JPH09215326A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH09215326A JPH09215326A JP1594896A JP1594896A JPH09215326A JP H09215326 A JPH09215326 A JP H09215326A JP 1594896 A JP1594896 A JP 1594896A JP 1594896 A JP1594896 A JP 1594896A JP H09215326 A JPH09215326 A JP H09215326A
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- Japan
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- choke coil
- terminal
- diode
- output terminal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 突入電流を抑え、高力率のスイッチング電源
装置を提供すること。 【解決手段】 交流電源ＶＡＣがオンし、スイッチング
素子Ｑ１１がオンの期間に、ダイオードブリッジ回路Ｄ
１１の整流出力による電流ｉ2 が流れる。このとき、Ｄ
１１の正極出力端子からの電流ｉ1 が流れる。この電流
ｉ1 によりコンデンサＣ１１にエネルギーが蓄積される
と共にチョークコイルＬ１１にエネルギーが一時的に蓄
積（保持）される。Ｑ１１がオフの期間には、Ｌ１１に
一時的に蓄積されたエネルギーが逆起電力を発生し、こ
れが電流ｉ3 として流れてダイオードＤ１を通してＣ１
１を充電する。すなわち、Ｌ１１に一時的に蓄積したエ
ネルギーをＣ１１に回生し、スイッチングを繰返すこと
によってエネルギーを蓄積（充電）する。この蓄積エネ
ルギーによって全波整流出力を平滑することができ、従
来の突入防止回路、アクティブフィルタ回路を用いずに
課題を解決できる。
装置を提供すること。 【解決手段】 交流電源ＶＡＣがオンし、スイッチング
素子Ｑ１１がオンの期間に、ダイオードブリッジ回路Ｄ
１１の整流出力による電流ｉ2 が流れる。このとき、Ｄ
１１の正極出力端子からの電流ｉ1 が流れる。この電流
ｉ1 によりコンデンサＣ１１にエネルギーが蓄積される
と共にチョークコイルＬ１１にエネルギーが一時的に蓄
積（保持）される。Ｑ１１がオフの期間には、Ｌ１１に
一時的に蓄積されたエネルギーが逆起電力を発生し、こ
れが電流ｉ3 として流れてダイオードＤ１を通してＣ１
１を充電する。すなわち、Ｌ１１に一時的に蓄積したエ
ネルギーをＣ１１に回生し、スイッチングを繰返すこと
によってエネルギーを蓄積（充電）する。この蓄積エネ
ルギーによって全波整流出力を平滑することができ、従
来の突入防止回路、アクティブフィルタ回路を用いずに
課題を解決できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高力率を有するスイ
ッチング電源装置に関する。
ッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のスイッチング電源装置は
図６に示すように構成されていた。図６に示すように、
交流電源ＶＡＣ（例：１００Ｖ、５０Ｈｚ）からの出力
をダイオードブリッジ回路Ｄ６０で全波整流し、コンデ
ンサＣ６０で平滑することによって、このコンデンサＣ
６０の両端間に直流電圧Ｖｃを得る。この直流電圧Ｖｃ
を、トランジスタＱ６０が高速（例えば２０ｋＨｚ以
上）でスイッチングして、インバータトランスＴ６０の
１次巻線に印加する。その結果、インバータトランスＴ
６０の２次巻線に誘起される交流電圧を、ダイオードＤ
６１、コンデンサＣ６１からなる整流平滑回路で整流平
滑して負荷に供給するための出力電圧Ｖoutを得る。６
２は制御回路であって、出力電圧Ｖout 情報に基づいて
トランジスタＱ６０のベースに与える信号のデューティ
比等を変えることによって当該出力電圧Ｖout を制御す
る。そして、始動時においては、コンデンサＣ６０に過
大な突入電流が流れるのを防止するため、ダイオードブ
リッジ回路Ｄ６０とコンデンサＣ６０との間に設けられ
た充電抵抗Ｒ６０の両端間のスイッチＳ６０は開いてお
り、このため、充電抵抗Ｒ６０によってコンデンサＣ６
０は所定の電圧まで過大な突入電流が抑えられながら充
電され、所定の電圧に達した後にスイッチＳ６０が閉じ
られる。
図６に示すように構成されていた。図６に示すように、
交流電源ＶＡＣ（例：１００Ｖ、５０Ｈｚ）からの出力
をダイオードブリッジ回路Ｄ６０で全波整流し、コンデ
ンサＣ６０で平滑することによって、このコンデンサＣ
６０の両端間に直流電圧Ｖｃを得る。この直流電圧Ｖｃ
を、トランジスタＱ６０が高速（例えば２０ｋＨｚ以
上）でスイッチングして、インバータトランスＴ６０の
１次巻線に印加する。その結果、インバータトランスＴ
６０の２次巻線に誘起される交流電圧を、ダイオードＤ
６１、コンデンサＣ６１からなる整流平滑回路で整流平
滑して負荷に供給するための出力電圧Ｖoutを得る。６
２は制御回路であって、出力電圧Ｖout 情報に基づいて
トランジスタＱ６０のベースに与える信号のデューティ
比等を変えることによって当該出力電圧Ｖout を制御す
る。そして、始動時においては、コンデンサＣ６０に過
大な突入電流が流れるのを防止するため、ダイオードブ
リッジ回路Ｄ６０とコンデンサＣ６０との間に設けられ
た充電抵抗Ｒ６０の両端間のスイッチＳ６０は開いてお
り、このため、充電抵抗Ｒ６０によってコンデンサＣ６
０は所定の電圧まで過大な突入電流が抑えられながら充
電され、所定の電圧に達した後にスイッチＳ６０が閉じ
られる。
【０００３】しかしながら、以上のような従来例では、
始動時におけるコンデンサＣ６０への過大な突入電流を
防止するためにスイッチＳ６０と充電抵抗Ｒ６０を設け
なければならず、このスイッチＳ６０は、その故障が装
置全体の故障原因のうちの多くを占めることがあり、こ
のため、スイッチＳ６０の存在が装置の信頼性を低下さ
せてしまう。
始動時におけるコンデンサＣ６０への過大な突入電流を
防止するためにスイッチＳ６０と充電抵抗Ｒ６０を設け
なければならず、このスイッチＳ６０は、その故障が装
置全体の故障原因のうちの多くを占めることがあり、こ
のため、スイッチＳ６０の存在が装置の信頼性を低下さ
せてしまう。
【０００４】また、上記従来例に、５０Ｈｚの交流電源
ＶＡＣから電力を供給した場合の入力電流Ｉinの波形を
図７に示す。図７に示すように、コンデンサＣ６０が所
定の電圧に充電されるまでは次第に小さくなっていく突
入電流が持続し、コンデンサＣ６０が所定の電圧となり
