JPH09214417A - 伝送装置及び伝送方法 - Google Patents
伝送装置及び伝送方法Info
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- JPH09214417A JPH09214417A JP9005791A JP579197A JPH09214417A JP H09214417 A JPH09214417 A JP H09214417A JP 9005791 A JP9005791 A JP 9005791A JP 579197 A JP579197 A JP 579197A JP H09214417 A JPH09214417 A JP H09214417A
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/026—Arrangements for coupling transmitters, receivers or transceivers to transmission lines; Line drivers
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
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- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
- H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
- H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
- H04L25/0236—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols using estimation of the other symbols
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/08—Modifications for reducing interference; Modifications for reducing effects due to line faults ; Receiver end arrangements for detecting or overcoming line faults
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- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
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- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Testing, Inspecting, Measuring Of Stereoscopic Televisions And Televisions (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 チャンネル特性が劣化している場合でも高効
率復調を実現できる伝送装置を提供すること。 【解決手段】 或チャンネルに送信すべき送信データに
含まれる既知のパターンデータと同じデータを受信側で
発生し、該パターンデータと、そのチャンネルを通して
受信すべき受信データの相関をとる。その相関値に基づ
いて、チャンネル特性を連続的に推定し、その推定結果
によって受信データを復調する。チャンネル特性は、受
信データに基づいて推定されるので、特性劣化のために
受信データが歪んでいる場合でもそのデータが正しく復
調できる。
率復調を実現できる伝送装置を提供すること。 【解決手段】 或チャンネルに送信すべき送信データに
含まれる既知のパターンデータと同じデータを受信側で
発生し、該パターンデータと、そのチャンネルを通して
受信すべき受信データの相関をとる。その相関値に基づ
いて、チャンネル特性を連続的に推定し、その推定結果
によって受信データを復調する。チャンネル特性は、受
信データに基づいて推定されるので、特性劣化のために
受信データが歪んでいる場合でもそのデータが正しく復
調できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、伝送装置及び伝送
方法に関し、特に、ディジタルコードレス電話に適用で
きる技術であって、そのコードレス電話に使う受信方法
に関する。
方法に関し、特に、ディジタルコードレス電話に適用で
きる技術であって、そのコードレス電話に使う受信方法
に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】「関連技術と本発明が
解決しようとする課題」現在、多くの国に於いて、ディ
ジタル移動通信システムを実現するために、種々のシス
テム（ディジタルコードレス電話システム及びディジタ
ル車載電話システム）が試験されている。
解決しようとする課題」現在、多くの国に於いて、ディ
ジタル移動通信システムを実現するために、種々のシス
テム（ディジタルコードレス電話システム及びディジタ
ル車載電話システム）が試験されている。
【０００３】それらは、ＤＥＣＴ（ディジタル・ヨーロ
ッパ・コードレス電話通信）及びＧＳＭ（Groupe Speci
l de Mobile)である。このシステム、即ち、端末が高速
で動くディジタル移動電話等、においては、受信信号
は、送信チャンネル状態に起因するフェージングに簡単
に影響され、受信特性は悪化されがちである。
ッパ・コードレス電話通信）及びＧＳＭ（Groupe Speci
l de Mobile)である。このシステム、即ち、端末が高速
で動くディジタル移動電話等、においては、受信信号
は、送信チャンネル状態に起因するフェージングに簡単
に影響され、受信特性は悪化されがちである。
【０００４】そうした状態の下では同期タイミングは偏
移し、復調効率は悪くなりがちであり、ビット誤り率は
低下する。このことは、全システムの同期状態が悪化す
る可能性があることを示している。
移し、復調効率は悪くなりがちであり、ビット誤り率は
低下する。このことは、全システムの同期状態が悪化す
る可能性があることを示している。
【０００５】上記の点に鑑み、本発明の１つの課題は、
