JPH0965700A - Induction motor controller - Google Patents
Induction motor controllerInfo
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- JPH0965700A JPH0965700A JP7218975A JP21897595A JPH0965700A JP H0965700 A JPH0965700 A JP H0965700A JP 7218975 A JP7218975 A JP 7218975A JP 21897595 A JP21897595 A JP 21897595A JP H0965700 A JPH0965700 A JP H0965700A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機のベク
トル制御装置に係り、特に鉄損を無視できない誘導電動
機を駆動する場合でも良好なベクトル制御性能が実現で
き、かつ最大効率運転が可能な誘導電動機制御装置に関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a vector controller for an induction motor, and more particularly to an induction motor capable of achieving good vector control performance even when driving an induction motor in which iron loss cannot be ignored and which enables maximum efficiency operation. The present invention relates to an electric motor control device.
【0002】[0002]
【従来の技術】誘導電動機のベクトル制御方式は、公知
のように、誘導電動機の1次電流を励磁電流成分とトル
ク電流成分とに分離し、発生トルクと2次磁束とをそれ
ぞれ自由に制御できる方式である。ここで、励磁電流成
分をIo、トルク電流成分をItとすると、誘導電動機
の発生トルクTmは次式によって表される。2. Description of the Related Art As is well known, an induction motor vector control system separates a primary current of an induction motor into an exciting current component and a torque current component, and can freely control a generated torque and a secondary magnetic flux. It is a method. Here, when the exciting current component is Io and the torque current component is It, the torque Tm generated by the induction motor is expressed by the following equation.
【0003】 Tm=PmMI0It (1)Tm = PmMI 0 It (1)
【0004】ただし、Pmは極対数であり、Mは誘導電
動機の1次2次相互インダクタンスである。また、誘導
電動機の1次周波数ωは次式によって与えられる。However, Pm is the number of pole pairs, and M is the primary and secondary mutual inductance of the induction motor. The primary frequency ω of the induction motor is given by the following equation.
【0005】 ω=ωr+ωs (2)Ω = ωr + ωs (2)
【0006】ここで、ωrは誘導電動機の回転周波数で
あり、ωsはすべり周波数で次式によって与えられる。Here, ωr is the rotation frequency of the induction motor, and ωs is the slip frequency, which is given by the following equation.
【0007】 ωs=RrIt/MI0 (3)Ωs = RrIt / MI 0 (3)
【0008】ただし、Rrは誘導電動機の2次抵抗であ
る。However, Rr is a secondary resistance of the induction motor.
【0009】(1)式から分かるように、ある値の発生
トルクを得るためのIoとItの組み合わせは無数に存
在する。そこで、例えば、誘導電動機の効率を最大にす
るIoとItは、次式によって与えられることが、文献
[昭和57年電気学会全国大会講演論文 No.57
4]に示されている。As can be seen from the equation (1), there are innumerable combinations of Io and It for obtaining the generated torque of a certain value. Therefore, for example, Io and It that maximize the efficiency of the induction motor are given by the following equations: 57
4].
【0010】[0010]
【数1】 [Equation 1]
【0011】ただし、Rsは誘導電動機の1次抵抗であ
る。このとき、(3)式から、ωsは次式のように一定
値となることがわかる。However, Rs is the primary resistance of the induction motor. At this time, from equation (3), it can be seen that ωs has a constant value as in the following equation.
【0012】[0012]
【数2】 [Equation 2]
【0013】従って、(4)式及び(5)式を満足する
ように、トルク指令に応じてIoとItを制御すれば、
誘導電動機の効率を最大にできる。Therefore, if Io and It are controlled according to the torque command so as to satisfy the equations (4) and (5),
The efficiency of the induction motor can be maximized.
【0014】そこで、この原理に基づいて誘導電動機の
最大効率運転を行う誘導電動機の制御装置の従来例を、
図8に示す。この制御装置は、特開平5−38181号
公報に示されている。図において、1は誘導電動機であ
り、PWMインバータ10より誘導電動機1に供給され
る各相毎の1次電流指令Ius*、Ivs*及びIws
*は電流検出器4によって検出される。誘導電動機1の
実回転速度、即ち回転周波数ωrは速度検出器7にて検
出されて減算器80に入力される。Therefore, a conventional example of an induction motor control device for performing the maximum efficiency operation of the induction motor based on this principle is described below.
As shown in FIG. This control device is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-38181. In the figure, 1 is an induction motor, and primary current commands Ius *, Ivs *, and Iws for each phase supplied from the PWM inverter 10 to the induction motor 1
* Is detected by the current detector 4. The actual rotation speed of the induction motor 1, that is, the rotation frequency ωr is detected by the speed detector 7 and input to the subtractor 80.
【0015】減算器80は実回転速度ωrと図示してい
ない速度指令発生器から出力された速度指令ωr*との
偏差を求めて増幅器81に入力する。増幅器81は偏差
結果をトルク電流成分指令It*として出力する。トル
ク電流成分指令It*を入力した乗算器82は、後述す
る演算によって求められた励磁電流成分指令Io*と乗
算し、トルクに比例した信号Tを関数発生器83に出力
される。The subtractor 80 obtains the deviation between the actual rotation speed ωr and the speed command ωr * output from a speed command generator (not shown) and inputs it to the amplifier 81. The amplifier 81 outputs the deviation result as the torque current component command It *. The multiplier 82 to which the torque current component command It * is input is multiplied by the exciting current component command Io * obtained by the calculation described later, and the signal T proportional to the torque is output to the function generator 83.
【0016】関数発生器83は信号Tを入力すると励磁
電流成分指令Io*を演算し、補償回路84を通して出
力する。励磁電流成分指令Io*は、トルク電流成分指
令It*が入力される乗算器82、除算器85、及びベ
クトル演算器88に入力される。When the function generator 83 receives the signal T, it calculates the exciting current component command Io * and outputs it through the compensation circuit 84. The exciting current component command Io * is input to the multiplier 82, the divider 85, and the vector calculator 88 to which the torque current component command It * is input.
【0017】除算器85は、励磁電流成分指令Io*と
トルク電流成分指令It*とを除算し、除算結果をすべ
り周波数ωs演算用の係数器86に入力する。そして、
加算器87はすべり周波数ωsと実回転速度ωrとを加
算して誘導電動機1の一次周波数ωを演算してベクトル
演算器88に入力する。更に、ベクトル演算器88は入
力されたトルク電流成分指令It*、励磁電流成分指令
Io*及び1次周波数ωより誘導電動機1に供給すべき
各相毎の1次電流指令Ius*、Ivs*及びIws*
を演算して出力する。The divider 85 divides the exciting current component command Io * and the torque current component command It *, and inputs the division result to the coefficient unit 86 for calculating the slip frequency ωs. And
The adder 87 adds the slip frequency ωs and the actual rotation speed ωr to calculate the primary frequency ω of the induction motor 1 and inputs it to the vector calculator 88. Further, the vector calculator 88 receives the torque current component command It *, the exciting current component command Io *, and the primary current commands Ius *, Ivs * for each phase to be supplied to the induction motor 1 from the primary frequency ω. Iws *
Is calculated and output.
【0018】これらの1次電流指令と電流検出器4によ
って検出された1次電流Ius、Ivs及びIwsとの
偏差がそれぞれ減算器89、90及び91によって求め
られ、これらの偏差を増幅器92、93及び94で増幅
し、誘導電動機1の各相毎の1次電圧指令Vus*、V
vs*及びVws*としてPWMインバータ10に出力
する。Deviations between these primary current commands and the primary currents Ius, Ivs and Iws detected by the current detector 4 are obtained by subtractors 89, 90 and 91, respectively, and these deviations are amplified by amplifiers 92 and 93. And 94, the primary voltage commands Vus *, V for each phase of the induction motor 1
Output to the PWM inverter 10 as vs * and Vws *.
【0019】従来装置の動作について説明する。まず、
減算器80によって、図示していない速度指令発生器か
ら出力された速度指令ωr*と速度検出器7から出力さ
れた実回転速度ωrとの偏差が求められ、増幅器81に
入力される。すると、増幅器81からトルク電流成分指
令It*が出力する。The operation of the conventional device will be described. First,
The subtracter 80 obtains the deviation between the speed command ωr * output from the speed command generator (not shown) and the actual rotation speed ωr output from the speed detector 7, and inputs it to the amplifier 81. Then, the torque current component command It * is output from the amplifier 81.
【0020】次に、乗算器82によって、このトルク電
流成分指令It*と後述する演算によって求められた励
磁電流成分指令Io*とが乗算され、トルクに比例した
信号Tが出力される。ここで、(1)式から、信号Tは
次式によって表されることがわかる。Next, the multiplier 82 multiplies the torque current component command It * by the exciting current component command Io * obtained by the calculation described later, and outputs a signal T proportional to the torque. Here, it can be seen from the equation (1) that the signal T is represented by the following equation.
【0021】 T=(Tm*)/(PmM) (7) ただし、Tm*はトルク指令である。T = (Tm *) / (PmM) (7) where Tm * is a torque command.
【0022】信号Tを関数発生器83に入力すると次式
に従って励磁電流成分指令Io*が求められる。When the signal T is input to the function generator 83, the exciting current component command Io * is obtained according to the following equation.
【0023】 I0*=K√T (8) ただし、Kは定数で、(1)式から次式によって与えら
れる。I 0 * = K√T (8) where K is a constant and is given by the following equation from equation (1).
【0024】[0024]
【数3】 (Equation 3)
【0025】補償回路84は、誘導電動機1の2次磁束
が励磁電流成分に対し1次遅れの応答特性を持つため、
これを補正する目的で設けたものであり、この補償回路
84から最終的に励磁電流成分指令Io*が出力され
る。In the compensating circuit 84, since the secondary magnetic flux of the induction motor 1 has a response characteristic of a primary delay with respect to the exciting current component,
It is provided for the purpose of correcting this, and the exciting current component command Io * is finally output from the compensating circuit 84.
【0026】次に、除算器85にトルク電流成分指令I
t*と励磁電流成分指令Io*とを入力するとIt*/
Io*の値が求められる。そこで、除算器85の出力を
係数値がRr/Mに等しい係数器86に入力すると、
(3)式の演算によってすべり周波数ωsが出力され
る。つづいて、このすべり周波数ωsと、速度検出器7
から出力された実回転速度、すなわち回転周波数ωrと
を加算器87によって加算すると、(2)式の演算が行
われ1次周波数ωが求められる。Next, the torque current component command I is given to the divider 85.
