JPH09205780A - Current feedback type push-pull converter circuit - Google Patents
Current feedback type push-pull converter circuitInfo
- Publication number
- JPH09205780A JPH09205780A JP8012333A JP1233396A JPH09205780A JP H09205780 A JPH09205780 A JP H09205780A JP 8012333 A JP8012333 A JP 8012333A JP 1233396 A JP1233396 A JP 1233396A JP H09205780 A JPH09205780 A JP H09205780A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- input
- voltage
- capacitor
- flyback
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、出力電圧の安定化を図
るスイッチング・レギュレータに関し、特に、入力電力
の力率を改善する電流帰還型プッシュプル・コンバータ
回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching regulator for stabilizing output voltage, and more particularly to a current feedback type push-pull converter circuit for improving the power factor of input power.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般に、この種の電流帰還型プッシュプ
ル・コンバータは、例えば、１９８１．６．２９発行の
ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅ
ｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅ
ｎｇｉｎｅｅｒｓ，Ｉｎｃ）、“ＰＥＳＣ’８１ ＲＥ
ＣＯＲＤ（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｐ
ｅｃｉａｌｉｓｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）”２０４
〜２１２頁に開示されている。このような技術は、図４
に示すように、ＡＣ入力電圧は整流回路３、平滑コンデ
ンサ４′により整流平滑された後に、電流帰還インダク
タ７を介してトランス１０のセンタタップに供給され、
トランス１０はプッシュプル回路を構成するスイッチン
グ素子９によって駆動される。2. Description of the Related Art Generally, a current feedback push-pull converter of this type is disclosed in, for example, IEEE (The Institute of Ele) issued in 1981.6.29.
critical and Electronics E
Ninesers, Inc), "PESC'81 RE
CORD (Power Electronics Sp
ecolists Conference) "204
~ 212 pages. Such a technique is shown in FIG.
As shown in, the AC input voltage is rectified and smoothed by the rectifying circuit 3 and the smoothing capacitor 4 ', and then supplied to the center tap of the transformer 10 via the current feedback inductor 7,
The transformer 10 is driven by the switching element 9 which constitutes a push-pull circuit.
【０００３】ここで、スイッチング素子９のオンデュー
ティを５０％未満で動作させて休止帰還を持たせると、
電流帰還インダクタ７の主巻線を流れる電流は断続電流
となる。主巻線を流れる電流が断となった瞬間、インダ
クタ７の主巻線と補助巻線の結合によるフライバック現
象が発生し、補助巻線にはフライバックダイオード８を
通して主巻線に蓄積したエネルギーを入力電源及び平滑
コンデンサ４′に向かって放出するように流れる。Here, when the switching element 9 is operated at an on-duty of less than 50% to give a pause feedback,
The current flowing through the main winding of the current feedback inductor 7 becomes an intermittent current. At the moment when the current flowing through the main winding is cut off, a flyback phenomenon occurs due to the coupling between the main winding of the inductor 7 and the auxiliary winding, and the energy stored in the main winding through the flyback diode 8 is generated in the auxiliary winding. Flows toward the input power source and the smoothing capacitor 4 '.
【０００４】このプッシュプル・インバータの降圧モー
ド動作によってトランス１０の１次側電圧は安定化され
ると共にトランス１０の２次側に伝送され、１次側と絶
縁され且つ安定化された電圧が負荷１３に供給され、コ
ンバータ回路として動作する。By the step-down mode operation of this push-pull inverter, the primary side voltage of the transformer 10 is stabilized and transmitted to the secondary side of the transformer 10, and the voltage which is insulated from the primary side and stabilized is a load. 13 and operates as a converter circuit.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、叙上の
従来技術には下記に示す如き課題があった。However, the above-mentioned prior art has the following problems.
【０００６】第１の問題点は、従来技術においてＡＣ入
力電流は間欠したパルス状の電流波形となり、力率は
０．５〜０．６で、電流のピーク値は実効電流値の３〜
５倍の値まで達するために、消費電力の増加と高調波電
流歪み発生の問題があった。The first problem is that in the prior art, the AC input current has an intermittent pulse-shaped current waveform, the power factor is 0.5 to 0.6, and the peak value of the current is 3 to the effective current value.
Since the value reaches 5 times, there are problems of increase in power consumption and occurrence of harmonic current distortion.
【０００７】その理由は、従来の電流帰還型プッシュプ
ル・コンバータでは入力電圧の商用リップル成分に応答
可能で、回路構成が単純であるために、回路の小型軽量
化を図る目的から入力部の整流平滑回路にコンデンサイ
ンプット型を採用しているためである。The reason is that the conventional current-feedback push-pull converter can respond to the commercial ripple component of the input voltage and has a simple circuit configuration. Therefore, the rectification of the input section is intended for the purpose of reducing the size and weight of the circuit. This is because the smoothing circuit uses a capacitor input type.
【０００８】第２の問題点は、以上の問題を解決する為
に、アクティブフィルタとしての高力率コンバータを採
用することで上記問題を解決することが可能となるが、
チョッパ方式では絶縁がとれず、後段にインバータ回路
が必要であって、スイッチング素子が複数になるので回
路規模の大型化と損失が増加するという問題があった。The second problem is that the above problems can be solved by adopting a high power factor converter as an active filter in order to solve the above problems.
