JPH0965700A - Induction motor controller - Google Patents

Induction motor controller

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Publication number
JPH0965700A
JPH0965700A JP7218975A JP21897595A JPH0965700A JP H0965700 A JPH0965700 A JP H0965700A JP 7218975 A JP7218975 A JP 7218975A JP 21897595 A JP21897595 A JP 21897595A JP H0965700 A JPH0965700 A JP H0965700A
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JP
Japan
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induction motor
axis component
current
primary
frequency
Prior art date
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Pending
Application number
JP7218975A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Seiji Anzai
清治 安西
Masaru Kobayashi
勝 小林
Masato Koyama
正人 小山
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Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
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Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
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Publication of JPH0965700A publication Critical patent/JPH0965700A/en
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  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To attain the vector control performance corresponding to a maximum efficiency operation and a high speed response by a method wherein the primary current of an induction motor is controlled so as to make its d-axis component and q-axis component follow a d-axis component instruction and a q-axis component instruction respectively. SOLUTION: The d-axis component instruction IdS* and q-axis component instruction IqS* of a primary current which are supplied from a current component instruction calculating means 2a, the d-axis component IdS* and q-axis component IqS* of the primary current which are supplied from a current component calculating means 11 and a primary frequency ωare inputted to a current component control circuit 3 and, if the deviation between the d-axis component instruction IdS* and the d-axis component IdS is amplified, the d-axis component instruction VdS* of a primary voltage is outputted. In the same way, the q-axis component instruction VqS* of the primary voltage is outputted. Then, the d-axis component instruction VdS* and the q-axis component instruction VqS* are inputted to a voltage instruction calculating circuit 5 which outputs primary voltage instructions VuS*, VvS* and VwS*. Then the primary voltages applied to the respective phases of an induction motor 1 by a PWM inverter 10 are controlled so as to follow the primary voltage instructions. As a result, the vector control performance corresponding to a maximum efficiency operation and a high speed response can be obtained.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機のベク
トル制御装置に係り、特に鉄損を無視できない誘導電動
機を駆動する場合でも良好なベクトル制御性能が実現で
き、かつ最大効率運転が可能な誘導電動機制御装置に関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a vector controller for an induction motor, and more particularly to an induction motor capable of achieving good vector control performance even when driving an induction motor in which iron loss cannot be ignored and which enables maximum efficiency operation. The present invention relates to an electric motor control device.

【０００２】[0002]

【従来の技術】誘導電動機のベクトル制御方式は、公知
のように、誘導電動機の１次電流を励磁電流成分とトル
ク電流成分とに分離し、発生トルクと２次磁束とをそれ
ぞれ自由に制御できる方式である。ここで、励磁電流成
分をＩｏ、トルク電流成分をＩｔとすると、誘導電動機
の発生トルクＴｍは次式によって表される。2. Description of the Related Art As is well known, an induction motor vector control system separates a primary current of an induction motor into an exciting current component and a torque current component, and can freely control a generated torque and a secondary magnetic flux. It is a method. Here, when the exciting current component is Io and the torque current component is It, the torque Tm generated by the induction motor is expressed by the following equation.

【０００３】 Ｔｍ＝ＰｍＭＩ０Ｉｔ （１）Tm = PmMI 0 It (1)

【０００４】ただし、Ｐｍは極対数であり、Ｍは誘導電
動機の１次２次相互インダクタンスである。また、誘導
電動機の１次周波数ωは次式によって与えられる。However, Pm is the number of pole pairs, and M is the primary and secondary mutual inductance of the induction motor. The primary frequency ω of the induction motor is given by the following equation.

【０００５】 ω＝ωｒ＋ωｓ （２）Ω = ωr + ωs (2)

【０００６】ここで、ωｒは誘導電動機の回転周波数で
あり、ωｓはすべり周波数で次式によって与えられる。Here, ωr is the rotation frequency of the induction motor, and ωs is the slip frequency, which is given by the following equation.

【０００７】 ωｓ＝ＲｒＩｔ／ＭＩ０ （３）Ωs = RrIt / MI 0 (3)

【０００８】ただし、Ｒｒは誘導電動機の２次抵抗であ
る。However, Rr is a secondary resistance of the induction motor.

【０００９】（１）式から分かるように、ある値の発生
トルクを得るためのＩｏとＩｔの組み合わせは無数に存
在する。そこで、例えば、誘導電動機の効率を最大にす
るＩｏとＩｔは、次式によって与えられることが、文献
［昭和５７年電気学会全国大会講演論文 Ｎｏ．５７
４］に示されている。As can be seen from the equation (1), there are innumerable combinations of Io and It for obtaining the generated torque of a certain value. Therefore, for example, Io and It that maximize the efficiency of the induction motor are given by the following equations: 57
4].

【００１０】[0010]

【数１】 [Equation 1]

【００１１】ただし、Ｒｓは誘導電動機の１次抵抗であ
る。このとき、（３）式から、ωｓは次式のように一定
値となることがわかる。However, Rs is the primary resistance of the induction motor. At this time, from equation (3), it can be seen that ωs has a constant value as in the following equation.

【００１２】[0012]

【数２】 [Equation 2]

【００１３】従って、（４）式及び（５）式を満足する
ように、トルク指令に応じてＩｏとＩｔを制御すれば、
誘導電動機の効率を最大にできる。Therefore, if Io and It are controlled according to the torque command so as to satisfy the equations (4) and (5),
The efficiency of the induction motor can be maximized.

【００１４】そこで、この原理に基づいて誘導電動機の
最大効率運転を行う誘導電動機の制御装置の従来例を、
図８に示す。この制御装置は、特開平５−３８１８１号
公報に示されている。図において、１は誘導電動機であ
り、ＰＷＭインバータ１０より誘導電動機１に供給され
る各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊、Ｉｖｓ＊及びＩｗｓ
＊は電流検出器４によって検出される。誘導電動機１の
実回転速度、即ち回転周波数ωｒは速度検出器７にて検
出されて減算器８０に入力される。Therefore, a conventional example of an induction motor control device for performing the maximum efficiency operation of the induction motor based on this principle is described below.
As shown in FIG. This control device is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-38181. In the figure, 1 is an induction motor, and primary current commands Ius *, Ivs *, and Iws for each phase supplied from the PWM inverter 10 to the induction motor 1
* Is detected by the current detector 4. The actual rotation speed of the induction motor 1, that is, the rotation frequency ωr is detected by the speed detector 7 and input to the subtractor 80.

【００１５】減算器８０は実回転速度ωｒと図示してい
ない速度指令発生器から出力された速度指令ωｒ＊との
偏差を求めて増幅器８１に入力する。増幅器８１は偏差
結果をトルク電流成分指令Ｉｔ＊として出力する。トル
ク電流成分指令Ｉｔ＊を入力した乗算器８２は、後述す
る演算によって求められた励磁電流成分指令Ｉｏ＊と乗
算し、トルクに比例した信号Ｔを関数発生器８３に出力
される。The subtractor 80 obtains the deviation between the actual rotation speed ωr and the speed command ωr * output from a speed command generator (not shown) and inputs it to the amplifier 81. The amplifier 81 outputs the deviation result as the torque current component command It *. The multiplier 82 to which the torque current component command It * is input is multiplied by the exciting current component command Io * obtained by the calculation described later, and the signal T proportional to the torque is output to the function generator 83.

【００１６】関数発生器８３は信号Ｔを入力すると励磁
電流成分指令Ｉｏ＊を演算し、補償回路８４を通して出
力する。励磁電流成分指令Ｉｏ＊は、トルク電流成分指
令Ｉｔ＊が入力される乗算器８２、除算器８５、及びベ
クトル演算器８８に入力される。When the function generator 83 receives the signal T, it calculates the exciting current component command Io * and outputs it through the compensation circuit 84. The exciting current component command Io * is input to the multiplier 82, the divider 85, and the vector calculator 88 to which the torque current component command It * is input.

【００１７】除算器８５は、励磁電流成分指令Ｉｏ＊と
トルク電流成分指令Ｉｔ＊とを除算し、除算結果をすべ
り周波数ωｓ演算用の係数器８６に入力する。そして、
加算器８７はすべり周波数ωｓと実回転速度ωｒとを加
算して誘導電動機１の一次周波数ωを演算してベクトル
演算器８８に入力する。更に、ベクトル演算器８８は入
力されたトルク電流成分指令Ｉｔ＊、励磁電流成分指令
Ｉｏ＊及び１次周波数ωより誘導電動機１に供給すべき
各相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊、Ｉｖｓ＊及びＩｗｓ＊
を演算して出力する。The divider 85 divides the exciting current component command Io * and the torque current component command It *, and inputs the division result to the coefficient unit 86 for calculating the slip frequency ωs. And
The adder 87 adds the slip frequency ωs and the actual rotation speed ωr to calculate the primary frequency ω of the induction motor 1 and inputs it to the vector calculator 88. Further, the vector calculator 88 receives the torque current component command It *, the exciting current component command Io *, and the primary current commands Ius *, Ivs * for each phase to be supplied to the induction motor 1 from the primary frequency ω. Iws *
Is calculated and output.

【００１８】これらの１次電流指令と電流検出器４によ
って検出された１次電流Ｉｕｓ、Ｉｖｓ及びＩｗｓとの
偏差がそれぞれ減算器８９、９０及び９１によって求め
られ、これらの偏差を増幅器９２、９３及び９４で増幅
し、誘導電動機１の各相毎の１次電圧指令Ｖｕｓ＊、Ｖ
ｖｓ＊及びＶｗｓ＊としてＰＷＭインバータ１０に出力
する。Deviations between these primary current commands and the primary currents Ius, Ivs and Iws detected by the current detector 4 are obtained by subtractors 89, 90 and 91, respectively, and these deviations are amplified by amplifiers 92 and 93. And 94, the primary voltage commands Vus *, V for each phase of the induction motor 1
Output to the PWM inverter 10 as vs * and Vws *.

【００１９】従来装置の動作について説明する。まず、
減算器８０によって、図示していない速度指令発生器か
ら出力された速度指令ωｒ＊と速度検出器７から出力さ
れた実回転速度ωｒとの偏差が求められ、増幅器８１に
入力される。すると、増幅器８１からトルク電流成分指
令Ｉｔ＊が出力する。The operation of the conventional device will be described. First,
The subtracter 80 obtains the deviation between the speed command ωr * output from the speed command generator (not shown) and the actual rotation speed ωr output from the speed detector 7, and inputs it to the amplifier 81. Then, the torque current component command It * is output from the amplifier 81.

【００２０】次に、乗算器８２によって、このトルク電
流成分指令Ｉｔ＊と後述する演算によって求められた励
磁電流成分指令Ｉｏ＊とが乗算され、トルクに比例した
信号Ｔが出力される。ここで、（１）式から、信号Ｔは
次式によって表されることがわかる。Next, the multiplier 82 multiplies the torque current component command It * by the exciting current component command Io * obtained by the calculation described later, and outputs a signal T proportional to the torque. Here, it can be seen from the equation (1) that the signal T is represented by the following equation.

