JPH1012629A - Igbtのターンオンの調整方法及びその方法を実行するための装置 - Google Patents
Igbtのターンオンの調整方法及びその方法を実行するための装置Info
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Abstract
ための装置を提供すること。 【解決手段】ゲート電圧よりゲート電流が制御された変
数として用いられる。このゲート電流は、ゲート電極
(6) にある実際の電圧値及び対応する所望の値の実際の
比較に従ってゲート電極上で作用する。レギュレーショ
ンはスチッチング動作の間所定の曲線上に負荷電流を導
くが、負荷側の電流検出の必要はない。ゲート電圧がス
レッショルド電圧よる大きくなると直ぐに、ゲート電圧
と負荷電流間に二次式の関係があることが示される。オ
フ状態からオン状態への特定の曲線へゲート電圧のレギ
ュレーションは、負荷電流が二次方程式に比例して上昇
することを可能にする。逆に、ゲート電圧のプロフィー
ルは所望の負荷電流のプロフィールに対して容易に計算
される。
Description
ニクスの分野に関する。請求項1のプリアンブルによる
絶縁ゲート電極を有するバイポーラトランジスタ(IG
BT)のターンオンレの調整(レギュレーション)方法
に関し、更にその方法を実行するための装置に関する。
は、例えば、H.-G. Eckel and L. Sack によるEPE '95,
Seville, 2.213-2.218 頁、"Optimization of the Sho
rt-Circuit Behaviour of NPT-IGBT by the Gate Driv
e" およびS. Gediga, R. Marquardt, R. SommerによるE
PE '95, 1.006-1.070頁、"High Power IGBT Converters
with new Gate Drive and Protection Circuit" の記事
に記載されている。このような装置は、所謂ゲート駆動
の一部である。それはIGBTを駆動するために用いら
れる。即ち、それは、必要なターンオンパルスおよびタ
ーンオフパルスを供給する。ゲート駆動の重要な仕事
は、全ての動作状態において、過剰な電圧或いは電流に
対してIGBTを保護することである。これは、特に、
電流及び電圧の上昇速度を制限することも含んでいる。
電流の上昇速度を制限することは、スイッチング動作に
おけるダイオードをも保護するように働く。前述の記事
"Optimization of the Short-Circuit Behaviour of NP
T-IGBT by the Gate Drive" に記載されたような既知の
ゲート駆動は、2つの電圧、即ちオン状態(代表的には
15V)とオフ状態(代表的には−15V)に対する電
圧を供給する電圧源を本質的に有している。このバイナ
リーの電圧源は、ゲートへの電流を制限する抵抗を介し
てIGBTゲートに接続される。IGBTをターンオン
するために、電圧源は負の電圧から直接正の電圧にスイ
ッチされる。静電容量とみなすことができるゲートは充
電される。ゲート電圧が高く上昇すればする程、ゲート
電流は小さくなり、ゲート電圧はゆっくり上昇する。ア
ノード−カソード電流の上昇速度を制限するために、ど
のような場合にもある寄生インダクタンスの両端の電圧
降下を通常測定することによって、負荷側での上昇速度
を検出することが行われる。適切なフィードバックを用
いて、充電動作を低下させる、一般に平行な通路を開け
ることによって、ゲートを越えて電流が引き出される。
この解決の欠点は、ロード側に付加的なセンサーが必要
となることである。更に、得られた信号は小さく、従っ
て、影響を受けやすいことである。IGBTの酸化物の
静電容量は、ターンオン動作中に、非常にゆっくりと充
電される。何故なら、この場合、ゲート抵抗の両端の電
流−駆動差が小さいからである。負荷側の電圧減少の関
連する速度は制御するのが困難であり、通常遅すぎる。
with new Gate Drive and Protection Circuit" は、タ
ーンオン動作中に所定の電圧−時間関数を与えることに
よって、この付加的なセンサーを避けよるような試みが
なされている。しかし、電源が、依然として比較的大き