スイッチＳ６０が閉じられると、パルス状の高調波成分
の多い充電電流が流れることになる。このように、上述
の従来例は、通常動作時において入力電流Ｉinが高調波
電流を多く含んでいるので、力率が０．５〜０．６程度
にまで低下していた。
ＶＡＣから電力を供給した場合の入力電流Ｉinの波形を
図７に示す。図７に示すように、コンデンサＣ６０が所
定の電圧に充電されるまでは次第に小さくなっていく突
入電流が持続し、コンデンサＣ６０が所定の電圧となり
スイッチＳ６０が閉じられると、パルス状の高調波成分
の多い充電電流が流れることになる。このように、上述
の従来例は、通常動作時において入力電流Ｉinが高調波
電流を多く含んでいるので、力率が０．５〜０．６程度
にまで低下していた。
【０００５】そこで、図８に示すように、インバータト
ランスに印加する電圧Ｖｃを得るための回路をアクティ
ブ整流フィルタ回路にして、力率を改善することができ
る。この回路は、トランジスタＱ６０の導通時にチョー
クコイルＬ６０にエネルギーを蓄積し、トランジスタＱ
６０の非導通時にチョークコイルＬ６０から放出される
エネルギーによってコンデンサＣ６０を充電する。そし
て、入力電流Ｉinが正弦波になるように制御回路６３に
よってＶｃ情報に基づいてトランジスタＱ６０をオン・
オフ制御することによって、その力率を０．９程度にま
で改善することができる。
ランスに印加する電圧Ｖｃを得るための回路をアクティ
ブ整流フィルタ回路にして、力率を改善することができ
る。この回路は、トランジスタＱ６０の導通時にチョー
クコイルＬ６０にエネルギーを蓄積し、トランジスタＱ
６０の非導通時にチョークコイルＬ６０から放出される
エネルギーによってコンデンサＣ６０を充電する。そし
て、入力電流Ｉinが正弦波になるように制御回路６３に
よってＶｃ情報に基づいてトランジスタＱ６０をオン・
オフ制御することによって、その力率を０．９程度にま
で改善することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】このようなアクティブ
整流フィルタ回路でも突入電流は防止できない。すなわ
ち、コンデンサＣ６０にチョークコイルＬ６０を通して
過大電流が突入電流として流れる。このため、図８に示
すように、抵抗Ｒ６１とダイオードＤ６３とを直列接続
したものをダイオードブリッジ回路Ｄ６０の整流正弦出
力端とダイオードＤ６２のカソードとに図８の通りに接
続するか、または図６のような抵抗Ｒ６０およびスイッ
チＳ６０からなる突入防止回路を挿入して対応してい
る。
整流フィルタ回路でも突入電流は防止できない。すなわ
ち、コンデンサＣ６０にチョークコイルＬ６０を通して
過大電流が突入電流として流れる。このため、図８に示
すように、抵抗Ｒ６１とダイオードＤ６３とを直列接続
したものをダイオードブリッジ回路Ｄ６０の整流正弦出
力端とダイオードＤ６２のカソードとに図８の通りに接
続するか、または図６のような抵抗Ｒ６０およびスイッ
チＳ６０からなる突入防止回路を挿入して対応してい
る。
【０００７】しかしながら、図８のようなアクティブ整
流フィルタ回路では、さらにその後にインバータ回路
（スイッチング回路）を設けてスイッチング電源装置を
構成しなければならず、このため、ノイズの発生源が２
ケ所となり、好ましくない。また、このようなスイッチ
ング電源装置では、チョークコイルＬ６０に大きな容量
のものを使用しなければならず、そのため、装置のコス
トが高くなってしまう。
流フィルタ回路では、さらにその後にインバータ回路
（スイッチング回路）を設けてスイッチング電源装置を
構成しなければならず、このため、ノイズの発生源が２
ケ所となり、好ましくない。また、このようなスイッチ
ング電源装置では、チョークコイルＬ６０に大きな容量
のものを使用しなければならず、そのため、装置のコス
トが高くなってしまう。
【０００８】そこで本発明の目的は以上のような問題を
解消し、アクティブ整流フィルタ回路を使用せずに入力
電流の高調波成分を効果的に低減し、さらに、突入電流
防止回路を使用せずに突入電流を防止することができる
高力率のスイッチング電源装置を提供することにある。
解消し、アクティブ整流フィルタ回路を使用せずに入力
電流の高調波成分を効果的に低減し、さらに、突入電流
防止回路を使用せずに突入電流を防止することができる
高力率のスイッチング電源装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、インバータト
ランスと、交流電源からの交流を整流し、当該整流によ
って得られる直流の一方出力端子が前記インバータトラ
ンスの１次巻線の第１端子に接続された整流回路と、該
整流回路の他方出力端子と前記インバータトランスの１
次巻線の第２端子との間に設けられたスイッチング素子
と、該スイッチング素子の閉時にのみ前記１次巻線を介
さずに当該スイッチング素子を通して流れる電流によっ
てエネルギーを一時的に保持し、前記スイッチング素子
の開時に当該保持エネルギーを蓄積することによって、
前記スイッチング素子の閉時に当該蓄積エネルギーを前
記１次巻線に供給可能にするエネルギー蓄積手段とを具
えたことを特徴とする。
ランスと、交流電源からの交流を整流し、当該整流によ
って得られる直流の一方出力端子が前記インバータトラ
ンスの１次巻線の第１端子に接続された整流回路と、該
整流回路の他方出力端子と前記インバータトランスの１
次巻線の第２端子との間に設けられたスイッチング素子
と、該スイッチング素子の閉時にのみ前記１次巻線を介
さずに当該スイッチング素子を通して流れる電流によっ
てエネルギーを一時的に保持し、前記スイッチング素子
の開時に当該保持エネルギーを蓄積することによって、
前記スイッチング素子の閉時に当該蓄積エネルギーを前
記１次巻線に供給可能にするエネルギー蓄積手段とを具
えたことを特徴とする。
【００１０】さらに本発明においては、前記一方出力端
子は負極出力端子であり、前記他方出力端子は正極出力
端子であり、前記エネルギー蓄積手段は、前記インバー
タトランスの１次巻線の第１端子にカソードが接続され
た第１ダイオードと、前記１次巻線の第２端子にカソー
ドが接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオード
のアノードと前記第２ダイオードのアノードとの接続点
に一端が接続されたチョークコイルと、該チョークコイ
ルの他端と前記インバータトランスの第１端子間に接続
されたコンデンサと、該コンデンサと前記チョークコイ
ルの他端との接続点にカソードが接続され前記整流回路
の負極出力端子にアノードが接続された第３ダイオード
とを有することを特徴とする。
子は負極出力端子であり、前記他方出力端子は正極出力
