JP2638494B2 - 電圧/電流変換回路 - Google Patents
電圧/電流変換回路Info
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、電圧/電流変換回路に
関し、特に低電圧で動作するアナログ乗算回路の電流駆
動部を構成する電圧/電流変換回路、及び、バランス/
アンバランス変換機能を有する電圧/電流変換回路に関
する。
関し、特に低電圧で動作するアナログ乗算回路の電流駆
動部を構成する電圧/電流変換回路、及び、バランス/
アンバランス変換機能を有する電圧/電流変換回路に関
する。
【0002】
【従来の技術】従来の電圧/電流変換回路を有するアナ
ログ乗算器を図13に示す(特開平3−33989号公
報)。電圧/電流変換回路は、定電流源40により駆動
され、トランジスタ33、34及び38を含むカレント
ミラー回路から成る定電流部と、トランジスタ31、3
2から成り、入力信号V1 をトランジスタ31、32の
コレクタ電流に変換し、PNPトランジスタから成る定
電流源トランジスタ36、37のコレクタ電流との差分
をコンプリメンタリな出力電流I1 、I2 として出力す
る差動増幅部とを有する。
ログ乗算器を図13に示す(特開平3−33989号公
報)。電圧/電流変換回路は、定電流源40により駆動
され、トランジスタ33、34及び38を含むカレント
ミラー回路から成る定電流部と、トランジスタ31、3
2から成り、入力信号V1 をトランジスタ31、32の
コレクタ電流に変換し、PNPトランジスタから成る定
電流源トランジスタ36、37のコレクタ電流との差分
をコンプリメンタリな出力電流I1 、I2 として出力す
る差動増幅部とを有する。
【0003】電圧/電流変換回路の出力電流I1及びI2
は、ギルバートセルに入力される。ギルバートセル
は、トランジスタ3及びトランジスタ1、並びに、トラ
ンジスタ4及びトランジスタ2から夫々構成される2つ
のカレントミラー回路の各一方のトランジスタ1及び2
と、これらカレントミラー回路の各電流を夫々トランジ
スタ1及びトランジスタ2のコレクタ電流に変換し、入
力電圧V2が差動入力として夫々入力される第1の差動
対を成すトランジスタ6及び7、並びに、第2の差動対
を成すトランジスタ8及び9とから構成される。
は、ギルバートセルに入力される。ギルバートセル
は、トランジスタ3及びトランジスタ1、並びに、トラ
ンジスタ4及びトランジスタ2から夫々構成される2つ
のカレントミラー回路の各一方のトランジスタ1及び2
と、これらカレントミラー回路の各電流を夫々トランジ
スタ1及びトランジスタ2のコレクタ電流に変換し、入
力電圧V2が差動入力として夫々入力される第1の差動
対を成すトランジスタ6及び7、並びに、第2の差動対
を成すトランジスタ8及び9とから構成される。
【0004】上記アナログ乗算器では、電圧/電流変換
回路にエミッタホロワを使用していない点と、ギルバー
トセルの下に定電流源を必要とせず、コンプリメンタリ
な電流源としてトランジスタ1、2を動作させているた
めに、低電圧での動作が実現できる。入力V1とV2の乗
算結果がI3 、I4 の出力電流として得られる。
回路にエミッタホロワを使用していない点と、ギルバー
トセルの下に定電流源を必要とせず、コンプリメンタリ
な電流源としてトランジスタ1、2を動作させているた
めに、低電圧での動作が実現できる。入力V1とV2の乗
算結果がI3 、I4 の出力電流として得られる。
【0005】従来の電圧/電流変換回路の他の例とし
て、ISSCC94 WP2.6“A・2V2GHZ SiBipolar Direct-Conve
rsion Quadrature Modulator." pp40-41が挙げられる。
この回路図を図14に示す。トランジスタ31、32を
差動対とする差動増幅回路の出力電圧を、トランジスタ
36、37から成るエミッタホロワと、ダイオード接続
されたトランジスタ3、4およびエミッタ抵抗13、1
4により電圧/電流変換して出力電流I1 、I2 をとり
出し、トランジスタ1と抵抗11、及び、トランジスタ
2と抵抗12から成るカレントミラー回路と、トランジ
スタ6、7、8、9から成るギルバートセルとによって
アナログ乗算器を構成している。入力V1とV2の乗算結
果がI3 、I4 の出力電流として得られる。
て、ISSCC94 WP2.6“A・2V2GHZ SiBipolar Direct-Conve
rsion Quadrature Modulator." pp40-41が挙げられる。
この回路図を図14に示す。トランジスタ31、32を
差動対とする差動増幅回路の出力電圧を、トランジスタ
36、37から成るエミッタホロワと、ダイオード接続
されたトランジスタ3、4およびエミッタ抵抗13、1
4により電圧/電流変換して出力電流I1 、I2 をとり
出し、トランジスタ1と抵抗11、及び、トランジスタ
2と抵抗12から成るカレントミラー回路と、トランジ
スタ6、7、8、9から成るギルバートセルとによって
アナログ乗算器を構成している。入力V1とV2の乗算結
果がI3 、I4 の出力電流として得られる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】図13に示した従来の
電圧/電流変換回路では、電流の差分をとるために差動
