JPH09154286A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH09154286A JPH09154286A JP7310269A JP31026995A JPH09154286A JP H09154286 A JPH09154286 A JP H09154286A JP 7310269 A JP7310269 A JP 7310269A JP 31026995 A JP31026995 A JP 31026995A JP H09154286 A JPH09154286 A JP H09154286A
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- JP
- Japan
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- power supply
- circuit
- output
- capacitor
- supply device
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し
力率を向上可能であると共に、入力電流高調波歪み改善
に大きく関与するインピーダンス要素の急激な放電によ
る大きなストレスが半導体素子などにかかることを防ぐ
ことが可能であり、特に負荷が放電灯である場合の調光
点灯制御が可能な電源装置を提供する。 【解決手段】 交流電源ACを整流器DBで整流した出
力を平滑コンデンサCoで直流電圧に平滑し、インバー
タ回路で高周波電圧に変換して放電灯La1を含む負荷
に供給すると共に、整流器DBの出力端に負荷を介して
インバータ回路の高周波出力の一部を帰還する。インバ
ータ回路の発振周波数を可変させて出力制御を行なう
際、入力電流が実質的に連続となる方向へ、且つスイッ
チング素子Q1に同期してスイッチ素子Q13をオンオ
フすることにより、インピーダンス要素のインピーダン
ス値を可変する。
力率を向上可能であると共に、入力電流高調波歪み改善
に大きく関与するインピーダンス要素の急激な放電によ
る大きなストレスが半導体素子などにかかることを防ぐ
ことが可能であり、特に負荷が放電灯である場合の調光
点灯制御が可能な電源装置を提供する。 【解決手段】 交流電源ACを整流器DBで整流した出
力を平滑コンデンサCoで直流電圧に平滑し、インバー
タ回路で高周波電圧に変換して放電灯La1を含む負荷
に供給すると共に、整流器DBの出力端に負荷を介して
インバータ回路の高周波出力の一部を帰還する。インバ
ータ回路の発振周波数を可変させて出力制御を行なう
際、入力電流が実質的に連続となる方向へ、且つスイッ
チング素子Q1に同期してスイッチ素子Q13をオンオ
フすることにより、インピーダンス要素のインピーダン
ス値を可変する。
Description
【0001】
【発明の属する利用分野】本発明は電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】交流電源ACを高周波電力に変換して負
荷に供給する電源装置に於いて、簡単な構成で入力電流
高調波歪みを改善し、力率を向上可能であるものとし
て、その電源部にDC−DCコンバータ装置を用いた回
路方式はよく知られている。(第1従来例)また、特開
平1−120797号公報にて既に提案されているよう
な、インバータ回路部を構成するスイッチング素子とは
別のスイッチング素子を用いてインバータ回路の共振回
路動作の一部を強制的に交流電源部に流すようにして、
入力電流高調波歪みを改善し、力率を向上可能である回
路方式が提案されている。(第2従来例)しかし前記2
つの回路方式においては、インバータ回路部を構成する
スイッチング素子とは別のスイッチング素子を用いて入
力電流高調波歪みを改善させるもので、回路構成が複雑
になり、装置の大型化、コストアップを招いてしまう、
という第1の問題点が発生する。
荷に供給する電源装置に於いて、簡単な構成で入力電流
高調波歪みを改善し、力率を向上可能であるものとし
て、その電源部にDC−DCコンバータ装置を用いた回
路方式はよく知られている。(第1従来例)また、特開
平1−120797号公報にて既に提案されているよう
な、インバータ回路部を構成するスイッチング素子とは
別のスイッチング素子を用いてインバータ回路の共振回
路動作の一部を強制的に交流電源部に流すようにして、
入力電流高調波歪みを改善し、力率を向上可能である回
路方式が提案されている。(第2従来例)しかし前記2
つの回路方式においては、インバータ回路部を構成する
スイッチング素子とは別のスイッチング素子を用いて入
力電流高調波歪みを改善させるもので、回路構成が複雑
になり、装置の大型化、コストアップを招いてしまう、
という第1の問題点が発生する。
【0003】そこで、インバータ回路部を構成するスイ
ッチング素子とは別のスイッチング素子を用いずに、イ
ンバータ回路部での共振動作のみで入力電流高調波歪み
を改善する回路方式についても既に提案されており、特
開平5ー38161号公報に示されている方式もその1
つである。ここで、この種の回路図を図10にしめす。
(第3従来例) 本回路方式は、整流器DBと平滑コンデンサCoとの間
に接続されたコンデンサC5の両端電圧Vc5、平滑コ
ンデンサCoの両端電圧Vdc、交流電源ACを整流器
DBで全波整流して得られる脈流直流電圧VDBの3つ
の電圧間の関係と、スイッチング素子Q1,Q2からな
るインバータ回路の高周波動作とにより、整流器DBか
ら高周波的にパルス電流を流すようにした方式である。
本回路方式では、コンデンサC5の充放電が入力電流高
調波歪みを改書するのに大きく関与する。なお、コンデ
ンサC5と並列にダイオードD4が並列接続され、整流
器DBの負の出力端子及びスイッチング素子Q1,Q2
の接続点の間にはインバータ負荷が接続されており、イ
ンバータ負荷を介して整流器DBの出力端に前記インバ
ータ回路の高周波出力の一部が帰還される。また、イン
バータ負荷は、コンデンサC3,放電灯La1,インダ
クタンス素子L2からなる直列接続と、放電灯La1の
両端に並列接続されたコンデンサC4とから構成され、
コンデンサC5はインピーダンス要素を構成し、平滑コ
ンデンサCoで整流器DBの出力を直流電圧に平滑する
電源回路を構成する。
ッチング素子とは別のスイッチング素子を用いずに、イ
ンバータ回路部での共振動作のみで入力電流高調波歪み
を改善する回路方式についても既に提案されており、特
