JPH10132874A - 周波数測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 測定対象である入力信号の基本波周波数を正
確かつ容易に測定し得る周波数測定装置を提供すること
を主目的とする。 【解決手段】 測定対象である入力信号に含まれる不要
成分を除去するローパスフィルタ回路２を備え、ローパ
スフィルタ回路２の出力信号を波形整形することにより
生成したパルス信号に基づいて入力信号の基本波周波数
を測定可能に構成されている周波数測定装置１におい
て、ローパスフィルタ回路２の出力信号と入力信号とを
乗算する乗算回路３と、乗算回路３の乗算信号を積分す
ることにより制御電圧を生成する積分回路５とを備え、
ローパスフィルタ回路２は、制御電圧に応じてカットオ
フ周波数を可変可能に構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、周波数測定装置に
関し、詳しくは、被測定信号に含まれる高調波成分やノ
イズなどの不要成分を除去した後に被測定信号の基本波
周波数を測定可能に構成された周波数測定装置に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の周波数測定装置として、図３に
示す周波数カウンタ３１（以下、「第１の周波数カウン
タ」ともいう）が従来から知られている。この周波数カ
ウンタ３１は、複数のローパスフィルタＬＰＦ１〜ＬＰ
Ｆｎ（以下、区別しないときは、「ローパスフィルタＬ
ＰＦ」という）と、切替スイッチ３２と、コンパレータ
６と、周期計測用カウンタ７と、コンパレータ６のマイ
ナス入力部に接続され出力電圧を可変可能な基準電源９
とを備えている。ここで、ローパスフィルタＬＰＦ１〜
ＬＰＦｎは、例えば、コイルとコンデンサとからなるＬ
Ｃ型フィルタを１段または多段に接続してそれぞれ構成
されており、図外のプローブを介して入力した被測定信
号である入力信号に重畳している高調波成分やノイズを
除去する。また、切替スイッチ３２は、ローパスフィル
タＬＰＦ１〜ＬＰＦｎのいずれか１つを切り替えて選択
することにより、選択したローパスフィルタＬＰＦを介
して入力信号をコンパレータ６に出力する。コンパレー
タ６は、ローパスフィルタＬＰＦから出力された信号波
形を整形するためのものであって、入力信号の電圧値が
基準電源９の基準電圧を超えているときに矩形波である
パルス信号を出力する。また、周期計測用カウンタ７
は、コンパレータ６から出力されるパルス信号の数をカ
ウントすることにより、入力信号の基本波周波数の周期
を演算する。

【０００３】次に、この周波数カウンタ３１の使用方法
について説明する。まず測定者は、入力信号の基本波成
分が通過し、かつ高調波成分が除去されるように予測し
て、切替スイッチ３２を切り替えることにより、ローパ
スフィルタＬＰＦを選択する。次いで、ローパスフィル
タＬＰＦから出力される入力信号の信号レベルが基準電
圧を横切ることによってコンパレータ６からパルス信号
が出力されるように、基準電源９の基準電圧を調整す
る。この状態に設定されると、周波数カウンタ３１内で
は、周期計測用カウンタ７が、図４（ａ）に示すゲート
信号ＳＧの１周期内において、コンパレータ６から出力
されるパルス信号ＳＰ（同図（ｂ）参照）の数をカウン
トすることにより、パルス信号ＳＰの周期を演算する。
この後、周期計測用カウンタ７は、パルス信号ＳＰの周
期に基づいて、入力信号の基本波周波数を図外の表示器
に表示する。このように、この従来の周波数カウンタ３
１では、測定者が、入力信号の基本波周波数を予測して
ローパスフィルタＬＰＦを選択することにより、入力信
号の基本波周波数を測定することができるようになって
いる。

