジスタ２１，２２，２３の通電時の動作電圧
は、所定の小さな値に制御される。FIG. 14 shows the operation detector 611 and the voltage converter 6.
12 shows a specific configuration. The motion detector 611 is the first
The minimum voltage value among the three-phase operating voltages Va, Vb, and Vc of the NPN power transistors 21, 22, and 23 is detected by the diodes 671, 672, 673 and the constant current source 674. Since the minimum value of the operating voltage is determined by the operating voltage of the first NPN power transistor in the energized state, the three first NPN power transistors 21 and
The operating voltage at the time of energization of 22, 23 is detected.
The differential amplifying circuit 676 has the minimum operating voltage and the reference voltage source 67.
5, and amplifies the difference voltage to output an operation detection signal Vd. Comparison circuit 68 of voltage converter 612
2 compares the triangular wave signal Vh of the triangular wave generation circuit 681 with the operation detection signal Vd of the operation detector 611 to generate a PWM signal Sw (pulse width modulation signal) corresponding to the operation detection signal Vd. In response to the PWM signal Sw of the comparison circuit 682, the switching transistor 691 as a switching semiconductor element performs an on / off operation. The PWM output voltage from the switching transistor 691 is rectified by the flywheel diode 692, the inductance element 693, and the capacitor 694, and outputs a converted DC voltage Vm between the conversion positive terminal side (P) and the conversion negative terminal side (N). That is, by using the DC voltage of the DC power supply 50 as a power supply source and performing a PWM switching operation of the switching transistor 691 in response to the operation detection signal Vd, a converted DC voltage Vm lower than the DC voltage Vcc of the DC power supply 50 is generated. NPN type power transistors 21 and 2
2,23 and second NPN-type power transistors 25,2
6, 27. As a result, the operating voltage of the first NPN power transistors 21, 22, 23 when energized is controlled to a predetermined small value.

【００５６】図１２の第１のパワートランジスタ２１，
２２，２３と第２のパワートランジスタ２５，２６，２
７は、切換作成器３４の３相の切換電流信号Ｄ１，Ｄ
２，Ｄ３に応動して滑らかに変化し、指令信号Ａｃに対
応した所定振幅を有する３相の駆動電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ
３をコイル１２，１３，１４に通電する。高電圧出力器
６０１は、直流電源５０の直流電圧Ｖｃｃよりも高い高
電位点となる電圧Ｖｕを出力し、第２の電流増幅器４
５，４６，４７と第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２
５，２６，２７が飽和動作できるようにしている。The first power transistor 21 shown in FIG.
22, 23 and second power transistors 25, 26, 2
7 is a three-phase switching current signal D1, D
2, D3, and three-phase drive currents I1, I2, I3, which change smoothly in response to D3 and have a predetermined amplitude corresponding to command signal Ac.
3 is supplied to the coils 12, 13, and 14. The high voltage output unit 601 outputs a voltage Vu that is a high potential point higher than the DC voltage Vcc of the DC power supply 50, and outputs the second current amplifier 4
5, 46, 47 and second NPN-type power transistor 2
5, 26, 27 can be operated in saturation.

【００５７】図１３に高電圧出力器６０１の具体的な構
成を示す。高電圧出力器６０１は、１００ｋＨｚ程度の
高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路６２１
と、第１のコンデンサ６３１と、第２のコンデンサ６３
２と、ダイオード６５１，６５２からなる第１の電圧制
限回路と、ダイオード６６１からなる第２の電圧制限回
路を含んで構成されている。パルス発生回路６４１のパ
ルス信号Ｐａに応動してインバータ回路６２２と６２３
が相補的にオン・オフする。インバータ回路６２２が”
Ｌ”（直流電源５０の負極側電位）の時に、第１のアナ
ログスイッチ素子６４１と６４２は導通し、第２のアナ
ログスイッチ素子６４３と６４４は非導通になり、第１
のアナログスイッチ素子６４１，６４２を介して第１の
コンデンサ６３１が充電される。インバータ回路６２２
が”Ｈ”（直流電源５０の正極側電位）に変わると、第
１のアナログスイッチ素子６４１と６４２は非導通にな
り、第２のアナログスイッチ素子６４３と６４４は導通
になり、第１のコンデンサ６３１に蓄積された電荷は、
第２のアナログスイッチ素子６４３，６４４を介して第
２のコンデンサ６３２に移され、第２のコンデンサ６３
２を充電する。その結果、第２のコンデンサ６３２の端
子には、直流電源５０の正極側電位Ｖｃｃよりも高電位
の直流電圧Ｖｕが出力される。FIG. 13 shows a specific configuration of the high voltage output device 601. The high-voltage output unit 601 includes a pulse generation circuit 621 that outputs a high-frequency pulse signal Pa of about 100 kHz.
, A first capacitor 631 and a second capacitor 63
2, a first voltage limiting circuit including diodes 651 and 652, and a second voltage limiting circuit including diodes 661. In response to the pulse signal Pa of the pulse generation circuit 641, the inverter circuits 622 and 623
Are turned on / off complementarily. Inverter circuit 622
At L ”(the negative potential of the DC power supply 50), the first analog switch elements 641 and 642 are turned on, the second analog switch elements 643 and 644 are turned off, and the first analog switch elements 643 and 644 are turned off.
The first capacitor 631 is charged via the analog switch elements 641 and 642. Inverter circuit 622
Is changed to “H” (positive potential of the DC power supply 50), the first analog switch elements 641 and 642 become non-conductive, the second analog switch elements 643 and 644 become conductive, and the first capacitor The charge stored in 631 is
The signal is transferred to the second capacitor 632 via the second analog switch elements 643 and 644, and the second capacitor 63
Charge 2. As a result, a DC voltage Vu having a higher potential than the positive potential Vcc of the DC power supply 50 is output to the terminal of the second capacitor 632.

【００５８】第２の電流増幅器４５，４６，４７は、高
電圧出力器５１の高電位点Ｖｕから３相の第２の増幅電
流信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタ２５，２６，２７の各通電制御端子側に供給す
る。これにより、第２のＮＰＮ型パワートランジスタは
確実に飽和動作する。The second current amplifiers 45, 46 and 47 convert the three-phase second amplified current signals H1, H2 and H3 from the high potential point Vu of the high voltage output device 51 to the second NPN type power transistors 25 and 26, 27 are supplied to the respective energization control terminals. This ensures that the second NPN power transistor performs a saturated operation.