【００２１】 Ｔ＝（Ｔｍ＊）／（ＰｍＭ） （７） ただし、Ｔｍ＊はトルク指令である。T = (Tm *) / (PmM) (7) where Tm * is a torque command.

【００２２】信号Ｔを関数発生器８３に入力すると次式
に従って励磁電流成分指令Ｉｏ＊が求められる。When the signal T is input to the function generator 83, the exciting current component command Io * is obtained according to the following equation.

【００２３】 Ｉ０＊＝Ｋ√Ｔ （８） ただし、Ｋは定数で、（１）式から次式によって与えら
れる。I 0 * = K√T (8) where K is a constant and is given by the following equation from equation (1).

【００２４】[0024]

【数３】 (Equation 3)

【００２５】補償回路８４は、誘導電動機１の２次磁束
が励磁電流成分に対し１次遅れの応答特性を持つため、
これを補正する目的で設けたものであり、この補償回路
８４から最終的に励磁電流成分指令Ｉｏ＊が出力され
る。In the compensating circuit 84, since the secondary magnetic flux of the induction motor 1 has a response characteristic of a primary delay with respect to the exciting current component,
It is provided for the purpose of correcting this, and the exciting current component command Io * is finally output from the compensating circuit 84.

【００２６】次に、除算器８５にトルク電流成分指令Ｉ
ｔ＊と励磁電流成分指令Ｉｏ＊とを入力するとＩｔ＊／
Ｉｏ＊の値が求められる。そこで、除算器８５の出力を
係数値がＲｒ／Ｍに等しい係数器８６に入力すると、
（３）式の演算によってすべり周波数ωｓが出力され
る。つづいて、このすべり周波数ωｓと、速度検出器７
から出力された実回転速度、すなわち回転周波数ωｒと
を加算器８７によって加算すると、（２）式の演算が行
われ１次周波数ωが求められる。Next, the torque current component command I is given to the divider 85.
When t * and the exciting current component command Io * are input, It * /
The value of Io * is determined. Therefore, when the output of the divider 85 is input to the coefficient unit 86 whose coefficient value is equal to Rr / M,
The slip frequency ωs is output by the calculation of the equation (3). Next, the slip frequency ωs and the velocity detector 7
When the actual rotation speed output from the above, that is, the rotation frequency ωr is added by the adder 87, the calculation of the equation (2) is performed to obtain the primary frequency ω.

【００２７】更に、上記のトルク電流成分指令Ｉｔ＊、
励磁電流成分指令Ｉｏ＊及び１次周波数ωをベクトル演
算回路８８に入力すると、誘導電動機１に供給すべき各
相毎の１次電流指令Ｉｕｓ＊、Ｉｖｓ＊及びＩｗｓ＊が
出力される。続いて、これらの１次電流指令と電流検出
器４によって検出された１次電流Ｉｕｓ、Ｉｖｓ及びＩ
ｗｓとの偏差がそれぞれ減算器８９、９０及び９１によ
って求められる。そこで、これらの偏差を増幅器９２、
９３及び９４に入力すると、誘導電動機１の各相毎の１
次電圧指令Ｖｕｓ＊、Ｖｖｓ＊及びＶｗｓ＊がそれぞれ
出力される。Further, the above torque current component command It *,
When the exciting current component command Io * and the primary frequency ω are input to the vector calculation circuit 88, the primary current commands Ius *, Ivs * and Iws * for each phase to be supplied to the induction motor 1 are output. Subsequently, these primary current commands and the primary currents Ius, Ivs and I detected by the current detector 4 are detected.
The deviation from ws is obtained by subtractors 89, 90 and 91, respectively. Therefore, these deviations are corrected by the amplifier 92,
Input to 93 and 94, 1 for each phase of the induction motor 1
Next voltage commands Vus *, Vvs * and Vws * are output respectively.

【００２８】ＰＷＭインバータ１０によって、誘導電動
機１の１次電圧Ｖｕｓ、Ｖｖｓ及びＶｗｓがそれぞれ、
これらの１次電圧指令に追随するように制御される。そ
の結果、誘導電動機１の１次電流Ｉｕｓ、Ｉｖｓ及びＩ
ｗｓが、それぞれの指令に追随する。ひいては、誘導電
動機１の励磁電流成分及びトルク電流成分もそれぞれの
指令に追随する。By the PWM inverter 10, the primary voltages Vus, Vvs and Vws of the induction motor 1 are respectively
It is controlled so as to follow these primary voltage commands. As a result, the primary currents Ius, Ivs and I of the induction motor 1
ws follows each command. As a result, the exciting current component and the torque current component of the induction motor 1 also follow the respective commands.

【００２９】[0029]

【発明が解決しようとする課題】従来の制御装置は、以
上のように構成され、誘導電動機の高効率運転を実現す
る。その際、従来の制御装置では高効率のベクトル制御
を行うために、（４）式及び（５）式に従って励磁電流
成分及びトルク電流成分を制御する。ところで、これら
の式は誘導電動機の鉄損を無視して得られた関係式であ
る。そのため、（４）式及び（５）式に従って励磁電流
成分及びトルク電流成分を制御すると、誘導電動機の銅
損、即ち、１次抵抗及び２次抵抗によって発生する損失
は最小にできるが、鉄損は最小とならない。The conventional controller is constructed as described above, and realizes highly efficient operation of the induction motor. At that time, the conventional control device controls the exciting current component and the torque current component according to the equations (4) and (5) in order to perform highly efficient vector control. By the way, these equations are relational equations obtained by ignoring the iron loss of the induction motor. Therefore, if the exciting current component and the torque current component are controlled according to the equations (4) and (5), the copper loss of the induction motor, that is, the loss caused by the primary resistance and the secondary resistance can be minimized, but the iron loss can be reduced. Is not the minimum.

【００３０】ここで、誘導電動機の鉄損は１次周波数の
約１．６乗に比例することが、文献［平成２年電気学会
全国大会シンポジウムＳ．１０−６］などに示されてい
る。そのため、例えば、電気鉄道や電気自動車などの駆
動用として使用される高速回転の誘導電動機では、鉄損
が銅損に対して無視できない。Here, the iron loss of the induction motor is proportional to about 1.6th power of the primary frequency in the literature [Symposium S. 10-6] and the like. Therefore, for example, in a high-speed rotating induction motor used for driving an electric railway or an electric vehicle, iron loss cannot be ignored with respect to copper loss.

【００３１】その結果、従来の制御装置では、これらの
誘導電動機を駆動する場合には、最大効率運転が不可能
となる。特に、電気自動車の場合はエネルギー源がバッ
テリーであるため、バッテリーの小型軽量化のために駆
動用誘導電動機の最大効率運転の実現が重要な課題とな
っている。As a result, the conventional control device cannot operate at maximum efficiency when driving these induction motors. In particular, in the case of an electric vehicle, since the energy source is a battery, it is an important subject to realize the maximum efficiency operation of the driving induction motor in order to reduce the size and weight of the battery.

【００３２】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、鉄損が無視できないような誘導
電動機を駆動する場合でも、最大効率運転が可能で、か
つ高速応答のベクトル制御性能を実現する誘導電動機の
制御装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, and even when driving an induction motor in which iron loss cannot be ignored, maximum efficiency operation is possible and high speed response vector control is possible. An object is to provide a control device for an induction motor that realizes performance.

【００３３】また、本制御装置が提案する最大高効率制
御の実現においては、かなり高速な制御演算能力を必要
とする。そのため、高速でない制御演算能力でも実現で
きるよう簡易的な制御装置をも提供することを目的とす
る。Further, in order to realize the maximum high efficiency control proposed by the present control device, a considerably high speed control calculation capability is required. Therefore, it is an object of the present invention to provide a simple control device that can be realized even with a control calculation capability that is not high speed.

【００３４】[0034]

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る誘
導電動機制御装置は、誘導電動機と、上記誘導電動機の
回転周波数を検出する速度（回転周波数）検出器と、上
記誘導電動機のトルク指令と上記回転周波数を入力し、
鉄損に関係した定数を含む上記誘導電動機の定数を係数
値とする関数の演算結果に基づいて得られた第１の所定
の一次関数により、励磁電流指令を一次周波数で回転す
る直交回転座標軸（ｄ−ｑ軸と呼ぶ）上の一次電流のｄ
軸成分指令として出力し、かつ上記誘導電動機のトルク
電流指令を一次電流のｑ軸成分指令として出力する電流
成分指令演算手段と、上記誘導電動機の１次電流を検出
する電流検出器と、上記電流検出器の出力と上記一次周
波数の位相とを入力して、上記１次電流のｄ軸及びｑ軸
成分を演算する電流成分演算手段と、上記１次電流のｄ
軸成分指令及びｄ軸成分の少なくとも１つと、上記１次
電流のｑ軸電流成分指令及びｑ軸成分の少なくとも１つ
とを入力し、上記誘導電動機のすべり周波数を演算する
すべり周波数演算手段と、上記すべり周波数演算手段か
ら出力された上記すべり周波数と上記回転周波数検出器
の出力とを加算して上記１次周波数となす加算器と、上
記一次周波数を積分して位相を上記電流成分演算手段へ
出力する積分器と、上記１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成
分がそれぞれ、上記ｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に追
従するように上記誘導電動機の１次電流を制御する電流
成分制御回路とを備えたものである。An induction motor controller according to the invention of claim 1 is an induction motor, a speed (rotation frequency) detector for detecting a rotation frequency of the induction motor, and a torque command for the induction motor. And input the above rotation frequency,
An orthogonal rotation coordinate axis that rotates the exciting current command at the primary frequency by the first predetermined linear function obtained based on the calculation result of the function having the constant of the induction motor including the constant related to the iron loss as the coefficient value ( d) of the primary current on the (d-q axis)
A current component command calculating means for outputting a torque current command of the induction motor as a q-axis component command of the primary current, a current detector for detecting a primary current of the induction motor, and the current Current component calculating means for calculating the d-axis and q-axis components of the primary current by inputting the output of the detector and the phase of the primary frequency, and d of the primary current.
At least one of the axis component command and the d-axis component and at least one of the q-axis current component command and the q-axis component of the primary current are input to calculate a slip frequency of the induction motor; The slip frequency output from the slip frequency calculating means and the output of the rotation frequency detector are added to form the primary frequency, and the primary frequency is integrated to output the phase to the current component calculating means. And an electric current component control circuit for controlling the primary current of the induction motor so that the d-axis component and the q-axis component of the primary current follow the d-axis component command and the q-axis component command, respectively. It is equipped with.

【００３５】請求項２の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項１において、すべり周波数演算手段から出力
された補正前すべり周波数と回転周波数とを入力し、鉄
損に関係した定数を含む上記誘導電動機の定数を係数値
とする所定の関数演算結果から得られたすべり周波数と
鉄損に関係しない誘導電動機の定数を係数値とする所定
の関数演算結果から得られたすべり周波数の比から近似
して得られた第２の所定の一次関数により上記補正前す
べり周波数補間してすべり周波数出力するすべり周波数
補正手段を備えたものである。The induction motor control device according to a second aspect of the present invention is the induction motor control device according to the first aspect, wherein the pre-correction slip frequency and the rotation frequency output from the slip frequency calculating means are input and the constants related to iron loss are included. Approximate from the ratio of the slip frequency obtained from the predetermined function calculation result with the constant of the induction motor as the coefficient value and the slip frequency obtained from the predetermined function calculation result with the constant of the induction motor as the coefficient value that is not related to iron loss A slip frequency correcting means for interpolating the slip frequency before correction and outputting the slip frequency is provided by the second predetermined linear function obtained in this way.