【０００４】一方、ローパスフィルタの後段に、Ａ／Ｄ
変換器およびＤＳＰ（Digital Signal Processor）を接
続して構成され、ＦＦＴ演算によって周波数を求める周
波数カウンタ（以下、「第２の周波数カウンタ」ともい
う）も知られている。この第２の周波数カウンタでは、
まず、ローパスフィルタは、Ａ／Ｄ変換器のサンプリン
グによる折り返しノイズの影響を防止するために、アン
チエイリアシングフィルタとして入力信号の高調波やノ
イズを除去する。次いで、Ａ／Ｄ変換器が、アナログで
ある入力信号をサンプリングし、サンプリングした電圧
値をアナログ−ディジタル変換することにより数値デー
タを生成する。次に、ＤＳＰが、数値データに基づいて
ＦＦＴ（Fast Fourier Transform )演算を行うことによ
り、入力信号の基本波周波数が演算によって求められて
いる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、これらの従
来の周波数カウンタには以下の問題点がある。すなわ
ち、第１の周波数カウンタでは、測定者が、入力信号の
基本波周波数を予測してローパスフィルタＬＰＦを選択
しなければならない。この場合、予測した基本波周波数
が誤っていると、ローパスフィルタＬＰＦによって基本
波成分が除去されてしまったり、高調波成分が除去され
なかったりして、周波数が誤って測定されてしまうこと
がある。したがって、測定者は、切替スイッチ３２を幾
度となく切り替えて、基本周波数の予測が正しいと確信
を持てるまで周波数測定を行わなければならない。この
ため、第１の周波数カウンタには、測定者が極めて煩雑
な作業を強いられているという問題点がある。

【０００６】また、第１の周波数カウンタには、入力信
号の基本波周波数が不明な場合や、ローパスフィルタＬ
ＰＦの選択が正しく行われなかったような場合には、入
力信号の基本波以外の信号の周波数を測定してしまうと
いう問題点もある。具体的に、例えば、ＧＴＯサイリス
タ（Gate Turn-off Thyristor ）などを使用したＰＷＭ
（Pulse Width Modulatin ）インバータから負荷に出力
される電圧信号（図５（ａ）参照）Ｓ１の基本波周波数
を測定する場合を例に挙げて、以下に説明する。

【０００７】この場合、電圧信号Ｓ１の基本波は、本
来、同図（ｄ）に示す方形波Ｓ２と等しい周期を有する
正弦波であり、電圧信号Ｓ１は、基本波よりも遙かに高
い周波数のスイッチング信号で基本波をスイッチングし
た信号波形となっている。したがって、コンパレータ６
に入力される信号波形は、本来的には、方形波Ｓ２か、
方形波Ｓ２に含まれている基本波の高調波成分を除去し
た正弦波でなければならない。この場合、ローパスフィ
ルタＬＰＦが正しく選択されないことに起因して、信号
Ｓ１がそのままコンパレータ６に入力され、かつ、基準
電源９の基準電圧が、例えば、同図（ａ）に示すような
電圧Ａに設定されたとすれば、コンパレータ６は、同図
（ｂ）に示すようなパルス信号Ｓ３を出力する。また、
コンパレータ６の非反転入力部と反転入力部とを入れ替
えて、基準電源９の基準電圧を同図（ａ）に示すような
電圧Ｂに設定したとしても、コンパレータ６は、同図
（ｃ）に示すようなパルス信号Ｓ４を出力する。このた
め、基準電源９の基準電圧をどのような電圧に設定した
としても、周期計測用カウンタ７は、入力信号に重畳し
ているスイッチング信号の周波数を計測してしまう。こ
のように、第１の周波数カウンタには、入力信号の基本
周波数がおおよそ分かっている場合には基本波周波数を
測定することはできるが、基本波周波数が不明で、基本
波周波数に最も適したローパスフィルタＬＰＦが選択さ
れなかったときには、他の信号の周波数を誤測定してし
まうことがあるという問題がある。

【０００８】一方、第２の周波数カウンタでは、ＤＳ
Ｐ、メモリおよびＡ／Ｄ変換器が高価格のため、装置の
コストアップの要因になっているという問題点がある。
特に、高い周波数の測定を可能にする場合には、Ａ／Ｄ
変換器のサンプリング周波数を入力信号の周波数よりも
遙かに高い周波数にする必要があり、かかる場合には、
より高性能のＡ／Ｄ変換器が必要となるため、部品費が
さらに上昇する。

