JPH0993162A - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 限られた占有周波数帯域を最大限有効に利用
し、かつ、所望の通信品質を保持しつつ、高速のデータ
通信を可能とするスペクトラム拡散通信装置を提供す
る。 【解決手段】 端子１−０、１−１、…、１−ｎへｎビ
ットの送信データが供給され、ＰＮ符合発生器２−０、
２−１、…、２−ｎからＭ系列符合に応じた矩形波が各
々位相をずらして出力される。そして、前記送信データ
に応じてスイッチ３−０、３−１、…、３−ｎを動作さ
せることにより、それら矩形波の送出をＯＮ／ＯＦＦ
し、加算器４で加算したものを送信信号とする。受信側
では、相関器９で受信信号と前記矩形波との相関処理を
行い、各々の位相ずれを有する矩形波が受信信号中に含
まれているか否かを相関出力のピーク位置により判断す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高速データ通信に
用いて好適なスペクトラム拡散通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】占有周波数帯域が制限される場合の無線
通信方式の一つに、信号のエネルギーをベースバンドよ
り広い周波数帯域に散らして送信するスペクトラム拡散
通信がある。このスペクトラム拡散通信とは、通常の狭
帯域変調方式と異なり、広い周波数帯域を多数のチャネ
ルで共用し、受信側での信号処理によって特定チャネル
の信号を得るものである。

【０００３】以下に図面を参照して従来のスペクトラム
拡散通信について説明する。図４は従来のスペクトラム
拡散通信装置の第一の構成例を示すブロック図である。

【０００４】この図において、５０は送信するディジタ
ルデータに応じた送信信号を１次変調するベースバンド
変調器である。このベースバンド変調器５０での１次変
調は、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying；周波数偏移変
調）、Ｂ−ＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying；２相
位相偏移変調）、Ｑ−ＰＳＫ（Quadrature PSK；４相位
相偏移変調）等の変調方式によって行われる。

【０００５】５１は送信側ＰＮ（Pseudo Noise；疑似雑
音）符号発生器である。ここで、ＰＮ符号とは、送信デ
ータのビットレートを遥かに上回る速度で±１の値をラ
ンダムにとる符号系列であり、一定符号長のランダムビ
ットパターンを繰り返す周期性を有する。なお、ＰＮ符
号におけるビットは特にチップと呼ばれる。以下、ＰＮ
符号のランダムパターン１周期の時間をチップ時間長と
いう。送信側ＰＮ符号発生器５１は、かかるＰＮ符号に
応じた矩形波を出力する。５２はベースバンド変調器５
０の出力と送信側ＰＮ符合発生器５１の出力とを乗算す
る送信側乗算器、５３は送信アンテナである。

【０００６】５４は受信アンテナ、５５は受信側乗算器
である。５６は受信側ＰＮ符号発生器であり、送信側Ｐ
Ｎ符号発生器５１が出力する矩形波と同一の矩形波を出
力する。５７はベースバンド変調器５０での変調方式に
対応した復調器である。

【０００７】このような構成において、ベースバンド変
調器５０で１次変調された送信信号にＰＮ符号が送信側
乗算器５２によって乗積される。この操作を２次変調又
は拡散変調といい、これにより送信データの周波数帯域
が拡散する。そして、かかる変調を受けた送信信号は、
送信アンテナ５３、受信アンテナ５４を介して受信側乗
算器５５へ入力され、前記ＰＮ符号と同一の符合系列と
乗積される。この操作を逆拡散といい、同一のＰＮ符号
系列を２度乗積すると全てのチップが＋１となることか
ら、これにより１次変調波が再生され、復調器５７によ
って送信データが得られる。

【０００８】続いて、従来のＳＡＷコンボルバを用いた
相関受信によるスペクトラム拡散通信について説明す
る。図５は従来のスペクトラム拡散通信装置の第二の構
成例を示すブロック図である。なお、図４と同一の構成
要素については、同一の記号を用いて表すものとし、説
明を省略する。

【０００９】この図において、５８は送信信号を１次変
調するベースバンド変調器である。このベースバンド変
調器５８での１次変調は、送信データが“０”のとき周
波数ｆ0、“１”のとき周波数ｆ1とするＦＳＫ変調方式
によって行われる。

【００１０】５９は受信信号と、発振器６０の出力とＰ
Ｎ符号発生器５６の出力とを乗積した参照信号との相互
相関波形を出力するＳＡＷ（Surface Acoustic Wave；
弾性表面波）コンボルバである。

【００１１】ここに、ＳＡＷコンボルバとは、２つの信
号波形を乗積するＳＡＷ伝搬部と、その乗積結果を積分
するゲート電極とを有し、入力した２つの信号のコンボ
リューションを出力するＳＡＷデバイスである。ＳＡＷ
コンボルバ５９は、かかるＳＡＷコンボルバの機能を利
用して相関器として用いられるものであり、受信信号と
時間反転した参照信号とが入力され、参照信号の中心周
波数に近い周波数成分が受信信号中に含まれるときにの
みピークが現れる相関出力を出力する。

【００１２】なお、発振器６０の発振周波数はｆ1と
し、この発振器６０の出力と受信側ＰＮ符合発生器５６
の出力とが乗算器６１によって乗積される。これにより
生成された中心周波数ｆ1のＢ−ＰＳＫ信号が、ＳＡＷ
コンボルバ５９の参照信号として用いられる。