When t * and the exciting current component command Io * are input, It * /
The value of Io * is determined. Therefore, when the output of the divider 85 is input to the coefficient unit 86 whose coefficient value is equal to Rr / M,
The slip frequency ωs is output by the calculation of the equation (3). Next, the slip frequency ωs and the velocity detector 7
When the actual rotation speed output from the above, that is, the rotation frequency ωr is added by the adder 87, the calculation of the equation (2) is performed to obtain the primary frequency ω.
【0027】更に、上記のトルク電流成分指令It*、
励磁電流成分指令Io*及び1次周波数ωをベクトル演
算回路88に入力すると、誘導電動機1に供給すべき各
相毎の1次電流指令Ius*、Ivs*及びIws*が
出力される。続いて、これらの1次電流指令と電流検出
器4によって検出された1次電流Ius、Ivs及びI
wsとの偏差がそれぞれ減算器89、90及び91によ
って求められる。そこで、これらの偏差を増幅器92、
93及び94に入力すると、誘導電動機1の各相毎の1
次電圧指令Vus*、Vvs*及びVws*がそれぞれ
出力される。Further, the above torque current component command It *,
When the exciting current component command Io * and the primary frequency ω are input to the vector calculation circuit 88, the primary current commands Ius *, Ivs * and Iws * for each phase to be supplied to the induction motor 1 are output. Subsequently, these primary current commands and the primary currents Ius, Ivs and I detected by the current detector 4 are detected.
The deviation from ws is obtained by subtractors 89, 90 and 91, respectively. Therefore, these deviations are corrected by the amplifier 92,
Input to 93 and 94, 1 for each phase of the induction motor 1
Next voltage commands Vus *, Vvs * and Vws * are output respectively.
【0028】PWMインバータ10によって、誘導電動
機1の1次電圧Vus、Vvs及びVwsがそれぞれ、
これらの1次電圧指令に追随するように制御される。そ
の結果、誘導電動機1の1次電流Ius、Ivs及びI
wsが、それぞれの指令に追随する。ひいては、誘導電
動機1の励磁電流成分及びトルク電流成分もそれぞれの
指令に追随する。By the PWM inverter 10, the primary voltages Vus, Vvs and Vws of the induction motor 1 are respectively
It is controlled so as to follow these primary voltage commands. As a result, the primary currents Ius, Ivs and I of the induction motor 1
ws follows each command. As a result, the exciting current component and the torque current component of the induction motor 1 also follow the respective commands.
【0029】[0029]
【発明が解決しようとする課題】従来の制御装置は、以
上のように構成され、誘導電動機の高効率運転を実現す
る。その際、従来の制御装置では高効率のベクトル制御
を行うために、(4)式及び(5)式に従って励磁電流
成分及びトルク電流成分を制御する。ところで、これら
の式は誘導電動機の鉄損を無視して得られた関係式であ
る。そのため、(4)式及び(5)式に従って励磁電流
成分及びトルク電流成分を制御すると、誘導電動機の銅
損、即ち、1次抵抗及び2次抵抗によって発生する損失
は最小にできるが、鉄損は最小とならない。The conventional controller is constructed as described above, and realizes highly efficient operation of the induction motor. At that time, the conventional control device controls the exciting current component and the torque current component according to the equations (4) and (5) in order to perform highly efficient vector control. By the way, these equations are relational equations obtained by ignoring the iron loss of the induction motor. Therefore, if the exciting current component and the torque current component are controlled according to the equations (4) and (5), the copper loss of the induction motor, that is, the loss caused by the primary resistance and the secondary resistance can be minimized, but the iron loss can be reduced. Is not the minimum.
【0030】ここで、誘導電動機の鉄損は1次周波数の
約1.6乗に比例することが、文献[平成2年電気学会
全国大会シンポジウムS.10−6]などに示されてい
る。そのため、例えば、電気鉄道や電気自動車などの駆
動用として使用される高速回転の誘導電動機では、鉄損
が銅損に対して無視できない。Here, the iron loss of the induction motor is proportional to about 1.6th power of the primary frequency in the literature [Symposium S. 10-6] and the like. Therefore, for example, in a high-speed rotating induction motor used for driving an electric railway or an electric vehicle, iron loss cannot be ignored with respect to copper loss.
【0031】その結果、従来の制御装置では、これらの
誘導電動機を駆動する場合には、最大効率運転が不可能
となる。特に、電気自動車の場合はエネルギー源がバッ
テリーであるため、バッテリーの小型軽量化のために駆
動用誘導電動機の最大効率運転の実現が重要な課題とな
っている。As a result, the conventional control device cannot operate at maximum efficiency when driving these induction motors. In particular, in the case of an electric vehicle, since the energy source is a battery, it is an important subject to realize the maximum efficiency operation of the driving induction motor in order to reduce the size and weight of the battery.
【0032】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、鉄損が無視できないような誘導
電動機を駆動する場合でも、最大効率運転が可能で、か
つ高速応答のベクトル制御性能を実現する誘導電動機の
制御装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, and even when driving an induction motor in which iron loss cannot be ignored, maximum efficiency operation is possible and high speed response vector control is possible. An object is to provide a control device for an induction motor that realizes performance.
【0033】また、本制御装置が提案する最大高効率制
御の実現においては、かなり高速な制御演算能力を必要
とする。そのため、高速でない制御演算能力でも実現で
きるよう簡易的な制御装置をも提供することを目的とす
る。Further, in order to realize the maximum high efficiency control proposed by the present control device, a considerably high speed control calculation capability is required. Therefore, it is an object of the present invention to provide a simple control device that can be realized even with a control calculation capability that is not high speed.
【0034】[0034]
【課題を解決するための手段】請求項1の発明に係る誘
導電動機制御装置は、誘導電動機と、上記誘導電動機の
回転周波数を検出する速度(回転周波数)検出器と、上
記誘導電動機のトルク指令と上記回転周波数を入力し、
鉄損に関係した定数を含む上記誘導電動機の定数を係数
値とする関数の演算結果に基づいて得られた第1の所定
の一次関数により、励磁電流指令を一次周波数で回転す
る直交回転座標軸(d−q軸と呼ぶ)上の一次電流のd
軸成分指令として出力し、かつ上記誘導電動機のトルク
電流指令を一次電流のq軸成分指令として出力する電流
成分指令演算手段と、上記誘導電動機の1次電流を検出
する電流検出器と、上記電流検出器の出力と上記一次周
波数の位相とを入力して、上記1次電流のd軸及びq軸
成分を演算する電流成分演算手段と、上記1次電流のd
軸成分指令及びd軸成分の少なくとも1つと、上記1次
電流のq軸電流成分指令及びq軸成分の少なくとも1つ
とを入力し、上記誘導電動機のすべり周波数を演算する
すべり周波数演算手段と、上記すべり周波数演算手段か
ら出力された上記すべり周波数と上記回転周波数検出器
の出力とを加算して上記1次周波数となす加算器と、上
記一次周波数を積分して位相を上記電流成分演算手段へ
出力する積分器と、上記1次電流のd軸成分及びq軸成
分がそれぞれ、上記d軸成分指令及びq軸成分指令に追
従するように上記誘導電動機の1次電流を制御する電流
成分制御回路とを備えたものである。An induction motor controller according to the invention of claim 1 is an induction motor, a speed (rotation frequency) detector for detecting a rotation frequency of the induction motor, and a torque command for the induction motor. And input the above rotation frequency,
An orthogonal rotation coordinate axis that rotates the exciting current command at the primary frequency by the first predetermined linear function obtained based on the calculation result of the function having the constant of the induction motor including the constant related to the iron loss as the coefficient value ( d) of the primary current on the (d-q axis)
A current component command calculating means for outputting a torque current command of the induction motor as a q-axis component command of the primary current, a current detector for detecting a primary current of the induction motor, and the current Current component calculating means for calculating the d-axis and q-axis components of the primary current by inputting the output of the detector and the phase of the primary frequency, and d of the primary current.
At least one of the axis component command and the d-axis component and at least one of the q-axis current component command and the q-axis component of the primary current are input to calculate a slip frequency of the induction motor; The slip frequency output from the slip frequency calculating means and the output of the rotation frequency detector are added to form the primary frequency, and the primary frequency is integrated to output the phase to the current component calculating means. And an electric current component control circuit for controlling the primary current of the induction motor so that the d-axis component and the q-axis component of the primary current follow the d-axis component command and the q-axis component command, respectively. It is equipped with.
【0035】請求項2の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項1において、すべり周波数演算手段から出力
された補正前すべり周波数と回転周波数とを入力し、鉄
損に関係した定数を含む上記誘導電動機の定数を係数値
とする所定の関数演算結果から得られたすべり周波数と
鉄損に関係しない誘導電動機の定数を係数値とする所定
の関数演算結果から得られたすべり周波数の比から近似
して得られた第2の所定の一次関数により上記補正前す
べり周波数補間してすべり周波数出力するすべり周波数
補正手段を備えたものである。The induction motor control device according to a second aspect of the present invention is the induction motor control device according to the first aspect, wherein the pre-correction slip frequency and the rotation frequency output from the slip frequency calculating means are input and the constants related to iron loss are included. Approximate from the ratio of the slip frequency obtained from the predetermined function calculation result with the constant of the induction motor as the coefficient value and the slip frequency obtained from the predetermined function calculation result with the constant of the induction motor as the coefficient value that is not related to iron loss A slip frequency correcting means for interpolating the slip frequency before correction and outputting the slip frequency is provided by the second predetermined linear function obtained in this way.
【0036】請求項2の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項1において、第1の所定の一次関数が回転周
波数の関数となるようにしたものでる。An induction motor control device according to a second aspect of the present invention is the induction motor control device according to the first aspect, wherein the first predetermined linear function is a function of the rotation frequency.
【0037】請求項3の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項1において、第1の所定の一次関数が一次周
波数の関数となるようにしたものである。An induction motor control device according to a third aspect of the present invention is the induction motor control device according to the first aspect, wherein the first predetermined linear function is a function of the primary frequency.
【0038】請求項4の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項2において、第2の所定の一次関数が回転周
波数の関数となるようにしたものでる。An induction motor control device according to a fourth aspect of the present invention is the induction motor control device according to the second aspect, wherein the second predetermined linear function is a function of the rotation frequency.
