DK168750B1 - Fremgangsmåde til modforvrængning i en modtager af signaler, der har passeret en transmissionskanal - Google Patents

Description

i DK 168750 B1

Opfindelsen angår en fremgangsmåde til modforvrængning til brug i en modtager for elektromagnetiske signaler, der har passeret en transmissionskanal. Modforvrængningen er af den type, hvor de modtagne signaler føres til en 5 første serieforbindelse af et antal tidsforsinkelses-elementer, som er forbundet til et fælles summationspunkt i overensstemmelse med et første sæt af respektive vægtfaktorer, hvorved et udgangssignal frembringes. Dette udgangssignal føres til en anden serieforbindelse af et 10 antal tidsforsinkelseselementer, som på tilsvarende vis er forbundet til nævnte summationspunkt i overensstemmelse med et andet sæt af respektive vægtfaktorer.

Når der kommunikeres over en mobil kanal, som f.eks. i et 15 moderne mobiltelefonsystem, udsættes signalet mellem sender og modtager for forskellige former for amplitude- og fasepåvirkninger. Den i denne forbindelse mest interessante påvirkning er den, der opstår på grund af flervej sudbredelse af det transmitterede signal. Modtageren 20 vil modtage forskellige bidrag, der har tilbagelagt forskellige transmissionsveje, og disse bidrag vil interferere destruktivt eller konstruktivt afhængigt af frekvens. Når den mobile enhed bevæger sig, vil der derfor forekomme kraftige udsving i den modtagne effekt. Når der 25 er tale om transmission af digitale signaler, og når den forsinkelse, som flervejsudbredelsen giver anledning til, er større end symboltiden, dvs. tiden mellem hver informationsbit, vil der desuden ske en afsmitning mellem de enkelte bit.

30

Dette benævnes intersymbolinterferens (ISI). For at kompensere herfor, er det nødvendigt i modtageren at anvende en modforvrænger. Som regel benyttes den engelske benævnelse "equalizer".

Ofte findes der blandt de transmitterede data en såkaldt læresekvens, dvs. et bitmønster, som på forhånd er kendt 35 DK 168750 B1 2 af modtageren. Ved at sammenligne de modtagne signaler med de forventede fås således kendskab til kanalens øjeblikkelige impulsrespons.

5 Med den kendte teknik kan kompenseringen udføres på to forskellige måder.

Ved den ene metode foretages der ikke en egentlig modforvrængning af det modtagne signal. Metoden bygger i stedet 10 på, at datamodtageren kender alle mulige datasekvenser, og med viden om kanalens øjeblikkelige impulsrespons kan beregne alle mulige forvrængede signaler og derefter vælge det, der passer bedst med det netop modtagne. Denne type benævnes MLSE efter den engelske betegnelse "Maximum 15 Likelihood Sequence Estimator".

Den anden metode bygger derimod på, at det modtagne signal modforvrænges, dvs. transmissionskanalens indvirkning på signalet bliver udlignet, hvorefter datainformationen 20 estimeres i en simpel detektor. Oftest sker der i modfor-vrængeren en tilbagekobling af de estimerede data, og denne type benævnes så DFE efter den engelske betegnelse "Decision Feedback Equalizer". En DFE-modforvrænger er opbygget af bl.a. to hovedblokke, nemlig en fremkoblings-25 del og en tilbagekoblingsdel. Hver af disse omfatter en serieforbindelse af et antal forsinkelseselementer, hvis forsinkelse svarer til symboltiden, altså tiden mellem hver informationsbit, således at en datasekvens kan skiftes hen igennem kæden. Som indgangssignal til fremkob-30 lingsdelen benyttes den modtagne datasekvens, medens der for tilbagekoblingsdelens vedkommende benyttes den tilsvarende detekterede sekvens. Det øjeblikkelige udgangssignal fra hvert forsinkelseselement i både frem- og tilbagekoblingsdelen multipliceres med en vægtfaktor eller 35 koefficent og føres til et fælles summationspunkt, som igen er forbundet til en detektor. Som regel er disse modforvrængere adaptive, dvs. de tilpasser sig løbende DK 168750 B1 3 kanalens øjeblikkelige impulsrespons, således at kanalens forvrængning udlignes. Dette sker ved løbende justering af vægtfaktorerne.