【００１３】このような構成において、ベースバンド変
調器５８によりＦＳＫ変調された送信信号が更に拡散変
調されて送信アンテナ５３から送信される。なお、この
ときの送信信号、ＦＳＫ信号及び拡散変調された信号の
波形を図６に示す。

【００１４】送信アンテナ５３から送信された信号は、
受信アンテナ５４により受信され、ＳＡＷコンボルバ５
９へ入力される。そして、ＳＡＷコンボルバ５９によ
り、受信信号の中心周波数がｆ1のときにのみピークが
現れる相関出力が出力され、この相関出力を検波・波形
成形等することにより送信データを得ることができる。
なお、このときの受信信号、相関出力、検波出力、波形
成形出力及びこれらによって得られる送信信号の波形を
図７に示す。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ＦＳＫ、Ｐ
ＳＫ等の変調方式によってディジタル信号を変調する
と、変調後の信号は一定の帯域幅を有し、この帯域幅は
被変調信号のビット長が短い程広くなる。すなわち、デ
ータが高速であればあるほどそのときのＦＳＫ信号、Ｐ
ＳＫ信号等は広帯域になる。従って、従来のスペクトラ
ム拡散通信によって高速データ通信を行うと、１次変調
の段階で既に広い周波数帯域を占有し、それを更に２次
変調（拡散変調）するので、相当に広い周波数帯域を占
有することになる。このため、限られた占有周波数帯域
では、データ通信速度に限界があり、データ通信の一層
の高速化を図ることが困難であるという問題点を有して
いた。

【００１６】また、スペクトラム通信装置において、相
関受信により、あるＰＮ符号を用いた場合の最大のＳ／
Ｎを得るためには、一次変調の変調周期、すなわち、送
信データのビット長をチップ時間長以上となるように
し、受信側で１ＰＮ符号周期分の相関出力が得られるよ
うにしなければならない。このような制約の下で高速の
データ通信を行うにはチップレートを高くすればよい
が、チップレートを高くすると占有周波数帯域が広くな
る。一方、ＰＮ符号周期を長くすることによりＳ／Ｎを
向上させることができるが、同時に送信データのビット
長も長くすることが必要であるため、データ通信速度は
遅くなる。従って、従来のスペクトラム拡散通信におい
ては、限られた占有周波数帯域で一定の通信品質を保持
しつつ、データ通信の高速化を図ることは極めて困難で
あるという問題点を有していた。

【００１７】本発明はこれらの問題点に鑑みてなされた
もので、占有周波数帯域を広げることなく、限られた占
有周波数帯域を最大限有効に利用し、かつ、所望の通信
品質を保持しつつ、高速のデータ通信を可能とするスペ
クトラム拡散通信装置を提供することを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
ｎビットの送信データが供給される入力端子と、符号開
始位置が一致すると相関にピークが現れ、前記符号開始
位置がずれると相関が少なくなる符号系列をＰＮ符号と
し、前記送信データの各々のビットに各々異なる符号開
始時刻を対応させた前記ＰＮ符号の１周期分に応じた各
々異なる位相ずれを有するｎ個の波形を、前記入力端子
へ供給された前記送信データの各々のビットにおけるデ
ータに応じて合成した送信信号を出力する送信信号生成
手段と、前記送信信号に応じた送信波を送信する送信手
段と、前記送信波を受信し、その受信波に応じた受信信
号を出力する受信手段と、前記受信信号の波形と前記Ｐ
Ｎ符号に応じた波形との相関波形を出力する相関処理手
段と、前記相関波形のピーク位置に基づいて受信データ
を出力する出力手段とを有することを特徴としている。

【００１９】請求項２記載の発明は、請求項１記載のス
ペクトラム拡散通信装置において、前記送信信号生成手
段は、Ｍ系列符号をＰＮ符号とし、前記送信データの各
々のビットに、各々の前記ＰＮ符号の符号開始位置のず
れが１チップ以上となる符号開始時刻を対応させた前記
ＰＮ符号の１周期分に応じた各々異なる位相ずれを有す
るｎ個の波形を、前記入力端子へ供給された前記送信デ
ータの各々のビットにおけるデータに応じて合成した送
信信号を出力する送信信号生成手段であることを特徴と
している。

【００２０】請求項３記載の発明は、請求項１又は２記
載のスペクトラム拡散通信装置において、前記送信信号
生成手段は、前記ｎ個の波形を出力するＰＮ符号発生器
と、前記入力端子へ供給された前記送信データの各々の
ビットにおけるデータに応じて前記各々のビットに対応
する波形の送出を前記ＰＮ符合１周期に相当する周期で
ＯＮ／ＯＦＦするｎ個のスイッチと、前記ｎ個のスイッ
チを介して送出された各々の波形を加算して出力する加
算器とを有する送信信号生成手段であることを特徴とし
ている。

【００２１】請求項４記載の発明は、請求項３記載のス
ペクトラム拡散通信装置において、前記ＰＮ符合発生器
は、Ｍ系列符合発生回路と、初段のシフトレジスタへ前
記Ｍ系列符合発生回路の出力が入力され、前記Ｍ系列符
合発生回路における符合発生クロックに従って内容がシ
フトされるｎ段以上接続されたシフトレジスタとを有す
ることを特徴としている。

【００２２】請求項５記載の発明は、請求項１〜４のい
ずれかの項記載のスペクトラム拡散通信装置において、
前記相関処理手段は、前記ＰＮ符合に従ってタップが配
列されたＳＡＷコリレータであることを特徴としてい
る。