【０００９】また、Ａ／Ｄ変換器は、予め決められた数
のサンプリングを行っている。このため、入力信号の周
波数が不明の場合には、Ａ／Ｄ変換器から出力されるサ
ンプリングデータは、入力信号の基本波の整数周期分の
データになるとは限らない。したがって、Ａ／Ｄ変換器
から出力されたサンプリングデータを直接ＦＦＴ演算す
ると、周波数の測定に誤差が生じてしまう。このため、
ＦＦＴ演算に先立って、例えば、ハニング窓関数処理な
どを行う必要があるが、周波数が不明な入力信号につい
てかかる処理を行うことは極めて困難である。

【００１０】さらに、この第２の周波数カウンタでは、
Ａ／Ｄ変換器によるサンプリングの際に生じた量子化誤
差によって、ＦＦＴ演算における周波数演算精度が低下
するため、高精度の周波数測定が困難であるという問題
点もある。

【００１１】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
ものであり、測定対象である入力信号の基本波周波数を
正確かつ容易に測定し得る周波数測定装置を提供するこ
とを主目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載の周波数測定装置は、測定対象である入力信
号に含まれる不要成分を除去するローパスフィルタ回路
を備え、ローパスフィルタ回路の出力信号を波形整形す
ることにより生成したパルス信号に基づいて入力信号の
基本波周波数を測定可能に構成されている周波数測定装
置において、ローパスフィルタ回路の出力信号と入力信
号とを乗算する乗算回路と、乗算回路の乗算信号を積分
することにより制御電圧を生成する積分回路とを備え、
ローパスフィルタ回路は、制御電圧に応じてカットオフ
周波数を可変可能に構成されていることを特徴とする。
なお、ここで、乗算信号とは、乗算回路から出力された
乗算信号を含むだけでなく、その乗算信号の位相を反転
した乗算信号も含む概念である。また、制御電圧とは、
積分回路によって積分された積分信号そのものを含むだ
けでなく、その積分信号の位相を反転することによって
生成した信号も含む概念である。

【００１３】この周波数測定装置では、入力信号は、ロ
ーパスフィルタ回路内に入った後、所定の位相分遅れて
乗算回路の一方の入力部に出力される。一方、入力信号
は、乗算回路の他方の入力部にも直接入力される。この
場合、乗算回路は、両信号を互いに乗算した乗算信号を
積分回路に出力する。次いで、積分回路が、乗算信号を
積分することにより生成した制御電圧をローパスフィル
タ回路に出力する。この場合、ローパスフィルタ回路で
は、例えば、制御電圧の電圧値が上昇するとカットオフ
周波数が高くなり、制御電圧の電圧値が低下するとカッ
トオフ周波数が低くなるというように、制御電圧の電圧
値に応じてカットオフ周波数が変化する。このため、ロ
ーパスフィルタ回路、乗算回路および積分回路を含むフ
ィードバックループが形成される。

【００１４】ここで、乗算回路から出力された乗算信号
の電圧値の平均値が０Ｖのときに、積分回路の積分値が
０Ｖとなり、これにより、ループの系が安定する。この
場合、乗算信号の電圧値の平均値が常に０Ｖになるため
には、乗算回路に入力した２つの信号が互いに直交する
場合に限られる。したがって、入力信号の基本波が所定
の角速度を有する正弦波とし、ローパスフィルタの次数
を２次とすれば、ローパスフィルタ回路の出力信号の位
相は、ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数の変化
によって、入力信号の基本波に対して位相が９０°遅ら
せられる。ここで、入力信号の基本波がローパスフィル
タを通過する際に位相が９０°遅れるということは、ロ
ーパスフィルタのカットオフ周波数が、基本波周波数と
等しいことを意味する。このため、この周波数測定装置
では、ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数が入力
信号の基本波周波数と等しい周波数に自動的に設定され
る。これにより、測定者に何ら煩雑な作業を強いること
なく、入力信号の基本波周波数が正確に測定可能とな
る。