従来の装置に比べてチャンネル歪みに対する抵抗力がも
っとある伝送装置及び伝送方法を提供することにある。
従来の装置に比べてチャンネル歪みに対する抵抗力がも
っとある伝送装置及び伝送方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明が解決しようとす
る上記の課題及び他の課題は、下記の手段を備えた伝送
装置及び伝送方法を提供することによって解決する。
る上記の課題及び他の課題は、下記の手段を備えた伝送
装置及び伝送方法を提供することによって解決する。
【０００７】即ち、本発明は、伝送チャンネルに送信す
べき送信データに含まれる既知のパターンデータと同じ
パターンデータを発生するためのパターン発生手段（４
Ａ）、伝送チャンネルを介して受信する受信データ（ｒ
k ）と相関値（ＣｏｒｒＲＳｋ）としてのパターンデー
タ（ｔｓ）の間の相関を連続して次々と検出するための
相関検出手段（４Ａ）、及びその相関値に基づいて伝送
チャンネルの特性を次々に推定した後その推定結果に基
づいて受信データ（ｒk ）を復調するための信号処理手
段、を備えた伝送装置を提供する。
べき送信データに含まれる既知のパターンデータと同じ
パターンデータを発生するためのパターン発生手段（４
Ａ）、伝送チャンネルを介して受信する受信データ（ｒ
k ）と相関値（ＣｏｒｒＲＳｋ）としてのパターンデー
タ（ｔｓ）の間の相関を連続して次々と検出するための
相関検出手段（４Ａ）、及びその相関値に基づいて伝送
チャンネルの特性を次々に推定した後その推定結果に基
づいて受信データ（ｒk ）を復調するための信号処理手
段、を備えた伝送装置を提供する。
【０００８】更に、本発明の伝送方法は次のステップを
含む。即ち、伝送チャンネルに送信すべき送信データに
含まれる既知のパターンデータと同じパターンデータを
発生した後、伝送チャンネルを介して受信する受信デー
タ（ｒk ）とパターンデータ（ｔｓ）の間の相関を得る
ための処理と、上記処理によって得た相関値（Ｃｏｒｒ
ＲＳｋ）によって伝送チャンネルの特性を次々に推定し
た後その推定結果に基づいて受信データ（ｒk ）を復調
するための処理とを含む。
含む。即ち、伝送チャンネルに送信すべき送信データに
含まれる既知のパターンデータと同じパターンデータを
発生した後、伝送チャンネルを介して受信する受信デー
タ（ｒk ）とパターンデータ（ｔｓ）の間の相関を得る
ための処理と、上記処理によって得た相関値（Ｃｏｒｒ
ＲＳｋ）によって伝送チャンネルの特性を次々に推定し
た後その推定結果に基づいて受信データ（ｒk ）を復調
するための処理とを含む。
【０００９】伝送チャンネルに送信される送信データに
含まれる既知のパターンデータと同じパターンデータ
（ｔｓ）が受信側に発生される。そして、そのパターン
データ（ｔｓ）と、伝送チャンネルを通して受信する受
信データ（ｒk ）との間の相関が得られる。
含まれる既知のパターンデータと同じパターンデータ
（ｔｓ）が受信側に発生される。そして、そのパターン
データ（ｔｓ）と、伝送チャンネルを通して受信する受
信データ（ｒk ）との間の相関が得られる。
【００１０】そこで、伝送チャンネルの特性は、相関値
（ＣｏｒｒＲＳｋ）によって次々に推定される。そうし
て、受信データ（ｒk ）は推定した結果に基づいて復調
される。従って、伝送装置及び伝送方法は容易に実現で
き、受信データ（ｒk ）が特性悪化によって歪んでも、
データは正しく復調される。
（ＣｏｒｒＲＳｋ）によって次々に推定される。そうし
て、受信データ（ｒk ）は推定した結果に基づいて復調
される。従って、伝送装置及び伝送方法は容易に実現で
き、受信データ（ｒk ）が特性悪化によって歪んでも、
データは正しく復調される。
【００１１】本発明の性質、原理及び有用性は、添付図
面と合わせて読めば、下記の詳細な説明から明らかにな
るであろう。なお、図面中、同様な部分は同様な参照番
号または文字によって示されている。
面と合わせて読めば、下記の詳細な説明から明らかにな
るであろう。なお、図面中、同様な部分は同様な参照番
号または文字によって示されている。
【００１２】
【発明の実施の形態】添付図面を参照して本発明の好ま
しい実施形態について説明する。 （１）一般的構成 第１にディジタル携帯電話の一般的構成について下記に
説明する。
しい実施形態について説明する。 （１）一般的構成 第１にディジタル携帯電話の一般的構成について下記に
説明する。
【００１３】図１に示されているとおり、携帯電話１
は、送受信アンテナ２の他に、高周波（ＲＦ）信号処理
回路３、変調・復調及びデータ処理回路４、オーディオ
信号処理回路５、等の種々の回路によって作られてい
る。
は、送受信アンテナ２の他に、高周波（ＲＦ）信号処理
回路３、変調・復調及びデータ処理回路４、オーディオ
信号処理回路５、等の種々の回路によって作られてい
る。
【００１４】伝送されるオーディオ信号がスピーカ６を
介して再生されている間は、通信者の声がマイク７を介
して入力し、送受信アンテナ２から送信される。この点
で、信号処理回路３〜５は、バス８を介して回路３〜５
に夫々接続された中央処理ユニット（ＣＰＵ）９によっ
て制御される。
介して再生されている間は、通信者の声がマイク７を介
して入力し、送受信アンテナ２から送信される。この点
で、信号処理回路３〜５は、バス８を介して回路３〜５
に夫々接続された中央処理ユニット（ＣＰＵ）９によっ
て制御される。
【００１５】ＣＰＵ９は、読み出し専用メモリ（ＲＯ
Ｍ）１０Ａに蓄積されたプログラムに基づいて動作し、
計算表として随時書き込み読み出しメモリ（ＲＡＭ）１
０Ｂを使う。同様にして、ＣＰＵ９は、表示動作ユニッ
ト１１との間でデータの送信・受信を行い、通信者の間
のインターフェースを有する。
Ｍ）１０Ａに蓄積されたプログラムに基づいて動作し、
計算表として随時書き込み読み出しメモリ（ＲＡＭ）１
０Ｂを使う。同様にして、ＣＰＵ９は、表示動作ユニッ
ト１１との間でデータの送信・受信を行い、通信者の間
のインターフェースを有する。
【００１６】図２は、受信システムに集中する携帯電話
１を更に詳しく示す。高周波（ＲＦ）信号処理回路３
は、ＲＦ／ＩＦ検出回路３Ａによって、受信信号を高周
波増幅し、これを直交的に検出し、アナログ・ディジタ
ル（Ａ／Ｄ）変換器３Ｂによってディジタル信号に変換
する。
１を更に詳しく示す。高周波（ＲＦ）信号処理回路３
は、ＲＦ／ＩＦ検出回路３Ａによって、受信信号を高周