In the chopper method, insulation cannot be obtained, an inverter circuit is required in the subsequent stage, and there are problems that the circuit scale becomes large and loss increases because there are a plurality of switching elements.
【０００９】また、絶縁形のフライバック方式の場合に
は力率改善コンバータのスイッチング素子を絶縁用トラ
ンスの駆動素子と共通で使用できるので、チョッパ方式
のような問題はないが、チョッパ方式と同様に、入力電
流波形を入力電圧波形に比例するよう制御しており、こ
の制御の特性上、応答速度を速くできないのでＡＣ入力
の商用リップル成分を抑圧するには絶縁後の出力に大容
量コンデンサを実装するか、またはＤＣ／ＤＣコンバー
タの追加を必要とし、回路が大型化することと、効率低
下の問題があった。Further, in the case of the isolated flyback system, the switching element of the power factor correction converter can be used in common with the drive element of the insulating transformer, so that there is no problem like the chopper system, but similar to the chopper system. In addition, the input current waveform is controlled so as to be proportional to the input voltage waveform. Due to the characteristics of this control, the response speed cannot be increased. Therefore, in order to suppress the commercial ripple component of the AC input, a large-capacity capacitor should be added to the output after insulation. There is a problem that the circuit is enlarged and the efficiency is lowered because it is required to be mounted or a DC / DC converter is added.
【００１０】本発明は従来の上記実情に鑑みてなされた
ものであり、従って本発明の目的は、従来の技術に内在
する上記課題を解決し、従来のプッシュプル・コンバー
タのように簡易な構成で、回路の小型・軽量化と入出力
間の絶縁を維持したままで、スイッチング損失の増加に
伴う効率低下を引き起こすことなく、従来回路よりもＡ
Ｃ入力電力の力率を大幅に改善することを可能とした新
規な電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路を提供す
ることにある。The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional circumstances. Therefore, an object of the present invention is to solve the above-mentioned problems inherent in the prior art and to provide a simple structure like a conventional push-pull converter. Therefore, the circuit is smaller and lighter in weight and the insulation between the input and output is maintained, and the efficiency is not reduced due to the increase of switching loss.
It is to provide a new current feedback type push-pull converter circuit capable of significantly improving the power factor of C input power.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る電流帰還型プッシュプル・コンバータ
回路は、入力平滑用コンデンサ（図１の４）をスイッチ
ング周波数の電流を供給できるだけの小容量とし、商用
周波数のリップル低減用の大容量フライバック電圧蓄積
コンデンサ（図１の６）は、電流帰還インダクタ（図１
の７）の補助巻線（フライバック巻線）に接続され、更
にその接続点は逆流防止ダイオード（図１の５）を介し
て入力側及び電流帰還インダクタの主巻線に接続されて
構成される。In order to achieve the above object, the current feedback push-pull converter circuit according to the present invention can supply the input smoothing capacitor (4 in FIG. 1) with a current having a switching frequency. The large-capacity flyback voltage storage capacitor (6 in FIG. 1) for reducing the ripple at the commercial frequency is a current feedback inductor (FIG. 1).
7) is connected to the auxiliary winding (flyback winding), and its connection point is connected to the input side and the main winding of the current feedback inductor through the backflow prevention diode (5 in FIG. 1). It
【００１２】[0012]
【作用】商用周波数（実際には全波整流であるので５０
Ｈｚ／６０Ｈｚの２倍）のリップル低減用大容量コンデ
ンサへの充電は、電流帰還インダクタのフライバック効
果によってのみ行われ、逆流防止ダイオードによってＡ
Ｃ入力電源からの充電を制限している。Operation: Commercial frequency (actually full-wave rectification, so 50
(2 times of Hz / 60Hz) The large capacity capacitor for ripple reduction is charged only by the flyback effect of the current feedback inductor.
Charging from the C input power supply is restricted.
【００１３】またこのリップル低減用大容量コンデンサ
に蓄積された電荷は入力電源からの電流を低減するよう
に主巻線に向かって放電されるために、大容量コンデン
サの充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響されず、従来
のようなコンデンサインプット型としては動作しない。Further, since the charge accumulated in the ripple reducing large capacity capacitor is discharged toward the main winding so as to reduce the current from the input power source, the charging / discharging current of the large capacity capacitor is the AC input current. It is not directly affected by the above and does not operate as the conventional capacitor input type.
【００１４】従って本発明の上記構成により、上述の簡
易な部品の追加だけで、従来通りのインバータのオンデ
ューティ制御を行うことが可能であり、応答速度を遅く
することなく出力電圧を安定化でき、且つ従来のコンデ
ンサインプット型と比較して大幅に力率が改善される。Therefore, with the above configuration of the present invention, the on-duty control of the conventional inverter can be performed only by adding the above-mentioned simple parts, and the output voltage can be stabilized without slowing the response speed. Moreover, the power factor is significantly improved as compared with the conventional capacitor input type.