な抵抗を介してIGBTゲートに接続されている。その
結果、ゲートにおける電圧が与えられた電圧−時間関数
より著しく遅れる。
は、最も簡単な構造を有し、負荷側に制限或いは監視装
置を必要とすることなく、IGBTを全ての動作状態の
SOA(Safe OperatingArea:安全な動作領域)に保つ
ことができる方法を実行するための新規な方法および装
置を提供することである。更に、この方法は、負荷側で
如何なる電流検出をすることなく、ターンオン動作(di
/dt)中に、電流上昇速度のレギュレーションを正確にす
る。
の場合に、請求項1の特徴によって達成される。本発明
の核心は、従来の技術と対比して、ゲート電圧よりむし
ろゲート電流が制御可能な変数として用いられる。前記
ゲート電流は、ゲート電極における電圧値と対応する所
望の値との所望の実際比較に従って、ゲート電極上で作
用する。レギュレーションは、負荷電流をスイッチング
動作中に所定の曲線上に導く。それにもかかわらず、負
荷側で電流検出の必要性はない。代わりに、IGBTの
MOSFETs のターンオン中に、IGBTの振る舞いが支配
すると言う事実が用いられる。ゲート電圧がスレッショ
ルドより大きくなると直ぐにゲート電圧と負荷電流間に
二次式の関係があることが以下に示されている。これ
は、全負荷電流が流れる迄正しい。オフ状態からオン状
態への特定の曲線へのゲート電圧のレギュレーションは
負荷電流が二次関数的に比例してそこへ上昇できるよう
にする。逆に、ゲート電圧のプロフィールは所望の負荷
電流プロフィールに容易に計算され得る。
ればならない電気的容量である。制御される変数はゲー
トへの電流だけでよい。簡単な比例レギュレータはレギ
ュレーションの配列として充分である。ゲート電流は所
望のゲート電圧と実際のゲート電圧間の差に比例する。
回路の実現化において、関数発生器が比較器及び比例レ
ギュレータを介して、電圧制御型電流源に接続される。
関数発生器は、選択された曲線に沿って制御される。こ
のように駆動された電流源は、所望の制御電流をIGB
Tのゲートへ与える。ターンオン中の電流上昇に対する
完全な制御に加えて、本発明は、残りの動作状態に対し
て利点を与える。スレッショルド電圧までのゲートの充
電は非常に早く達成される。何故なら、これは、負荷側
に影響しないからである。IGBTが全負荷電流を受け
ると、酸化物の静電容量は少ないゲート電流で非常にゆ
っくりと充電されるので、ゲート電流を制限することに
よって、IGBT(ターンオンdu/dt)での負荷側の電圧
変化割合を制限することが可能である。最後に、適当な
所望ゲート電圧のプロフィールを定めることによって、
IGBTのターンオフ動作中に電圧上昇に影響を与える
こともできる。
ている。
いない詳しい解析に基づいている。IGBTのモデル
は、例えば、A. R. HefnerとD. M. Diebolt によるIEEE
Trans.on Power Electronics, Vol. 9, Sept. 1994の
"An Experimentally Verified IGBT Model Implemented
in the Saber Circuit Simulator"に記載さている。更
に、以下に用いられた全ての方程式は、この文献に示さ
れている。図面をとおして、同じ参照番号は同じか、或
いは対応する部分を示し、図2においては、電気的ネッ
トワークによるモデルの同一化を目に見えるように試み
た。素子および電流の名称は、上述の文献に記載された
ものと実質的に対応している。しかし、与えられた電流
は、特に、極端に非線形である。モデルは、キルヒホッ
フの方程式を満たさなければならない6つの電気的ノー
ドを有している。負荷電流は、バイポーラのエッミター
からカソードへ直接流れる、またバイポーラのエミッタ
ーからMOSのドレイン(=バイポーラのベース)を介
してカソードへ流れる部分的な電流から成っている。前
者は、バイポーラ電流としてその全体に言及され、後者
はMOS電流として言及される。
2によると、それは、2つの部分:所謂エミッター−ベ
ースのDC電流ibpおよびベース電荷の変化による変位
電流iceb から成っている。それらの合計ib として示
されている。ノードの法則により、電流ib はドレイン
Dからカソード7への電流と等しい。後者の電流も3つ
の部分:MOSチャネルにおける実際の電流imos'、高