波増幅し、これを直交的に検出し、アナログ・ディジタ
ル（Ａ／Ｄ）変換器３Ｂによってディジタル信号に変換
する。
【００１７】それから、その受信データは変調・復調・
データ処理回路４に与えられる。この変調・復調・デー
タ処理回路４は、復調４Ａの為にディジタル信号処理器
（ＤＳＰ）での信号処理によって受信されたデータを復
調し、同期処理、復調処理、周波数訂正チャンネル（Ｆ
ＣＣＨ）による誤り訂正処理を行い、その復調されたデ
ータをオーディオ５ＡのためＤＳＰ（ディジタル信号処
理）に与える。このＤＳＰ ５Ａは圧縮されたオーディ
オデータを復調するために使われる。
データ処理回路４に与えられる。この変調・復調・デー
タ処理回路４は、復調４Ａの為にディジタル信号処理器
（ＤＳＰ）での信号処理によって受信されたデータを復
調し、同期処理、復調処理、周波数訂正チャンネル（Ｆ
ＣＣＨ）による誤り訂正処理を行い、その復調されたデ
ータをオーディオ５ＡのためＤＳＰ（ディジタル信号処
理）に与える。このＤＳＰ ５Ａは圧縮されたオーディ
オデータを復調するために使われる。
【００１８】そこで、復調４ＡのためのＤＳＰによる波
形等化処理及び復調処理について下記に検討する。
形等化処理及び復調処理について下記に検討する。
【００１９】（２）復調処理 次のような事実によってフェージングが起こる。即ち、
種々の場所で反射され、異なった遅延時間を有する多数
の反射波が複合波として受信される。
種々の場所で反射され、異なった遅延時間を有する多数
の反射波が複合波として受信される。
【００２０】図３に示すように、この状態はトランスバ
ーサル型フィルタを使ってモデル化できる。この図は、
５ビットまでの遅延時間を考慮して表されており、ｈk
は各遅延時間に対応する信号の大きさを決定するタップ
係数を示している。
ーサル型フィルタを使ってモデル化できる。この図は、
５ビットまでの遅延時間を考慮して表されており、ｈk
は各遅延時間に対応する信号の大きさを決定するタップ
係数を示している。
【００２１】図３から明らかな通り、フェージングはタ
ップ係数ｈk による全ビット間隔のデータが乗算された
値を合計したものとして示される。換言すると、次のこ
とが言える。即ち、フェージングは、各遅延されたビッ
トとタップ係数ｈk の畳込み積分の一結果である。
ップ係数ｈk による全ビット間隔のデータが乗算された
値を合計したものとして示される。換言すると、次のこ
とが言える。即ち、フェージングは、各遅延されたビッ
トとタップ係数ｈk の畳込み積分の一結果である。
【００２２】それ故、全体のビット遅延広がり（この場
合５ビット）が規定できれば、伝送チャンネルの特性は
タップ係数ｈk を得ることによって決めることができ
る。携帯電話１側でフェージングの影響を取り除く為に
は、信号は受信した信号を等化する波のそばにフェージ
ングが存在しない状態に戻さなければならない。
合５ビット）が規定できれば、伝送チャンネルの特性は
タップ係数ｈk を得ることによって決めることができ
る。携帯電話１側でフェージングの影響を取り除く為に
は、信号は受信した信号を等化する波のそばにフェージ
ングが存在しない状態に戻さなければならない。
【００２３】実際には、伝送チャンネルの特性を示すタ
ップ係数の値ｈk が正しく見つかれば、伝送チャンネル
特性と反対特性を持ったフィルタができて、フェージン
グの影響は取り除かれる。
ップ係数の値ｈk が正しく見つかれば、伝送チャンネル
特性と反対特性を持ったフィルタができて、フェージン
グの影響は取り除かれる。
【００２４】このように、実際には、いかに正しく伝送
チャンネル特性が推定できるかが、受信特性を改善する
ための非常に重要な技術になる。
チャンネル特性が推定できるかが、受信特性を改善する
ための非常に重要な技術になる。
【００２５】しかし、移動通信の場合には、伝送チャン
ネル特性は、時間が進むにつれて変わる。そして、一般
にはそれを正しく推定することは容易ではない。しか
し、ＧＳＭシステム等の車載電話システムにおいては、
アクセスシステムとして時分割多重アクセスが使われて
いるので、送信データに割り当てるべき（即ち、１バー
スト）単位伝送時間は５８０（μｓｅｃ）の短さで、各
バーストにおけるフェージングの影響はほぼ一定である
と考えることができる。
ネル特性は、時間が進むにつれて変わる。そして、一般
にはそれを正しく推定することは容易ではない。しか
し、ＧＳＭシステム等の車載電話システムにおいては、
アクセスシステムとして時分割多重アクセスが使われて
いるので、送信データに割り当てるべき（即ち、１バー
スト）単位伝送時間は５８０（μｓｅｃ）の短さで、各
バーストにおけるフェージングの影響はほぼ一定である
と考えることができる。
【００２６】この実施形態においては、タップ係数ｈk
は、各バーストの中央に含まれる既知のパターンデータ
（トレーニングシーケンス）を利用する際に推定され
る。そのトレーニングシーケンスにおいて数個のパター
ンが考えられる。しかし、２６ビット長を有する既知の
パターンにおけるビットパターンの一部にのみ注目を払
えば、次の等式に示されるように自動相関（AutoCorrk)
に直交関係が存在する。
は、各バーストの中央に含まれる既知のパターンデータ
（トレーニングシーケンス）を利用する際に推定され
る。そのトレーニングシーケンスにおいて数個のパター
ンが考えられる。しかし、２６ビット長を有する既知の
パターンにおけるビットパターンの一部にのみ注目を払
えば、次の等式に示されるように自動相関（AutoCorrk)
に直交関係が存在する。
【００２７】
【数１】
【００２８】ここで、ｔｓはトレーニングシーケンスを
示す。そこで、受信信号システムｒk は送信信号システ
ムｓｋとタップ係数ｈk を使って下記のように表すこと
ができる。
示す。そこで、受信信号システムｒk は送信信号システ
ムｓｋとタップ係数ｈk を使って下記のように表すこと
ができる。
【００２９】
【数２】
【００３０】上記２つの等式に基づいて、トレーニング
シーケンスｔｓと受信信号ｒk の間の相関値ＣｏｒｒＲ
Ｓｋは下記のように得ることができる。
シーケンスｔｓと受信信号ｒk の間の相関値ＣｏｒｒＲ
Ｓｋは下記のように得ることができる。
【００３１】
【数３】
【００３２】この点で、受信信号ｒｓのビットパターン
とトレーニングシーケンスｔｓのビットパターンが同じ
ならば、トレーニングシーケンスの直交性のために等式
（３）の代わりに次の等式が存在する。
