JPH0974317A - ミキサ回路 - Google Patents
ミキサ回路Info
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- JPH0974317A JPH0974317A JP7228449A JP22844995A JPH0974317A JP H0974317 A JPH0974317 A JP H0974317A JP 7228449 A JP7228449 A JP 7228449A JP 22844995 A JP22844995 A JP 22844995A JP H0974317 A JPH0974317 A JP H0974317A
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- current mirror
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D7/14—Balanced arrangements
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- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
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- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0033—Current mirrors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力ダイナミックレンジが広いミキサ回路を
提供する。 【解決手段】 入力信号（７）とローカル信号（６）と
が入力されたダブルバランス型双差動回路１にて周波数
混合された信号を電流出力する。第１，第２のカレント
ミラー２，３にて双差動回路１の差動電流を夫々取出
す。第２のカレントミラー３の出力電流を第３のカレン
トミラー４にて反転して取出す。第２，第３のカレント
ミラー３，４の出力電流をインピーダンス素子を介して
定電圧源５へ供給する構成とすることで、出力（８）の
ダイナミックレンジがアースから電源電圧まで一杯とれ
ることになる。
提供する。 【解決手段】 入力信号（７）とローカル信号（６）と
が入力されたダブルバランス型双差動回路１にて周波数
混合された信号を電流出力する。第１，第２のカレント
ミラー２，３にて双差動回路１の差動電流を夫々取出
す。第２のカレントミラー３の出力電流を第３のカレン
トミラー４にて反転して取出す。第２，第３のカレント
ミラー３，４の出力電流をインピーダンス素子を介して
定電圧源５へ供給する構成とすることで、出力（８）の
ダイナミックレンジがアースから電源電圧まで一杯とれ
ることになる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はミキサ回路に関し、
特に無線通信機における周波数変換処理を行うダブルバ
ランス型の周波数ミキサ回路に関するものである。
特に無線通信機における周波数変換処理を行うダブルバ
ランス型の周波数ミキサ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種のミキサ回路の例として
は、差動回路を縦方向に２段積み重ねたいわゆるダブル
バランス型のものがあり、例えば実開昭６１−１３６６
４６号公報に開示されている。図４は、この様なダブル
バランス型の周波数ミキサ回路を示している。
は、差動回路を縦方向に２段積み重ねたいわゆるダブル
バランス型のものがあり、例えば実開昭６１−１３６６
４６号公報に開示されている。図４は、この様なダブル
バランス型の周波数ミキサ回路を示している。
【０００３】図４に示す様に、トランジスタＱ５，Ｑ６
はエミッタ抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して共通に接続され、定
電流源１０を介して接地され、ベースは入力端子７に接
続されている。トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは共
通に接続され、トランジスタＱ５のコレクタと接続され
ている。トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは共通に接
続され、トランジスタＱ６のコレクタと接続されてい
る。
はエミッタ抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して共通に接続され、定
電流源１０を介して接地され、ベースは入力端子７に接
続されている。トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは共
通に接続され、トランジスタＱ５のコレクタと接続され
ている。トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは共通に接