5 Sådanne modforvrængere af DFE-type kendes fra bl.a. europæisk offentliggørelsesskrift nr. 323870.

Hidtil har forsøg med DFE imidlertid givet skuffende resultater i sammenligning med MLSE-modtagere, formentligt 10 fordi de ikke kan nå at konvergere hurtigt nok. Til gengæld er MLSE-modtagere langt mere beregningskrævende og dermed dyrere i både udvikling og produktion end DFE-mod-tagere.

15 Fra US A 4 701 936 kendes et eksempel på, at man i en DFE-modforvrænger beregner et estimat af kanalens impulssvar og benytter dette ved indstilling af filterkoefficienterne. Dette har imidlertid ikke ændret på forholdet mellem DFE- og MLSE-modtagere.

20 I en modtager, som omtales i US A 4 694 469, anvendes et synkroniseringskredsløb, hvori indgår to seriekoblede filtre. I det første filter indstilles filterkoefficienterne ud fra den komplekst konjugerede værdi af kanalens 25 impulssvar, medens der i det andet filter indgår autokorrelationen.

Formålet med opfindelsen er at angive en modforvrænger af DFE-type, som har en ydelse i samme størrelsesorden som 30 den, der kan opnås med MLSE-modtagere.

Dette formål opnås ved en fremgangsmåde, som angivet i krav l's indledende del, der ifølge opfindelsen er ejendommelig ved det i kravets kendetegnende del angivne. Ved 35 hjælp af den kendte læresekvens kan et estimat for transmissionskanalens impulsrespons, udtrykt ved en række filterkoefficienter, beregnes på simpel vis, og ved at kom- DK 168750 B1 4 plekst konjugere disse og derefter bruge dem som startværdier for koefficienterne i fremkoblingsdelen, dvs. den første serieforbindelse af et antal tidsforsinkelseselementer, opnås en optimal løsning med hensyn til støj.

5 Disse koefficienter svarer til de, der benyttes i et såkaldt "matched filter", d.v.s. et filter, hvis impulsrespons er tilpasset transmissionskanalen, så der på udgan- . gen opnås maksimalt signal/støj-forhold.

10 Ved yderligere som omtalt i krav 2 at generere autokorrelationen af estimatet for kanalens impulsrespons, ligeledes udtrykt ved en række filterkoefficienter, og benytte disse som startværdier for koefficienterne i tilbagekoblingsdelen, dvs. den anden serieforbindelse af et antal 15 forsinkelseselementer, vil intersymbolinterferens stammende fra tidligere detekterede symboler, dvs. informationsbit, blive fjernet.

Da den omtalte læresekvens typisk vil være placeret i 20 midten af en databitsekvens, fås det bedste resultat ved, som i krav 3, at foretage detekteringen fra midten og udefter i stedet for at følge den rækkefølge, som bittene er modtaget i.

25 For at sikre synkronisme med det transmitterede signal, fastlægges synkroniseringstidspunktet ved hjælp af estimatet for kanalens impulsrespons, som det fremgår af krav 4, 5 og 6.

30 Ligeledes kan det være nødvendigt at fase- eller frekvensjustere det modtagne signal ifølge krav 7, før selve detekteringen finder sted.

I en særlig udførelsesform benyttes fremgangsmåden i en 35 modforvrænger, som er beregnet til anvendelse i modtageapparater for det nye fælles europæiske, digitale mobiltelefonsystem, der benævnes GSM.

DK 168750 B1 5

Opfindelsen skal forklares nærmere i det følgende under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 viser et eksempel på opbygningen af en i og for 5 sig kendt sender/modtager til et digitalt mobiltelefonsystem, fig. 2 viser et blokdiagram for en kendt modforvrænger af DFE-type, 10 fig. 3 viser opbygning og virkemåde for fremkoblingsde-len, fig. 4 er et eksempel på en simpel udførelsesform for et 15 detektorkredsløb, som indgår i modforvrængeren, fig. 5 viser opbygningen af tilbagekoblingsdelen, fig. 6 viser et blokdiagram for en DFE-modforvrænger ud-20 bygget med kanalestimator, fig. 7 viser opbygningen af kanalestimatorblokken, fig. 8 viser et blokdiagram af en DFE-modforvrænger med 25 fase- eller frekvensjustering, fig. 9 viser et eksempel på opbygningen af et rekonstruktionsfilter, 30 fig. 10 viser en forsinkelsesblok, fig. 11 viser en fasetilpasningsenhed, og fig. 12 viser virkemåden for en fasedrejer.