【００５９】第２のコンデンサ６３２の容量は第１のコ
ンデンサ６３１の容量の５倍以上にされているが、充電
を続けると、高電位点の電圧Ｖｕは非常に高くなり、ト
ランジスタの耐圧破壊を起こしてしまうことがある。そ
こで、高電位点電圧Ｖｕが所定値以上にならないよう
に、ダイオード６５１，６５２による第１の電圧制限回
路で制限し、過剰な電荷を直流電源５０の正極端子側に
回生している。また、起動時などの大電流動作を行う場
合に、第２のコンデンサ６３２の蓄積電荷が過度に放電
されるのを低下を防ぐために、ダイオード６６１による
第２の電圧制限回路を設けて、高電位点電圧Ｖｕが直流
電源５０の正極側電位Ｖｃｃより大幅に小さくならない
ように制限した。この第２の電圧制限回路が動作する
と、ダイオード６６１を介して第２の電流増幅器４５，
４６，４７に電流を供給する。Although the capacity of the second capacitor 632 is set to be at least five times the capacity of the first capacitor 631, if the charging is continued, the voltage Vu at the high potential point becomes very high, and the breakdown voltage of the transistor may be reduced. It can happen. Therefore, the first voltage limiting circuit including the diodes 651 and 652 limits the high potential point voltage Vu so as not to exceed a predetermined value, and regenerates excess charge to the positive terminal side of the DC power supply 50. In addition, in the case of performing a large current operation such as at the time of startup, in order to prevent the accumulated charge of the second capacitor 632 from being excessively discharged, a second voltage limiting circuit including a diode 661 is provided. The point voltage Vu is limited so as not to be significantly lower than the positive potential Vcc of the DC power supply 50. When the second voltage limiting circuit operates, the second current amplifier 45,
A current is supplied to 46 and 47.

【００６０】その他の構成および動作は、前述の実施の
形態１と同様であり、詳細な説明は省略する。Other structures and operations are the same as those in the first embodiment, and a detailed description will be omitted.

【００６１】本実施の形態のごとき構成にするならば、
高電圧発生器５１の高電位点から第２の増幅電流信号を
供給しているので、通電時の第２のＮＰＮ型パワートラ
ンジスタ２５，２６，２７は飽和レベルで動作する。か
つ、動作検出器６１１と電圧変換器６１２により、通電
時の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２
３の動作電圧（最小動作電圧）は所定の小さな値に制御
される。その結果、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
や第２のＮＰＮ型パワートランジスタにおける電力損失
や発熱は著しく小さくなる。また、高周波スイッチング
動作を行う半導体素子を用いた電圧変換器６１２を使用
しているので、電圧変換に伴う電力損失も著しく小さ
い。従って、本実施の形態では、電力損失が大幅に低減
され、電力効率の良いブラシレスモータになる。If the configuration as in this embodiment is adopted,
Since the second amplified current signal is supplied from the high potential point of the high voltage generator 51, the second NPN power transistors 25, 26, and 27 operate at the saturation level when energized. The operation detector 611 and the voltage converter 612 allow the first NPN-type power transistors 21, 22, 2
The operating voltage (minimum operating voltage) of No. 3 is controlled to a predetermined small value. As a result, power loss and heat generation in the first NPN power transistor and the second NPN power transistor are significantly reduced. In addition, since the voltage converter 612 using a semiconductor element performing a high-frequency switching operation is used, power loss accompanying voltage conversion is extremely small. Therefore, in the present embodiment, the power loss is greatly reduced, and the brushless motor has high power efficiency.

【００６２】なお、第１の問題（有効電圧の減少）や第
２の問題（電流路の相補的な開閉）は、それぞれもしく
は同時に解消された構成になっていることは説明するま
でもない。It is needless to say that the first problem (reduction of the effective voltage) and the second problem (complementary switching of the current path) are eliminated individually or simultaneously.

【００６３】（実施の形態５）図１５と図１６に本発明
の実施の形態５のブラシレスモータを示す。図１５に全
体構成を示す。本実施の形態５では、前述の実施の形態
４において、高電圧出力器８０１を変換正極端子側
（Ｐ）に移動させたものである。なお、前述の実施の形
態４と同様な部分は同じ番号を付し、詳細な説明を省略
する。(Fifth Embodiment) FIGS. 15 and 16 show a brushless motor according to a fifth embodiment of the present invention. FIG. 15 shows the overall configuration. In the fifth embodiment, the high voltage output device 801 is moved to the conversion positive terminal side (P) in the fourth embodiment. The same parts as those in the above-described fourth embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted.

【００６４】図１５において、高電圧出力器８０１は、
電圧変換器６１２の変換直流電圧Ｖｍよりも高い高電位
点となる電圧Ｖｕを出力し、第２の電流増幅器４５，４
６，４７と第２のＮＰＮ型パワートランジスタ２５，２
６，２７が飽和動作できるようにしている。In FIG. 15, the high voltage output device 801 is
A voltage Vu which is a high potential point higher than the converted DC voltage Vm of the voltage converter 612 is output, and the second current amplifiers 45, 4
6, 47 and the second NPN-type power transistor 25, 2
6, 27 can be operated in saturation.