【0039】請求項5の発明に係る誘導電動機制御装置
は、請求項2において、第2の所定の一次関数が一次周
波数の関数となるようにしたものである。An induction motor control device according to a fifth aspect of the present invention is the induction motor control device according to the second aspect, wherein the second predetermined linear function is a function of the primary frequency.
【0040】[0040]
【発明の実施の形態】本実施の形態は、電流成分演算手
段、すべり周波数演算手段及び加算器によって、誘導電
動機の1次電流と回転周波数とから、定常状態のみなら
ず過渡状態においても常に2次磁束のq軸成分が零とな
るような1次周波数が求られる。次に、電流成分指令演
算手段によって、誘導電動機の1次周波数と鉄損に関係
した定数を含む誘導電動機の定数を係数値とする所定の
関数の演算結果から近似補間した所定の一次関数演算に
より、誘導電動機の1次電流のd軸成分指令及びq軸成
分指令が求められる。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION In this embodiment, the current component calculating means, the slip frequency calculating means, and the adder are used to constantly calculate the primary current and the rotation frequency of the induction motor in the steady state as well as in the transient state. A primary frequency is obtained such that the q-axis component of the secondary magnetic flux becomes zero. Next, the current component command calculation means performs a predetermined linear function calculation that is approximately interpolated from a calculation result of a predetermined function having a constant value of the induction motor including a constant related to the primary frequency of the induction motor and iron loss as a coefficient value. , A d-axis component command and a q-axis component command of the primary current of the induction motor are obtained.
【0041】更に、電流成分制御回路によって、誘導電
動機の1次電流のd軸成分及びq軸成分がそれぞれ、上
記d軸成分指令及びq軸成分指令に追従するように制御
される。ここで、後述するように誘導電動機の発生トル
クは1次電流のd軸成分及びq軸成分の積に比例するの
で、発生トルクは1次電流のd軸成分及びq軸成分の積
に比例したトルク指令に追従する。さらに、電流成分指
令演算手段は、振幅の比が鉄損に関係した定数を含む誘
導電動機の定数を係数値とする所定の関数の演算結果か
ら近似補間した所定の一次関数演算と等しくなるような
上記誘導電動機の1次電流のd軸成分指令及びq軸成分
指令を出力する。Further, the current component control circuit controls the d-axis component and the q-axis component of the primary current of the induction motor so as to follow the d-axis component command and the q-axis component command, respectively. As will be described later, since the torque generated by the induction motor is proportional to the product of the d-axis component and the q-axis component of the primary current, the generated torque is proportional to the product of the d-axis component and the q-axis component of the primary current. Follow the torque command. Further, the current component command calculation means is such that the amplitude ratio becomes equal to a predetermined linear function calculation that is approximately interpolated from a calculation result of a predetermined function having a constant of the induction motor including a constant related to iron loss as a coefficient value. The d-axis component command and the q-axis component command of the primary current of the induction motor are output.
【0042】以下、本発明の実施の形態の詳細な動作説
明に移る前に、この発明の基となる誘導電動機のベクト
ル制御方式について説明する。まず、1次周波数で回転
するd−q座標軸上の誘導電動機の電圧・電流方程式は
次式によって与えられる。Before moving on to the detailed description of the operation of the embodiment of the present invention, the vector control system of the induction motor, which is the basis of the present invention, will be described below. First, the voltage-current equation of the induction motor on the dq coordinate axes rotating at the primary frequency is given by the following equation.
【0043】[0043]
【数4】 (Equation 4)
【0044】ただし、Rs、Rr及びRmはそれぞれ、
誘導電動機の1次抵抗、2次抵抗及び鉄損抵抗である。
Ls、Lr及びMはそれぞれ、誘導電動機の1次自己イ
ンダクタンス、2次自己インダクタンス及び1次2次相
互インダクタンスである。また、Vds及びVqsはそ
れぞれ、1次電圧のd軸及びq軸成分である。Ids及
びIqsはそれぞれ1次電流のd軸成分及びq軸成分で
あり、Idr及びIqrはそれぞれ2次電流のd軸成分
及びq軸成分である。However, Rs, Rr and Rm are respectively
These are the primary resistance, secondary resistance and iron loss resistance of the induction motor.
Ls, Lr, and M are the primary self-inductance, secondary self-inductance, and primary-secondary mutual inductance of the induction motor, respectively. Further, Vds and Vqs are the d-axis and q-axis components of the primary voltage, respectively. Ids and Iqs are the d-axis component and the q-axis component of the primary current, respectively, and Idr and Iqr are the d-axis component and the q-axis component of the secondary current, respectively.
【0045】また、ω及びωsはそれぞれ誘導電動機の
1次周波数及びすべり周波数であり、Pは微分演算子
(=d/dt)である。なお、上式において、鉄損抵抗
Rmの値を零とすると、鉄損を無視した場合の誘導電動
機のd−q座標軸上における電圧・電流方程式と一致す
る。Ω and ωs are the primary frequency and the slip frequency of the induction motor, respectively, and P is the differential operator (= d / dt). In the above equation, if the value of the iron loss resistance Rm is set to zero, it agrees with the voltage-current equation on the dq coordinate axes of the induction motor when the iron loss is ignored.
【0046】次に、鉄損を考慮した場合、誘導電動機の
2次磁束のd軸成分Φdr及びq軸成分Φqrは、次式
によって与えられる。Next, when iron loss is taken into consideration, the d-axis component Φdr and the q-axis component Φqr of the secondary magnetic flux of the induction motor are given by the following equations.
【0047】[0047]
【数5】 (Equation 5)
【0048】更に、発生トルクTmは次式によって与え
られる。Further, the generated torque Tm is given by the following equation.
【0049】 Tm=Pm(ΦqrIdr−ΦdrIqr) (16) ただし、Pmは誘導電動機の極対数である。Tm = Pm (ΦqrIdr−ΦdrIqr) (16) where Pm is the number of pole pairs of the induction motor.
【0050】なお、(16)式は鉄損の有無によらず成
立する。(14)式及び(15)式から、鉄損抵抗Rm
の存在によって、2次磁束のd軸成分Φdrはq軸電流
成分Iqs及びIqrの影響を受け、反対に2次磁束の
q軸成分Φqrはd軸電流成分Ids及びIdrの影響
を受けることがわかる。その結果、発生トルクTmも鉄
損の影響を受けることが(16)式からわかる。Equation (16) is established regardless of the presence or absence of iron loss. From equations (14) and (15), iron loss resistance Rm
Of the secondary magnetic flux, the d-axis component Φdr of the secondary magnetic flux is influenced by the q-axis current components Iqs and Iqr, while the q-axis component Φqr of the secondary magnetic flux is influenced by the d-axis current components Ids and Idr. . As a result, it can be seen from the equation (16) that the generated torque Tm is also affected by the iron loss.
【0051】次に、(14)、(15)式を(12)、
(13)式に代入してIdsとIqsを消去すると次式
が得られる。Next, the equations (14) and (15) are changed to (12) and
Substituting into equation (13) and eliminating Ids and Iqs, the following equation is obtained.
【0052】[0052]
【数6】 (Equation 6)
【0053】また、(14)、(15)式を変形してI
dr及びIqrを求めると次式が得られる。Further, by modifying equations (14) and (15), I
When the dr and Iqr are calculated, the following formula is obtained.
【0054】[0054]
【数7】 (Equation 7)
【0055】 ただし、 k=Rm/ω (21)However, k = Rm / ω (21)
【0056】次に、Φqr=0となる条件を求めると、
(18)式から次式によってすべり周波数ωsを与えれ
ばよいことがわかる。Next, when the condition for Φqr = 0 is obtained,
From equation (18), it is understood that the slip frequency ωs should be given by the following equation.
【0057】 ωs=−(RrIqr)/(Φdr) (22)Ωs = − (RrIqr) / (Φdr) (22)
【0058】ここで、Iqrは直接検出することが困難
なので、(20)式を(22)式に代入してIqrを消
去する次式が得られる。Since it is difficult to directly detect Iqr, the following equation for eliminating Iqr by substituting the equation (20) into the equation (22) is obtained.
【0059】[0059]
【数8】 (Equation 8)
【0060】さらに、(17)式において、Φqr=0
とし、かつ(19)式を代入してIdrを消去すると次
式が得られる。Further, in equation (17), Φqr = 0
Then, by substituting the equation (19) and eliminating Idr, the following equation is obtained.
【0061】[0061]
【数9】 [Equation 9]
【0062】ただし、 Tr1=Tr+(k2/LrRr) (25) Tr=Lr/Rr : 誘導電動機の2次時定数[0062] However, Tr1 = Tr + (k 2 / LrRr) (25) Tr = Lr / Rr: 2 order time constant of the induction motor
【0063】従って、(23)式を満足するようなすべ
り周波数ωsで誘導電動機を制御すれば、2次磁束が時
間的に変化するような過渡状態においても、定常状態と
同様にΦqrを零に保つ、すなわち、2次磁束ベクトル
の方向をd軸に一致させることができる。ここで、2次
磁束のd軸成分Φdrは、(24)式の演算によって1
次電流のd軸成分Idr及びq軸成分Iqsから求める
ことができる。Therefore, if the induction motor is controlled at the slip frequency ωs that satisfies the equation (23), Φqr is set to zero even in the transient state in which the secondary magnetic flux changes with time, as in the steady state. That is, the direction of the secondary magnetic flux vector can be kept, that is, the direction of the secondary magnetic flux vector can be aligned with the d axis. Here, the d-axis component Φdr of the secondary magnetic flux is 1 by the calculation of the equation (24).
It can be obtained from the d-axis component Idr and the q-axis component Iqs of the next current.
【0064】1次電流のd軸成分Ids及びq軸成分I
qsを検出すれば、(23)式の演算によって、すべり
周波数ωsを求めることができる。なお、(24)式及
び(25)式において、kの値は(21)式から明らか
なように1次周波数ωの関数である。さらに、公知のよ
うに、鉄損抵抗Rmの値も1次周波数ωによって変化す
る。D-axis component Ids and q-axis component I of the primary current
If qs is detected, the slip frequency ωs can be obtained by the calculation of equation (23). In equations (24) and (25), the value of k is a function of the primary frequency ω, as is apparent from equation (21). Further, as is well known, the value of the iron loss resistance Rm also changes depending on the primary frequency ω.
【0065】そのため、(23)式及び(24)式の演
算を行う場合には、1次周波数ωが必要であるが、ωは
(2)式のように誘導電動機の回転周波数ωrとすべり
周波数ωsとを加算することによって求められる。For this reason, the primary frequency ω is required when the equations (23) and (24) are calculated, and ω is the rotational frequency ωr and the slip frequency of the induction motor as in the equation (2). It is obtained by adding ωs.
