JPH0934571A - 静止型電力変換装置 - Google Patents
静止型電力変換装置Info
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- JPH0934571A JPH0934571A JP7208322A JP20832295A JPH0934571A JP H0934571 A JPH0934571 A JP H0934571A JP 7208322 A JP7208322 A JP 7208322A JP 20832295 A JP20832295 A JP 20832295A JP H0934571 A JPH0934571 A JP H0934571A
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/20—Active power filtering [APF]
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】系統に接続されるＰＷＭ変換器のキャリア周波
数成分を低減させるにあたり共振回路とアクテイブフィ
ルタを組み合わせることにより、装置のの容量を大幅に
低減でき、小型、軽量化を図ることができる。 【解決手段】アクテイブフィルタの変換器部の電源系統
側にリアクトルとコンデンサから成り、電源の周波数に
共振する並列共振回路を挿入し、ＰＷＭ変換器の電流中
のキャリア周波数成分をフィルタで検出して、その成分
を抑制することを特徴とする静止型電力変換装置
数成分を低減させるにあたり共振回路とアクテイブフィ
ルタを組み合わせることにより、装置のの容量を大幅に
低減でき、小型、軽量化を図ることができる。 【解決手段】アクテイブフィルタの変換器部の電源系統
側にリアクトルとコンデンサから成り、電源の周波数に
共振する並列共振回路を挿入し、ＰＷＭ変換器の電流中
のキャリア周波数成分をフィルタで検出して、その成分
を抑制することを特徴とする静止型電力変換装置
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電力を直流電力に
変換するＰＷＭ変換器Ｎ台より成る電力変換器のＰＷＭ
変換器用キャリア周波数のＮ倍の成分を抑制するアクテ
ィブフィルタを備えた静止型電力変換装置に関するもの
である。
変換するＰＷＭ変換器Ｎ台より成る電力変換器のＰＷＭ
変換器用キャリア周波数のＮ倍の成分を抑制するアクテ
ィブフィルタを備えた静止型電力変換装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】近年、電源系統に連系する変換器を高力
率で高調波の少ない正弦波状の波形にするＰＷＭ変換器
が使われるようになってきた。これらのＰＷＭ変換器で
は、電力変換時に５次、７次などの低次の高調波成分の
発生は低減されるが、ＰＷＭによるキャリア周波数成分
の高調波は系統側に流出し、系統電圧ひずみを悪化させ
るなどの影響がある。
率で高調波の少ない正弦波状の波形にするＰＷＭ変換器
が使われるようになってきた。これらのＰＷＭ変換器で
は、電力変換時に５次、７次などの低次の高調波成分の
発生は低減されるが、ＰＷＭによるキャリア周波数成分
の高調波は系統側に流出し、系統電圧ひずみを悪化させ
るなどの影響がある。
【０００３】交流電気車においては、一般にはＰＷＭ変
換器４台程度を備え、それぞれキャリア周波数成分の位
相を等間隔にシフトすることにより、その合成周波数を
台数倍にするなどの多重化を行っている。各ＰＷＭ変換
器のキャリア周波数は、ＧＴＯサイリスタなどＰＷＭ変
換器を構成するスイッチング素子の特性により、 500Hz
程度に選ばれている。キャリア周波数を 500Hzにして４
台を多重化すると、 500Hz成分などは消去できるが、２
kHz の周波数成分は残り、信号系に影響を及ぼすので２
kHz 成分もできるだけ抑制することが望まれる。
換器４台程度を備え、それぞれキャリア周波数成分の位
相を等間隔にシフトすることにより、その合成周波数を
台数倍にするなどの多重化を行っている。各ＰＷＭ変換
器のキャリア周波数は、ＧＴＯサイリスタなどＰＷＭ変
換器を構成するスイッチング素子の特性により、 500Hz