【００６５】図１６に高電圧出力器８０１の具体的な構
成を示す。高電圧出力器８０１は、１００ｋＨｚ程度の
高周波パルス信号Ｐａを出力するパルス発生回路８４１
と、第１のコンデンサ８３１と、第２のコンデンサ８３
２と、ダイオード８５１，８５２からなる第１の電圧制
限回路と、ダイオード８６１からなる第２の電圧制限回
路を含んで構成されている。パルス発生回路８４１のパ
ルス信号Ｐａに応動してインバータ回路８４２がオン・
オフする。インバータ回路８４２が”Ｌ”（電圧変換器
６１２の負極側電位）の時にダイオード８４３を介して
第１のコンデンサ８３１が充電される。インバータ回路
８４２が”Ｈ”（電圧変換器６１２の正極側電位）に変
わると、第１のコンデンサ８３１に蓄積された電荷は、
ダイオード８４４を介して第２のコンデンサ８３２に移
され、第２のコンデンサ８３２を充電する。その結果、
第２のコンデンサ８３２の端子には、電圧変換器６１２
の正極側出力電位Ｖｍよりも高電位Ｖｕが出力される。
第２のコンデンサ８３２の過充電によるトランジスタの
耐圧破壊を防止するために、ダイオード８５１，８５２
による第１の電圧制限回路を設け、過剰な電荷を電圧変
換器６１２の正極出力端子側に回生している。また、起
動時などの大電流動作を行う場合に、第２のコンデンサ
８３２の過放電による高電位点の電位Ｖｕの低下を防止
するために、ダイオード８６１による第２の電圧制限回
路を設けて、高電位点電圧Ｖｕが電圧変換器６１２の変
換正極端子側電位Ｖｍより大幅に小さくならないように
制限している。この第２の電圧制限回路が動作すると、
ダイオード８６１を介して第２の電流増幅器４５，４
６，４７に電流を供給する。FIG. 16 shows a specific configuration of the high voltage output device 801. The high-voltage output device 801 includes a pulse generation circuit 841 that outputs a high-frequency pulse signal Pa of about 100 kHz.
, A first capacitor 831 and a second capacitor 83
2, a first voltage limiting circuit including diodes 851 and 852, and a second voltage limiting circuit including diodes 861. In response to the pulse signal Pa of the pulse generation circuit 841, the inverter circuit 842 is turned on.
Turn off. When the inverter circuit 842 is at “L” (the negative potential of the voltage converter 612), the first capacitor 831 is charged via the diode 843. When the inverter circuit 842 changes to “H” (positive potential of the voltage converter 612), the electric charge accumulated in the first capacitor 831 becomes
The charge is transferred to the second capacitor 832 via the diode 844 to charge the second capacitor 832. as a result,
A voltage converter 612 is connected to the terminal of the second capacitor 832.
Is output higher than the positive output potential Vm.
In order to prevent breakdown of the transistor due to overcharging of the second capacitor 832, diodes 851 and 852 are used.
And a first voltage limiting circuit is provided to regenerate excess charge to the positive output terminal side of the voltage converter 612. Further, in the case of performing a large current operation such as at the time of starting, a second voltage limiting circuit including a diode 861 is provided in order to prevent a decrease in the potential Vu at a high potential point due to overdischarge of the second capacitor 832, The high potential point voltage Vu is limited so as not to be significantly lower than the conversion positive terminal side potential Vm of the voltage converter 612. When this second voltage limiting circuit operates,
The second current amplifiers 45, 4 are connected via the diode 861.
Supply current to 6,47.

【００６６】本実施の形態のごとき構成においても、高
電圧発生器８０１の高電位点から第２の増幅電流信号を
供給しているので、通電時の第２のＮＰＮ型パワートラ
ンジスタ２５，２６，２７は飽和レベルで動作する。か
つ、動作検出器６１１と電圧変換器６１２により、通電
時の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ２１，２２，２
３の動作電圧（最小動作電圧）は所定の小さな値に制御
される。その結果、第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
や第２のＮＰＮ型パワートランジスタにおける電力損失
や発熱は著しく小さくなる。また、高周波スイッチング
動作を行う半導体素子を用いた電圧変換器６１２を使用
しているので、電圧変換に伴う電力損失も著しく小さ
い。従って、本実施の形態では、電力損失が大幅に低減
され、電力効率の良いブラシレスモータになる。また、
第１の問題（有効電圧の減少）や第２の問題（電流路の
相補的な開閉）は、それぞれもしくは同時に解消された
構成になっていることは説明するまでもない。In the configuration according to the present embodiment as well, since the second amplified current signal is supplied from the high potential point of high voltage generator 801, second NPN power transistors 25, 26, 27 operates at the saturation level. The operation detector 611 and the voltage converter 612 allow the first NPN-type power transistors 21, 22, 2
The operating voltage (minimum operating voltage) of No. 3 is controlled to a predetermined small value. As a result, power loss and heat generation in the first NPN power transistor and the second NPN power transistor are significantly reduced. In addition, since the voltage converter 612 using a semiconductor element performing a high-frequency switching operation is used, power loss accompanying voltage conversion is extremely small. Therefore, in the present embodiment, the power loss is greatly reduced, and the brushless motor has high power efficiency. Also,
It goes without saying that the first problem (reduction of the effective voltage) and the second problem (complementary switching of the current path) have been eliminated individually or simultaneously.

【００６７】なお、前述の各実施の形態の具体的な構成
については、各種の変形が可能である。たとえば、各相
のコイルは複数個のコイルを直列もしくは並列に接続し
て構成しても良い。３相コイルはスター結線に限らず、
デルタ結線であってもよい。さらに、磁極数も２極に限
定されない。切換作成器の構成は、２個の位置検出素子
を用いるものに限定されない。また、３相に限らず、一
般に、多相のブラシレスモータが構成できる。The specific configuration of each of the above embodiments can be variously modified. For example, each phase coil may be configured by connecting a plurality of coils in series or in parallel. Three-phase coil is not limited to star connection,
It may be a delta connection. Further, the number of magnetic poles is not limited to two. The configuration of the switching creator is not limited to one using two position detecting elements. In addition, a multi-phase brushless motor can be generally configured without being limited to three phases.

【００６８】その他、本発明の主旨を変えずして種々の
変形が可能であり、本発明に含まれることはいうまでも
ない。In addition, various modifications can be made without changing the gist of the present invention, and it goes without saying that the present invention is included in the present invention.

【００６９】[0069]

【発明の効果】以上のように、本発明のブラシレスモー
タでは、高周波パルス信号に応動してコンデンサに充電
・蓄積させ、第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流
流入端子側電位よりも高電位になる直流電圧を作り出
し、この高電位点より第２のＮＰＮ型パワートランジス
タの通電制御端子側に第２の増幅電流信号を供給するこ
とにより、コイルの有効電圧を増大させるようにしてい
る。従って、ＮＰＮ型パワートランジスタのみを用いて
集積回路化に適した構成にしながらも、コイルへの供給
電圧範囲を広くし、モータの高速回転を可能にした。As described above, in the brushless motor of the present invention, the capacitor is charged and accumulated in response to the high-frequency pulse signal, and becomes higher in potential than the current inflow terminal side of the second NPN power transistor. By generating a DC voltage and supplying a second amplified current signal from the high potential point to the conduction control terminal of the second NPN power transistor, the effective voltage of the coil is increased. Therefore, while making the configuration suitable for integration into an integrated circuit using only NPN-type power transistors, the range of supply voltage to the coil is widened, and high-speed rotation of the motor is enabled.

【００７０】また、分配作成器等の構成を工夫し、相補
的に滑らかに変化する第１の分配電流信号と第２の分配
電流信号を作り出し、同一相の第１のパワートランジス
タと第２のパワートランジスタが同時に導通することを
防ぎ、かつ、コイルへの供給電流を連続的に滑らかに変
化させるようにした。これにより、パワートランジスタ
の破壊が防止され、かつ、トルク脈動の少ないブラシレ
スモータが可能になる。Further, the configuration of the distribution generator and the like is devised to produce first and second distribution current signals that change complementarily and smoothly, and that the first power transistor and the second power transistor having the same phase are generated. The power transistors are prevented from conducting at the same time, and the current supplied to the coil is continuously and smoothly changed. This prevents the power transistor from being destroyed and enables a brushless motor with less torque pulsation.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の実施の形態１における全体構成を示す
図FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration according to a first embodiment of the present invention.