開平5ー38161号公報に示されている方式もその1
つである。ここで、この種の回路図を図10にしめす。
(第3従来例) 本回路方式は、整流器DBと平滑コンデンサCoとの間
に接続されたコンデンサC5の両端電圧Vc5、平滑コ
ンデンサCoの両端電圧Vdc、交流電源ACを整流器
DBで全波整流して得られる脈流直流電圧VDBの3つ
の電圧間の関係と、スイッチング素子Q1,Q2からな
るインバータ回路の高周波動作とにより、整流器DBか
ら高周波的にパルス電流を流すようにした方式である。
本回路方式では、コンデンサC5の充放電が入力電流高
調波歪みを改書するのに大きく関与する。なお、コンデ
ンサC5と並列にダイオードD4が並列接続され、整流
器DBの負の出力端子及びスイッチング素子Q1,Q2
の接続点の間にはインバータ負荷が接続されており、イ
ンバータ負荷を介して整流器DBの出力端に前記インバ
ータ回路の高周波出力の一部が帰還される。また、イン
バータ負荷は、コンデンサC3,放電灯La1,インダ
クタンス素子L2からなる直列接続と、放電灯La1の
両端に並列接続されたコンデンサC4とから構成され、
コンデンサC5はインピーダンス要素を構成し、平滑コ
ンデンサCoで整流器DBの出力を直流電圧に平滑する
電源回路を構成する。
【0004】本回路方式では、スイッチング素子のオン
オフの1周期の間に、図11〜図16で示す様な6つの
回路動作モードが存在する。この回路動作モードを脈流
直流電圧VDBの山部及び谷部に於いてそのスイッチン
グ素子の動作比率を変えながら、ある回路動作モードに
おいて、交流電源から高周波的に入力電流を流す動作を
行う。
オフの1周期の間に、図11〜図16で示す様な6つの
回路動作モードが存在する。この回路動作モードを脈流
直流電圧VDBの山部及び谷部に於いてそのスイッチン
グ素子の動作比率を変えながら、ある回路動作モードに
おいて、交流電源から高周波的に入力電流を流す動作を
行う。
【0005】次に、図11〜図16を用いて回路動作に
ついて簡単に説明する。先ず、スイッチング素子Q1オ
ン,スイッチング素子Q2オフすると、平滑コンデンサ
Coを電源として、図11に示す様な共振電流I2が、
平滑コンデンサCo→スイッチング素子Q1→インダク
タンス素子L2→コンデンサC4,放電灯La1→コン
デンサC3→コンデンサC5→平滑コンデンサCoの経
路で流れ、コンデンサC5を充電する。そして、コンデ
ンサC5の充電電圧Vc5と整流器DBの出力電圧であ
る脈流直流電圧VDBとの総和が、平滑コンデンサCo
の両端電圧Vdcより高くなると、図12に示す様な入
力電流I3が、交流電源AC→整流器DB→スイッチン
グ素子Q1→インダクタンス素子L2→コンデンサC
4,放電灯La1→コンデンサC3→整流器DB→交流
電源ACの経路で流れ、共振動作を継続する。次に、ス
イッチング素子Q1オフ,スイッチング素子Q2オンす
ると、共振電流が流れ続けようとするために、スイッチ
ング素子Q2の回生にて、図13に示す様な入力電流I
4が、交流電源AC→整流器DB→平滑コンデンサCo
→スイッチング素子Q2→インダクタンス素子L2→コ
ンデンサC4,放電灯La1→コンデンサC3→整流器
DB→交流電源ACの経路で流れ続け、共振動作を継続
する。やがて、コンデンサC3を電源とする共振動作に
て、図14に示す様な共振電流I5が、コンデンサC3
→コンデンサC4,放電灯La1→インダクタンス素子
L2→スイッチング素子Q2→コンデンサC5→コンデ
ンサC3の経路で流れ、コンデンサC5の充電電荷を放
電する。コンデンサC5の電荷がなくなると、図15に
示す様な共振電流I6が、コンデンサC3→コンデンサ
C4,放電灯La1→インダクタンス素子L2→スイッ
チング素子Q2→ダイオードD4→コンデンサC3の経
路で流れる。そして、スイッチング素子Q1オン,スイ
ッチング素子Q2オフすると、共振電流が流れ続けよう
とするために、スイッチング素子Q1の回生にて、図1
6に示す様な共振電流I7が、コンデンサC3→コンデ
ンサC4,放電灯La1→インダクタンス素子L2→ス
イッチング素子Q1→平滑コンデンサCo→ダイオード
D4→コンデンサC3の経路で流れ続け、共振動作を継
続する。以上の動作を繰り返す。
ついて簡単に説明する。先ず、スイッチング素子Q1オ
ン,スイッチング素子Q2オフすると、平滑コンデンサ
Coを電源として、図11に示す様な共振電流I2が、
平滑コンデンサCo→スイッチング素子Q1→インダク
タンス素子L2→コンデンサC4,放電灯La1→コン
デンサC3→コンデンサC5→平滑コンデンサCoの経
路で流れ、コンデンサC5を充電する。そして、コンデ
ンサC5の充電電圧Vc5と整流器DBの出力電圧であ
る脈流直流電圧VDBとの総和が、平滑コンデンサCo
の両端電圧Vdcより高くなると、図12に示す様な入
力電流I3が、交流電源AC→整流器DB→スイッチン
グ素子Q1→インダクタンス素子L2→コンデンサC
4,放電灯La1→コンデンサC3→整流器DB→交流
電源ACの経路で流れ、共振動作を継続する。次に、ス
イッチング素子Q1オフ,スイッチング素子Q2オンす
ると、共振電流が流れ続けようとするために、スイッチ
ング素子Q2の回生にて、図13に示す様な入力電流I
4が、交流電源AC→整流器DB→平滑コンデンサCo
→スイッチング素子Q2→インダクタンス素子L2→コ
ンデンサC4,放電灯La1→コンデンサC3→整流器
DB→交流電源ACの経路で流れ続け、共振動作を継続
する。やがて、コンデンサC3を電源とする共振動作に
て、図14に示す様な共振電流I5が、コンデンサC3
→コンデンサC4,放電灯La1→インダクタンス素子
L2→スイッチング素子Q2→コンデンサC5→コンデ
ンサC3の経路で流れ、コンデンサC5の充電電荷を放
電する。コンデンサC5の電荷がなくなると、図15に
示す様な共振電流I6が、コンデンサC3→コンデンサ
C4,放電灯La1→インダクタンス素子L2→スイッ
チング素子Q2→ダイオードD4→コンデンサC3の経
路で流れる。そして、スイッチング素子Q1オン,スイ
ッチング素子Q2オフすると、共振電流が流れ続けよう
とするために、スイッチング素子Q1の回生にて、図1
6に示す様な共振電流I7が、コンデンサC3→コンデ
ンサC4,放電灯La1→インダクタンス素子L2→ス
イッチング素子Q1→平滑コンデンサCo→ダイオード
D4→コンデンサC3の経路で流れ続け、共振動作を継
続する。以上の動作を繰り返す。
【0006】この様に動作することに於いて、コンデン