【００１５】[0015]
【実施例】次に、本発明をその好ましい一実施例につい
て図面を参照して具体的に説明する。Next, a preferred embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
【００１６】図１は本発明の一実施例を示す回路構成図
である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
【００１７】図１を参照するに、ＡＣ入力電源１から供
給されたＡＣ電圧は、整流回路３とスイッチング周波数
成分にのみ応答する平滑コンデンサ４により整流平滑さ
れた後に、電流帰還インダクタ７を介してトランス１０
のセンタタップに供給される。トランス１０を駆動する
プッシュプルインバータを従来技術と同様にオンデュー
ティを５０％未満で動作させると、スイッチング素子９
のいずれか一方のみ“オン”の期間に電流帰還インダク
タ７の主巻線を流れる電流が、スイッチング素子９が同
時に“オフ”になることによって断となる期間には、イ
ンダクタ７の主巻線と補助巻線（フライバック巻線）の
結合によるフライバック現象が発生し、フライバックダ
イオード８からインダクタ７の補助巻線を経由して、リ
ップル低減用として使用される大容量のフライバック電
圧蓄積コンデンサ６へ、更に逆流防止ダイオード５を介
して入力電源側に向かって、インダクタ７の主巻線に蓄
積したエネルギーを放出するように電流が流れる。この
電流によってのみ大容量のフライバック電圧蓄積コンデ
ンサ６は充電され、ＡＣ入力電源１からの充電は行われ
ない。Referring to FIG. 1, an AC voltage supplied from an AC input power source 1 is rectified and smoothed by a rectifying circuit 3 and a smoothing capacitor 4 which responds only to a switching frequency component, and then, a current feedback inductor 7 is used. Transformer 10
Is supplied to the center tap. When the push-pull inverter that drives the transformer 10 is operated with an on-duty of less than 50% as in the conventional technique, the switching element 9
In the period in which the current flowing through the main winding of the current feedback inductor 7 is cut off when the switching element 9 is simultaneously turned “off” while only one of them is “on”, A flyback phenomenon occurs due to the coupling of the auxiliary winding (flyback winding), and a large-capacity flyback voltage storage capacitor used for ripple reduction from the flyback diode 8 via the auxiliary winding of the inductor 7. Further, a current flows toward the input power source side via the backflow prevention diode 5 so as to release the energy accumulated in the main winding of the inductor 7. The large-capacity flyback voltage storage capacitor 6 is charged only by this current, and charging from the AC input power supply 1 is not performed.
【００１８】また、大容量フライバック電圧蓄積コンデ
ンサ６に蓄積した電荷は、次のスイッチング素子９の一
方が“オン”する期間に入力電源１から電流期間インダ
クタ７の主巻線を通ってトランス１０のセンタタップに
供給される電流を低減するようインダクタ７の主巻線に
向かって放電されるために、商用周波数のリップルを抑
圧する目的で大容量コンデンサを備えているが、実際に
は、コンデンサの充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響
されず、従来のようなコンデンサインプット型としては
動作しなくなる。The charge stored in the large-capacity flyback voltage storage capacitor 6 passes through the main winding of the inductor 7 from the input power source 1 during the current period while one of the next switching elements 9 is "on", and the transformer 10 is turned on. In order to reduce the current supplied to the center tap of the inductor 7 toward the main winding of the inductor 7, a large-capacity capacitor is provided for the purpose of suppressing the ripple of the commercial frequency. The charging / discharging current of is not directly affected by the AC input current, and does not operate as the conventional capacitor input type.
【００１９】更にプッシュプルインバータの動作により
安定化された電圧が絶縁用トランス１０の２次側に発生
する。２次側では、整流回路１１及び平滑コンデンサ１
２によってスイッチング周波数成分のリップルが抑圧さ
れた出力電圧が負荷１３に供給される。Further, a voltage stabilized by the operation of the push-pull inverter is generated on the secondary side of the insulating transformer 10. On the secondary side, the rectifying circuit 11 and the smoothing capacitor 1
The output voltage in which the ripple of the switching frequency component is suppressed by 2 is supplied to the load 13.
【００２０】ここで上述の通り商用周波数成分のリップ
ルは１次側で抑圧されるので、２次側の平滑コンデンサ
１２は、フライバック方式の高力率コンバータの場合の
ような大容量である必要はなく、スイッチング周波数成
分のリップルを抑圧するのに必要な数マイクロファラッ
ド程度のものでよい。Since the ripple of the commercial frequency component is suppressed on the primary side as described above, the smoothing capacitor 12 on the secondary side needs to have a large capacity as in the flyback high power factor converter. Instead, it may be of the order of a few microfarads required to suppress the ripple of the switching frequency component.
【００２１】尚、ＡＣ入力電源から電流帰還インダクタ
７の主巻線に供給される期間にＡＣラインを流れる高周
波電流が入力電源側に流れないように、入力部には入力
フィルタ２が備えられている。この入力フィルタは従来
回路に新たに追加する必要があるがスイッチング周波数
成分を抑圧するものであるために、外形が小型の部品を
採用することができる。An input filter 2 is provided in the input section so that the high frequency current flowing through the AC line does not flow to the input power supply side during the period of being supplied from the AC input power supply to the main winding of the current feedback inductor 7. There is. This input filter needs to be newly added to the conventional circuit, but since it suppresses the switching frequency component, it is possible to employ a component having a small outer shape.
