JPH1012629A - Ｉｇｂｔのターンオンの調整方法及びその方法を実行するための装置 - Google Patents
Ｉｇｂｔのターンオンの調整方法及びその方法を実行するための装置Info
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- JPH1012629A JPH1012629A JP9062636A JP6263697A JPH1012629A JP H1012629 A JPH1012629 A JP H1012629A JP 9062636 A JP9062636 A JP 9062636A JP 6263697 A JP6263697 A JP 6263697A JP H1012629 A JPH1012629 A JP H1012629A
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- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
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- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/08128—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in composite switches
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- H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
- H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
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- Electronic Switches (AREA)
- Crystals, And After-Treatments Of Crystals (AREA)
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- Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】IGBTのターンオンの調整方法とそれを実行する
ための装置を提供すること。 【解決手段】ゲート電圧よりゲート電流が制御された変
数として用いられる。このゲート電流は、ゲート電極
(6) にある実際の電圧値及び対応する所望の値の実際の
比較に従ってゲート電極上で作用する。レギュレーショ
ンはスチッチング動作の間所定の曲線上に負荷電流を導
くが、負荷側の電流検出の必要はない。ゲート電圧がス
レッショルド電圧よる大きくなると直ぐに、ゲート電圧
と負荷電流間に二次式の関係があることが示される。オ
フ状態からオン状態への特定の曲線へゲート電圧のレギ
ュレーションは、負荷電流が二次方程式に比例して上昇
することを可能にする。逆に、ゲート電圧のプロフィー
ルは所望の負荷電流のプロフィールに対して容易に計算
される。
ための装置を提供すること。 【解決手段】ゲート電圧よりゲート電流が制御された変
数として用いられる。このゲート電流は、ゲート電極
(6) にある実際の電圧値及び対応する所望の値の実際の
比較に従ってゲート電極上で作用する。レギュレーショ
ンはスチッチング動作の間所定の曲線上に負荷電流を導
くが、負荷側の電流検出の必要はない。ゲート電圧がス
レッショルド電圧よる大きくなると直ぐに、ゲート電圧
と負荷電流間に二次式の関係があることが示される。オ
フ状態からオン状態への特定の曲線へゲート電圧のレギ
ュレーションは、負荷電流が二次方程式に比例して上昇
することを可能にする。逆に、ゲート電圧のプロフィー
ルは所望の負荷電流のプロフィールに対して容易に計算
される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、パワーエレクトロ
ニクスの分野に関する。請求項１のプリアンブルによる
絶縁ゲート電極を有するバイポーラトランジスタ（ＩＧ
ＢＴ）のターンオンレの調整（レギュレーション）方法
に関し、更にその方法を実行するための装置に関する。
ニクスの分野に関する。請求項１のプリアンブルによる
絶縁ゲート電極を有するバイポーラトランジスタ（ＩＧ
ＢＴ）のターンオンレの調整（レギュレーション）方法
に関し、更にその方法を実行するための装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】このような方法及びそれに相当する装置
は、例えば、H.-G. Eckel and L. Sack によるEPE '95,
Seville, 2.213-2.218 頁、"Optimization of the Sho
rt-Circuit Behaviour of NPT-IGBT by the Gate Driv
e" およびS. Gediga, R. Marquardt, R. SommerによるE
PE '95, 1.006-1.070頁、"High Power IGBT Converters
with new Gate Drive and Protection Circuit" の記事
に記載されている。このような装置は、所謂ゲート駆動
の一部である。それはＩＧＢＴを駆動するために用いら
