JPH09232911A - Ｉｉｒ型周期的時変フィルタとその設計方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 サブバンド符号化システム等に用いられる複
数のＩＩＲ型時不変フィルタの特性と同等な特性を実現
することができる１個のＩＩＲ型周期的時変フィルタの
フィルタ係数を求める。 【解決手段】 従来の複数のＩＩＲ型時不変フィルタの
インパルス応答を、有限の時間で表現されるインパルス
応答により近似し、その近似したインパルス応答を実現
するようなＩＩＲ型周期的時変フィルタ１、８のフィル
タ係数を算出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、信号を効率的に符
号化する技術に関し、特に、携帯電話や自動車電話等を
用いる移動通信方式において音声等の信号の帯域を分割
し、それぞれの帯域毎に信号を符号化する技術に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来から、音声等の信号を効率的に伝送
する方式として、主に、信号の情報量の冗長性を除去す
ることにより信号を圧縮する方法と、人間の聴覚の性質
を利用することにより信号を圧縮する方法とが採用され
ている。前者の方法としては、予測符号化、エントロピ
ー符号化、差分ＰＣＭ等がある。一方、後者の方法とし
ては、サブバンド符号化や変換符号化等がある。サブバ
ンド符号化は、音声等の信号の所要帯域を複数のサブバ
ンドに分割し、それぞれのサブバンドを、聴覚の特性を
利用して最適なビット数で量子化する方法である。より
具体的には、振幅が大きいサブバンドや聴覚が敏感に働
くサブバンドに対して多めのビット数を割り当てる一方
で、振幅が小さいサブバンドや聴覚があまり敏感に働か
ないサブバンドに対して少なめのビット数を割り当てる
ことにより、全体としてのビット数を低減する方法であ
る。このようにして、符号を圧縮することにより、伝送
路を効率良く利用している。このようなサブバンド符号
化を実現するのに必要な技術である、サブバンドへの分
割やサブバンドの合成にＩＩＲ（Infinite Impulse Res
ponse ）型時不変ディジタルフィルタを用いることが広
く知られており、また、送信側でサブバンドに分割され
た信号を、受信側で再び元の信号へ完全に合成し再現す
る方法として、ＱＭＦ（Quadrature Mirror Filter）が
広く知られている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図１３は、従来のサブ
バンド符号化システムのブロック図である。このサブバ
ンド復号化システムは、音声等の信号の帯域を３つのサ
ブバンドに分割し、そのサブバンド毎に信号を符号化す
る符号化装置と、その符号化された信号が伝送される伝
送路と、伝送された信号のサブバンドを元の信号のバン
ドへ合成する復号化装置とから構成される。図１３
（ａ）に示すように、符号化装置は、時不変フィルタ１
００ａ〜ｃ、間引回路２００ａ〜ｃ、符号化回路３００
ａ〜ｃ、多重化器４００から構成される。復号化装置
は、多重分離器５００、復号化回路６００ａ〜ｃ、補間
回路７００ａ〜ｃ、時不変フィルタ８００ａ〜ｃ、加算
器９００から構成される。伝送路は、主に、無線伝送路
から構成されている。

【０００４】音声等の信号（０．３〜３．４ｋＨｚ）
は、図示しないＡ／Ｄ回路において、サンプリング定理
の下、８０００回／秒の条件でＡ／Ｄ変換された後に、
ディジタル信号として符号化装置へ入力される。符号化
装置の時不変フィルタ１００ａ〜ｃに入力されたディジ
タル信号は、それぞれ特定の周波数成分へ分割される。
例えば、時不変フィルタ１００ａが、０〜１．２ｋＨｚ
の信号をろ波し、時不変フィルタ１００ｂが、１．２〜
２．４ＫＨｚの信号をろ波し、時不変フィルタ１００ｃ
が、２．４〜３．６ＫＨｚの信号をろ波する。そして、
間引回路１２ａ〜ｃは、時不変フィルタ１００ａ〜ｃに
よってろ波されたそれぞれの信号から、３スロット置き
に信号を抽出する。従って、抽出された信号は、各サブ
バンド１．２ｋＨｚ帯域内の信号を（８０００／３）回
／秒でサンプリングした信号と同じである。符号化回路
３００ａ〜ｃは、間引き後の信号をＡＤＰＣＭ（Adapti
ve Differential Pulse Code Modulation ）により符号
化する。ＡＤＰＣＭのビット数は、各サブバンド毎に異
なり、例えば、０〜１．２ｋＨｚのサブバンドでは２〜
３ビットで符号化し、１．２〜２．４ＫＨｚのサブバン
ドでは４〜５ビットで符号化し、２．４〜３．６ｋＨｚ
のサブバンドでは１〜３ビットで符号化する。最後に、
多重化器４００は、符号化された信号を時分割多重す
る。時分割多重された信号は、図示しないＰＳＫ変調装
置（Phase Shift Keying）やＱＡＭ変調回路（Quadratu
re Amplitude Modulation ）により変調された後、伝送
路を通して復号化装置へ送出される。