【図２】実施の形態１における切換作成器３４の回路図FIG. 2 is a circuit diagram of a switching generator according to the first embodiment;

【図３】実施の形態１における比較増幅部３３の回路図FIG. 3 is a circuit diagram of a comparison amplifier 33 according to the first embodiment;

【図４】実施の形態１における分配作成器３６の回路図FIG. 4 is a circuit diagram of a distribution creating unit 36 according to the first embodiment.

【図５】実施の形態１における第１の電流増幅器４１，
４２，４３の回路図FIG. 5 shows a first current amplifier 41,
Circuit diagrams of 42 and 43

【図６】実施の形態１における第２の電流増幅器４５，
４６，４７と高電圧出力器５１の回路図FIG. 6 shows a second current amplifier 45,
Circuit diagram of 46, 47 and high voltage output device 51

【図７】本発明の実施の形態２における全体構成を示す
図FIG. 7 is a diagram showing an overall configuration according to a second embodiment of the present invention.

【図８】実施の形態２におけるレベル変換回路４１２の
回路図FIG. 8 is a circuit diagram of a level conversion circuit according to a second embodiment;

【図９】実施の形態２における分配作成器４３６の回路
図FIG. 9 is a circuit diagram of a distribution creating unit 436 according to the second embodiment.

【図１０】本発明の実施の形態３における全体構成を示
す図FIG. 10 is a diagram showing an entire configuration according to a third embodiment of the present invention.

【図１１】実施の形態３における分配作成器５３６の回
路図FIG. 11 is a circuit diagram of a distribution creating unit 536 according to the third embodiment.

【図１２】本発明の実施の形態４における全体構成を示
す図FIG. 12 is a diagram showing an overall configuration according to a fourth embodiment of the present invention.

【図１３】実施の形態４における高電圧出力器６０１の
回路図FIG. 13 is a circuit diagram of a high-voltage output device 601 according to a fourth embodiment.

【図１４】実施の形態４における動作検出器６１１と電
圧変換器６１２の回路図FIG. 14 is a circuit diagram of an operation detector 611 and a voltage converter 612 according to Embodiment 4.

【図１５】本発明の実施の形態５における全体構成を示
す図FIG. 15 is a diagram showing an overall configuration according to a fifth embodiment of the present invention.

【図１６】実施の形態５における高電圧出力器８０１の
回路図FIG. 16 is a circuit diagram of a high-voltage output device 801 according to the fifth embodiment.

【図１７】従来のブラシレスモータの構成を示す図FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a conventional brushless motor.

【符号の説明】 １１ 界磁部 １２，１３，１４ コイル ２１，２２，２３ 第１のＮＰＮ型パワートランジスタ ２５，２６，２７ 第２のＮＰＮ型パワートランジスタ ３１，４０１ 制御作成器 ３４ 切換作成器 ３６，４３６，５３６ 分配作成器 ３７，４３７，５３７ 第１の分配部 ３８，４３８，５３８ 第２の分配部 ４１，４２，４３ 第１の電流増幅器 ４５，４６，４７ 第２の電流増幅器 ５０ 直流電源 ５１，６０１，８０１ 高電圧出力器 ６１１ 動作検出器 ６１２ 電圧変換器[Description of Signs] 11 Field section 12, 13, 14 Coil 21, 22, 23 First NPN-type power transistor 25, 26, 27 Second NPN-type power transistor 31, 401 Control generator 34 Switching generator 36 , 436, 536 Distribution creator 37, 437, 537 First distribution unit 38, 438, 538 Second distribution unit 41, 42, 43 First current amplifier 45, 46, 47 Second current amplifier 50 DC power supply 51,601,801 High voltage output device 611 Operation detector 612 Voltage converter