増幅回路の負荷およびカレントミラーの折り返し部分に
PNPトランジスタ36、37を使用している。したが
って、この電圧/電流変換回路を実現するためには、P
NPトランジスタを形成するためのデバイスプロセスを
用いる必要がある。通常、PNPトランジスタを有する
LSIプロセスは、NPNトランジスタのみを有するプ
ロセスにくらべて製造工程が複雑である。このため、同
図の電圧/電流変換回路を採用することにより、LSI
の価格が高くなるという欠点があった。
電圧/電流変換回路では、電流の差分をとるために差動
増幅回路の負荷およびカレントミラーの折り返し部分に
PNPトランジスタ36、37を使用している。したが
って、この電圧/電流変換回路を実現するためには、P
NPトランジスタを形成するためのデバイスプロセスを
用いる必要がある。通常、PNPトランジスタを有する
LSIプロセスは、NPNトランジスタのみを有するプ
ロセスにくらべて製造工程が複雑である。このため、同
図の電圧/電流変換回路を採用することにより、LSI
の価格が高くなるという欠点があった。
【0007】また、図14に示した従来の電圧/電流変
換回路では、トランジスタ36、37から成るエミッタ
ホロワを採用するため、エミッタホロワを採用しない回
路に比べて、トランジスタのベース・エミッタ間順方向
電圧約0.8V分だけ高い電源電圧を必要とする欠点が
あった。ISSCC WP2.6の論文にはこの回路の動作電圧は
2Vであると記述されている。
換回路では、トランジスタ36、37から成るエミッタ
ホロワを採用するため、エミッタホロワを採用しない回
路に比べて、トランジスタのベース・エミッタ間順方向
電圧約0.8V分だけ高い電源電圧を必要とする欠点が
あった。ISSCC WP2.6の論文にはこの回路の動作電圧は
2Vであると記述されている。
【0008】上記に鑑み、本発明の目的は、低い電源電
圧で作動可能であると共に、工程が複雑化しないで製造
できる電圧/電流変換回路を提供することを目的とす
る。
圧で作動可能であると共に、工程が複雑化しないで製造
できる電圧/電流変換回路を提供することを目的とす
る。
【0009】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の電圧/電流変換回路は、一端が電源に接続
された定電流源21と、ベースが第1の入力端に接続さ
れエミッタが接地されて、コレクタより出力電流I2 を
とり出す第1のトランジスタ2と、ベースが前記第1の
入力端に接続されエミッタが接地され、コレクタが前記
定電流源21の他端に接続された第2のトランジスタ3
と、エミッタが接地され、ベースとコレクタとが共通に
前記定電流源21の他端に接続された第3のトランジス
タ4と、ベースが前記第3のトランジスタ4のベースと
コレクタとに接続され、エミッタが接地されて、コレク
タより出力電流I1 をとり出す第4のトランジスタ1と
を備え、前記第1の入力端に印加された電圧Vinを前記
第4のトランジスタ1及び第1のトランジスタ2の出力
電流I1及びI2 に変換することを特徴とする。
め、本発明の電圧/電流変換回路は、一端が電源に接続
された定電流源21と、ベースが第1の入力端に接続さ
れエミッタが接地されて、コレクタより出力電流I2 を
とり出す第1のトランジスタ2と、ベースが前記第1の
入力端に接続されエミッタが接地され、コレクタが前記
定電流源21の他端に接続された第2のトランジスタ3
と、エミッタが接地され、ベースとコレクタとが共通に
前記定電流源21の他端に接続された第3のトランジス
タ4と、ベースが前記第3のトランジスタ4のベースと
コレクタとに接続され、エミッタが接地されて、コレク
タより出力電流I1 をとり出す第4のトランジスタ1と
を備え、前記第1の入力端に印加された電圧Vinを前記
第4のトランジスタ1及び第1のトランジスタ2の出力
電流I1及びI2 に変換することを特徴とする。
【0010】ここで、本発明の電圧/電流変換回路は、
好ましくは、第1〜第4のトランジスタの各エミッタ
は、夫々抵抗を介して接地される。かかる構成を採用す
ることにより、入出力特性の線型性が向上する。
好ましくは、第1〜第4のトランジスタの各エミッタ
は、夫々抵抗を介して接地される。かかる構成を採用す
ることにより、入出力特性の線型性が向上する。
【0011】また、定電流源21は抵抗によって実現す
ることが好ましく、この場合、回路が簡素化される。
ることが好ましく、この場合、回路が簡素化される。
【0012】更に、本発明の電圧/電流変換回路は、ベ
ースとコレクタとが前記第1の入力端に接続され、エミ
ッタが接地された第5のトランジスタ5と、前記第1の
入力端と電源との間に接続された第2の定電流源22
と、前記第1の入力端に一端が接続されたコンデンサ4
1とを更に備え、入力信号が前記コンデンサ41の他端
から外部より印加される電圧/電流変換回路として構成
することが好ましく、この場合、回路内にベースバイア
ス回路が内蔵できる。
ースとコレクタとが前記第1の入力端に接続され、エミ
ッタが接地された第5のトランジスタ5と、前記第1の
入力端と電源との間に接続された第2の定電流源22
と、前記第1の入力端に一端が接続されたコンデンサ4
1とを更に備え、入力信号が前記コンデンサ41の他端
から外部より印加される電圧/電流変換回路として構成