サC5の充放電が、整流器DBの出力端子からの入力電
流波形に大きく関与することが解る。つまり、コンデン
サC5がすぐに充電されると、整流器DBから入力され
る高周波電流が増加して入力電流が台形波状の電流波形
となる。一方、コンデンサC5の充放電が遅けれぱ、整
流器DBから流れ込む高周波電流の期間が短くなって入
力電流が休止のある電流波形となる。
サC5の充放電が、整流器DBの出力端子からの入力電
流波形に大きく関与することが解る。つまり、コンデン
サC5がすぐに充電されると、整流器DBから入力され
る高周波電流が増加して入力電流が台形波状の電流波形
となる。一方、コンデンサC5の充放電が遅けれぱ、整
流器DBから流れ込む高周波電流の期間が短くなって入
力電流が休止のある電流波形となる。
【0007】ここで、入力電流波形が、休止区間のない
略正弦波状の波形となるためには、コンデンサC5の容
量とスイッチング素子Q1,Q2の発振周波数とを適正
に設定する必要がある。ところが、このような回路方式
で、スイッチング素子Q1,Q2の発振周波数を高めて
調光点灯制御を行なおうとすると、コンデンサC5の充
電が十分に行われない状態で上述の様な動作を行うため
に、入力電流波形に休止区間が発生してしまう、という
第2の問題点が生じてしまう。
略正弦波状の波形となるためには、コンデンサC5の容
量とスイッチング素子Q1,Q2の発振周波数とを適正
に設定する必要がある。ところが、このような回路方式
で、スイッチング素子Q1,Q2の発振周波数を高めて
調光点灯制御を行なおうとすると、コンデンサC5の充
電が十分に行われない状態で上述の様な動作を行うため
に、入力電流波形に休止区間が発生してしまう、という
第2の問題点が生じてしまう。
【0008】上記第2の問題点を解決する手段として、
調光点灯時に於いて、スイッチング素子Q1,Q2の発
振周波数を高くした場合に、コンデンサC5の容量値を
下げる様に構成した回路方式も、本発明に出願人出願の
特願平7ー254212号にて既に提案されており、そ
の回路図を図17に示す。(第4従来例)本方式は、正
常点灯時ではスイッチ素子Q3を常にオンモードするこ
とによりダイオードD4の両端に更にコンデンサC6を
並列接続しておき、調光点灯時にスイッチ素子Q3をオ
フさせることにより、ダイオードD4の両端の容量値を
低下させ、調光点灯時に入力電流波形に休止区間ができ
ないように構成するものである。
調光点灯時に於いて、スイッチング素子Q1,Q2の発
振周波数を高くした場合に、コンデンサC5の容量値を
下げる様に構成した回路方式も、本発明に出願人出願の
特願平7ー254212号にて既に提案されており、そ
の回路図を図17に示す。(第4従来例)本方式は、正
常点灯時ではスイッチ素子Q3を常にオンモードするこ
とによりダイオードD4の両端に更にコンデンサC6を
並列接続しておき、調光点灯時にスイッチ素子Q3をオ
フさせることにより、ダイオードD4の両端の容量値を
低下させ、調光点灯時に入力電流波形に休止区間ができ
ないように構成するものである。
【0009】なお、図10に示した第3従来例に於いて
2灯以上の放電灯を点灯させる場合、コンデンサC3〜
C5,放電灯La1,インダクタンス素子L2にて構成
される共振回路を複数設ける回路方式があり、3灯の放
電灯を点灯させる場合の回路図を図18に示す。(第5
従来例)図10に示した第3従来例と異なる点は、コン
デンサC4,C5,放電灯La1,インダクタンス素子
L2,ダイオードD4の代わりに、コンデンサC3の他
端及びスイッチング素子Q2のソース端子間に並列接続
されたインダクタンス素子L2n,コンデンサC4n,
放電灯La1n,コンデンサC5nからなる共振回路
と、コンデンサC5nの両端に並列接続されたダイオー
ドD4nと、整流器DBの負の出力端子及びコンデンサ
C5n間に接続されたダイオードD1nとを設けて3灯
を並列点灯する様に構成したものであり、その他の第3
従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を
省略する。なお、コンデンサC3はスイッチング素子Q
1,Q2の接点及びインダクタンス素子L2n間に設け
ると共に、図18に示す回路ではn=1,2,3とし
た。
2灯以上の放電灯を点灯させる場合、コンデンサC3〜
C5,放電灯La1,インダクタンス素子L2にて構成
される共振回路を複数設ける回路方式があり、3灯の放
電灯を点灯させる場合の回路図を図18に示す。(第5
従来例)図10に示した第3従来例と異なる点は、コン
デンサC4,C5,放電灯La1,インダクタンス素子
L2,ダイオードD4の代わりに、コンデンサC3の他
端及びスイッチング素子Q2のソース端子間に並列接続
されたインダクタンス素子L2n,コンデンサC4n,
放電灯La1n,コンデンサC5nからなる共振回路
と、コンデンサC5nの両端に並列接続されたダイオー
ドD4nと、整流器DBの負の出力端子及びコンデンサ
C5n間に接続されたダイオードD1nとを設けて3灯
を並列点灯する様に構成したものであり、その他の第3
従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を
省略する。なお、コンデンサC3はスイッチング素子Q
1,Q2の接点及びインダクタンス素子L2n間に設け
ると共に、図18に示す回路ではn=1,2,3とし
た。
【0010】この回路方式においては、放電灯を1灯を
外しても他の放電灯はそれぞれの共振回路を介して点灯
すると共に、入力電流高調波歪みに関しても、放電灯1
灯を外すことにより入力電流高調波歪み改善に大きく関
与するコンデンサC5nも同時に開放されるので、放電
灯の数に関わらず入力電流高調波歪みを低減できる。
外しても他の放電灯はそれぞれの共振回路を介して点灯
すると共に、入力電流高調波歪みに関しても、放電灯1
灯を外すことにより入力電流高調波歪み改善に大きく関
与するコンデンサC5nも同時に開放されるので、放電
灯の数に関わらず入力電流高調波歪みを低減できる。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記第4従来
例に於いては、スイッチング素子Q1のオン時に、調光
点灯モードから正常点灯モードへ移行する場合、ダイオ
ードD4の両端の容量値を増加すべく、図19に示す様
にコンデンサC6に直列に接続されたスイッチ素子Q3
をオンすると、図11に示した動作モードにおいてコン
デンサC5の両端にコンデンサC6が並列接続される。
その為に、コンデンサC5の充電電荷が急激にコンデン