れる。即ち、それは、必要なターンオンパルスおよびタ
ーンオフパルスを供給する。ゲート駆動の重要な仕事
は、全ての動作状態において、過剰な電圧或いは電流に
対してＩＧＢＴを保護することである。これは、特に、
電流及び電圧の上昇速度を制限することも含んでいる。
電流の上昇速度を制限することは、スイッチング動作に
おけるダイオードをも保護するように働く。前述の記事
"Optimization of the Short-Circuit Behaviour of NP
T-IGBT by the Gate Drive" に記載されたような既知の
ゲート駆動は、２つの電圧、即ちオン状態（代表的には
１５Ｖ）とオフ状態（代表的には−１５Ｖ）に対する電
圧を供給する電圧源を本質的に有している。このバイナ
リーの電圧源は、ゲートへの電流を制限する抵抗を介し
てＩＧＢＴゲートに接続される。ＩＧＢＴをターンオン
するために、電圧源は負の電圧から直接正の電圧にスイ
ッチされる。静電容量とみなすことができるゲートは充
電される。ゲート電圧が高く上昇すればする程、ゲート
電流は小さくなり、ゲート電圧はゆっくり上昇する。ア
ノード−カソード電流の上昇速度を制限するために、ど
のような場合にもある寄生インダクタンスの両端の電圧
降下を通常測定することによって、負荷側での上昇速度
を検出することが行われる。適切なフィードバックを用
いて、充電動作を低下させる、一般に平行な通路を開け
ることによって、ゲートを越えて電流が引き出される。
この解決の欠点は、ロード側に付加的なセンサーが必要
となることである。更に、得られた信号は小さく、従っ
て、影響を受けやすいことである。ＩＧＢＴの酸化物の
静電容量は、ターンオン動作中に、非常にゆっくりと充
電される。何故なら、この場合、ゲート抵抗の両端の電
流−駆動差が小さいからである。負荷側の電圧減少の関
連する速度は制御するのが困難であり、通常遅すぎる。
は、例えば、H.-G. Eckel and L. Sack によるEPE '95,
Seville, 2.213-2.218 頁、"Optimization of the Sho
rt-Circuit Behaviour of NPT-IGBT by the Gate Driv
e" およびS. Gediga, R. Marquardt, R. SommerによるE
PE '95, 1.006-1.070頁、"High Power IGBT Converters
with new Gate Drive and Protection Circuit" の記事
に記載されている。このような装置は、所謂ゲート駆動
の一部である。それはＩＧＢＴを駆動するために用いら
れる。即ち、それは、必要なターンオンパルスおよびタ
ーンオフパルスを供給する。ゲート駆動の重要な仕事
は、全ての動作状態において、過剰な電圧或いは電流に
対してＩＧＢＴを保護することである。これは、特に、
電流及び電圧の上昇速度を制限することも含んでいる。
電流の上昇速度を制限することは、スイッチング動作に
おけるダイオードをも保護するように働く。前述の記事
"Optimization of the Short-Circuit Behaviour of NP
T-IGBT by the Gate Drive" に記載されたような既知の
ゲート駆動は、２つの電圧、即ちオン状態（代表的には
１５Ｖ）とオフ状態（代表的には−１５Ｖ）に対する電
圧を供給する電圧源を本質的に有している。このバイナ
リーの電圧源は、ゲートへの電流を制限する抵抗を介し
てＩＧＢＴゲートに接続される。ＩＧＢＴをターンオン
するために、電圧源は負の電圧から直接正の電圧にスイ
ッチされる。静電容量とみなすことができるゲートは充
電される。ゲート電圧が高く上昇すればする程、ゲート
電流は小さくなり、ゲート電圧はゆっくり上昇する。ア
ノード−カソード電流の上昇速度を制限するために、ど
のような場合にもある寄生インダクタンスの両端の電圧
降下を通常測定することによって、負荷側での上昇速度
を検出することが行われる。適切なフィードバックを用
いて、充電動作を低下させる、一般に平行な通路を開け
ることによって、ゲートを越えて電流が引き出される。
この解決の欠点は、ロード側に付加的なセンサーが必要
となることである。更に、得られた信号は小さく、従っ
て、影響を受けやすいことである。ＩＧＢＴの酸化物の
静電容量は、ターンオン動作中に、非常にゆっくりと充
電される。何故なら、この場合、ゲート抵抗の両端の電
流−駆動差が小さいからである。負荷側の電圧減少の関
連する速度は制御するのが困難であり、通常遅すぎる。
【０００３】第２の記事"High Power IGBT Converters
with new Gate Drive and Protection Circuit" は、タ
ーンオン動作中に所定の電圧−時間関数を与えることに
よって、この付加的なセンサーを避けよるような試みが
なされている。しかし、電源が、依然として比較的大き
な抵抗を介してＩＧＢＴゲートに接続されている。その
結果、ゲートにおける電圧が与えられた電圧−時間関数
より著しく遅れる。
with new Gate Drive and Protection Circuit" は、タ
ーンオン動作中に所定の電圧−時間関数を与えることに
よって、この付加的なセンサーを避けよるような試みが
なされている。しかし、電源が、依然として比較的大き
な抵抗を介してＩＧＢＴゲートに接続されている。その
結果、ゲートにおける電圧が与えられた電圧−時間関数