程度に選ばれている。キャリア周波数を 500Hzにして４
台を多重化すると、 500Hz成分などは消去できるが、２
kHz の周波数成分は残り、信号系に影響を及ぼすので２
kHz 成分もできるだけ抑制することが望まれる。
【０００４】また、無停電電源装置や系統に接続される
変換器にも電源系統側の電流は高力率・低高調波化が望
まれ、三相の変換器もＰＷＭ変換器が使われてきてい
る。しかし、これらの装置でも整流器特有の低次の高調
波成分は除去できるが、キャリア周波数成分が含まれて
いると電源系統の電圧ひずみが問題になる。
変換器にも電源系統側の電流は高力率・低高調波化が望
まれ、三相の変換器もＰＷＭ変換器が使われてきてい
る。しかし、これらの装置でも整流器特有の低次の高調
波成分は除去できるが、キャリア周波数成分が含まれて
いると電源系統の電圧ひずみが問題になる。
【０００５】図３は、従来の交流電気車においてアクテ
ィブフィルタを適用して高調波抑制を行う場合のシステ
ム構成を示す。１は交流電源より受電する架線、２はパ
ンタグラフ、３は所望の電圧に降圧する変圧器でその一
次巻線31により受電している。４はインバータ44に直流
電力を供給する電力変換器で、ここでは簡単のため２台
のＰＷＭ変換器41、42からなる二多重方式で示す。 Ｐ
ＷＭ変換器41、42は変圧器３の二次巻線32、33より受電
し、その直流側は並列に接続して、コンデンサ43で変換
した出力電圧を平滑化している。45は交流電気車を駆動
する電動機であり、インバータ44により可変周波数・可
変電圧の電力が供給される。
ィブフィルタを適用して高調波抑制を行う場合のシステ
ム構成を示す。１は交流電源より受電する架線、２はパ
ンタグラフ、３は所望の電圧に降圧する変圧器でその一
次巻線31により受電している。４はインバータ44に直流
電力を供給する電力変換器で、ここでは簡単のため２台
のＰＷＭ変換器41、42からなる二多重方式で示す。 Ｐ
ＷＭ変換器41、42は変圧器３の二次巻線32、33より受電
し、その直流側は並列に接続して、コンデンサ43で変換
した出力電圧を平滑化している。45は交流電気車を駆動
する電動機であり、インバータ44により可変周波数・可
変電圧の電力が供給される。
【０００６】アクティブフィルタは、主回路部５および
その制御回路部６で構成し、変圧器の三次巻線34より受
電すると同時に、制御回路部の制御信号によりコンバー
タ52でコンデンサ53を充放電させて補償すべき電流を作
り、三次巻線34に注入している。ここで、三次巻線34
は、電気車を駆動するためのＰＷＭ変換器41、42に供給
する電力以外の全ての電力を供給する巻線で、アクティ
ブフィルタはこの三次巻線から受電している。すなわ
ち、車両内の照明、冷暖房、制御、機器冷却ファンなど
の補助機器（図示せず）の電源とアクティブフィルタの
電源は一般に共通にして使用する。変圧器51は、コンバ
ータ52のスイッチング素子の耐圧に合わせた電圧に降圧
するものである。アクティブフィルタのコンバータ52
は、ＰＷＭ変換器のキャリア周波数より高周波のスイッ
チングを行うため高速スイッチング素子を用いて構成し
ており、前記三次巻線から受電する場合には、一般に変
圧器51にてスイッチング素子の耐圧に合わせた電圧に降
圧している。
その制御回路部６で構成し、変圧器の三次巻線34より受
電すると同時に、制御回路部の制御信号によりコンバー
タ52でコンデンサ53を充放電させて補償すべき電流を作
り、三次巻線34に注入している。ここで、三次巻線34
は、電気車を駆動するためのＰＷＭ変換器41、42に供給
する電力以外の全ての電力を供給する巻線で、アクティ
ブフィルタはこの三次巻線から受電している。すなわ
ち、車両内の照明、冷暖房、制御、機器冷却ファンなど
の補助機器（図示せず）の電源とアクティブフィルタの
電源は一般に共通にして使用する。変圧器51は、コンバ
ータ52のスイッチング素子の耐圧に合わせた電圧に降圧
するものである。アクティブフィルタのコンバータ52
は、ＰＷＭ変換器のキャリア周波数より高周波のスイッ
チングを行うため高速スイッチング素子を用いて構成し
ており、前記三次巻線から受電する場合には、一般に変
圧器51にてスイッチング素子の耐圧に合わせた電圧に降
