JPH0974317A - ミキサ回路 - Google Patents
ミキサ回路Info
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- JPH0974317A JPH0974317A JP7228449A JP22844995A JPH0974317A JP H0974317 A JPH0974317 A JP H0974317A JP 7228449 A JP7228449 A JP 7228449A JP 22844995 A JP22844995 A JP 22844995A JP H0974317 A JPH0974317 A JP H0974317A
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- current
- current mirror
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0033—Current mirrors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力ダイナミックレンジが広いミキサ回路を
提供する。 【解決手段】 入力信号(7)とローカル信号(6)と
が入力されたダブルバランス型双差動回路1にて周波数
混合された信号を電流出力する。第1,第2のカレント
ミラー2,3にて双差動回路1の差動電流を夫々取出
す。第2のカレントミラー3の出力電流を第3のカレン
トミラー4にて反転して取出す。第2,第3のカレント
ミラー3,4の出力電流をインピーダンス素子を介して
定電圧源5へ供給する構成とすることで、出力(8)の
ダイナミックレンジがアースから電源電圧まで一杯とれ
ることになる。
提供する。 【解決手段】 入力信号(7)とローカル信号(6)と
が入力されたダブルバランス型双差動回路1にて周波数
混合された信号を電流出力する。第1,第2のカレント
ミラー2,3にて双差動回路1の差動電流を夫々取出
す。第2のカレントミラー3の出力電流を第3のカレン
トミラー4にて反転して取出す。第2,第3のカレント
ミラー3,4の出力電流をインピーダンス素子を介して
定電圧源5へ供給する構成とすることで、出力(8)の
ダイナミックレンジがアースから電源電圧まで一杯とれ
ることになる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明はミキサ回路に関し、
特に無線通信機における周波数変換処理を行うダブルバ
ランス型の周波数ミキサ回路に関するものである。
特に無線通信機における周波数変換処理を行うダブルバ
ランス型の周波数ミキサ回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来のこの種のミキサ回路の例として
は、差動回路を縦方向に2段積み重ねたいわゆるダブル
バランス型のものがあり、例えば実開昭61−1366
46号公報に開示されている。図4は、この様なダブル
バランス型の周波数ミキサ回路を示している。
は、差動回路を縦方向に2段積み重ねたいわゆるダブル
バランス型のものがあり、例えば実開昭61−1366
46号公報に開示されている。図4は、この様なダブル
バランス型の周波数ミキサ回路を示している。
【0003】図4に示す様に、トランジスタQ5,Q6
はエミッタ抵抗R2,R3を介して共通に接続され、定
電流源10を介して接地され、ベースは入力端子7に接
続されている。トランジスタQ1,Q2のエミッタは共
通に接続され、トランジスタQ5のコレクタと接続され
ている。トランジスタQ3,Q4のエミッタは共通に接
続され、トランジスタQ6のコレクタと接続されてい
る。
はエミッタ抵抗R2,R3を介して共通に接続され、定
電流源10を介して接地され、ベースは入力端子7に接
続されている。トランジスタQ1,Q2のエミッタは共
通に接続され、トランジスタQ5のコレクタと接続され
ている。トランジスタQ3,Q4のエミッタは共通に接
続され、トランジスタQ6のコレクタと接続されてい
る。
【0004】また、トランジスタQ1,Q4のベースは
共通に接続され、トランジスタQ2,Q3のベースも共
通に接続され、各々、ローカル信号入力端子6に接続さ