端子であり、前記エネルギー蓄積手段は、前記インバー
タトランスの１次巻線の第１端子にカソードが接続され
た第１ダイオードと、前記１次巻線の第２端子にカソー
ドが接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオード
のアノードと前記第２ダイオードのアノードとの接続点
に一端が接続されたチョークコイルと、該チョークコイ
ルの他端と前記インバータトランスの第１端子間に接続
されたコンデンサと、該コンデンサと前記チョークコイ
ルの他端との接続点にカソードが接続され前記整流回路
の負極出力端子にアノードが接続された第３ダイオード
とを有することを特徴とする。
【００１１】さらに本発明によれば、前記一方出力端子
は負極出力端子であり、前記他方出力端子は正極出力端
子であり、前記エネルギー蓄積手段は、前記インバータ
トランスの１次巻線の第１端子にアノードが接続された
第１ダイオードと、前記１次巻線の第２端子にアノード
が接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオードの
カソードと前記第２ダイオードのカソードとの接続点に
一端が接続されたチョークコイルと、該チョークコイル
の他端と前記インバータトランスの第１端子間に接続さ
れたコンデンサと、該コンデンサと前記チョークコイル
の他端との接続点にアノードが接続され前記整流回路の
正極出力端子にカソードが接続された第３ダイオードと
を有することを特徴とする。
は負極出力端子であり、前記他方出力端子は正極出力端
子であり、前記エネルギー蓄積手段は、前記インバータ
トランスの１次巻線の第１端子にアノードが接続された
第１ダイオードと、前記１次巻線の第２端子にアノード
が接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオードの
カソードと前記第２ダイオードのカソードとの接続点に
一端が接続されたチョークコイルと、該チョークコイル
の他端と前記インバータトランスの第１端子間に接続さ
れたコンデンサと、該コンデンサと前記チョークコイル
の他端との接続点にアノードが接続され前記整流回路の
正極出力端子にカソードが接続された第３ダイオードと
を有することを特徴とする。
【００１２】さらに本発明においては、前記インバータ
トランスは、１次巻線側のスイッチング素子の閉時に２
次巻線側の整流手段が非導通状態になるように構成され
ていることを特徴とする。
トランスは、１次巻線側のスイッチング素子の閉時に２
次巻線側の整流手段が非導通状態になるように構成され
ていることを特徴とする。
【００１３】さらに本発明においては、前記インバータ
トランスは、１次巻線側のスイッチング素子の閉時に２
次巻線側の整流手段が導通状態になるように構成されて
いることを特徴とする。
トランスは、１次巻線側のスイッチング素子の閉時に２
次巻線側の整流手段が導通状態になるように構成されて
いることを特徴とする。
【００１４】さらに本発明においては、前記スイッチン
グ素子は、前記インバータトランスからのエネルギーに
基づく自励振によってスイッチング制御されることを特
徴とする。
グ素子は、前記インバータトランスからのエネルギーに
基づく自励振によってスイッチング制御されることを特
徴とする。
【００１５】さらに本発明においては、第１チョークコ
イルと、交流電源からの交流を整流し、当該整流によっ
て得られる直流の正極出力端子が前記第１チョークコイ
ルの第１端子に接続された整流回路と、該整流回路の負
極出力端子と前記第１チョークコイルの第２端子との間
に設けられたスイッチング素子と、前記第１チョークコ
イルの第１端子にカソードが接続された第１ダイオード
と、前記第２端子にカソードが接続された第２ダイオー
ドと、前記第１ダイオードのアノードと前記第２ダイオ
ードのアノードとの接続点に一端が接続された第２チョ
ークコイルと、該第２チョークコイルの他端と前記第１
チョークコイルの第１端子間に接続されたコンデンサ
と、該コンデンサと前記第２チョークコイルの他端との
接続点にカソードが接続され前記整流回路の負極出力端
子にアノードが接続された第３ダイオードとを有するこ
とを特徴とする。
イルと、交流電源からの交流を整流し、当該整流によっ
て得られる直流の正極出力端子が前記第１チョークコイ
ルの第１端子に接続された整流回路と、該整流回路の負
極出力端子と前記第１チョークコイルの第２端子との間
に設けられたスイッチング素子と、前記第１チョークコ
イルの第１端子にカソードが接続された第１ダイオード
と、前記第２端子にカソードが接続された第２ダイオー
ドと、前記第１ダイオードのアノードと前記第２ダイオ
ードのアノードとの接続点に一端が接続された第２チョ
ークコイルと、該第２チョークコイルの他端と前記第１
チョークコイルの第１端子間に接続されたコンデンサ
と、該コンデンサと前記第２チョークコイルの他端との
接続点にカソードが接続され前記整流回路の負極出力端
子にアノードが接続された第３ダイオードとを有するこ
とを特徴とする。
【００１６】さらに本発明によれば、第１チョークコイ
ルと、交流電源からの交流を整流し、当該整流によって
得られる直流の負極出力端子が前記第１チョークコイル
の第１端子に接続された整流回路と、該整流回路の正極
出力端子と前記第１チョークコイルの第２端子との間に
設けられたスイッチング素子と、前記第１チョークコイ
ルの第１端子にアノードが接続された第１ダイオード
と、前記第２端子にアノードが接続された第２ダイオー
ドと、前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオ
ードのカソードとの接続点に一端が接続された第２チョ
ークコイルと、該第２チョークコイルの他端と前記第１
チョークコイルの第１端子間に接続されたコンデンサ
と、該コンデンサと前記第２チョークコイルの他端との
接続点にアノードが接続され前記整流回路の正極出力端
子にカソードが接続された第３ダイオードとを有するこ
とを特徴とする。
ルと、交流電源からの交流を整流し、当該整流によって
得られる直流の負極出力端子が前記第１チョークコイル
の第１端子に接続された整流回路と、該整流回路の正極
出力端子と前記第１チョークコイルの第２端子との間に
設けられたスイッチング素子と、前記第１チョークコイ
ルの第１端子にアノードが接続された第１ダイオード
と、前記第２端子にアノードが接続された第２ダイオー
ドと、前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオ
ードのカソードとの接続点に一端が接続された第２チョ
ークコイルと、該第２チョークコイルの他端と前記第１
チョークコイルの第１端子間に接続されたコンデンサ
と、該コンデンサと前記第２チョークコイルの他端との