【００３６】請求項２の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項１において、第１の所定の一次関数が回転周
波数の関数となるようにしたものでる。An induction motor control device according to a second aspect of the present invention is the induction motor control device according to the first aspect, wherein the first predetermined linear function is a function of the rotation frequency.

【００３７】請求項３の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項１において、第１の所定の一次関数が一次周
波数の関数となるようにしたものである。An induction motor control device according to a third aspect of the present invention is the induction motor control device according to the first aspect, wherein the first predetermined linear function is a function of the primary frequency.

【００３８】請求項４の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項２において、第２の所定の一次関数が回転周
波数の関数となるようにしたものでる。An induction motor control device according to a fourth aspect of the present invention is the induction motor control device according to the second aspect, wherein the second predetermined linear function is a function of the rotation frequency.

【００３９】請求項５の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項２において、第２の所定の一次関数が一次周
波数の関数となるようにしたものである。An induction motor control device according to a fifth aspect of the present invention is the induction motor control device according to the second aspect, wherein the second predetermined linear function is a function of the primary frequency.

【００４０】[0040]

【発明の実施の形態】本実施の形態は、電流成分演算手
段、すべり周波数演算手段及び加算器によって、誘導電
動機の１次電流と回転周波数とから、定常状態のみなら
ず過渡状態においても常に２次磁束のｑ軸成分が零とな
るような１次周波数が求られる。次に、電流成分指令演
算手段によって、誘導電動機の１次周波数と鉄損に関係
した定数を含む誘導電動機の定数を係数値とする所定の
関数の演算結果から近似補間した所定の一次関数演算に
より、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成
分指令が求められる。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION In this embodiment, the current component calculating means, the slip frequency calculating means, and the adder are used to constantly calculate the primary current and the rotation frequency of the induction motor in the steady state as well as in the transient state. A primary frequency is obtained such that the q-axis component of the secondary magnetic flux becomes zero. Next, the current component command calculation means performs a predetermined linear function calculation that is approximately interpolated from a calculation result of a predetermined function having a constant value of the induction motor including a constant related to the primary frequency of the induction motor and iron loss as a coefficient value. , A d-axis component command and a q-axis component command of the primary current of the induction motor are obtained.

【００４１】更に、電流成分制御回路によって、誘導電
動機の１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分がそれぞれ、上
記ｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に追従するように制御
される。ここで、後述するように誘導電動機の発生トル
クは１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分の積に比例するの
で、発生トルクは１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分の積
に比例したトルク指令に追従する。さらに、電流成分指
令演算手段は、振幅の比が鉄損に関係した定数を含む誘
導電動機の定数を係数値とする所定の関数の演算結果か
ら近似補間した所定の一次関数演算と等しくなるような
上記誘導電動機の１次電流のｄ軸成分指令及びｑ軸成分
指令を出力する。Further, the current component control circuit controls the d-axis component and the q-axis component of the primary current of the induction motor so as to follow the d-axis component command and the q-axis component command, respectively. As will be described later, since the torque generated by the induction motor is proportional to the product of the d-axis component and the q-axis component of the primary current, the generated torque is proportional to the product of the d-axis component and the q-axis component of the primary current. Follow the torque command. Further, the current component command calculation means is such that the amplitude ratio becomes equal to a predetermined linear function calculation that is approximately interpolated from a calculation result of a predetermined function having a constant of the induction motor including a constant related to iron loss as a coefficient value. The d-axis component command and the q-axis component command of the primary current of the induction motor are output.

【００４２】以下、本発明の実施の形態の詳細な動作説
明に移る前に、この発明の基となる誘導電動機のベクト
ル制御方式について説明する。まず、１次周波数で回転
するｄ−ｑ座標軸上の誘導電動機の電圧・電流方程式は
次式によって与えられる。Before moving on to the detailed description of the operation of the embodiment of the present invention, the vector control system of the induction motor, which is the basis of the present invention, will be described below. First, the voltage-current equation of the induction motor on the dq coordinate axes rotating at the primary frequency is given by the following equation.

【００４３】[0043]

【数４】 (Equation 4)

【００４４】ただし、Ｒｓ、Ｒｒ及びＲｍはそれぞれ、
誘導電動機の１次抵抗、２次抵抗及び鉄損抵抗である。
Ｌｓ、Ｌｒ及びＭはそれぞれ、誘導電動機の１次自己イ
ンダクタンス、２次自己インダクタンス及び１次２次相
互インダクタンスである。また、Ｖｄｓ及びＶｑｓはそ
れぞれ、１次電圧のｄ軸及びｑ軸成分である。Ｉｄｓ及
びＩｑｓはそれぞれ１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分で
あり、Ｉｄｒ及びＩｑｒはそれぞれ２次電流のｄ軸成分
及びｑ軸成分である。However, Rs, Rr and Rm are respectively
These are the primary resistance, secondary resistance and iron loss resistance of the induction motor.
Ls, Lr, and M are the primary self-inductance, secondary self-inductance, and primary-secondary mutual inductance of the induction motor, respectively. Further, Vds and Vqs are the d-axis and q-axis components of the primary voltage, respectively. Ids and Iqs are the d-axis component and the q-axis component of the primary current, respectively, and Idr and Iqr are the d-axis component and the q-axis component of the secondary current, respectively.

【００４５】また、ω及びωｓはそれぞれ誘導電動機の
１次周波数及びすべり周波数であり、Ｐは微分演算子
（＝ｄ／ｄｔ）である。なお、上式において、鉄損抵抗
Ｒｍの値を零とすると、鉄損を無視した場合の誘導電動
機のｄ−ｑ座標軸上における電圧・電流方程式と一致す
る。Ω and ωs are the primary frequency and the slip frequency of the induction motor, respectively, and P is the differential operator (= d / dt). In the above equation, if the value of the iron loss resistance Rm is set to zero, it agrees with the voltage-current equation on the dq coordinate axes of the induction motor when the iron loss is ignored.

【００４６】次に、鉄損を考慮した場合、誘導電動機の
２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及びｑ軸成分Φｑｒは、次式
によって与えられる。Next, when iron loss is taken into consideration, the d-axis component Φdr and the q-axis component Φqr of the secondary magnetic flux of the induction motor are given by the following equations.

【００４７】[0047]

【数５】 (Equation 5)

【００４８】更に、発生トルクＴｍは次式によって与え
られる。Further, the generated torque Tm is given by the following equation.

【００４９】 Ｔｍ＝Ｐｍ（ΦｑｒＩｄｒ−ΦｄｒＩｑｒ） （１６） ただし、Ｐｍは誘導電動機の極対数である。Tm = Pm (ΦqrIdr−ΦdrIqr) (16) where Pm is the number of pole pairs of the induction motor.

【００５０】なお、（１６）式は鉄損の有無によらず成
立する。（１４）式及び（１５）式から、鉄損抵抗Ｒｍ
の存在によって、２次磁束のｄ軸成分Φｄｒはｑ軸電流
成分Ｉｑｓ及びＩｑｒの影響を受け、反対に２次磁束の
ｑ軸成分Φｑｒはｄ軸電流成分Ｉｄｓ及びＩｄｒの影響
を受けることがわかる。その結果、発生トルクＴｍも鉄
損の影響を受けることが（１６）式からわかる。Equation (16) is established regardless of the presence or absence of iron loss. From equations (14) and (15), iron loss resistance Rm
Of the secondary magnetic flux, the d-axis component Φdr of the secondary magnetic flux is influenced by the q-axis current components Iqs and Iqr, while the q-axis component Φqr of the secondary magnetic flux is influenced by the d-axis current components Ids and Idr. . As a result, it can be seen from the equation (16) that the generated torque Tm is also affected by the iron loss.

【００５１】次に、（１４）、（１５）式を（１２）、
（１３）式に代入してＩｄｓとＩｑｓを消去すると次式
が得られる。Next, the equations (14) and (15) are changed to (12) and
Substituting into equation (13) and eliminating Ids and Iqs, the following equation is obtained.

【００５２】[0052]

【数６】 (Equation 6)

【００５３】また、（１４）、（１５）式を変形してＩ
ｄｒ及びＩｑｒを求めると次式が得られる。Further, by modifying equations (14) and (15), I
When the dr and Iqr are calculated, the following formula is obtained.

【００５４】[0054]

【数７】 (Equation 7)

【００５５】 ただし、 ｋ＝Ｒｍ／ω （２１）However, k = Rm / ω (21)

【００５６】次に、Φｑｒ＝０となる条件を求めると、
（１８）式から次式によってすべり周波数ωｓを与えれ
ばよいことがわかる。Next, when the condition for Φqr = 0 is obtained,
From equation (18), it is understood that the slip frequency ωs should be given by the following equation.

【００５７】 ωｓ＝−（ＲｒＩｑｒ）／（Φｄｒ） （２２）Ωs = − (RrIqr) / (Φdr) (22)

【００５８】ここで、Ｉｑｒは直接検出することが困難
なので、（２０）式を（２２）式に代入してＩｑｒを消
去する次式が得られる。Since it is difficult to directly detect Iqr, the following equation for eliminating Iqr by substituting the equation (20) into the equation (22) is obtained.

【００５９】[0059]

【数８】 (Equation 8)

【００６０】さらに、（１７）式において、Φｑｒ＝０
とし、かつ（１９）式を代入してＩｄｒを消去すると次
式が得られる。Further, in equation (17), Φqr = 0
Then, by substituting the equation (19) and eliminating Idr, the following equation is obtained.

【００６１】[0061]

【数９】 [Equation 9]

【００６２】ただし、 Ｔｒ１＝Ｔｒ＋（ｋ２／ＬｒＲｒ） （２５） Ｔｒ＝Ｌｒ／Ｒｒ ： 誘導電動機の２次時定数[0062] However, Tr1 = Tr + (k 2 / LrRr) (25) Tr = Lr / Rr: 2 order time constant of the induction motor

【００６３】従って、（２３）式を満足するようなすべ
り周波数ωｓで誘導電動機を制御すれば、２次磁束が時
間的に変化するような過渡状態においても、定常状態と
同様にΦｑｒを零に保つ、すなわち、２次磁束ベクトル
の方向をｄ軸に一致させることができる。ここで、２次
磁束のｄ軸成分Φｄｒは、（２４）式の演算によって１
次電流のｄ軸成分Ｉｄｒ及びｑ軸成分Ｉｑｓから求める
ことができる。Therefore, if the induction motor is controlled at the slip frequency ωs that satisfies the equation (23), Φqr is set to zero even in the transient state in which the secondary magnetic flux changes with time, as in the steady state. That is, the direction of the secondary magnetic flux vector can be kept, that is, the direction of the secondary magnetic flux vector can be aligned with the d axis. Here, the d-axis component Φdr of the secondary magnetic flux is 1 by the calculation of the equation (24).
It can be obtained from the d-axis component Idr and the q-axis component Iqs of the next current.