とトレーニングシーケンスｔｓのビットパターンが同じ
ならば、トレーニングシーケンスの直交性のために等式
（３）の代わりに次の等式が存在する。
【００３３】
【数４】ＣｏｒｒＲＳｋ＝ｈk ‥‥‥ （４）
【００３４】もう少し細かく言うと、タップ係数は、受
信信号ｒk とトレーニングシーケンスｔｓの間の相関値
ＣｏｒｒＲＳｋを計算することによって得ることができ
る。そして、伝送チャンネルの特性（チャンネル応答）
は推測されることができる。また、相関ピークを得るタ
イミングを検出することによっても、同期タイミングが
得られる。
信信号ｒk とトレーニングシーケンスｔｓの間の相関値
ＣｏｒｒＲＳｋを計算することによって得ることができ
る。そして、伝送チャンネルの特性（チャンネル応答）
は推測されることができる。また、相関ピークを得るタ
イミングを検出することによっても、同期タイミングが
得られる。
【００３５】従って、もし、推定されたチャンネル応答
及び同期タイミングが用いられれば、フェージングによ
って少ししか影響を受けないデータが復調できる。
及び同期タイミングが用いられれば、フェージングによ
って少ししか影響を受けないデータが復調できる。
【００３６】（３）チャンネル応答推定方法 （３−１）概要 本発明のシステムは、前のパラグラフで説明した原理に
基づいて伝送チャンネルの特性を推定することにある。
基づいて伝送チャンネルの特性を推定することにある。
【００３７】最も簡単な例は、同期位置として相関値の
ピークをとることであり、伝送チャンネルの特性（チャ
ンネル応答）を調整するパラメータ（タップ係数ｈk ）
としてその点での相関値を作る。この処理方法は、同期
位置の検出精度を更に増すことができるもので、次のパ
ラグラフで説明する。
ピークをとることであり、伝送チャンネルの特性（チャ
ンネル応答）を調整するパラメータ（タップ係数ｈk ）
としてその点での相関値を作る。この処理方法は、同期
位置の検出精度を更に増すことができるもので、次のパ
ラグラフで説明する。
【００３８】本実施の形態においては、図４Ｃに示すと
おり、式（３）に基づいて得られる相関値ＣｏｒｒＲＳ
ｋのエネルギー平均値が得られ、同期タイミングを設定
するために、このエネルギー平均のピークが得られる。
おり、式（３）に基づいて得られる相関値ＣｏｒｒＲＳ
ｋのエネルギー平均値が得られ、同期タイミングを設定
するために、このエネルギー平均のピークが得られる。
【００３９】図４Ｂに示すように、この場合１０個の相
関値Ｃ0 ，Ｃ1 ‥‥‥Ｃ9 が得られ、同期タイミング
は、これらに基づいて検出される。これは、図５に示す
ようにフェージングの影響によって多数のピーク点が作
られる場合に、最も適正な値を得るという理由からであ
る。この関係で、平均エネルギーを計算する場合に（平
均値を動かす）、相関値は荷重計算される。
関値Ｃ0 ，Ｃ1 ‥‥‥Ｃ9 が得られ、同期タイミング
は、これらに基づいて検出される。これは、図５に示す
ようにフェージングの影響によって多数のピーク点が作
られる場合に、最も適正な値を得るという理由からであ
る。この関係で、平均エネルギーを計算する場合に（平
均値を動かす）、相関値は荷重計算される。
【００４０】この方法を使う場合にチャンネル応答の計
算手順のアウトラインは図６を使って後で説明する。
算手順のアウトラインは図６を使って後で説明する。
【００４１】第１に、チャンネル応答の推定処理がステ
ップＳＰ１からスタートすると、例えばステップＳＰ２
で受信信号ｒk とトレーニングシーケンスｔｓの間の１
０個の相関値が計算される。これが１０個の相関値
Ｃ0 ，Ｃ1 ‥‥‥Ｃ9 を得るのに充分である理由は、同
期位置が携帯電話の場合には殆ど知られているからであ
る。
ップＳＰ１からスタートすると、例えばステップＳＰ２
で受信信号ｒk とトレーニングシーケンスｔｓの間の１
０個の相関値が計算される。これが１０個の相関値
Ｃ0 ，Ｃ1 ‥‥‥Ｃ9 を得るのに充分である理由は、同
期位置が携帯電話の場合には殆ど知られているからであ
る。
【００４２】同様にして、１０個の相関値は、伝送チャ
ンネルの特性を示すタップ係数ｈkの計算と全く同じ方
法で計算される値である。しかしながら、これらは同期
位置を確かめる場合に使われるので、便宜上異なってク
ラス分けする。
ンネルの特性を示すタップ係数ｈkの計算と全く同じ方
法で計算される値である。しかしながら、これらは同期
位置を確かめる場合に使われるので、便宜上異なってク
ラス分けする。
【００４３】この配列を使って、１０個の相関値Ｃ0 ，
Ｃ1 ‥‥‥Ｃ9 が得られれば、各相関値のエネルギー荷
重和が計算され、動平均値が得られる。この実施の形態
において、５個の相関値のエネルギー荷重和が計算さ
れ、６セットのエネルギー平均値Ｅ0 ，Ｅ1 ‥‥‥Ｅ5
が得られる。
Ｃ1 ‥‥‥Ｃ9 が得られれば、各相関値のエネルギー荷
重和が計算され、動平均値が得られる。この実施の形態
において、５個の相関値のエネルギー荷重和が計算さ
れ、６セットのエネルギー平均値Ｅ0 ，Ｅ1 ‥‥‥Ｅ5
が得られる。
【００４４】下記のステップＳＰ４において、エネルギ
ー平均値Ｅ0 ，Ｅ1 ‥‥‥Ｅ5 の最大値が得られ、ステ
ップＳＰ５の処理に進む。このステップＳＰ５で検出さ
れた位置に基づいて同期タイミングが抽出され、同期タ
イミングがセットされる。
ー平均値Ｅ0 ，Ｅ1 ‥‥‥Ｅ5 の最大値が得られ、ステ
ップＳＰ５の処理に進む。このステップＳＰ５で検出さ
れた位置に基づいて同期タイミングが抽出され、同期タ
イミングがセットされる。
【００４５】ステップＳＰ６において、伝送チャンネル
の特性は一群の相関値を作ることによって設定される。
それらの相関値は、タップ係数ｈ0 ，ｈ1 ，‥‥‥ｈ4
として、エネルギー平均値の最大値を提供し、これらの
処理はステップＳＰ７で終わる。
の特性は一群の相関値を作ることによって設定される。
それらの相関値は、タップ係数ｈ0 ，ｈ1 ，‥‥‥ｈ4
として、エネルギー平均値の最大値を提供し、これらの
処理はステップＳＰ７で終わる。
【００４６】この関係で、復調４Ａのためのディジタル
信号処理は、このようにして得られたチャンネル応答に
基づいて反対特性フィルタを得て、これに基づいた受信
データを復調する。
信号処理は、このようにして得られたチャンネル応答に
基づいて反対特性フィルタを得て、これに基づいた受信
データを復調する。
【００４７】（３−２）推定された処理例 フェージングの存在又は不存在に対応する推定された処