【００２２】次に、本発明の一実施例の動作について図
２、図３を参照して説明する。Next, the operation of the embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
【００２３】図２は本発明の各部の動作波形の変化を顕
著に表す為に、故意にフライバック電圧蓄積コンデンサ
６の容量を、数十マイクロファラッド程度の小さな値と
した場合の動作をシミュレーションにより解析した波形
である。また、図３（ａ）は図１と同様の回路図、図３
（ｂ）は本発明によって得られる効果を示す概略波形図
である。FIG. 2 is a simulation analysis of the operation when the capacitance of the flyback voltage storage capacitor 6 is intentionally set to a small value of about several tens of microfarads in order to remarkably represent the change in the operation waveform of each part of the present invention. It is a waveform. Further, FIG. 3A is a circuit diagram similar to FIG.
(B) is a schematic waveform diagram showing an effect obtained by the present invention.
【００２４】図２において、ＡＣ入力電源１の電圧波形
１４は、全波整流回路３と数マイクロファラッド程度の
小容量の平滑コンデンサ４によって整流、平滑されて電
圧波形１５に示すようになる。ここで電流帰還インダク
タ７のフライバック効果によって充電された大容量フラ
イバック電圧蓄積コンデンサ６の両端電圧は波形１８の
ようになり、フライバック電圧蓄積コンデンサ６の両端
電圧１８が平滑コンデンサ４の両端電圧１５よりも低い
期間には入力電源１から電流帰還インダクタ７を経由し
てプッシュプルインバータ回路にスイッチング電流が流
れる。このスイッチング電流を整流回路３の入力端で観
測したものが波形１６である。In FIG. 2, the voltage waveform 14 of the AC input power supply 1 is rectified and smoothed by the full-wave rectifier circuit 3 and the smoothing capacitor 4 having a small capacity of about several microfarads, and becomes a voltage waveform 15. The voltage across the large-capacity flyback voltage storage capacitor 6 charged by the flyback effect of the current feedback inductor 7 has a waveform 18, and the voltage across the flyback voltage storage capacitor 6 is equal to the voltage across the smoothing capacitor 4. During a period lower than 15, a switching current flows from the input power source 1 to the push-pull inverter circuit via the current feedback inductor 7. A waveform 16 is obtained by observing this switching current at the input end of the rectifier circuit 3.
【００２５】次に平滑コンデンサ４の放電に伴う電圧低
下により、大容量フライバック電圧蓄積コンデンサ６の
両端電圧１８が平滑コンデンサ４の両端電圧１５より高
くなると逆流防止ダイオード５が導通して、フライバッ
ク電圧蓄積コンデンサ６からインバータ回路にスイッチ
ング電流が流れる。この期間には、ＡＣ入力電源１から
インバータ回路に電流が流れないので、ＡＣ入力電流は
非導通となり波形１６に示す通り整流回路３の入力端で
の電流は非導通角を持った間欠電流となる。しかしなが
らこの状態でも従来のコンデンサインプット型の力率
（０．５〜０．６）からは大幅に改善されて、０．９前
後となる。Next, when the voltage 18 across the large-capacity flyback voltage storage capacitor 6 becomes higher than the voltage 15 across the smoothing capacitor 4 due to the voltage drop due to the discharge of the smoothing capacitor 4, the backflow prevention diode 5 is turned on and the flyback is performed. A switching current flows from the voltage storage capacitor 6 to the inverter circuit. During this period, no current flows from the AC input power supply 1 to the inverter circuit, so that the AC input current becomes non-conducting and the current at the input end of the rectifying circuit 3 becomes an intermittent current having a non-conducting angle as shown by the waveform 16. Become. However, even in this state, the power factor of the conventional capacitor input type (0.5 to 0.6) is greatly improved to about 0.9.
【００２６】以上のように、入力電流波形の非導通角
は、大容量フライバック電圧蓄積コンデンサ６の両端電
圧１８と平滑コンデンサ４の両端電圧１５の関係によっ
て決まるが、実際には充放電時間に対して支配的となる
のは大容量のフライバック電圧蓄積コンデンサ６の容量
と蓄積される電圧値であり、この蓄積される電圧値は、
電流帰還インダクタ７の主巻線と補助巻線（フライバッ
ク巻線）の巻線比によって任意に定められる。As described above, the non-conduction angle of the input current waveform is determined by the relationship between the voltage 18 across the large-capacity flyback voltage storage capacitor 6 and the voltage 15 across the smoothing capacitor 4. On the other hand, what is dominant is the capacitance of the large-capacity flyback voltage storage capacitor 6 and the stored voltage value, and this stored voltage value is
It is arbitrarily determined by the winding ratio of the main winding and the auxiliary winding (flyback winding) of the current feedback inductor 7.
【００２７】従って、フライバック電圧蓄積コンデンサ
６の容量と電流帰還インダクタ７の巻線比を調整するこ
とで、ＡＣ入力の商用周波数成分のリップルを所要の値
まで抑圧でき、しかもＡＣ入力電流の非導通角を小さく
なるようにして力率を０．９程度まで改善することが可
能となる。Therefore, by adjusting the capacitance of the flyback voltage storage capacitor 6 and the winding ratio of the current feedback inductor 7, the ripple of the commercial frequency component of the AC input can be suppressed to a required value, and the AC input current can be suppressed. It becomes possible to improve the power factor to about 0.9 by reducing the conduction angle.