【０００５】復号化装置では、多重分離器５００が、受
信した信号を時分割することにより、３つの信号へ分離
する。復号化回路６００ａ〜ｃは、その各分離された信
号をＡＤＰＣＭにより復号する。補間回路７００ａ〜ｃ
は、復号化された信号上の各スロットに２つの疑似信号
を挿入することにより、見かけ上８０００回／秒でサン
プリングされた信号であるかのように、その復号化され
た信号を変換する。時不変フィルタ８００ａ〜ｃは、時
不変フィルタ１００ａ〜ｃがそれぞれ処理する周波数成
分、即ち、０〜１．２ｋＨｚ、１．２〜２．４ｋＨｚ、
２．４〜３．６ｋＨｚという３つのサブバンドの成分の
みをそれぞれの信号から抽出し、最後にそれら抽出され
た信号を加算器９００が合成する。このようにして、符
号化装置に入力された音声等の信号が、復号化装置で復
元されることになる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のサブ
バンド符号化システムで用いられるＮ次のＩＩＲ時不変
フィルタ１００ａ〜ｃ、８００ａ〜ｃは、図１３（ｂ）
（ｃ）で示されるような構成となっており、各時変フィ
ルタの伝達関数ＨI(z)、ＦI(z)は、図１４の式（１０
０）（１０１）で示すように、フィルタ係数ａ(k) 、ｂ
(k) 、並びに、ｚ演算子を用いて表すことができる。こ
れらの式は、各フィルタの出力信号が、過去の入力信号
と過去の出力信号との積和演算で求められることを意味
する。従って、例えば、時不変フィルタ１００ａに対す
る入力信号をｘ(k) 、そのときの出力信号をｘ0(k)とす
ると、出力信号ｘ0(k)は、ｘ(k) の関数として式（１０
２）で表わすことができる。以上のことから、一般に、
Ｎ次の時不変フィルタの一つの出力信号を求めるために
は、２Ｎ＋１回の乗算と２Ｎ回の加算が必要となる。さ
らに、分割する帯域の個数、即ちサブバンドの個数をＰ
個とすると、全体としては、Ｐ×（２Ｎ＋１）回の乗算
とＰ×２Ｎ回の加算が必要となる。サブバンドの個数Ｐ
が小さい場合には、これら全体の演算量は比較的少ない
ので、処理に多くの時間を費やすことはない。しかし、
サブバンドの個数Ｐが大きい場合には、それら全体の演
算量は極めて多くなる。その結果、ＤＳＰ（Didital Si
gnal Processor）や記憶回路の規模を大型化させてしま
ったり、処理に多大な時間を要してしまったり、消費電
力を増加させてしまったり等の問題を生ずる。このよう
な問題は、小規模回路、リアルタイム処理、低消費電力
等を満足しなければならない携帯電話等においては、特
に大きな問題となっていた。また、帯域分割の処理、並
びに、帯域合成の処理には、間引き処理や零詰め処理
（補間処理）が不可欠である。しかし、これらの処理を
実行する回路の構成・作用は、複雑であるため、全体と
しての処理も複雑になってしまうという問題もあった。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、以上の問題点
を解決するために、次の構成を採用する。 〈構成〉本発明に係る第一のＩＩＲ型周期的時変フィル
タの設計方法は、ディジタル入力信号を予め設定したＰ
個（Ｐは任意の整数）の周波数帯域に分割して、該当す
る周波数成分のみを通過させるＰ個の時不変フィルタか
らなるＩＩＲ型（Infinite Impulse Response ）時変フ
ィルタを想定し、時不変フィルタのフィルタ係数から、
各時不変フィルタのインパルス応答を求め、各インパル
ス応答について、概ね零に収束しているとみなせる任意
の時刻Ｔ以後の部分を削除することにより、有限の時間
で表わされる近似したインパルス応答を求め、近似した
インパルス応答を実現するためのＩＩＲ型時変フィルタ
のＰ組のフィルタ係数を求めることを特徴とする。ま
た、本発明に係る第二のＩＩＲ型周期的時変フィルタの
設計方法は、予め設定したＰ個（Ｐは任意の整数）の周
波数帯域に分割されたディジタル入力信号のうち、該当
する周波数成分のみを通過させるＰ個の時不変フィルタ
からなるＩＩＲ型時変フィルタを想定し、時不変フィル
タのフィルタ係数から、各時不変フィルタのインパルス
応答を求め、各インパルス応答について、概ね零に収束
しているとみなせる任意の時刻Ｔ以後の部分を削除する
ことにより、有限の時間で表わされる近似したインパル
ス応答を求め、近似したインパルス応答を実現するため
のＩＩＲ型フィルタのＰ組のフィルタ係数を求めること
を特徴とする。