【００６４】１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉ
ｑｓを検出すれば、（２３）式の演算によって、すべり
周波数ωｓを求めることができる。なお、（２４）式及
び（２５）式において、ｋの値は（２１）式から明らか
なように１次周波数ωの関数である。さらに、公知のよ
うに、鉄損抵抗Ｒｍの値も１次周波数ωによって変化す
る。D-axis component Ids and q-axis component I of the primary current
If qs is detected, the slip frequency ωs can be obtained by the calculation of equation (23). In equations (24) and (25), the value of k is a function of the primary frequency ω, as is apparent from equation (21). Further, as is well known, the value of the iron loss resistance Rm also changes depending on the primary frequency ω.

【００６５】そのため、（２３）式及び（２４）式の演
算を行う場合には、１次周波数ωが必要であるが、ωは
（２）式のように誘導電動機の回転周波数ωｒとすべり
周波数ωｓとを加算することによって求められる。For this reason, the primary frequency ω is required when the equations (23) and (24) are calculated, and ω is the rotational frequency ωr and the slip frequency of the induction motor as in the equation (2). It is obtained by adding ωs.

【００６６】次に、Φｑｒ＝０が常に成立するので、
（１６）式から次式が定常状態だけでなく過渡状態にお
いても成立することがわかる。Next, since Φqr = 0 always holds,
From equation (16), it can be seen that the following equation holds true not only in the steady state but also in the transient state.

【００６７】 Ｔｍ＝−ＰｍＩｄｒΦｄｒ （２６）Tm = −PmIdrΦdr (26)

【００６８】この式を利用して外部から入力されるトル
ク指令に応じて、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊及び
２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊を求め、誘導電動機の
２次磁束のｄ軸成分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑ
ｒがそれぞれこれらの指令値に追従するように制御すれ
ば、結果として誘導電動機の発生トルクを指令値どおり
に制御することができる。Using this equation, the d-axis component command Φdr * of the secondary magnetic flux and the q-axis component command Iqr * of the secondary current are calculated according to the torque command input from the outside, and the secondary magnetic flux of the induction motor is obtained. D-axis component Φdr and the secondary current q-axis component Iq
If r is controlled so as to follow these command values, respectively, as a result, the torque generated by the induction motor can be controlled according to the command values.

【００６９】ところが、誘導電動機の２次磁束のｄ軸成
分Φｄｒ及び２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒは直接制御でき
ない。従って、ここでは２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ
＊及び２次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊から１次電流の
ｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊を求
め、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成
分Ｉｑｓがそれぞれの指令値に追従するように制御す
る。そこで、まず、（１４）、（１５）式を変形してＩ
ｄｓ及びＩｑｓを求めると次式が得られる。However, the d-axis component Φdr of the secondary magnetic flux of the induction motor and the q-axis component Iqr of the secondary current cannot be directly controlled. Therefore, here, the d-axis component command Φdr of the secondary magnetic flux
The d-axis component command Ids * and the q-axis component command Iqs * of the primary current are obtained from the * and the q-axis component command Iqr * of the secondary current, and the d-axis component Ids and the q-axis component Iqs of the primary current of the induction motor are calculated. Control is performed so as to follow each command value. Therefore, first, the equations (14) and (15) are transformed to I
When ds and Iqs are obtained, the following equation is obtained.

【００７０】[0070]

【数１０】 (Equation 10)

【００７１】上式に（１７）式を代入してＩｄｒを消去
し、更に、 Ｉｄｓ＝Ｉｄｓ＊、Ｉｑｓ＝Ｉｑｓ＊、Φｄｒ＝Φｄｒ＊、Φｑｒ＝Φｑｒ＊ 、Ｉｑｒ＝Ｉｑｒ＊ （２９） とおくと、次式が得られる。Equation (17) is substituted into the above equation to eliminate Idr, and Ids = Ids *, Iqs = Iqs *, Φdr = Φdr *, Φqr = Φqr *, Iqr = Iqr * (29) Then, the following equation is obtained.

【００７２】[0072]

【数１１】 [Equation 11]

【００７３】ただし、 Ｔｒ２＝Ｔｒ＋（ｋ２／ＭＲｒ）、Ｔｒ＝（Ｌｒ−Ｍ）／Ｒｒ （３２）[0073] However, Tr2 = Tr + (k 2 / MRr), Tr = (Lr-M) / Rr (32)

【００７４】従って、（３０）式及び（３１）式の演算
によって、２次磁束のｄ軸成分指令Φｄｒ＊及び２次電
流のｑ軸成分指令Ｉｑｒ＊から１次電流のｄ軸成分指令
Ｉｄｓ＊及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊を求めることができ
る。なお、両式において、ｋの値及びＲｍの値は、１次
周波数ωの値によって変化するので、演算においてはω
の値が必要である。Therefore, the d-axis component command Φdr * of the secondary magnetic flux and the q-axis component command Iqr * of the secondary current are calculated from the formulas (30) and (31) to calculate the d-axis component command Ids * of the primary current. And the q-axis component command Iqs * can be obtained. In both equations, the value of k and the value of Rm change depending on the value of the primary frequency ω, and therefore, in the calculation, ω
Value of is required.

【００７５】また、（３２）式において、（Ｌｒ−Ｍ）
の値は誘導電動機の２次漏れインダクタンスの値と等し
いので、時定数Ｔｒ３の値はＴｒ２の値と比較して非常
に小さい。従って、（３０）式の演算において、Ｔｒ３
＝０としても制御上の違いは殆ど生じない。Further, in the expression (32), (Lr-M)
Since the value of is equal to the value of the secondary leakage inductance of the induction motor, the value of the time constant Tr3 is much smaller than the value of Tr2. Therefore, in the calculation of equation (30), Tr3
Even if = 0, there is almost no difference in control.

【００７６】以上のようにして、１次電流のｄ軸成分指
令Ｉｄｓ＊及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊が求められるの
で、誘導電動機の１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成
分Ｉｑｓがこれらの指令値にそれぞれ追従するように制
御すればよい。As described above, since the d-axis component command Ids * and the q-axis component command Iqs * of the primary current are obtained, the d-axis component Ids and the q-axis component Iqs of the primary current of the induction motor are calculated. Control may be performed so as to follow the command values.

【００７７】ここで、公知のように１次電流のｄ軸成分
Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓは、１次電流Ｉｕｓ、Ｉｖｓ
及びＩｗｓと１次周波数ωとから次式の演算によって求
められる。Here, as is well known, the d-axis component Ids and the q-axis component Iqs of the primary current are the primary currents Ius and Ivs.
And Iws and the primary frequency ω are calculated by the following equation.

【００７８】[0078]

【数１２】 (Equation 12)

【００７９】ただし、 θ＝∫ωｄｔ （３４ａ）However, θ = ∫ωdt (34a)

【００８０】次に、 Ｉｕｓ＋Ｉｖｓ＋Ｉｗｓ＝０ （３５）Next, Ius + Ivs + Iws = 0 (35)

【００８１】の関係を利用して、（３３）、（３４）式
からＩｗｓを消去すると次式が得られる。When Iws is eliminated from the equations (33) and (34) using the relationship of, the following equation is obtained.

【００８２】[0082]

【数１３】 (Equation 13)

【００８３】従って、上式の演算によって得られた１次
電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓが、それぞれ
の指令値に追従するように制御すればよい。Therefore, the d-axis component Ids and the q-axis component Iqs of the primary current obtained by the calculation of the above equation may be controlled so as to follow the respective command values.

【００８４】以上が、この発明の基となる誘導電動機の
ベクトル制御方式であり、誘導電動機の２次磁束のｄ軸
成分Φｄｒと２次電流のｑ軸成分Ｉｑｒを操作すること
により、鉄損が無視できないような場合でも良好なトル
ク制御性能が実現できる。The above is the vector control system of the induction motor which is the basis of the present invention. By operating the d-axis component Φdr of the secondary magnetic flux of the induction motor and the q-axis component Iqr of the secondary current, the iron loss is reduced. Good torque control performance can be achieved even when it cannot be ignored.

【００８５】次に、（２６）式から、ある値の発生トル
クを得るためのΦｄｒとＩｑｒの組み合わせは無数に存
在することがわかる。そこで、次に、ΦｄｒとＩｑｒの
値をどのように選べば誘導電動機の最大効率運転が実現
できるかについて説明する。まず、（１０）〜（１３）
式において微分項を無視する。すると、Φｑｒ＝０の条
件と（１７）式より次式が得られる。Next, from the equation (26), it is understood that there are an infinite number of combinations of Φdr and Iqr for obtaining a generated torque of a certain value. Therefore, next, how to select the values of Φdr and Iqr to realize the maximum efficiency operation of the induction motor will be described. First, (10)-(13)
Ignore the derivative term in the expression. Then, the following equation is obtained from the condition of Φqr = 0 and the equation (17).

【００８６】 Ｉｄｒ＝０ （３８）Idr = 0 (38)

【００８７】（１０）、（１１）式において微分項を無
視しさらに（３８）式を代入する次式が得られる。The following expression is obtained by ignoring the differential term in the expressions (10) and (11) and substituting the expression (38).

【００８８】[0088]

【数１４】 [Equation 14]

【００８９】また、（２７）、（２８）式において、Φ
ｑｒ＝０、Ｉｄｒ＝０とおくと、次式が得られる。In equations (27) and (28), Φ
When qr = 0 and Idr = 0 are set, the following equation is obtained.

【００９０】[0090]

【数１５】 (Equation 15)

【００９１】さて、誘導電動機に入力される有効電力Ｐ
ｉｎは、公知のように次式で与えられる。Now, the active power P input to the induction motor
in is given by the following equation as is known.

【００９２】 Ｐｉｎ＝ＶｄｓＩｄｓ＋ＶｑｓＩｑｓ （４３） そこで、（３９）〜（４２）式を（４３）式に代入する
と、次式が得られる。Pin = VdsIds + VqsIqs (43) Then, by substituting the equations (39) to (42) into the equation (43), the following equation is obtained.

【００９３】[0093]

【数１６】 (Equation 16)

【００９４】次に、誘導電動機の機械的出力Ｐｏｕｔ
は、公知のように次式で与えられる。 Ｐｏｕｔ＝ωｒｍＴｍ （４５） ここで、ωｒｍは誘導電動機の機械的回転周波数であ
り、電気的回転周波数ωｒとは次式の関係がある。Next, the mechanical output Pout of the induction motor
Is given by the following equation as is known. Pout = ωrmTm (45) where ωrm is the mechanical rotation frequency of the induction motor, and the electrical rotation frequency ωr has the following relationship.

【００９５】 ωｒｍ＝（ωｒ／Ｐｍ）＝（ω−ωｓ）／Ｐｍ （４６）Ωrm = (ωr / Pm) = (ω−ωs) / Pm (46)

【００９６】（４６）式に（２２）式を代入してωｓを
消去すると、次式が得られる。By substituting the expression (22) into the expression (46) and eliminating ωs, the following expression is obtained.