【００２８】また、スイッチング電流について、電流帰
還インダクタ７を流れる電流は断続電流となるが、フラ
イバック効果によってインダクタ電流自体は飽和してい
ないので、電流不連続モードの高力率コンバータ（フラ
イバック方式）に比較して電流のピーク値ははるかに小
さい。従ってスイッチング損失も、素子に印加されるサ
ージ電圧も低減でき、出力電圧のスイッチング周波数成
分のリップルは、２次側の平滑コンデンサ１２の容量が
数マイクロファラッドの小さな容量でも十分平滑するこ
とができる。出力電圧波形を波形１７に示す。Regarding the switching current, the current flowing through the current feedback inductor 7 becomes an intermittent current, but since the inductor current itself is not saturated due to the flyback effect, a high power factor converter in the current discontinuous mode (flyback system). The peak value of the current is much smaller than that of). Therefore, the switching loss and the surge voltage applied to the element can be reduced, and the ripple of the switching frequency component of the output voltage can be sufficiently smoothed even if the capacity of the smoothing capacitor 12 on the secondary side is as small as several microfarads. The output voltage waveform is shown in waveform 17.
【００２９】従って、上述の通りフライバック電圧蓄積
コンデンサ６の容量と、電流帰還インダクタ７の主巻線
と補助巻線の巻線比を最適に設定すると、図３の概略波
形図に示す通り、整流平滑後の電圧（Ｖｃ）は波形１５
のように商用周波数成分のリップルがある程度抑圧さ
れ、且つ整流回路３を流れる電流（Ｉｃ）は波形１９に
示すように一部非導通角はあるものの、導通期間におい
てはＡＣ全波整流電圧波形（破線）にほぼ比例した波形
に整形される。更に整流回路３を流れるスイッチング周
波数成分の電流波形１９は、入力フィルタ２によってＡ
Ｃラインからは供給されないので、ＡＣ入力電流（Ｉｉ
ｎ）は波形２０に示すようになる。従って、ＡＣ入力電
圧（Ｖｉｎ）の波形１４との積においては力率は０．９
程度まで改善される。Therefore, as described above, when the capacitance of the flyback voltage storage capacitor 6 and the winding ratio of the main winding and the auxiliary winding of the current feedback inductor 7 are optimally set, as shown in the schematic waveform diagram of FIG. The voltage (Vc) after rectification and smoothing has a waveform of 15
As described above, the ripple of the commercial frequency component is suppressed to some extent, and the current (Ic) flowing through the rectifier circuit 3 has a non-conduction angle as shown by the waveform 19, but during the conduction period, the AC full-wave rectified voltage waveform ( The waveform is shaped almost in proportion to the broken line). Further, the current waveform 19 of the switching frequency component flowing through the rectifier circuit 3 is
Since it is not supplied from the C line, the AC input current (Ii
n) becomes as shown in the waveform 20. Therefore, the power factor is 0.9 in the product of the AC input voltage (Vin) and the waveform 14.
It is improved to some extent.
【００３０】[0030]
【発明の効果】以上説明した本発明によれば、以下に示
す如き効果が得られる。According to the present invention described above, the following effects can be obtained.
【００３１】第１の効果は、平滑後の商用周波数成分の
リップル電圧を抑制する為の大容量コンデンサを備え、
プッシュプルインバータを駆動する為の制御も従来通り
で応答速度を遅くすることなく出力電圧の安定化を図れ
るにもかかわれず、従来のコンデンサインプット型と比
較して、入力電力の力率を大幅に改善できることであ
る。The first effect is to provide a large-capacity capacitor for suppressing the ripple voltage of the commercial frequency component after smoothing,
The control for driving the push-pull inverter can also stabilize the output voltage without slowing the response speed as in the past, and the power factor of the input power is greatly increased compared to the conventional capacitor input type. It can be improved.
【００３２】その理由は、商用周波数のリップル電圧低
減用大容量フライバック電圧蓄積コンデンサへの充電
は、電流期間インダクタのフライバック効果によっての
み行い、更に逆流防止ダイオードによってＡＣ入力電源
からの充電を制限しているので、この大容量コンデンサ
の充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響されず、従来の
ようなコンデンサインプット型としては動作しなくな
り、力率が改善される。The reason is that the large-capacity flyback voltage storage capacitor for reducing the ripple voltage at the commercial frequency is charged only by the flyback effect of the inductor during the current period, and the backflow prevention diode limits the charging from the AC input power supply. Therefore, the charging / discharging current of the large-capacity capacitor is not directly affected by the AC input current, does not operate as the conventional capacitor input type, and the power factor is improved.
【００３３】しかも本発明におけるインバータの駆動制
御は、通常の高力率コンバータのようにコンバータ入力
電流を検出し、その電流波形を入力電圧波形に比例させ
る制御方式と異なり、従来通りのパルス幅変調であるた
めに、応答速度は速い。Moreover, the drive control of the inverter according to the present invention is different from the conventional pulse width modulation, which is different from the control system in which the converter input current is detected and the current waveform is proportional to the input voltage waveform as in a normal high power factor converter. Therefore, the response speed is fast.