【０００８】〈作用、効果〉本発明に係る第一のＩＩＲ
型周期的時変フィルタの設計方法では、従来Ｐ個の時不
変フィルタから構成されていたＩＩＲ型周期的時変フィ
ルタの特性と同等な特性を有する１個の時変フィルタか
らなるＩＩＲ型周期的時変フィルタについて、Ｐ組のフ
ィルタ係数を求めることができる。また、本発明に係る
第二のＩＩＲ型周期的時変フィルタでは、従来のＰ個の
ＩＩＲ型時変フィルタにおいて必要であった、Ｐ×（２
Ｎ＋１）回の乗算とＰ×２Ｎ回の加算という演算量を、
２Ｎ＋１回の乗算と２Ｎ回の加算という演算量へ低減す
ることができる。従って、記憶回路の領域を少なくする
ことができ、処理時間を短くすることができ、消費電力
を少なくすることができる。さらに、本発明に係る第三
のサブバンド符号化装置では、従来において必要であっ
た間引回路を必要としないので、回路の構成を簡略にす
ることができる。

【０００９】本発明に係る第四のＩＩＲ型周期的時変フ
ィルタの設計方法でも、従来Ｐ個の時不変フィルタから
構成されていたＩＩＲ型周期的時変フィルタの特性と同
等な特性を有する１個の時変フィルタからなるＩＩＲ型
周期的時変フィルタについて、Ｐ組のフィルタ係数を求
めることができる。また、本発明に係る第五のＩＩＲ型
周期的時変フィルタでも、従来のＰ個のＩＩＲ型時変フ
ィルタにおいて必要であった、Ｐ×（２Ｎ＋１）回の乗
算とＰ×２Ｎ回の加算という演算量を、２Ｎ＋１回の乗
算と２Ｎ回の加算という演算量へ低減することができ
る。従って、記憶回路の領域を少なくすることができ、
処理時間を短くすることができ、消費電力を少なくする
ことができる。さらに、本発明に係る第六のサブバンド
復号化装置では、従来において必要であった零詰め回路
（補間回路）を必要としないので、回路の構成を簡略に
することができる。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明のサブバンド符号化
システムを、実施の形態に沿って説明する。 〈従来の符号化システムと等価なモデル〉図２は、従来
のサブバンド符号化システムの構成と等価なサブバンド
符号化システムのブロック図である。このサブバンド符
号化システムは、符号化装置ｔｘと復号化装置ｒｘとか
ら構成されている。符号化装置ｔｘは、時変フィルタユ
ニット１０、多重分離器２０、符号化回路３０ａ〜ｃ、
多重化器４０から構成されている。さらに、時変フィル
タユニット１０は、３つの時不変フィルタ１０ａ〜ｃ、
スイッチ１０ｓから構成される。一方、復号化装置ｒｘ
は、多重分離器５０、復号化回路６０ａ〜ｃ、多重化器
７０、時変フィルタユニット８０から構成されている。
さらに、時変フィルタユニット８０は、スイッチ８０
ｓ、３つの時不変フィルタ８０ａ〜ｃ、加算器８０ｋか
ら構成される。