Claims (19)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する界
磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイルと、
直流電源の負極側に電流流出端子側を共通接続され、各
電流流入端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続さ
れたＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のＮＰＮ型パワー
トランジスタと、前記直流電源の正極側に電流流入端子
側を共通接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各
電力供給端子に接続されたＱ個の第２のＮＰＮ型パワー
トランジスタと、高周波パルス信号に応動してコンデン
サに充電・蓄積させ、前記第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタの電流流入端子側電位よりも高電位点になる直流
電圧を出力する高電圧出力手段と、指令信号に応動した
電流を前記コイルに供給するために、第１の制御電流信
号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、滑
らかに変化する複数相の切換信号を出力する切換作成手
段と、前記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１
の制御電流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１
の分配電流信号を出力する第１の分配手段と、前記第１
の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅
電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のＮＰＮ型パワートラ
ンジスタの各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を
供給するＱ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手
段の出力信号に応動して前記第２の制御電流信号を分配
し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力
する第２の分配手段と、前記第２の分配電流信号を所定
の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記
高電圧出力手段の高電位点から前記第２のＮＰＮ型パワ
ートランジスタの各通電制御端子側に各第２の増幅電流
信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段とを具備する
ブラシレスモータ。1. A field means for generating a field magnetic flux by a permanent magnet magnetic pole, a plurality of phase coils interlinking the field magnetic flux,
Q (Q is an integer of 2 or more) first NPN type power transistors having a current outflow terminal side commonly connected to the negative electrode side of the DC power supply and a current inflow side connected to each power supply terminal of the coil. A Q second NPN-type power transistor having a current inflow terminal side commonly connected to the positive electrode side of the DC power supply, and a current outflow side connected to each power supply terminal of the coil; High voltage output means for charging and accumulating the capacitor in response to the current, outputting a DC voltage that is at a higher potential point than the current inflow terminal side potential of the second NPN power transistor, and outputting a current in response to the command signal. Control creating means for creating a first control current signal and a second control current signal for supplying to the coil, switching creating means for outputting a smoothly changing multi-phase switching signal, Wherein in response to the output signal of the unit first
Of the Q-phase that smoothly changes
First distribution means for outputting a divided current signal of the first
A predetermined current is amplified to obtain a Q-phase first amplified current signal, and the first amplified current signal is applied to each of the energization control terminals of the Q first NPN power transistors. In response to the supplied Q first current amplifying means and the output signal of the switching creating means, the second control current signal is distributed, and a smoothly changing Q-phase second distributed current signal is output. A second distributing means that performs a predetermined current amplification on the second distributed current signal to obtain a Q-phase second amplified current signal, and obtains the second NPN from a high potential point of the high voltage output means. A brushless motor comprising: Q second current amplifying means for supplying each second amplified current signal to each energization control terminal side of a type power transistor. 【請求項２】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に応
動して所定期間充電される第１のコンデンサと、前記第
１のコンデンサの充電電荷を移送・蓄積する第２のコン
デンサと、前記第２のコンデンサの端子に発生する高電
位点の電位が第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流
流入端子側電位より所定値以上に大きくならないように
制限する第１の電圧制限手段と、前記高電位点の電位が
前記電流流入端子側電位より所定値以下に小さくならな
いように制限する第２の電圧制限手段を有する請求項１
に記載のブラシレスモータ。2. The high-voltage output means includes: a first capacitor charged for a predetermined period in response to a high-frequency pulse signal; a second capacitor for transferring and accumulating a charge of the first capacitor; First voltage limiting means for limiting the potential at the high potential point generated at the terminal of the second capacitor to be not more than a predetermined value from the potential at the current inflow terminal of the second NPN power transistor; And a second voltage limiting means for limiting the potential of the second terminal so as not to be lower than a predetermined value or less than the potential of the current inflow terminal.
A brushless motor. 【請求項３】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所定
倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー回
路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそれ
ぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレント
ミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手段
を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用のＰ
ＮＰ型トランジスタの電流流入端子側を高電圧出力手段
の高電位点に接続した請求項１または請求項２のいずれ
かに記載のブラシレスモータ。3. The Q number of first current amplifying means are each constituted by a first current mirror circuit of the same type for performing a predetermined number of times of current amplification, and the Q number of second current amplifying means are each a predetermined number of times. A second current mirror circuit of the same type for performing current amplification, and an output P of the second current mirror circuit constituting the second current amplification means.
3. The brushless motor according to claim 1, wherein a current inflow terminal side of the NP transistor is connected to a high potential point of the high voltage output means. 【請求項４】制御作成手段は、コイルへの合成供給電流
に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記電
流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較結
果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信号
を出力する比較手段を含んで構成された請求項１から請
求項３のいずれかに記載のブラシレスモータ。4. A control creating means for comparing a current detection means for obtaining a current detection signal responsive to a combined supply current to the coil, an output signal of the current detection means and a command signal, and responsive to the comparison result. The brushless motor according to any one of claims 1 to 3, further comprising comparison means for outputting a first control current signal and a second control current signal. 【請求項５】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する界
磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイルと、
直流電源の供給する直流電圧を電力供給源として、高周
波スイッチング動作を行う半導体素子を使用し、前記直
流電源の直流電圧値よりも低い直流電圧値を作り出す電
圧変換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に電
流流出端子側を共通接続され、各電流流入端子側を前記
コイルの各電力供給端子に接続されたＱ個（Ｑは２以上
の整数）の第１のＮＰＮ型パワートランジスタと、前記
電圧変換手段の正極出力端子側に電流流入端子側を共通
接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電力供給
端子に接続されたＱ個の第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタと、高周波パルス信号に応動してコンデンサに充電
・蓄積させ、前記直流電源の正極側電位よりも高電位点
になる直流電圧を出力する高電圧出力手段と、指令信号
に応動した電流を前記コイルに供給するために、第１の
制御電流信号と第２の制御電流信号を作り出す制御作成
手段と、滑らかに変化する複数相の切換信号を出力する
切換作成手段と、前記切換作成手段の出力信号に応動し
て前記第１の制御電流信号を分配し、滑らかに変化する
Ｑ相の第１の分配電流信号を出力する第１の分配手段
と、前記第１の分配電流信号を所定の電流増幅してＱ相
の第１の増幅電流信号を得て、前記Ｑ個の第１のＮＰＮ
型パワートランジスタの各通電制御端子側に各第１の増
幅電流信号を供給するＱ個の第１の電流増幅手段と、前
記切換作成手段の出力信号に応動して前記第２の制御電
流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第２の分配電
流信号を出力する第２の分配手段と、前記第２の分配電
流信号を所定の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号
を得て、前記高電圧出力手段の高電位点から前記第２の
ＮＰＮ型パワートランジスタの各通電制御端子側に各第
２の増幅電流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段
とを具備するブラシレスモータ。5. A field means for generating a field magnetic flux by a permanent magnet magnetic pole, a plurality of phase coils interlinking the field magnetic flux,