接続点にアノードが接続され前記整流回路の正極出力端
子にカソードが接続された第３ダイオードとを有するこ
とを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】図１は本発明にかかるスイッチン
グ電源装置の回路図である。図１に示すように、Ｔ１１
はインバータトランス、Ｄ１１はダイオードブリッジ回
路であって、交流電源ＶＡＣからの出力を全波整流し、
その正極出力端子はインバータトランスＴ１１の１次巻
線の第１端子１１ａに接続されている。１次巻線の第２
端子１１ｂにはＭＯＳＦＥＴ（他のバイポーラトランジ
スタ等の半導体素子でもよい）からなるスイッチング素
子Ｑ１１のドレインが接続され、同素子Ｑ１１のソース
はダイオードブリッジ回路Ｄ１１の負極出力端子に接続
されている。
グ電源装置の回路図である。図１に示すように、Ｔ１１
はインバータトランス、Ｄ１１はダイオードブリッジ回
路であって、交流電源ＶＡＣからの出力を全波整流し、
その正極出力端子はインバータトランスＴ１１の１次巻
線の第１端子１１ａに接続されている。１次巻線の第２
端子１１ｂにはＭＯＳＦＥＴ（他のバイポーラトランジ
スタ等の半導体素子でもよい）からなるスイッチング素
子Ｑ１１のドレインが接続され、同素子Ｑ１１のソース
はダイオードブリッジ回路Ｄ１１の負極出力端子に接続
されている。
【００１８】インバータトランスＴ１１の２次巻線の第
２端子１１ｄには整流用のダイオードＤ０のアノードが
接続され、同ダイオードＤ０のカソードと２次巻線の第
１端子１１ｃ間には平滑用のコンデンサＣ０が接続さ
れ、このコンデンサＣ０の両端から直流出力電圧Ｖout
が取り出される。１２は、スイッチング素子Ｑ１１のゲ
ートに高速（例えば２０ｋＨｚ以上）なスイッチング用
信号を供給する制御回路であって、出力電圧Ｖout に基
づいて、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに与えるスイ
ッチング用信号の例えばデューティ比等を変えることに
よって、出力電圧Ｖout を制御する。
２端子１１ｄには整流用のダイオードＤ０のアノードが
接続され、同ダイオードＤ０のカソードと２次巻線の第
１端子１１ｃ間には平滑用のコンデンサＣ０が接続さ
れ、このコンデンサＣ０の両端から直流出力電圧Ｖout
が取り出される。１２は、スイッチング素子Ｑ１１のゲ
ートに高速（例えば２０ｋＨｚ以上）なスイッチング用
信号を供給する制御回路であって、出力電圧Ｖout に基
づいて、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに与えるスイ
ッチング用信号の例えばデューティ比等を変えることに
よって、出力電圧Ｖout を制御する。
【００１９】図１に示すようなインバータトランスＴ１
１と、他の構成（Ｄ１１，Ｑ１１，Ｄ０，Ｃ０）との接
続方式は、ＯＮ／ＯＦＦ方式と呼ばれており、スイッチ
ング素子Ｑ１１のＯＮ（閉）の期間にダイオードＤ０が
ＯＦＦしていることから、このように呼ばれている。す
なわち、スイッチング素子Ｑ１１のＯＮ期間には、イン
バータトランスＴ１１の１次巻線の第１端子１１ａから
第２端子１１ｂの方向にダイオードブリッジ回路Ｄ１１
からの電流ｉ2 が流れ、このｉ2 によるエネルギーが１
次巻線に蓄積される（このとき、２次巻線側では、ダイ
オードＤ０の極性によって、誘導電流が流れるのを阻止
される）。そして、スイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦ期
間には、インバータトランスＴ１１の１次巻線に蓄積さ
れていたエネルギーを２次巻線からダイオードＤ０を通
して取り出し、出力電圧Ｖout として負荷に供給する。
１と、他の構成（Ｄ１１，Ｑ１１，Ｄ０，Ｃ０）との接
続方式は、ＯＮ／ＯＦＦ方式と呼ばれており、スイッチ
ング素子Ｑ１１のＯＮ（閉）の期間にダイオードＤ０が
ＯＦＦしていることから、このように呼ばれている。す
なわち、スイッチング素子Ｑ１１のＯＮ期間には、イン
バータトランスＴ１１の１次巻線の第１端子１１ａから
第２端子１１ｂの方向にダイオードブリッジ回路Ｄ１１
からの電流ｉ2 が流れ、このｉ2 によるエネルギーが１
次巻線に蓄積される（このとき、２次巻線側では、ダイ
オードＤ０の極性によって、誘導電流が流れるのを阻止
される）。そして、スイッチング素子Ｑ１１がＯＦＦ期
間には、インバータトランスＴ１１の１次巻線に蓄積さ
れていたエネルギーを２次巻線からダイオードＤ０を通
して取り出し、出力電圧Ｖout として負荷に供給する。
【００２０】なお、インバータトランスＴ１１における
エネルギー伝達に際しては、トランスのコアにギャップ
を設け、その透磁率を調整することによって、エネルギ
ー伝達効率等を制御することができる。
エネルギー伝達に際しては、トランスのコアにギャップ
を設け、その透磁率を調整することによって、エネルギ
ー伝達効率等を制御することができる。
【００２１】さらに、本発明においては、図１に示すよ
うに、スイッチング素子Ｑ１１の閉時にのみインバータ
トランスＴ１１の１次巻線を介さずにダイオードブリッ
ジ回路Ｄ１１の正極出力端子から当該スイッチング素子
Ｑ１１を通して流れる電流ｉ1 によってエネルギーを一
時的に保持し、スイッチング素子Ｑ１１の開時に当該保
持エネルギーを蓄積するエネルギー蓄積手段を有してい
る。すなわち、このエネルギー蓄積手段は、インバータ
トランスＴ１１の１次巻線の第１端子１１ａにカソード
が接続された第１ダイオードＤ１と、前記１次巻線の第
２端子１１ｂにカソードが接続された第２ダイオードＤ
２と、第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオード
Ｄ２のアノードとの接続点に一端が接続されたチョーク
コイルＬ１１と、チョークコイルＬ１１の他端とインバ
ータトランスＴ１１の第１端子１１ａ間に接続されたコ
ンデンサＣ１１と、コンデンサＣ１１とチョークコイル
Ｌ１１の他端との接続点にカソードが接続されダイオー
ドブリッジ回路Ｄ１１の負極出力端子にアノードが接続
された第３ダイオードＤ３とを有する。
うに、スイッチング素子Ｑ１１の閉時にのみインバータ
トランスＴ１１の１次巻線を介さずにダイオードブリッ
ジ回路Ｄ１１の正極出力端子から当該スイッチング素子
Ｑ１１を通して流れる電流ｉ1 によってエネルギーを一
時的に保持し、スイッチング素子Ｑ１１の開時に当該保
持エネルギーを蓄積するエネルギー蓄積手段を有してい
る。すなわち、このエネルギー蓄積手段は、インバータ
トランスＴ１１の１次巻線の第１端子１１ａにカソード
が接続された第１ダイオードＤ１と、前記１次巻線の第
２端子１１ｂにカソードが接続された第２ダイオードＤ