【００１１】〈符号化装置ｔｘの動作の概要〉音声等の
信号（０．３〜３．４ｋＨｚ）は、図示しないＡ／Ｄ変
換回路において、８０００回／秒の条件の下でＡ／Ｄ変
換された後に、ディジタル信号ｘ(k)として符号化装置
ｔｘへ入力される。符号化装置ｔｘでは、最初に、ディ
ジタルフィルタである時変フィルタユニット１０におい
て、各時不変フィルタ１０ａ〜ｃが、そのディジタル信
号のうち所定の周波数成分のみを通過させることによ
り、３つのサブバンドへ分割して出力し、スイッチ１０
ｓが、それらの出力を１つずつ順番に切り替えることに
より、各サブバンドの信号を間引く。さらに、符号化回
路３０ａ〜ｃが、それぞれのサブバンドにおいて、それ
ぞれの信号をＡＤＰＣＭにより符号化する。最後に、多
重化器４０が、復号化された信号を時分割多重する。

【００１２】〈復号化装置ｒｘの動作の概要〉一方、復
号化装置ｒｘでは、多重分離器５０が、伝送路を介して
受信した信号を、上述した３つのサブバンドへ時分割分
離する。そして、復号化回路６０ａ〜ｃが、その分離さ
れた各信号を復号化する。さらに、多重化器７０が、そ
の復号化された信号を時分割多重する。最後に、ディジ
タルフィルタである時変フィルタユニット８０におい
て、スイッチ８０ｓが、その時分割多重された信号を１
つずつ順番に時不変フィルタ８０ａ〜ｃへ入力し、時不
変フィルタ８０ａ〜ｃが、その入力された信号のうちの
所定の周波数成分のみを通過させ、加算器８０ｋが、そ
れらの通過された信号を合成することにより、信号ｘ
‘(k) として出力する。

【００１３】〈時不変フィルタ１０ａ〜ｃの動作〉信号
ｘ(k) が入力されると、時不変フィルタ１０ａ〜ｃは、
それぞれ、図４（ａ）（ｂ）（ｃ）で示すような信号ｙ
０(k) 、ｙ１(k) 、ｙ２(k) を出力する。それらの出力
信号は、スイッチ１０ｓにより順番に切り替えられるの
で、点Ｅ（時変フィルタユニット１０の出力点）には、
図４（ｄ）に示すような信号ｙ(k)が表れることにな
る。従って、時変フィルタユニット１０の出力ｙ(k)
は、図５に示すように、図１４の式（１００）から導出
される式（１）と、出力信号ｙ０(k) 、ｙ１(k) 、ｙ２
(k) の切換えを意味する式（２）とを用いて表すことが
できる。これにより、時変フィルタユニット１０のイン
パルス応答ｇ（ｋ、ｎ）を求めることができる。ここ
で、インパルス応答ｇ（ｋ、ｎ）は、時刻ｎにおけるイ
ンパルス入力に対する、時刻ｋでの応答を表すと定義す
る。従って、例えば、ｇ（５、２）とは、図６に示すよ
うに、時刻２でのインパルス入力に対する出力のうち、
時刻５におけるものを指すことになる。

【００１４】〈符号化装置ＴＸの構成〉図１は、図２の
符号化装置ｔｘの機能と同等な機能を有する、本発明の
ＩＩＲ型時変フィルタを有する符号化装置のブロック図
である。この符号化装置ＴＸは、時変フィルタユニット
１、多重分離器２、符号化回路３ａ〜ｃ、多重化器４か
ら構成されている。時変フィルタユニット１は、従来の
時不変フィルタ１００ａ〜ｃと同様な構成を有する、１
つの時不変フィルタのみで構成される。そして、この時
変フィルタユニット１は、従来の時不変フィルタ１００
ａ〜ｃのフィルタ係数とは異なるフィルタ係数ａ(k) 、
ｂ(k) を有している。