Using a DC voltage supplied by a DC power supply as a power supply source, a semiconductor element performing a high-frequency switching operation, and a voltage conversion means for generating a DC voltage value lower than the DC voltage value of the DC power supply; Q (Q is an integer of 2 or more) first NPN power transistors having a current outflow terminal side commonly connected to the output terminal side, and a current inflow side connected to each power supply terminal of the coil; A Q second NPN-type power transistor having a current inflow terminal commonly connected to the positive electrode output terminal of the voltage conversion means and a current outflow terminal connected to each power supply terminal of the coil; High voltage output means for charging and accumulating the capacitor in response to the signal and outputting a DC voltage that is a potential higher than the positive potential of the DC power supply, and a current in response to the command signal. A control generating means for generating a first control current signal and a second control current signal for supplying to the coil, a switching generating means for outputting a smoothly changing multi-phase switching signal, First distribution means for distributing the first control current signal in response to the output signal and outputting a smoothly changing Q-phase first distribution current signal; The current is amplified to obtain a Q-phase first amplified current signal, and the Q first NPNs are obtained.
Q first current amplifying means for supplying each first amplified current signal to each energization control terminal side of the type power transistor, and the second control current signal in response to an output signal of the switching creating means. Second distributing means for distributing and outputting a smoothly distributed Q-phase second distributed current signal, and a predetermined current amplification of the second distributed current signal to produce a Q-phase second amplified current signal; And Q second current amplifying means for supplying each second amplified current signal from a high potential point of said high voltage output means to each energization control terminal side of said second NPN power transistor. Brushless motor. 【請求項６】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に応
動して所定期間充電される第１のコンデンサと、前記第
１のコンデンサの充電電荷を移送・蓄積する第２のコン
デンサと、前記第２のコンデンサの端子に発生する高電
位点の電位が電圧変換手段の正極出力端子側電位より所
定値以上に大きくならないように制限する第１の電圧制
限手段と、前記高電位点の電位が前記電流流入端子側電
位より所定値以下に小さくならないように制限する第２
の電圧制限手段を有する請求項５に記載のブラシレスモ
ータ。6. A high-voltage output means includes: a first capacitor charged for a predetermined period in response to a high-frequency pulse signal; a second capacitor for transferring / accumulating a charge of the first capacitor; A first voltage limiting means for limiting the potential of the high potential point generated at the terminal of the second capacitor so as not to be higher than the potential of the positive electrode output terminal of the voltage converting means by a predetermined value or more; A second limit for preventing the potential from becoming lower than a predetermined value below the current inflow terminal side potential;
The brushless motor according to claim 5, further comprising a voltage limiting means. 【請求項７】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所定
倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー回
路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそれ
ぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレント
ミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手段
を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用のＰ
ＮＰ型トランジスタの電流流入端子側を前記高電圧出力
手段の高電位点に接続した請求項５または請求項６のい
ずれかに記載のブラシレスモータ。7. The Q number of first current amplifying means are each constituted by a first current mirror circuit of the same type which performs a predetermined number of times of current amplification, and the Q number of second current amplifying means are respectively a predetermined number of times. A second current mirror circuit of the same type for performing current amplification, and an output P of the second current mirror circuit constituting the second current amplification means.
7. The brushless motor according to claim 5, wherein a current inflow terminal of the NP transistor is connected to a high potential point of the high voltage output means. 【請求項８】制御作成手段は、コイルへの合成供給電流
に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記電
流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較結
果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信号
を出力する比較手段を含んで構成された請求項５から請
求項７のいずれかに記載のブラシレスモータ。8. A control generating means for comparing a current detection means for obtaining a current detection signal responsive to the combined supply current to the coil, an output signal of the current detection means and a command signal, and responsive to the comparison result. The brushless motor according to any one of claims 5 to 7, further comprising comparison means for outputting a first control current signal and a second control current signal. 【請求項９】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する界
磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイルと、
直流電源の供給する直流電圧を電力供給源として、高周
波スイッチング動作を行う半導体素子を使用し、前記直
流電源の直流電圧値よりも低い直流電圧値を作り出す電
圧変換手段と、前記電圧変換手段の負極出力端子側に電
流流出端子側を共通接続され、各電流流入端子側を前記
コイルの各電力供給端子に接続されたＱ個（Ｑは２以上
の整数）の第１のＮＰＮ型パワートランジスタと、前記
電圧変換手段の正極出力端子側に電流流入端子側を共通
接続され、各電流流出端子側を前記コイルの各電力供給
端子に接続されたＱ個の第２のＮＰＮ型パワートランジ
スタと、高周波パルス信号に応動してコンデンサに充電
・蓄積させ、前記第２のＮＰＮ型パワートランジスタの
電流流入端子側電位よりも高電位点になる直流電圧を出
力する高電圧出力手段と、指令信号に応動した電流を前
記コイルに供給するために、第１の制御電流信号と第２
の制御電流信号を作り出す制御作成手段と、滑らかに変
化する複数相の切換信号を出力する切換作成手段と、前
記切換作成手段の出力信号に応動して前記第１の制御電
流信号を分配し、滑らかに変化するＱ相の第１の分配電
流信号を出力する第１の分配手段と、前記第１の分配電
流信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号
を得て、前記Ｑ個の第１のＮＰＮ型パワートランジスタ
の各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を供給する
Ｑ個の第１の電流増幅手段と、前記切換作成手段の出力
信号に応動して前記第２の制御電流信号を分配し、滑ら
かに変化するＱ相の第２の分配電流信号を出力する第２
の分配手段と、前記第２の分配電流信号を所定の電流増
幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、前記高電圧出
力手段の高電位点から前記第２のＮＰＮ型パワートラン
ジスタの各通電制御端子側に各第２の増幅電流信号を供
給するＱ個の第２の電流増幅手段とを具備するブラシレ
スモータ。9. A field means for generating a field magnetic flux by a permanent magnet magnetic pole, a plurality of phase coils interlinking the field magnetic flux,
Using a DC voltage supplied by a DC power supply as a power supply source, a semiconductor element performing a high-frequency switching operation, and a voltage conversion means for generating a DC voltage value lower than the DC voltage value of the DC power supply, and a negative electrode of the voltage conversion means Q (Q is an integer of 2 or more) first NPN power transistors having a current outflow terminal side commonly connected to the output terminal side, and a current inflow side connected to each power supply terminal of the coil; A Q second NPN-type power transistor having a current inflow terminal commonly connected to the positive electrode output terminal of the voltage conversion means and a current outflow terminal connected to each power supply terminal of the coil; A high voltage output for charging and accumulating a capacitor in response to a signal and outputting a DC voltage that is at a higher potential point than the current inflow terminal side potential of the second NPN power transistor. And stage, a current corresponding to the command signal to be supplied to the coil, the first control current signal and the second