２と、第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオード
Ｄ２のアノードとの接続点に一端が接続されたチョーク
コイルＬ１１と、チョークコイルＬ１１の他端とインバ
ータトランスＴ１１の第１端子１１ａ間に接続されたコ
ンデンサＣ１１と、コンデンサＣ１１とチョークコイル
Ｌ１１の他端との接続点にカソードが接続されダイオー
ドブリッジ回路Ｄ１１の負極出力端子にアノードが接続
された第３ダイオードＤ３とを有する。
【００２２】以上のような構成のエネルギー蓄積手段を
具えることによって、本スイッチング電源装置は次のよ
うに動作する。
具えることによって、本スイッチング電源装置は次のよ
うに動作する。
【００２３】まず、交流電源ＶＡＣがオンし、スイッチ
ング素子Ｑ１１がオンの期間に、ダイオードブリッジ回
路Ｄ１１の正極出力端子、インバータトランスＴ１１の
１次巻線、スイッチング素子Ｑ１１、ダイオードブリッ
ジ回路Ｄ１１の負極出力端子を通して、ダイオードブリ
ッジ回路Ｄ１１の整流出力による電流ｉ2 が流れる。こ
のとき、ダイオードＤ１，Ｄ３はオフしており、一方、
コンデンサＣ１１、チョークコイルＬ１１、スイッチン
グ素子Ｑ１１を通して、ダイオードブリッジ回路Ｄ１１
の正極出力端子からの電流ｉ1 が流れる。この電流ｉ1
によりチョークコイルＬ１１にエネルギーが一時的に蓄
積（保持）される。
ング素子Ｑ１１がオンの期間に、ダイオードブリッジ回
路Ｄ１１の正極出力端子、インバータトランスＴ１１の
１次巻線、スイッチング素子Ｑ１１、ダイオードブリッ
ジ回路Ｄ１１の負極出力端子を通して、ダイオードブリ
ッジ回路Ｄ１１の整流出力による電流ｉ2 が流れる。こ
のとき、ダイオードＤ１，Ｄ３はオフしており、一方、
コンデンサＣ１１、チョークコイルＬ１１、スイッチン
グ素子Ｑ１１を通して、ダイオードブリッジ回路Ｄ１１
の正極出力端子からの電流ｉ1 が流れる。この電流ｉ1
によりチョークコイルＬ１１にエネルギーが一時的に蓄
積（保持）される。
【００２４】ついで、スイッチング素子Ｑ１１がオフの
期間には、チョークコイルＬ１１に一時的に蓄積された
エネルギーが逆起電力を発生し、これが電流ｉ3 として
流れて第１ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１１を
充電する。すなわち、チョークコイルＬ１１に一時的に
蓄積したエネルギーをコンデンサＣ１１に回生し、スイ
ッチングを繰返すことによってエネルギーを蓄積（充
電）する。
期間には、チョークコイルＬ１１に一時的に蓄積された
エネルギーが逆起電力を発生し、これが電流ｉ3 として
流れて第１ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１１を
充電する。すなわち、チョークコイルＬ１１に一時的に
蓄積したエネルギーをコンデンサＣ１１に回生し、スイ
ッチングを繰返すことによってエネルギーを蓄積（充
電）する。
【００２５】そして、交流電源ＶＡＣがオンしてから、
スイッチング素子Ｑ１１がオン・オフを繰返すに従っ
て、コンデンサＣ１１の充電電圧は定常状態になるまで
上昇していくが、ダイオードブリッジ回路Ｄ１１の正極
出力端子における交流電源ＶＡＣの整流出力電圧よりも
コンデンサＣ１１のプラス側電圧が高い状態では、スイ
ッチング素子Ｑ１１のオン期間中、電流ｉ2 の代りに、
コンデンサＣ１１からの放電による電流ｉ4 がインバー
タトランスＴ１１の１次巻線、スイッチング素子Ｑ１
１、ダイオードＤ３を通して流れる。
スイッチング素子Ｑ１１がオン・オフを繰返すに従っ
て、コンデンサＣ１１の充電電圧は定常状態になるまで
上昇していくが、ダイオードブリッジ回路Ｄ１１の正極
出力端子における交流電源ＶＡＣの整流出力電圧よりも
コンデンサＣ１１のプラス側電圧が高い状態では、スイ
ッチング素子Ｑ１１のオン期間中、電流ｉ2 の代りに、
コンデンサＣ１１からの放電による電流ｉ4 がインバー
タトランスＴ１１の１次巻線、スイッチング素子Ｑ１
１、ダイオードＤ３を通して流れる。
【００２６】ここで、定常状態における、交流電源ＶＡ
Ｃの電圧波形と、ダイオードブリッジ回路Ｄ１１の出力
における全波整流電圧波形と、インバータトランスＴ１
１の１次巻線の第１端子１１ａの電圧波形および電流波
形との関係を図５の〜に示す。定常状態では、第１
端子１１ａの電圧は、図５のの全波整流電圧波形と同
じように変化しようとするが、前述したように、コンデ
ンサＣ１１の充電電圧によって、谷の部分は０Ｖとなら
ずに一定の電圧を保持する。すなわち、第１端子１１ａ
においては、電圧波形の谷の部分を除いた大部分は電流
ｉ2 が流れ、谷の部分（一定電圧）は電流ｉ4 （コンデ
ンサＣ１１の放電電流）が流れる。このように、コンデ
ンサＣ１１の容量が従来例に比べて、はるかに小さくて
も（したがって、突入電流は抑えられる）平滑作用が得
られる。すなわち、コンデンサＣ１１は、本スイッチン
グ電源装置が定常状態に至るまでに所定の充電電圧に漸
増的に到達すればよく、そのため、図６に示したコンデ
ンサＣ６０よりも小さな容量ですみ、したがって、従来
例（図６）のような突入電流防止回路を用いなくても、
交流電源ＶＡＣのオン時の突入電流は流れる経路が少な
く、発生要因がない。また、チョークコイルＬ１１は、
コンデンサＣ１１に上述のように少量の充電エネルギー
を逐次的に供給すればよいので、図８に示したアクティ
ブ整流フィルタ回路中のチョークコイルＬ６０よりも小
さな容量ですみ、アクティブ整流フィルタ回路を用いな
くても、交流電源ＶＡＣからダイオードブリッジ回路Ｄ
１１への入力電流の高調波成分が著しく低減され、高力
率が確保される。
Ｃの電圧波形と、ダイオードブリッジ回路Ｄ１１の出力
における全波整流電圧波形と、インバータトランスＴ１
１の１次巻線の第１端子１１ａの電圧波形および電流波
形との関係を図５の〜に示す。定常状態では、第１
端子１１ａの電圧は、図５のの全波整流電圧波形と同
じように変化しようとするが、前述したように、コンデ
ンサＣ１１の充電電圧によって、谷の部分は０Ｖとなら
ずに一定の電圧を保持する。すなわち、第１端子１１ａ
においては、電圧波形の谷の部分を除いた大部分は電流
ｉ2 が流れ、谷の部分（一定電圧）は電流ｉ4 （コンデ
ンサＣ１１の放電電流）が流れる。このように、コンデ
ンサＣ１１の容量が従来例に比べて、はるかに小さくて
も（したがって、突入電流は抑えられる）平滑作用が得
られる。すなわち、コンデンサＣ１１は、本スイッチン
グ電源装置が定常状態に至るまでに所定の充電電圧に漸
増的に到達すればよく、そのため、図６に示したコンデ
ンサＣ６０よりも小さな容量ですみ、したがって、従来
例（図６）のような突入電流防止回路を用いなくても、