サC6を充電する向きに放電してしまうので、スイッチ
素子Q3に急激な電流が流れ、スイッチ素子Q3に大き
なストレスがかかってしまい、これを防ぐ為には高耐圧
のスイッチ素子Q3を用いる必要があるが、そうすると
装置の大型化、コストアップを招いてしまう、という第
3の問題点が生じてしまう。
例に於いては、スイッチング素子Q1のオン時に、調光
点灯モードから正常点灯モードへ移行する場合、ダイオ
ードD4の両端の容量値を増加すべく、図19に示す様
にコンデンサC6に直列に接続されたスイッチ素子Q3
をオンすると、図11に示した動作モードにおいてコン
デンサC5の両端にコンデンサC6が並列接続される。
その為に、コンデンサC5の充電電荷が急激にコンデン
サC6を充電する向きに放電してしまうので、スイッチ
素子Q3に急激な電流が流れ、スイッチ素子Q3に大き
なストレスがかかってしまい、これを防ぐ為には高耐圧
のスイッチ素子Q3を用いる必要があるが、そうすると
装置の大型化、コストアップを招いてしまう、という第
3の問題点が生じてしまう。
【0012】更に、本発明に係る第6従来例を図20に
示す。図10に示した第3従来例と異なる点は、コンデ
ンサC5の両端にスイッチ素子Q4を並列接続し、スイ
ッチ素子Q4にてコンデンサC5を短絡する回路動作モ
ードを有する様に構成したことであり、その他の第3従
来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省
略する。
示す。図10に示した第3従来例と異なる点は、コンデ
ンサC5の両端にスイッチ素子Q4を並列接続し、スイ
ッチ素子Q4にてコンデンサC5を短絡する回路動作モ
ードを有する様に構成したことであり、その他の第3従
来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省
略する。
【0013】本回路は、ランプ未装着時及び負荷異常時
などに於いて、スイッチ素子Q4でコンデンサC5の両
端を短絡することで、整流器DBの出力端に平滑コンデ
ンサCoが並列接続された、いわゆる一般的なハーフブ
リッジ式インバータ回路の変形回路が得られ、その入力
電流波形はコンデンサインプット型の力率の悪い入力電
流波形となる。
などに於いて、スイッチ素子Q4でコンデンサC5の両
端を短絡することで、整流器DBの出力端に平滑コンデ
ンサCoが並列接続された、いわゆる一般的なハーフブ
リッジ式インバータ回路の変形回路が得られ、その入力
電流波形はコンデンサインプット型の力率の悪い入力電
流波形となる。
【0014】この様にコンデンサC5の両端を短絡する
ことで、ランプ未装着時及び無負荷を含む負荷異常時な
どに於いて、平滑コンデンサCoの昇圧を防ぐことがで
き、つまり、平滑コンデンサCoの充電電圧を交流電源
電圧を整流平滑した電圧に低減できると共に、共振回路
でのコンデンサC4,C5,インダクタンス素子L2に
より決定されていた共振周波数を低くして共振を弱める
ことができる。よって、インバータ回路の主スイッチン
グ素子であるスイッチング素子Q1、Q2を保護するこ
とができる。この様な回路方式として、特開昭59ー7
8496号公報に示したものもある。
ことで、ランプ未装着時及び無負荷を含む負荷異常時な
どに於いて、平滑コンデンサCoの昇圧を防ぐことがで
き、つまり、平滑コンデンサCoの充電電圧を交流電源
電圧を整流平滑した電圧に低減できると共に、共振回路
でのコンデンサC4,C5,インダクタンス素子L2に
より決定されていた共振周波数を低くして共振を弱める
ことができる。よって、インバータ回路の主スイッチン
グ素子であるスイッチング素子Q1、Q2を保護するこ
とができる。この様な回路方式として、特開昭59ー7
8496号公報に示したものもある。
【0015】しかし、上記第6従来例に於いても、スイ
ッチ素子Q4のオンのタイミングがスイッチング素子Q
1がオンしている期間になると、上記第4従来例に示し
た様な第3の問題点が生じてしまう。
ッチ素子Q4のオンのタイミングがスイッチング素子Q
1がオンしている期間になると、上記第4従来例に示し
た様な第3の問題点が生じてしまう。
【0016】また、上記第5従来例に於いては、以下に
示す様な第4の問題点が生じてしまう。
示す様な第4の問題点が生じてしまう。
【0017】入力電流高調波歪み改善に大きく関与する
コンデンサC5nのそれぞれにダイオードD4nが接続
され、高周波電流力ット用ダイオ−ドD1nもそれぞれ
設けられているため、回路構成が複雑になり、コストア
ップを招いてしまう。なお、高周波電流力ット用ダイオ
ードD1nは、放電灯を1灯外した際に、外した放電灯
の入力電流高調波歪み改善コンデンサC5nによる他の
放電灯に対する影響を排除する為に、他の放電灯の共振
回路から切り離す様な構成に設けられている。
コンデンサC5nのそれぞれにダイオードD4nが接続
され、高周波電流力ット用ダイオ−ドD1nもそれぞれ
設けられているため、回路構成が複雑になり、コストア
ップを招いてしまう。なお、高周波電流力ット用ダイオ
ードD1nは、放電灯を1灯外した際に、外した放電灯
の入力電流高調波歪み改善コンデンサC5nによる他の
放電灯に対する影響を排除する為に、他の放電灯の共振
回路から切り離す様な構成に設けられている。
【0018】本発明は上記全ての問題点に鑑みてなされ
たもので、その目的とするところは、簡単な構成にて入
力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であると共
に、入力電流高調波歪み改善に大きく関与するインピー
ダンス要素の急激な放電による大きなストレスが半導体
素子などにかかることを防ぐことが可能であり、特に負
荷が放電灯である場合の調光点灯制御が可能で、且つ多
灯点灯が可能な電源装置を提供することである。
たもので、その目的とするところは、簡単な構成にて入
力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であると共
に、入力電流高調波歪み改善に大きく関与するインピー
ダンス要素の急激な放電による大きなストレスが半導体
素子などにかかることを防ぐことが可能であり、特に負
荷が放電灯である場合の調光点灯制御が可能で、且つ多
灯点灯が可能な電源装置を提供することである。
【0019】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項1記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、整流器の出力を直流電圧に平滑する電源回