På fig. 1 er vist et i og for sig kendt eksempel på en sender/modtager til et digitalt mobiltelefonsystem - 35 DK 168750 B1 6 f.eks. det fælleseuropæiske digitale mobiltelefonsystem, som benævnes GSM hvor fremgangsmåden ifølge opfindelsen kan anvendes.

5 Et signal modtages på en antenne 1 og passerer en duple-xer 2, hvorefter det forstærkes og båndbegrænses i højfrekvensmodtageren 3. Signalet på dennes udgang er komplekst, hvor realdelen benævnes I-komponenten (Inphase) og imaginærdelen benævnes Q-komponenten (Quadrature). Det 10 komplekse signal digitaliseres, inden det føres videre til indgangen på modforvrængeren 4, som beskrives nærmere nedenfor. På udgangen af modforvrængeren 4 findes det detekterede signal, der føres til videre behandling, som typisk kan foregå i en dekoder 5. Desuden indgår fre-15 kvenssyntese 6, kontrolenhed 7 samt senderkredsløbene 8, 9 og 10.

En sådan sender/modtager er bl.a. beskrevet nærmere i international patentansøgning PCT/US86/00618.

20

Modforvrængeren 4 kan f.eks. være af DFE-type, og på fig. 2 ses på et blokdiagram, hvordan en sådan på kendt vis kan være opbygget. DFE-modforvrængeren omfatter en buffer 25, en fremkoblingsdel 11, en tilbagekoblingsdel 25 12, summationspunkterne 13, 14 og en detektor 15, og dis se blokke vil blive beskrevet nærmere nedenfor. Signalet fra bufferen føres til fremkoblingsdelen 11, og udgangssignalet herfra føres til summationspunkterne 13 og 14 (for henholdsvis real- og imaginærdel), hvor udgangssig-30 nalet fra tilbagekoblingsdelen 12 subtraheres. Fra summationspunkterne 13 og 14 føres signalet til detektoren 15, der i simples te form kan være en komparator, og udgangssignalet herfra består af de detekterede bit. Dette signal føres dels til tilbagekoblingsdelen 12 og dels til 35 efterfølgende kredsløb uden for modforvrængeren.

DK 168750 B1 7

Opbygningen af fremkoblingsdelen 11, detektoren 15 og tilbagekoblingsdelen 12 beskrives nedenfor under henvisning til figurerne 3, 4 og 5.

5 Fig. 3 viser opbygningen af fremkoblingsdelen. Indgangssignalet X er den modtagne datasekvens, som er lagret i bufferen 25. Signalet føres gennem et antal forsinkelseselementer 16, hvorefter hver af de forsinkede signalværdier multipliceres med en tilhørende filterkoefficient i 10 multiplikationspunkterne 17 og summeres i summations-punkterne 18. Der kan også som tidligere omtalt benyttes et fælles summationspunkt. Alle signaler er komplekse. Udgangssignal X' føres til summationspunkterne 13 og 14 (for henholdsvis real- og imaginærdel).

15

Fig. 4 viser en simpel udførelsesform for detektoren 15, realiseret ved hjælp af to nulkomparatorer 19, 20, der alternerende aftaster henholdsvis I- og Q-komponenterne, samt en omskifter 21. Udgangssignalet er +1, hvis den af-20 tastede værdi er større end eller lig med 0, og -1, hvis den er mindre end 0. Tilsvarende er værdien rent reel, hvis den aftastes i I-kanalen, og rent imaginær, hvis den aftastes i Q-kanalen.

25 Detektoren kan også være mere avanceret. Modforvrængeren af DFE-type kan i sig selv kun udligne intersymbolinter-ferens fra allerede detekterede databit. Ved at anvende en mere avanceret detektor, f.eks. en Viterbi-detektor, vil der også kunne tages hensyn til intersymbolinterfe-30 rens fra efterfølgende databit.

Fig. 5 viser opbygningen af tilbagekoblingsdelen. Opbygningen svarer til fremkoblingsdelen, idet der indgår et antal forsinkelseselementer 22, et antal multiplikations-35 punkter 23 og summationspunkterne 24. Indgangssignalet a er den netop detekterede sekvens.