より著しく遅れる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、最も簡単な構造を有し、負荷側に制限或いは監視装
置を必要とすることなく、ＩＧＢＴを全ての動作状態の
ＳＯＡ（Safe OperatingArea:安全な動作領域）に保つ
ことができる方法を実行するための新規な方法および装
置を提供することである。更に、この方法は、負荷側で
如何なる電流検出をすることなく、ターンオン動作（di
/dt)中に、電流上昇速度のレギュレーションを正確にす
る。
は、最も簡単な構造を有し、負荷側に制限或いは監視装
置を必要とすることなく、ＩＧＢＴを全ての動作状態の
ＳＯＡ（Safe OperatingArea:安全な動作領域）に保つ
ことができる方法を実行するための新規な方法および装
置を提供することである。更に、この方法は、負荷側で
如何なる電流検出をすることなく、ターンオン動作（di
/dt)中に、電流上昇速度のレギュレーションを正確にす
る。
【０００５】
【発明を解決するための手段】この目的は、前述の方法
の場合に、請求項１の特徴によって達成される。本発明
の核心は、従来の技術と対比して、ゲート電圧よりむし
ろゲート電流が制御可能な変数として用いられる。前記
ゲート電流は、ゲート電極における電圧値と対応する所
望の値との所望の実際比較に従って、ゲート電極上で作
用する。レギュレーションは、負荷電流をスイッチング
動作中に所定の曲線上に導く。それにもかかわらず、負
荷側で電流検出の必要性はない。代わりに、ＩＧＢＴの
MOSFETs のターンオン中に、ＩＧＢＴの振る舞いが支配
すると言う事実が用いられる。ゲート電圧がスレッショ
ルドより大きくなると直ぐにゲート電圧と負荷電流間に
二次式の関係があることが以下に示されている。これ
は、全負荷電流が流れる迄正しい。オフ状態からオン状
態への特定の曲線へのゲート電圧のレギュレーションは
負荷電流が二次関数的に比例してそこへ上昇できるよう
にする。逆に、ゲート電圧のプロフィールは所望の負荷
電流プロフィールに容易に計算され得る。
の場合に、請求項１の特徴によって達成される。本発明
の核心は、従来の技術と対比して、ゲート電圧よりむし
ろゲート電流が制御可能な変数として用いられる。前記
ゲート電流は、ゲート電極における電圧値と対応する所
望の値との所望の実際比較に従って、ゲート電極上で作
用する。レギュレーションは、負荷電流をスイッチング
動作中に所定の曲線上に導く。それにもかかわらず、負
荷側で電流検出の必要性はない。代わりに、ＩＧＢＴの
MOSFETs のターンオン中に、ＩＧＢＴの振る舞いが支配
すると言う事実が用いられる。ゲート電圧がスレッショ
ルドより大きくなると直ぐにゲート電圧と負荷電流間に
二次式の関係があることが以下に示されている。これ
は、全負荷電流が流れる迄正しい。オフ状態からオン状
態への特定の曲線へのゲート電圧のレギュレーションは
負荷電流が二次関数的に比例してそこへ上昇できるよう
にする。逆に、ゲート電圧のプロフィールは所望の負荷
電流プロフィールに容易に計算され得る。
【０００６】ＩＧＢＴのゲートは、電圧が調節されなけ
ればならない電気的容量である。制御される変数はゲー
トへの電流だけでよい。簡単な比例レギュレータはレギ
ュレーションの配列として充分である。ゲート電流は所
望のゲート電圧と実際のゲート電圧間の差に比例する。
回路の実現化において、関数発生器が比較器及び比例レ
ギュレータを介して、電圧制御型電流源に接続される。
関数発生器は、選択された曲線に沿って制御される。こ
のように駆動された電流源は、所望の制御電流をＩＧＢ
Ｔのゲートへ与える。ターンオン中の電流上昇に対する
完全な制御に加えて、本発明は、残りの動作状態に対し
て利点を与える。スレッショルド電圧までのゲートの充
電は非常に早く達成される。何故なら、これは、負荷側
に影響しないからである。ＩＧＢＴが全負荷電流を受け
ると、酸化物の静電容量は少ないゲート電流で非常にゆ
っくりと充電されるので、ゲート電流を制限することに
よって、ＩＧＢＴ（ターンオンdu/dt)での負荷側の電圧
変化割合を制限することが可能である。最後に、適当な
所望ゲート電圧のプロフィールを定めることによって、
ＩＧＢＴのターンオフ動作中に電圧上昇に影響を与える
こともできる。
ればならない電気的容量である。制御される変数はゲー
トへの電流だけでよい。簡単な比例レギュレータはレギ
ュレーションの配列として充分である。ゲート電流は所
望のゲート電圧と実際のゲート電圧間の差に比例する。
回路の実現化において、関数発生器が比較器及び比例レ
ギュレータを介して、電圧制御型電流源に接続される。
関数発生器は、選択された曲線に沿って制御される。こ
のように駆動された電流源は、所望の制御電流をＩＧＢ
Ｔのゲートへ与える。ターンオン中の電流上昇に対する
完全な制御に加えて、本発明は、残りの動作状態に対し
て利点を与える。スレッショルド電圧までのゲートの充
電は非常に早く達成される。何故なら、これは、負荷側
に影響しないからである。ＩＧＢＴが全負荷電流を受け
ると、酸化物の静電容量は少ないゲート電流で非常にゆ
っくりと充電されるので、ゲート電流を制限することに
よって、ＩＧＢＴ（ターンオンdu/dt)での負荷側の電圧
変化割合を制限することが可能である。最後に、適当な
所望ゲート電圧のプロフィールを定めることによって、
ＩＧＢＴのターンオフ動作中に電圧上昇に影響を与える
こともできる。
【０００７】他の実施の形態は対応する従属項に示され