路と、少なくとも1つのスイッチング素子を有すると共
に電源回路の出力直流電圧を高周波電圧に変換して負荷
に供給するインバータ回路と、整流器の出力端に負荷を
介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還する高
周波出力帰還手段と、負荷の少なくとも一部及び交流電
源の山部近傍より谷部近傍で共振が強くなるインピーダ
ンス要素を含み構成されるLC共振回路とを備え、イン
バータ回路の発振周波数を可変させて出力制御を行なう
際、交流電源からの入力電流が実質的に連続となる方向
へ、インピーダンス要素のインピーダンス値を可変する
電源装置に於いて、スイッチング素子のオンオフに同期
してインピーダンス要素のインピーダンス値を可変する
ことを特徴とする。
めに、請求項1記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、整流器の出力を直流電圧に平滑する電源回
路と、少なくとも1つのスイッチング素子を有すると共
に電源回路の出力直流電圧を高周波電圧に変換して負荷
に供給するインバータ回路と、整流器の出力端に負荷を
介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還する高
周波出力帰還手段と、負荷の少なくとも一部及び交流電
源の山部近傍より谷部近傍で共振が強くなるインピーダ
ンス要素を含み構成されるLC共振回路とを備え、イン
バータ回路の発振周波数を可変させて出力制御を行なう
際、交流電源からの入力電流が実質的に連続となる方向
へ、インピーダンス要素のインピーダンス値を可変する
電源装置に於いて、スイッチング素子のオンオフに同期
してインピーダンス要素のインピーダンス値を可変する
ことを特徴とする。
【0020】請求項2記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、スイッチング素子のオンもしくはオフのど
ちらか一方に同期してそのインピーダンス値を略零に可
変することを特徴とする。
ンス要素は、スイッチング素子のオンもしくはオフのど
ちらか一方に同期してそのインピーダンス値を略零に可
変することを特徴とする。
【0021】請求項3記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、複数のキャパシタンス素子と複数のスイッ
チ素子とから構成されると共に、スイッチ素子を制御す
ることにより複数のキャパシタンス素子の接続を切り替
えて、そのインピーダンス値を可変することを特徴とす
る。
ンス要素は、複数のキャパシタンス素子と複数のスイッ
チ素子とから構成されると共に、スイッチ素子を制御す
ることにより複数のキャパシタンス素子の接続を切り替
えて、そのインピーダンス値を可変することを特徴とす
る。
【0022】請求項4記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、それを充電する向きに電流が流れるモード
のときにオンするスイッチング素子のオンオフに同期し
てそのインピーダンス値を可変することを特徴とする。
ンス要素は、それを充電する向きに電流が流れるモード
のときにオンするスイッチング素子のオンオフに同期し
てそのインピーダンス値を可変することを特徴とする。
【0023】請求項5記載の発明によれば、電源回路は
整流器の出力を平滑する平滑コンデンサであることを特
徴とする。
整流器の出力を平滑する平滑コンデンサであることを特
徴とする。
【0024】請求項6記載の発明によれば、電源回路は
整流器の出力を部分平滑する谷埋め電源回路であること
を特徴とする。
整流器の出力を部分平滑する谷埋め電源回路であること
を特徴とする。
【0025】請求項7記載の発明によれば、電源回路は
降圧チョッパ回路であるを特徴とする。
降圧チョッパ回路であるを特徴とする。
【0026】請求項8記載の発明によれば、負荷は、放
電灯を含み構成されるものであることを特徴とする。
電灯を含み構成されるものであることを特徴とする。
【0027】請求項9記載の発明によれば、負荷は、2
次巻線を有するトランスと、トランスの2次巻線に並列
接続された放電灯とを含み構成されるものであることを
特徴とする。
次巻線を有するトランスと、トランスの2次巻線に並列
接続された放電灯とを含み構成されるものであることを
特徴とする。
【0028】請求項10記載の発明によれば、負荷は、
互いに並列接続された複数個の放電灯を含み構成される
ものであることを特徴とする。
互いに並列接続された複数個の放電灯を含み構成される
ものであることを特徴とする。
【0029】請求項11記載の発明によれば、放電灯の
先行予熱時は、インピーダンス要素のインピーダンス値
を略零に可変することを特徴とする。
先行予熱時は、インピーダンス要素のインピーダンス値
を略零に可変することを特徴とする。
【0030】
(実施の形態1)本発明に係る第1の実施の形態の回路
図を図1に、その動作波形図を図2〜図4に示す。
図を図1に、その動作波形図を図2〜図4に示す。
【0031】図17に示した第4従来例と異なる点は、
ダイオードD4の代わりにスイッチ素子Q14と、スイ
ッチ素子Q3の代わりにスイッチ素子Q13と、スイッ
チング素子Q2に流れる電流を検出する電流検出抵抗
(以下、抵抗と呼ぶ。)R3と、コンデンサC2の低圧
側及びコンデンサC3の低圧側の間にダイオードD1
と、抵抗R3で検出した電圧Vinに応じてスイッチン
グ素子Q1,Q2,スイッチ素子Q13,Q14をそれ
ぞれ信号V1〜V4で駆動する制御回路1とを設けたこ
とであり、その他の第4従来例と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、スイッチング
素子Q1,Q2のゲート端子にはそれぞれ抵抗R1,R
2が接続されており、また制御回路1の制御電源をEo
とし、制御回路1のグランドを回路グランドとしてい
る。
ダイオードD4の代わりにスイッチ素子Q14と、スイ
ッチ素子Q3の代わりにスイッチ素子Q13と、スイッ
チング素子Q2に流れる電流を検出する電流検出抵抗
(以下、抵抗と呼ぶ。)R3と、コンデンサC2の低圧
側及びコンデンサC3の低圧側の間にダイオードD1
と、抵抗R3で検出した電圧Vinに応じてスイッチン
グ素子Q1,Q2,スイッチ素子Q13,Q14をそれ
ぞれ信号V1〜V4で駆動する制御回路1とを設けたこ