【0066】次に、Φqr=0が常に成立するので、
(16)式から次式が定常状態だけでなく過渡状態にお
いても成立することがわかる。Next, since Φqr = 0 always holds,
From equation (16), it can be seen that the following equation holds true not only in the steady state but also in the transient state.
【0067】 Tm=−PmIdrΦdr (26)Tm = −PmIdrΦdr (26)
【0068】この式を利用して外部から入力されるトル
ク指令に応じて、2次磁束のd軸成分指令Φdr*及び
2次電流のq軸成分指令Iqr*を求め、誘導電動機の
2次磁束のd軸成分Φdr及び2次電流のq軸成分Iq
rがそれぞれこれらの指令値に追従するように制御すれ
ば、結果として誘導電動機の発生トルクを指令値どおり
に制御することができる。Using this equation, the d-axis component command Φdr * of the secondary magnetic flux and the q-axis component command Iqr * of the secondary current are calculated according to the torque command input from the outside, and the secondary magnetic flux of the induction motor is obtained. D-axis component Φdr and the secondary current q-axis component Iq
If r is controlled so as to follow these command values, respectively, as a result, the torque generated by the induction motor can be controlled according to the command values.
【0069】ところが、誘導電動機の2次磁束のd軸成
分Φdr及び2次電流のq軸成分Iqrは直接制御でき
ない。従って、ここでは2次磁束のd軸成分指令Φdr
*及び2次電流のq軸成分指令Iqr*から1次電流の
d軸成分指令Ids*及びq軸成分指令Iqs*を求
め、誘導電動機の1次電流のd軸成分Ids及びq軸成
分Iqsがそれぞれの指令値に追従するように制御す
る。そこで、まず、(14)、(15)式を変形してI
ds及びIqsを求めると次式が得られる。However, the d-axis component Φdr of the secondary magnetic flux of the induction motor and the q-axis component Iqr of the secondary current cannot be directly controlled. Therefore, here, the d-axis component command Φdr of the secondary magnetic flux
The d-axis component command Ids * and the q-axis component command Iqs * of the primary current are obtained from the * and the q-axis component command Iqr * of the secondary current, and the d-axis component Ids and the q-axis component Iqs of the primary current of the induction motor are calculated. Control is performed so as to follow each command value. Therefore, first, the equations (14) and (15) are transformed to I
When ds and Iqs are obtained, the following equation is obtained.
【0070】[0070]
【数10】 (Equation 10)
【0071】上式に(17)式を代入してIdrを消去
し、更に、 Ids=Ids*、Iqs=Iqs*、Φdr=Φdr*、Φqr=Φqr* 、Iqr=Iqr* (29) とおくと、次式が得られる。Equation (17) is substituted into the above equation to eliminate Idr, and Ids = Ids *, Iqs = Iqs *, Φdr = Φdr *, Φqr = Φqr *, Iqr = Iqr * (29) Then, the following equation is obtained.
【0072】[0072]
【数11】 [Equation 11]
【0073】ただし、 Tr2=Tr+(k2/MRr)、Tr=(Lr−M)/Rr (32)[0073] However, Tr2 = Tr + (k 2 / MRr), Tr = (Lr-M) / Rr (32)
【0074】従って、(30)式及び(31)式の演算
によって、2次磁束のd軸成分指令Φdr*及び2次電
流のq軸成分指令Iqr*から1次電流のd軸成分指令
Ids*及びq軸成分指令Iqs*を求めることができ
る。なお、両式において、kの値及びRmの値は、1次
周波数ωの値によって変化するので、演算においてはω
の値が必要である。Therefore, the d-axis component command Φdr * of the secondary magnetic flux and the q-axis component command Iqr * of the secondary current are calculated from the formulas (30) and (31) to calculate the d-axis component command Ids * of the primary current. And the q-axis component command Iqs * can be obtained. In both equations, the value of k and the value of Rm change depending on the value of the primary frequency ω, and therefore, in the calculation, ω
Value of is required.
【0075】また、(32)式において、(Lr−M)
の値は誘導電動機の2次漏れインダクタンスの値と等し
いので、時定数Tr3の値はTr2の値と比較して非常
に小さい。従って、(30)式の演算において、Tr3
=0としても制御上の違いは殆ど生じない。Further, in the expression (32), (Lr-M)
Since the value of is equal to the value of the secondary leakage inductance of the induction motor, the value of the time constant Tr3 is much smaller than the value of Tr2. Therefore, in the calculation of equation (30), Tr3
Even if = 0, there is almost no difference in control.
【0076】以上のようにして、1次電流のd軸成分指
令Ids*及びq軸成分指令Iqs*が求められるの
で、誘導電動機の1次電流のd軸成分Ids及びq軸成
分Iqsがこれらの指令値にそれぞれ追従するように制
御すればよい。As described above, since the d-axis component command Ids * and the q-axis component command Iqs * of the primary current are obtained, the d-axis component Ids and the q-axis component Iqs of the primary current of the induction motor are calculated. Control may be performed so as to follow the command values.
【0077】ここで、公知のように1次電流のd軸成分
Ids及びq軸成分Iqsは、1次電流Ius、Ivs
及びIwsと1次周波数ωとから次式の演算によって求
められる。Here, as is well known, the d-axis component Ids and the q-axis component Iqs of the primary current are the primary currents Ius and Ivs.
And Iws and the primary frequency ω are calculated by the following equation.
【0078】[0078]
【数12】 (Equation 12)
【0079】ただし、 θ=∫ωdt (34a)However, θ = ∫ωdt (34a)
【0080】次に、 Ius+Ivs+Iws=0 (35)Next, Ius + Ivs + Iws = 0 (35)
【0081】の関係を利用して、(33)、(34)式
からIwsを消去すると次式が得られる。When Iws is eliminated from the equations (33) and (34) using the relationship of, the following equation is obtained.
【0082】[0082]
【数13】 (Equation 13)
【0083】従って、上式の演算によって得られた1次
電流のd軸成分Ids及びq軸成分Iqsが、それぞれ
の指令値に追従するように制御すればよい。Therefore, the d-axis component Ids and the q-axis component Iqs of the primary current obtained by the calculation of the above equation may be controlled so as to follow the respective command values.
【0084】以上が、この発明の基となる誘導電動機の
ベクトル制御方式であり、誘導電動機の2次磁束のd軸
成分Φdrと2次電流のq軸成分Iqrを操作すること
により、鉄損が無視できないような場合でも良好なトル
ク制御性能が実現できる。The above is the vector control system of the induction motor which is the basis of the present invention. By operating the d-axis component Φdr of the secondary magnetic flux of the induction motor and the q-axis component Iqr of the secondary current, the iron loss is reduced. Good torque control performance can be achieved even when it cannot be ignored.
【0085】次に、(26)式から、ある値の発生トル
クを得るためのΦdrとIqrの組み合わせは無数に存
在することがわかる。そこで、次に、ΦdrとIqrの
値をどのように選べば誘導電動機の最大効率運転が実現
できるかについて説明する。まず、(10)〜(13)
式において微分項を無視する。すると、Φqr=0の条
件と(17)式より次式が得られる。Next, from the equation (26), it is understood that there are an infinite number of combinations of Φdr and Iqr for obtaining a generated torque of a certain value. Therefore, next, how to select the values of Φdr and Iqr to realize the maximum efficiency operation of the induction motor will be described. First, (10)-(13)
Ignore the derivative term in the expression. Then, the following equation is obtained from the condition of Φqr = 0 and the equation (17).
【0086】 Idr=0 (38)Idr = 0 (38)
【0087】(10)、(11)式において微分項を無
視しさらに(38)式を代入する次式が得られる。The following expression is obtained by ignoring the differential term in the expressions (10) and (11) and substituting the expression (38).
【0088】[0088]
【数14】 [Equation 14]
【0089】また、(27)、(28)式において、Φ
qr=0、Idr=0とおくと、次式が得られる。In equations (27) and (28), Φ
When qr = 0 and Idr = 0 are set, the following equation is obtained.
【0090】[0090]
【数15】 (Equation 15)
【0091】さて、誘導電動機に入力される有効電力P
inは、公知のように次式で与えられる。Now, the active power P input to the induction motor
in is given by the following equation as is known.
【0092】 Pin=VdsIds+VqsIqs (43) そこで、(39)〜(42)式を(43)式に代入する
と、次式が得られる。Pin = VdsIds + VqsIqs (43) Then, by substituting the equations (39) to (42) into the equation (43), the following equation is obtained.
【0093】[0093]
【数16】 (Equation 16)
【0094】次に、誘導電動機の機械的出力Pout
は、公知のように次式で与えられる。 Pout=ωrmTm (45) ここで、ωrmは誘導電動機の機械的回転周波数であ
り、電気的回転周波数ωrとは次式の関係がある。Next, the mechanical output Pout of the induction motor
Is given by the following equation as is known. Pout = ωrmTm (45) where ωrm is the mechanical rotation frequency of the induction motor, and the electrical rotation frequency ωr has the following relationship.
【0095】 ωrm=(ωr/Pm)=(ω−ωs)/Pm (46)Ωrm = (ωr / Pm) = (ω−ωs) / Pm (46)
【0096】(46)式に(22)式を代入してωsを
消去すると、次式が得られる。By substituting the expression (22) into the expression (46) and eliminating ωs, the following expression is obtained.
【0097】[0097]
【数17】 [Equation 17]
【0098】従って、(45)式に(26)式及び(4
7)式を代入してτm及びωrmを消去すると、次式が
得られる。Therefore, in equation (45), equations (26) and (4)
By substituting the equation 7) and eliminating τm and ωrm, the following equation is obtained.
【0099】 Pout=ωIqrΦdr−RrIqr2 (48)Pout = ωIqrΦdr−RrIqr 2 (48)
【0100】すると、(44)、(48)式から誘導電
動機で発生する損失Plossは以下の式で与えられ
る。Then, from equations (44) and (48), the loss Ploss generated in the induction motor is given by the following equation.