ている。
ている。
【０００８】
【実施の形態】本発明は、ＩＧＢＴモデルのありふれて
いない詳しい解析に基づいている。ＩＧＢＴのモデル
は、例えば、A. R. HefnerとD. M. Diebolt によるIEEE
Trans.on Power Electronics, Vol. 9, Sept. 1994の
"An Experimentally Verified IGBT Model Implemented
in the Saber Circuit Simulator"に記載さている。更
に、以下に用いられた全ての方程式は、この文献に示さ
れている。図面をとおして、同じ参照番号は同じか、或
いは対応する部分を示し、図２においては、電気的ネッ
トワークによるモデルの同一化を目に見えるように試み
た。素子および電流の名称は、上述の文献に記載された
ものと実質的に対応している。しかし、与えられた電流
は、特に、極端に非線形である。モデルは、キルヒホッ
フの方程式を満たさなければならない６つの電気的ノー
ドを有している。負荷電流は、バイポーラのエッミター
からカソードへ直接流れる、またバイポーラのエミッタ
ーからＭＯＳのドレイン（＝バイポーラのベース）を介
してカソードへ流れる部分的な電流から成っている。前
者は、バイポーラ電流としてその全体に言及され、後者
はＭＯＳ電流として言及される。
いない詳しい解析に基づいている。ＩＧＢＴのモデル
は、例えば、A. R. HefnerとD. M. Diebolt によるIEEE
Trans.on Power Electronics, Vol. 9, Sept. 1994の
"An Experimentally Verified IGBT Model Implemented
in the Saber Circuit Simulator"に記載さている。更
に、以下に用いられた全ての方程式は、この文献に示さ
れている。図面をとおして、同じ参照番号は同じか、或
いは対応する部分を示し、図２においては、電気的ネッ
トワークによるモデルの同一化を目に見えるように試み
た。素子および電流の名称は、上述の文献に記載された
ものと実質的に対応している。しかし、与えられた電流
は、特に、極端に非線形である。モデルは、キルヒホッ
フの方程式を満たさなければならない６つの電気的ノー
ドを有している。負荷電流は、バイポーラのエッミター
からカソードへ直接流れる、またバイポーラのエミッタ
ーからＭＯＳのドレイン（＝バイポーラのベース）を介
してカソードへ流れる部分的な電流から成っている。前
者は、バイポーラ電流としてその全体に言及され、後者
はＭＯＳ電流として言及される。
【０００９】先ず、このＭＯＳ電流について考える。図
２によると、それは、２つの部分：所謂エミッター−ベ
ースのＤＣ電流ｉbpおよびベース電荷の変化による変位
電流ｉceb から成っている。それらの合計ｉb として示
されている。ノードの法則により、電流ｉb はドレイン
Ｄからカソード７への電流と等しい。後者の電流も３つ
の部分：ＭＯＳチャネルにおける実際の電流ｉmos'、高
電界における突然のイオン化による荷電キャリヤの増加
に影響を与える電流ｉmult' 及びドレイン−ソース間の
静電容量における変位電流 d（Ｑcdsj）/dt ｉ mosから
成っている。電流ｉmos は明らかに決定的であり、従っ
て、電流ｉb はｉmos と実質的に等しい。次に、バイポ
ーラ電流について考える。それはエミッター−コレクタ
ーのＤＣ電流ｉcpと再分布電流ｉccerとの合計である。
電流ｉccerはターンオン動作中は無視することができ
る。電流ｉcpは個々に再び解析されなければならない。
２によると、それは、２つの部分：所謂エミッター−ベ
ースのＤＣ電流ｉbpおよびベース電荷の変化による変位
電流ｉceb から成っている。それらの合計ｉb として示
されている。ノードの法則により、電流ｉb はドレイン
Ｄからカソード７への電流と等しい。後者の電流も３つ
の部分：ＭＯＳチャネルにおける実際の電流ｉmos'、高
電界における突然のイオン化による荷電キャリヤの増加
に影響を与える電流ｉmult' 及びドレイン−ソース間の
静電容量における変位電流 d（Ｑcdsj）/dt ｉ mosから
成っている。電流ｉmos は明らかに決定的であり、従っ
て、電流ｉb はｉmos と実質的に等しい。次に、バイポ
ーラ電流について考える。それはエミッター−コレクタ
ーのＤＣ電流ｉcpと再分布電流ｉccerとの合計である。
電流ｉccerはターンオン動作中は無視することができ
る。電流ｉcpは個々に再び解析されなければならない。
【００１０】 ｉcp＝（1 ／(1＋b))irb＋（b ／(1＋b)) ・(4D/W2) Ｑceb （１） ここで、ｂ：アンビポーラ移動度比(ambipolar mobilit
y ratio) Ｄp ：ホール拡散定数 Ｗ＝Ｗ(t):ニュートラルベースの幅 Ｑceb ＝Ｑceb (t):エミッター−ベースの電荷 である。式（１）によると、ｉcpは、ホールとエレクト
ロン電流（左側の被加数）間の結合、及び電荷が定めら
れた要素（右側の被加数）に影響する要素から成ってい
る。右側の被加数は全負荷電流の約１０％の割合を有し
ている。これらの観察から、レギュレータの設計に対し
て、ターンオン動作中の負荷電流は、ＭＯＳチャネルｉ
mos の電流、及びホールとエレクトロンの移転の結合に
よって決められるバイポーラ電流（式（１）の左側の被
加数）の成分の合計として決定される。他の全ての影響