続され、トランジスタＱ６のコレクタと接続されてい
る。
【０００４】また、トランジスタＱ１，Ｑ４のベースは
共通に接続され、トランジスタＱ２，Ｑ３のベースも共
通に接続され、各々、ローカル信号入力端子６に接続さ
れている。トランジスタＱ１，Ｑ３のコレクタは共通に
接続され負荷抵抗Ｒ４を介して電源電圧供給端子９に接
続され、トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタは共通に接
続され負荷抵抗Ｒ５を介して電源電圧供給端子９に接続
されると共に出力端子８に接続される。
共通に接続され、トランジスタＱ２，Ｑ３のベースも共
通に接続され、各々、ローカル信号入力端子６に接続さ
れている。トランジスタＱ１，Ｑ３のコレクタは共通に
接続され負荷抵抗Ｒ４を介して電源電圧供給端子９に接
続され、トランジスタＱ２，Ｑ４のコレクタは共通に接
続され負荷抵抗Ｒ５を介して電源電圧供給端子９に接続
されると共に出力端子８に接続される。
【０００５】電源電圧をＶCCとし、トランジスタＱ１〜
Ｑ６のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧をＶsat とし、
定電流源の両端の電位差をＶC とし、抵抗Ｒ２による電
圧降下をＶR2とすると、出力端子８から出力できる最大
振幅Ｖomaxは、 Ｖomax＝（ＶCC−ＶC −２Ｖsat −ＶR2）／２ ・・・（１） となる。
Ｑ６のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧をＶsat とし、
定電流源の両端の電位差をＶC とし、抵抗Ｒ２による電
圧降下をＶR2とすると、出力端子８から出力できる最大
振幅Ｖomaxは、 Ｖomax＝（ＶCC−ＶC −２Ｖsat −ＶR2）／２ ・・・（１） となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のミキサ
回路では、ＶCCが一定のとき、ＶomaxはＶC ，Ｖsat ，
ＶR2の３つのパラメータにより制限されるために、出力
ダイナミックレンジを広くすることができない。そのた
めに、無線通信機のダイナミックレンジをこのミキサ回
路が制限していることになり、無線通信機の特性低下の
一要因となっている。
回路では、ＶCCが一定のとき、ＶomaxはＶC ，Ｖsat ，
ＶR2の３つのパラメータにより制限されるために、出力
ダイナミックレンジを広くすることができない。そのた
めに、無線通信機のダイナミックレンジをこのミキサ回
路が制限していることになり、無線通信機の特性低下の
一要因となっている。
【０００７】本発明の目的は、出力ダイナミックレンジ
を広くすることで無線通信機の特性を向上することがで
きるミキサ回路を提供することである。
を広くすることで無線通信機の特性を向上することがで
きるミキサ回路を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ダブル
バランス型回路を採用したミキサ回路であって、前記ダ
ブルバランス型回路の互いに逆相関係の一対の第１及び
第２の出力電流を夫々入力電流とする第１及び第２のカ
レントミラー手段と、前記第１のカレントミラー手段の
出力電流を入力電流とする第３のカレントミラー手段
と、前記第２及び第３のカレントミラー手段の共通出力
点にインピーダンス素子を介して接続された定電圧源と
を含み、前記共通出力点からミキサ出力を導出すること
を特徴とするミキサ回路が得られる。
バランス型回路を採用したミキサ回路であって、前記ダ
ブルバランス型回路の互いに逆相関係の一対の第１及び
第２の出力電流を夫々入力電流とする第１及び第２のカ
レントミラー手段と、前記第１のカレントミラー手段の
出力電流を入力電流とする第３のカレントミラー手段
と、前記第２及び第３のカレントミラー手段の共通出力
点にインピーダンス素子を介して接続された定電圧源と
を含み、前記共通出力点からミキサ出力を導出すること
を特徴とするミキサ回路が得られる。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の作用は次の如くである。
ダブルバランス型回路の互いに一対の逆相関係の電流を
第１及び第２のカレントミラーにより取出し、更に第１
のカレントミラーの出力電流を第３のカレントミラーに
より反転させて取出し、第２及び第３のカレントミラー
の各出力電流の差をインピーダンス素子を介して接続さ
れた定電圧源へ供給するようにすることで、定電圧源の
電圧にのみダイナミックレンジが依存して拡大可能とな
る。
ダブルバランス型回路の互いに一対の逆相関係の電流を
第１及び第２のカレントミラーにより取出し、更に第１
のカレントミラーの出力電流を第３のカレントミラーに
より反転させて取出し、第２及び第３のカレントミラー
の各出力電流の差をインピーダンス素子を介して接続さ
れた定電圧源へ供給するようにすることで、定電圧源の
電圧にのみダイナミックレンジが依存して拡大可能とな
る。