【００２３】請求項６記載の発明は、請求項１〜５のい
ずれかの項記載のスペクトラム拡散通信装置において、
前記出力手段は、前記ＰＮ符合１周期に相当する時間の
間に前記相関処理手段から出力された前記相関波形のピ
ーク位置に基づいて受信データをｎビットのパラレル信
号形式へ変換して出力する出力手段であることを特徴と
している。

【００２４】請求項７記載の発明は、請求項１〜５のい
ずれかの項記載のスペクトラム拡散通信装置において、
前記出力手段は、前記ＰＮ符合１チップに相当する時間
間隔で前記相関処理手段から出力された前記相関波形の
ピークに基づいて受信データをシリアル信号形式で出力
する出力手段であることを特徴としている。

【００２５】請求項８記載の発明は、請求項１〜７のい
ずれかの項記載のスペクトラム拡散通信装置において、
前記送信信号生成手段は、前記ＰＮ符合に応じた波形の
特定の位相ずれを有する波形を前記送信データの内容と
は無関係に常に合成し、前記ｎビットの送信データの各
々のビットを前記特定の位相ずれを有する波形以外の波
形と対応させることを特徴とし、前記出力手段は、前記
特定の位相ずれを有する波形による相関出力のピークを
基準としてそれ以外の波形による相関出力を選別し、前
記ｎビットの送信データの各々のビットにおけるデータ
に対応する受信データを出力する出力手段であることを
特徴としている。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。図１は本発明の一実施形態
によるスペクトラム拡散通信装置の構成を示すブロック
図である。

【００２７】図において、１−０、１−１、…、１−ｎ
は送信するｎビットのディジタルデータＤ0、Ｄ1、…、
Ｄnが供給される端子である。

【００２８】２−０、２−１、…、２−ｎはＰＮ符号発
生器である。本実施形態ではＭ系列符号（Maximum Leng
th linear shift register sequence code）をＰＮ符号
として用いるものとする。Ｍ系列符号とは、ランダム符
号系列の一種であり、一定符号長のランダムビットパタ
ーンを繰り返す周期性を有する。

【００２９】ここで、Ｍ系列符号の特徴について説明す
る。Ｍ系列符号は、“１”を“１”に、“０”を“−
１”に対応させて自己相関をとると、ビットパターンが
完全に重なったときにピークが現れ、１ビット以上ずれ
たときにはほとんど相関がなくなるという特質を有す
る。例えば９ビットのＭ系列符号では、ビットパターン
が重なったときの相関は９、１ビット以上ずれたときの
相関は全て−１となる。また、異なるＭ系列符号の相互
相関はほとんどないという特質も有する。

【００３０】ＰＮ符号発生器２−０、２−１、…、２−
ｎは、同一Ｍ系列符号の“１”を“１”に、“０”を
“−１”に対応させた矩形波を各々位相をずらして出力
する。この位相のずれた矩形波を出力するために、各々
のＰＮ符号発生器２−０、２−１、…、２−ｎにおける
Ｍ系列符号開始時刻ｔi（ｉ＝０、１、…、ｎ）を ｔi＝ｔ0＋ｋ×ｉ×Ｔ とする。ここに、t0は送信開始時刻、ｋは０を除く整
数、ＴはＰＮ符号発生器の符号発生クロック周期（１チ
ップの時間長）である。

【００３１】これにより、各々のＰＮ符号発生器２−
０、２−１、…、２−ｎから出力される矩形波の位相を
ｋ×ｉチップずれたＭ系列符号に対応させる。但し、こ
のチップずれはＭ系列符号１周期未満として、波形が完
全に重なるものがないようにする。従って、例えばｋ＝
１のとき、ｎの最大は１周期のチップ数−１である。
又、チップ時間長はＴmとし、送信データＤ0、Ｄ1、
…、Ｄnは、チップ時間長Ｔmと同一周期で供給される。

【００３２】３−０、３−１、…、３−ｎは各々送信デ
ータＤ0、Ｄ1、…、Ｄnが“１”のときＯＮ、“０”の
ときＯＦＦとなるスイッチである。ここで、スイッチ３
−０、３−１、…、３−ｎのＯＮ／ＯＦＦ動作は、各々
のスイッチが対応するＰＮ符号発生器におけるＭ系列符
号開始時刻ｔiから開始され、ＯＮ／ＯＦＦ状態はチッ
プ時間長Ｔmの間保持される。これにより、端子１−
０、１−１、…、１−ｎのうち送信データが“１”であ
る端子に対応するＰＮ符号発生器からＭ系列符号１周期
分の矩形波が加算器４へ送出される。

【００３３】加算器４は、スイッチ３−０、３−１、
…、３−ｎのうちのＯＮ状態にあるスイッチを介して送
出されたＰＮ符号発生器２−０、２−１、…、２−ｎの
出力を加算する加算器である。

【００３４】５は搬送周波数ｆの搬送波を出力する発振
器である。ここに、搬送周波数ｆは通信に割り当てられ
た通信周波数帯域における中心周波数である。６は加算
器４の出力と発振器５の出力とを乗積する乗算器であ
る。７は乗算器６からの出力に応じた送信波を送信する
送信アンテナである。

【００３５】８は受信アンテナである。９は入力信号の
相関処理を行う相関器であり、受信アンテナ８の受信波
に応じた受信信号が入力され、その相関出力を検波・波
形形成器１０へ出力する。