交流電源ＶＡＣのオン時の突入電流は流れる経路が少な
く、発生要因がない。また、チョークコイルＬ１１は、
コンデンサＣ１１に上述のように少量の充電エネルギー
を逐次的に供給すればよいので、図８に示したアクティ
ブ整流フィルタ回路中のチョークコイルＬ６０よりも小
さな容量ですみ、アクティブ整流フィルタ回路を用いな
くても、交流電源ＶＡＣからダイオードブリッジ回路Ｄ
１１への入力電流の高調波成分が著しく低減され、高力
率が確保される。
【００２７】
【実施例】図１に示す回路において、交流電源ＶＡＣを
５０Ｈｚ、１００ＶＡＣとし、コンデンサＣ１１の値を
従来例（図６のコンデンサＣ６０：１０００μＦ）の１
／４以下、すなわち、２５０μＦにし、チョークコイル
Ｌ１１の値を約１ｍＨにし、スイッチング素子Ｑ１１の
ゲートへの信号（デューティ比５０％）のスイッチング
周波数を１００ｋＨｚにした場合の、スイッチング素子
のＱ１１の両端間電圧ＶD 、第３ダイオードＤ３の両端
間電圧ＶB 、出力電圧Ｖout 、コンデンサＣ１１の両端
間電圧ＶC の、交流電源ＶＡＣのオンから定常状態に至
るまでの様子を図４のａ，ｂ，ｃに示す。定常状態で
は、ＶD （インバータトランスＴ１１の１次巻線の第２
端子１１ｂの電圧）は図９のようになり（最大電圧は約
３００Ｖ、谷の部分の電圧は１４０Ｖ）、このとき、１
１ａ（インバータトランスＴ１１の１次巻線の第１端子
１１ａの電圧）は図１０のようになる。つまり、図１１
に示すように全波整流電圧波形の谷間の部分が０Ｖにな
らず、約７０Ｖを維持することになる。この部分（斜線
部分）を充填するエネルギーはスイッチング素子Ｑ１１
がオンのときに、Ｃ１１，Ｌ１１，Ｄ２を通してＣ１１
に充電するエネルギーとチョークコイルＬ１１に蓄積さ
れたエネルギーをスイッチング素子Ｑ１１がオフのとき
に第１ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１１に回生
し、充電した結果得られるエネルギーによってもたらさ
れるものである。
５０Ｈｚ、１００ＶＡＣとし、コンデンサＣ１１の値を
従来例（図６のコンデンサＣ６０：１０００μＦ）の１
／４以下、すなわち、２５０μＦにし、チョークコイル
Ｌ１１の値を約１ｍＨにし、スイッチング素子Ｑ１１の
ゲートへの信号（デューティ比５０％）のスイッチング
周波数を１００ｋＨｚにした場合の、スイッチング素子
のＱ１１の両端間電圧ＶD 、第３ダイオードＤ３の両端
間電圧ＶB 、出力電圧Ｖout 、コンデンサＣ１１の両端
間電圧ＶC の、交流電源ＶＡＣのオンから定常状態に至
るまでの様子を図４のａ，ｂ，ｃに示す。定常状態で
は、ＶD （インバータトランスＴ１１の１次巻線の第２
端子１１ｂの電圧）は図９のようになり（最大電圧は約
３００Ｖ、谷の部分の電圧は１４０Ｖ）、このとき、１
１ａ（インバータトランスＴ１１の１次巻線の第１端子
１１ａの電圧）は図１０のようになる。つまり、図１１
に示すように全波整流電圧波形の谷間の部分が０Ｖにな
らず、約７０Ｖを維持することになる。この部分（斜線
部分）を充填するエネルギーはスイッチング素子Ｑ１１
がオンのときに、Ｃ１１，Ｌ１１，Ｄ２を通してＣ１１
に充電するエネルギーとチョークコイルＬ１１に蓄積さ
れたエネルギーをスイッチング素子Ｑ１１がオフのとき
に第１ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１１に回生
し、充電した結果得られるエネルギーによってもたらさ
れるものである。
【００２８】本発明は以上説明した他励振形のＯＮ／Ｏ
ＦＦ方式のスイッチング電源装置だけでなく、自励振形
のＯＮ／ＯＦＦ方式のスイッチング電源装置にも適用可
能である。図２にＲＣＣ（リンギングチョークコンバー
タ）に本発明を適用した例を示す。図２中、エネルギー
蓄積手段の符号を図１のものと同様にして示した。ま
た、図２中、２１はスイッチングと出力電圧安定化のた
めの制御回路であって、周知のものであり、別の構成で
あってもよい。
ＦＦ方式のスイッチング電源装置だけでなく、自励振形
のＯＮ／ＯＦＦ方式のスイッチング電源装置にも適用可
能である。図２にＲＣＣ（リンギングチョークコンバー
タ）に本発明を適用した例を示す。図２中、エネルギー
蓄積手段の符号を図１のものと同様にして示した。ま
た、図２中、２１はスイッチングと出力電圧安定化のた
めの制御回路であって、周知のものであり、別の構成で
あってもよい。
【００２９】また、本発明は、ＯＮ／ＯＦＦ方式だけで
なく、図１２に示すように制御回路１２１からの出力電
圧ＶOUT 情報に基づく制御信号によりスイッチング制御
されるスイッチング素子Ｑ１２がＯＮのときにインバー
タトランスＴ１２の２次巻線側の整流ダイオードＤ１２
がＯＮになるようにしたＯＮ／ＯＮ方式のスイッチング
電源装置にも同様に適用でき、さらに、図３に示すよう
な、インバータトランスの代りにチョークコイルＬ３１
を用い、これを制御回路３１からの信号によりスイッチ
ング制御されるトランジスタＱ３１により制御する方式
にも適用することができ、さらに、共振形コンバータ、
部分共振形コンバータ、２次側に複数の回路を有する多
出力形コンバータ等にも適用することができる。
なく、図１２に示すように制御回路１２１からの出力電
圧ＶOUT 情報に基づく制御信号によりスイッチング制御
されるスイッチング素子Ｑ１２がＯＮのときにインバー
タトランスＴ１２の２次巻線側の整流ダイオードＤ１２
がＯＮになるようにしたＯＮ／ＯＮ方式のスイッチング
電源装置にも同様に適用でき、さらに、図３に示すよう
な、インバータトランスの代りにチョークコイルＬ３１
を用い、これを制御回路３１からの信号によりスイッチ
ング制御されるトランジスタＱ３１により制御する方式
にも適用することができ、さらに、共振形コンバータ、
部分共振形コンバータ、２次側に複数の回路を有する多
出力形コンバータ等にも適用することができる。
【００３０】加えて、図１３に示すように、図１の構成
とは全く逆の（極性の）接続構成にも本発明は適用可能
であり、図１４に示すように、図３の構成とは全く逆の
（極性の）接続構成にも本発明は適用可能である。
とは全く逆の（極性の）接続構成にも本発明は適用可能
であり、図１４に示すように、図３の構成とは全く逆の
（極性の）接続構成にも本発明は適用可能である。
【００３１】さらに加えて、本発明は図１５および図１
６に示すような、蛍光灯用インバータ装置に応用するこ
とができる。すなわち、図１５は、図１の基本的な構成
に基づいており、インバータトランスＴ１１０の１次巻
線の中点（第１端子１１０ａ）とダイオードブリッジ回
路Ｄ１１の正極出力端子との間にチョークコイルＬ１２
０を接続し、インバータトランスＴ１１０の１次巻線の
両端の第２端子１１０ｂおよび第３端子１１０ｃとダイ