圧している。
【０００７】制御回路部では、補償対象のＰＷＭ変換器
の電流検出器46、47にて交流側電流を検出し加算器61で
その和を演算する。図３の場合Ｎ＝２であるため、（３
６０°／Ｎ）＝１８０°の位相差で動作しており、従っ
て、加算器61の出力周波数はキャリア周波数の２倍にな
っており、この成分のみがフィルタ62を通過するのでキ
ャリア周波数の２倍の周波数成分を補償電流として指令
することになる。この指令値に対して電流検出器54にて
検出した実際の電流を比較器63にて比較してそれらが一
致するようゲート回路64にてコンバータ52の制御を行っ
ている。
の電流検出器46、47にて交流側電流を検出し加算器61で
その和を演算する。図３の場合Ｎ＝２であるため、（３
６０°／Ｎ）＝１８０°の位相差で動作しており、従っ
て、加算器61の出力周波数はキャリア周波数の２倍にな
っており、この成分のみがフィルタ62を通過するのでキ
ャリア周波数の２倍の周波数成分を補償電流として指令
することになる。この指令値に対して電流検出器54にて
検出した実際の電流を比較器63にて比較してそれらが一
致するようゲート回路64にてコンバータ52の制御を行っ
ている。
【０００８】
【発明が解決しようとしている課題】アクティブフィル
タでは、キャリア周波数のＮ倍の高周波の電流を発生す
る必要があり、そのスイッチング素子には高速スイッチ
ング特性を有するＩＧＢＴなどを使用するが、ＩＧＢＴ
は耐圧が低いため回路電圧を下げる変圧器を設ける必要
がある。特に、車上に搭載する場合、できるだけ小型・
軽量化をはかる要望があるが、変換器と同一容量を有す
る変圧器は、重量・寸法とも大きく問題となっている。
またアクティブフィルタでは、高調波電流を電流源で注
入すればよいが、その電流を 400Ｖなどの受電電圧で供
給しているので、装置に印加する電圧と注入する高調波
電流の積で与えられる装置容量も大きくなる。
タでは、キャリア周波数のＮ倍の高周波の電流を発生す
る必要があり、そのスイッチング素子には高速スイッチ
ング特性を有するＩＧＢＴなどを使用するが、ＩＧＢＴ
は耐圧が低いため回路電圧を下げる変圧器を設ける必要
がある。特に、車上に搭載する場合、できるだけ小型・
軽量化をはかる要望があるが、変換器と同一容量を有す
る変圧器は、重量・寸法とも大きく問題となっている。
またアクティブフィルタでは、高調波電流を電流源で注
入すればよいが、その電流を 400Ｖなどの受電電圧で供
給しているので、装置に印加する電圧と注入する高調波
電流の積で与えられる装置容量も大きくなる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、アクティブフ
ィルタの変換部に受電電圧を印加することなく、したが
って重量・寸法の大きな変圧器を挿入することなく、小
容量の装置容量にて補償できるアクティブフィルタの回
路構成を供給し得るものである。すなわち、キャリア周
波数に対して（３６０°／Ｎ）ずつ位相差を設けて制御
される交流・直流変換用のＰＷＭ変換器Ｎ台を含む電力
変換器と、ＰＷＭ変換器のキャリア周波数成分のＮ倍の
成分を打ち消すためのアクティブフィルタと、該アクテ
ィブフィルタの交流端子の一端と交流電源の間に接続さ
れ、交流電源の基本周波数に共振する共振回路と、前記
アクティブフィルタに並列接続されるリアクトルで構成
する。
ィルタの変換部に受電電圧を印加することなく、したが
って重量・寸法の大きな変圧器を挿入することなく、小
容量の装置容量にて補償できるアクティブフィルタの回
路構成を供給し得るものである。すなわち、キャリア周
波数に対して（３６０°／Ｎ）ずつ位相差を設けて制御
される交流・直流変換用のＰＷＭ変換器Ｎ台を含む電力
変換器と、ＰＷＭ変換器のキャリア周波数成分のＮ倍の
成分を打ち消すためのアクティブフィルタと、該アクテ
ィブフィルタの交流端子の一端と交流電源の間に接続さ
れ、交流電源の基本周波数に共振する共振回路と、前記
アクティブフィルタに並列接続されるリアクトルで構成
する。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面にもとずいて詳
細に説明する。図１は、本発明により交流電気車の高調