【００９７】[0097]

【数１７】 [Equation 17]

【００９８】従って、（４５）式に（２６）式及び（４
７）式を代入してτｍ及びωｒｍを消去すると、次式が
得られる。Therefore, in equation (45), equations (26) and (4)
By substituting the equation 7) and eliminating τm and ωrm, the following equation is obtained.

【００９９】 Ｐｏｕｔ＝ωＩｑｒΦｄｒ−ＲｒＩｑｒ２ （４８）Pout = ωIqrΦdr−RrIqr 2 (48)

【０１００】すると、（４４）、（４８）式から誘導電
動機で発生する損失Ｐｌｏｓｓは以下の式で与えられ
る。Then, from equations (44) and (48), the loss Ploss generated in the induction motor is given by the following equation.

【０１０１】[0101]

【数１８】 (Equation 18)

【０１０２】発生トルクが一定という条件の下で、（４
９）式で示される損失Ｐｌｏｓｓが最小となるようなΦ
ｄｒとＩｑｒの組み合わせを求めれば、最大効率運転が
実現できることがわかる。そこで、次に、損失Ｐｌｏｓ
ｓが最小となるようなΦｄｒとＩｑｒの組み合わせを求
める。 まず、発生トルクが一定という条件は（２６）
式の関係から次式によって表される。Under the condition that the generated torque is constant, (4
Φ such that the loss Ploss shown in the equation 9) is minimized
It can be seen that maximum efficiency operation can be realized by obtaining the combination of dr and Iqr. Therefore, next, the loss Plos
A combination of Φdr and Iqr that minimizes s is found. First, the condition that the generated torque is constant is (26)
It is expressed by the following equation from the relation of equations.

【０１０３】 ΦｄｒＩｑｒ＝Ａ （Ａ＝ｃｏｎｓｔ） （５０）ΦdrIqr = A (A = const) (50)

【０１０４】そこで、（５０）式を（４９）式に代入し
てΦｄｒを消去すると、次式が得られる。Then, by substituting the equation (50) into the equation (49) and eliminating Φdr, the following equation is obtained.

【０１０５】[0105]

【数１９】 [Equation 19]

【０１０６】すると、（５１）式の右辺をＩｑｒ２で微
分した値が零となる条件が成立するときに損失Ｐｌｏｓ
ｓは最小となる。従って、この条件と（５０）式から、
求めるΦｄｒとＩｑｒの関係は次式によって与えられ
る。Then, when the condition that the value obtained by differentiating the right side of the equation (51) by Iqr2 is zero is satisfied, the loss Plos
s becomes the minimum. Therefore, from this condition and equation (50),
The relationship between Φdr and Iqr to be obtained is given by the following equation.

【０１０７】[0107]

【数２０】 (Equation 20)

【０１０８】すなわち、ΦｄｒとＩｑｒの振幅比が（５
２）式を満足するように、トルク指令に応じてΦｄｒと
Ｉｑｒとを制御すれば最大効率運転が実現できる。な
お、（５２）式は、（１０）〜（１３）式において微分
項を無視して導出したが、（１０）〜（１３）式は上述
したように回転座標軸上の誘導電動機の電圧・電流方程
式を表している。That is, the amplitude ratio of Φdr and Iqr is (5
Maximum efficiency operation can be realized by controlling Φdr and Iqr according to the torque command so as to satisfy the equation (2). The expression (52) is derived by ignoring the differential term in the expressions (10) to (13), but the expressions (10) to (13) are the voltages and currents of the induction motor on the rotating coordinate axes as described above. Represents the equation.

【０１０９】従って、一定トルクで誘導電動機を加減速
運転するような場合は、（１０）〜（１３）式の微分項
は零となるので、（５２）式によって最大効率運転が実
現できる。Therefore, when the induction motor is accelerated or decelerated with a constant torque, the differential terms of the equations (10) to (13) are zero, and therefore the maximum efficiency operation can be realized by the equation (52).

【０１１０】しかしながら、上記（５２）式による最大
効率運転は、実際に検出しない二次電流・二次磁束を誘
導電動機の指令値として制御する方法であるので、制御
を行うには（４１）、（４２）式にて一次電流に換算す
る必要がある。However, the maximum efficiency operation according to the above equation (52) is a method of controlling the secondary current / secondary magnetic flux which is not actually detected as the command value of the induction motor. It is necessary to convert it into the primary current by the equation (42).

【０１１１】そこで、本発明では、公知のベクトル制御
の一次電流成分指令Ｉｄｓ＊、Ｉｑｓ＊を、上記最大効
率運転した場合の一次電流比｜Ｉｑｓ／Ｉｄｓ｜特性を
活用してフィードフォワード的に制御することで、この
換算の省演算化を図り、簡易的に最大効率運転を実現す
る方法である。さらに、公知のベクトル制御のすべり周
波数を、上記最大効率運転した場合のすべり周波数特性
を活用してフィードフォワード的すべり周波数を補正す
ることで、この換算の省演算化を図り、簡易的に最大効
率運転を実現する方法である。（以下、混乱を避けるた
め、上記（５２）式による最大効率運転を最大効率制
御、簡易的な最大効率運転を簡易最大効率制御と呼ぶこ
ととする。）Therefore, in the present invention, the known vector control primary current component commands Ids * and Iqs * are controlled in a feedforward manner by utilizing the primary current ratio | Iqs / Ids | characteristics when the above-described maximum efficiency operation is performed. By doing so, it is a method for reducing the calculation for this conversion and simply realizing the maximum efficiency operation. In addition, the slip frequency of the known vector control is used to correct the slip frequency of the feedforward type by utilizing the slip frequency characteristics when operating at the maximum efficiency described above, and this conversion can be saved and the maximum efficiency can be simplified. This is a method of realizing driving. (Hereinafter, in order to avoid confusion, the maximum efficiency operation according to the above equation (52) is called maximum efficiency control, and the simple maximum efficiency operation is called simple maximum efficiency control.)

【０１１２】最大効率制御した場合の一次電流比｜Ｉｑ
ｓ／Ｉｄｓ｜特性を図６に示す。図６のようにモータ回
転数に対する｜Ｉｑｓ／Ｉｄｓ｜の関係は、トルクの値
によって傾きは変化するがほぼ一次関数の形を取ってい
ることがわかる。よって、｜Ｉｑｓ／Ｉｄｓ｜の関係
は、モータ回転数ωｒの一次関数に近似することができ
るので、次式が成り立つ。Primary current ratio | Iq when maximum efficiency control is performed
The s / Ids | characteristic is shown in FIG. As shown in FIG. 6, the relationship of | Iqs / Ids | with respect to the motor rotation speed is almost in the form of a linear function although the slope changes depending on the torque value. Therefore, the relationship of | Iqs / Ids | can be approximated to a linear function of the motor rotation speed ωr, and the following equation holds.

【０１１３】[0113]

【数２１】 (Equation 21)

【０１１４】ここで、Ｇ１及びＣ１はモータ定数及び運
転条件によって決まる定数である。Here, G1 and C1 are constants determined by the motor constants and operating conditions.

【０１１５】そこで、簡易最大効率制御におけるトルク
指令から一次電流指令値を求めるまでの過程を説明す
る。発生トルクＴｍは、（１）式で表されるが、次式で
も表せる。Therefore, the process from the torque command to the determination of the primary current command value in the simple maximum efficiency control will be described. The generated torque Tm is expressed by the equation (1), but can also be expressed by the following equation.

【０１１６】[0116]

【数２２】 (Equation 22)

【０１１７】Ｉｄｓ＝Ｉｄｓ＊、Ｉｑｓ＝Ｉｑｓ＊とす
ると、（５３）、（５４）式より、一次電流指令値Ｉｄ
ｓ＊、Ｉｑｓ＊は次式で求められる。When Ids = Ids * and Iqs = Iqs *, the primary current command value Id is obtained from the equations (53) and (54).
s * and Iqs * are calculated by the following equations.

【０１１８】[0118]

【数２３】 (Equation 23)

【０１１９】次に、すべり周波数について考える。公知
のベクトル制御において、すべり周波数ωｓ’（最大効
率制御における（２２）式で求めたすべり周波数ωｓと
区別してωｓ’として表す）は、次式となる。Next, the slip frequency will be considered. In the known vector control, the slip frequency ωs ′ (expressed as ωs ′ in distinction from the slip frequency ωs obtained by the equation (22) in the maximum efficiency control) is given by the following equation.

【０１２０】 ωｓ’＝（ＲｒＩｑｓ）／（ＬｒＩｄｓ） （５７）Ωs' = (RrIqs) / (LrIds) (57)

【０１２１】また、励磁磁束の位相を考慮した場合、す
べり周波数ωｓ’は次式で表される。When the phase of the exciting magnetic flux is taken into consideration, the slip frequency ωs' is expressed by the following equation.

【０１２２】[0122]

【数２４】 (Equation 24)

【０１２３】（２２）及び（５７）式で求めたすべり周
波数比ωｓ／ωｓ’と特性を図７に示す。図７のように
誘導電動機の回転周波数ωｒに対するすべり周波数比ω
ｓ／ωｓの関係は、トルクの値によって傾きは変化する
が、ほぼ一次関数の形を取っていることがわかる。よっ
て、ωｓ／ωｓ’の関係はモータ回転数ωｒの一次関数
に近似するこ÷９できるので、次式が成り立つ。FIG. 7 shows the slip frequency ratio ωs / ωs' obtained by the expressions (22) and (57) and the characteristics. As shown in FIG. 7, the slip frequency ratio ω to the rotation frequency ωr of the induction motor
It can be seen that the relationship of s / ωs is almost a linear function, although the slope changes depending on the torque value. Therefore, the relationship of ωs / ωs ′ can be approximated to a linear function of the motor rotation speed ωr by ÷ 9, and the following equation holds.

【０１２４】[0124]

【数２５】 (Equation 25)

【０１２５】ここで、Ｆ２及びＧ２はモータ定数及び運
転条件によって決まる定数である。よって、すべり周波
数ωｓ’は（５９）式の関係を用いて補正することがで
きる。Here, F2 and G2 are constants determined by the motor constants and operating conditions. Therefore, the slip frequency ωs ′ can be corrected using the relationship of the expression (59).

【０１２６】ωｓ＝Ｆ２ωｓ’ （６０）Ωs = F2ωs' (60)

【０１２７】１次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊と１次電
流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊を入力とする公知のベクトル
制御において、（５５）、（５６）式による１次電流の
ｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊と１次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ
＊を入力として与え、さらに必要ならば、（６０）式に
よるすべり周波数補正を加え、簡易最大効率制御を実施
した場合、この制御方式は上記最大効率制御と比較して
も効率に優位差は殆どないことがわかった。In the well-known vector control which inputs the d-axis component command Ids * of the primary current and the q-axis component command Iqs * of the primary current, the d-axis component of the primary current according to the equations (55) and (56) Command Ids * and q-axis component command Iqs of primary current
If * is given as an input and slip frequency correction by equation (60) is added if necessary and simple maximum efficiency control is performed, this control method has almost no significant difference in efficiency compared with the above maximum efficiency control. I found it wasn't.