理の完全な例を以下に説明する。
理の完全な例を以下に説明する。
【００４８】フェージングが存在しない場合において
は、受信信号ｒk は、トレーニングシーケンスｔｓと一
致する。そして、相関値Ｃ3 は１０個の相関値の中のピ
ーク点である。従って、ピーク点を与える相関値が検出
されると、同期を与える点は正しく検出することができ
る。
は、受信信号ｒk は、トレーニングシーケンスｔｓと一
致する。そして、相関値Ｃ3 は１０個の相関値の中のピ
ーク点である。従って、ピーク点を与える相関値が検出
されると、同期を与える点は正しく検出することができ
る。
【００４９】しかし、フェージングが存在する場合に
は、一連の相関値の中に数個のピークが作られ、同期点
を正しく得ることができない場合がある。従って、前の
パラグラフで説明したように、各時点の相関値に基づく
エネルギーを得、これらの荷重平均を順次得ることによ
って、チャンネル応答を示す相関値の平均エネルギーが
得られる。
は、一連の相関値の中に数個のピークが作られ、同期点
を正しく得ることができない場合がある。従って、前の
パラグラフで説明したように、各時点の相関値に基づく
エネルギーを得、これらの荷重平均を順次得ることによ
って、チャンネル応答を示す相関値の平均エネルギーが
得られる。
【００５０】この実施の形態において、平均エネルギー
Ｅn は次の式に基づいて得られる。
Ｅn は次の式に基づいて得られる。
【数５】 Ｅn ＝Ｗ-2｜Ｃn ｜＋Ｗ-1｜Ｃn+1 ｜＋Ｗ0 ｜Ｃn+2 ｜ ＋Ｗ1 ｜Ｃn+3 ｜＋Ｗ2 ｜Ｃn+4 ｜ ‥‥‥ （５）
【００５１】ここで、｜Ｃk ｜（ｋ＝ｎ，ｎ＋１，‥‥
‥ｎ＋４）はＣk （ｋ＝ｎ，ｎ＋１，‥‥‥ｎ＋４）の
相関値のエネルギーであり、ｗi は重み付けのための係
数である。この係数ｗi （ｉ＝−２，−１，０，１，
２）は相関値の平均エネルギーを得る為の一種のウイン
ドウのような役割を持つ。従って、異なった特性を持つ
ウインドウは荷重係数を変えることによって得ることが
できる。
‥ｎ＋４）はＣk （ｋ＝ｎ，ｎ＋１，‥‥‥ｎ＋４）の
相関値のエネルギーであり、ｗi は重み付けのための係
数である。この係数ｗi （ｉ＝−２，−１，０，１，
２）は相関値の平均エネルギーを得る為の一種のウイン
ドウのような役割を持つ。従って、異なった特性を持つ
ウインドウは荷重係数を変えることによって得ることが
できる。
【００５２】もっと詳細に述べると、四角形、三角形、
底上げコサイン（raised-cosine)等の多数のウインドウ
プロファイルがある。この点で、一例として単純に三角
ウインドウが使われる。そうして、各係数はｗi （ｉ＝
−２，−１，０，１，２）が次の式としてセットされ
る。
底上げコサイン（raised-cosine)等の多数のウインドウ
プロファイルがある。この点で、一例として単純に三角
ウインドウが使われる。そうして、各係数はｗi （ｉ＝
−２，−１，０，１，２）が次の式としてセットされ
る。
【数６】
【００５３】そこで、５つの相関値がＣ0 ＝３，Ｃ1 ＝
５，Ｃ2 ＝１０，Ｃ3 ＝６，Ｃ4 ＝２であり、ｎ＝０と
仮定すると、平均エネルギーＥ0 は次のように得られ
る。
５，Ｃ2 ＝１０，Ｃ3 ＝６，Ｃ4 ＝２であり、ｎ＝０と
仮定すると、平均エネルギーＥ0 は次のように得られ
る。
【数７】 Ｅ0 ＝６×３＋７×５＋８×１０＋７×６＋６×２＝１８７ ‥‥‥ （７）
【００５４】他の平均エネルギーＥ1 ，Ｅ2 ，Ｅ3 ，Ｅ
4 （ステップＳＰ３）に基づいてこの計算が行われる。
そして、このようにして、同期点はこれらのピークエネ
ルギーを検出することによって検出される（ステップＳ
Ｐ４，ＳＰ５）。
4 （ステップＳＰ３）に基づいてこの計算が行われる。
そして、このようにして、同期点はこれらのピークエネ
ルギーを検出することによって検出される（ステップＳ
Ｐ４，ＳＰ５）。
【００５５】この点で、前述の方法を利用する際の同期
タイミングを得る場合の結果、及び相関エネルギーのピ
ークを単純に検出することによる同期タイミングを得る
ば場合の結果は比較され、２つの結果が確かめられる。
タイミングを得る場合の結果、及び相関エネルギーのピ
ークを単純に検出することによる同期タイミングを得る
ば場合の結果は比較され、２つの結果が確かめられる。
【００５６】得られるべき相関値の結果がＣ0 ＝１，Ｃ
1 ＝２，Ｃ2 ＝５，Ｃ3 ＝３，Ｃ4＝２，Ｃ5 ＝３，Ｃ
6 ＝４，Ｃ7 ＝２，Ｃ8 ＝２，Ｃ9 ＝１であるとして、
図５はこれを示している。
1 ＝２，Ｃ2 ＝５，Ｃ3 ＝３，Ｃ4＝２，Ｃ5 ＝３，Ｃ
6 ＝４，Ｃ7 ＝２，Ｃ8 ＝２，Ｃ9 ＝１であるとして、
図５はこれを示している。
【００５７】図５から明らかなとおり、単純に相関値の
ピークを検出することによって同期タイミングを得る場
合に、この相関値は相関値Ｃ2 （＝５）の所で最高値に
なる。従ってもし、この方法が使われると、相関値Ｃ2
のタイミングは正しい同期タイミングとしてセットされ
る。この場合、チャンネル応答を調整するタップ係数ｈ
k は次のとおりである。
ピークを検出することによって同期タイミングを得る場
合に、この相関値は相関値Ｃ2 （＝５）の所で最高値に
なる。従ってもし、この方法が使われると、相関値Ｃ2
のタイミングは正しい同期タイミングとしてセットされ
る。この場合、チャンネル応答を調整するタップ係数ｈ
k は次のとおりである。
【数８】 ｈ2 ＝Ｃ0 ，ｈ1 ＝Ｃ1 ，ｈ0 ＝Ｃ2 ，ｈ-1＝Ｃ3 ，ｈ-2＝Ｃ4 ‥‥‥ （８）
【００５８】しかしながら、実際のチャンネル応答に従
えば、図５に示すとおり、Ｃ2 と殆ど同じ大きさの他の
ピークは相関値Ｃ6 のそばに見られる。従って、もし受
信データがこれに何の注意もせず等化されれば、ビット
誤り率の低下が予想される。
えば、図５に示すとおり、Ｃ2 と殆ど同じ大きさの他の
ピークは相関値Ｃ6 のそばに見られる。従って、もし受
信データがこれに何の注意もせず等化されれば、ビット
誤り率の低下が予想される。
【００５９】他方、平均エネルギーを得る場合には、も
し６個の平均エネルギーＥ0 ，Ｅ1，Ｅ2 ，Ｅ3 ，
Ｅ4 ，Ｅ5 が１０個の相関値Ｃn から得られれば、次の
値が得られる。
し６個の平均エネルギーＥ0 ，Ｅ1，Ｅ2 ，Ｅ3 ，
Ｅ4 ，Ｅ5 が１０個の相関値Ｃn から得られれば、次の
値が得られる。
【数９】 Ｅ0 ＝９３，Ｅ1 ＝１０３，Ｅ2 ＝１１２，Ｅ3 ＝９６， Ｅ4 ＝９１，Ｅ5 ＝８２ ‥‥‥ （９）