波抑制用としてアクティブフィルタを使用する場合のシ
ステム構成を示し、50はアクティブフィルタ主回路部、
55は共振回路で、リアクトル56、コンデンサ57で構成す
る。 リアクトル56、およびコンデンサ57の定数Lh,Ch
は、電源周波数に共振するよう選定する。58は補助リア
クトルである。主回路構成は、変圧器51を共振回路55と
補助リアクトル58に置き換えられた以外は図３のシステ
ム構成と全く同じである。
細に説明する。図１は、本発明により交流電気車の高調
波抑制用としてアクティブフィルタを使用する場合のシ
ステム構成を示し、50はアクティブフィルタ主回路部、
55は共振回路で、リアクトル56、コンデンサ57で構成す
る。 リアクトル56、およびコンデンサ57の定数Lh,Ch
は、電源周波数に共振するよう選定する。58は補助リア
クトルである。主回路構成は、変圧器51を共振回路55と
補助リアクトル58に置き換えられた以外は図３のシステ
ム構成と全く同じである。
【００１１】
【作用】式（１）は、電源電圧ＶS と共振回路出力端の
変換器に印加される電圧Ｖi の関係を示すものである。
ここにωは、電源周波数すなわち基本波の角周波数であ
る。n は高調波次数、Ｉhnはｎ次の高調波電流成分で第
２項は各次高調波成分によるコンデンサChの電圧降下の
和を示す。
変換器に印加される電圧Ｖi の関係を示すものである。
ここにωは、電源周波数すなわち基本波の角周波数であ
る。n は高調波次数、Ｉhnはｎ次の高調波電流成分で第
２項は各次高調波成分によるコンデンサChの電圧降下の
和を示す。
【００１２】
【数１】
【００１３】式（１）でChとLhを電源周波数に共振する
ように選定すれば第１項は零となり第２項のみで電源系
統側の基本波電圧は印加されない。なお、電源周波数の
変動などで共振がずれた場合には補助リアクトルのイン
ダクタンスLgのインピーダンス比で基本波電圧が変換器
側にも印加される。
ように選定すれば第１項は零となり第２項のみで電源系
統側の基本波電圧は印加されない。なお、電源周波数の
変動などで共振がずれた場合には補助リアクトルのイン
ダクタンスLgのインピーダンス比で基本波電圧が変換器
側にも印加される。
【００１４】
【発明の効果】この場合、共振回路の効果は高調波次数
の高いほど装置容量の低減効果が大きい。すなわち、キ
ャリア周波数成分など補償対象高調波の周波数が高いほ
ど変換器容量は小さくてすむ。すなわち、今図１の単相
の交流電気車のＰＷＭコンバータの高調波電流を 100kV
A 相当を補償する場合について試算してみる。
の高いほど装置容量の低減効果が大きい。すなわち、キ
ャリア周波数成分など補償対象高調波の周波数が高いほ
ど変換器容量は小さくてすむ。すなわち、今図１の単相
の交流電気車のＰＷＭコンバータの高調波電流を 100kV
A 相当を補償する場合について試算してみる。
【００１５】アクティブフィルタを三次巻線より 400Ｖ
で受電する場合、 100kVA 相当の高調波電流は 250Ａと
なる。５次成分の大きい一般の整流器の場合には５次成
分のみを補償する場合、変換器部容量を上記 100kVA 相
当の（１／４）すなわち変換器部電圧を受電電圧の（１
／４）の 100Ｖとすれば、式１の第２項にこれらの値を
代入すると基本波におけるコンデンサのリアクタンス X
chは式（２）の通りである。この時の静電容量Chは式
（３）の通りである。共振条件より共振リアクトルLhの
インダクタンスおよびインピーダンスXLh はそれぞれ式
（４）、式（５）の通りである。共振回路部の電流ＩLh
は式（６）の通りである。この定数で２kHz の40次につ
いて補償する場合には、共振回路出力端の変換器に印加
される電圧Ｖi は式（７）の通りである。
で受電する場合、 100kVA 相当の高調波電流は 250Ａと
なる。５次成分の大きい一般の整流器の場合には５次成
分のみを補償する場合、変換器部容量を上記 100kVA 相
当の（１／４）すなわち変換器部電圧を受電電圧の（１
／４）の 100Ｖとすれば、式１の第２項にこれらの値を
代入すると基本波におけるコンデンサのリアクタンス X
chは式（２）の通りである。この時の静電容量Chは式