れている。トランジスタQ1,Q3のコレクタは共通に
接続され負荷抵抗R4を介して電源電圧供給端子9に接
続され、トランジスタQ2,Q4のコレクタは共通に接
続され負荷抵抗R5を介して電源電圧供給端子9に接続
されると共に出力端子8に接続される。
共通に接続され、トランジスタQ2,Q3のベースも共
通に接続され、各々、ローカル信号入力端子6に接続さ
れている。トランジスタQ1,Q3のコレクタは共通に
接続され負荷抵抗R4を介して電源電圧供給端子9に接
続され、トランジスタQ2,Q4のコレクタは共通に接
続され負荷抵抗R5を介して電源電圧供給端子9に接続
されると共に出力端子8に接続される。
【0005】電源電圧をVCCとし、トランジスタQ1〜
Q6のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧をVsat とし、
定電流源の両端の電位差をVC とし、抵抗R2による電
圧降下をVR2とすると、出力端子8から出力できる最大
振幅Vomaxは、 Vomax=(VCC−VC −2Vsat −VR2)/2 ・・・(1) となる。
Q6のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧をVsat とし、
定電流源の両端の電位差をVC とし、抵抗R2による電
圧降下をVR2とすると、出力端子8から出力できる最大
振幅Vomaxは、 Vomax=(VCC−VC −2Vsat −VR2)/2 ・・・(1) となる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のミキサ
回路では、VCCが一定のとき、VomaxはVC ,Vsat ,
VR2の3つのパラメータにより制限されるために、出力
ダイナミックレンジを広くすることができない。そのた
めに、無線通信機のダイナミックレンジをこのミキサ回
路が制限していることになり、無線通信機の特性低下の
一要因となっている。
回路では、VCCが一定のとき、VomaxはVC ,Vsat ,
VR2の3つのパラメータにより制限されるために、出力
ダイナミックレンジを広くすることができない。そのた
めに、無線通信機のダイナミックレンジをこのミキサ回
路が制限していることになり、無線通信機の特性低下の
一要因となっている。
【0007】本発明の目的は、出力ダイナミックレンジ
を広くすることで無線通信機の特性を向上することがで
きるミキサ回路を提供することである。
を広くすることで無線通信機の特性を向上することがで
きるミキサ回路を提供することである。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ダブル
バランス型回路を採用したミキサ回路であって、前記ダ
ブルバランス型回路の互いに逆相関係の一対の第1及び
第2の出力電流を夫々入力電流とする第1及び第2のカ
レントミラー手段と、前記第1のカレントミラー手段の
出力電流を入力電流とする第3のカレントミラー手段
と、前記第2及び第3のカレントミラー手段の共通出力
点にインピーダンス素子を介して接続された定電圧源と
を含み、前記共通出力点からミキサ出力を導出すること
を特徴とするミキサ回路が得られる。
バランス型回路を採用したミキサ回路であって、前記ダ
ブルバランス型回路の互いに逆相関係の一対の第1及び
第2の出力電流を夫々入力電流とする第1及び第2のカ
レントミラー手段と、前記第1のカレントミラー手段の
出力電流を入力電流とする第3のカレントミラー手段
と、前記第2及び第3のカレントミラー手段の共通出力
点にインピーダンス素子を介して接続された定電圧源と
を含み、前記共通出力点からミキサ出力を導出すること
を特徴とするミキサ回路が得られる。
【0009】
【発明の実施の形態】本発明の作用は次の如くである。
ダブルバランス型回路の互いに一対の逆相関係の電流を
第1及び第2のカレントミラーにより取出し、更に第1
のカレントミラーの出力電流を第3のカレントミラーに
より反転させて取出し、第2及び第3のカレントミラー
の各出力電流の差をインピーダンス素子を介して接続さ
れた定電圧源へ供給するようにすることで、定電圧源の
電圧にのみダイナミックレンジが依存して拡大可能とな
る。
ダブルバランス型回路の互いに一対の逆相関係の電流を
第1及び第2のカレントミラーにより取出し、更に第1