【００１５】〈時変フィルタユニット１の動作〉時変フ
ィルタユニット１の一般式は、図５の式（３）に示すよ
うな差分方程式で表すことができる。ここで、フィルタ
係数ａ(k) 、ｂ(k) は、図５の式（４）に示すように、
Ｐ回を周期として変化する。従って、この時変フィルタ
ユニット１の特性は、Ｐ個のインパルス応答で表すこと
ができる。よって、時変フィルタユニット１０の特性と
同等な特性を有する時変フィルタユニット１を得るため
には、時変フィルタユニット１０のインパルス応答ｇ
(k、0) 、ｇ(k、1) 、ｇ(k、2)を実現するように、式
（３）のフィルタ係数ａ(k) 、ｂ(k) を決定する必要が
あることになる。

【００１６】〈時変フィルタユニット１の設計手順〉次
に、時変フィルタユニット１の設計手順について説明す
る。図７は、時変フィルタユニット１の設計手順を示す
フローチャートである。以下、このフローチャートに沿
って時変フィルタユニット１の設計手順を説明する。 ステップＳ１： インパルス信号をそれぞれ時刻ｔ＝
０，１，２のとき時変フィルタユニット１０へ入力する
ことにより、図８に示すように、各時不変フィルタ１０
ａ〜ｃのインパルス応答を用いて、時変フィルタユニッ
ト１０のインパルス応答ｇ(k、0) 、ｇ(k、1) 、ｇ(k、2)
を求める。

【００１７】ステップＳ２： 図８（ａ）（ｂ）（ｃ）
に示すように、時変フィルタユニット１０のインパルス
応答を、図９の式（５）で示すような他のインパルス応
答ｇＬ(k、0) 、ｇＬ(k、1) 、ｇＬ(k、2) を使って近似す
る。これにより、無限長である時変フィルタユニット１
０のインパルス応答が、有限長のインパルス応答によっ
て近似されることになる。具体的には、時不変フィルタ
１０ａ〜ｃが安定であれば、それらのインパルス応答は
零に収束とするとみなせるので、インパルス応答ｇ(k、
0) 、ｇ(k、1) 、ｇ(k、2) のうち、時刻Ｌまでの時間の
部分を抽出し、他の時間の部分を削除することにより、
インパルス応答ｇＬ(k、0) 、ｇＬ(k、1) 、ｇＬ(k、2) を
生成する。

【００１８】ステップＳ３： 各インパルス応答毎に、
それらのインパルス応答を再現するであろう入力と出力
とを図５の式（３）へ代入する。例えば、上述したよう
に、インパルス応答ｇＬ(k、0) は、時刻０にインパルス
を入力した場合における、時刻ｋでの応答を示すので、
図９の式（６）に示すような入力信号ｘ(k) と出力信号
ｙ(k) とを式（３）へ代入する。これにより、図９の式
（７）に示すｇＬ(k、0) が得られることになり、さら
に、この式（７）を変形することにより、図９の式
（８）に示すｇＬ(k、0) が得られることになる。同様に
して、インパルス応答ｇＬ(k、1) 、ｇＬ(k、2) について
も、図５の式（３）にそれぞれ入力信号ｘ(k) 、出力信
号ｙ(k) を代入する。これにより、図９の式（８）に示
すｇＬ(k、1) 、ｇＬ(k、2) が得られることになる。

【００１９】ステップＳ４： 図９の式（８）を時刻ｋ
をパラメータとして変形する。例えば、インパルス応答
ｇＬ(k、0) は、図１０の式（９）（１０）に示すよう
に、時刻０、並びに、時刻Ｌを境にして、２つの式で表
すことができる。同様にして、インパルスｇＬ(k、1) 、
ｇＬ(k、2) についても、式（９）（１０）に示すよう
に、それぞれ２つの式で表すことができる。この結果、
インパルス応答ｇＬ(k、0)、ｇＬ(k、1) 、ｇＬ(k、2)
は、フィルタ係数ｂ(k) のみが関係する式（９）と、フ
ィルタ係数ａ(k) 、ｂ(k) の両方が関係する式（１０）
とに分けることができる。