することが好ましく、この場合、回路内にベースバイア
ス回路が内蔵できる。
【0013】更に、前記第2の定電流源22は抵抗によ
って実現することが好ましく、この場合、回路が簡素化
できる。
って実現することが好ましく、この場合、回路が簡素化
できる。
【0014】更に、本発明の電圧/電流変換回路を、エ
ミッタが夫々前記トランジスタ1のコレクタに接続され
た第6のトランジスタ6及び第7のトランジスタ7と、
エミッタが夫々前記トランジスタ2のコレクタに接続さ
れた第8のトランジスタ8及び第9のトランジスタ9と
を更に備え、前記第6のトランジスタ6のベースと前記
第9のトランジスタ9のベースとが夫々第2の入力端に
接続され、前記第7のトランジスタ7のベースと前記第
8のトランジスタ8のベースとが第3の入力端に接続さ
れ、前記第1の入力端に第1の信号Vin1が入力され、
前記第2の入力端及び前記第3の入力端に差動信号を成
す第2の信号Vin2が入力され、前記第6のトランジス
タ6のコレクタと前記第8のトランジスタ8のコレクタ
とが互いに接続されて出力電流I3がとり出され、前記
第7のトランジスタ7のコレクタと前記第9のトランジ
スタ9のコレクタとが互いに接続されて出力電流I4が
とり出されるように構成することで、この電圧/電流変
換回路を乗算回路として構成できる。
ミッタが夫々前記トランジスタ1のコレクタに接続され
た第6のトランジスタ6及び第7のトランジスタ7と、
エミッタが夫々前記トランジスタ2のコレクタに接続さ
れた第8のトランジスタ8及び第9のトランジスタ9と
を更に備え、前記第6のトランジスタ6のベースと前記
第9のトランジスタ9のベースとが夫々第2の入力端に
接続され、前記第7のトランジスタ7のベースと前記第
8のトランジスタ8のベースとが第3の入力端に接続さ
れ、前記第1の入力端に第1の信号Vin1が入力され、
前記第2の入力端及び前記第3の入力端に差動信号を成
す第2の信号Vin2が入力され、前記第6のトランジス
タ6のコレクタと前記第8のトランジスタ8のコレクタ
とが互いに接続されて出力電流I3がとり出され、前記
第7のトランジスタ7のコレクタと前記第9のトランジ
スタ9のコレクタとが互いに接続されて出力電流I4が
とり出されるように構成することで、この電圧/電流変
換回路を乗算回路として構成できる。
【0015】
【作用】本発明の電圧/電流変換回路では、第1の入力
端に印加された電圧Vinが第4のトランジスタ1及び第
1のトランジスタ2の出力電流I1及びI2 に変換さ
れ、この場合、電流源を抵抗等により構成すれば、全体
をNPNトランジスタから成るICとして構成すること
ができ、NPNトランジスタの形成プロセスのみで回路
全体が製造できると共に、エミッタホロワを採用しない
で済むので、低い電源電圧で作動可能である。
端に印加された電圧Vinが第4のトランジスタ1及び第
1のトランジスタ2の出力電流I1及びI2 に変換さ
れ、この場合、電流源を抵抗等により構成すれば、全体
をNPNトランジスタから成るICとして構成すること
ができ、NPNトランジスタの形成プロセスのみで回路
全体が製造できると共に、エミッタホロワを採用しない
で済むので、低い電源電圧で作動可能である。
【0016】
【実施例】以下、本発明について更に図面を参照して説
明する。図1は、本発明の実施例1の電圧/電流変換回
路の回路図を示す。同図の電圧/電流変換回路は、一端
が電源に接続された定電流源21と、ベースが入力端に
接続され、エミッタが接地されて、コレクタより出力電
流I2 をとり出すトランジスタ2と、ベースが入力端に
接続されエミッタが接地され、コレクタが定電流源21
の他端に接続されたトランジスタ3と、エミッタが接地
されダイオード接続されたベースとコレクタとが共通に
定電流源21の他端に接続されたトランジスタ4と、ベ
ースがトランジスタ4のベースとコレクタとに接続さ
れ、エミッタが接地されてコレクタから出力電流I1 を
とり出すトランジスタ1とを備えており、入力Vinが入
力端に印加されて、トランジスタ1及び2から出力電流
I1及びI2が得られる。
明する。図1は、本発明の実施例1の電圧/電流変換回
路の回路図を示す。同図の電圧/電流変換回路は、一端
が電源に接続された定電流源21と、ベースが入力端に
接続され、エミッタが接地されて、コレクタより出力電
流I2 をとり出すトランジスタ2と、ベースが入力端に
接続されエミッタが接地され、コレクタが定電流源21
の他端に接続されたトランジスタ3と、エミッタが接地
されダイオード接続されたベースとコレクタとが共通に
定電流源21の他端に接続されたトランジスタ4と、ベ
ースがトランジスタ4のベースとコレクタとに接続さ
れ、エミッタが接地されてコレクタから出力電流I1 を
とり出すトランジスタ1とを備えており、入力Vinが入
力端に印加されて、トランジスタ1及び2から出力電流
I1及びI2が得られる。
【0017】定電流源21は、PNPトランジスタでも
実現できるが、より簡易的には抵抗によって構成するこ
とができる。定電流源21に流れる電流をI0 とする
と、トランジスタ2及びトランジスタ3の電流は共にI
2 なので、トランジスタ4及びトランジスタ1の電流I
1 は I1 =I0 −I2 (1) となる。すなわち、I1 ≒I2 ≒I0/2となる近傍で
は、電流I1及びI2は、電流I0/2 を中心にコンプリメ