は、外乱変数（diturbance variables) として解釈され
る。
y ratio) Ｄp ：ホール拡散定数 Ｗ＝Ｗ(t):ニュートラルベースの幅 Ｑceb ＝Ｑceb (t):エミッター−ベースの電荷 である。式（１）によると、ｉcpは、ホールとエレクト
ロン電流（左側の被加数）間の結合、及び電荷が定めら
れた要素（右側の被加数）に影響する要素から成ってい
る。右側の被加数は全負荷電流の約１０％の割合を有し
ている。これらの観察から、レギュレータの設計に対し
て、ターンオン動作中の負荷電流は、ＭＯＳチャネルｉ
mos の電流、及びホールとエレクトロンの移転の結合に
よって決められるバイポーラ電流（式（１）の左側の被
加数）の成分の合計として決定される。他の全ての影響
は、外乱変数（diturbance variables) として解釈され
る。
【００１１】ＭＯＳ電流と考慮されたバイポーラ電流ｉ
cp * 間の関係を次に検討する。式（１）から、右側の被
加数を無視すると、 ｉcp * ＝（1 ／(1＋b)) ｉrb （２） となる。ＭＯＳ電流ｉmos とバイポーラ電流ｉcp * はエ
ミッターノードＥ（図２参照）において加えられて、ｉ
rb（式（３）） を与える。 ｉrb＝ｉcp * ＋ｉmos （３） 式（２）をｉrbについて解いて、式（３）に代入し、ｉ
mos について解くと、式（４）が得られる。 ｉmos ＝（１／ｂ）ｉcp （４） 式（５）によると、全電流はＭＯＳ電流と関連する。従
って、２つの電流は互いに直線的に比例する。
cp * 間の関係を次に検討する。式（１）から、右側の被
加数を無視すると、 ｉcp * ＝（1 ／(1＋b)) ｉrb （２） となる。ＭＯＳ電流ｉmos とバイポーラ電流ｉcp * はエ
ミッターノードＥ（図２参照）において加えられて、ｉ
rb（式（３）） を与える。 ｉrb＝ｉcp * ＋ｉmos （３） 式（２）をｉrbについて解いて、式（３）に代入し、ｉ
mos について解くと、式（４）が得られる。 ｉmos ＝（１／ｂ）ｉcp （４） 式（５）によると、全電流はＭＯＳ電流と関連する。従
って、２つの電流は互いに直線的に比例する。
【００１２】 ｉrb＝（１／ｂ）ｉmos ＋ｉmos ＝（（１＋ｂ）／ｂ）ｉmos （５） ＩＧＢＴはゲートから制御される。この理由のために、
ゲート変数とレギュレーションのために用いられる負荷
電流間の関係に対するサーチが以下に行われる。ＩＧＢ
Ｔの“内部の”MOSFETは負荷電流の上昇スロープ中は飽
和状態にある。ゲート電圧とＭＯＳチャネル電流間の式
（６）による既知の二次式の関係は正しく保たれる。こ
のフェーズにおけるゲート電圧はスレッショルド電圧よ
り既に大きい。 ｉmos ＝ＫP （Ｖgs−Ｖt )2・１／２ （６） ここで、ＫP は、飽和領域におけるトランスコンダクタ
ンス(transconductance)、Ｖt は、MOSFETのスレショル
ド電圧、Ｖgsは、ゲート電圧である。
ゲート変数とレギュレーションのために用いられる負荷
電流間の関係に対するサーチが以下に行われる。ＩＧＢ
Ｔの“内部の”MOSFETは負荷電流の上昇スロープ中は飽
和状態にある。ゲート電圧とＭＯＳチャネル電流間の式
（６）による既知の二次式の関係は正しく保たれる。こ
のフェーズにおけるゲート電圧はスレッショルド電圧よ
り既に大きい。 ｉmos ＝ＫP （Ｖgs−Ｖt )2・１／２ （６） ここで、ＫP は、飽和領域におけるトランスコンダクタ
ンス(transconductance)、Ｖt は、MOSFETのスレショル
ド電圧、Ｖgsは、ゲート電圧である。
【００１３】式（６）を式（５）へ挿入すると、ターン
オンフェーズ中、正しく維持されるゲート電圧と負荷電
流間に簡単な二次関係式（７）が得られる。 ｉrb＝（（１＋ｂ）／ｂ）ＫP （Ｖgs−Ｖt )2・１／２ （７） レギュレーションに対する結論 ゲート電圧を制御することは負荷電流が上昇中に調整さ
れることを可能にする。負荷回路における直列の漏洩イ
ンダクタンスに対するトランスコンダクタンスを測定す
ることが省略される。レギュレーション問題はそれとは
違って持ち出されなければならない：ＩＧＢＴのゲート
への電流は制御された変数として働き、ここで、結局Ｉ
ＧＢＴを制御するゲート電圧は、調整されるべき変数で
ある。達成されるべき調整（レギュレーション）の目的
は、動作点への調整と対比して、所謂トラッキングタス
クを伴うことが指摘される。従って、レギュレータがガ
イダンスに影響をあたえなければならない適切な曲線を
見つけることが必要である。しかし、これは、また回路
の設計に対する付加的な自由度を構成する。
オンフェーズ中、正しく維持されるゲート電圧と負荷電
流間に簡単な二次関係式（７）が得られる。 ｉrb＝（（１＋ｂ）／ｂ）ＫP （Ｖgs−Ｖt )2・１／２ （７） レギュレーションに対する結論 ゲート電圧を制御することは負荷電流が上昇中に調整さ
れることを可能にする。負荷回路における直列の漏洩イ
ンダクタンスに対するトランスコンダクタンスを測定す
ることが省略される。レギュレーション問題はそれとは
違って持ち出されなければならない：ＩＧＢＴのゲート
への電流は制御された変数として働き、ここで、結局Ｉ
ＧＢＴを制御するゲート電圧は、調整されるべき変数で
ある。達成されるべき調整（レギュレーション）の目的
は、動作点への調整と対比して、所謂トラッキングタス
クを伴うことが指摘される。従って、レギュレータがガ
イダンスに影響をあたえなければならない適切な曲線を