【００２０】ステップＳ５： 式（９）を用いて、フィ
ルタ係数ｂ(k) の解を求める。より具体的には、例え
ば、フィルタ係数ｂ(0) については、式（１１）に示す
ように、式（９）から行列Ｇ(0) とフィルタ係数ｂ(k)
とについての式を求め、この式を最小二乗法等で解くこ
とになる。最小二乗法で解く場合には、行列Ｇ(0) の１
列目をＧ１(0) 、残りの列をＧｒ(0) とすると、図１０
の式（１１）は、図１１の式（１２）のように変形でき
る。Ｇｒ(0) を特異値分解すると、図１１の式（１３）
のようになり、さらに、式（１３）からは、図１１の式
（１４）に示すように、ｂ(0) の解が求められる。同様
にして、ｂ(1) 、ｂ(2) の解が、図１１の式（１５）に
示すように求められる。 ステップＳ６： 図１０の式（１０）と、求められたフ
ィルタ係数ｂ(k) とを用いて、図１１の式（１６）に示
すように、フィルタ係数ａ(k) の解を求める。このよう
にして、時変フィルタユニット１のフィルタ係数ａ(k)
、ｂ(k) が求められることになる。

【００２１】〈時変フィルタユニット８０の動作〉次
に、図２に示す復号化装置ｒｘ内の時変フィルタユニッ
ト８０について説明する。信号ｙ‘(k) が時変フィルタ
ユニット８０へ入力されると、スイッチ８０ｓが、その
入力された信号ｙ’(k) を順番に切り替える。その結
果、時不変フィルタ８０ａ〜ｃには、それぞれ、信号ｙ
‘(k) のうち、ある時刻におけるものだけが入力される
ことになる。より具体的には、例えば、時不変フィルタ
８０ａについては、時刻１には信号ｙ０’(1) が入力さ
れ、時刻２には何も入力されず、時刻３にも何も入力さ
れず、再び時刻４において、入力信号ｙ０‘(4) を入力
されることになる。何も信号が入力されないということ
は、０レベルの信号が入力されることと等価であるか
ら、時不変フィルタ８０ａに入力される信号ｙ０’(k)
は、図１２の式（２０）で表すことができる。同様にし
て、時不変フィルタ８０ｂに入力される信号ｙ１‘(k)
、時不変フィルタ８０ｃに入力される信号ｙ２’(k)
も、式（２０）で表すことができる。

【００２２】そして、加算器８０ｋが、それらの出力信
号ｙ０‘’(k) 、ｙ１‘’(k) 、ｙ２‘’(k) を加算す
る。従って、時変フィルタユニット８０の出力信号ｘ
‘(k)は、図１２の式（２１）で表すことができる。よ
って、時変フィルタユニット８０の出力信号ｘ’(k)
は、入力信号ｙ‘(k) が与えられると、式（２０）と式
（２１）とを用いて表すことができる。その結果、時変
フィルタユニット８０のインパルス応答ｇ(k、n) を求め
ることができる。なお、時変フィルタユニット１０の場
合と同様に、インパルス応答ｇ(k、n) は、時刻ｎにおけ
るインパルス入力に対する、時刻ｋでの応答を表すと定
義する。

【００２３】〈復号化装置ＲＸの説明〉図３は、図２の
復号化装置ｒｘの機能と同等な機能を有する、本発明の
時変フィルタを有する符号化装置のブロック図である。
この復号化装置ＲＸは、多重分離器５、復号化回路６ａ
〜ｃ、多重化器７、時変フィルタユニット８から構成さ
れている。そして、時変フィルタユニット８は、従来の
時不変フィルタ８００ａ〜ｃと同様な構成を有する、１
つの時不変フィルタのみで構成される。一方、この時変
フィルタユニット８は、従来の時不変フィルタ８００ａ
〜ｃのフィルタ係数とは異なるフィルタ係数ｃ(k) 、ｄ
(k) を有している。