DK 168750 B1 8

Hvis modforvrængeren er adaptiv, vil der løbende ske en justering af koefficienterne. Dette sker ved, at der først vælges et sæt udgangsværdier eller startbetingelser for hver af de komplekse koefficienter. Typisk nulstilles 5 de alle, bortset fra realdelen af én af koefficienterne, den såkaldte hovedkoefficient (hovedtap), som sættes til 1. Derefter køres den modtagne læresekvens gennem modforvrængeren, og ved sammenligning med den kendte læresekvens fås et fejlsignal, som danner grundlag for opdate-10 ring af koefficienterne. Denne procedure kan så gentages, indtil der opnås konvergens. Imidlertid har det som tidligere nævnt vist sig, at modforvrængeren på denne måde ikke kan konvergere hurtigt nok til, at der kan opnås de ønskede resultater.

15

Det nye ifølge opfindelsen er, at startværdierne for koefficienterne til multiplikationspunkterne 17 i frem-koblingsdelen og koefficienterne til multiplikationspunkterne 23 i tilbagekoblingsdelen vælges på en ny måde, der 20 baserer sig på et estimat af transmissionskanalens impulsrespons, udtrykt ved et antal filterkoefficienter, idet et sådant estimat kan frembringes på en enkel og i og for sig kendt vis ved hjælp af en kanalestimator. 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

Ved at benytte disse startgæt har det været muligt at op 2 nå langt bedre resultater end tidligere, især ved lave 3 signal/støj-forhold. Faktisk har det overraskende vist 4 sig, at hvis man for hver modtaget databitsekvens vælger 5 startkoefficienterne på denne måde, opnås der ikke yder- 6 ligere forbedring ved løbende opdatering af koefficien 7 terne. Ved lave signal/støj-forhold (dårlige modtagefor 8 hold) kan det endog være en fordel ikke at opdatere koef 9 ficienterne. Det vil altså sige, at modforvrængeren ikke 10 behøver at være adaptiv, hvilket er særdeles fordelagtigt 11 med hensyn til modforvrængerens kompleksitet.

DK 168750 B1 9 I fig. 6 er DFE-modforvrængeren fra fig. 2 derfor udbygget med en kanalestimator 26. Det fra højfrekvensmodtageren 3 modtagne komplekse signal føres først til bufferen 25, som kan lagre signalet i et givet tidsrum, dvs. lagre 5 en sekvens af en given længde. I GSM-systemet indeholder hver modtaget datasekvens en læresekvens, og så snart denne er lagret i bufferen, kan kanalestimatoren 26 gå i gang med at estimere transmissionskanalens impulsrespons udtrykt ved en række filterkoefficienter. Dette beskrives 10 nærmere nedenfor. Kanalens impulsrespons omfatter i GSM-systemet bidrag fra modulationen, senderfiltre, den fysiske transmissionskanal og modtagefiltre.

Fig. 7 viser, hvorledes kanalestimatoren 26 kan være op-15 bygget. Indgangssignalet X er den modtagne læresekvens, som udgør en del af den modtagne datasekvens, der er lagret i bufferen 25. Hvert element i den modtagne sekvens er et komplekst tal og består således af en realdel og en imaginærdel. Ved hjælp af et antal forsinkelseselementer 20 27 (Z_1), et antal koefficienter 28 (Cn) og et antal sum- mationspunkter 29 bestemmes krydskorrelationen mellem den faktisk modtagne læresekvens og den kendte læresekvens, hvor sidstnævnte er identisk med den fra senderen afsendte læresekvens. Resultatet bliver en sekvens Y af korre-25 lationsværdier, som lagres i bufferen 30. En del af denne sekvens kan udtages som det estimat (h) af kanalens impulsrespons, der ifølge opfindelsen benyttes i fremkoblingsdelen 11. 1 2 3 4 5 6

Denne del udtages efter et princip, hvor et vindue for 2 skydes hen over samtlige korrelationsværdier, og for hver 3 placering beregnes energien af de indgående korrelations 4 værdier. Dette sker ved, at sekvensen Y føres til en blok 5 31, der beregner kvadratnormen af de komplekse værdier.