【００３６】この相関器９は、ディジタルマッチドフィ
ルタ又はＳＡＷコリレータや上述したＳＡＷコンボルバ
等のＳＡＷデバイス等の相関処理装置と、受信信号を該
相関処理装置に適合した周波数帯域に変換するダウンコ
ンバータ等から構成される。ここで、相関処理装置は、
ＰＮ符号発生器２−０、２−１、…、２−ｎから出力さ
れる矩形波と同一の矩形波と受信信号との相関処理を行
う。

【００３７】検波・波形形成器１０は、相関器９からの
相関出力を検波・波形成形して一定レベル・一定幅のパ
ルス信号としてシリアル−パラレル変換器１１へ出力す
る。シリアル−パラレル変換器１１は、検波・波形成形
器１０から出力されたパルス信号をチップ時間長Ｔm毎
にパラレルデータに変換して出力する。

【００３８】次に、上記実施形態によるスペクトラム拡
散通信装置の動作について説明する。まず、各機器へ電
源を供給するとともに、端子１−０、１−１、…、１−
ｎへ送信データＤ0、Ｄ1、…、Ｄnを供給して通信を開
始する。すると、ＰＮ符号発生器２−０が送信開始時刻
t0から矩形波出力を開始し、以下、これに続いてＰＮ符
号発生器２−１、２−２、…、２−ｎが各々時刻t0＋ｋ
×１×Ｔ、t0＋ｋ×２×Ｔ、…、t0＋ｋ×ｎ×Ｔから矩
形波出力を開始する。また、このとき同時にスイッチ３
−０、３−１、…、３−ｎのＯＮ／ＯＦＦ動作も開始さ
れる。

【００３９】例として、いま、ある端子１−ｊ（ｊは０
〜ｎのいずれかの整数）へ供給された送信データＤjが
“１”であったとすると、時刻がｔj（ｔ0＋ｋ×ｊ×
Ｔ）となったときに、この端子１−ｊに対応するスイッ
チ３−ｊがＯＮとなる。スイッチ３−ｊがＯＮとなる
と、ＰＮ符号発生器２−ｊから出力され始めた矩形波が
加算器４へ入力される。そして、このスイッチ３−ｊの
ＯＮ状態は、チップ時間長Ｔmの間保持される。これに
より、時刻ｔjから時刻ｔj＋Ｔmの間にＭ系列符号１周
期分に相当する矩形波が加算器４へ送出される。

【００４０】一方、端子１−ｊへ供給された送信データ
Ｄjが“０”であったときは、スイッチ３−ｊはＯＦＦ
状態となり、ＰＮ符号発生器２−ｊから出力され始めた
矩形波は送出されない。

【００４１】なお、送信開始当初は、ＰＮ符号発生器２
−ｊから矩形波出力が開始されると同時にスイッチ３−
ｊがＯＮ（又はＯＦＦ）となる。これ以降はＰＮ符号発
生器２−ｊの矩形波出力はそのまま継続され、スイッチ
３−ｊがチップ時間長Ｔm毎に送信データＤjに応じてＯ
Ｎ／ＯＦＦされることにより、１周期分のＭ系列符号に
相当する矩形波の送出をＯＮ／ＯＦＦする。

【００４２】このようにして、端子１−０、１−１、
…、１−ｎのうちの送信データが“１”である端子に対
応したＰＮ符号発生器２−０、２−１、…、２−ｎの出
力が、各々の符号開始時刻に従って送出される。これに
より、各送信データＤ0、Ｄ1、…、Ｄnに基づき、それ
ぞれ位相のずれたＭ系列符号に応じた矩形波が加算器４
へ送出される。

【００４３】加算器４では、上述のようにスイッチ３−
０、３−１、…、３−ｎを介して送出された矩形波が加
算される。これにより、送信すべき矩形波を全て重ね合
わせた送信信号が生成され、乗算器６へ入力される。

【００４４】乗算器６では、入力された加算器４の出力
と搬送波とが乗積される。これにより、送信信号が通信
周波数帯域として割り当てられた周波数帯域へシフトさ
れ、それに応じた送信波が送信アンテナ７によって送信
される。

【００４５】送信アンテナ７から送信された送信波は、
受信アンテナ８によって受信される。そして、受信アン
テナ８の受信波に応じた受信信号が相関器９へ入力され
る。

【００４６】相関器９では、該受信信号と、ＰＮ符号発
生器２−０、２−１、…、２−ｎから出力される矩形波
と同一の矩形波を用いた相関処理が行われる。これによ
り、上述したＭ系列符号の性質から、ある時刻ｔ'から
時間Ｔmの間の受信信号中に該矩形波と同一波形かつ同
一位相の矩形波が含まれていれば、時刻ｔ'＋Ｔmの相関
出力にピークが現れる。

【００４７】ここで、上述したように送信側において
は、送信データＤ0、Ｄ1、…、Ｄn毎にそれぞれ位相を
ずらして矩形波を送信しているので、相関出力のピーク
は、その位相ずれに相当する時間間隔で現れる。