【００１５】請求項２記載の周波数測定装置は、請求項
１記載の周波数測定装置において、ローパスフィルタ回
路は、制御電圧に応じて抵抗値が変化する電圧可変抵抗
素子、および固定容量のコンデンサを含む回路網と、回
路網の出力信号を増幅すると共に増幅した信号を回路網
に帰還させる演算増幅器とを備えて構成されたアクティ
ブフィルタであることを特徴とする。

【００１６】ローパスフィルタ回路は、制御電圧に応じ
てカットオフ周波数が変化する回路であればよく、ディ
ジタル回路やアナログ回路で構成することが可能であ
る。この周波数測定装置では、演算増幅器を用いたアナ
ログ回路で構成されている。したがって、カットオフ周
波数が制御電圧の変化に瞬時に追従する。このため、簡
易な構成でありながら、極めて迅速な周波数測定が可能
となる。

【００１７】請求項３記載の周波数測定装置は、請求項
１または２記載の周波数測定装置において、ローパスフ
ィルタ回路の後段に接続され、制御電圧に対するカット
オフ周波数の変化特性がローパスフィルタ回路とほぼ等
しい他のローパスフィルタ回路を備えていることを特徴
とする。

【００１８】一般的に、入力信号は、カットオフ周波数
が入力信号の基本波周波数に等しいローパスフィルタ回
路を通過したとしても、依然として、ある程度のレベル
の高調波成分やノイズ成分を含んでいる。この周波数測
定装置では、他のローパスフィルタ回路のカットオフ周
波数も、前段に配置されたローパスフィルタ回路のカッ
トオフ周波数と自動的にほぼ等しくなる。このため、他
のローパスフィルタ回路が、入力信号に含まれている高
調波成分やノイズ成分をさらに除去する。この場合、他
のローパスフィルタ回路を、前段に配置されているロー
パスフィルタ回路よりも高次のフィルタに構成すること
もでき、かかる場合は、入力信号の高調波成分やノイズ
成分をより除去することができる。また、複数の他のロ
ーパスフィルタ回路を直列接続することにより、入力信
号の高調波成分などをさらに除去することができる。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る周波数測定装置を適用した実施の形態について
説明する。なお、従来の周波数カウンタ３１と同一の構
成要素については同一の符号を付して詳細説明を省略す
る。

【００２０】図１に示す周波数測定装置１は、単独で周
波数カウンタを構成することもでき、また電力計や電流
計に内蔵されて周波数測定部として機能することもでき
るようになっている。周波数測定装置１は、本発明にお
けるローパスフィルタ回路に相当する第１ローパスフィ
ルタ２、乗算器３、本発明における他のローパスフィル
タ回路に相当する第２ローパスフィルタ４、本発明にお
ける積分回路に相当する積分器５、コンパレータ６、周
期計測用カウンタ７および表示部８を備えている。

【００２１】この周波数測定装置１では、基本波周波数
が不明の被測定信号を入力信号として入力した場合、第
１ローパスフィルタ２、乗算器３および積分器５から形
成されるフィードバックループ内のフィードバック制御
により、第１ローパスフィルタ２のカットオフ周波数が
自動的に基本波周波数と等しい周波数に設定される。こ
れにより、入力信号の高調波成分やノイズ成分が除去さ
れた後、周期計測用カウンタ７によって周期が計測され
ると共に計測された周期に基づいて基本波周波数が表示
部８に表示されるようになっている。