電界における突然のイオン化による荷電キャリヤの増加
に影響を与える電流imult' 及びドレイン−ソース間の
静電容量における変位電流 d(Qcdsj)/dt i mosから
成っている。電流imos は明らかに決定的であり、従っ
て、電流ib はimos と実質的に等しい。次に、バイポ
ーラ電流について考える。それはエミッター−コレクタ
ーのDC電流icpと再分布電流iccerとの合計である。
電流iccerはターンオン動作中は無視することができ
る。電流icpは個々に再び解析されなければならない。
y ratio) Dp :ホール拡散定数 W=W(t):ニュートラルベースの幅 Qceb =Qceb (t):エミッター−ベースの電荷 である。式(1)によると、icpは、ホールとエレクト
ロン電流(左側の被加数)間の結合、及び電荷が定めら
れた要素(右側の被加数)に影響する要素から成ってい
る。右側の被加数は全負荷電流の約10%の割合を有し
ている。これらの観察から、レギュレータの設計に対し
て、ターンオン動作中の負荷電流は、MOSチャネルi
mos の電流、及びホールとエレクトロンの移転の結合に
よって決められるバイポーラ電流(式(1)の左側の被
加数)の成分の合計として決定される。他の全ての影響
は、外乱変数(diturbance variables) として解釈され
る。
cp * 間の関係を次に検討する。式(1)から、右側の被
加数を無視すると、 icp * =(1 /(1+b)) irb (2) となる。MOS電流imos とバイポーラ電流icp * はエ
ミッターノードE(図2参照)において加えられて、i
rb(式(3)) を与える。 irb=icp * +imos (3) 式(2)をirbについて解いて、式(3)に代入し、i
mos について解くと、式(4)が得られる。 imos =(1/b)icp (4) 式(5)によると、全電流はMOS電流と関連する。従
って、2つの電流は互いに直線的に比例する。
ゲート変数とレギュレーションのために用いられる負荷
電流間の関係に対するサーチが以下に行われる。IGB
Tの“内部の”MOSFETは負荷電流の上昇スロープ中は飽
和状態にある。ゲート電圧とMOSチャネル電流間の式
(6)による既知の二次式の関係は正しく保たれる。こ
のフェーズにおけるゲート電圧はスレッショルド電圧よ
り既に大きい。 imos =KP (Vgs−Vt )2・1/2 (6) ここで、KP は、飽和領域におけるトランスコンダクタ
ンス(transconductance)、Vt は、MOSFETのスレショル
ド電圧、Vgsは、ゲート電圧である。
オンフェーズ中、正しく維持されるゲート電圧と負荷電
流間に簡単な二次関係式(7)が得られる。 irb=((1+b)/b)KP (Vgs−Vt )2・1/2 (7) レギュレーションに対する結論 ゲート電圧を制御することは負荷電流が上昇中に調整さ
れることを可能にする。負荷回路における直列の漏洩イ
ンダクタンスに対するトランスコンダクタンスを測定す
ることが省略される。レギュレーション問題はそれとは
違って持ち出されなければならない:IGBTのゲート
への電流は制御された変数として働き、ここで、結局I
GBTを制御するゲート電圧は、調整されるべき変数で
ある。達成されるべき調整(レギュレーション)の目的
は、動作点への調整と対比して、所謂トラッキングタス
クを伴うことが指摘される。従って、レギュレータがガ
イダンスに影響をあたえなければならない適切な曲線を
見つけることが必要である。しかし、これは、また回路
の設計に対する付加的な自由度を構成する。
流で、ゲート電圧を調整することが必要である。この調
整されたシステムは、MOSFETのゲート−ソース間の容量
によって、及び酸化物の静電容量によって形成されたレ
ギュレータを構成す。しかし、酸化物の容量は、ターン
オン動作の終わりにのみ影響を持っている。比例レギュ
レータは、レギュレータとして用いられる。生成する閉
ループシステムは、発振が起きない一次の閉ループシス
テムである。比例レギュレータの利得は供給され得る最
大のゲート電流によって制限される。図1はこのような
調整装置の実例を示す。符号1は、フリーホイールダイ
オード5が並列に逆接続されたIGBTを示す。これら
2つの素子は、例えばブリッジ接続された多相コンバー
タのようなパワーエレクトロニック回路の一部である。