ンタリな出力電流となる。定電流源21に抵抗を用い、
入力Vinを横軸に、出力I1 及びI2 を縦軸にとった波
形を図8に示す。Vin=0.81Vの近傍で、I1 とI
2 とはコンプリメンタリな特性を示しており、従って、
図1の回路が、電圧Vinを入力とし、電流I1 及びI2
を出力とする電圧/電流変換回路を構成していることが
判る。
実現できるが、より簡易的には抵抗によって構成するこ
とができる。定電流源21に流れる電流をI0 とする
と、トランジスタ2及びトランジスタ3の電流は共にI
2 なので、トランジスタ4及びトランジスタ1の電流I
1 は I1 =I0 −I2 (1) となる。すなわち、I1 ≒I2 ≒I0/2となる近傍で
は、電流I1及びI2は、電流I0/2 を中心にコンプリメ
ンタリな出力電流となる。定電流源21に抵抗を用い、
入力Vinを横軸に、出力I1 及びI2 を縦軸にとった波
形を図8に示す。Vin=0.81Vの近傍で、I1 とI
2 とはコンプリメンタリな特性を示しており、従って、
図1の回路が、電圧Vinを入力とし、電流I1 及びI2
を出力とする電圧/電流変換回路を構成していることが
判る。
【0018】図2は、本発明の電圧/電流変換回路の実
施例2の回路図を示す。同図の回路は、図1の電圧/電
流変換回路において、トランジスタ1、2、3、4の各
エミッタとグランドとの間に夫々抵抗11、12、1
3、14が挿入された回路構成を有する。図2の入力電
圧Vinと出力電流I1及びI2 の特性を図8に示してあ
る。エミッタ抵抗の挿入により、図1の回路に比して直
線性が向上しており、Vinが0.91Vを中心に0.1
V近くも変動する大きな範囲で、コンプリメンタリな出
力電流I1及びI2 が得られており、良好な電圧/電流
変換特性が得られることが示されている。なお、図1及
び図2の双方の回路は、何れも、単相入力Vinに対して
正相及び逆相の出力電流I1 及びI2 が得られる例であ
る。
施例2の回路図を示す。同図の回路は、図1の電圧/電
流変換回路において、トランジスタ1、2、3、4の各
エミッタとグランドとの間に夫々抵抗11、12、1
3、14が挿入された回路構成を有する。図2の入力電
圧Vinと出力電流I1及びI2 の特性を図8に示してあ
る。エミッタ抵抗の挿入により、図1の回路に比して直
線性が向上しており、Vinが0.91Vを中心に0.1
V近くも変動する大きな範囲で、コンプリメンタリな出
力電流I1及びI2 が得られており、良好な電圧/電流
変換特性が得られることが示されている。なお、図1及
び図2の双方の回路は、何れも、単相入力Vinに対して
正相及び逆相の出力電流I1 及びI2 が得られる例であ
る。
【0019】図3は、本発明の電圧/電流変換回路の実
施例3の回路図であり、トランジスタ2のためのベース
バイアス回路を内蔵した例である。トランジスタ2のベ
ースにダイオード接続したトランジスタ5のベース及び
コレクタを接続し、定電流源22によりコレクタ電流を
規定している。ここで、定電流源21及び22を夫々抵
抗で構成し、これら抵抗21及び22の抵抗値をそれぞ
れR21及びR22とし、 R21=R22/2 (2) という関係にすることによって、I1 =I2 のバイアス
に設定することができる。
施例3の回路図であり、トランジスタ2のためのベース
バイアス回路を内蔵した例である。トランジスタ2のベ
ースにダイオード接続したトランジスタ5のベース及び
コレクタを接続し、定電流源22によりコレクタ電流を
規定している。ここで、定電流源21及び22を夫々抵
抗で構成し、これら抵抗21及び22の抵抗値をそれぞ
れR21及びR22とし、 R21=R22/2 (2) という関係にすることによって、I1 =I2 のバイアス
に設定することができる。
【0020】即ち、トランジスタ2とトランジスタ5は
カレントミラーをなしているので、I2 =(VCC−
VBE)/R22が成り立つ。ここで、VBEはトランジスタ
のベースエミッタ間電圧である。一方抵抗21に流れる
電流は(VCC−VBE)/R21であり、トランジスタ3も
また、トランジスタ5とカレントミラーをなしているの
で、トランジスタ4に流れる電流は、 (VCC−VBE)/R21−(VCC−VBE)/R22 (3) となる。これはまた、トランジスタ1に流れる電流I1
と等しくなる。(3)式に(2)式を代入すると、 I1 =2(VCC−VBE)/R22−(VCC−VBE)/R22 となり、従って、 I1 =(VCC−VBE)/R22=I2 (4) となり、I1 =I2 となることが示される。
カレントミラーをなしているので、I2 =(VCC−
VBE)/R22が成り立つ。ここで、VBEはトランジスタ
のベースエミッタ間電圧である。一方抵抗21に流れる
電流は(VCC−VBE)/R21であり、トランジスタ3も
また、トランジスタ5とカレントミラーをなしているの
で、トランジスタ4に流れる電流は、 (VCC−VBE)/R21−(VCC−VBE)/R22 (3) となる。これはまた、トランジスタ1に流れる電流I1
と等しくなる。(3)式に(2)式を代入すると、 I1 =2(VCC−VBE)/R22−(VCC−VBE)/R22 となり、従って、 I1 =(VCC−VBE)/R22=I2 (4) となり、I1 =I2 となることが示される。