【００６０】これらの平均エネルギーのピークはＥ2 ＝
１１２であって、相関値Ｃ2 とＣ6の荷重和である。従
って、５つの相関値の中に中間の相関値Ｃ4 が得られる
タイミングが、同期タイミングとして採用されている。
このように、チャンネル応答を調整するためのタップ係
数ｈk は次のように設定できる。
１１２であって、相関値Ｃ2 とＣ6の荷重和である。従
って、５つの相関値の中に中間の相関値Ｃ4 が得られる
タイミングが、同期タイミングとして採用されている。
このように、チャンネル応答を調整するためのタップ係
数ｈk は次のように設定できる。
【数１０】 ｈ2 ＝Ｃ2 ，ｈ1 ＝Ｃ3 ，ｈ0 ＝Ｃ4 ，ｈ-1＝Ｃ5 ，ｈ-2＝Ｃ6 ‥‥‥ （１０）
【００６１】こうして得られた結果は、タップ係数とし
て２つのピークを与える相関値Ｃ2とＣ6 を含む。そし
て、それはピークを検出するだけの方法に比べて或誤り
があるが実際のチャンネル応答に非常に近いと考えるこ
とができる。
て２つのピークを与える相関値Ｃ2とＣ6 を含む。そし
て、それはピークを検出するだけの方法に比べて或誤り
があるが実際のチャンネル応答に非常に近いと考えるこ
とができる。
【００６２】従って、このタップ係数に基づいて受信デ
ータが復調されるならば、その受信データは前回の方法
に比べて低いビット誤り率で復調できると考えられる。
同様にして、後の例は同期タイミングを設定するのにも
っと適している。
ータが復調されるならば、その受信データは前回の方法
に比べて低いビット誤り率で復調できると考えられる。
同様にして、後の例は同期タイミングを設定するのにも
っと適している。
【００６３】これは図７によって確かめることができ
る。この図において、縦座標はビット誤り率を示し、横
座標はノイズ対ビット当たりエネルギー比を示す。この
図に示すように、ビット当たりのエネルギーとノイズの
比が高くなると、平均エネルギー（実線）を利用する際
に同期タイミングがセットされる時にビット誤り率が低
下する。
る。この図において、縦座標はビット誤り率を示し、横
座標はノイズ対ビット当たりエネルギー比を示す。この
図に示すように、ビット当たりのエネルギーとノイズの
比が高くなると、平均エネルギー（実線）を利用する際
に同期タイミングがセットされる時にビット誤り率が低
下する。
【００６４】前述の構成に従えば、既知のビットパター
ン（トレーニングシーケンス）を含むトレーニングデー
タを受信する場合に、受信データと現在のビットパター
ン（トレーニングシーケンス）との間の相関値は携帯電
話１側で得られ、最大相関値に基づいて受信チャンネル
上でチャンネル応答を推定することによって、フェージ
ングの影響が取り除ける。
ン（トレーニングシーケンス）を含むトレーニングデー
タを受信する場合に、受信データと現在のビットパター
ン（トレーニングシーケンス）との間の相関値は携帯電
話１側で得られ、最大相関値に基づいて受信チャンネル
上でチャンネル応答を推定することによって、フェージ
ングの影響が取り除ける。
【００６５】更に、時系列において得られるべき複数相
関値についての平均エネルギーは各固定期間に連続的に
得られる。１セットの相関値であってそれらの中の最大
平均エネルギーを与える値に基づいて受信チャンネルに
ついてチャンネル応答を推定することにより、フェージ
ングの影響が更に減らされる。
関値についての平均エネルギーは各固定期間に連続的に
得られる。１セットの相関値であってそれらの中の最大
平均エネルギーを与える値に基づいて受信チャンネルに
ついてチャンネル応答を推定することにより、フェージ
ングの影響が更に減らされる。
【００６６】その結果、受信信号がフェージングの影響
等に因って歪む場合でも、受信タイミングは正しく受信
される。従って、同期状態を検出することができ、同期
状態から外れることが難しい携帯電話が容易に得られ
る。
等に因って歪む場合でも、受信タイミングは正しく受信
される。従って、同期状態を検出することができ、同期
状態から外れることが難しい携帯電話が容易に得られ
る。
【００６７】更に、等化特性は、同期特性を改善するこ
とによって改善でき、その結果、データの復調効率は改
善できる。従って、ビット誤り率を更に減らすことので
きる携帯電話が得られる。
とによって改善でき、その結果、データの復調効率は改
善できる。従って、ビット誤り率を更に減らすことので
きる携帯電話が得られる。
【００６８】（４）他の実施の形態 上記の実施形態は、スカラー値として（１次元値とし
て）相関値を得る場合を扱った。しかし、本発明は上記
に限られるだけでなく、ベクトル値（２次元値）として
それを得る場合にも広く適用できる。
て）相関値を得る場合を扱った。しかし、本発明は上記
に限られるだけでなく、ベクトル値（２次元値）として
それを得る場合にも広く適用できる。
【００６９】更に、上記の実施形態は、携帯電話の場合
について扱ったが、本発明はこれに限られることなく、
車載電話等の他の受信器にも適用できる。更に、上記実
施形態は、受信器の場合を扱ったが、本発明はこれに限
定されることなく、記録媒体から高密度記録されたデー
タを再生するための再生装置にも広く適用できる。
について扱ったが、本発明はこれに限られることなく、
車載電話等の他の受信器にも適用できる。更に、上記実
施形態は、受信器の場合を扱ったが、本発明はこれに限
定されることなく、記録媒体から高密度記録されたデー
タを再生するための再生装置にも広く適用できる。
【００７０】本発明の好ましい形態実施に関係して説明
してきたが、当業者にとっては、種々の変更、改良がも
くろまれることは明らかであり、特許請求の範囲におい
ては、本発明の真の精神及び範囲に入る限りそれら全て
をカバーする。
してきたが、当業者にとっては、種々の変更、改良がも
くろまれることは明らかであり、特許請求の範囲におい
ては、本発明の真の精神及び範囲に入る限りそれら全て
をカバーする。
【図１】本発明による伝送装置の一実施形態のブロック
図である。
図である。
【図２】伝送装置の受信ユニットの構造例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】フェージングモデルを示す線形ダイヤグラム
（線図）である。
（線図）である。
【図４】４Ａ〜４Ｃ相関値及びそのエネルギー平均の計
算を説明する線図である。
算を説明する線図である。
【図５】相関値の分布を示す線図である。