とであり、その他の第4従来例と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、スイッチング
素子Q1,Q2のゲート端子にはそれぞれ抵抗R1,R
2が接続されており、また制御回路1の制御電源をEo
とし、制御回路1のグランドを回路グランドとしてい
る。
【0032】次に、正常点灯時、先行予熱時、調光点灯
時、無負荷を含む負荷異常時に分けて、それぞれ図2〜
図4を用い、本回路の動作を簡単に説明する。
時、無負荷を含む負荷異常時に分けて、それぞれ図2〜
図4を用い、本回路の動作を簡単に説明する。
【0033】正常点灯時では、図2に示す様に、スイッ
チ素子Q13はスイッチング素子Q1と同期する様にオ
ンオフさせ、スイッチ素子Q14はオフする。調光点灯
時では、図3に示す様にスイッチ素子Q13,Q14は
オフする。ここで、正常点灯から調光点灯へと移行する
際には、まずスイッチング素子Q1,Q2の発振周波数
をf1からf2へと高めてからスイッチ素子Q13をオ
フさせるが、調光点灯から正常点灯へと移行する際に
は、スイッチング素子Q1,Q2の発振周波数をf2か
らf1へと低くすると同時に、スイッチ素子Q13をス
イッチング素子Q1と同期させてオンする。
チ素子Q13はスイッチング素子Q1と同期する様にオ
ンオフさせ、スイッチ素子Q14はオフする。調光点灯
時では、図3に示す様にスイッチ素子Q13,Q14は
オフする。ここで、正常点灯から調光点灯へと移行する
際には、まずスイッチング素子Q1,Q2の発振周波数
をf1からf2へと高めてからスイッチ素子Q13をオ
フさせるが、調光点灯から正常点灯へと移行する際に
は、スイッチング素子Q1,Q2の発振周波数をf2か
らf1へと低くすると同時に、スイッチ素子Q13をス
イッチング素子Q1と同期させてオンする。
【0034】ここで、同期の説明をする。図10に示し
た回路に於いて、コンデンサC5を充電するのは、スイ
ッチング素子Q1がオン、スイッチング素子Q2がオフ
する図11に示す動作モードの場合であり、図12,図
13に示す動作モードの場合ではコンデンサC5は充電
された状態にある。スイッチ素子Q13がオンしたとき
にコンデンサC5の充電電荷の急激な放電による過電流
が、スイッチ素子Q13に流れることを防ぐには、スイ
ッチング素子Q1に同期してスイッチ素子Q13をオン
させると良い。また、スイッチング素子Q1のオンモー
ドは、図16,図11,図12であり、図16に示すス
イッチング素子Q1のオン開始モードでは、コンデンサ
C5の放電が終って共振電流がダイオ−ドD4を介して
流れており、スイッチ素子Q13がオンしても、スイッ
チ素子Q3へ流れ込む電流は無い。やがて共振動作が図
11,図12に示す動作モードへと移行するにつれてコ
ンデンサC5へ充電電流が流れ込むモードとなる。
た回路に於いて、コンデンサC5を充電するのは、スイ
ッチング素子Q1がオン、スイッチング素子Q2がオフ
する図11に示す動作モードの場合であり、図12,図
13に示す動作モードの場合ではコンデンサC5は充電
された状態にある。スイッチ素子Q13がオンしたとき
にコンデンサC5の充電電荷の急激な放電による過電流
が、スイッチ素子Q13に流れることを防ぐには、スイ
ッチング素子Q1に同期してスイッチ素子Q13をオン
させると良い。また、スイッチング素子Q1のオンモー
ドは、図16,図11,図12であり、図16に示すス
イッチング素子Q1のオン開始モードでは、コンデンサ
C5の放電が終って共振電流がダイオ−ドD4を介して
流れており、スイッチ素子Q13がオンしても、スイッ
チ素子Q3へ流れ込む電流は無い。やがて共振動作が図
11,図12に示す動作モードへと移行するにつれてコ
ンデンサC5へ充電電流が流れ込むモードとなる。
【0035】無負荷を含む負荷異常時では、抵抗R3で
検出した電圧Vinにより負荷異常を検出する。この無
負荷を含む負荷異常時に於いても、調光点灯から正常点
灯へと移行する際には、図4に示す様に、スイッチ素子
Q14をスイッチング素子Q1と同期させてオンするこ
とで、スイッチ素子Q14への急激なコンデンサC5の
放電電流は流れ込まなくなると共に、スイッチング素子
Q1,Q2の発振周波数をf1からf2へと調光点灯モ
ードへと変化させることにより、スイッチング素子Q
1、Q2にかかるストレスを低減できる。
検出した電圧Vinにより負荷異常を検出する。この無
負荷を含む負荷異常時に於いても、調光点灯から正常点
灯へと移行する際には、図4に示す様に、スイッチ素子
Q14をスイッチング素子Q1と同期させてオンするこ
とで、スイッチ素子Q14への急激なコンデンサC5の
放電電流は流れ込まなくなると共に、スイッチング素子
Q1,Q2の発振周波数をf1からf2へと調光点灯モ
ードへと変化させることにより、スイッチング素子Q
1、Q2にかかるストレスを低減できる。
【0036】更に、放電灯La1を正常点灯にする前の
電源投入後の所定時間(例えば約1sec.)に、放電
灯La1のフィラメントを予熱する様な先行予熱時に於
いては、放電灯La1に充分な電圧を供給することな
く、且つ放電灯La1のフィラメントを予熱するのに充
分な予熱電力を供給するインバータ動作を行えばよい。
また、電源投入後の短い所定時間であり出力も低いこと
から、図5に示す様にスイッチ素子Q13はオフ、スイ
ッチ素子Q14はスイッチング素子Q1と同期してオン
オフしてコンデンサC5を短絡することにより、入力電
流波形を改善しない状態で回路の共振周波数を低める、
つまりスイッチング素子Q1,Q2の動作周波数は正常
点灯時と同じくf1と低くして共振動作を弱めることが
でき、スイッチング素子Q1,Q2にかかるストレスを
低減できる。
電源投入後の所定時間(例えば約1sec.)に、放電
灯La1のフィラメントを予熱する様な先行予熱時に於
いては、放電灯La1に充分な電圧を供給することな
く、且つ放電灯La1のフィラメントを予熱するのに充
分な予熱電力を供給するインバータ動作を行えばよい。
また、電源投入後の短い所定時間であり出力も低いこと
から、図5に示す様にスイッチ素子Q13はオフ、スイ
ッチ素子Q14はスイッチング素子Q1と同期してオン
オフしてコンデンサC5を短絡することにより、入力電
流波形を改善しない状態で回路の共振周波数を低める、
つまりスイッチング素子Q1,Q2の動作周波数は正常
点灯時と同じくf1と低くして共振動作を弱めることが
でき、スイッチング素子Q1,Q2にかかるストレスを
低減できる。