【0021】したがって、図3の回路は、コンデンサ4
1を介して入力信号Vinを印加することにより、コンプ
リメンタリな電流I1 、I2 が得られる。
1を介して入力信号Vinを印加することにより、コンプ
リメンタリな電流I1 、I2 が得られる。
【0022】図4は、本発明の電圧/電流変換回路の実
施例4の回路図を示すもので、図3の電圧/電流変換回
路のトランジスタ1、2、3、4、5に夫々エミッタ抵
抗11、12、13、14、15を挿入し、線型性を向
上させたものである。
施例4の回路図を示すもので、図3の電圧/電流変換回
路のトランジスタ1、2、3、4、5に夫々エミッタ抵
抗11、12、13、14、15を挿入し、線型性を向
上させたものである。
【0023】図5は、本発明の電圧/電流変換回路の実
施例5の回路図であり、乗算器として構成された電圧/
電流変換回路を示す。この回路は、第1入力Vin1の印
加により図2の電圧/電流変換回路で得られる電流I1
及びI2 を得ると共に、これら電流I1及びI2を、トラ
ンジスタ1、2、6、7、8、9から成るギルバートセ
ルのトランジスタ1、2に印加することにより、従来の
回路で示したギルバートセルの定電流源を除いた回路構
成を有する。第1差動対を成すトランジスタ6及び7の
ベース間と、第2差動対を成すトランジスタ8及び9の
ベース間とには夫々、第2入力Vin2が印加され、ギル
バートセルの出力電流I3及びI4として、Vin1とVin2
とを乗算した結果が得られる。
施例5の回路図であり、乗算器として構成された電圧/
電流変換回路を示す。この回路は、第1入力Vin1の印
加により図2の電圧/電流変換回路で得られる電流I1
及びI2 を得ると共に、これら電流I1及びI2を、トラ
ンジスタ1、2、6、7、8、9から成るギルバートセ
ルのトランジスタ1、2に印加することにより、従来の
回路で示したギルバートセルの定電流源を除いた回路構
成を有する。第1差動対を成すトランジスタ6及び7の
ベース間と、第2差動対を成すトランジスタ8及び9の
ベース間とには夫々、第2入力Vin2が印加され、ギル
バートセルの出力電流I3及びI4として、Vin1とVin2
とを乗算した結果が得られる。
【0024】図9は、図5における第1入力Vin1に対
する電流I3 及びI4 の特性を、第2入力Vin2をパラ
メータにとって示したものである。第1入力Vin1が
0.91V±0.1V程度の範囲で、コンプリメンタリ
な出力電流I3及びI4が得られ、第1入力電圧Vin1と
第2入力電圧Vin2との乗算の結果が得られている。
する電流I3 及びI4 の特性を、第2入力Vin2をパラ
メータにとって示したものである。第1入力Vin1が
0.91V±0.1V程度の範囲で、コンプリメンタリ
な出力電流I3及びI4が得られ、第1入力電圧Vin1と
第2入力電圧Vin2との乗算の結果が得られている。
【0025】図10は、図9とは逆に、図5における第
2入力Vin2に対する電流I3及びI4の特性を、第1入
力Vin1をパラメータにとって示している。第2入力V
in2がOV±50mv程度の範囲で、第1入力電圧Vin1
と第2入力電圧Vin2との乗算の結果が得られている。
2入力Vin2に対する電流I3及びI4の特性を、第1入
力Vin1をパラメータにとって示している。第2入力V
in2がOV±50mv程度の範囲で、第1入力電圧Vin1
と第2入力電圧Vin2との乗算の結果が得られている。
【0026】図6は、本発明の実施例6の電圧/電流変
換回路を成す乗算器の回路図を示す。この回路は、図5
の第1入力Vin1の入力部に、ダイオード接続したトラ
ンジスタ5をバイアス回路として追加したものである。
コンデンサ41を介して第1入力Vin1が印加され、第
1入力電圧Vin1と第2入力電圧Vin2との乗算出力とし
てI3及びI4 が得られる。
換回路を成す乗算器の回路図を示す。この回路は、図5
の第1入力Vin1の入力部に、ダイオード接続したトラ
ンジスタ5をバイアス回路として追加したものである。
コンデンサ41を介して第1入力Vin1が印加され、第
1入力電圧Vin1と第2入力電圧Vin2との乗算出力とし
てI3及びI4 が得られる。
【0027】図7は、本発明の実施例7の電圧/電流変
換回路を示すもので、図6の乗算回路を用いて2逓倍回
路を構成した回路を示す図である。入力Vinはコンデン
サ41を介して電圧/電流変換部に印加され、コンプリ
メンタリな電流I1及びI2が得られる。トランジスタ1
及び2のコレクタと電源Vccとの間に抵抗23及び24
を接続し、電流I1及びI2 の差信号を、電圧信号に変
換すると共に第1差動対を構成するトランジスタ6及び
7のベース間と、第2差動対を成すトランジスタ8及び
9のベース間とに印加し、トランジスタ31及び32に
流れる電流I1及びI2 との間で乗算することによっ
て、Vinの2乗の出力電流I3及びI4が得られる。した
がって、入力信号Vinの2倍の周波数成分を含む出力V
outが得られる。図7の回路の出力Voutを含む各部の信
号波形を図11に示す。図11はVcc=1.5Vで、入
力信号が100MHZ、40mVppの場合の波形を示し
ている。
換回路を示すもので、図6の乗算回路を用いて2逓倍回
路を構成した回路を示す図である。入力Vinはコンデン
サ41を介して電圧/電流変換部に印加され、コンプリ