見つけることが必要である。しかし、これは、また回路
の設計に対する付加的な自由度を構成する。
【００１４】従って、制御された変数としてのゲート電
流で、ゲート電圧を調整することが必要である。この調
整されたシステムは、MOSFETのゲート−ソース間の容量
によって、及び酸化物の静電容量によって形成されたレ
ギュレータを構成す。しかし、酸化物の容量は、ターン
オン動作の終わりにのみ影響を持っている。比例レギュ
レータは、レギュレータとして用いられる。生成する閉
ループシステムは、発振が起きない一次の閉ループシス
テムである。比例レギュレータの利得は供給され得る最
大のゲート電流によって制限される。図１はこのような
調整装置の実例を示す。符号１は、フリーホイールダイ
オード５が並列に逆接続されたＩＧＢＴを示す。これら
２つの素子は、例えばブリッジ接続された多相コンバー
タのようなパワーエレクトロニック回路の一部である。
高い誘導性の駆動モータが、例えばこの回路の負荷とし
て用いられる。
流で、ゲート電圧を調整することが必要である。この調
整されたシステムは、MOSFETのゲート−ソース間の容量
によって、及び酸化物の静電容量によって形成されたレ
ギュレータを構成す。しかし、酸化物の容量は、ターン
オン動作の終わりにのみ影響を持っている。比例レギュ
レータは、レギュレータとして用いられる。生成する閉
ループシステムは、発振が起きない一次の閉ループシス
テムである。比例レギュレータの利得は供給され得る最
大のゲート電流によって制限される。図１はこのような
調整装置の実例を示す。符号１は、フリーホイールダイ
オード５が並列に逆接続されたＩＧＢＴを示す。これら
２つの素子は、例えばブリッジ接続された多相コンバー
タのようなパワーエレクトロニック回路の一部である。
高い誘導性の駆動モータが、例えばこの回路の負荷とし
て用いられる。
【００１５】ＩＧＢＴ１の制御電極、即ちゲート電極６
は電圧制御型電流源２に接続される。電流源２はＩＧＢ
Ｔのゲート電極とカソード電極間に配置される。制御電
圧は差動増幅器の出力電圧によって形成される。差動増
幅器４は比較器と比例レギュレータを形成する。ゲート
電圧はＩＧＢＴのゲート電極６において測定され、関数
発生器３によって所定の電圧曲線と比較される。この所
望の値と実際の値との比較の結果が比例レギュレータに
おいて増幅され、電流源２を駆動するために働く。適切
な曲線のいろいろな変形が以下に示される：ほぼ０．８
kA／μs の電流上昇が達成されなければならない。負荷
側に影響を与えないので、−１５Ｖ（オフ状態のＩＧＢ
Ｔ）から例えば、７Ｖのスレショルドまでの電圧上昇を
自由に選ぶことができる。電流源によって供給される最
大ゲート電流はここでは制限ファクターとして作用する
にすぎない。この領域における電圧上昇は、結果とし
て、例えば３μｓで−１５Ｖから７Ｖへ直線的に上昇す
る。スレッショルド電圧からＩＧＢＴが全電流を受ける
電圧（この電圧は形式や応用に依存して、１０Ｖから１
１Ｖである）まで更に上昇する仕方は、負荷側の電流の
振る舞いを決定する。最も単純な場合、ゲート電圧が直
線的に上昇するようにすることである。従って、負荷電
流は二次関数的に上昇する。およそ０．８kA／μs の上
昇速度を達成するために、２．５kVのＩＧＢＴに対する
ゲート電圧は３μs で６．５Ｖから１０．５Ｖまで上昇
しなければならない。１５Ｖにおけるオン状態の安定状
態の電圧までの更なる上昇はＩＧＢＴの電圧降下速度に
著しく影響する。この場合、ＩＧＢＴの両端の電圧降下
の割合が高いければ高い程、急勾配であるように選ばれ
た直線を用いることも可能である。代表的には、これは
同じ急勾配であるか、或いは中間部分におけるよりやや
浅い。何故なら、特に、ゲート電圧は最後の部分からこ
の部分までの変化の間に負荷電圧に依存するからであ
る。
は電圧制御型電流源２に接続される。電流源２はＩＧＢ
Ｔのゲート電極とカソード電極間に配置される。制御電
圧は差動増幅器の出力電圧によって形成される。差動増
幅器４は比較器と比例レギュレータを形成する。ゲート
電圧はＩＧＢＴのゲート電極６において測定され、関数
発生器３によって所定の電圧曲線と比較される。この所
望の値と実際の値との比較の結果が比例レギュレータに
おいて増幅され、電流源２を駆動するために働く。適切
な曲線のいろいろな変形が以下に示される：ほぼ０．８
kA／μs の電流上昇が達成されなければならない。負荷
側に影響を与えないので、−１５Ｖ（オフ状態のＩＧＢ
Ｔ）から例えば、７Ｖのスレショルドまでの電圧上昇を
自由に選ぶことができる。電流源によって供給される最
大ゲート電流はここでは制限ファクターとして作用する
にすぎない。この領域における電圧上昇は、結果とし
て、例えば３μｓで−１５Ｖから７Ｖへ直線的に上昇す
る。スレッショルド電圧からＩＧＢＴが全電流を受ける
電圧（この電圧は形式や応用に依存して、１０Ｖから１
１Ｖである）まで更に上昇する仕方は、負荷側の電流の
振る舞いを決定する。最も単純な場合、ゲート電圧が直
線的に上昇するようにすることである。従って、負荷電
流は二次関数的に上昇する。およそ０．８kA／μs の上
昇速度を達成するために、２．５kVのＩＧＢＴに対する
ゲート電圧は３μs で６．５Ｖから１０．５Ｖまで上昇
しなければならない。１５Ｖにおけるオン状態の安定状
態の電圧までの更なる上昇はＩＧＢＴの電圧降下速度に
著しく影響する。この場合、ＩＧＢＴの両端の電圧降下
の割合が高いければ高い程、急勾配であるように選ばれ