【0037】(実施の形態2)本発明に係る第2の実施
の形態の回路図を図6に示す。
の形態の回路図を図6に示す。
【0038】図1に示した第1の実施の形態と異なる点
は、平滑コンデンサCoの代わりに、スイッチング素子
Q1,Q2の直列接続の両端に並列接続したコンデンサ
C7と、スイッチング素子Q1,Q2の直列接続の両端
に並列接続したインダクタンス素子L3,平滑コンデン
サCo1,ダイオードD3の直列接続と、平滑コンデン
サCo1,ダイオードD3の接点及びスイッチング素子
Q1,Q2の接点間に接続されたダイオードD2とから
なる電源回路を用いたことであり、その他の第1の実施
の形態と同一構成には同一符号を付すことにより説明を
省略する。なお制御回路1の電圧VinはコンデンサC
7の両端電圧Vc7より得ている。
は、平滑コンデンサCoの代わりに、スイッチング素子
Q1,Q2の直列接続の両端に並列接続したコンデンサ
C7と、スイッチング素子Q1,Q2の直列接続の両端
に並列接続したインダクタンス素子L3,平滑コンデン
サCo1,ダイオードD3の直列接続と、平滑コンデン
サCo1,ダイオードD3の接点及びスイッチング素子
Q1,Q2の接点間に接続されたダイオードD2とから
なる電源回路を用いたことであり、その他の第1の実施
の形態と同一構成には同一符号を付すことにより説明を
省略する。なお制御回路1の電圧VinはコンデンサC
7の両端電圧Vc7より得ている。
【0039】次に、その電源回路の動作を簡単に説明す
る。スイッチング素子Q2がオンすると、インダクタン
ス素子L3,ダイオードD2,スイッチング素子Q2を
介して平滑コンデンサCo1への充電電流が流れ、その
充電電圧は交流電源ACよりも低くなる。つまり、電源
回路で所謂降圧チョッパ回路を構成している。その為
に、コンデンサC7の両端電圧Vc7は交流電源電圧の
山部で高く、谷部で低い谷埋め電源電圧となる。一方、
本案のインバータ回路における出力は、交流電源電圧の
山部で低く、交流電源電圧の谷部で高い波形を有する。
この様に、電源回路電圧の増減に相反してインバータ回
路の出力は変動するので、この2つの動作を組み合わす
ことで、略一定の光出力波形を得ることができる。
る。スイッチング素子Q2がオンすると、インダクタン
ス素子L3,ダイオードD2,スイッチング素子Q2を
介して平滑コンデンサCo1への充電電流が流れ、その
充電電圧は交流電源ACよりも低くなる。つまり、電源
回路で所謂降圧チョッパ回路を構成している。その為
に、コンデンサC7の両端電圧Vc7は交流電源電圧の
山部で高く、谷部で低い谷埋め電源電圧となる。一方、
本案のインバータ回路における出力は、交流電源電圧の
山部で低く、交流電源電圧の谷部で高い波形を有する。
この様に、電源回路電圧の増減に相反してインバータ回
路の出力は変動するので、この2つの動作を組み合わす
ことで、略一定の光出力波形を得ることができる。
【0040】(実施の形態3)本発明に係る第3の実施
の形態の回路図を図7に示す。
の形態の回路図を図7に示す。
【0041】図1に示した第1の実施の形態と異なる点
は、コンデンサC3〜C6,スイッチ素子Q13、Q1
4,放電灯La1,インダクタンス素子L2からなる回
路をスイッチング素子Q1の両端側に並列接続し、ダイ
オードD1を整流器DBの正の出力端子側に接続したこ
とであり、その他の第1の実施の形態と同一構成には同
一符号を付すことにより説明を省略する。ここで、スイ
ッチング素子Q1,Q2の動作は上述とは互いにオンオ
フが逆になり、スイッチ素子Q13,Q14は各モード
に於いてスイッチング素子Q2に同期して動作すること
になる。
は、コンデンサC3〜C6,スイッチ素子Q13、Q1
4,放電灯La1,インダクタンス素子L2からなる回
路をスイッチング素子Q1の両端側に並列接続し、ダイ
オードD1を整流器DBの正の出力端子側に接続したこ
とであり、その他の第1の実施の形態と同一構成には同
一符号を付すことにより説明を省略する。ここで、スイ
ッチング素子Q1,Q2の動作は上述とは互いにオンオ
フが逆になり、スイッチ素子Q13,Q14は各モード
に於いてスイッチング素子Q2に同期して動作すること
になる。
【0042】(実施の形態4)本発明に係る第4の実施
の形態の回路図を図8に示す。
の形態の回路図を図8に示す。
【0043】本回路は、放電灯1灯を外しても他の放電
灯は点灯し、入力電流波形は略正弦波状である入力電流
高調波歪みを改善した方式で、回路構成を簡略化したも
のである。本方式では、高周波カッ卜用のダイオードは
複数の放電灯に対して一つでよく、入力電流高調波歪み
の改善に大きく関与するコンデンサ及びそのコンデンサ
に並列接続されたダイオードも一つでよい。
灯は点灯し、入力電流波形は略正弦波状である入力電流
高調波歪みを改善した方式で、回路構成を簡略化したも
のである。本方式では、高周波カッ卜用のダイオードは
複数の放電灯に対して一つでよく、入力電流高調波歪み
の改善に大きく関与するコンデンサ及びそのコンデンサ
に並列接続されたダイオードも一つでよい。
【0044】つまり、本回路と図18に示した第5従来
例と異なる点は、ダイオードD11〜D13の代わりに
コンデンサC4nの一端及び整流器DBの負の出力端子
間に接続されたダイオードD1と、ダイオードD41〜
D43の代わりにダイオードD1のアノード端子及びス
イッチング素子Q2のソース端子間に接続されたダイオ
ードD4と、コンデンサC51〜C53の代わりに放電
灯La11〜La13のフィラメントを介してダイオー
ドD4の両端に並列接続されたコンデンサC71〜C7
3とを設けたことであり、その他の第5従来例と同一構
成には同一符号を付すことにより説明を省略する。
例と異なる点は、ダイオードD11〜D13の代わりに
コンデンサC4nの一端及び整流器DBの負の出力端子
間に接続されたダイオードD1と、ダイオードD41〜
D43の代わりにダイオードD1のアノード端子及びス
イッチング素子Q2のソース端子間に接続されたダイオ
ードD4と、コンデンサC51〜C53の代わりに放電
灯La11〜La13のフィラメントを介してダイオー
ドD4の両端に並列接続されたコンデンサC71〜C7
3とを設けたことであり、その他の第5従来例と同一構
成には同一符号を付すことにより説明を省略する。
【0045】この様に構成したことにより、例えば放電
灯La11においては、コンデンサC71,放電灯La
11のフィラメント,コンデンサC41,放電灯La1
1のフィラメント,インダクタンス素子L21,コンデ