【００１０】以下に図面を用いて本発明の実施例につい
て説明する。
て説明する。
【００１１】図１は本発明の実施例を説明するためのミ
キサ回路の機能ブロック図である。図１に示す様に、本
実施例は、入力信号が入力端子７から入力されかつロー
カル信号がローカル信号入力端子６から入力されミキシ
ングが行われるダブルバランス型の双差動回路１と、ミ
キシングされた電流出力の信号を入力とする第１のカレ
ントミラー２と、第１の電流出力の信号と逆相である双
差動回路１から出力される第２の電流出力の信号を入力
とする第２のカレントミラー３と、第１のカレントミラ
ー２の出力を入力とする第３のカレントミラー４と第２
のカレントミラー３の出力と第３のカレントミラー４の
出力にインピーダンス素子１１を介して接続されるＶCC
／２のＤＣ電圧を出力する定電圧源５とを備える。
キサ回路の機能ブロック図である。図１に示す様に、本
実施例は、入力信号が入力端子７から入力されかつロー
カル信号がローカル信号入力端子６から入力されミキシ
ングが行われるダブルバランス型の双差動回路１と、ミ
キシングされた電流出力の信号を入力とする第１のカレ
ントミラー２と、第１の電流出力の信号と逆相である双
差動回路１から出力される第２の電流出力の信号を入力
とする第２のカレントミラー３と、第１のカレントミラ
ー２の出力を入力とする第３のカレントミラー４と第２
のカレントミラー３の出力と第３のカレントミラー４の
出力にインピーダンス素子１１を介して接続されるＶCC
／２のＤＣ電圧を出力する定電圧源５とを備える。
【００１２】次に、上述したミキサ回路の動作について
詳細に説明する。先ず、入力端子７に入力された入力信
号と、ローカル信号入力端子６に入力されたローカル信
号がダブルバランス型の双差動回路１に入力されると、
これらの２信号のミキシングが行われダウンコンバート
もしくはアップコンバートされた後、電流出力される。
第１のカレントミラー２と第２のカレントミラー３に互
いに逆相の関係である双差動回路１の電流出力を入力と
し、第１のカレントミラー２は第３のカレントミラー４
に出力し、第２のカレントミラー３の出力と第３のカレ
ントミラー４の出力の電流差を定電圧源５に対して出し
入れし、この電流をインピーダンス素子で電流−電圧変
換し出力端子８よりミキサ出力として電圧出力する。
詳細に説明する。先ず、入力端子７に入力された入力信
号と、ローカル信号入力端子６に入力されたローカル信
号がダブルバランス型の双差動回路１に入力されると、
これらの２信号のミキシングが行われダウンコンバート
もしくはアップコンバートされた後、電流出力される。
第１のカレントミラー２と第２のカレントミラー３に互
いに逆相の関係である双差動回路１の電流出力を入力と
し、第１のカレントミラー２は第３のカレントミラー４
に出力し、第２のカレントミラー３の出力と第３のカレ
ントミラー４の出力の電流差を定電圧源５に対して出し
入れし、この電流をインピーダンス素子で電流−電圧変
換し出力端子８よりミキサ出力として電圧出力する。
【００１３】図２は本発明の第１の実施例を示すミキサ
回路図であり、図４と同等部分は同一符号にて示してい
る。図２に示す様に、本実施例では、双差動回路１はト
ランジスタＱ１〜Ｑ６，抵抗Ｒ２，Ｒ３から構成され、
第１のカレントミラーはトランジスタＱ７，Ｑ８で構成
され、第２のカレントミラーはトランジスタＱ８，Ｑ１
０で構成され、第３のカレントミラーはトランジスタＱ
１１，Ｑ１２から構成されている。そして、インピーダ
ンス素子１１として抵抗Ｒ１が設けられており、またＶ
CC／２を発生する定電圧源５が設けられている。
回路図であり、図４と同等部分は同一符号にて示してい
る。図２に示す様に、本実施例では、双差動回路１はト
ランジスタＱ１〜Ｑ６，抵抗Ｒ２，Ｒ３から構成され、
第１のカレントミラーはトランジスタＱ７，Ｑ８で構成
され、第２のカレントミラーはトランジスタＱ８，Ｑ１
０で構成され、第３のカレントミラーはトランジスタＱ
１１，Ｑ１２から構成されている。そして、インピーダ
ンス素子１１として抵抗Ｒ１が設けられており、またＶ
CC／２を発生する定電圧源５が設けられている。
【００１４】次に上述したミキサ回路の動作についてよ
り詳細に説明する。先ず、入力端子７に入力された入力
信号と、ローカル信号入力端子６に入力されたローカル
信号が双差動回路１に入力されると、これらの２信号の
ミキシングが行われダウンコンバートもしくはアップコ
ンバートされた後、電流出力される。第１〜第３のカレ
ントミラーの電流比を１：１とすると、互いに逆相の双
差動回路１の出力電流の差分をトランジスタＱ１０，Ｑ
１２で構成されるプッシュプルから出力し、抵抗Ｒ１で
電流−電圧変換され、出力端子８よりミキサ出力として
電圧出力する。
り詳細に説明する。先ず、入力端子７に入力された入力
信号と、ローカル信号入力端子６に入力されたローカル
信号が双差動回路１に入力されると、これらの２信号の
ミキシングが行われダウンコンバートもしくはアップコ
ンバートされた後、電流出力される。第１〜第３のカレ
ントミラーの電流比を１：１とすると、互いに逆相の双