【００４８】例えば、送信データＤ0、Ｄ1、Ｄ2、…、
Ｄnが、Ｄ0＝１、Ｄ1＝０、Ｄ2＝１、…、Ｄn＝１であ
ったとすると、該送信データに対応する送信波を受信ア
ンテナ８によって受信し始めてから時間Ｔmが経過した
ときにＤ0＝１に対応するピークが現れる。このピーク
が現れた時刻をｔ0'とすると、Ｄ1＝０であることから
時刻ｔ0'＋ｋ×１×Ｔではピークは現れない。次いで、
時刻ｔ0'＋ｋ×２×Ｔでは、Ｄ2＝１に対応するピーク
が現れる。以後、同様に、送信データＤ3、Ｄ4、…、Ｄ
n-1各々について、時刻ｔ0'から各々の送信矩形波の位
相ずれに相当する時間が経過したときに対応する相関出
力が得られる。

【００４９】なお、時刻がｔ0'＋ｋ×ｎ×Ｔとなったと
きに、Ｄn＝１に対応するピークが現れ、前記の一例と
して挙げた送信データＤ0、Ｄ1、…、Ｄnの送受信は完
了するが、送信データＤ0、Ｄ1、…、Ｄnは各々時間Ｔm
毎に供給され続ける。従って、時刻がｔ0'＋Ｔmとなっ
たとき、前記送信データＤ0に続いて供給された送信デ
ータＤ0に対応する相関出力が得られ、その後も上記同
様に送信データＤ1、Ｄ2、…に対応する相関出力が得ら
れる。

【００５０】このようにして得られた相関出力は、検波
・波形形成器１０によって一定レベル・一定幅のパルス
信号とされ、シリアル−パラレル変換器１１へ入力され
る。

【００５１】上述のように、相関出力は一定の時間間隔
で出力されるシリアル信号であるので、シリアル−パラ
レル変換器１１では、前記パルス信号をチップ時間長Ｔ
m毎にパラレル信号へ変換し、受信データをパラレルデ
ータの形で出力する。

【００５２】ここで、チップ時間長Ｔmには、送信デー
タＤ0、Ｄ1、…、Ｄnが一組含まれていることから、シ
リアル−パラレル変換器１１の出力は、端子１−０、１
−１、…、１−ｎへ供給された際のデータと同一内容・
同一形式のデータとなる。

【００５３】これにより、従来ＰＮ符合の１チップ時間
長Ｔm当たりに１ビットのデータ通信が行われていたも
のが、最大でＰＮ符合１周期のチップ数−１（Ｔm／Ｔ
−１）ビットのデータ通信が可能となる。通常、ＰＮ符
合１周期のチップ数は数十チップあるので、データ通信
速度は相当向上する。

【００５４】次に、図２を参照して上記実施形態のスペ
クトラム拡散通信装置について、各々の構成要素の種々
の構成例を更に具体的に説明する。なお、動作は上記実
施形態と同様であるが、必要に応じて詳細を説明する。
又、図１と同様であって、特に装置の特徴に影響しない
構成要素については、同一の記号を用いて表すものと
し、説明を省略する。

【００５５】図において、２１−０〜２１−７は８ビッ
トの送信データＤ0〜Ｄ7が供給される端子であり、上記
実施形態における端子１−０、１−１、…、１−ｎに相
当する。この端子へのデータの供給は、上記実施形態で
はチップ時間長Ｔm毎になされるものであったが、必ず
しもこのような形態には限られない。例えばこれら端子
に適当なバッファを設ける等して送信データを一時的に
ホールドし、チップ時間長Ｔmに応じたクロックによっ
て逐次送信データを排出するようにしてもよい。要する
に、各々の端子が対応する各々のＰＮ符号発生器から、
ＰＮ符号１周期分に相当する矩形波を送出することがで
きるようにすればよいのである。なお、図２に示すＤ0
＝０、Ｄ1＝１、…、Ｄ7＝１は、送信データの一例であ
る。

【００５６】２２はシフトレジスタ２２ｒ−１〜２２ｒ
−５、シフトレジスタ２２ａ〜２２ｊ及びＥＸ−ＯＲ
（エクスクルーシブオアー）回路２２ｘから構成される
ＰＮ符号発生器であり、Ｍ系列符号をＰＮ符号として用
いるものである。

【００５７】図のようにシフトレジスタ２２ｒ−１〜２
２ｒ−５及びＥＸ−ＯＲ回路２２ｘから構成されたＭ系
列符合生成回路２２Ｍにおいて、符号発生クロックによ
ってシフトレジスタ２２ｒ−１〜２２ｒ−５の内容をシ
フトさせると、シフトレジスタ２２ｒ−５の出力からＭ
系列符号を得ることができる。なお、シフトレジスタが
５段の場合のＭ系列符号周期は３１（２⁵−１）ビット
であり、図においてはシフトレジスタ２２ｒ−２と２２
ｒ−５の内容のＥＸ−ＯＲをフィードバックしている
が、ＥＸ−ＯＲ回路２２ｘと接続されるシフトレジスタ
を変えることによって種々のビットパターンのＭ符号系
列を得ることもできる。

【００５８】シフトレジスタ２２ｒ−５から出力される
Ｍ系列符号は、符号クロック毎に更に後段に設けられた
シフトレジスタ２２ａ、２２ｂ、…、２２ｊへシフトす
る。このようにすると、シフトレジスタ２２ａ〜２２ｊ
の出力から各々チップがずれたＭ系列符号を得ることが
でき、複数のＰＮ符号発生器を設けなくともチップがず
れたＭ系列符号に応じた矩形波を出力させることができ
る。