【0101】[0101]
【数18】 (Equation 18)
【0102】発生トルクが一定という条件の下で、(4
9)式で示される損失Plossが最小となるようなΦ
drとIqrの組み合わせを求めれば、最大効率運転が
実現できることがわかる。そこで、次に、損失Plos
sが最小となるようなΦdrとIqrの組み合わせを求
める。 まず、発生トルクが一定という条件は(26)
式の関係から次式によって表される。Under the condition that the generated torque is constant, (4
Φ such that the loss Ploss shown in the equation 9) is minimized
It can be seen that maximum efficiency operation can be realized by obtaining the combination of dr and Iqr. Therefore, next, the loss Plos
A combination of Φdr and Iqr that minimizes s is found. First, the condition that the generated torque is constant is (26)
It is expressed by the following equation from the relation of equations.
【0103】 ΦdrIqr=A (A=const) (50)ΦdrIqr = A (A = const) (50)
【0104】そこで、(50)式を(49)式に代入し
てΦdrを消去すると、次式が得られる。Then, by substituting the equation (50) into the equation (49) and eliminating Φdr, the following equation is obtained.
【0105】[0105]
【数19】 [Equation 19]
【0106】すると、(51)式の右辺をIqr2で微
分した値が零となる条件が成立するときに損失Plos
sは最小となる。従って、この条件と(50)式から、
求めるΦdrとIqrの関係は次式によって与えられ
る。Then, when the condition that the value obtained by differentiating the right side of the equation (51) by Iqr2 is zero is satisfied, the loss Plos
s becomes the minimum. Therefore, from this condition and equation (50),
The relationship between Φdr and Iqr to be obtained is given by the following equation.
【0107】[0107]
【数20】 (Equation 20)
【0108】すなわち、ΦdrとIqrの振幅比が(5
2)式を満足するように、トルク指令に応じてΦdrと
Iqrとを制御すれば最大効率運転が実現できる。な
お、(52)式は、(10)〜(13)式において微分
項を無視して導出したが、(10)〜(13)式は上述
したように回転座標軸上の誘導電動機の電圧・電流方程
式を表している。That is, the amplitude ratio of Φdr and Iqr is (5
Maximum efficiency operation can be realized by controlling Φdr and Iqr according to the torque command so as to satisfy the equation (2). The expression (52) is derived by ignoring the differential term in the expressions (10) to (13), but the expressions (10) to (13) are the voltages and currents of the induction motor on the rotating coordinate axes as described above. Represents the equation.
【0109】従って、一定トルクで誘導電動機を加減速
運転するような場合は、(10)〜(13)式の微分項
は零となるので、(52)式によって最大効率運転が実
現できる。Therefore, when the induction motor is accelerated or decelerated with a constant torque, the differential terms of the equations (10) to (13) are zero, and therefore the maximum efficiency operation can be realized by the equation (52).
【0110】しかしながら、上記(52)式による最大
効率運転は、実際に検出しない二次電流・二次磁束を誘
導電動機の指令値として制御する方法であるので、制御
を行うには(41)、(42)式にて一次電流に換算す
る必要がある。However, the maximum efficiency operation according to the above equation (52) is a method of controlling the secondary current / secondary magnetic flux which is not actually detected as the command value of the induction motor. It is necessary to convert it into the primary current by the equation (42).
【0111】そこで、本発明では、公知のベクトル制御
の一次電流成分指令Ids*、Iqs*を、上記最大効
率運転した場合の一次電流比|Iqs/Ids|特性を
活用してフィードフォワード的に制御することで、この
換算の省演算化を図り、簡易的に最大効率運転を実現す
る方法である。さらに、公知のベクトル制御のすべり周
波数を、上記最大効率運転した場合のすべり周波数特性
を活用してフィードフォワード的すべり周波数を補正す
ることで、この換算の省演算化を図り、簡易的に最大効
率運転を実現する方法である。(以下、混乱を避けるた
め、上記(52)式による最大効率運転を最大効率制
御、簡易的な最大効率運転を簡易最大効率制御と呼ぶこ
ととする。)Therefore, in the present invention, the known vector control primary current component commands Ids * and Iqs * are controlled in a feedforward manner by utilizing the primary current ratio | Iqs / Ids | characteristics when the above-described maximum efficiency operation is performed. By doing so, it is a method for reducing the calculation for this conversion and simply realizing the maximum efficiency operation. In addition, the slip frequency of the known vector control is used to correct the slip frequency of the feedforward type by utilizing the slip frequency characteristics when operating at the maximum efficiency described above, and this conversion can be saved and the maximum efficiency can be simplified. This is a method of realizing driving. (Hereinafter, in order to avoid confusion, the maximum efficiency operation according to the above equation (52) is called maximum efficiency control, and the simple maximum efficiency operation is called simple maximum efficiency control.)
【0112】最大効率制御した場合の一次電流比|Iq
s/Ids|特性を図6に示す。図6のようにモータ回
転数に対する|Iqs/Ids|の関係は、トルクの値
によって傾きは変化するがほぼ一次関数の形を取ってい
ることがわかる。よって、|Iqs/Ids|の関係
は、モータ回転数ωrの一次関数に近似することができ
るので、次式が成り立つ。Primary current ratio | Iq when maximum efficiency control is performed
The s / Ids | characteristic is shown in FIG. As shown in FIG. 6, the relationship of | Iqs / Ids | with respect to the motor rotation speed is almost in the form of a linear function although the slope changes depending on the torque value. Therefore, the relationship of | Iqs / Ids | can be approximated to a linear function of the motor rotation speed ωr, and the following equation holds.
【0113】[0113]
【数21】 (Equation 21)
【0114】ここで、G1及びC1はモータ定数及び運
転条件によって決まる定数である。Here, G1 and C1 are constants determined by the motor constants and operating conditions.
【0115】そこで、簡易最大効率制御におけるトルク
指令から一次電流指令値を求めるまでの過程を説明す
る。発生トルクTmは、(1)式で表されるが、次式で
も表せる。Therefore, the process from the torque command to the determination of the primary current command value in the simple maximum efficiency control will be described. The generated torque Tm is expressed by the equation (1), but can also be expressed by the following equation.
【0116】[0116]
【数22】 (Equation 22)
【0117】Ids=Ids*、Iqs=Iqs*とす
ると、(53)、(54)式より、一次電流指令値Id
s*、Iqs*は次式で求められる。When Ids = Ids * and Iqs = Iqs *, the primary current command value Id is obtained from the equations (53) and (54).
s * and Iqs * are calculated by the following equations.
【0118】[0118]
【数23】 (Equation 23)
【0119】次に、すべり周波数について考える。公知
のベクトル制御において、すべり周波数ωs’(最大効
率制御における(22)式で求めたすべり周波数ωsと
区別してωs’として表す)は、次式となる。Next, the slip frequency will be considered. In the known vector control, the slip frequency ωs ′ (expressed as ωs ′ in distinction from the slip frequency ωs obtained by the equation (22) in the maximum efficiency control) is given by the following equation.
【0120】 ωs’=(RrIqs)/(LrIds) (57)Ωs' = (RrIqs) / (LrIds) (57)
【0121】また、励磁磁束の位相を考慮した場合、す
べり周波数ωs’は次式で表される。When the phase of the exciting magnetic flux is taken into consideration, the slip frequency ωs' is expressed by the following equation.
【0122】[0122]
【数24】 (Equation 24)
【0123】(22)及び(57)式で求めたすべり周
波数比ωs/ωs’と特性を図7に示す。図7のように
誘導電動機の回転周波数ωrに対するすべり周波数比ω
s/ωsの関係は、トルクの値によって傾きは変化する
が、ほぼ一次関数の形を取っていることがわかる。よっ
て、ωs/ωs’の関係はモータ回転数ωrの一次関数
に近似するこ÷9できるので、次式が成り立つ。FIG. 7 shows the slip frequency ratio ωs / ωs' obtained by the expressions (22) and (57) and the characteristics. As shown in FIG. 7, the slip frequency ratio ω to the rotation frequency ωr of the induction motor
It can be seen that the relationship of s / ωs is almost a linear function, although the slope changes depending on the torque value. Therefore, the relationship of ωs / ωs ′ can be approximated to a linear function of the motor rotation speed ωr by ÷ 9, and the following equation holds.
【0124】[0124]
【数25】 (Equation 25)
【0125】ここで、F2及びG2はモータ定数及び運
転条件によって決まる定数である。よって、すべり周波
数ωs’は(59)式の関係を用いて補正することがで
きる。Here, F2 and G2 are constants determined by the motor constants and operating conditions. Therefore, the slip frequency ωs ′ can be corrected using the relationship of the expression (59).
【0126】ωs=F2ωs’ (60)Ωs = F2ωs' (60)
【0127】1次電流のd軸成分指令Ids*と1次電
流のq軸成分指令Iqs*を入力とする公知のベクトル
制御において、(55)、(56)式による1次電流の
d軸成分指令Ids*と1次電流のq軸成分指令Iqs
*を入力として与え、さらに必要ならば、(60)式に
よるすべり周波数補正を加え、簡易最大効率制御を実施
した場合、この制御方式は上記最大効率制御と比較して
も効率に優位差は殆どないことがわかった。In the well-known vector control which inputs the d-axis component command Ids * of the primary current and the q-axis component command Iqs * of the primary current, the d-axis component of the primary current according to the equations (55) and (56) Command Ids * and q-axis component command Iqs of primary current
If * is given as an input and slip frequency correction by equation (60) is added if necessary and simple maximum efficiency control is performed, this control method has almost no significant difference in efficiency compared with the above maximum efficiency control. I found it wasn't.
【0128】言い換えれば、この|Iqs*/Ids*
|の関係、ωs/ωs’の関係を利用すれば、公知のベ
クトル制御を用いた制御装置においても、容易かつ簡易
的に最大効率運転が実現できる。In other words, this | Iqs * / Ids *
By using the relationship of | and the relationship of ωs / ωs ′, the maximum efficiency operation can be easily and simply realized even in the control device using the known vector control.