【００２２】次に、周波数測定装置１の各構成要素につ
いて詳述する。

【００２３】第１ローパスフィルタ２は、２次のＶＣＶ
Ｓ（Voltage Controlled Voltage Sorrce ）型ローパス
フィルタで構成されている。第１ローパスフィルタ２
は、抵抗値が制御電圧Ｖｃの変化に瞬時に追従して変化
する電圧可変抵抗素子１１，１２、コンデンサ１３，１
４、演算増幅器１５、および抵抗１６，１７を備えて構
成されている。ここで、電圧可変抵抗素子１１，１２と
しては、制御電圧Ｖｃの電圧値に応じて抵抗値が変化す
るものであればよく、ＭＯＳ−ＦＥＴや、電子ボリュー
ム、およびＬＥＤとＣｄＳ光電素子とを組み合わせたフ
ォトカップラなどを用いることができる。本実施形態で
は、電圧可変抵抗素子１１，１２として、Ｎチャンネル
型ＦＥＴを用いた例について説明する。また、この第１
ローパスフィルタ２では、制御電圧Ｖｃの電圧値が正の
方向に変化すると、例えば、電圧可変抵抗素子１１とし
てのＦＥＴのＶGSが正の方向に（例えば、負の所定の電
圧から０Ｖに向かって）変化し、そのソース−ドレイン
間の抵抗値が小さくなる結果、そのカットオフ周波数が
高くなるように予め規定されている。なお、両電圧可変
抵抗素子１１，１２は、制御電圧Ｖｃに対する抵抗値の
変化特性が互いに同一に構成されている。

【００２４】乗算器３は、公知回路のアナログ乗算器で
構成されており、第１ローパスフィルタ２から出力され
た出力信号と入力信号とを互いに乗算することにより生
成した乗算信号を積分器５に出力する。

【００２５】第２ローパスフィルタ４は、第１ローパス
フィルタ２と同一に構成されている。なお、第１ローパ
スフィルタ２の構成要素に対応する各構成要素について
は同一の符号を付して詳細説明を省略する。積分器５
は、オペアンプ２１、コンデンサ２２および抵抗２３，
２４を備えて構成され、乗算器３から出力された乗算信
号を位相反転すると共に積分し、電圧値が−Ｖａ〜＋Ｖ
ａの範囲内の積分信号を制御電圧Ｖｃとして出力する。
この場合、積分器５は、抵抗２４を介して制御電圧Ｖｃ
を出力することにより、電圧可変抵抗素子１１，１１，
１２，１２に必要な電流を供給または流れ込ませる定電
圧源として機能し、抵抗２４による降下電圧と電圧可変
抵抗素子１１，１１，１２，１２に入力される制御電圧
Ｖｃとを所定の電圧値になるように制御する。

【００２６】表示部８は、液晶表示器やＣＲＴなどを用
いることができ、周期計測用カウンタ７に内蔵の表示コ
ントロール部によって制御されて、計測した周波数を表
示する。

【００２７】次に、周波数測定装置１の全体的な動作に
ついて、図２を参照しつつ説明する。

【００２８】まず入力信号Ａ(t) として、ＰＷＭインバ
ータの出力交流信号（同図（ａ）参照）が入力信号とし
て入力されたものとする。この場合、入力信号Ａ(t)
は、下記の式で表される基本波成分と、その高調波成
分と、スイッチング信号とを含んでいるが、ここでは、
スイッチング信号は基本波周波数に比較して極めて高い
周波数であるため、基本波成分およびその高調波成分に
ついてのみ考えるもとする。この場合、入力信号Ａ(t)
は、下記の式で表される。なお、「an」は各成分の振
幅値を示す。

【００２９】 基本波＝a1・cos(ωt)・・・・・・・・・・・・・・式

【００３０】

【数１】

【００３１】第１ローパスフィルタ２は、入力信号Ａ
(t) に含まれる所定の成分を除去し、下記の式で表さ
れる信号Ｂ(t) を出力する。なお、同式において、
「θ」は、第１ローパスフィルタ２を通過する際の位相
遅れを示し、「bn」は、第１ローパスフィルタ２を通過
した後の各成分の振幅値を示す。

【００３２】

【数２】

【００３３】次いで、同図（ｂ）に示すように、乗算器
３のＸ入力部およびＹ入力部に、入力信号Ａ(t) および
信号Ｂ(t) がそれぞれ入力される。乗算器３は、両信号
を互いに乗算し、同図（ｃ）に示す乗算信号Ｚ(t) を積
分器５に出力する。この場合、乗算信号Ｚ(t) は、下記
の式で表される。 Ｚ(t) ＝Ａ(t) ・Ｂ(t) ・・・・・・・・・・・・・式