メンタリな電流I1及びI2が得られる。トランジスタ1
及び2のコレクタと電源Vccとの間に抵抗23及び24
を接続し、電流I1及びI2 の差信号を、電圧信号に変
換すると共に第1差動対を構成するトランジスタ6及び
7のベース間と、第2差動対を成すトランジスタ8及び
9のベース間とに印加し、トランジスタ31及び32に
流れる電流I1及びI2 との間で乗算することによっ
て、Vinの2乗の出力電流I3及びI4が得られる。した
がって、入力信号Vinの2倍の周波数成分を含む出力V
outが得られる。図7の回路の出力Voutを含む各部の信
号波形を図11に示す。図11はVcc=1.5Vで、入
力信号が100MHZ、40mVppの場合の波形を示し
ている。
【0028】入力Vinがコンデンサ41を介して印加さ
れ、トランジスタ1及び2のコレクタ電圧がコンプリメ
ンタリな出力となる。この出力と電流I1及びI2とを乗
算した結果の出力として、電圧出力V1及びV2が得られ
る。ここで、Vout=V1−V2を見ると、入力信号周波
数(100MHZ)の2倍の周波数(200MHZ)の
出力が得られ、2逓倍が行われていることがわかる。
れ、トランジスタ1及び2のコレクタ電圧がコンプリメ
ンタリな出力となる。この出力と電流I1及びI2とを乗
算した結果の出力として、電圧出力V1及びV2が得られ
る。ここで、Vout=V1−V2を見ると、入力信号周波
数(100MHZ)の2倍の周波数(200MHZ)の
出力が得られ、2逓倍が行われていることがわかる。
【0029】図12は、図7の回路において電源電圧V
ccを1Vに下げた場合の信号波形を示す。同図に見るご
とく、図7の回路が1Vの低電圧でも動作することが確
認できる。
ccを1Vに下げた場合の信号波形を示す。同図に見るご
とく、図7の回路が1Vの低電圧でも動作することが確
認できる。
【0030】図7、図11及び図12では、本発明の実
施例の電圧/電流変換回路を成す2逓倍回路の回路図及
びその動作を示したが、図6に示した回路は乗算回路で
あり、この図から、本発明の電圧/電流変換回路を、ア
ナログ乗算器、周波数ミキサ、マルチプレクサ、フリッ
プフロップ等の回路として構成できる旨が理解できる。
施例の電圧/電流変換回路を成す2逓倍回路の回路図及
びその動作を示したが、図6に示した回路は乗算回路で
あり、この図から、本発明の電圧/電流変換回路を、ア
ナログ乗算器、周波数ミキサ、マルチプレクサ、フリッ
プフロップ等の回路として構成できる旨が理解できる。
【0031】上記各実施例の電圧/電流変換回路では、
ダイオード接続されたトランジスタ4と抵抗21等から
成る定電流回路に対して、入力Vinがベースに印加され
るトランジスタ3を並列に接続することにより、抵抗2
1に流れる電流からトランジスタ3の電流を引いてトラ
ンジスタ4に流し、トランジスタ3との間でカレントミ
ラーを構成するトランジスタ2のコレクタより電流I2
をとり出し、他方、トランジスタ4との間でカレントミ
ラーを構成するトランジスタ1のコレクタより電流I1
をとり出すことにより、入力電圧Vinを出力電流I1及
びI2 に変換している。
ダイオード接続されたトランジスタ4と抵抗21等から
成る定電流回路に対して、入力Vinがベースに印加され
るトランジスタ3を並列に接続することにより、抵抗2
1に流れる電流からトランジスタ3の電流を引いてトラ
ンジスタ4に流し、トランジスタ3との間でカレントミ
ラーを構成するトランジスタ2のコレクタより電流I2
をとり出し、他方、トランジスタ4との間でカレントミ
ラーを構成するトランジスタ1のコレクタより電流I1
をとり出すことにより、入力電圧Vinを出力電流I1及
びI2 に変換している。
【0032】上記構成を採用することにより、電圧/電
流変換回路を全てNPNトランジスタによって構成でき
るため、PNPトランジスタのための形成プロセスを必
要とせず、工程数を削減可能である。このため、LSI
を安価に製造することができると共に、エミッタフォロ
ワを必要としないので、電源電圧1.5V(特定の条件
下では1V)の低電圧動作が可能となる。
流変換回路を全てNPNトランジスタによって構成でき
るため、PNPトランジスタのための形成プロセスを必
要とせず、工程数を削減可能である。このため、LSI
を安価に製造することができると共に、エミッタフォロ
ワを必要としないので、電源電圧1.5V(特定の条件
下では1V)の低電圧動作が可能となる。
【0033】なお、本発明をその好適な実施例に基づい
て説明したが、本発明の電圧/電流変換回路は、上記各
実施例の構成にのみ限定されるものではなく、種々の修
正及び変形が可能である。
て説明したが、本発明の電圧/電流変換回路は、上記各
実施例の構成にのみ限定されるものではなく、種々の修
正及び変形が可能である。
【0034】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電圧/電
流変換回路によると、NPNトランジスタのみで電圧/
電流変換回路を構成でき、且つ、エミッタホロワを使用
していないので、本発明は、LSI製造工程を簡素化す
ると共に、低い電源電圧においても電圧/電流変換回路
を作動可能とした顕著な効果を奏する。
流変換回路によると、NPNトランジスタのみで電圧/
電流変換回路を構成でき、且つ、エミッタホロワを使用