【０１２８】言い換えれば、この｜Ｉｑｓ＊／Ｉｄｓ＊
｜の関係、ωｓ／ωｓ’の関係を利用すれば、公知のベ
クトル制御を用いた制御装置においても、容易かつ簡易
的に最大効率運転が実現できる。In other words, this | Iqs * / Ids *
By using the relationship of | and the relationship of ωs / ωs ′, the maximum efficiency operation can be easily and simply realized even in the control device using the known vector control.

【０１２９】実施の形態１．以下、この発明の実施の形
態１を図について説明する。図１は、本実施の形態によ
る誘導電動機制御装置の構成を示すブロック図であり、
尚、図中、図８と同一符号は同一または相当部分を示
す。図において、２ａは誘導電動機１のトルク指令Ｔｍ
＊と速度検出器７からの入力した回転周波数ωｒとに基
づいて励磁電流指令を一次周波数で回転する直交回転座
標軸（ｄ−ｑ軸と呼ぶ）上の一次電流のｄ軸成分指令Ｉ
ｄｓ＊として出力し、かつ上記誘導電動機のトルク電流
指令を一次電流のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊として出力する
電流成分指令演算手段、１１は電流検出器４の出力Ｉｕ
ｓ，Ｉｖｓと後述する一次周波数の位相θとを入力し
て、１次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓを演
算する電流成分演算手段、６ａは１次電流のｄ軸成分Ｉ
ｄｓと、上記１次電流のｑ軸成分Ｉｑｓとを入力し、誘
導電動機１のすべり周波数ωｓ’を演算するすべり周波
数演算手段と、８はすべり周波数演算手段６ａから出力
されたすべり周波数ωｓ’と速度検出器７の出力である
回転周波数ωｒとを加算して１次周波数ωとなす加算
器、９は一次周波数ωを積分して位相θを電流成分演算
手段１１へ出力する積分器、３は１次電流のｄ軸成分Ｉ
ｄｓ及びｑ軸成分Ｉｑｓが、それぞれｄ軸成分指令Ｉｄ
ｓ＊及びｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊に追従するように誘導電
動機１の１次電流を制御する電流成分制御回路、５は電
流成分制御回路３よりｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊及びｑ軸成
分指令Ｉｑｓ＊に基づいて出力された一次電圧のｄ軸成
分指令Ｖｄｓ＊とｑ軸成分指令Ｖｑｓ＊、及び積分器９
より出力された位相θに基づいて一次電圧指令Ｖｕｓ＊
（Ｕ相）、Ｖｖｓ＊（Ｖ相）、Ｖｗｓ＊（Ｗ相）をＰＷ
Ｍインバータ１０へ出力する電圧指令演算回路である。Embodiment 1. Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the induction motor control device according to the present embodiment,
In the drawing, the same reference numerals as those in FIG. 8 indicate the same or corresponding parts. In the figure, 2a is a torque command Tm of the induction motor 1.
Based on * and the rotation frequency ωr input from the speed detector 7, the d-axis component command I of the primary current on the orthogonal rotation coordinate axes (referred to as dq axes) that rotates the exciting current command at the primary frequency
A current component command calculation means for outputting as a ds * and a torque current command for the induction motor as a q-axis component command Iqs * of the primary current, 11 is an output Iu of the current detector 4.
s, Ivs and a phase θ of a primary frequency described later are input to calculate a d-axis component Ids and a q-axis component Iqs of the primary current, and 6a is a d-axis component I of the primary current.
ds and the q-axis component Iqs of the primary current are input to calculate a slip frequency ωs ′ of the induction motor 1, and 8 is a slip frequency ωs ′ output from the slip frequency calculator 6a. An adder for adding the rotation frequency ωr, which is the output of the speed detector 7, to form a primary frequency ω, 9 is an integrator for integrating the primary frequency ω and outputting a phase θ to the current component calculating means 11, 3 is D-axis component I of primary current
ds and q-axis component Iqs are respectively d-axis component command Id
A current component control circuit 5 for controlling the primary current of the induction motor 1 so as to follow the s * and q-axis component command Iqs * is a d-axis component command Ids * and a q-axis component command Iqs * from the current component control circuit 3. Based on the d-axis component command Vds * and the q-axis component command Vqs * of the primary voltage, and the integrator 9
Primary voltage command Vus * based on the output phase θ
(U phase), Vvs * (V phase), Vws * (W phase) PW
It is a voltage command calculation circuit that outputs to the M inverter 10.

【０１３０】図２は上述した電流成分指令演算手段２ａ
の詳細な構成を示すブロック図である。電流成分指令演
算手段２ａは、回転周波数ωｒを入力して回転周波数ω
ｒの絶対値である｜ωｒ｜を求る絶対値回路２１、｜ω
ｒ｜を入力すると（５３）式で示される一次電流比Ｆ１
を出力する一次関数演算器２２、トルク指令Ｔｍ＊を分
子、上記一次電流比Ｆ１を分母として入力して除算し、
Ｔｍ＊／Ｆ１を得る除算器２３、除算器２１の出力であ
るＴｍ＊／Ｆ１の絶対値を得るを絶対値回路２４、絶対
値回路２４の出力に係数を掛けてＩｄｓ＊2を得る係数
器２５、Ｉｄｓ＊2の平方根を演算してｄ軸成分指令Ｉ
ｄｓ＊を出力する平方根演算器２６、トルク指令Ｔｍ＊
を入力してＴｍ＊＞０の場合は１、Ｔｍ＊＜０の場合は
−１、Ｔｍ＊＝０の場合は０が出力される符号判別器２
７、符号判別器２７の出力と一次電流比Ｆ１を乗算器２
８で掛け合わせる乗算器２８、乗算器の出力と平方根演
算器の出力であるＩｄｓ＊とを掛け合わせてｑ軸成分指
令Ｉｑｓ＊を出力する乗算器２９より構成されている。FIG. 2 shows the above-mentioned current component command calculating means 2a.
FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of FIG. The current component command calculation means 2a receives the rotation frequency ωr and inputs the rotation frequency ωr.
absolute value circuit 21 for obtaining | ωr | which is the absolute value of r, | ω
When r | is input, the primary current ratio F1 shown in equation (53)
A linear function calculator 22 for outputting the numerator of the torque command Tm *, and the primary current ratio F1 is input as a denominator for division,
A divider 23 for obtaining Tm * / F1, an absolute value circuit 24 for obtaining the absolute value of Tm * / F1 which is the output of the divider 21, and a coefficient unit for multiplying the output of the absolute value circuit 24 by a coefficient to obtain Ids * 2 25, the square root of Ids * 2 is calculated, and the d-axis component command I
Square root calculator 26 that outputs ds *, torque command Tm *
Is input when Tm *> 0, −1 when Tm * <0, and 0 is output when Tm * = 0. Code discriminator 2
7. The output of the sign discriminator 27 and the primary current ratio F1 are multiplied by the multiplier 2
It is composed of a multiplier 28 that multiplies by 8 and a multiplier 29 that multiplies the output of the multiplier and the output of the square root calculator Ids * and outputs the q-axis component command Iqs *.

【０１３１】図３は上述したすべり周波数演算回路６ａ
の詳細な構成を示すブロック図である。すべり周波数演
算回路６ａは、一次電流のｑ軸成分Ｉｑｓに所定の係数
を掛ける係数器３１、一次電流のｄ軸成分Ｉｄｓを入力
して位相を制御し、二次磁束φｄｒを求める一次遅れ回
路３２、二次磁束φｄｒに所定の係数を掛ける係数器３
３、二次磁束φｄｒにの係数を掛けたものを分母とし、
一次電流のｑ軸成分Ｉｑｓに係数器３１の係数を掛けた
ものを分子として除算し、すべり周波数ωｓ’を出力す
る除算器３４より構成されている。FIG. 3 shows the above-mentioned slip frequency operation circuit 6a.
FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of FIG. The slip frequency calculation circuit 6a inputs a coefficient unit 31 that multiplies the q-axis component Iqs of the primary current by a predetermined coefficient and the d-axis component Ids of the primary current to control the phase and obtain the secondary magnetic flux φdr. , A coefficient unit 3 for multiplying the secondary magnetic flux φdr by a predetermined coefficient
3. The denominator is obtained by multiplying the secondary magnetic flux φdr by the coefficient of
It is composed of a divider 34 that divides the product of the q-axis component Iqs of the primary current by the coefficient of the coefficient multiplier 31 as a numerator and outputs the slip frequency ωs ′.

【０１３２】次に動作について説明する。電流成分指令
演算手段２ａは、図示しないトルク指令Ｔｍ＊に基づき
（５３）、（５４）、（５５）、（５６）式の関係を用い
て、一次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊と一次電流のｑ軸
成分指令Ｉｑｓ＊を出力する。以下、図２を用い電流成
分指令演算手段２ａの具体的動作について説明する。Next, the operation will be described. The current component command calculating means 2a uses the relations (53), (54), (55), and (56) based on the torque command Tm * (not shown) to calculate the d-axis component command Ids * of the primary current and the primary current. The q-axis component command Iqs * is output. The specific operation of the current component command calculation means 2a will be described below with reference to FIG.

【０１３３】回転周波数ωｒを絶対値回路２１入力し｜
ωｒ｜を求め、その｜ωｒ｜を一次関数演算器２２に入
力すると（５３）式で示される一次電流比Ｆ１が出力さ
れる。また、トルク指令Ｔｍ＊を分子、一次電流比Ｆ１
を分母として除算器２３に入れるとＴｍ＊／Ｆ１が得ら
れる。その除算器２１の出力Ｔｍ＊／Ｆ１を絶対値回路
２４に入れ、その絶対値回路２４の出力に係数器２５の
係数を掛けるとＩｄｓ＊2が得られる。そのＩｄｓ＊2を
平方根演算器２６に入力すると（５５）式で示されるＩ
ｄｓ＊が出力される。The rotational frequency ωr is input to the absolute value circuit 21 and
When ωr | is obtained and the ωr | is input to the linear function calculator 22, the primary current ratio F1 represented by the equation (53) is output. In addition, the torque command Tm * is the numerator, and the primary current ratio F1
When T is input to the divider 23 as a denominator, Tm * / F1 is obtained. The output Tm * / F1 of the divider 21 is input to the absolute value circuit 24, and the output of the absolute value circuit 24 is multiplied by the coefficient of the coefficient multiplier 25 to obtain Ids * 2 . When the Ids * 2 is input to the square root calculator 26, I shown by the equation (55) is obtained.
ds * is output.

【０１３４】トルク指令Ｔｍ＊を符号判別器２７に入力
すると、Ｔｍ＊＞０の場合は１、Ｔｍ＊＜０の場合は−
１、Ｔｍ＊＝０の場合は０が出力として得られる。その
符号判別器２７の出力と一次電流比Ｆ１を乗算器２８で
掛け合わせ、さらに乗算器２８の出力と一次電流のｄ軸
成分指令Ｉｄｓ＊を乗算器２９で掛け合わると一次電流
のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊が得られる。When the torque command Tm * is input to the sign discriminator 27, it is 1 when Tm *> 0 and − when Tm * <0.
When 1 and Tm * = 0, 0 is obtained as an output. When the output of the sign discriminator 27 is multiplied by the primary current ratio F1 by the multiplier 28, and the output of the multiplier 28 is multiplied by the d-axis component command Ids * of the primary current by the multiplier 29, the q-axis component of the primary current is obtained. The command Iqs * is obtained.