た直線を用いることも可能である。代表的には、これは
同じ急勾配であるか、或いは中間部分におけるよりやや
浅い。何故なら、特に、ゲート電圧は最後の部分からこ
の部分までの変化の間に負荷電圧に依存するからであ
る。
【００１６】上に説明された例示によれば、電圧曲線
は、３つの直線部分（図３）を形成する。第１の直線
は、−１５Ｖからスレッショルド電圧で上昇する。第２
の直線は、スレッショルド電圧において始まり、ＩＧＢ
Ｔが完全にスイッチオンするゲート電圧まで上昇する。
第３の直線は、１５Ｖまで実質的に上昇する。他の変化
は最初の２つの部分を式
は、３つの直線部分（図３）を形成する。第１の直線
は、−１５Ｖからスレッショルド電圧で上昇する。第２
の直線は、スレッショルド電圧において始まり、ＩＧＢ
Ｔが完全にスイッチオンするゲート電圧まで上昇する。
第３の直線は、１５Ｖまで実質的に上昇する。他の変化
は最初の２つの部分を式
【００１７】
【数５】 の上昇と結合することである。この曲線はゲートをスレ
ショルド電圧に急速に導く。更に、それは下方の領域に
おける上昇は上方の領域より急勾配であるように負荷電
流を導く。結果として、ダイオードを同時に保護してい
る間電力損失を最小にすることが可能である。単純化の
ために、第３の部分は、同様に式（８）の形状（図４）
を有する。他の変形として、平方根関数の形状のプロフ
ィールが中間部分において考えられる。この変形は、特
に、電流曲線の下での面積に比例している電力損失を最
小化することによって区別される。上述の電圧曲線を発
生する関数発生器はディジタル或いはアナログ構造を持
つことができる。アナログ構造の場合、式（８）の形状
が、特に用いられる。何故なら、これは充電キャパシタ
によって簡単な方法で実現されるからである。ディジタ
ル構造の場合、平方根の形状は、例えば、ルックアップ
テーブル形式で蓄積された関数テーブルによって、実現
される。
ショルド電圧に急速に導く。更に、それは下方の領域に
おける上昇は上方の領域より急勾配であるように負荷電
流を導く。結果として、ダイオードを同時に保護してい
る間電力損失を最小にすることが可能である。単純化の
ために、第３の部分は、同様に式（８）の形状（図４）
を有する。他の変形として、平方根関数の形状のプロフ
ィールが中間部分において考えられる。この変形は、特
に、電流曲線の下での面積に比例している電力損失を最
小化することによって区別される。上述の電圧曲線を発
生する関数発生器はディジタル或いはアナログ構造を持
つことができる。アナログ構造の場合、式（８）の形状
が、特に用いられる。何故なら、これは充電キャパシタ
によって簡単な方法で実現されるからである。ディジタ
ル構造の場合、平方根の形状は、例えば、ルックアップ
テーブル形式で蓄積された関数テーブルによって、実現
される。
【００１８】従って、総合的に、本発明はＩＧＢＴのタ
ーンオンレギュレーションに対する方法、および負荷側
の電流或いは電圧を測定することなく、回路による簡単
な方法で電流上昇の制限を達成する対応装置を利用する
ことができる。本発明の変形および変更が上述の教示に
基づいて可能であることは明らかである。従って、特許
請求の範囲の範囲内で、本発明は特にここで記載された
以外にも実施され得ることが理解されるべきである。
ーンオンレギュレーションに対する方法、および負荷側
の電流或いは電圧を測定することなく、回路による簡単
な方法で電流上昇の制限を達成する対応装置を利用する
ことができる。本発明の変形および変更が上述の教示に
基づいて可能であることは明らかである。従って、特許
請求の範囲の範囲内で、本発明は特にここで記載された
以外にも実施され得ることが理解されるべきである。
【図１】本発明による方法を実行するために用いること
ができる装置の等価回路図を示す。
ができる装置の等価回路図を示す。
【図２】ＩＧＢＴモデルの等価回路図を示す。
【図３】電圧−時間関数の一例を示す。
【図４】電圧−時間関数の他の例を示す。
【図５】電圧−時間関数の他の例を示す。
１ ＩＧＢＴ ２ 電圧制御型電流源 ３ 関数発生器 ４ 差動増幅器 ５ フリーホイールダイオード ６ ゲート電極 ７ カソード電極 ８ アノード電極
Claims (13)
- 【請求項１】絶縁型ゲート電極を有するバイポーラトラ
ンジスタ（ＩＧＢＴ）のターンオンの調整方法であっ
て、 ゲート電極がゲート電極に存在する実電圧値と予め定め
られた所望の値の比較に従って、形成された制御電流に
よって、作用されることを特徴とする方法。 - 【請求項２】電圧上昇関数は所望の値として予め定めら
れていることを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】前記電圧上昇関数は、３つの部分、即ち前
記ＩＧＢＴのスレッショルドまで上昇する第１の部分に
おける電圧、前記スレッショルド電圧から前記ＩＧＢＴ
は全負荷電流を受けるゲート電圧の値まで上昇する第２
の部分における電圧及びこの値から前記ゲート電圧の最
大値まで上昇する第３の部分における電圧を実質的に有
することを特徴とする請求項２に記載の方法。 - 【請求項４】前記３つの部分は、傾斜の形状の上昇を有
し、その場合、特に前記第１の部分の勾配は他の２つの
部分の勾配より大きいことを特徴とする請求項３に記載
の方法。 - 【請求項５】最初の２つの部分は、 【数１】 の関数の形状で接合上昇によって実現され、第３の部分
は同様に、 【数２】 の関数の形状を有し、この場合、特に前記第１の部分の