【００５９】２３−０、２３−１、…、２３−７は各々
送信データＤ0、Ｄ1、…、Ｄ7が“１”のときＯＮ、
“０”のときＯＦＦとなるスイッチであり、上記実施形
態におけるスイッチ３−０、３−１、…、３−ｎに相当
する。これらのスイッチは、図示のように各々シフトレ
ジスタ２２ｃ、２２ｄ、…、２２ｊと対応し、シフトレ
ジスタ２２ａにおけるチップから２＋ｐ（ｐ＝０、１、
…、７）チップずれた（遅れた）Ｍ系列符号に応じた矩
形波の送出をＯＮ／ＯＦＦする。なお、シフトレジスタ
２２ａからの矩形波は、送信データの内容とは無関係に
基準信号として加算器４へ入力される。

【００６０】ここで、例として、送信データが図示の送
信データ例Ｄ0＝０、Ｄ1＝１、…、Ｄ7＝１の場合の動
作について説明する。

【００６１】シフトレジスタ２２ａからの矩形波は、シ
フトレジスタ２２ｒ−５の最初の出力がなされた送信開
始時から継続して加算器４へ入力されている。いま、送
信開始時から時間Ｔm×ｑ（ｑは整数）が経過した時刻
ｔsから前記送信データ例の送信が開始されるものとす
ると、時刻ｔs＋３Ｔにおいてスイッチ２３−１がＯＮ
となり、シフトレジスタ２２ｄからの矩形波が加算器４
へ送出され始める。次いで、時刻ｔs＋５Ｔにスイッチ
２３−３がＯＮとなり、シフトレジスタ２２ｄからの矩
形波が加算器４へ送出され始める。以下、同様に時刻ｔ
s＋６Ｔにスイッチ２３−４がＯＮ、時刻ｔs＋７Ｔにス
イッチ２３−５がＯＮ、時刻ｔs＋９Ｔにスイッチ２３
−７がＯＮとなり、各々のシフトレジスタからの矩形波
が送出され始める。図においては、このときのスイッチ
２３−０〜２３−７のＯＮ／ＯＦＦ状態が示されてい
る。

【００６２】各々のスイッチのＯＮ（又はＯＦＦ）状態
はチップ時間長Ｔmの間保持される。これにより、基準
信号と、基準信号との位相差がＭ系列符号３チップ分、
５チップ分、６チップ分、７チップ分及び９チップ分に
相当する位相差を有する１周期分の矩形波が加算器４へ
入力される。なお、各々のスイッチは、ＯＮ（又はＯＦ
Ｆ）状態をチップ時間長Ｔmの間保持した後、次の送信
データに応じてＯＮ状態又はＯＦＦ状態となる。

【００６３】このようにして位相が異なる矩形波が加算
器４へ入力され、加算器４でそれらの矩形波を全て重ね
合わせた送信信号が生成される。なお、ここで述べた送
信信号の生成は一例にすぎず、送信データのビット毎に
位相の異なる矩形波の送信を行うことができるものであ
ればよい。

【００６４】生成された送信信号は乗算器６で搬送波と
乗積され、それに応じた送信波が送信アンテナ７によっ
て送信される。そして、受信アンテナ８によって受信さ
れ、受信波に応じた受信信号がＳＡＷコリレータ２９へ
入力される。

【００６５】ＳＡＷコリレータ２９は、上記実施形態に
おける相関器９に相当する。なお、受信信号をＳＡＷコ
リレータ２９に適合した周波数帯域に変換するダウンコ
ンバータは省略したが、これは必要に応じて適宜設ける
ようにすればよい。

【００６６】ここに、ＳＡＷコリレータとは、一定の符
号系列に従って配列されたタップを有し、空間積分によ
り該符号系列の波形と入力信号波形との相関処理を行う
ＳＡＷデバイスであり、積分演算による相関出力の時間
遅れがない。これによる相関出力は、入力信号波形が該
符号系列の波形と一致したときに各タップの出力が加算
されてピークとなる。ＳＡＷコリレータ２９では、ＰＮ
符号発生器２２において発生させるＭ系列符号に従って
タップを配列し、入力された受信信号中に該Ｍ系列符号
に応じた波形が含まれているときに相関出力のピークが
現れるようにする。

【００６７】ここで、ＳＡＷコリレータ２９による相関
処理の一例として、前述の送信データ例Ｄ0＝０、Ｄ1＝
１、…、Ｄ7＝１による送信信号が受信された場合につ
いて図３を参照して説明する。

【００６８】受信信号は受信開始時から継続してＳＡＷ
コリレータ２９へ入力される。そして、基準信号の矩形
波１周期分を含む受信信号がＳＡＷコリレータ２９へ入
力されると、図３の相関出力ａに示すように、出力にピ
ークが現れる。その後、時間３Ｔが経過すると、シフト
レジスタ２２ｄからの１周期分の矩形波が含まれた受信
信号がＳＡＷコリレータ２９へ入力され、相関出力ｄに
示すピークが現れる。次いで、時間２Ｔが経過すると、
シフトレジスタ２２ｆからの１周期分の矩形波が含まれ
た受信信号がＳＡＷコリレータ２９へ入力され、相関出
力ｆに示すピークが現れる。以下引き続いて、時間Ｔ経
過後にシフトレジスタ２２ｇ、時間Ｔ経過後にシフトレ
ジスタｈ、時間２Ｔ経過後にシフトレジスタｊからの１
周期分の矩形波が含まれた受信信号がＳＡＷコリレータ
２９へ入力され、相関出力ｇ、ｈ、ｊに示すピークが現
れる。