【００３４】第２の効果は、入出力間の絶縁を従来通り
維持したままで、スイッチング損失を増加させることな
く出力電圧の安定化と力率の改善が実現することができ
るということである。The second effect is that the output voltage can be stabilized and the power factor can be improved without increasing the switching loss while maintaining the insulation between the input and the output as usual.
【００３５】その理由は、高力率コンバータを新しく追
加することなく、従来通りのプッシュプルインバータと
一部の簡易な部品の追加のみで構成できるために、高力
率コンバータ回路と絶縁用トランス駆動用インバータか
ら成る回路構成よりもスイッチング素子の増加に伴う損
失増加を大きく低減できるからである。The reason for this is that a high power factor converter circuit and an insulating transformer drive can be constructed without adding a new high power factor converter by simply adding a conventional push-pull inverter and some simple components. This is because an increase in loss due to an increase in switching elements can be greatly reduced as compared with a circuit configuration including an inverter for use.
【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の一実施例の各部の動作波形（フライバ
ック電圧蓄積コンデンサ６の容量が小さい場合のシュミ
レーション結果）を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing operation waveforms (results of simulation when the capacity of the flyback voltage storage capacitor 6 is small) of each part of one embodiment of the present invention.
【図３】（ａ）は図１と同様の回路図、（ｂ）は本発明
の効果を示す動作波形の概略図である。3A is a circuit diagram similar to FIG. 1, and FIG. 3B is a schematic diagram of operation waveforms showing an effect of the present invention.
【図４】従来技術の一例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional technique.
１…ＡＣ入力電源 ２…入力フィルタ ３…整流回路 ４、４′…平滑コンデンサ ５…逆流防止ダイオード ６…リップル電圧低減用大容量フライバック電圧蓄積コ
ンデンサ ７…電流帰還インダクタ ８…フライバックダイオード ９…スイッチング素子 １０…トランス １１…整流回路 １２…平滑コンデンサ １３…負荷 １４…ＡＣ入力電圧波形（Ｖｉｎ） １５…平滑コンデンサ４の両端電圧波形（Ｖｃ） １６…整流回路３の入力電流波形 １７…出力電圧波形 １８…フライバック電圧蓄積コンデンサ６の両端電圧波
形 １９…整流回路３の出力電流波形（Ｉｃ） ２０…ＡＣ入力電流波形（Ｉｉｎ）1 ... AC input power supply 2 ... Input filter 3 ... Rectifier circuit 4 4 '... Smoothing capacitor 5 ... Backflow prevention diode 6 ... Large-capacity flyback voltage storage capacitor for ripple voltage reduction 7 ... Current feedback inductor 8 ... Flyback diode 9 ... Switching element 10 ... Transformer 11 ... Rectifier circuit 12 ... Smoothing capacitor 13 ... Load 14 ... AC input voltage waveform (Vin) 15 ... Voltage waveform across the smoothing capacitor 4 (Vc) 16 ... Input current waveform of rectifier circuit 17 ... Output voltage Waveform 18 ... Voltage waveform across the flyback voltage storage capacitor 6 19 ... Output current waveform of rectifier circuit 3 (Ic) 20 ... AC input current waveform (Iin)
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成８年２月１日[Submission date] February 1, 1996
【手続補正１】[Procedure amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】０００３[Name of item to be corrected] 0003
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【０００３】 ここで、スイッチング素子９のオンデュ
ーティを５０％未満で動作させて休止期間を持たせる
と、電流帰還インダクタ７の主巻線を流れる電流は断続
電流となる。主巻線を流れる電流が断となった瞬間、イ
ンダクタ７の主巻線と補助巻線の結合によるフライバッ
ク現象が発生し、補助巻線にはフライバックダイオード
８を通して主巻線に蓄積したエネルギーを入力電源及び
平滑コンデンサ４′に向かって放出するように流れる。Here, when the switching element 9 is operated at an on-duty of less than 50% to provide a pause period , the current flowing through the main winding of the current feedback inductor 7 becomes an intermittent current. At the moment when the current flowing through the main winding is cut off, a flyback phenomenon occurs due to the coupling between the main winding of the inductor 7 and the auxiliary winding, and the energy stored in the main winding through the flyback diode 8 is generated in the auxiliary winding. Flows toward the input power source and the smoothing capacitor 4 '.
【手続補正２】[Procedure amendment 2]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１０[Correction target item name] 0010
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００１０】 本発明は従来の上記実情に鑑みてなされ
たものであり、従って本発明の目的は、従来の技術に内
在する上記課題を解決し、従来のプッシュプル・コンバ
ータのように簡易な構成で、回路の小型・軽量化と入出
力間の絶縁を維持したままで、スイッチング損失の増加
に伴う効率低下を惹き起こすことなく、従来回路よりも
ＡＣ入力電力の力率を大幅に改善することを可能とした
新規な電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路を提供
することにある。The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional circumstances, and therefore an object of the present invention is to solve the above-mentioned problems inherent in the conventional technology and to provide a simple structure like a conventional push-pull converter. in, while maintaining the insulation between size and weight of the circuit input and output, without causing can attract the efficiency decreases with increasing switching losses, significantly improves the power factor of the AC input power than conventional circuit It is to provide a novel current feedback type push-pull converter circuit that enables the above.