【０１３５】次に、電流検出器４によって検出された一
次電流Ｉｕｓ（Ｕ相）、Ｉｖｓ（Ｖ相）及び積分器９に
よって演算された位相θを電流成分演算手段１１に入力
すると、（３６）、（３７）式の演算が行われ、一次電
流のｄ軸成分Ｉｄｓと一次電流のｑ軸成分Ｉｑｓを出力
する。Next, when the primary currents Ius (U phase) and Ivs (V phase) detected by the current detector 4 and the phase θ calculated by the integrator 9 are input to the current component calculating means 11, (36) , (37), the d-axis component Ids of the primary current and the q-axis component Iqs of the primary current are output.

【０１３６】つづいて、電流成分演算１１より出力され
た一次電流のｄ軸成分Ｉｄｓと一次電流のｑ軸成分Ｉｑ
ｓをすべり周波数演算回路６ａに入力すると、（５８）
式の演算がなされ、すべり周波数ωｓ’が出力される。
具体的には、図３に示すように、一次電流のｄ軸成分
Ｉｄｓを一次遅れ回路３２に入力し位相を制御して二次
磁束φｄｒを求め、さらに、二次磁束φｄｒに係数器３
３の係数を掛けたものを分母とし、一次電流のｑ軸成分
Ｉｑｓに係数器３１の係数を掛けたものを分子として除
算器３４に入力すると（５８）式の演算がなされ、すべ
り周波数ωｓ’が出力される。Subsequently, the d-axis component Ids of the primary current and the q-axis component Iq of the primary current output from the current component calculation 11 are output.
When s is input to the slip frequency calculation circuit 6a, (58)
The equation is calculated, and the slip frequency ωs' is output.
Specifically, as shown in FIG. 3, the d-axis component Ids of the primary current is input to the primary delay circuit 32, the phase is controlled to obtain the secondary magnetic flux φdr, and the coefficient unit 3 is added to the secondary magnetic flux φdr.
When the coefficient multiplied by the coefficient of 3 is used as the denominator and the q-axis component Iqs of the primary current is multiplied by the coefficient of the coefficient unit 31 and the numerator is input to the divider 34, the calculation of equation (58) is performed, and the slip frequency ωs ′ Is output.

【０１３７】次に、回転周波数検出器７から出力される
回転周波数ωｒとすべり周波数演算回路６ａから出力さ
れるωｓ’を加算器８で加算することで一次周波数ωが
得られる。さらに、一次周波数ωを積分器９で積分する
と位相θが得られる。Next, the primary frequency ω is obtained by adding the rotational frequency ωr output from the rotational frequency detector 7 and ωs ′ output from the slip frequency calculation circuit 6a by the adder 8. Further, when the primary frequency ω is integrated by the integrator 9, the phase θ is obtained.

【０１３８】つづいて、電流成分指令演算手段２ａから
出力される一次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊と一次電流
のｑ軸成分指令Ｉｑｓ＊と、電流成分演算手段１１から
出力される一次電流のｄ軸成分Ｉｄｓと一次電流のｑ軸
成分指令Ｉｑｓと、一次周波数ωとを電流成分制御回路
３に入力して、一次電流のｄ軸成分指令Ｉｄｓ＊と一次
電流のｄ軸成分Ｉｄｓの偏差を増幅（ＰＩ制御）する
と、一次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊が出力され、ま
た、同様に一次電圧のｑ軸成分指令Ｖｑｓ＊が出力され
る。Subsequently, the d-axis component command Ids * of the primary current output from the current component command computing means 2a, the q-axis component command Iqs * of the primary current, and the d of the primary current output from the current component computing means 11 are described. The axis component Ids, the q-axis component command Iqs of the primary current, and the primary frequency ω are input to the current component control circuit 3 to amplify the deviation between the d-axis component command Ids * of the primary current and the d-axis component Ids of the primary current. When (PI control) is performed, the d-axis component command Vds * of the primary voltage is output, and similarly, the q-axis component command Vqs * of the primary voltage is also output.

【０１３９】次に、電流成分制御回路３から出力された
一次電圧のｄ軸成分指令Ｖｄｓ＊と一次電圧のｑ軸成分
指令Ｖｑｓ＊を入力として電圧指令演算回路５は、次に
示す（６１）、（６２）、（６３）式によって一次電圧指
令Ｖｕｓ＊（Ｕ相）、Ｖｖｓ＊（Ｖ相）、Ｖｗｓ＊（Ｗ
相）を出力する。ここで、（３３）〜（３５）式は電圧
についても同様に成立するので、これらの式においてＩ
ｕｓ、Ｉｖｓ、ＩｗｓをそれぞれＶｕｓ＊、Ｖｖｓ＊、Ｖｗ
ｓ＊に置き換えた後、Ｖｕｓ＊、Ｖｖｓ＊、Ｖｗｓ＊につ
いて解くと次式が得られる。Next, the voltage command calculation circuit 5 receives the d-axis component command Vds * of the primary voltage and the q-axis component command Vqs * of the primary voltage, which are output from the current component control circuit 3, and the voltage command calculation circuit 5 shows the following (61). , (62) and (63), the primary voltage commands Vus * (U phase), Vvs * (V phase), Vws * (W
Phase) is output. Here, since the equations (33) to (35) are similarly established for the voltage, in these equations, I
Us, Ivs, and Iws are Vus *, Vvs *, and Vw, respectively.
After replacing with s *, solving for Vus *, Vvs *, and Vws * gives the following equation.

【０１４０】[0140]

【数２６】 (Equation 26)

【０１４１】つづいて、ＰＷＭインバータ１０によっ
て、誘導電動機１に印加される各相毎の一次電圧が電流
成分制御回路３から出力された上記の一次電圧指令に追
随するように制御される。その結果、誘導電動機１の一
次電流のｄ軸成分Ｉｄｓ及び一次電流のｑ軸成分Ｉｑｓ
は、それぞれの指令に追随する。Subsequently, the PWM inverter 10 controls the primary voltage applied to the induction motor 1 for each phase so as to follow the primary voltage command output from the current component control circuit 3. As a result, the d-axis component Ids of the primary current of the induction motor 1 and the q-axis component Iqs of the primary current of the induction motor 1.
Follows each command.

【０１４２】実施の形態２．以下、この発明の実施の形
態２を図について説明する。図４は本実施の形態の構成
を示すブロック図である。尚、図中、図１と同一符号は
同一または相当部分を示す。図において、１２ａはすべ
り周波数演算回路６ａより出力された補正前のすべり周
波数を補正するすべり周波数補正手段である。図５はす
べり周波数補正手段１２ａの詳細な構成を示すブロック
図である。すべり周波数補正手段１２ａは、回転周波数
ωｒを入力してその絶対値｜ωｒ｜を求める絶対値回路
４１、その｜ωｒ｜を入力して誘導電動機１の回転周波
数ωｒに対するすべり周波数比Ｆ２を演算して出力する
一次関数演算器４２、一次関数演算器４２より出力され
たすべり周波数比Ｆ２とすべり周波数演算回路６ａから
出力されたすべり周波数ωｓ'を掛け合わせて補正され
たすべり周波数ωｓを出力する乗算器４３とで構成され
ている。Embodiment 2. Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment. In the drawing, the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same or corresponding parts. In the figure, 12a is a slip frequency correcting means for correcting the slip frequency before correction outputted from the slip frequency calculating circuit 6a. FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration of the slip frequency correcting means 12a. The slip frequency correcting means 12a inputs the rotation frequency ωr and calculates an absolute value | ωr | of the absolute value circuit 41, and inputs the absolute value circuit | ωr | to calculate a slip frequency ratio F2 with respect to the rotation frequency ωr of the induction motor 1. Output by the linear function calculator 42, the slip frequency ratio F2 output from the linear function calculator 42, and the slip frequency ωs ′ output from the slip frequency calculating circuit 6a are multiplied to output a corrected slip frequency ωs. And a container 43.

【０１４３】図５を用いすべり周波数補正手段１２ａの
具体的動作について説明する。回転周波数ωｒを絶対値
回路４１入力し｜ωｒ｜を求め、その｜ωｒ｜を一次関
数演算器４２に入力すると（５９）式で示される誘導電
動機の回転周波数ωｒに対するすべり周波数比Ｆ２が出
力される。この一次関数演算器４２の出力Ｆ２とすべり
周波数演算回路６ａから出力された補正前のすべり周波
数ωｓ'を乗算器４３で掛け合わせると、補正されたす
べり周波数ωｓが得られる。The specific operation of the slip frequency correcting means 12a will be described with reference to FIG. When the rotation frequency ωr is input to the absolute value circuit 41 to obtain | ωr | and the | ωr | is input to the linear function calculator 42, the slip frequency ratio F2 with respect to the rotation frequency ωr of the induction motor is output, which is represented by the equation (59). It When the output F2 of the linear function calculator 42 and the slip frequency ωs' before correction output from the slip frequency calculator 6a are multiplied by the multiplier 43, the corrected slip frequency ωs is obtained.

【０１４４】次に、回転周波数検出器７から出力される
回転周波数ωｒとすべり周波数補正手段１２ａから出力
されたωｓ'を加算器８で加算することで一次周波数ω
が得られる。Next, the primary frequency ω is obtained by adding the rotational frequency ωr output from the rotational frequency detector 7 and ωs ′ output from the slip frequency correction means 12a by the adder 8.
Is obtained.

【０１４５】実施の形態３．上記実施の形態１の電流成
分指令演算手段において、速度検出器７から出力される
回転周波数ωｒを入力する代わりに、加算器８から出力
される一次周波数ωを用いてもよい。Third Embodiment In the current component command calculating means of the first embodiment, the primary frequency ω output from the adder 8 may be used instead of inputting the rotation frequency ωr output from the speed detector 7.

【０１４６】実施の形態４．上記実施の形態２のすべり
周波数補正手段において、速度検出器７から出力される
回転周波数ωｒを入力する代わりに、加算器８から出力
される一次周波数ωを用いてもよい。尚、上記、実施の
形態でハードウェアによって構成したものについては、
マイクロコンピュータを用いたソフトウェア処理によっ
て実現してもよい。Fourth Embodiment In the slip frequency correcting means of the second embodiment, the primary frequency ω output from the adder 8 may be used instead of inputting the rotation frequency ωr output from the speed detector 7. In addition, regarding the above-mentioned one configured by hardware,
It may be realized by software processing using a microcomputer.