Control creating means for creating a control current signal of the above, switching creating means for outputting a switching signal of a plurality of phases that smoothly change, and distributing the first control current signal in response to an output signal of the switching creating means, First distribution means for outputting a smoothly distributed Q-phase first distributed current signal, and a predetermined current amplification of the first distributed current signal to obtain a Q-phase first amplified current signal; In response to an output signal of the Q first current amplifying means for supplying each first amplified current signal to each energization control terminal side of the Q first NPN-type power transistors, and an output signal of the switching creating means, A second control circuit for distributing the second control current signal and outputting a smoothly distributed Q-phase second distribution current signal;
And a predetermined current amplification of the second distributed current signal to obtain a Q-phase second amplified current signal, and the second NPN type power transistor from a high potential point of the high voltage output means. A brushless motor comprising: Q second current amplifying means for supplying each second amplified current signal to each energization control terminal side. 【請求項１０】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に
応動して所定期間充電される第１のコンデンサと、前記
第１のコンデンサの充電電荷を移送・蓄積する第２のコ
ンデンサと、前記第２のコンデンサの端子に発生する高
電位点の電位が第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電
流流入端子側電位より所定値以上に大きくならないよう
に制限する第１の電圧制限手段と、前記高電位点の電位
が前記電流流入端子側電位より所定値以下に小さくなら
ないように制限する第２の電圧制限手段を有する請求項
９に記載のブラシレスモータ。10. A high-voltage output means, comprising: a first capacitor that is charged for a predetermined period in response to a high-frequency pulse signal; a second capacitor that transfers and accumulates charge of the first capacitor; First voltage limiting means for limiting the potential of the high potential point generated at the terminal of the second capacitor to be not more than a predetermined value from the potential at the current inflow terminal of the second NPN power transistor; 10. The brushless motor according to claim 9, further comprising a second voltage limiter that limits the electric potential of the current inflow terminal to a value lower than a predetermined value. 【請求項１１】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所
定倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー
回路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそ
れぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレン
トミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手
段を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力用の
ＰＮＰ型トランジスタの電流流入端子側を前記高電圧出
力手段の高電位点に接続した請求項９または請求項１０
のいずれかに記載のブラシレスモータ。11. The Q number of first current amplifying means are each constituted by a first current mirror circuit of the same type for performing a predetermined number of times of current amplification, and the Q number of second current amplifying means are each a predetermined number of times. A second current mirror circuit of the same type for performing current amplification, and a current inflow terminal side of a PNP transistor for output of the second current mirror circuit constituting the second current amplification means is connected to the high voltage. 11. The output means is connected to a high potential point.
A brushless motor according to any one of the above. 【請求項１２】制御作成手段は、コイルへの合成供給電
流に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記
電流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較
結果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信
号を出力する比較手段を含んで構成された請求項９から
請求項１１のいずれかに記載のブラシレスモータ。12. A control making means for comparing a current detection means for obtaining a current detection signal responsive to a combined supply current to a coil with an output signal of the current detection means and a command signal, and responsive to the comparison result. The brushless motor according to any one of claims 9 to 11, comprising comparison means for outputting a first control current signal and a second control current signal. 【請求項１３】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する
界磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイル
と、直流電源の一端と前記コイルの各電力供給端子の間
に接続されたＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１のパワー
トランジスタと、前記直流電源の他端と前記コイルの各
電力供給端子に接続されたＱ個の第２のパワートランジ
スタと、指令信号に応動した電流を前記コイルに供給す
るために、第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を
作り出す制御作成手段と、滑らかに変化するＱ相の切換
電流信号を作り出す切換作成手段と、前記制御作成手段
の前記第１の制御電流信号と前記第２の制御電流信号が
入力され、前記Ｑ相の切換電流信号に応動して滑らかに
変化するＱ相の第１の分配電流信号とＱ相の第２の分配
電流信号を出力する分配作成手段と、前記第１の分配電
流信号を電流増幅して前記Ｑ個の第１のパワートランジ
スタの各通電制御端子側に供給するＱ個の第１の電流増
幅手段と、前記第２の分配電流信号を電流増幅して前記
第２のパワートランジスタの各通電制御端子側に供給す
るＱ個の第２の電流増幅手段とを具備し、前記分配作成
手段は、前記切換作成手段のＱ相の切換電流信号の各電
流流入流出端子側に一端が接続され、他端を共通接続さ
れたＱ個の第１のダイオード手段と、前記各電流流入流
出端子側に各通電制御端子側が接続され、共通接続され
た電流信号入力端子側に前記第１の制御電流信号が入力
され、電流信号出力端子側からＱ相の前記第１の分配電
流信号を出力するＱ個の第１の分配トランジスタ手段
と、前記切換作成手段の各電流流入流出端子側に一端が
接続され、他端を共通接続されたＱ個の第２のダイオー
ド手段と、前記各電流流入流出端子側に各通電制御端子
側が接続され、共通接続された電流信号入力端子側に前
記第２の制御電流信号が入力され、電流信号出力端子側
からＱ相の前記第２の分配電流信号を出力するＱ個の第
２の分配トランジスタ手段とを含んで構成されたブラシ
レスモータ。13. A field means for generating a field magnetic flux by means of a permanent magnet magnetic pole, a plurality of phase coils interlinked with said field magnetic flux, and connected between one end of a DC power supply and each power supply terminal of said coil. Q (Q is an integer equal to or more than 2) first power transistors, Q second power transistors connected to the other end of the DC power supply and respective power supply terminals of the coil, and a command signal Control creating means for creating a first control current signal and a second control current signal to supply a current responsive to the current to the coil; switching creating means for creating a smoothly changing Q-phase switching current signal; The first control current signal and the second control current signal of the control creating means are input, and the Q-phase first distribution current signal and the Q-phase distribution current signal smoothly change in response to the Q-phase switching current signal. Output a second distribution current signal of the phase Distribution creating means; Q first current amplifying means for amplifying the current of the first distributed current signal and supplying the amplified current to each of the energization control terminals of the Q first power transistors; And Q second current amplifying means for current-amplifying the distributed current signal and supplying the current-amplified signal to each energization control terminal side of the second power transistor. One end is connected to each current inflow / outflow terminal side of the switching current signal, and the Q first diode means, the other end of which is commonly connected, and each energization control terminal side is connected to each current inflow / outflow terminal side; Q first distribution transistor means for receiving the first control current signal on the commonly connected current signal input terminal side and outputting the Q-phase first distribution current signal from the current signal output terminal side; , Each current inflow and outflow of the switching creation means A current signal input terminal connected to a current signal input terminal connected to each of the current control terminals connected to the Q second diode means, one end of which is connected to the slave side and the other end connected in common; A second control current signal is input to the second control current signal, and Q second distribution transistor means for outputting the Q-phase second distribution current signal from a current signal output terminal side. 【請求項１４】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所
定倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー
回路によって構成され、かつ、Ｑ個の第２の電流増幅手
段はそれぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２の
カレントミラー回路によって構成された請求項１３記載