【図６】伝送チャンネルの特性設定の推定手順を示すフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図７】ビット当たりのノイズ対エネルギー比を示す特
性図である。
性図である。
２ アンテナ、３ 高周波信号処理回路、４ 変調・復
調・データ処理回路、５ オーディオ信号処理回路、６
スピーカ、７ マイク、８ バス、９ 中央処理装
置、１１ 表示動作ユニット
調・データ処理回路、５ オーディオ信号処理回路、６
スピーカ、７ マイク、８ バス、９ 中央処理装
置、１１ 表示動作ユニット
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 渡辺 秀和 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 (72)発明者 泉 誠一 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 (72)発明者 ハミッド アミル−アリクハニ イギリス ハンプシャ ベーシングストー ク ジェイスクローズ ビアブルス（番地 なし） ソニー・ユナイテッド・キングダ ム・リミテッド内
Claims (9)
- 【請求項１】 伝送チャンネルに伝送すべき送信データ
に含まれる既知のパターンと同じパターンを発生するパ
ターン発生手段と、 上記伝送チャンネルを通して受信すべき受信データと上
記パターンデータとの間の相関を検出する相関検出手段
と、 上記相関値に連続して依存して上記伝送チャンネルの特
性を推定し、上記推定結果に依存して受信データを復調
する信号処理手段と、を備えた伝送装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の伝送装置において、前
記信号処理手段が、時系列における予め定められた期間
内に得られる前記相関値の複数平均値を得て、上記平均
値の最大値を与える期間に基づいた上記受信データの同
期タイミングを設定する伝送装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載の装置において、前記平
均値を計算する場合に、前記信号処理手段が夫々計算の
対象である相関値に重みづけするようにした伝送装置。 - 【請求項４】 請求項１、２、または３の何れか１つに
記載の装置において、前記伝送チャンネルが、その伝送
ルートに、記録媒体を備えた伝送装置。 - 【請求項５】 伝送チャンネルに伝送すべき送信データ
に含まれる既知のパターンと同じパターンを発生し、上
記伝送チャンネルを通して受信すべき受信データと上記
パターンデータとの間の相関を得る信号処理と、 上記信号処理によって得た相関値に連続して依存する上
記伝送チャンネルの特性を推定し、該推定結果に存在し
て受信データを復調する信号処理と、を含む伝送方法。 - 【請求項６】 請求項５に記載の伝送方法において、前
記伝送特性を推定する場合に前記予め定められた時間に
前記相関値の複数の平均値が時系列において得られ、前
記受信データの同期タイミングが、前記平均値の最大値
が得られる項に基づいて設定される伝送方法。 - 【請求項７】 請求項６に記載の伝送方法において、前
記平均値を計算する場合に、該平均値が夫々計算の対象
である相関値に重み付けをすることによって得られる伝
送方法。 - 【請求項８】 添付図面を参照して明細書中に実質的に
説明され、又は添付図面に図解されたとおりに作られ、
又は配列された伝送装置。 - 【請求項９】 添付図面を参照して明細書中に実質的に
説明され、又は添付図面に図解されたとおりの伝送方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9601760:3 | 1996-01-30 | ||
| GB9601760A GB2309864A (en) | 1996-01-30 | 1996-01-30 | An equalizer and modulator using a training sequence and multiple correlation with a stored copy of the sequence |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09214417A true JPH09214417A (ja) | 1997-08-15 |
| JP3875332B2 JP3875332B2 (ja) | 2007-01-31 |
Family
ID=10787738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00579197A Expired - Fee Related JP3875332B2 (ja) | 1996-01-30 | 1997-01-16 | 伝送装置及び伝送方法 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0788260B1 (ja) |
| JP (1) | JP3875332B2 (ja) |
| KR (1) | KR970060725A (ja) |
| CN (1) | CN1121764C (ja) |
| DE (1) | DE69723596T2 (ja) |
| GB (1) | GB2309864A (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JPH10145324A (ja) * | 1996-11-13 | 1998-05-29 | Sony Corp | デジタル音声放送の判別装置 |
| US6243428B1 (en) * | 1997-06-11 | 2001-06-05 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for band-adaptive demodulation |
| GB2339120B (en) * | 1998-06-30 | 2003-03-19 | Nec Technologies | Channel estimation device for digital telecommunications stations |
| GB2347831B (en) * | 1999-03-06 | 2004-07-07 | Nec Technologies | Sychronisation in digital data transmission systems |