していないので、本発明は、LSI製造工程を簡素化す
ると共に、低い電源電圧においても電圧/電流変換回路
を作動可能とした顕著な効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例1の電圧/電流変換回路の回路
図。
図。
【図2】本発明の実施例2の電圧/電流変換回路の回路
図。
図。
【図3】本発明の実施例3の電圧/電流変換回路の回路
図。
図。
【図4】本発明の実施例4の電圧/電流変換回路の回路
図。
図。
【図5】本発明の実施例5の電圧/電流変換回路を成す
乗算回路の回路図。
乗算回路の回路図。
【図6】本発明の実施例6の電圧/電流変換回路を成す
乗算回路の回路図。
乗算回路の回路図。
【図7】本発明の実施例7の電圧/電流変換回路を成す
逓倍回路の回路図。
逓倍回路の回路図。
【図8】図1及び図2の回路における入出力特性を示す
グラフ。
グラフ。
【図9】図5の回路における入出力特性の第1の例を示
すグラフ。
すグラフ。
【図10】図5の回路における入出力特性の第2の例を
示すグラフ。
示すグラフ。
【図11】図7の回路における動作特性の第1の例を示
すグラフ。
すグラフ。
【図12】図7の回路における動作特性の第2の例を示
すグラフ。
すグラフ。
【図13】従来の電圧/電流変換回路の第1の例の回路
図。
図。
【図14】従来の電圧/電流変換回路の第2の例の回路
図。
図。
1〜9 トランジスタ 11〜15 抵抗 21、22 定電流源(抵抗) 23〜28 抵抗 31〜37 トランジスタ 40 定電流源
Claims (6)
- 【請求項1】 一端が電源に接続された定電流源(2
1)と、 ベースが第1の入力端に接続されエミッタが接地され
て、コレクタより出力電流I2 をとり出す第1のトラン
ジスタ(2)と、 ベースが前記第1の入力端に接続されエミッタが接地さ
れ、コレクタが前記定電流源(21)の他端に接続され
た第2のトランジスタ(3)と、 エミッタが接地され、ベースとコレクタとが共通に前記
定電流源(21)の他端に接続された第3のトランジス
タ(4)と、 ベースが第3のトランジスタ(4)のベースとコレクタ
とに接続され、エミッタが接地されて、コレクタより出
力電流I1 をとり出す第4のトランジスタ(1)とを備
え、 前記第1の入力端に印加された電圧Vinを前記第4のト
ランジスタ(1)及び第1のトランジスタ(2)の出力
電流I1及びI2 に変換することを特徴とする電圧/電
流変換回路。 - 【請求項2】 前記第1〜第4のトランジスタ(2、
3、4、1)の各エミッタは、夫々抵抗を介して接地さ
れていることを特徴とする請求項1に記載の電圧/電流
変換回路。 - 【請求項3】 定電流源(21)は抵抗によって実現さ
れることを特徴とする請求項1又は2に記載の電圧/電
流変換回路。 - 【請求項4】 ベースとコレクタとが前記第1の入力端
に接続され、エミッタが接地された第5のトランジスタ
(5)と、前記第1の入力端と電源との間に接続された
第2の定電流源22と、前記第1の入力端に一端が接続
されたコンデンサ(41)とを更に備え、入力信号が前
記コンデンサ(41)の他端から外部より印加されるこ
とを特徴とする請求項1乃至3の何れかに記載の電圧/
電流変換回路。 - 【請求項5】 前記第2の定電流源(22)は抵抗によ
って実現されることを特徴とする請求項4に記載の電圧
/電流変換回路。 - 【請求項6】 エミッタが夫々前記第4のトランジスタ
(1)のコレクタに接続された第6のトランジスタ
(6)及び第7のトランジスタ(7)と、 エミッタが夫々前記第1のトランジスタ(2)のコレク
タに接続された第8のトランジスタ(8)及び第9のト
ランジスタ(9)とを更に備え、 前記第6のトランジスタ(6)のベースと前記第9のト
ランジスタ(9)のベースとが夫々第2の入力端に接続
され、前記第7のトランジスタ(7)のベースと前記第
8のトランジスタ(8)のベースとが第3の入力端に接
続され、前記第1の入力端に第1の信号Vin1が入力さ
れ、前記第2の入力端及び前記第3の入力端に差動信号
を成す第2の信号Vin2が入力され、前記第6のトラン
ジスタ(6)のコレクタと前記第8のトランジスタ
(8)のコレクタとが互いに接続されて出力電流I3が
とり出され、前記第7のトランジスタ(7)のコレクタ
と前記第9のトランジスタ(9)のコレクタとが互いに
接続されて出力電流I4がとり出されることを特徴とす
る請求項1乃至5の何れかに記載の電圧/電流変換回
路。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6190270A JP2638494B2 (ja) | 1994-08-12 | 1994-08-12 | 電圧/電流変換回路 |
KR1019950024858A KR100193405B1 (ko) | 1994-08-12 | 1995-08-11 | 전압/전류 변환회로 |
US08/514,930 US5594633A (en) | 1994-08-12 | 1995-08-14 | Voltage-to-current converting circuit operating with low supply voltage |