【0129】実施の形態1.以下、この発明の実施の形
態1を図について説明する。図1は、本実施の形態によ
る誘導電動機制御装置の構成を示すブロック図であり、
尚、図中、図8と同一符号は同一または相当部分を示
す。図において、2aは誘導電動機1のトルク指令Tm
*と速度検出器7からの入力した回転周波数ωrとに基
づいて励磁電流指令を一次周波数で回転する直交回転座
標軸(d−q軸と呼ぶ)上の一次電流のd軸成分指令I
ds*として出力し、かつ上記誘導電動機のトルク電流
指令を一次電流のq軸成分指令Iqs*として出力する
電流成分指令演算手段、11は電流検出器4の出力Iu
s,Ivsと後述する一次周波数の位相θとを入力し
て、1次電流のd軸成分Ids及びq軸成分Iqsを演
算する電流成分演算手段、6aは1次電流のd軸成分I
dsと、上記1次電流のq軸成分Iqsとを入力し、誘
導電動機1のすべり周波数ωs’を演算するすべり周波
数演算手段と、8はすべり周波数演算手段6aから出力
されたすべり周波数ωs’と速度検出器7の出力である
回転周波数ωrとを加算して1次周波数ωとなす加算
器、9は一次周波数ωを積分して位相θを電流成分演算
手段11へ出力する積分器、3は1次電流のd軸成分I
ds及びq軸成分Iqsが、それぞれd軸成分指令Id
s*及びq軸成分指令Iqs*に追従するように誘導電
動機1の1次電流を制御する電流成分制御回路、5は電
流成分制御回路3よりd軸成分指令Ids*及びq軸成
分指令Iqs*に基づいて出力された一次電圧のd軸成
分指令Vds*とq軸成分指令Vqs*、及び積分器9
より出力された位相θに基づいて一次電圧指令Vus*
(U相)、Vvs*(V相)、Vws*(W相)をPW
Mインバータ10へ出力する電圧指令演算回路である。Embodiment 1. Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the induction motor control device according to the present embodiment,
In the drawing, the same reference numerals as those in FIG. 8 indicate the same or corresponding parts. In the figure, 2a is a torque command Tm of the induction motor 1.
Based on * and the rotation frequency ωr input from the speed detector 7, the d-axis component command I of the primary current on the orthogonal rotation coordinate axes (referred to as dq axes) that rotates the exciting current command at the primary frequency
A current component command calculation means for outputting as a ds * and a torque current command for the induction motor as a q-axis component command Iqs * of the primary current, 11 is an output Iu of the current detector 4.
s, Ivs and a phase θ of a primary frequency described later are input to calculate a d-axis component Ids and a q-axis component Iqs of the primary current, and 6a is a d-axis component I of the primary current.
ds and the q-axis component Iqs of the primary current are input to calculate a slip frequency ωs ′ of the induction motor 1, and 8 is a slip frequency ωs ′ output from the slip frequency calculator 6a. An adder for adding the rotation frequency ωr, which is the output of the speed detector 7, to form a primary frequency ω, 9 is an integrator for integrating the primary frequency ω and outputting a phase θ to the current component calculating means 11, 3 is D-axis component I of primary current
ds and q-axis component Iqs are respectively d-axis component command Id
A current component control circuit 5 for controlling the primary current of the induction motor 1 so as to follow the s * and q-axis component command Iqs * is a d-axis component command Ids * and a q-axis component command Iqs * from the current component control circuit 3. Based on the d-axis component command Vds * and the q-axis component command Vqs * of the primary voltage, and the integrator 9
Primary voltage command Vus * based on the output phase θ
(U phase), Vvs * (V phase), Vws * (W phase) PW
It is a voltage command calculation circuit that outputs to the M inverter 10.
【0130】図2は上述した電流成分指令演算手段2a
の詳細な構成を示すブロック図である。電流成分指令演
算手段2aは、回転周波数ωrを入力して回転周波数ω
rの絶対値である|ωr|を求る絶対値回路21、|ω
r|を入力すると(53)式で示される一次電流比F1
を出力する一次関数演算器22、トルク指令Tm*を分
子、上記一次電流比F1を分母として入力して除算し、
Tm*/F1を得る除算器23、除算器21の出力であ
るTm*/F1の絶対値を得るを絶対値回路24、絶対
値回路24の出力に係数を掛けてIds*2を得る係数
器25、Ids*2の平方根を演算してd軸成分指令I
ds*を出力する平方根演算器26、トルク指令Tm*
を入力してTm*>0の場合は1、Tm*<0の場合は
−1、Tm*=0の場合は0が出力される符号判別器2
7、符号判別器27の出力と一次電流比F1を乗算器2
8で掛け合わせる乗算器28、乗算器の出力と平方根演
算器の出力であるIds*とを掛け合わせてq軸成分指
令Iqs*を出力する乗算器29より構成されている。FIG. 2 shows the above-mentioned current component command calculating means 2a.
FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of FIG. The current component command calculation means 2a receives the rotation frequency ωr and inputs the rotation frequency ωr.
absolute value circuit 21 for obtaining | ωr | which is the absolute value of r, | ω
When r | is input, the primary current ratio F1 shown in equation (53)
A linear function calculator 22 for outputting the numerator of the torque command Tm *, and the primary current ratio F1 is input as a denominator for division,
A divider 23 for obtaining Tm * / F1, an absolute value circuit 24 for obtaining the absolute value of Tm * / F1 which is the output of the divider 21, and a coefficient unit for multiplying the output of the absolute value circuit 24 by a coefficient to obtain Ids * 2 25, the square root of Ids * 2 is calculated, and the d-axis component command I
Square root calculator 26 that outputs ds *, torque command Tm *
Is input when Tm *> 0, −1 when Tm * <0, and 0 is output when Tm * = 0. Code discriminator 2
7. The output of the sign discriminator 27 and the primary current ratio F1 are multiplied by the multiplier 2
It is composed of a multiplier 28 that multiplies by 8 and a multiplier 29 that multiplies the output of the multiplier and the output of the square root calculator Ids * and outputs the q-axis component command Iqs *.
【0131】図3は上述したすべり周波数演算回路6a
の詳細な構成を示すブロック図である。すべり周波数演
算回路6aは、一次電流のq軸成分Iqsに所定の係数
を掛ける係数器31、一次電流のd軸成分Idsを入力
して位相を制御し、二次磁束φdrを求める一次遅れ回
路32、二次磁束φdrに所定の係数を掛ける係数器3
3、二次磁束φdrにの係数を掛けたものを分母とし、
一次電流のq軸成分Iqsに係数器31の係数を掛けた
ものを分子として除算し、すべり周波数ωs’を出力す
る除算器34より構成されている。FIG. 3 shows the above-mentioned slip frequency operation circuit 6a.
FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of FIG. The slip frequency calculation circuit 6a inputs a coefficient unit 31 that multiplies the q-axis component Iqs of the primary current by a predetermined coefficient and the d-axis component Ids of the primary current to control the phase and obtain the secondary magnetic flux φdr. , A coefficient unit 3 for multiplying the secondary magnetic flux φdr by a predetermined coefficient
3. The denominator is obtained by multiplying the secondary magnetic flux φdr by the coefficient of
It is composed of a divider 34 that divides the product of the q-axis component Iqs of the primary current by the coefficient of the coefficient multiplier 31 as a numerator and outputs the slip frequency ωs ′.
【0132】次に動作について説明する。電流成分指令
演算手段2aは、図示しないトルク指令Tm*に基づき
(53)、(54)、(55)、(56)式の関係を用い
て、一次電流のd軸成分指令Ids*と一次電流のq軸
成分指令Iqs*を出力する。以下、図2を用い電流成
分指令演算手段2aの具体的動作について説明する。Next, the operation will be described. The current component command calculating means 2a uses the relations (53), (54), (55), and (56) based on the torque command Tm * (not shown) to calculate the d-axis component command Ids * of the primary current and the primary current. The q-axis component command Iqs * is output. The specific operation of the current component command calculation means 2a will be described below with reference to FIG.
【0133】回転周波数ωrを絶対値回路21入力し|
ωr|を求め、その|ωr|を一次関数演算器22に入
力すると(53)式で示される一次電流比F1が出力さ
れる。また、トルク指令Tm*を分子、一次電流比F1
を分母として除算器23に入れるとTm*/F1が得ら
れる。その除算器21の出力Tm*/F1を絶対値回路
24に入れ、その絶対値回路24の出力に係数器25の
係数を掛けるとIds*2が得られる。そのIds*2を
平方根演算器26に入力すると(55)式で示されるI
ds*が出力される。The rotational frequency ωr is input to the absolute value circuit 21 and
When ωr | is obtained and the ωr | is input to the linear function calculator 22, the primary current ratio F1 represented by the equation (53) is output. In addition, the torque command Tm * is the numerator, and the primary current ratio F1
When T is input to the divider 23 as a denominator, Tm * / F1 is obtained. The output Tm * / F1 of the divider 21 is input to the absolute value circuit 24, and the output of the absolute value circuit 24 is multiplied by the coefficient of the coefficient multiplier 25 to obtain Ids * 2 . When the Ids * 2 is input to the square root calculator 26, I shown by the equation (55) is obtained.
ds * is output.
【0134】トルク指令Tm*を符号判別器27に入力
すると、Tm*>0の場合は1、Tm*<0の場合は−
1、Tm*=0の場合は0が出力として得られる。その
符号判別器27の出力と一次電流比F1を乗算器28で
掛け合わせ、さらに乗算器28の出力と一次電流のd軸
成分指令Ids*を乗算器29で掛け合わると一次電流
のq軸成分指令Iqs*が得られる。When the torque command Tm * is input to the sign discriminator 27, it is 1 when Tm *> 0 and − when Tm * <0.
When 1 and Tm * = 0, 0 is obtained as an output. When the output of the sign discriminator 27 is multiplied by the primary current ratio F1 by the multiplier 28, and the output of the multiplier 28 is multiplied by the d-axis component command Ids * of the primary current by the multiplier 29, the q-axis component of the primary current is obtained. The command Iqs * is obtained.
【0135】次に、電流検出器4によって検出された一
次電流Ius(U相)、Ivs(V相)及び積分器9に
よって演算された位相θを電流成分演算手段11に入力
すると、(36)、(37)式の演算が行われ、一次電
流のd軸成分Idsと一次電流のq軸成分Iqsを出力
する。Next, when the primary currents Ius (U phase) and Ivs (V phase) detected by the current detector 4 and the phase θ calculated by the integrator 9 are input to the current component calculating means 11, (36) , (37), the d-axis component Ids of the primary current and the q-axis component Iqs of the primary current are output.
【0136】つづいて、電流成分演算11より出力され
た一次電流のd軸成分Idsと一次電流のq軸成分Iq
sをすべり周波数演算回路6aに入力すると、(58)
式の演算がなされ、すべり周波数ωs’が出力される。
具体的には、図3に示すように、一次電流のd軸成分
Idsを一次遅れ回路32に入力し位相を制御して二次
磁束φdrを求め、さらに、二次磁束φdrに係数器3
3の係数を掛けたものを分母とし、一次電流のq軸成分
Iqsに係数器31の係数を掛けたものを分子として除
算器34に入力すると(58)式の演算がなされ、すべ
り周波数ωs’が出力される。Subsequently, the d-axis component Ids of the primary current and the q-axis component Iq of the primary current output from the current component calculation 11 are output.