【００６９】このようにして得られた相関出力を波形形
成器３０によって一定レベル・一定幅のパルス信号とす
る。なお、ＳＡＷコリレータでは、図３の相関出力に示
したようにピークが出力されるので検波操作を要しな
い。上記送信データ例Ｄ0＝０、Ｄ1＝１、…、Ｄ7＝１
の場合に波形成形器３０から出力されるパルス信号を図
３の波形成形出力に示す。

【００７０】波形形成器３０の出力パルス信号は、シリ
アル−パラレル変換器１１へ入力され、チップ時間長Ｔ
m毎にパラレル信号へ変換されて出力される。これによ
り、もとの送信データが得られる。

【００７１】なお、上記実施形態においては、受信側で
データをパラレル信号形式で出力することとしている
が、シリアル信号形式のまま出力することとしてもよ
い。これは、送信データをチップ時間長Ｔmの周期で供
給されるパラレル信号ではなく、１チップの時間長Ｔの
周期で供給されるシリアル信号とした場合等に有用であ
る。この場合、供給されたシリアル信号を分配器によっ
て端子１−０、１−１、…、１−ｎへ振り分けることが
必要となる。

【００７２】また、ＰＮ符号発生器から出力される波形
の位相ずれは、それによって相関が小さくなればよいの
であって、上記実施形態において述べたものには限られ
ない。例えば、Ｍ系列符号では、１チップ以上１周期未
満に相当する位相ずれがあればよく、その範囲であれば
何チップ分の位相ずれでもよいのである。

【００７３】加えて、異なるＭ系列符号同士には相互相
関がほとんどないので、符号を変えることによって多重
通信が可能である上に、同一Ｍ系列符号においても上記
実施形態における基準信号を導入する等して時分割で多
重化することができる。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
符合開始位置が一致すると相関にピークが現れ、ずれる
と相関が少なくなるＰＮ符合に応じた波形を用い、送信
データの各々のビットに対してそれぞれ異なる位相ずれ
で該波形を対応させたので、受信側における相関処理に
より、送信データの各々のビットに対応する受信データ
が、それぞれの位相ずれに相当する時間間隔で出力され
る。これにより、最大でチップレートと同一の時間間隔
でデータ通信を行うことができ、高速のデータ通信が可
能となる。

【００７５】また、本発明によるこの高速データ通信
は、同一波形の位相をずらしたものによってなされるの
で、占有周波数帯域は、このただ一つの波形の周波数帯
域のみである。従って、従来のベースバンド変調による
周波数帯域の拡大がなく、占有周波数帯域を広げずに、
必要最小限の占有周波数帯域を最大限有効に利用しつ
つ、高速のデータ通信を行うことができるという効果が
得られる。

【００７６】更に、本発明においては、受信側で各々異
なる位相ずれを有する波形それぞれに対しての相関処理
が行われるので、一定位相の波形を用いた場合と比べて
も相関出力のピークが低減することがない。すなわち、
データ通信速度を高速化することによるＳ／Ｎの低下が
ないのである。これにより、所望の通信品質を保持しつ
つ、高速のデータ通信が可能となるという効果が得られ
る。

【００７７】特に、請求項２記載の発明によれば、ＰＮ
符合にＭ系列符合を用いるので、Ｍ系列符合の性質か
ら、各々位相ずれが異なる波形同士での相関が全くなく
なる。これにより、受信側における相関出力のピークが
鮮明に現れ、送信されたデータを確実に再現することが
できる。

【００７８】また、請求項３記載の発明によれば、ＰＮ
符合発生器とスイッチとの協調動作と加算器での加算演
算により、上述のように高速データ通信を可能とする送
信信号を生成することができる。この場合、請求項４記
載の発明によれば、ＰＮ符合発生器の構成を簡略化する
ことができるので、簡易な構成による送信信号の生成が
可能となる。

【００７９】一方、受信側における相関処理について
は、請求項５記載の発明ではＳＡＷコリレータを用いて
いるので、積分演算による遅延がなく、各々の波形の位
相ずれに応じてリアルタイムで受信データを得ることが
できる。そして、異なる符合系列を用いて多重化する場
合と異なり、同一波形の位相をずらしたものによってデ
ータを送信するので、受信側のＳＡＷコリレータは、た
だ一つのＰＮ符合に応じたもののみで足りるという効果
が得られる。

【００８０】加えて、請求項６記載の発明によれば、受
信データをパラレル信号形式で出力するので、入力端子
へ入力された際の送信データと同一の形で受信データを
得ることができる。これに対して請求項７記載の発明に
よれば、受信データをシリアル信号形式で出力するの
で、もともとの送信データがシリアル信号形式で供給さ
れるものである場合等に有効である。

【００８１】なお、請求項８記載の発明によれば、所定
の基準信号を送信することとしているので、フレーム同
期、時分割多重等にこの基準信号を利用してデータ通信
を行うことができるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態によるスペクトラム拡散
通信装置の構成を示すブロック図である。