EP95112795A EP0696847B1 (en) | 1994-08-12 | 1995-08-14 | Voltage-to-current converting circuit operating with low supply voltage |
DE69516341T DE69516341T2 (de) | 1994-08-12 | 1995-08-14 | Spannungs-Stromwandler für den Betrieb mit niedriger Versorgungsspannung |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6190270A JP2638494B2 (ja) | 1994-08-12 | 1994-08-12 | 電圧/電流変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0856129A JPH0856129A (ja) | 1996-02-27 |
JP2638494B2 true JP2638494B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=16255363
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5594633A (ja) |
EP (1) | EP0696847B1 (ja) |
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KR19980020803A (ko) * | 1996-09-11 | 1998-06-25 | 김광호 | 전압제어 양방향 전류원 장치 |
JPH1093362A (ja) * | 1996-09-13 | 1998-04-10 | Nec Corp | Otaおよびそれに用いる可変電流分配出力回路 |
DE19645508A1 (de) * | 1996-11-05 | 1998-05-07 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur Hochfrequenzpegelregelung |
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US6300845B1 (en) * | 2000-04-06 | 2001-10-09 | Linear Technology Corporation | Low-voltage, current-folded signal modulators and methods |
US6480065B1 (en) * | 2001-06-04 | 2002-11-12 | Texas Instruments Incorporated | CMOS folding amplifier having high resolution and low power consumption |
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JP2008072768A (ja) * | 2007-11-30 | 2008-03-27 | Mitsubishi Electric Corp | 可変抵抗回路 |
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JPS589409A (ja) * | 1981-07-08 | 1983-01-19 | Toshiba Corp | 電圧・電流変換回路 |
JPS58172721A (ja) * | 1982-04-05 | 1983-10-11 | Toshiba Corp | トランジスタ回路 |
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US4675594A (en) * | 1986-07-31 | 1987-06-23 | Honeywell Inc. | Voltage-to-current converter |
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JP2797470B2 (ja) | 1989-06-29 | 1998-09-17 | 日本電気株式会社 | アナログ乗算器 |
FR2678399B1 (fr) * | 1991-06-27 | 1993-09-03 | Thomson Composants Militaires | Miroir de courant fonctionnant sous faible tension. |
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KR930010834A (ko) * | 1991-11-25 | 1993-06-23 | 프레데릭 얀 스미트 | 기준 전류 루프 |
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- 1994-08-12 JP JP6190270A patent/JP2638494B2/ja not_active Expired - Fee Related
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