オードブリッジ回路Ｄ１１の負極出力端子との間に第１
スイッチング素子Ｑ１１０および第２スイッチング素子
Ｑ１２０を各々接続し、第２端子１１０ｂおよび第３端
子１１０ｃ間にコンデンサＣT を接続し、インバータト
ランスＴ１１０の２次巻線の両端に、コンデンサＣ１０
０を介して負荷としての蛍光灯１５０を接続したもので
あって、第１スイッチング素子Ｑ１１０および第２スイ
ッチング素子Ｑ１２０の制御端子（ゲート）を制御回路
１２０からの位相が１８０°ずれた同一周波数（例えば
１００ｋＨｚ）の各制御信号によって制御する。このよ
うな構成によれば、チョークコイルＬ１２０に蓄積され
放出されたエネルギーがインバータトランスＴ１１０の
１次巻線の中点（第１端子１１０ａ）から、２つのスイ
ッチング素子Ｑ１１０，Ｑ１２０のスイッチングに応答
して第２端子１１０ｂおよび第３端子１１０ｃ側に交互
に流れ、２次巻線側に交流出力を発生させ、負荷である
蛍光灯１５０に供給する。
６に示すような、蛍光灯用インバータ装置に応用するこ
とができる。すなわち、図１５は、図１の基本的な構成
に基づいており、インバータトランスＴ１１０の１次巻
線の中点（第１端子１１０ａ）とダイオードブリッジ回
路Ｄ１１の正極出力端子との間にチョークコイルＬ１２
０を接続し、インバータトランスＴ１１０の１次巻線の
両端の第２端子１１０ｂおよび第３端子１１０ｃとダイ
オードブリッジ回路Ｄ１１の負極出力端子との間に第１
スイッチング素子Ｑ１１０および第２スイッチング素子
Ｑ１２０を各々接続し、第２端子１１０ｂおよび第３端
子１１０ｃ間にコンデンサＣT を接続し、インバータト
ランスＴ１１０の２次巻線の両端に、コンデンサＣ１０
０を介して負荷としての蛍光灯１５０を接続したもので
あって、第１スイッチング素子Ｑ１１０および第２スイ
ッチング素子Ｑ１２０の制御端子（ゲート）を制御回路
１２０からの位相が１８０°ずれた同一周波数（例えば
１００ｋＨｚ）の各制御信号によって制御する。このよ
うな構成によれば、チョークコイルＬ１２０に蓄積され
放出されたエネルギーがインバータトランスＴ１１０の
１次巻線の中点（第１端子１１０ａ）から、２つのスイ
ッチング素子Ｑ１１０，Ｑ１２０のスイッチングに応答
して第２端子１１０ｂおよび第３端子１１０ｃ側に交互
に流れ、２次巻線側に交流出力を発生させ、負荷である
蛍光灯１５０に供給する。
【００３２】したがって、図１５のような構成によれ
ば、突入電流防止回路を必要とせず、「チラツキ」の少
ない蛍光灯用インバータ装置が得られる。なお、図１５
は、制御回路１２０による「他励形」であるが、図１６
に示すように、スイッチング素子Ｑ１１０およびＱ１２
０の制御信号を得るための自励振用の巻線１６０を有す
るインバータトランスＴ１１０を用いた、「自励振形」
の蛍光灯用インバータ装置にも本発明は応用できる。さ
らに、図１５および図１６のインバータトランスＴ１１
０の２次巻線の出力を蛍光灯負荷に供給せずに整流する
ことによって直流電源装置として構成することもでき
る。
ば、突入電流防止回路を必要とせず、「チラツキ」の少
ない蛍光灯用インバータ装置が得られる。なお、図１５
は、制御回路１２０による「他励形」であるが、図１６
に示すように、スイッチング素子Ｑ１１０およびＱ１２
０の制御信号を得るための自励振用の巻線１６０を有す
るインバータトランスＴ１１０を用いた、「自励振形」
の蛍光灯用インバータ装置にも本発明は応用できる。さ
らに、図１５および図１６のインバータトランスＴ１１
０の２次巻線の出力を蛍光灯負荷に供給せずに整流する
ことによって直流電源装置として構成することもでき
る。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、従
来のような抵抗およびスイッチからなる突入電流防止回
路を用いずに突入電流を効果的に抑えることができ、従
来のようなアクティブ整流フィルタ回路を用いずに入力
電流の高調波成分を著しく低減することができる。した
がって、力率を改善するのにアクティブ整流フィルタ回
路を用いる場合に比較して、装置を安価にできる上、小
型軽量化することができるばかりでなく、突入電流防止
回路に起因する故障を完全に排除でき、より信頼性の高
い高力率形のスイッチング電源装置を提供することがで
きる。
来のような抵抗およびスイッチからなる突入電流防止回
路を用いずに突入電流を効果的に抑えることができ、従
来のようなアクティブ整流フィルタ回路を用いずに入力
電流の高調波成分を著しく低減することができる。した
がって、力率を改善するのにアクティブ整流フィルタ回
路を用いる場合に比較して、装置を安価にできる上、小
型軽量化することができるばかりでなく、突入電流防止
回路に起因する故障を完全に排除でき、より信頼性の高
い高力率形のスイッチング電源装置を提供することがで
きる。
【図１】本発明の実施例の回路図である。
【図２】本発明のその他の実施例の回路図である。
【図３】本発明のさらに他の実施例の回路図である。
【図４】本発明の実施例の各部の電圧波形を示す図であ
る。
る。
【図５】図１の装置の各部の電圧および電流波形を示す
図である。
図である。
【図６】従来例のスイッチング電源装置の回路例を示し
た図である。
た図である。
【図７】図６の回路例に基づく電流波形を示した図であ
る。
る。
【図８】従来例のアクティブフィルタ整流回路を用いた
電源装置の回路例を示した図である。
電源装置の回路例を示した図である。
【図９】図１のＶD の詳細波形図である。
【図１０】図１のＶB の詳細波形図である。
【図１１】同ＶB の説明図である。
【図１２】本発明のさらにその他の実施例の回路図であ
る。
る。
【図１３】本発明のさらに他の実施例の回路図である。
【図１４】本発明のさらに他の実施例の回路図である。
【図１５】本発明のさらに他の実施例の回路図である。
【図１６】本発明のさらに他の実施例の回路図である。
Ｄ１１ ダイオードブリッジ回路 Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ０ ダイオード Ｃ１１，Ｃ０ コンデンサ Ｌ１１ チョークコイル Ｔ１１ インバータトランス Ｑ１１ スイッチング素子 １２ 制御回路
Claims (8)
- 【請求項１】 インバータトランスと、 交流電源からの交流を整流し、当該整流によって得られ
る直流の一方出力端子が前記インバータトランスの１次
巻線の第１端子に接続された整流回路と、 該整流回路の他方出力端子と前記インバータトランスの
１次巻線の第２端子との間に設けられたスイッチング素
子と、 該スイッチング素子の閉時にのみ前記１次巻線を介さず
に当該スイッチング素子を通して流れる電流によってエ
ネルギーを一時的に保持し、前記スイッチング素子の開