【０１４７】以上のように、これら実施の形態によれ
ば、鉄損に関係した定数を含む誘導電動機の定数を係数
値とする所定の関数演算結果により近似補間した第１の
所定の一次関数により、誘導電動機の１次電流のｄ軸指
令とｑ軸指令とを演算し、誘導電動機の一次電流がこれ
らの指令に追随するように制御するように構成した。As described above, according to these embodiments, the first predetermined linear function approximately interpolated by the predetermined function calculation result in which the constant of the induction motor including the constant related to the iron loss is used as the coefficient value is obtained. The d-axis command and the q-axis command of the primary current of the induction motor are calculated, and the primary current of the induction motor is controlled so as to follow these commands.

【０１４８】その結果、誘導電動機の１次電流を操作す
ることにより、常に２次磁束をフィードフォワード的に
正確に制御することができるため、誘導電動機の２次磁
束と２次電流の振幅の比が鉄損に関係した定数を含む誘
導電動機の定数を用いた所定の関数値に等しくなるよう
に配分できる。従って、鉄損が無視できないような誘導
電動機を駆動する場合でも、最大効率運転が可能で、か
つ高速応答のベクトル制御性能を有する誘導電動機の制
御装置を容易に提供することができる。As a result, by operating the primary current of the induction motor, the secondary magnetic flux can always be accurately controlled in a feedforward manner, so that the ratio of the secondary magnetic flux of the induction motor to the amplitude of the secondary current. Can be distributed so as to be equal to a predetermined function value using a constant of the induction motor including a constant related to iron loss. Therefore, even when driving an induction motor in which iron loss cannot be ignored, it is possible to easily provide a control device for an induction motor that can perform maximum efficiency operation and that has high-speed response vector control performance.

【０１４９】また、鉄損に関係した定数を含む上記誘導
電動機の定数を係数値とする所定の関数演算結果から得
られたすべり周波数と鉄損に関係しない上記誘導電動機
の定数を係数値とする所定の関数演算結果から得られた
すべり周波数の比から近似して得られた第２の所定の一
次関数によりすべり周波数補正するように構成した。Also, the slip frequency obtained from the result of a predetermined function operation in which the constant of the induction motor including the constant related to the iron loss is used as the coefficient value and the constant of the induction motor not related to the iron loss are used as the coefficient value. The slip frequency is corrected by a second predetermined linear function obtained by approximation from the slip frequency ratio obtained from a predetermined function calculation result.

【０１５０】その結果、誘導電動機の１次電流を操作す
ることにより、常に２次磁束をフィードフォワード的に
正確に制御することができるため、誘導電動機の２次磁
束と２次電流の振幅の比が鉄損に関係した定数を含む誘
導電動機の定数を用いた所定の関数値に等しくなるよう
に配分できる。従って、鉄損が無視できないような誘導
電動機を駆動する場合でも、最大効率運転が可能で、か
つ高速応答のベクトル制御性能を有する誘導電動機の制
御装置を容易に提供することができる。更に、公知のベ
クトル制御を用いた制御装置においても、すべり周波数
を補正することで、一次電流換算の省演算化を図り、簡
易的に最大効率運転が実現できる。As a result, by operating the primary current of the induction motor, the secondary magnetic flux can always be accurately controlled in a feed-forward manner. Therefore, the ratio between the secondary magnetic flux of the induction motor and the amplitude of the secondary current. Can be distributed so as to be equal to a predetermined function value using a constant of the induction motor including a constant related to iron loss. Therefore, even when driving an induction motor in which iron loss cannot be ignored, it is possible to easily provide a control device for an induction motor that can perform maximum efficiency operation and that has high-speed response vector control performance. Further, even in the control device using the known vector control, by correcting the slip frequency, the primary current conversion can be reduced, and the maximum efficiency operation can be easily realized.

【０１５１】なお、この実施の形態によれば、定常運転
時のみならず２次磁束が時間的に変化するような過渡状
態においても、常に誘導電動機の高効率運転を実現でき
るという効果がある。According to this embodiment, there is an effect that it is possible to always realize the highly efficient operation of the induction motor not only in the steady operation but also in the transient state in which the secondary magnetic flux temporally changes.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 この発明の実施の形態１の全体を示すブロッ
ク図である。FIG. 1 is a block diagram showing an entire first embodiment of the present invention.

【図２】 この発明の実施の形態１の電流成分指令演算
手段の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a current component command calculation means according to the first embodiment of the present invention.

【図３】 この発明の実施の形態１のすべり周波数演算
回路の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a slip frequency calculation circuit according to the first embodiment of the present invention.

【図４】 この発明の実施の形態２の全体を示すブロッ
ク図である。FIG. 4 is a block diagram showing an entire second embodiment of the present invention.

【図５】 この発明の実施の形態２のすべり周波数補正
手段の構成を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a slip frequency correcting means according to a second embodiment of the present invention.

【図６】 この発明の実施の形態１の第１の所定の一次
関数を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a first predetermined linear function according to the first embodiment of the present invention.

【図７】 この発明の実施の形態２の第２の所定の一次
関数を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a second predetermined linear function according to the second embodiment of the present invention.

【図８】 従来の装置の構成を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 誘導電動機、２ａ 電流成分指令演算手段、３ 電
流成分制御回路、４電流検出器、５ 電圧指令演算回
路、６ａ すべり周波数演算回路、７ 速度（回転周波
数）検出器、８ 加算器、９ 積分器、１０ ＰＷＭイ
ンバータ、１１電流成分演算回路、１２ａ すべり周波
数補正回路。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 induction motor, 2a current component command calculation means, 3 current component control circuit, 4 current detector, 5 voltage command calculation circuit, 6a slip frequency calculation circuit, 7 speed (rotation frequency) detector, 8 adder, 9 integrator 10, PWM inverter, 11 current component calculation circuit, 12a slip frequency correction circuit.

Claims (6)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 誘導電動機と、 上記誘導電動機の回転周波数を検出する速度（回転周波
数）検出器と、 上記誘導電動機のトルク指令と上記回転周波数を入力
し、鉄損に関係した定数を含む上記誘導電動機の定数を
係数値とする関数の演算結果に基づいて得られた第１の
所定の一次関数により、励磁電流指令を一次周波数で回
転する直交回転座標軸（ｄ−ｑ軸と呼ぶ）上の一次電流
のｄ軸成分指令として出力し、かつ上記誘導電動機のト
ルク電流指令を一次電流のｑ軸成分指令として出力する
電流成分指令演算手段と、 上記誘導電動機の１次電流を検出する電流検出器と、 上記電流検出器の出力と上記一次周波数の位相とを入力
して、上記１次電流のｄ軸及びｑ軸成分を演算する電流
成分演算手段と、 上記１次電流のｄ軸成分指令及びｄ軸成分の少なくとも
１つと、上記１次電流のｑ軸電流成分指令及びｑ軸成分
の少なくとも１つとを入力し、上記誘導電動機のすべり
周波数を演算するすべり周波数演算手段と、 上記すべり周波数演算手段から出力された上記すべり周
波数と上記回転周波数検出器の出力とを加算して上記１
次周波数となす加算器と、 上記一次周波数を積分して位相を上記電流成分演算手段
へ出力する積分器と、 上記１次電流のｄ軸成分及びｑ軸成分がそれぞれ、上記
ｄ軸成分指令及びｑ軸成分指令に追従するように上記誘
導電動機の１次電流を制御する電流成分制御回路とを備
え、 上記電流成分指令演算手段の出力であるｄ軸成分指令と
ｑ軸成分指令の積の値がトルク指令に比例し、且つ、ｄ
軸成分指令とｑ軸成分指令の振幅の比が鉄損に関係した
定数を含む上記誘導電動機の定数を用いた所定の関数値
から近似して得られた上記第１の所定の一次関数と等し
くなるような一次電流指令を出力することを特徴とする
誘導電動機制御装置。1. An induction motor, a speed (rotation frequency) detector for detecting a rotation frequency of the induction motor, a torque command of the induction motor and the rotation frequency are input, and a constant including a core loss is input. On the orthogonal rotation coordinate axes (referred to as dq axes) that rotate the exciting current command at the primary frequency by the first predetermined linear function obtained based on the calculation result of the function having the constant of the induction motor as the coefficient value. A current component command calculating means for outputting a d-axis component command of the primary current and a torque current command of the induction motor as a q-axis component command of the primary current, and a current detector for detecting the primary current of the induction motor. And a current component calculation means for calculating the d-axis and q-axis components of the primary current by inputting the output of the current detector and the phase of the primary frequency, and the d-axis component command of the primary current and d axis And at least one of the q-axis current component command of the primary current and at least one of the q-axis components, and a slip frequency calculating means for calculating the slip frequency of the induction motor, and an output from the slip frequency calculating means. The sum of the slip frequency and the output of the rotation frequency detector is added to the above 1
An adder that forms a secondary frequency, an integrator that integrates the primary frequency and outputs a phase to the current component calculating means, and a d-axis component and a q-axis component of the primary current, which are the d-axis component command and the d-axis component command, respectively. a current component control circuit for controlling the primary current of the induction motor so as to follow the q-axis component command, and the value of the product of the d-axis component command and the q-axis component command which is the output of the current component command computing means. Is proportional to the torque command, and d
The amplitude ratio of the axial component command and the q-axis component command is equal to the first predetermined linear function obtained by approximating from a predetermined function value using the constant of the induction motor including the constant related to iron loss. An induction motor controller which outputs a primary current command as described below. 【請求項２】 すべり周波数演算手段から出力された補
正前すべり周波数と回転周波数とを入力し、鉄損に関係
した定数を含む上記誘導電動機の定数を係数値とする所
定の関数演算結果から得られたすべり周波数と鉄損に関
係しない誘導電動機の定数を係数値とする所定の関数演
算結果から得られたすべり周波数の比から近似して得ら
れた第２の所定の一次関数により上記補正前すべり周波
数補間してすべり周波数出力するすべり周波数補正手段
を備えたことを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機
制御装置。2. The pre-correction slip frequency and the rotation frequency output from the slip frequency calculating means are input and obtained from a predetermined function calculation result whose coefficient value is a constant of the induction motor including a constant related to iron loss. Before the correction by the second predetermined linear function obtained by approximating from the ratio of the slip frequency obtained from the operation result of the predetermined function whose coefficient value is the constant of the induction motor not related to the obtained slip frequency and iron loss 2. The induction motor control device according to claim 1, further comprising a slip frequency correction means for interpolating the slip frequency and outputting the slip frequency. 【請求項３】 第１の所定の一次関数が回転周波数の関
数となることを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機
制御装置。3. The induction motor control device according to claim 1, wherein the first predetermined linear function is a function of a rotation frequency. 【請求項４】 第１の所定の一次関数が一次周波数の関
数となることを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機
制御装置。4. The induction motor control device according to claim 1, wherein the first predetermined linear function is a function of a primary frequency. 【請求項５】 第２の所定の一次関数が回転周波数の関
数となることを特徴とする請求項２に記載の誘導電動機
制御装置。5. The induction motor control device according to claim 2, wherein the second predetermined linear function is a function of the rotation frequency. 【請求項６】 第２の所定の一次関数が一次周波数の関
数となることを特徴とする請求項２に記載の誘導電動機
制御装置。6. The induction motor control device according to claim 2, wherein the second predetermined linear function is a function of a primary frequency.
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