【図２】 図１のスペクトラム拡散通信装置について、
種々の構成例とその動作を具体的に説明するための図で
ある。

【図３】 送信データの一例に対して受信側で得られる
相関出力及び波形成形出力の波形を示した図である。

【図４】 従来のスペクトラム拡散通信装置の第一の構
成例を示すブロック図である。

【図５】 従来のスペクトラム拡散通信装置の第二の構
成例を示すブロック図である。

【図６】 図５のスペクトラム拡散通信装置における送
信信号、ＦＳＫ信号及び拡散変調された信号の波形を示
した図である。

【図７】 図５のスペクトラム拡散通信装置における受
信信号、相関出力、検波出力、波形成形出力及びこれら
によって得られる送信信号の波形を示した図である。

【符号の説明】

１−０、１−１、…、１−ｎ、２１−０、２１−１、
…、２１−７ 入力端子 ２−０、２−１、…、２−ｎ、２２ ＰＮ符合発生器 ３−０、３−１、…、３−ｎ、２３−０、２３−１、
…、２３−７ スイッチ ４ 加算器 ７ 送信アンテナ ８ 受信アンテナ ９ 相関器 １０ 検波・波形成形器 １１ シリアル−パラレル変換器 ２２Ｍ Ｍ系列符合生成回路 ２２ａ、２２ｂ、…、２２ｊ シフトレジスタ ２９ ＳＡＷコリレータ ３０ 波形成形器

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ｎビットの送信データが供給される入力
   端子と、 符号開始位置が一致すると相関にピークが現れ、前記符
   号開始位置がずれると相関が少なくなる符号系列をＰＮ
   符号とし、前記送信データの各々のビットに各々異なる
   符号開始時刻を対応させた前記ＰＮ符号の１周期分に応
   じた各々異なる位相ずれを有するｎ個の波形を、前記入
   力端子へ供給された前記送信データの各々のビットにお
   けるデータに応じて合成した送信信号を出力する送信信
   号生成手段と、 前記送信信号に応じた送信波を送信する送信手段と、 前記送信波を受信し、その受信波に応じた受信信号を出
   力する受信手段と、 前記受信信号の波形と前記ＰＮ符号に応じた波形との相
   関波形を出力する相関処理手段と、 前記相関波形のピーク位置に基づいて受信データを出力
   する出力手段とを有するスペクトラム拡散通信装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載のスペクトラム拡散通信装
   置において、 前記送信信号生成手段は、Ｍ系列符号をＰＮ符号とし、
   前記送信データの各々のビットに、各々の前記ＰＮ符号
   の符号開始位置のずれが１チップ以上となる符号開始時
   刻を対応させた前記ＰＮ符号の１周期分に応じた各々異
   なる位相ずれを有するｎ個の波形を、前記入力端子へ供
   給された前記送信データの各々のビットにおけるデータ
   に応じて合成した送信信号を出力する送信信号生成手段
   であることを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は２記載のスペクトラム拡散
   通信装置において、 前記送信信号生成手段は、前記ｎ個の波形を出力するＰ
   Ｎ符号発生器と、前記入力端子へ供給された前記送信デ
   ータの各々のビットにおけるデータに応じて前記各々の
   ビットに対応する波形の送出を前記ＰＮ符合１周期に相
   当する周期でＯＮ／ＯＦＦするｎ個のスイッチと、前記
   ｎ個のスイッチを介して送出された各々の波形を加算し
   て出力する加算器とを有する送信信号生成手段であるこ
   とを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
4. 【請求項４】 請求項３記載のスペクトラム拡散通信装
   置において、 前記ＰＮ符合発生器は、Ｍ系列符合発生回路と、初段の
   シフトレジスタへ前記Ｍ系列符合発生回路の出力が入力
   され、前記Ｍ系列符合発生回路における符合発生クロッ
   クに従って内容がシフトされるｎ段以上接続されたシフ
   トレジスタとを有することを特徴とするスペクトラム拡
   散通信装置。
5. 【請求項５】 請求項１〜４のいずれかの項記載のスペ
   クトラム拡散通信装置において、 前記相関処理手段は、前記ＰＮ符合に従ってタップが配
   列されたＳＡＷコリレータであることを特徴とするスペ
   クトラム拡散通信装置。
6. 【請求項６】 請求項１〜５のいずれかの項記載のスペ
   クトラム拡散通信装置において、 前記出力手段は、前記ＰＮ符合１周期に相当する時間の
   間に前記相関処理手段から出力された前記相関波形のピ
   ーク位置に基づいて受信データをｎビットのパラレル信
   号形式へ変換して出力する出力手段であることを特徴と
   するスペクトラム拡散通信装置。
7. 【請求項７】 請求項１〜５のいずれかの項記載のスペ
   クトラム拡散通信装置において、 前記出力手段は、前記ＰＮ符合１チップに相当する時間
   間隔で前記相関処理手段から出力された前記相関波形の
   ピークに基づいて受信データをシリアル信号形式で出力
   する出力手段であることを特徴とするスペクトラム拡散
   通信装置。
8. 【請求項８】 請求項１〜７のいずれかの項記載のスペ
   クトラム拡散通信装置において、 前記送信信号生成手段は、前記ＰＮ符合に応じた波形の
   特定の位相ずれを有する波形を前記送信データの内容と
   は無関係に常に合成し、前記ｎビットの送信データの各
   々のビットを前記特定の位相ずれを有する波形以外の波
   形と対応させることを特徴とし、 前記出力手段は、前記特定の位相ずれを有する波形によ
   る相関出力のピークを基準としてそれ以外の波形による
   相関出力を選別し、前記ｎビットの送信データの各々の
   ビットにおけるデータに対応する受信データを出力する
   出力手段であることを特徴とするスペクトラム拡散通信
   装置。