のカレントミラーの出力電流を第3のカレントミラーに
より反転させて取出し、第2及び第3のカレントミラー
の各出力電流の差をインピーダンス素子を介して接続さ
れた定電圧源へ供給するようにすることで、定電圧源の
電圧にのみダイナミックレンジが依存して拡大可能とな
る。
【0010】以下に図面を用いて本発明の実施例につい
て説明する。
て説明する。
【0011】図1は本発明の実施例を説明するためのミ
キサ回路の機能ブロック図である。図1に示す様に、本
実施例は、入力信号が入力端子7から入力されかつロー
カル信号がローカル信号入力端子6から入力されミキシ
ングが行われるダブルバランス型の双差動回路1と、ミ
キシングされた電流出力の信号を入力とする第1のカレ
ントミラー2と、第1の電流出力の信号と逆相である双
差動回路1から出力される第2の電流出力の信号を入力
とする第2のカレントミラー3と、第1のカレントミラ
ー2の出力を入力とする第3のカレントミラー4と第2
のカレントミラー3の出力と第3のカレントミラー4の
出力にインピーダンス素子11を介して接続されるVCC
/2のDC電圧を出力する定電圧源5とを備える。
キサ回路の機能ブロック図である。図1に示す様に、本
実施例は、入力信号が入力端子7から入力されかつロー
カル信号がローカル信号入力端子6から入力されミキシ
ングが行われるダブルバランス型の双差動回路1と、ミ
キシングされた電流出力の信号を入力とする第1のカレ
ントミラー2と、第1の電流出力の信号と逆相である双
差動回路1から出力される第2の電流出力の信号を入力
とする第2のカレントミラー3と、第1のカレントミラ
ー2の出力を入力とする第3のカレントミラー4と第2
のカレントミラー3の出力と第3のカレントミラー4の
出力にインピーダンス素子11を介して接続されるVCC
/2のDC電圧を出力する定電圧源5とを備える。
【0012】次に、上述したミキサ回路の動作について
詳細に説明する。先ず、入力端子7に入力された入力信
号と、ローカル信号入力端子6に入力されたローカル信
号がダブルバランス型の双差動回路1に入力されると、
これらの2信号のミキシングが行われダウンコンバート
もしくはアップコンバートされた後、電流出力される。
第1のカレントミラー2と第2のカレントミラー3に互
いに逆相の関係である双差動回路1の電流出力を入力と
し、第1のカレントミラー2は第3のカレントミラー4
に出力し、第2のカレントミラー3の出力と第3のカレ
ントミラー4の出力の電流差を定電圧源5に対して出し
入れし、この電流をインピーダンス素子で電流−電圧変
換し出力端子8よりミキサ出力として電圧出力する。
詳細に説明する。先ず、入力端子7に入力された入力信
号と、ローカル信号入力端子6に入力されたローカル信
号がダブルバランス型の双差動回路1に入力されると、
これらの2信号のミキシングが行われダウンコンバート
もしくはアップコンバートされた後、電流出力される。
第1のカレントミラー2と第2のカレントミラー3に互
いに逆相の関係である双差動回路1の電流出力を入力と
し、第1のカレントミラー2は第3のカレントミラー4
に出力し、第2のカレントミラー3の出力と第3のカレ
ントミラー4の出力の電流差を定電圧源5に対して出し
入れし、この電流をインピーダンス素子で電流−電圧変
換し出力端子8よりミキサ出力として電圧出力する。
【0013】図2は本発明の第1の実施例を示すミキサ
回路図であり、図4と同等部分は同一符号にて示してい
る。図2に示す様に、本実施例では、双差動回路1はト
ランジスタQ1〜Q6,抵抗R2,R3から構成され、
第1のカレントミラーはトランジスタQ7,Q8で構成
され、第2のカレントミラーはトランジスタQ8,Q1
0で構成され、第3のカレントミラーはトランジスタQ
11,Q12から構成されている。そして、インピーダ
ンス素子11として抵抗R1が設けられており、またV
CC/2を発生する定電圧源5が設けられている。
回路図であり、図4と同等部分は同一符号にて示してい
る。図2に示す様に、本実施例では、双差動回路1はト
ランジスタQ1〜Q6,抵抗R2,R3から構成され、
第1のカレントミラーはトランジスタQ7,Q8で構成
され、第2のカレントミラーはトランジスタQ8,Q1
0で構成され、第3のカレントミラーはトランジスタQ