（３）の通りである。共振条件より共振リアクトルLhの
インダクタンスおよびインピーダンスXLh はそれぞれ式
（４）、式（５）の通りである。共振回路部の電流ＩLh
は式（６）の通りである。この定数で２kHz の40次につ
いて補償する場合には、共振回路出力端の変換器に印加
される電圧Ｖi は式（７）の通りである。
【００１６】
【数２】
【００１７】すなわち、同じ電流で変換器部電圧が 100
Ｖから12.5Ｖになるので変換器容量もさらに（１／８）
となる。以上の試算例で分かるように、本共振回路を有
するアクティブフィルタの方式は、補償対象の高調波次
数が大きいほど変換器容量の低減効果が大きい。一般に
は系統に連系される変換器では正弦波状に制御される
が、５次、７次などの低次成分もかなり含まれている。
したがって、制御回路内では問題となるキャリア周波数
成分のみを検出して低次の成分は除去すると小型化でき
る。制御回路部６では、変流器46、47で検出したＰＷＭ
変換器の電流よりバンドパスフィルタまたはハイパスフ
ィルタ62にてキャリア周波数帯のみ検出して、この成分
のみを補償するよう電流指令を作成している。
Ｖから12.5Ｖになるので変換器容量もさらに（１／８）
となる。以上の試算例で分かるように、本共振回路を有
するアクティブフィルタの方式は、補償対象の高調波次
数が大きいほど変換器容量の低減効果が大きい。一般に
は系統に連系される変換器では正弦波状に制御される
が、５次、７次などの低次成分もかなり含まれている。
したがって、制御回路内では問題となるキャリア周波数
成分のみを検出して低次の成分は除去すると小型化でき
る。制御回路部６では、変流器46、47で検出したＰＷＭ
変換器の電流よりバンドパスフィルタまたはハイパスフ
ィルタ62にてキャリア周波数帯のみ検出して、この成分
のみを補償するよう電流指令を作成している。
【００１８】図２は、本発明を三相の電源系統に接続す
るＰＷＭ変換器に適用した場合の主回路部のみ示した実
施例である。図２において、１a は三相交流電源、３a
は三相変圧器、41a ，42a はＰＷＭ変換器、43a はコン
デンサ、46a ，47a は電流検出器、52a はコンバータ、
53aはコンデンサ、54a は電流検出器、55a は共振回
路、56a ,56b ,56c はリアクトル、57a ,57b ,57c はコ
ンデンサ、58a ,58b ,58c は補助リアクトルである。
るＰＷＭ変換器に適用した場合の主回路部のみ示した実
施例である。図２において、１a は三相交流電源、３a
は三相変圧器、41a ，42a はＰＷＭ変換器、43a はコン
デンサ、46a ，47a は電流検出器、52a はコンバータ、
53aはコンデンサ、54a は電流検出器、55a は共振回
路、56a ,56b ,56c はリアクトル、57a ,57b ,57c はコ
ンデンサ、58a ,58b ,58c は補助リアクトルである。
【００１９】本図の場合は、図１にくらべてコンバータ
が三相用になったことおよびリアクトル56a ,56b ,56c
、コンデンサ57a ,57b ,57c より構成される共振回路
部が星形結線になった点、および補助リアクトル58a ,5
8b ,58c が三相デルタ結線になった点が異なるのみであ
り、一相分で考えれば図１の単相の場合と同様に考える
ことができ、同様の効果がある。
が三相用になったことおよびリアクトル56a ,56b ,56c
、コンデンサ57a ,57b ,57c より構成される共振回路
部が星形結線になった点、および補助リアクトル58a ,5
8b ,58c が三相デルタ結線になった点が異なるのみであ
り、一相分で考えれば図１の単相の場合と同様に考える
ことができ、同様の効果がある。
【図１】図１は、本発明による共振回路を有するアクテ
ィブフィルタにて交流電気車駆動のＰＷＭ変換器より流
出するキャリア周波数成分の高調波を抑制するシステム
構成を示す。
ィブフィルタにて交流電気車駆動のＰＷＭ変換器より流
出するキャリア周波数成分の高調波を抑制するシステム
構成を示す。
【図２】図２は、本発明による共振回路を有するアクテ
ィブフィルタにて３相のＰＷＭ変換器より流出するキャ
リア周波数成分の高調波を抑制する他の実施例を示すシ