6

Herved fås sekvensen V, der føres til et antal forsinkelseselementer 32, hvor antallet svarer til længden af vinduet. Ved hjælp af summationspunkterne 33 opnås summen af DK 168750 B1 10 kvadratnormerne hørende til vinduet, hvilket svarer til energien af korrelationen beregnet over vindueslængden. Blokken 34, som måler maximalværdi, finder det vindue, der har størst energiindhold og lagrer dets nummer, dvs.

5 tidspunktet for dets begyndelse eller referencetidspunktet, Tref. Det er korrelationsværdierne i dette vindue, der anvendes som estimatet for kanalens impulsrespons.

Ifølge en alternativ udførelsesform kan metoden til ud-10 vælgelse af estimatet for kanalens impulsrespons varieres. Efter at vinduet med maximal energi er fundet, afsøges dette for at finde den korrelationsværdi i vinduet, der har størst kvadratnorm, dvs. maximal amplitude. Derefter udtages et nyt vindue af korrelationen, som place-15 res symmetrisk omkring det nye referencetidspunkt, og det er så korrelationsværdierne heri, der anvendes som esti-mat for kanalens impulsrespons.

I begge tilfælde føres det fundne referencetidspunkt til 20 apparatets kontrolenhed 7 for synkronisering.

Med det frembragte estimat for kanalens impulsrespons som grundlag kan startbetingelserne for koefficienterne 17 (fremkoblingsdelen) og 23 (tilbagekoblingsdelen) nu ge-25 nereres.

Koefficienterne 17 i fremkoblingsdelen fremkommer ifølge opfindelsen ved at komplekst konjugere (og tidsreversere) de værdier, der i kanalestimatoren blev udtaget som et 30 estimat for kanalens impulsrespons.

Koefficienterne til tilbagekoblingsdelen fremkommer ifølge opfindelsen som en del af kanalens impulsrespons foldet med fremkoblingsdelens impulsrespons og dermed som 35 autokorrelationen af kanalens impulsrespons. Dette opnås ved at føre vinduets estimatværdier fra korrelationsbuf feren gennem fremkoblingsdelen (eller et identisk kreds- DK 168750 B1 11 løb). Der anvendes kun den del af autokorrelationen, der svarer til resten, efter at fremkoblingsdelens tidsforsinkelse er taget i betragtning, således at der opnås korrekt tidssynkronisme mellem de to signaler i summa-5 tionspunkterne 13 og 14.

Ved hjælp af det i kanalestimatoren 26 frembragte estimat for kanalens impulsrespons er det også muligt at faseeller frekvensjustere det modtagne signal før detekte-10 ringen. Fig. 8 viser, hvorledes modforvrængeren fra fig.

6 således kan udbygges med en funktion til synkronisering af referencefrekvens. Dette sker ved at detektere og korrigere for en fasefejl. Udgangssignalet fra detektoren 15 ledes til et rekonstruktionsfilter 35, som ved hjælp af 15 information fra kanalestimatoren 26 rekonstruerer et signal, der svarer til signalet enten før eller efter frem-koblingsdelen. Det rekonstruerede signal sammenlignes så med det faktiske signal i fasetilpasningsenheden 36. Da det rekonstruerede signal er baseret på detekterede vær-20 dier, vil det være tidsforsinket, hvorfor det faktiske signal må tidsforsinkes tilsvarende i tidsforsinkelsesledet 37, inden det tilføres fasetilpasningsenheden 36. Her beregnes faseforskellen mellem de to signaler. Resultatet heraf føres til fasedrejeren 38, hvor det modtagne signal 25 fasedrejes i overensstemmelse hermed. Da systemet er lineært, kan fasedrejeren 38 placeres enten umiddelbart før (som vist) eller umiddelbart efter fremkoblingsdelen.

Figurerne 9-12 viser de ekstra blokke, der benyttes i ud-30 førelsesformen fra fig. 8 til fase- eller frekvenskorrektion.

Fig. 9 viser rekonstruktionsfiltret, der også er opbygget af forsinkelseselementer 39, koefficienter 40 og sum-35 mationspunkter 41. Som nævnt kan det rekonstruerede signal svare til signalet enten før eller efter fremkob-lingsdelen. Benyttes signalet før, skal rekonstruktions- 12 DK 168750 B1 filtrets impulsrespons svare til estimatet af kanalens impulsrespons, som er umiddelbart tilgængelig i kanal-estimatoren. Benyttes signalet efter fremkoblingsdelen, skal rekonstruktionsfiltrets impulsrespons svare til ka-5 nalens impulsrespons foldet med fremkoblingsdelens impulsrespons, hvilket som tidligere nævnt svarer til autokorrelationen af estimatet.