時に当該保持エネルギーを蓄積することによって、前記
スイッチング素子の閉時に当該蓄積エネルギーを前記１
次巻線に供給可能にするエネルギー蓄積手段とを具えた
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記一方出力端子は
負極出力端子であり、前記他方出力端子は正極出力端子
であり、前記エネルギー蓄積手段は、前記インバータト
ランスの１次巻線の第１端子にカソードが接続された第
１ダイオードと、前記１次巻線の第２端子にカソードが
接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオードのア
ノードと前記第２ダイオードのアノードとの接続点に一
端が接続されたチョークコイルと、該チョークコイルの
他端と前記インバータトランスの第１端子間に接続され
たコンデンサと、該コンデンサと前記チョークコイルの
他端との接続点にカソードが接続され前記整流回路の負
極出力端子にアノードが接続された第３ダイオードとを
有することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 請求項１において、前記一方出力端子は
負極出力端子であり、前記他方出力端子は正極出力端子
であり、前記エネルギー蓄積手段は、前記インバータト
ランスの１次巻線の第１端子にアノードが接続された第
１ダイオードと、前記１次巻線の第２端子にアノードが
接続された第２ダイオードと、前記第１ダイオードのカ
ソードと前記第２ダイオードのカソードとの接続点に一
端が接続されたチョークコイルと、該チョークコイルの
他端と前記インバータトランスの第１端子間に接続され
たコンデンサと、該コンデンサと前記チョークコイルの
他端との接続点にアノードが接続され前記整流回路の正
極出力端子にカソードが接続された第３ダイオードとを
有することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項４】 請求項１，２または３において、前記イ
ンバータトランスは、１次巻線側のスイッチング素子の
閉時に２次巻線側の整流手段が非導通状態になるように
構成されていることを特徴とするスイッチング電源装
置。 - 【請求項５】 請求項１，２または３において、前記イ
ンバータトランスは、１次巻線側のスイッチング素子の
閉時に２次巻線側の整流手段が導通状態になるように構
成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項６】 請求項４において、前記スイッチング素
子は、前記インバータトランスからのエネルギーに基づ
く自励振によってスイッチング制御されることを特徴と
するスイッチング電源装置。 - 【請求項７】 第１チョークコイルと、 交流電源からの交流を整流し、当該整流によって得られ
る直流の正極出力端子が前記第１チョークコイルの第１
端子に接続された整流回路と、 該整流回路の負極出力端子と前記第１チョークコイルの
第２端子との間に設けられたスイッチング素子と、 前記第１チョークコイルの第１端子にカソードが接続さ
れた第１ダイオードと、 前記第２端子にカソードが接続された第２ダイオード
と、 前記第１ダイオードのアノードと前記第２ダイオードの
アノードとの接続点に一端が接続された第２チョークコ
イルと、 該第２チョークコイルの他端と前記第１チョークコイル
の第１端子間に接続されたコンデンサと、 該コンデンサと前記第２チョークコイルの他端との接続
点にカソードが接続され前記整流回路の負極出力端子に
アノードが接続された第３ダイオードとを有することを
特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項８】 第１チョークコイルと、 交流電源からの交流を整流し、当該整流によって得られ
る直流の負極出力端子が前記第１チョークコイルの第１
端子に接続された整流回路と、 該整流回路の正極出力端子と前記第１チョークコイルの
第２端子との間に設けられたスイッチング素子と、 前記第１チョークコイルの第１端子にアノードが接続さ
れた第１ダイオードと、 前記第２端子にアノードが接続された第２ダイオード
と、 前記第１ダイオードのカソードと前記第２ダイオードの
カソードとの接続点に一端が接続された第２チョークコ
イルと、 該第２チョークコイルの他端と前記第１チョークコイル
の第１端子間に接続されたコンデンサと、 該コンデンサと前記第２チョークコイルの他端との接続
点にアノードが接続され前記整流回路の正極出力端子に
カソードが接続された第３ダイオードとを有することを
特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1594896A JPH09215326A (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1594896A JPH09215326A (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09215326A true JPH09215326A (ja) | 1997-08-15 |
Family
ID=11902993
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1594896A Pending JPH09215326A (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09215326A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011229233A (ja) * | 2010-04-16 | 2011-11-10 | Cosel Co Ltd | 力率改善回路およびその起動動作制御方法 |
| WO2012099032A1 (ja) * | 2011-01-18 | 2012-07-26 | シャープ株式会社 | 電源装置及び照明装置 |
-
1996
- 1996-01-31 JP JP1594896A patent/JPH09215326A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011229233A (ja) * | 2010-04-16 | 2011-11-10 | Cosel Co Ltd | 力率改善回路およびその起動動作制御方法 |
| WO2012099032A1 (ja) * | 2011-01-18 | 2012-07-26 | シャープ株式会社 | 電源装置及び照明装置 |
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