ステム構成を示す。
ィブフィルタにて３相のＰＷＭ変換器より流出するキャ
リア周波数成分の高調波を抑制する他の実施例を示すシ
ステム構成を示す。
【図３】図３は、従来の交流電気車におけるアクティブ
フィルタによる高調波抑制を行う場合のシステム構成を
示す。
フィルタによる高調波抑制を行う場合のシステム構成を
示す。
１ 架線 １a 三相交流電源 ２ パンタグラフ ３ 変圧器 ３a 三相変圧器 ４ 電力変換器 ５ アクティブフィルタ主回路部 ６ アクティブフィルタ制御回路部 31 変圧器一次巻線 32 変圧器二次巻線 33 変圧器二次巻線 34 変圧器三次巻線 41 ＰＷＭ変換器 41a ＰＷＭ変換器 42 ＰＷＭ変換器 42a ＰＷＭ変換器 43 コンデンサ 43a コンデンサ 44 インバータ 45 電動機 46 電流検出器 46a 電流検出器 47 電流検出器 47a 電流検出器 51 変圧器 52 コンバータ 52a コンバータ 53 コンデンサ 53a コンデンサ 54 電流検出器 54a 電流検出器 55 共振回路 55a 共振回路 56 リアクトル 56a リアクトル 56b リアクトル 56c リアクトル 57 コンデンサ 57a コンデンサ 57b コンデンサ 57c コンデンサ 58 補助リアクトル 58a 補助リアクトル 58b 補助リアクトル 58c 補助リアクトル 61 加算器 62 フィルタ 63 比較器 64 ゲート回路 70 ＰＷＭコンバータ装置 71 ＰＷＭ変換器 72 ＰＷＭ変換器
Claims (1)
- 【請求項１】 キャリア周波数に対して（３６０°／
Ｎ）ずつ位相差を設けて制御される交流・直流変換用の
ＰＷＭ変換器Ｎ台を含む電力変換器と、ＰＷＭ変換器の
キャリア周波数成分のＮ倍の成分を打ち消すためのアク
ティブフィルタと、該アクティブフィルタの交流端子の
一端と交流電源の間に接続され、交流電源の基本周波数
に共振する共振回路と、前記アクティブフィルタに並列
接続されるリアクトルとを具備して構成したことを特徴
とする静止型電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7208322A JPH0934571A (ja) | 1995-07-24 | 1995-07-24 | 静止型電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7208322A JPH0934571A (ja) | 1995-07-24 | 1995-07-24 | 静止型電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0934571A true JPH0934571A (ja) | 1997-02-07 |
Family
ID=16554350
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7208322A Pending JPH0934571A (ja) | 1995-07-24 | 1995-07-24 | 静止型電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0934571A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014119059A1 (ja) * | 2013-01-29 | 2014-08-07 | 株式会社 村田製作所 | 受電装置および送電装置 |
-
1995
- 1995-07-24 JP JP7208322A patent/JPH0934571A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014119059A1 (ja) * | 2013-01-29 | 2014-08-07 | 株式会社 村田製作所 | 受電装置および送電装置 |
| JPWO2014119059A1 (ja) * | 2013-01-29 | 2017-01-26 | 株式会社村田製作所 | 受電装置および送電装置 |
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