【００３４】次いで、積分器５は、乗算信号Ｚ(t) を位
相反転すると共に積分することにより、下記の式で表
される積分信号Ｃ(t) を出力する。

【００３５】

【数３】

【００３６】ここで、第１ローパスフィルタ２、乗算器
３および積分器５を含むフィードバックループでは、乗
算器３から出力された乗算信号Ｚ(t) の電圧値の平均値
が０Ｖのときに、積分器５の積分値が０Ｖとなり、これ
により、ループの系が安定する。この場合、乗算信号Ｚ
(t) の電圧値の平均値が０Ｖになるためには、乗算器３
に入力した入力信号Ａ(t) と、第１ローパスフィルタ２
から出力された信号Ｂ(t) とが互いに直交する場合に限
られる。したがって、入力信号Ａ(t) は、２次のローパ
スフィルタである第１ローパスフィルタ２によって位相
θが９０°遅らせられる。これが正しいことは、以下の
理由によって説明できる。

【００３７】つまり、入力信号Ａ(t) の位相θが９０°
遅れるとすると、乗算信号Ｚ(t) は、下記の式で表さ
れる。

【００３８】

【数４】

【００３９】ここで、式は、入力信号Ａ(t) の基本波
および複数の高調波と、信号Ｂ(t)の基本波および複数
の高調波との互いの積となるため、乗算信号Ｚ(t) は下
記の式で表される。 Ｚ(t)＝(a1・cosωt＋a2・cos2ωt＋・・・)× (b1・sinωt＋b2・sin2ωt＋・・・) ＝(a1・b1・cosωt・sinωt ＋a1・b2・cosωt・sinωt＋・・＋ a2・b1・cos2ωt・sinωt＋a2・b2・cos2ωt・sin2ωt＋・・)・・式

【００４０】また、式は下記の式で表され、この
式によれば、乗算信号Ｚ(t) には、基本波成分と、基本
波の高調波成分のみが含まれている。この場合、積分器
５が入力信号Ａ(t) の基本波の１周期Ｔの時間で乗算信
号Ｚ(t) を積分するとすれば、各高調波成分は、各々の
周期の整数倍の時間でそれぞれ積分されることになる。
したがって、式を時間０〜時間Ｔまで積分した積分値
は０Ｖとなる。これにより、フィードバックループの系
が安定する。なお、積分器５は、実際には、基本波の１
周期Ｔよりも極めて長い時間で積分を行っているが、か
かる場合であっても、積分値は０Ｖとなる。 Ｚ(t)＝［a1・b1・{sin(ωt＋ωt) ＋sin(ωt−ωt) }／2＋ a1・b2・{sin(2ωt＋ωt) ＋sin(2ωt−ωt) }／2＋・・＋ a2・b1・{sin(ωt＋2ωt) ＋sin(ωt−2ωt) }／2＋ a2・b2・{sin(2ωt＋2ωt)＋sin(2ωt−2ωt)}／2＋・・］・・式

【００４１】ここで、入力信号Ａ(t) の基本波が第１ロ
ーパスフィルタ２を通過する際に位相が９０°遅れると
いうことは、第１ローパスフィルタ２のカットオフ周波
数が、基本波周波数と等しいことを意味する。このた
め、この周波数測定装置１では、第１ローパスフィルタ
２のカットオフ周波数が入力信号Ａ(t) の基本波周波数
と等しい周波数に自動的に設定される。これにより、第
１ローパスフィルタ２から出力される信号Ｂ(t) に含ま
れる高調波成分、および基本波周波数よりも極めて高い
周波数であるスイッチング信号が除去される。