【手続補正３】[Procedure 3]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１８[Correction target item name] 0018
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００１８】 また、大容量フライバック電圧蓄積コン
デンサ６に蓄積した電荷は、次のスイッチング素子９の
一方が“オン”する期間に入力電源１から電流帰還イン
ダクタ７の主巻線を通ってトランス１０のセンタタップ
に供給される電流を低減するようインダクタ７の主巻線
に向かって放電されるために、商用周波数のリップルを
抑圧する目的で大容量コンデンサを備えているが、実際
には、コンデンサの充放電電流はＡＣ入力電流に直接影
響されず、従来のようなコンデンサインプット型として
は動作しなくなる。Further, the electric charge accumulated in the large-capacity flyback voltage accumulating capacitor 6 is supplied from the input power source 1 to the main winding of the current feedback inductor 7 during a period in which one of the following switching elements 9 is “on”. A large-capacity capacitor is provided for the purpose of suppressing the ripple of the commercial frequency in order to discharge toward the main winding of the inductor 7 so as to reduce the current supplied to the center tap of the transformer 10 through Actually, the charging / discharging current of the capacitor is not directly affected by the AC input current, and the conventional capacitor input type cannot operate.
【手続補正４】[Procedure amendment 4]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２９[Name of item to be corrected] 0029
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００２９】 従って、上述の通りフライバック電圧蓄
積コンデンサ６の容量と、電流帰還インダクタ７の主巻
線と補助巻線の巻線比を最適に設定すると、図３（ｂ）
の概略波形図に示す通り、整流平滑後の電圧（Ｖｃ）は
波形１５のように商用周波数成分のリップルがある程度
抑圧され、且つ整流回路３を流れる電流（Ｉｃ）は波形
１９に示すように一部非導通角はあるものの、導通期間
においてはＡＣ全波整流電圧波形（破線）にほぼ比例し
た波形に整形される。更に整流回路３を流れるスイッチ
ング周波数成分の電流波形１９は、入力フィルタ２によ
ってＡＣラインからは供給されないので、ＡＣ入力電流
（Ｉｉｎ）は波形２０に示すようになる。従って、ＡＣ
入力電圧（Ｖｉｎ）の波形１４との積においては力率は
０．９程度まで改善される。[0029] Therefore, the capacity of the street flyback voltage storage capacitor 6 above, when optimally set the turns ratio of the primary winding and the auxiliary winding current feedback inductor 7, and FIG. 3 (b)
As shown in the schematic waveform diagram of FIG. 3, the voltage (Vc) after the rectification and smoothing has the ripple of the commercial frequency component suppressed to some extent as shown by the waveform 15, and the current (Ic) flowing through the rectifier circuit 3 has the same waveform as shown by the waveform 19. Although there is a partial non-conduction angle, it is shaped into a waveform substantially proportional to the AC full-wave rectified voltage waveform (broken line) during the conduction period. Furthermore, since the current waveform 19 of the switching frequency component flowing through the rectifier circuit 3 is not supplied from the AC line by the input filter 2, the AC input current (Iin) becomes as shown by the waveform 20. Therefore, AC
In the product of the input voltage (Vin) and the waveform 14, the power factor is improved to about 0.9.
【手続補正５】[Procedure Amendment 5]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３２[Name of item to be corrected] 0032
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction contents]
【００３２】 その理由は、商用周波数のリップル電圧
低減用大容量フライバック電圧蓄積コンデンサへの充電
は、電流帰還インダクタのフライバック効果によっての
み行い、更に逆流防止ダイオードによってＡＣ入力電源
からの充電を制限しているので、この大容量コンデンサ
の充放電電流はＡＣ入力電流に直接影響されず、従来の
ようなコンデンサインプット型としては動作しなくな
り、力率が改善される。The reason is that the large-capacity flyback voltage storage capacitor for reducing the ripple voltage at the commercial frequency is charged only by the flyback effect of the current feedback inductor, and the backflow prevention diode limits the charging from the AC input power supply. Therefore, the charging / discharging current of the large-capacity capacitor is not directly affected by the AC input current, does not operate as the conventional capacitor input type, and the power factor is improved.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/48 9181−5Ｈ Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｙ Ｈ０３Ｈ 7/09 Ｈ０３Ｈ 7/09 Ａ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (51) Int.Cl. 6 Identification number Office reference number FI Technical indication location H02M 7/48 9181-5H H02M 7/48 Y H03H 7/09 H03H 7/09 A
Claims (3)
ュプル・コンバータにおいて、入力側の平滑用にスイッ
チング周波数の電流を供給できるだけの小容量コンデン
サを備え、商用周波数のリップルを低減する為の大容量
コンデンサは電流帰還インダクタのフライバック巻線に
接続され、更に該接続点を逆流防止ダイオードを介して
前記電流帰還インダクタの主巻線に接続したことを特徴
とする電流帰還型プッシュプル・コンバータ回路。1. An isolated current feedback push-pull converter via a transformer, which is provided with a small-capacity capacitor capable of supplying a switching frequency current for smoothing on the input side, and has a large capacity for reducing ripple at a commercial frequency. A current feedback push-pull converter circuit, wherein the capacitor is connected to the flyback winding of the current feedback inductor, and the connection point is connected to the main winding of the current feedback inductor via a backflow prevention diode.