のブラシレスモータ。14. The Q number of first current amplifying means are each constituted by a first current mirror circuit of the same type which amplifies a current by a predetermined number, and the Q number of second current amplifying means are each a predetermined number. 14. The brushless motor according to claim 13, comprising a second current mirror circuit of the same type that performs double current amplification. 【請求項１５】制御作成手段は、コイルへの合成供給電
流に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記
電流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較
結果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信
号を出力する比較手段を含んで構成された請求項１３ま
たは請求項１４のいずれかに記載のブラシレスモータ。15. A control creation means for comparing a current detection means for obtaining a current detection signal responsive to a combined supply current to a coil with an output signal of the current detection means and a command signal, and responsive to the comparison result. 15. The brushless motor according to claim 13, further comprising comparison means for outputting a first control current signal and a second control current signal. 【請求項１６】永久磁石磁極により界磁磁束を発生する
界磁手段と、前記界磁磁束に鎖交する複数相のコイル
と、直流電源の負極出力端子側に電流流出端子側を共通
接続され、各電流流入端子側を前記コイルの各電力供給
端子の間に接続されたＱ個（Ｑは２以上の整数）の第１
のＮＰＮ型パワートランジスタと、前記直流電源の正極
出力端子側に電流流入端子側を共通接続され、各電流流
出端子側を前記コイルの各電力供給端子に接続されたＱ
個の第２のＮＰＮ型パワートランジスタと、高周波パル
ス信号に応動してコンデンサに充電・蓄積させ、前記第
２のＮＰＮ型パワートランジスタの電流流入端子側電位
よりも高電位点となる直流電圧を出力する高電圧出力手
段と、指令信号に応動した電流を前記コイルに供給する
ために、第１の制御電流信号と第２の制御電流信号を作
り出す制御作成手段と、滑らかに変化するＱ相の切換電
流信号を作り出す切換作成手段と、前記制御作成手段の
前記第１の制御電流信号と前記第２の制御電流信号が入
力され、前記Ｑ相の切換電流信号に応動して滑らかに変
化するＱ相の第１の分配電流信号とＱ相の第２の分配電
流信号を出力する分配作成手段と、前記第１の分配電流
信号を所定の電流増幅してＱ相の第１の増幅電流信号を
得て、前記Ｑ個の第１のＮＰＮ型パワートランジスタの
各通電制御端子側に各第１の増幅電流信号を供給するＱ
個の第１の電流増幅手段と、前記第２の分配電流信号を
所定の電流増幅してＱ相の第２の増幅電流信号を得て、
前記高電圧出力手段の高電位点から前記第２のＮＰＮ型
パワートランジスタの各通電制御端子側に各第２の増幅
電流信号を供給するＱ個の第２の電流増幅手段とを具備
し、前記分配作成手段は、前記切換作成手段のＱ相の切
換電流信号の各電流流入流出端子側に一端が接続され、
他端を共通接続されたＱ個の第１のダイオード手段と、
前記各電流流入流出端子側に各通電制御端子側が接続さ
れ、共通接続された電流信号入力端子側に前記第１の制
御電流信号が入力され、電流信号出力端子側からＱ相の
前記第１の分配電流信号を出力するＱ個の第１の分配ト
ランジスタ手段と、前記切換作成手段の各電流流入流出
端子側に一端が接続され、他端を共通接続されたＱ個の
第２のダイオード手段と、前記各電流流入流出端子側に
各通電制御端子側が接続され、共通接続された電流信号
入力端子側に前記第２の制御電流信号が入力され、電流
信号出力端子側からＱ相の前記第２の分配電流信号を出
力するＱ個の第２の分配トランジスタ手段とを含んで構
成されたブラシレスモータ。16. A field means for generating a field magnetic flux by a permanent magnet magnetic pole, a plurality of phase coils interlinking the field magnetic flux, and a current outflow terminal side commonly connected to a negative output terminal side of a DC power supply. Q (Q is an integer of 2 or more) first terminals each having a current inflow terminal connected between each power supply terminal of the coil.
And an NPN type power transistor having a current inflow terminal commonly connected to the positive output terminal of the DC power supply, and a current outflow terminal connected to each power supply terminal of the coil.
A second NPN-type power transistor and a capacitor that is charged and accumulated in response to a high-frequency pulse signal, and outputs a DC voltage that is a potential higher than the potential at the current inflow terminal of the second NPN-type power transistor. High-voltage output means, a control creating means for creating a first control current signal and a second control current signal for supplying a current corresponding to a command signal to the coil, and switching of a smoothly changing Q phase. Switching generating means for generating a current signal, and the first control current signal and the second control current signal of the control generating means are inputted, and a Q-phase smoothly changes in response to the Q-phase switching current signal Distribution generating means for outputting the first distributed current signal and the Q-phase second distributed current signal, and amplifying the first distributed current signal by a predetermined current to obtain a Q-phase first amplified current signal And the Q Q supplying the first amplified current signals to the conduction control terminal sides of the first NPN-type power transistors
A plurality of first current amplifying means and a predetermined current amplifying the second distributed current signal to obtain a Q-phase second amplified current signal;
Q second current amplifying means for supplying each second amplified current signal from a high potential point of the high voltage output means to each energization control terminal side of the second NPN type power transistor; The distribution creating means has one end connected to each current inflow / outflow terminal side of the Q-phase switching current signal of the switching creation means,
Q first diode means commonly connected at the other end,
Each of the current control terminals is connected to each of the current inflow and outflow terminals, the first control current signal is input to a commonly connected current signal input terminal, and the Q-phase first signal is input from a current signal output terminal. Q first distribution transistor means for outputting a distribution current signal, and Q second diode means having one end connected to each current inflow / outflow terminal side of the switching generation means and the other end commonly connected; A current control terminal side is connected to the current inflow / outflow terminal side, the second control current signal is input to a commonly connected current signal input terminal side, and the Q-phase second A brushless motor comprising: Q second distribution transistor means for outputting the divided current signal. 【請求項１７】高電圧出力手段は、高周波パルス信号に
応動して所定期間充電される第１のコンデンサと、前記
第１のコンデンサの充電電荷を移送・蓄積する第２のコ
ンデンサと、前記第２のコンデンサの端子に発生する高
電位点の電位が第２のＮＰＮ型パワートランジスタの電
流流入端子側電位より所定値以上に大きくならないよう
に制限する第１の電圧制限手段と、前記高電位点の電位
が前記電流流入端子側電位より所定値以下に小さくなら
ないように制限する第２の電圧制限手段を有する請求項
１６に記載のブラシレスモータ。17. A high-voltage output means, comprising: a first capacitor that is charged for a predetermined period in response to a high-frequency pulse signal; a second capacitor that transfers and accumulates a charge stored in the first capacitor; First voltage limiting means for limiting the potential of the high potential point generated at the terminal of the second capacitor to be not more than a predetermined value from the potential at the current inflow terminal of the second NPN power transistor; 17. The brushless motor according to claim 16, further comprising a second voltage limiting means for limiting the potential of the second terminal so as not to be lower than a predetermined value from the current inflow terminal side potential. 【請求項１８】Ｑ個の第１の電流増幅手段はそれぞれ所
定倍の電流増幅を行う同一形式の第１のカレントミラー
回路によって構成され、Ｑ個の第２の電流増幅手段はそ
れぞれ所定倍の電流増幅を行う同一形式の第２のカレン
トミラー回路によって構成され、前記第２の電流増幅手
段を構成する前記第２のカレントミラー回路の出力トラ
ンジスタの電流流入端子側を前記高電圧出力手段の高電
位点に接続した請求項１６または請求項１７のいずれか
に記載のブラシレスモータ。18. The Q number of first current amplifying means are each constituted by a first current mirror circuit of the same type which amplifies a predetermined number of times of current, and the Q number of second current amplifying means are respectively a predetermined number of times. A current inflow terminal of an output transistor of the second current mirror circuit constituting the second current amplifying means is constituted by a second current mirror circuit of the same type for performing current amplification. 18. The brushless motor according to claim 16, which is connected to a potential point. 【請求項１９】制御作成手段は、コイルへの合成供給電
流に応動した電流検出信号を得る電流検出手段と、前記
電流検出手段の出力信号と指令信号を比較して、該比較
結果に応動した第１の制御電流信号と第２の制御電流信
号を出力する比較手段を含んで構成された請求項１６か
ら請求項１８のいずれかに記載のブラシレスモータ。19. A control creating means for comparing a current detection means for obtaining a current detection signal responsive to a combined supply current to a coil with an output signal of the current detection means and a command signal, and responsive to the comparison result. The brushless motor according to any one of claims 16 to 18, further comprising a comparison unit that outputs a first control current signal and a second control current signal.