11,Q12から構成されている。そして、インピーダ
ンス素子11として抵抗R1が設けられており、またV
CC/2を発生する定電圧源5が設けられている。
【0014】次に上述したミキサ回路の動作についてよ
り詳細に説明する。先ず、入力端子7に入力された入力
信号と、ローカル信号入力端子6に入力されたローカル
信号が双差動回路1に入力されると、これらの2信号の
ミキシングが行われダウンコンバートもしくはアップコ
ンバートされた後、電流出力される。第1〜第3のカレ
ントミラーの電流比を1:1とすると、互いに逆相の双
差動回路1の出力電流の差分をトランジスタQ10,Q
12で構成されるプッシュプルから出力し、抵抗R1で
電流−電圧変換され、出力端子8よりミキサ出力として
電圧出力する。
り詳細に説明する。先ず、入力端子7に入力された入力
信号と、ローカル信号入力端子6に入力されたローカル
信号が双差動回路1に入力されると、これらの2信号の
ミキシングが行われダウンコンバートもしくはアップコ
ンバートされた後、電流出力される。第1〜第3のカレ
ントミラーの電流比を1:1とすると、互いに逆相の双
差動回路1の出力電流の差分をトランジスタQ10,Q
12で構成されるプッシュプルから出力し、抵抗R1で
電流−電圧変換され、出力端子8よりミキサ出力として
電圧出力する。
【0015】電源電圧をVCCとし、トランジスタQ1
0,Q12のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧をVsat
とすると、本実施例の出力端子8から出力され得る最大
振幅Vomax1 は、 Vomax1 =(VCC−2Vsat1)/2 ・・・(2) となる。
0,Q12のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧をVsat
とすると、本実施例の出力端子8から出力され得る最大
振幅Vomax1 は、 Vomax1 =(VCC−2Vsat1)/2 ・・・(2) となる。
【0016】図3は本発明の第2の実施例を示すミキサ
回路図であり、図2と同等部分は同一符号により示して
いる。図3に示す様に、本実施例は第1の実施例のイン
ピーダンス素子11である抵抗R1の代わりにインダク
タL1,抵抗R1,容量C1で構成されるRLC並列共
振回路を備える。
回路図であり、図2と同等部分は同一符号により示して
いる。図3に示す様に、本実施例は第1の実施例のイン
ピーダンス素子11である抵抗R1の代わりにインダク
タL1,抵抗R1,容量C1で構成されるRLC並列共
振回路を備える。
【0017】この第2の実施例では、RLC並列共振回
路により、出力信号に帯域制限を行っているので雑音や
スプリアスを抑圧するという効果を有し、かつ出力の最
大振幅は(2)式と同様である。
路により、出力信号に帯域制限を行っているので雑音や
スプリアスを抑圧するという効果を有し、かつ出力の最
大振幅は(2)式と同様である。
【0018】本実施例では定電圧源の電圧をVCC/2、
インピーダンス素子として抵抗及びRLC並列共振回路
の場合を説明したが、定電圧源の電圧及びインピーダン
ス素子は必ずしも本実施例と同じである必要はない。但
し、定電圧源の電圧をVCC/2とすることで、回路電源
の電圧VCCを最も有効に利用できることになる。
インピーダンス素子として抵抗及びRLC並列共振回路
の場合を説明したが、定電圧源の電圧及びインピーダン
ス素子は必ずしも本実施例と同じである必要はない。但
し、定電圧源の電圧をVCC/2とすることで、回路電源
の電圧VCCを最も有効に利用できることになる。
【0019】ここで、具体例として、VCC=3V,Vsa
t =Vsat1=0.2V,VC =4V,VR2=0.4Vと
すると、従来例と本発明の出力の最大振幅は(1),
(2)式より、 (1)式より、Vomax=0.9V (2)式より、Vomax1 =1.3V の如くなり、従って、出力ダイナミックレンジが約1.
5倍広くなることが分かる。
t =Vsat1=0.2V,VC =4V,VR2=0.4Vと
すると、従来例と本発明の出力の最大振幅は(1),
(2)式より、 (1)式より、Vomax=0.9V (2)式より、Vomax1 =1.3V の如くなり、従って、出力ダイナミックレンジが約1.