差動回路１の出力電流の差分をトランジスタＱ１０，Ｑ
１２で構成されるプッシュプルから出力し、抵抗Ｒ１で
電流−電圧変換され、出力端子８よりミキサ出力として
電圧出力する。
【００１５】電源電圧をＶCCとし、トランジスタＱ１
０，Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧をＶsat
とすると、本実施例の出力端子８から出力され得る最大
振幅Ｖomax1 は、 Ｖomax1 ＝（ＶCC−２Ｖsat1）／２ ・・・（２） となる。
０，Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧をＶsat
とすると、本実施例の出力端子８から出力され得る最大
振幅Ｖomax1 は、 Ｖomax1 ＝（ＶCC−２Ｖsat1）／２ ・・・（２） となる。
【００１６】図３は本発明の第２の実施例を示すミキサ
回路図であり、図２と同等部分は同一符号により示して
いる。図３に示す様に、本実施例は第１の実施例のイン
ピーダンス素子１１である抵抗Ｒ１の代わりにインダク
タＬ１，抵抗Ｒ１，容量Ｃ１で構成されるＲＬＣ並列共
振回路を備える。
回路図であり、図２と同等部分は同一符号により示して
いる。図３に示す様に、本実施例は第１の実施例のイン
ピーダンス素子１１である抵抗Ｒ１の代わりにインダク
タＬ１，抵抗Ｒ１，容量Ｃ１で構成されるＲＬＣ並列共
振回路を備える。
【００１７】この第２の実施例では、ＲＬＣ並列共振回
路により、出力信号に帯域制限を行っているので雑音や
スプリアスを抑圧するという効果を有し、かつ出力の最
大振幅は（２）式と同様である。
路により、出力信号に帯域制限を行っているので雑音や
スプリアスを抑圧するという効果を有し、かつ出力の最
大振幅は（２）式と同様である。
【００１８】本実施例では定電圧源の電圧をＶCC／２、
インピーダンス素子として抵抗及びＲＬＣ並列共振回路
の場合を説明したが、定電圧源の電圧及びインピーダン
ス素子は必ずしも本実施例と同じである必要はない。但
し、定電圧源の電圧をＶCC／２とすることで、回路電源
の電圧ＶCCを最も有効に利用できることになる。
インピーダンス素子として抵抗及びＲＬＣ並列共振回路
の場合を説明したが、定電圧源の電圧及びインピーダン
ス素子は必ずしも本実施例と同じである必要はない。但
し、定電圧源の電圧をＶCC／２とすることで、回路電源
の電圧ＶCCを最も有効に利用できることになる。
【００１９】ここで、具体例として、ＶCC＝３Ｖ，Ｖsa
t ＝Ｖsat1＝０．２Ｖ，ＶC ＝４Ｖ，ＶR2＝０．４Ｖと
すると、従来例と本発明の出力の最大振幅は（１），
（２）式より、 （１）式より、Ｖomax＝０．９Ｖ （２）式より、Ｖomax1 ＝１．３Ｖ の如くなり、従って、出力ダイナミックレンジが約１．
５倍広くなることが分かる。
t ＝Ｖsat1＝０．２Ｖ，ＶC ＝４Ｖ，ＶR2＝０．４Ｖと
すると、従来例と本発明の出力の最大振幅は（１），
（２）式より、 （１）式より、Ｖomax＝０．９Ｖ （２）式より、Ｖomax1 ＝１．３Ｖ の如くなり、従って、出力ダイナミックレンジが約１．
５倍広くなることが分かる。
【００２０】
【発明の効果】以上、説明したように本発明のミキサ回
路は双差動回路と、カレントミラーと、定電圧源とを設
け、双差動回路の互いに逆相のミキシング出力の電流の
差分をプッシュプル構成の出力回路で出力し、定電圧源
で与えているＤＣ電圧を基準に、出力電流を抵抗Ｒ１で
電流−電圧変換したので、双差動回路のトランジスタの
コレクタ−エミッタ間の飽和電圧Ｖsat や、定電流源の
両端の電位差ＶC や、抵抗Ｒ２の電圧効果ＶR2に依存す
ることなく、出力ダイナミックレンジを拡大できるとい
う効果がある。
路は双差動回路と、カレントミラーと、定電圧源とを設
け、双差動回路の互いに逆相のミキシング出力の電流の
差分をプッシュプル構成の出力回路で出力し、定電圧源
で与えているＤＣ電圧を基準に、出力電流を抵抗Ｒ１で
電流−電圧変換したので、双差動回路のトランジスタの
コレクタ−エミッタ間の飽和電圧Ｖsat や、定電流源の
両端の電位差ＶC や、抵抗Ｒ２の電圧効果ＶR2に依存す
ることなく、出力ダイナミックレンジを拡大できるとい
う効果がある。
【図１】本発明の実施例を説明するためのミキサ回路の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施例を示すミキサ回路であ
る。
る。
【図３】本発明の第２の実施例を示すミキサ回路であ
る。
る。
【図４】従来の一例を説明するためのミキサ回路であ
る。
る。
１ ダブルバランス型双差動回路 ２，３，４ カレントミラー ５ 定電圧源 ６ ローカル信号入力端子 ７ 入力端子 ８ 出力端子 １１ インピーダンス素子
Claims (4)
- 【請求項１】 ダブルバランス型回路を採用したミキサ
回路であって、前記ダブルバランス型回路の互いに逆相
関係の一対の第１及び第２の出力電流を夫々入力電流と
する第１及び第２のカレントミラー手段と、前記第１の