高い誘導性の駆動モータが、例えばこの回路の負荷とし
て用いられる。
は電圧制御型電流源2に接続される。電流源2はIGB
Tのゲート電極とカソード電極間に配置される。制御電
圧は差動増幅器の出力電圧によって形成される。差動増
幅器4は比較器と比例レギュレータを形成する。ゲート
電圧はIGBTのゲート電極6において測定され、関数
発生器3によって所定の電圧曲線と比較される。この所
望の値と実際の値との比較の結果が比例レギュレータに
おいて増幅され、電流源2を駆動するために働く。適切
な曲線のいろいろな変形が以下に示される:ほぼ0.8
kA/μs の電流上昇が達成されなければならない。負荷
側に影響を与えないので、−15V(オフ状態のIGB
T)から例えば、7Vのスレショルドまでの電圧上昇を
自由に選ぶことができる。電流源によって供給される最
大ゲート電流はここでは制限ファクターとして作用する
にすぎない。この領域における電圧上昇は、結果とし
て、例えば3μsで−15Vから7Vへ直線的に上昇す
る。スレッショルド電圧からIGBTが全電流を受ける
電圧(この電圧は形式や応用に依存して、10Vから1
1Vである)まで更に上昇する仕方は、負荷側の電流の
振る舞いを決定する。最も単純な場合、ゲート電圧が直
線的に上昇するようにすることである。従って、負荷電
流は二次関数的に上昇する。およそ0.8kA/μs の上
昇速度を達成するために、2.5kVのIGBTに対する
ゲート電圧は3μs で6.5Vから10.5Vまで上昇
しなければならない。15Vにおけるオン状態の安定状
態の電圧までの更なる上昇はIGBTの電圧降下速度に
著しく影響する。この場合、IGBTの両端の電圧降下
の割合が高いければ高い程、急勾配であるように選ばれ
た直線を用いることも可能である。代表的には、これは
同じ急勾配であるか、或いは中間部分におけるよりやや
浅い。何故なら、特に、ゲート電圧は最後の部分からこ
の部分までの変化の間に負荷電圧に依存するからであ
る。
は、3つの直線部分(図3)を形成する。第1の直線
は、−15Vからスレッショルド電圧で上昇する。第2
の直線は、スレッショルド電圧において始まり、IGB
Tが完全にスイッチオンするゲート電圧まで上昇する。
第3の直線は、15Vまで実質的に上昇する。他の変化
は最初の2つの部分を式
ショルド電圧に急速に導く。更に、それは下方の領域に
おける上昇は上方の領域より急勾配であるように負荷電
流を導く。結果として、ダイオードを同時に保護してい
る間電力損失を最小にすることが可能である。単純化の
ために、第3の部分は、同様に式(8)の形状(図4)
を有する。他の変形として、平方根関数の形状のプロフ
ィールが中間部分において考えられる。この変形は、特
に、電流曲線の下での面積に比例している電力損失を最
小化することによって区別される。上述の電圧曲線を発
生する関数発生器はディジタル或いはアナログ構造を持
つことができる。アナログ構造の場合、式(8)の形状
が、特に用いられる。何故なら、これは充電キャパシタ
によって簡単な方法で実現されるからである。ディジタ
ル構造の場合、平方根の形状は、例えば、ルックアップ
テーブル形式で蓄積された関数テーブルによって、実現
される。
ーンオンレギュレーションに対する方法、および負荷側
の電流或いは電圧を測定することなく、回路による簡単
な方法で電流上昇の制限を達成する対応装置を利用する
ことができる。本発明の変形および変更が上述の教示に
基づいて可能であることは明らかである。従って、特許
請求の範囲の範囲内で、本発明は特にここで記載された
以外にも実施され得ることが理解されるべきである。
ができる装置の等価回路図を示す。
Claims (13)
- 【請求項1】絶縁型ゲート電極を有するバイポーラトラ
ンジスタ(IGBT)のターンオンの調整方法であっ
て、 ゲート電極がゲート電極に存在する実電圧値と予め定め
られた所望の値の比較に従って、形成された制御電流に
よって、作用されることを特徴とする方法。 - 【請求項2】電圧上昇関数は所望の値として予め定めら
れていることを特徴とする請求項1に記載の方法。 - 【請求項3】前記電圧上昇関数は、3つの部分、即ち前
記IGBTのスレッショルドまで上昇する第1の部分に
おける電圧、前記スレッショルド電圧から前記IGBT
は全負荷電流を受けるゲート電圧の値まで上昇する第2