When s is input to the slip frequency calculation circuit 6a, (58)
The equation is calculated, and the slip frequency ωs' is output.
Specifically, as shown in FIG. 3, the d-axis component Ids of the primary current is input to the primary delay circuit 32, the phase is controlled to obtain the secondary magnetic flux φdr, and the coefficient unit 3 is added to the secondary magnetic flux φdr.
When the coefficient multiplied by the coefficient of 3 is used as the denominator and the q-axis component Iqs of the primary current is multiplied by the coefficient of the coefficient unit 31 and the numerator is input to the divider 34, the calculation of equation (58) is performed, and the slip frequency ωs ′ Is output.
【0137】次に、回転周波数検出器7から出力される
回転周波数ωrとすべり周波数演算回路6aから出力さ
れるωs’を加算器8で加算することで一次周波数ωが
得られる。さらに、一次周波数ωを積分器9で積分する
と位相θが得られる。Next, the primary frequency ω is obtained by adding the rotational frequency ωr output from the rotational frequency detector 7 and ωs ′ output from the slip frequency calculation circuit 6a by the adder 8. Further, when the primary frequency ω is integrated by the integrator 9, the phase θ is obtained.
【0138】つづいて、電流成分指令演算手段2aから
出力される一次電流のd軸成分指令Ids*と一次電流
のq軸成分指令Iqs*と、電流成分演算手段11から
出力される一次電流のd軸成分Idsと一次電流のq軸
成分指令Iqsと、一次周波数ωとを電流成分制御回路
3に入力して、一次電流のd軸成分指令Ids*と一次
電流のd軸成分Idsの偏差を増幅(PI制御)する
と、一次電圧のd軸成分指令Vds*が出力され、ま
た、同様に一次電圧のq軸成分指令Vqs*が出力され
る。Subsequently, the d-axis component command Ids * of the primary current output from the current component command computing means 2a, the q-axis component command Iqs * of the primary current, and the d of the primary current output from the current component computing means 11 are described. The axis component Ids, the q-axis component command Iqs of the primary current, and the primary frequency ω are input to the current component control circuit 3 to amplify the deviation between the d-axis component command Ids * of the primary current and the d-axis component Ids of the primary current. When (PI control) is performed, the d-axis component command Vds * of the primary voltage is output, and similarly, the q-axis component command Vqs * of the primary voltage is also output.
【0139】次に、電流成分制御回路3から出力された
一次電圧のd軸成分指令Vds*と一次電圧のq軸成分
指令Vqs*を入力として電圧指令演算回路5は、次に
示す(61)、(62)、(63)式によって一次電圧指
令Vus*(U相)、Vvs*(V相)、Vws*(W
相)を出力する。ここで、(33)〜(35)式は電圧
についても同様に成立するので、これらの式においてI
us、Ivs、IwsをそれぞれVus*、Vvs*、Vw
s*に置き換えた後、Vus*、Vvs*、Vws*につ
いて解くと次式が得られる。Next, the voltage command calculation circuit 5 receives the d-axis component command Vds * of the primary voltage and the q-axis component command Vqs * of the primary voltage, which are output from the current component control circuit 3, and the voltage command calculation circuit 5 shows the following (61). , (62) and (63), the primary voltage commands Vus * (U phase), Vvs * (V phase), Vws * (W
Phase) is output. Here, since the equations (33) to (35) are similarly established for the voltage, in these equations, I
Us, Ivs, and Iws are Vus *, Vvs *, and Vw, respectively.
After replacing with s *, solving for Vus *, Vvs *, and Vws * gives the following equation.
【0140】[0140]
【数26】 (Equation 26)
【0141】つづいて、PWMインバータ10によっ
て、誘導電動機1に印加される各相毎の一次電圧が電流
成分制御回路3から出力された上記の一次電圧指令に追
随するように制御される。その結果、誘導電動機1の一
次電流のd軸成分Ids及び一次電流のq軸成分Iqs
は、それぞれの指令に追随する。Subsequently, the PWM inverter 10 controls the primary voltage applied to the induction motor 1 for each phase so as to follow the primary voltage command output from the current component control circuit 3. As a result, the d-axis component Ids of the primary current of the induction motor 1 and the q-axis component Iqs of the primary current of the induction motor 1.
Follows each command.
【0142】実施の形態2.以下、この発明の実施の形
態2を図について説明する。図4は本実施の形態の構成
を示すブロック図である。尚、図中、図1と同一符号は
同一または相当部分を示す。図において、12aはすべ
り周波数演算回路6aより出力された補正前のすべり周
波数を補正するすべり周波数補正手段である。図5はす
べり周波数補正手段12aの詳細な構成を示すブロック
図である。すべり周波数補正手段12aは、回転周波数
ωrを入力してその絶対値|ωr|を求める絶対値回路
41、その|ωr|を入力して誘導電動機1の回転周波
数ωrに対するすべり周波数比F2を演算して出力する
一次関数演算器42、一次関数演算器42より出力され
たすべり周波数比F2とすべり周波数演算回路6aから
出力されたすべり周波数ωs'を掛け合わせて補正され
たすべり周波数ωsを出力する乗算器43とで構成され
ている。Embodiment 2. Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment. In the drawing, the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same or corresponding parts. In the figure, 12a is a slip frequency correcting means for correcting the slip frequency before correction outputted from the slip frequency calculating circuit 6a. FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration of the slip frequency correcting means 12a. The slip frequency correcting means 12a inputs the rotation frequency ωr and calculates an absolute value | ωr | of the absolute value circuit 41, and inputs the absolute value circuit | ωr | to calculate a slip frequency ratio F2 with respect to the rotation frequency ωr of the induction motor 1. Output by the linear function calculator 42, the slip frequency ratio F2 output from the linear function calculator 42, and the slip frequency ωs ′ output from the slip frequency calculating circuit 6a are multiplied to output a corrected slip frequency ωs. And a container 43.
【0143】図5を用いすべり周波数補正手段12aの
具体的動作について説明する。回転周波数ωrを絶対値
回路41入力し|ωr|を求め、その|ωr|を一次関
数演算器42に入力すると(59)式で示される誘導電
動機の回転周波数ωrに対するすべり周波数比F2が出
力される。この一次関数演算器42の出力F2とすべり
周波数演算回路6aから出力された補正前のすべり周波
数ωs'を乗算器43で掛け合わせると、補正されたす
べり周波数ωsが得られる。The specific operation of the slip frequency correcting means 12a will be described with reference to FIG. When the rotation frequency ωr is input to the absolute value circuit 41 to obtain | ωr | and the | ωr | is input to the linear function calculator 42, the slip frequency ratio F2 with respect to the rotation frequency ωr of the induction motor is output, which is represented by the equation (59). It When the output F2 of the linear function calculator 42 and the slip frequency ωs' before correction output from the slip frequency calculator 6a are multiplied by the multiplier 43, the corrected slip frequency ωs is obtained.
【0144】次に、回転周波数検出器7から出力される
回転周波数ωrとすべり周波数補正手段12aから出力
されたωs'を加算器8で加算することで一次周波数ω
が得られる。Next, the primary frequency ω is obtained by adding the rotational frequency ωr output from the rotational frequency detector 7 and ωs ′ output from the slip frequency correction means 12a by the adder 8.
Is obtained.
【0145】実施の形態3.上記実施の形態1の電流成
分指令演算手段において、速度検出器7から出力される
回転周波数ωrを入力する代わりに、加算器8から出力
される一次周波数ωを用いてもよい。Third Embodiment In the current component command calculating means of the first embodiment, the primary frequency ω output from the adder 8 may be used instead of inputting the rotation frequency ωr output from the speed detector 7.
【0146】実施の形態4.上記実施の形態2のすべり
周波数補正手段において、速度検出器7から出力される
回転周波数ωrを入力する代わりに、加算器8から出力
される一次周波数ωを用いてもよい。尚、上記、実施の
形態でハードウェアによって構成したものについては、
マイクロコンピュータを用いたソフトウェア処理によっ
て実現してもよい。Fourth Embodiment In the slip frequency correcting means of the second embodiment, the primary frequency ω output from the adder 8 may be used instead of inputting the rotation frequency ωr output from the speed detector 7. In addition, regarding the above-mentioned one configured by hardware,
It may be realized by software processing using a microcomputer.
【0147】以上のように、これら実施の形態によれ
ば、鉄損に関係した定数を含む誘導電動機の定数を係数
値とする所定の関数演算結果により近似補間した第1の
所定の一次関数により、誘導電動機の1次電流のd軸指
令とq軸指令とを演算し、誘導電動機の一次電流がこれ
らの指令に追随するように制御するように構成した。As described above, according to these embodiments, the first predetermined linear function approximately interpolated by the predetermined function calculation result in which the constant of the induction motor including the constant related to the iron loss is used as the coefficient value is obtained. The d-axis command and the q-axis command of the primary current of the induction motor are calculated, and the primary current of the induction motor is controlled so as to follow these commands.
【0148】その結果、誘導電動機の1次電流を操作す
ることにより、常に2次磁束をフィードフォワード的に
正確に制御することができるため、誘導電動機の2次磁
束と2次電流の振幅の比が鉄損に関係した定数を含む誘
導電動機の定数を用いた所定の関数値に等しくなるよう
に配分できる。従って、鉄損が無視できないような誘導
電動機を駆動する場合でも、最大効率運転が可能で、か
つ高速応答のベクトル制御性能を有する誘導電動機の制
御装置を容易に提供することができる。As a result, by operating the primary current of the induction motor, the secondary magnetic flux can always be accurately controlled in a feedforward manner, so that the ratio of the secondary magnetic flux of the induction motor to the amplitude of the secondary current. Can be distributed so as to be equal to a predetermined function value using a constant of the induction motor including a constant related to iron loss. Therefore, even when driving an induction motor in which iron loss cannot be ignored, it is possible to easily provide a control device for an induction motor that can perform maximum efficiency operation and that has high-speed response vector control performance.