5倍広くなることが分かる。
【0020】
【発明の効果】以上、説明したように本発明のミキサ回
路は双差動回路と、カレントミラーと、定電圧源とを設
け、双差動回路の互いに逆相のミキシング出力の電流の
差分をプッシュプル構成の出力回路で出力し、定電圧源
で与えているDC電圧を基準に、出力電流を抵抗R1で
電流−電圧変換したので、双差動回路のトランジスタの
コレクタ−エミッタ間の飽和電圧Vsat や、定電流源の
両端の電位差VC や、抵抗R2の電圧効果VR2に依存す
ることなく、出力ダイナミックレンジを拡大できるとい
う効果がある。
路は双差動回路と、カレントミラーと、定電圧源とを設
け、双差動回路の互いに逆相のミキシング出力の電流の
差分をプッシュプル構成の出力回路で出力し、定電圧源
で与えているDC電圧を基準に、出力電流を抵抗R1で
電流−電圧変換したので、双差動回路のトランジスタの
コレクタ−エミッタ間の飽和電圧Vsat や、定電流源の
両端の電位差VC や、抵抗R2の電圧効果VR2に依存す
ることなく、出力ダイナミックレンジを拡大できるとい
う効果がある。
【図1】本発明の実施例を説明するためのミキサ回路の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図2】本発明の第1の実施例を示すミキサ回路であ
る。
る。
【図3】本発明の第2の実施例を示すミキサ回路であ
る。
る。
【図4】従来の一例を説明するためのミキサ回路であ
る。
る。
1 ダブルバランス型双差動回路 2,3,4 カレントミラー 5 定電圧源 6 ローカル信号入力端子 7 入力端子 8 出力端子 11 インピーダンス素子
Claims (4)
- 【請求項1】 ダブルバランス型回路を採用したミキサ
回路であって、前記ダブルバランス型回路の互いに逆相
関係の一対の第1及び第2の出力電流を夫々入力電流と
する第1及び第2のカレントミラー手段と、前記第1の
カレントミラー手段の出力電流を入力電流とする第3の
カレントミラー手段と、前記第2及び第3のカレントミ
ラー手段の共通出力点にインピーダンス素子を介して接
続された定電圧源とを含み、前記共通出力点からミキサ
出力を導出することを特徴とするミキサ回路。 - 【請求項2】 前記定電圧源の電圧を回路の動作電圧の
1/2に設定したことを特徴とする請求項1記載のミキ
サ回路。 - 【請求項3】 前記インピーダンス素子は抵抗素子であ
ることを特徴とする請求項1または2記載のミキサ回
路。 - 【請求項4】 前記インピーダンス素子は共振回路であ
ることを特徴とする請求項1または2記載のミキサ回
路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7228449A JPH0974317A (ja) | 1995-09-06 | 1995-09-06 | ミキサ回路 |
EP97102309A EP0859460B1 (en) | 1995-09-06 | 1997-02-13 | Mixer circuit with wide dynamic range |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7228449A JPH0974317A (ja) | 1995-09-06 | 1995-09-06 | ミキサ回路 |
EP97102309A EP0859460B1 (en) | 1995-09-06 | 1997-02-13 | Mixer circuit with wide dynamic range |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0974317A true JPH0974317A (ja) | 1997-03-18 |
Family
ID=26145228
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7228449A Pending JPH0974317A (ja) | 1995-09-06 | 1995-09-06 | ミキサ回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0859460B1 (ja) |
JP (1) | JPH0974317A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008026321A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Microinspection Inc | 接触式シングルサイドプローブ及び、これを用いた導線の断線・短絡検査装置及びその方法 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP3840220A1 (en) | 2019-12-20 | 2021-06-23 | Socionext Inc. | Mixer circuitry |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1284007A (en) * | 1969-09-17 | 1972-08-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Am-fm radio receiver |
JPS5441611A (en) * | 1977-09-09 | 1979-04-03 | Hitachi Ltd | Integrated circuit for frequency conversion |
DE3304181A1 (de) * | 1982-10-05 | 1984-04-05 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Afc-abstimmschaltung |
-
1995
- 1995-09-06 JP JP7228449A patent/JPH0974317A/ja active Pending
-
1997
- 1997-02-13 EP EP97102309A patent/EP0859460B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008026321A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Microinspection Inc | 接触式シングルサイドプローブ及び、これを用いた導線の断線・短絡検査装置及びその方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0859460A1 (en) | 1998-08-19 |
EP0859460B1 (en) | 2000-06-14 |
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