の部分における電圧及びこの値から前記ゲート電圧の最
大値まで上昇する第3の部分における電圧を実質的に有
することを特徴とする請求項2に記載の方法。 - 【請求項4】前記3つの部分は、傾斜の形状の上昇を有
し、その場合、特に前記第1の部分の勾配は他の2つの
部分の勾配より大きいことを特徴とする請求項3に記載
の方法。 - 【請求項5】最初の2つの部分は、 【数1】 の関数の形状で接合上昇によって実現され、第3の部分
は同様に、 【数2】 の関数の形状を有し、この場合、特に前記第1の部分の
勾配は前記第2の部分の勾配より大きいことを特徴とす
る請求項3に記載の方法。 - 【請求項6】前記第1の部分と前記第3の部分は、直線
形状の上昇を有しており、一方第2の中間部分は平方根
関数の形状を有していることを特徴とする請求項3に記
載の方法。 - 【請求項7】IGBTのゲート電極(6)とカソード電
極(7)間に配置された電圧制御型電流源(2)が設け
られることを特徴とする請求項1に記載の方法を実行す
るための装置。 - 【請求項8】関数発生器(3)が設けられ、その出力が
は比較器の第1の入力に接続され、ゲート電極(6)に
ある電圧が前記比較器の第2の入力に印加され、且つ前
記比較器の出力は、比例レギュレータを介して電圧制御
型電流源(2)の制御入力に接続されていることを特徴
とする請求項7に記載の装置。 - 【請求項9】前記比較器及び前記比例レギュレータは差
動増幅器(4)に包括されていることを特徴とする請求
項8に記載の装置。 - 【請求項10】前記関数発生器(3)は2つの部分を実
質的に有する電圧上昇関数を発生し、第1の部分におけ
る電圧はIGBTのスレッショルド電圧まで上昇し、且
つ第2の部分における電圧はIGBTのスレッショルド
電圧からゲート電圧の最大値まで上昇することを特徴と
する請求項7乃至請求項9の何れか一つに記載の装置。 - 【請求項11】前記3つの部分は傾斜の形で上昇し、こ
の場合、特に第1の勾配は他の2つの勾配より大きいこ
とを特徴とする請求項10に記載の装置。 - 【請求項12】最初の2つの部分は、 【数3】 の関数の形状で接合上昇によって実現され、第3の部分
は同様に、 【数4】 の関数の形状を有し、この場合、特に前記第1の部分の
勾配は前記第2の部分の勾配より大きいことを特徴とす
る請求項10に記載の装置。 - 【請求項13】前記第1の部分と前記第3の部分は、直
線形状の上昇を有しており、一方第2の中間部分は平方
根関数の形状を有していることを特徴とする請求項10
に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19610895A DE19610895A1 (de) | 1996-03-20 | 1996-03-20 | Verfahren zur Einschaltregelung eines IGBTs und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens |
DE19610895:0 | 1996-03-20 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JPH1012629A true JPH1012629A (ja) | 1998-01-16 |
Family
ID=7788819
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP9062636A Pending JPH1012629A (ja) | 1996-03-20 | 1997-03-17 | Igbtのターンオンの調整方法及びその方法を実行するための装置 |
Country Status (6)
Country | Link |
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US (1) | US5877646A (ja) |
EP (1) | EP0797301B1 (ja) |
JP (1) | JPH1012629A (ja) |
CN (1) | CN1132312C (ja) |
AT (1) | ATE204684T1 (ja) |
DE (2) | DE19610895A1 (ja) |
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