Fig. 10 viser forsinkelsesblokken, som består af et skif-10 teregister sammensat af et antal tidsforsinkelseselementer 42, der indeholder tidsforsinkede værdier af det komplekse indgangssignal. Den maximale forsinkelse i blokken vælges under hensyntagen til rekonstruktionsfiltret 35, således at der opnås tidssynkronisme i fasetilpasningsen-15 heden 36. Indgangssignalet kan som nævnt tages enten umiddelbart før eller umiddelbart efter fremkoblingsdelen 11.

Fig. 11 viser fasetilpasningsenheden, som bestemmer fase-20 tilpasningen ud fra faseforskellen mellem udgangssignalet fra rekonstruktionsfiltret og udgangssignalet fra forsinkelsesblokken ved anvendelse af en fasetilpasningskonstant (u). Resultatet er et signal, der oplyser, om fasen skal øges eller mindskes, og som føres til fasedrejeren.

25

Fig. 12 viser fasedrejeren, som i 43 akkumulerer og midler værdierne, som modtages fra fasetilpasningsenheden. Udgangssignalet er det fra bufferen modtagne indgangssignal fasedrejet i overensstemmelse med den akkumulerede 30 faseværdi. Selve fasedrejningen sker i blokken 44. Fortegnet for de fra fasetilpasningsenheden modtagne værdier bestemmes af, om detektionen foregår fra midten af den lagrede sekvens mod dens begyndelse (baglæns) eller fra midten mod slutningen.

35

Claims (7)

1. Fremgangsmåde til modforvrængning i en modtager af 5 signaler, der har passeret en transmissionskanal, hvor signalerne føres til en første serieforbindelse af et antal tidsforsinkelseselementer, der er forbundet til et fælles summationspunkt i overensstemmelse med et første sæt af respektive vægtfaktorer til frembringelse af et 10 udgangssignal, og hvor dette udgangssignal føres til en anden serieforbindelse af et antal tidsforsinkelseselementer, som er forbundet til nævnte summationspunkt i overensstemmelse med et andet sæt af respektive vægtfaktorer, samt hvor der frembringes et estimat af kanalens 15 impulssvar, kendetegnet ved, at det første sæt af vægtfaktorer initieres i overensstemmelse med det komplekst konjugerede estimat af kanalens impulssvar.

2. Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet 20 ved, at det andet sæt af vægtfaktorer initieres i overensstemmelse med autokorrelationen af et estimat af kanalens impulsrespons.

3. Fremgangsmåde ifølge krav 1 eller 2, hvor de transmit-25 terede signaler er sammensat af korte databitsekvenser, og hvor hver databitsekvens omfatter en delsekvens, som på forhånd er kendt af modtageren, og som tidsmæssigt er placeret således i databitsekvensen, at den efterfølger og efterfølges af et antal databit, kendete g-30 net ved, at en hel databitsekvens modtages og lagres, før modforvrægning og detektering finder sted, og at modforvrængningen og detekteringen i forbindelse med en adaptiv opdatering af vægtfaktorerne påbegyndes ved den kendte delsekvens og derefter arbejder sig bort herfra 35 til hele sekvensen er detekteret. 14 DK 168750 B1

4. Fremgangsmåde ifølge krav 1 eller 2, kendetegnet ved, at modforvrængningen synkroniseres tidsmæssigt til den modtagne bitstrøm.

5. Fremgangsmåde ifølge krav 4, kendetegnet ved, at der udvælges et vindue, med passende længde, af det komplekse impulsrespons-estimat således, at dette vindue har maximalt energiindhold, og at dette vindue benyttes til synkronisering. 10

6. Fremgangsmåde ifølge krav 4 eller 5, kendetegnet ved, at modforvrængningen synkroniseres ved at bestemme det tidspunkt, der svarer til den maximale amplitude af impulsrespons-estimatet eller et vindue heraf.

7. Fremgangsmåde ifølge krav 1 eller 2, kendetegnet ved, at der foretages en fase- eller frekvens-justering af det modtagne signal før selve detekteringen heraf. 20 25 30 35