【0149】また、鉄損に関係した定数を含む上記誘導
電動機の定数を係数値とする所定の関数演算結果から得
られたすべり周波数と鉄損に関係しない上記誘導電動機
の定数を係数値とする所定の関数演算結果から得られた
すべり周波数の比から近似して得られた第2の所定の一
次関数によりすべり周波数補正するように構成した。Also, the slip frequency obtained from the result of a predetermined function operation in which the constant of the induction motor including the constant related to the iron loss is used as the coefficient value and the constant of the induction motor not related to the iron loss are used as the coefficient value. The slip frequency is corrected by a second predetermined linear function obtained by approximation from the slip frequency ratio obtained from a predetermined function calculation result.
【0150】その結果、誘導電動機の1次電流を操作す
ることにより、常に2次磁束をフィードフォワード的に
正確に制御することができるため、誘導電動機の2次磁
束と2次電流の振幅の比が鉄損に関係した定数を含む誘
導電動機の定数を用いた所定の関数値に等しくなるよう
に配分できる。従って、鉄損が無視できないような誘導
電動機を駆動する場合でも、最大効率運転が可能で、か
つ高速応答のベクトル制御性能を有する誘導電動機の制
御装置を容易に提供することができる。更に、公知のベ
クトル制御を用いた制御装置においても、すべり周波数
を補正することで、一次電流換算の省演算化を図り、簡
易的に最大効率運転が実現できる。As a result, by operating the primary current of the induction motor, the secondary magnetic flux can always be accurately controlled in a feed-forward manner. Therefore, the ratio between the secondary magnetic flux of the induction motor and the amplitude of the secondary current. Can be distributed so as to be equal to a predetermined function value using a constant of the induction motor including a constant related to iron loss. Therefore, even when driving an induction motor in which iron loss cannot be ignored, it is possible to easily provide a control device for an induction motor that can perform maximum efficiency operation and that has high-speed response vector control performance. Further, even in the control device using the known vector control, by correcting the slip frequency, the primary current conversion can be reduced, and the maximum efficiency operation can be easily realized.
【0151】なお、この実施の形態によれば、定常運転
時のみならず2次磁束が時間的に変化するような過渡状
態においても、常に誘導電動機の高効率運転を実現でき
るという効果がある。According to this embodiment, there is an effect that it is possible to always realize the highly efficient operation of the induction motor not only in the steady operation but also in the transient state in which the secondary magnetic flux temporally changes.
【図1】 この発明の実施の形態1の全体を示すブロッ
ク図である。FIG. 1 is a block diagram showing an entire first embodiment of the present invention.
【図2】 この発明の実施の形態1の電流成分指令演算
手段の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a current component command calculation means according to the first embodiment of the present invention.
【図3】 この発明の実施の形態1のすべり周波数演算
回路の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a slip frequency calculation circuit according to the first embodiment of the present invention.
【図4】 この発明の実施の形態2の全体を示すブロッ
ク図である。FIG. 4 is a block diagram showing an entire second embodiment of the present invention.
【図5】 この発明の実施の形態2のすべり周波数補正
手段の構成を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a slip frequency correcting means according to a second embodiment of the present invention.
【図6】 この発明の実施の形態1の第1の所定の一次
関数を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a first predetermined linear function according to the first embodiment of the present invention.
【図7】 この発明の実施の形態2の第2の所定の一次
関数を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a second predetermined linear function according to the second embodiment of the present invention.
【図8】 従来の装置の構成を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional device.
1 誘導電動機、2a 電流成分指令演算手段、3 電
流成分制御回路、4電流検出器、5 電圧指令演算回
路、6a すべり周波数演算回路、7 速度(回転周波
数)検出器、8 加算器、9 積分器、10 PWMイ
ンバータ、11電流成分演算回路、12a すべり周波
数補正回路。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 induction motor, 2a current component command calculation means, 3 current component control circuit, 4 current detector, 5 voltage command calculation circuit, 6a slip frequency calculation circuit, 7 speed (rotation frequency) detector, 8 adder, 9 integrator 10, PWM inverter, 11 current component calculation circuit, 12a slip frequency correction circuit.
Claims (6)
数)検出器と、 上記誘導電動機のトルク指令と上記回転周波数を入力
し、鉄損に関係した定数を含む上記誘導電動機の定数を
係数値とする関数の演算結果に基づいて得られた第1の
所定の一次関数により、励磁電流指令を一次周波数で回
転する直交回転座標軸(d−q軸と呼ぶ)上の一次電流
のd軸成分指令として出力し、かつ上記誘導電動機のト
ルク電流指令を一次電流のq軸成分指令として出力する
電流成分指令演算手段と、 上記誘導電動機の1次電流を検出する電流検出器と、 上記電流検出器の出力と上記一次周波数の位相とを入力
して、上記1次電流のd軸及びq軸成分を演算する電流
成分演算手段と、 上記1次電流のd軸成分指令及びd軸成分の少なくとも
1つと、上記1次電流のq軸電流成分指令及びq軸成分
の少なくとも1つとを入力し、上記誘導電動機のすべり
周波数を演算するすべり周波数演算手段と、 上記すべり周波数演算手段から出力された上記すべり周
波数と上記回転周波数検出器の出力とを加算して上記1
次周波数となす加算器と、 上記一次周波数を積分して位相を上記電流成分演算手段
へ出力する積分器と、 上記1次電流のd軸成分及びq軸成分がそれぞれ、上記
d軸成分指令及びq軸成分指令に追従するように上記誘
導電動機の1次電流を制御する電流成分制御回路とを備
え、 上記電流成分指令演算手段の出力であるd軸成分指令と
q軸成分指令の積の値がトルク指令に比例し、且つ、d
軸成分指令とq軸成分指令の振幅の比が鉄損に関係した
定数を含む上記誘導電動機の定数を用いた所定の関数値
から近似して得られた上記第1の所定の一次関数と等し
くなるような一次電流指令を出力することを特徴とする
誘導電動機制御装置。1. An induction motor, a speed (rotation frequency) detector for detecting a rotation frequency of the induction motor, a torque command of the induction motor and the rotation frequency are input, and a constant including a core loss is input. On the orthogonal rotation coordinate axes (referred to as dq axes) that rotate the exciting current command at the primary frequency by the first predetermined linear function obtained based on the calculation result of the function having the constant of the induction motor as the coefficient value. A current component command calculating means for outputting a d-axis component command of the primary current and a torque current command of the induction motor as a q-axis component command of the primary current, and a current detector for detecting the primary current of the induction motor. And a current component calculation means for calculating the d-axis and q-axis components of the primary current by inputting the output of the current detector and the phase of the primary frequency, and the d-axis component command of the primary current and d axis And at least one of the q-axis current component command of the primary current and at least one of the q-axis components, and a slip frequency calculating means for calculating the slip frequency of the induction motor, and an output from the slip frequency calculating means. The sum of the slip frequency and the output of the rotation frequency detector is added to the above 1
An adder that forms a secondary frequency, an integrator that integrates the primary frequency and outputs a phase to the current component calculating means, and a d-axis component and a q-axis component of the primary current, which are the d-axis component command and the d-axis component command, respectively. a current component control circuit for controlling the primary current of the induction motor so as to follow the q-axis component command, and the value of the product of the d-axis component command and the q-axis component command which is the output of the current component command computing means. Is proportional to the torque command, and d
The amplitude ratio of the axial component command and the q-axis component command is equal to the first predetermined linear function obtained by approximating from a predetermined function value using the constant of the induction motor including the constant related to iron loss. An induction motor controller which outputs a primary current command as described below.
正前すべり周波数と回転周波数とを入力し、鉄損に関係
した定数を含む上記誘導電動機の定数を係数値とする所
定の関数演算結果から得られたすべり周波数と鉄損に関
係しない誘導電動機の定数を係数値とする所定の関数演
算結果から得られたすべり周波数の比から近似して得ら
れた第2の所定の一次関数により上記補正前すべり周波
数補間してすべり周波数出力するすべり周波数補正手段
を備えたことを特徴とする請求項1に記載の誘導電動機
制御装置。2. The pre-correction slip frequency and the rotation frequency output from the slip frequency calculating means are input and obtained from a predetermined function calculation result whose coefficient value is a constant of the induction motor including a constant related to iron loss. Before the correction by the second predetermined linear function obtained by approximating from the ratio of the slip frequency obtained from the operation result of the predetermined function whose coefficient value is the constant of the induction motor not related to the obtained slip frequency and iron loss 2. The induction motor control device according to claim 1, further comprising a slip frequency correction means for interpolating the slip frequency and outputting the slip frequency.
数となることを特徴とする請求項1に記載の誘導電動機
制御装置。3. The induction motor control device according to claim 1, wherein the first predetermined linear function is a function of a rotation frequency.
数となることを特徴とする請求項1に記載の誘導電動機
制御装置。4. The induction motor control device according to claim 1, wherein the first predetermined linear function is a function of a primary frequency.
数となることを特徴とする請求項2に記載の誘導電動機
制御装置。5. The induction motor control device according to claim 2, wherein the second predetermined linear function is a function of the rotation frequency.
数となることを特徴とする請求項2に記載の誘導電動機
制御装置。6. The induction motor control device according to claim 2, wherein the second predetermined linear function is a function of a primary frequency.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7218975A JPH0965700A (en) | 1995-08-28 | 1995-08-28 | Induction motor controller |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7218975A JPH0965700A (en) | 1995-08-28 | 1995-08-28 | Induction motor controller |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0965700A true JPH0965700A (en) | 1997-03-07 |
Family
ID=16728304
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7218975A Pending JPH0965700A (en) | 1995-08-28 | 1995-08-28 | Induction motor controller |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0965700A (en) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000019596A1 (en) * | 1998-09-29 | 2000-04-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Control device of induction motor |
JP2002228693A (en) * | 2001-02-01 | 2002-08-14 | Toshiba Corp | Method and apparatus for measuring frequency and medium with processing program for measuring frequency stored therein |
JP2010035386A (en) * | 2008-07-31 | 2010-02-12 | Toyota Motor Corp | System operation controller |
-
1995
- 1995-08-28 JP JP7218975A patent/JPH0965700A/en active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2000019596A1 (en) * | 1998-09-29 | 2000-04-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Control device of induction motor |
US6194864B1 (en) | 1998-09-29 | 2001-02-27 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Control device for induction motor |
JP2002228693A (en) * | 2001-02-01 | 2002-08-14 | Toshiba Corp | Method and apparatus for measuring frequency and medium with processing program for measuring frequency stored therein |
JP2010035386A (en) * | 2008-07-31 | 2010-02-12 | Toyota Motor Corp | System operation controller |
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