【００２４】一般に、Ｍ次のＩＩＲ周期的時変フィルタ
（周期Ｐ）は、図１２の式（２２）に示すような差分方
程式で表すことができる。ここで、フィルタ係数ｃ(k)
、ｄ(k) は、図１２の式（２３）に示すようにＰ回を
周期として変化する。よって、一般に、そのような周期
的時変フィルタの特性は、Ｐ個のインパルス応答を用い
て表すことができる。よって、時変フィルタユニット８
０の特性と同等な特性を有する時変フィルタユニット８
を得るためには、時変フィルタユニット８０のインパル
ス応答ｇ(k、0) 、ｇ(k、1) 、ｇ(k、2) を実現するよう
に、図１２の式（２２）のフィルタ係数ｃ(k) 、ｄ(k)
を決定する必要があることになる。これらのフィルタ係
数ｃ(k) 、ｄ(k) は、時変フィルタユニット１のフィル
タ係数ａ(k)、ｂ(k) を求める場合の設計手順（図７）
と同様にして求めることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のフィルタを有する符号化装置のブロッ
ク図である。

【図２】従来と等価なサブバンド符号化システムのブロ
ック図である。

【図３】従来のサブバンド符号化システムのブロック図
である。

【図４】フィルタの出力信号を表す図である。

【図５】符号化装置内のフィルタの説明図（その１）で
ある。

【図６】インパルス応答ｇ(k、n) の定義を示す図であ
る。

【図７】フィルタの設計手順を示すフローチャートであ
る。

【図８】フィルタのインパルス応答を示す図である。

【図９】符号化装置内のフィルタの説明図（その２）で
ある。

【図１０】符号化装置内のフィルタの説明図（その３）
である。

【図１１】符号化装置内のフィルタの説明図（その４）
である。

【図１２】復号化装置内のフィルタの説明図である。

【図１３】従来のサブバンド符号化システムのブロック
図である。

【図１４】従来のＩＩＲ型時不変フィルタの説明図であ
る。

【符号の説明】

１ 時変フィルタユニット（符号化装置内） ８ 時変フィルタユニット（復号化装置内）

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル入力信号を予め設定したＰ個
   （Ｐは任意の整数）の周波数帯域に分割して、該当する
   周波数成分のみを通過させるＰ個の時不変フィルタから
   なるＩＩＲ型（Infinite Impulse Response ）時変フィ
   ルタを想定し、 前記時不変フィルタのフィルタ係数から、各時不変フィ
   ルタのインパルス応答を求め、 各インパルス応答について、概ね零に収束しているとみ
   なせる任意の時刻Ｔ以後の部分を削除することにより、
   有限の時間で表わされる近似したインパルス応答を求
   め、 前記近似したインパルス応答を実現するためのＩＩＲ型
   フィルタのＰ組のフィルタ係数を求めることを特徴とす
   るＩＩＲ型周期的時変フィルタの設計方法。
2. 【請求項２】 請求項１記載の設計方法により求められ
   たＰ組のフィルタ係数を１組ずつ順番に周期的に用いる
   ことにより、各時刻毎に該当する周波数成分のみを通過
   させるＩＩＲ型時変フィルタを有することを特徴とする
   ＩＩＲ型周期的時変フィルタ。
3. 【請求項３】 請求項２記載のＩＩＲ型周期的時変フィ
   ルタを有することを特徴とするサブバンド符号化装置。
4. 【請求項４】 予め設定したＰ個（Ｐは任意の整数）の
   周波数帯域に分割されたディジタル入力信号のうち、該
   当する周波数成分のみを通過させるＰ個の時不変フィル
   タからなるＩＩＲ型時変フィルタを想定し、 前記時不変フィルタのフィルタ係数から、各時不変フィ
   ルタのインパルス応答を求め、 各インパルス応答について、概ね零に収束しているとみ
   なせる任意の時刻Ｔ以後の部分を削除することにより、
   有限の時間で表わされる近似したインパルス応答を求
   め、 前記近似したインパルス応答を実現するためのＩＩＲ型
   フィルタのＰ組のフィルタ係数を求めることを特徴とす
   るＩＩＲ型周期的時変フィルタの設計方法。
5. 【請求項５】 請求項４記載の設計方法により求めれら
   たＰ組のフィルタ係数を１組ずつ順番に周期的に用いる
   ことにより、各時刻毎に該当する周波数成分のみを通過
   させるＩＩＲ型時変フィルタを有することを特徴とする
   ＩＩＲ型周期的時変フィルタ。
6. 【請求項６】 請求項５記載のＩＩＲ型周期的時変フィ
   ルタを有することを特徴とするサブバンド復号化装置。