【００４２】次いで、信号Ｂ(t) は、第２ローパスフィ
ルタ４に入力され、高調波成分がさらに除去されて、同
図（ｄ）に示すような正弦波Ｄ(t) となり、コンパレー
タ６の非反転入力部に入力される。コンパレータ６は、
反転入力部に設定されている基準電圧Ｖref と信号Ｄ
(t) の電圧値とを比較して、信号Ｄ(t) の電圧値が基準
電圧Ｖref を超えているときに、同図（ｆ）に示すパル
ス信号ＳＰを出力する。次いで、周期計測用カウンタ７
が、ゲート信号ＳＧ（図４（ａ）参照）の１周期内に入
力されるパルス信号ＳＰの数をカウントすることによ
り、入力信号Ａ(t)の基本波周波数が計測される。

【００４３】次いで、入力信号Ａ(t) の基本波周波数が
変化した場合について補足説明する。なお、最初に基本
波周波数が１ｋＨｚの信号が入力されており、その後
に、基本波周波数が２ｋＨｚの信号が入力された場合を
例に挙げて説明する。

【００４４】フィードバックループの系が安定している
状態で、基本波周波数が１ｋＨｚから２ｋＨｚに変化す
ると、第１ローパスフィルタ２は、入力信号Ａ(t) に対
して、所定の角度で位相遅れを生じさせる。位相遅れし
た入力信号Ａ(t) は、乗算器３のＹ入力部に入力され
る。次いで、乗算器３が、位相遅れした入力信号Ａ(t)
と、元の入力信号Ａ(t) とを互いに乗算する。この例で
は、元の入力信号Ａ(t)に対して、第１ローパスフィル
タ２の出力信号の位相が遅れているため、乗算器３は、
負側にオフセットされた乗算信号Ｚ(t) を出力する。

【００４５】次いで、積分器５が、乗算信号Ｚ(t) を位
相反転すると共に、積分するため、制御信号Ｖｃは、正
の方向に変化する。このため、第１ローパスフィルタ２
のカットオフ周波数が高くなり、カットオフ周波数が２
ｋＨｚに達したときに、フィードバックループの系が安
定する。この状態では、乗算信号Ｚ(t) の電圧値の平均
値が０Ｖになるため、ループの系は安定状態を維持す
る。このように、この周波数測定装置１では、入力信号
の基本波周波数が変化したときには、第１ローパスフィ
ルタ２のカットオフ周波数が自動的に変化するため、周
期計測用カウンタ７が正確な周波数測定を行うことがで
きる。

【００４６】以上のように、本実施形態に係る周波数測
定装置１によれば、入力信号Ａ(t)に高調波成分やノイ
ズ成分が重畳している場合であっても、第１ローパスフ
ィルタ２および第２ローパスフィルタ４の各々のカット
オフ周波数が入力信号Ａ(t)の基本波周波数と等しい周
波数に自動的に設定されるため、測定者は、何ら煩雑な
作業を行うことなく、周波数を正確に測定することがで
きる。また、第１ローパスフィルタ２および第２ローパ
スフィルタ４のカットオフ周波数が制御電圧Ｖｃの変化
に瞬時に追従して変化するため、この周波数測定装置１
では、極めて迅速に周波数測定を行うことができる。

【００４７】なお、本実施形態では、積分器５が、乗算
器３の乗算信号Ｚ(t) の位相を反転すると共に積分して
いるが、本発明は、これに限定されない。例えば、積分
器５は、乗算信号Ｚ(t) の位相を反転することなく積分
し、積分信号の位相を反転させる極性反転回路を積分器
５の後段に配置して構成してもよい。また、電圧可変抵
抗素子１１の制御電圧Ｖｃに対する抵抗値の変化特性が
本実施形態で示した特性と逆の場合には、積分器５は、
乗算信号Ｚ(t) の位相を反転することなく積分すればよ
い。

【００４８】また、本実施形態では、第１ローパスフィ
ルタ２として、ＶＣＶＳ型のアクティブフィルタを使用
する例について説明したが、本発明は、これに限らず、
状態変数型フィルタ、バイクワット型フィルタおよび多
重帰還型フィルタなど種々の形式のフィルタ回路を使用
することができる。