| US6721299B1 (en) * | 1999-03-15 | 2004-04-13 | Lg Information & Communications, Ltd. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7496132B2 (en) * | 1999-03-15 | 2009-02-24 | Kg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7643540B2 (en) * | 1999-03-15 | 2010-01-05 | Lg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| KR100294711B1 (ko) * | 1999-03-15 | 2001-07-12 | 서평원 | 최적의 파일럿 심볼을 이용한 프레임 동기 방법 |
| US7012906B1 (en) * | 1999-03-15 | 2006-03-14 | Lg Information & Communications, Ltd. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US6791960B1 (en) | 1999-03-15 | 2004-09-14 | Lg Information And Communications, Ltd. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| EP1061667B1 (en) * | 1999-06-11 | 2003-08-20 | Lucent Technologies Inc. | Improved channel estimation technique |
| US7230910B2 (en) | 2001-01-30 | 2007-06-12 | Lucent Technologies Inc. | Optimal channel sounding system |
| US8363536B2 (en) * | 2006-08-28 | 2013-01-29 | Qualcomm Incorporated | OFDM channel estimation |
| KR20130049978A (ko) * | 2011-11-07 | 2013-05-15 | 한국전자통신연구원 | 채널 추정 장치 및 방법 |
Family Cites Families (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3422828A1 (de) * | 1984-06-20 | 1986-01-02 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Datenempfaenger fuer aufgezeichnete daten |
| US4825448A (en) * | 1986-08-07 | 1989-04-25 | International Mobile Machines Corporation | Subscriber unit for wireless digital telephone system |
| DE4013384A1 (de) * | 1990-04-26 | 1991-10-31 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger mit einer anordnung zur frequenzablagenschaetzung |
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| SE469678B (sv) * | 1992-01-13 | 1993-08-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Saett foer synkronisering och kanalestimering i tdma- radiosystem |
| GB2271916B (en) * | 1992-10-23 | 1996-05-22 | Roke Manor Research | Improvements in or relating to digital radio communication systems |
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| US5414734A (en) * | 1993-01-06 | 1995-05-09 | Glenayre Electronics, Inc. | Compensation for multi-path interference using pilot symbols |
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-
1996
- 1996-01-30 GB GB9601760A patent/GB2309864A/en not_active Withdrawn
-
1997
- 1997-01-07 KR KR1019970000140A patent/KR970060725A/ko not_active Application Discontinuation
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- 1997-01-27 CN CN97102515A patent/CN1121764C/zh not_active Expired - Fee Related
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- 1997-01-30 EP EP97300610A patent/EP0788260B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-02-04 US US08/796,069 patent/US5978416A/en not_active Expired - Lifetime
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