インバータを構成するスイッチング素子のオンデューテ
ィが５０％未満であることを更に特徴とする請求項１に
記載の電流帰還プッシュプル・コンバータ回路。2. A push-pull drive for driving the transformer
The current feedback push-pull converter circuit according to claim 1, further comprising an on-duty of a switching element which constitutes the inverter is less than 50%.
路との間に入力フィルタを設けたことを更に特徴とする
電流帰還プッシュプル・コンバータ回路。3. A current feedback push-pull converter circuit further comprising an input filter provided between an AC input power source and the input side rectifying / smoothing circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8012333A JPH09205780A (en) | 1996-01-26 | 1996-01-26 | Current feedback type push-pull converter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8012333A JPH09205780A (en) | 1996-01-26 | 1996-01-26 | Current feedback type push-pull converter circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09205780A true JPH09205780A (en) | 1997-08-05 |
Family
ID=11802387
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8012333A Pending JPH09205780A (en) | 1996-01-26 | 1996-01-26 | Current feedback type push-pull converter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09205780A (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010200422A (en) * | 2009-02-23 | 2010-09-09 | Funai Electric Co Ltd | Push-pull inverter and transformer used in push-pull inverter |
| CN102291036A (en) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | Alternating-current push-pull conversion-full-bridge rectification step-down circuit |
| CN102291015A (en) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | Uncontrolled rectification-direct-current push-pull inversion AC-DC (alternating current-to-direct current) converter |
| CN102291019A (en) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | Full-bridge rectification-direct-current push-pull inversion AC-DC (alternating current-to-direct current) converter |
| CN102291035A (en) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | Alternating-current push-pull inversion-matrix rectification step-down circuit |
| CN108696162A (en) * | 2018-04-26 | 2018-10-23 | 深圳市伊力科电源有限公司 | feedback type electronic load circuit and control method with ultra-wide input range |
-
1996
- 1996-01-26 JP JP8012333A patent/JPH09205780A/en active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010200422A (en) * | 2009-02-23 | 2010-09-09 | Funai Electric Co Ltd | Push-pull inverter and transformer used in push-pull inverter |
| CN102291036A (en) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | Alternating-current push-pull conversion-full-bridge rectification step-down circuit |
| CN102291015A (en) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | Uncontrolled rectification-direct-current push-pull inversion AC-DC (alternating current-to-direct current) converter |
| CN102291019A (en) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | Full-bridge rectification-direct-current push-pull inversion AC-DC (alternating current-to-direct current) converter |
| CN102291035A (en) * | 2011-07-22 | 2011-12-21 | 上海交通大学 | Alternating-current push-pull inversion-matrix rectification step-down circuit |
| CN108696162A (en) * | 2018-04-26 | 2018-10-23 | 深圳市伊力科电源有限公司 | feedback type electronic load circuit and control method with ultra-wide input range |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0768748B1 (en) | Input harmonic current corrected AC-to-DC converter with multiple coupled primary windings | |
| US5600546A (en) | Input harmonic current corrected AC-to-DC converter with multiple coupled primary windings | |
| US20190326811A1 (en) | Dual-rectification full bridge interleaved single stage pfc converter circuit and control methods thereof | |
| US11128210B2 (en) | PFWM control system for switching-mode power supply circuit | |
| WO1999049560A1 (en) | Power supply | |
| JP3987949B2 (en) | AC / DC converter circuit | |
| US20060239039A1 (en) | Switching power supply circuit | |
| JPWO2006051621A1 (en) | Switching power supply | |
| JPH09205780A (en) | Current feedback type push-pull converter circuit | |
| JP3038304B2 (en) | Switching power supply | |
| JP2003023774A (en) | Power supply circuit and control method for the power supply circuit | |
| JPH11178342A (en) | Power supply unit, electronic apparatus, and step-down type rectification/smoothing circuit | |
| JP2002059029A (en) | Power supply device for dust collection | |
| JP3096211B2 (en) | Switching regulator | |
| JP2600225Y2 (en) | Boost converter | |
| JPH09131055A (en) | Switching regulator | |
| JP3350270B2 (en) | Switching power supply | |
| JPH06284713A (en) | Switching power-supply circuit | |
| JP3392997B2 (en) | Switching regulator | |
| JPH08168256A (en) | Ac-dc conversion circuit | |
| JP3257014B2 (en) | Power supply | |
| JP3228828B2 (en) | Power factor improving type converter | |
| JP2000232789A (en) | Power supply device | |
| JP2021058064A (en) | Rectification voltage smoothing circuit, ac-dc conversion circuit and power conversion circuit | |
| Ferreres et al. | Universal input voltage AC/DC converter with low output voltage and compliance with IEC-1000-3-2 |