【００４９】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載の周波数測
定装置によれば、ローパスフィルタ回路、乗算回路およ
び積分回路を含むフィードバックループ内では制御電圧
に応じてローパスフィルタ回路のカットオフ周波数が変
化し、ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数が基本
波周波数と等しいときにループの系が安定する。この結
果、ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数を入力信
号の基本波周波数と等しい周波数に自動的に設定するこ
とができ、これにより、測定者は、入力信号の基本波周
波数を正確かつ容易に測定することができる。

【００５０】また、請求項２記載の周波数測定装置によ
れば、ローパスフィルタ回路が演算増幅器を用いたアナ
ログ回路で構成されているため、カットオフ周波数の変
化が制御電圧の変化に瞬時に追従し、これにより、簡易
な構成でありながら、極めて迅速に周波数測定を行うこ
とができる。

【００５１】さらに、請求項３記載の周波数測定装置に
よれば、他のローパスフィルタ回路が前段に配置された
ローパスフィルタ回路のカットオフ周波数と自動的にほ
ぼ等しくなり、ローパスフィルタ回路の出力信号に含ま
れている高調波成分やノイズ成分をさらに除去すること
ができる。この結果、より正確な周波数測定を行うこと
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る周波数測定装置の回
路図である。

【図２】（ａ）は入力信号の信号波形図であり、（ｂ）
は乗算器に入力される入力信号および第１ローパスフィ
ルタの出力信号の信号波形図であり、（ｃ）は乗算器か
ら出力される乗算信号の信号波形図であり、（ｄ）は第
２ローパスフィルタから出力される信号の信号波形図で
あり、（ｅ）は（ａ）〜（ｄ）における位相を示す図で
あり、（ｆ）はパルス信号の信号波形図である。

【図３】従来の周波数カウンタの回路図である。

【図４】（ａ）はゲート信号の信号波形図であり、
（ｂ）はパルス信号の信号波形図である。

【図５】（ａ）はＰＷＭインバータから出力される電圧
信号の信号波形図であり、（ｂ）は基準電圧を電圧Ａに
設定したときのパルス信号の信号波形図であり、（ｃ）
は基準電圧を電圧Ｂに設定したときのパルス信号の信号
波形図であり、（ｄ）はＰＷＭインバータから出力され
る電圧信号の基本波と等しい周期の方形波の信号波形図
である。

【符号の説明】

１ 周波数測定装置 ２ 第１ローパスフィルタ ３ 乗算器 ４ 第２ローパスフィルタ ５ 積分器 ６ コンパレータ ７ 周期計測用カウンタ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 測定対象である入力信号に含まれる不要
   成分を除去するローパスフィルタ回路を備え、当該ロー
   パスフィルタ回路の出力信号を波形整形することにより
   生成したパルス信号に基づいて前記入力信号の基本波周
   波数を測定可能に構成されている周波数測定装置におい
   て、 前記ローパスフィルタ回路の出力信号と前記入力信号と
   を乗算する乗算回路と、当該乗算回路の乗算信号を積分
   することにより制御電圧を生成する積分回路とを備え、
   前記ローパスフィルタ回路は、前記制御電圧に応じてカ
   ットオフ周波数を可変可能に構成されていることを特徴
   とする周波数測定装置。
2. 【請求項２】 前記ローパスフィルタ回路は、前記制御
   電圧に応じて抵抗値が変化する電圧可変抵抗素子、およ
   び固定容量のコンデンサを含む回路網と、当該回路網の
   出力信号を増幅すると共に当該増幅した信号を当該回路
   網に帰還させる演算増幅器とを備えて構成されたアクテ
   ィブフィルタであることを特徴とする請求項１記載の周
   波数測定装置。
3. 【請求項３】 前記ローパスフィルタ回路の後段に接続
   され、前記制御電圧に対するカットオフ周波数の変化特
   性が前記ローパスフィルタ回路とほぼ等しい他のローパ
   スフィルタ回路を備えていることを特徴とする請求項１
   または２記載の周波数測定装置。