勾配は前記第２の部分の勾配より大きいことを特徴とす
る請求項３に記載の方法。 - 【請求項６】前記第１の部分と前記第３の部分は、直線
形状の上昇を有しており、一方第２の中間部分は平方根
関数の形状を有していることを特徴とする請求項３に記
載の方法。 - 【請求項７】ＩＧＢＴのゲート電極（６）とカソード電
極（７）間に配置された電圧制御型電流源（２）が設け
られることを特徴とする請求項１に記載の方法を実行す
るための装置。 - 【請求項８】関数発生器（３）が設けられ、その出力が
は比較器の第１の入力に接続され、ゲート電極（６）に
ある電圧が前記比較器の第２の入力に印加され、且つ前
記比較器の出力は、比例レギュレータを介して電圧制御
型電流源（２）の制御入力に接続されていることを特徴
とする請求項７に記載の装置。 - 【請求項９】前記比較器及び前記比例レギュレータは差
動増幅器（４）に包括されていることを特徴とする請求
項８に記載の装置。 - 【請求項１０】前記関数発生器（３）は２つの部分を実
質的に有する電圧上昇関数を発生し、第１の部分におけ
る電圧はＩＧＢＴのスレッショルド電圧まで上昇し、且
つ第２の部分における電圧はＩＧＢＴのスレッショルド
電圧からゲート電圧の最大値まで上昇することを特徴と
する請求項７乃至請求項９の何れか一つに記載の装置。 - 【請求項１１】前記３つの部分は傾斜の形で上昇し、こ
の場合、特に第１の勾配は他の２つの勾配より大きいこ
とを特徴とする請求項１０に記載の装置。 - 【請求項１２】最初の２つの部分は、 【数３】 の関数の形状で接合上昇によって実現され、第３の部分
は同様に、 【数４】 の関数の形状を有し、この場合、特に前記第１の部分の
勾配は前記第２の部分の勾配より大きいことを特徴とす
る請求項１０に記載の装置。 - 【請求項１３】前記第１の部分と前記第３の部分は、直
線形状の上昇を有しており、一方第２の中間部分は平方
根関数の形状を有していることを特徴とする請求項１０
に記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19610895A DE19610895A1 (de) | 1996-03-20 | 1996-03-20 | Verfahren zur Einschaltregelung eines IGBTs und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens |
| DE19610895:0 | 1996-03-20 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1012629A true JPH1012629A (ja) | 1998-01-16 |
Family
ID=7788819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9062636A Pending JPH1012629A (ja) | 1996-03-20 | 1997-03-17 | Ｉｇｂｔのターンオンの調整方法及びその方法を実行するための装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5877646A (ja) |
| EP (1) | EP0797301B1 (ja) |
| JP (1) | JPH1012629A (ja) |
| CN (1) | CN1132312C (ja) |
| AT (1) | ATE204684T1 (ja) |
| DE (2) | DE19610895A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015517787A (ja) * | 2012-05-11 | 2015-06-22 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | 熱サイクルを制御するための方法および装置 |
| KR20170084215A (ko) * | 2014-11-11 | 2017-07-19 | 마쉬넨파브릭 레인하우센 게엠베하 | 저항기 에뮬레이션 및 게이트 부스트 |
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| DE10143432C1 (de) * | 2001-09-05 | 2003-02-27 | Daimler Chrysler Ag | Treiberschaltung und Ansteuerverfahren für einen feldgesteuerten Leistungsschalter |
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| GB2417625A (en) * | 2004-08-31 | 2006-03-01 | Bombardier Transp Gmbh | Digital adaptive control of IGBT or MOS gate charging current in a converter for a railway traction motor |
| KR102117186B1 (ko) | 2012-04-20 | 2020-06-02 | 비쉐이-실리코닉스 | 전류 제한 시스템 및 방법 |
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