カレントミラー手段の出力電流を入力電流とする第３の
カレントミラー手段と、前記第２及び第３のカレントミ
ラー手段の共通出力点にインピーダンス素子を介して接
続された定電圧源とを含み、前記共通出力点からミキサ
出力を導出することを特徴とするミキサ回路。 - 【請求項２】 前記定電圧源の電圧を回路の動作電圧の
１／２に設定したことを特徴とする請求項１記載のミキ
サ回路。 - 【請求項３】 前記インピーダンス素子は抵抗素子であ
ることを特徴とする請求項１または２記載のミキサ回
路。 - 【請求項４】 前記インピーダンス素子は共振回路であ
ることを特徴とする請求項１または２記載のミキサ回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7228449A JPH0974317A (ja) | 1995-09-06 | 1995-09-06 | ミキサ回路 |
| EP97102309A EP0859460B1 (en) | 1995-09-06 | 1997-02-13 | Mixer circuit with wide dynamic range |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7228449A JPH0974317A (ja) | 1995-09-06 | 1995-09-06 | ミキサ回路 |
| EP97102309A EP0859460B1 (en) | 1995-09-06 | 1997-02-13 | Mixer circuit with wide dynamic range |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0974317A true JPH0974317A (ja) | 1997-03-18 |
Family
ID=26145228
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7228449A Pending JPH0974317A (ja) | 1995-09-06 | 1995-09-06 | ミキサ回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0859460B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0974317A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008026321A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Microinspection Inc | 接触式シングルサイドプローブ及び、これを用いた導線の断線・短絡検査装置及びその方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3840220A1 (en) | 2019-12-20 | 2021-06-23 | Socionext Inc. | Mixer circuitry |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1284007A (en) * | 1969-09-17 | 1972-08-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Am-fm radio receiver |
| JPS5441611A (en) * | 1977-09-09 | 1979-04-03 | Hitachi Ltd | Integrated circuit for frequency conversion |
| DE3304181A1 (de) * | 1982-10-05 | 1984-04-05 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Afc-abstimmschaltung |
-
1995
- 1995-09-06 JP JP7228449A patent/JPH0974317A/ja active Pending
-
1997
- 1997-02-13 EP EP97102309A patent/EP0859460B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008026321A (ja) * | 2006-07-20 | 2008-02-07 | Microinspection Inc | 接触式シングルサイドプローブ及び、これを用いた導線の断線・短絡検査装置及びその方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0859460A1 (en) | 1998-08-19 |
| EP0859460B1 (en) | 2000-06-14 |
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