ンサC3が互いに直列接続されているので、放電灯La
11が外されたときに、その放電灯La11を点灯させ
るための共振回路と、入力電流高調波歪み改善用コンデ
ンサ(以下、コンデンサと呼ぶ。)C71〜C73とを
回路的に切り離すことが可能となる。
灯La11においては、コンデンサC71,放電灯La
11のフィラメント,コンデンサC41,放電灯La1
1のフィラメント,インダクタンス素子L21,コンデ
ンサC3が互いに直列接続されているので、放電灯La
11が外されたときに、その放電灯La11を点灯させ
るための共振回路と、入力電流高調波歪み改善用コンデ
ンサ(以下、コンデンサと呼ぶ。)C71〜C73とを
回路的に切り離すことが可能となる。
【0046】なお、本実施の形態では、放電灯を3灯と
したがその他の灯数でもよく、また、上記第1〜第3の
実施の形態に示した様な構成に適用してもよく、例え
ば、入力電流高調波歪み改善コンデンサを短絡して無負
荷を含む異常時に平滑コンデンサCoの昇圧を低減し、
また共振動作を弱めてスイッチング素子にかかるストレ
スを低減する回路方式において、図9に示す様な構成と
してもよい。
したがその他の灯数でもよく、また、上記第1〜第3の
実施の形態に示した様な構成に適用してもよく、例え
ば、入力電流高調波歪み改善コンデンサを短絡して無負
荷を含む異常時に平滑コンデンサCoの昇圧を低減し、
また共振動作を弱めてスイッチング素子にかかるストレ
スを低減する回路方式において、図9に示す様な構成と
してもよい。
【0047】なお、図9に示す回路では入力電流高調波
歪み改善用コンデンサの合成容量は、コンデンサC81
〜C81,コンデンサC91〜C93の直列接続とコン
デンサC91〜C93の各々の両端に並列接続されたス
イッチ素子Q51〜Q53とから決定され、例えばダイ
オードD4の両端に並列接続されたスイッチ素子Q3に
於いては、コンデンサC81〜C81,コンデンサC9
1〜C93からの急激な放電電流によるスイッチ素子Q
3にかかるストレスを低減できる。(第5の実施の形
態)
歪み改善用コンデンサの合成容量は、コンデンサC81
〜C81,コンデンサC91〜C93の直列接続とコン
デンサC91〜C93の各々の両端に並列接続されたス
イッチ素子Q51〜Q53とから決定され、例えばダイ
オードD4の両端に並列接続されたスイッチ素子Q3に
於いては、コンデンサC81〜C81,コンデンサC9
1〜C93からの急激な放電電流によるスイッチ素子Q
3にかかるストレスを低減できる。(第5の実施の形
態)
【0048】
【発明の効果】請求項1から請求項7に記載の発明によ
れば、簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し力率
を向上可能であると共に、入力電流高調波歪み改善に大
きく関与するインピーダンス要素の急激な放電による大
きなストレスが半導体素子などにかかることを防ぐこと
が可能な電源装置を提供できる。
れば、簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し力率
を向上可能であると共に、入力電流高調波歪み改善に大
きく関与するインピーダンス要素の急激な放電による大
きなストレスが半導体素子などにかかることを防ぐこと
が可能な電源装置を提供できる。
【0049】請求項8、請求項9に記載の発明によれ
ば、放電灯の正常点灯時、負荷異常時、調光点灯時に於
いて、簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し力率
を向上可能であると共に、入力電流高調波歪み改善に大
きく関与するインピーダンス要素の急激な放電による大
きなストレスが半導体素子などにかかることを防ぐこと
が可能な電源装置を提供できる。
ば、放電灯の正常点灯時、負荷異常時、調光点灯時に於
いて、簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し力率
を向上可能であると共に、入力電流高調波歪み改善に大
きく関与するインピーダンス要素の急激な放電による大
きなストレスが半導体素子などにかかることを防ぐこと
が可能な電源装置を提供できる。
【0050】請求項10記載の発明によれば、正常点灯
時、負荷異常時、調光点灯時に於いて、簡単な構成にて
入力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であると共
に、入力電流高調波歪み改善に大きく関与するインピー
ダンス要素の急激な放電による大きなストレスが半導体
素子などにかかることを防ぐことが可能であり、且つ多
灯点灯が可能な電源装置を提供できる。
時、負荷異常時、調光点灯時に於いて、簡単な構成にて
入力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であると共
に、入力電流高調波歪み改善に大きく関与するインピー
ダンス要素の急激な放電による大きなストレスが半導体
素子などにかかることを防ぐことが可能であり、且つ多
灯点灯が可能な電源装置を提供できる。
【0051】請求項11記載の発明によれば、放電灯の
先行予熱時に於いて、入力電流高調波歪み改善に大きく
関与するインピーダンス要素の急激な放電による大きな
ストレスが半導体素子などにかかることを防ぐことが可
能な電源装置を提供できる。
先行予熱時に於いて、入力電流高調波歪み改善に大きく
関与するインピーダンス要素の急激な放電による大きな
ストレスが半導体素子などにかかることを防ぐことが可
能な電源装置を提供できる。
【図1】本発明に係る第1実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図2】上記実施の形態に係る正常点灯時での動作波形
図を示す。
図を示す。
【図3】上記実施の形態に係る調光点灯時での動作波形
図を示す。
図を示す。
【図4】上記実施の形態に係る負荷異常時での動作波形
図を示す。
図を示す。
【図5】上記実施の形態に係る先行予熱時での動作波形
図を示す。
図を示す。
【図6】本発明に係る第2実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図7】本発明に係る第3実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図8】本発明に係る第4実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図9】本発明に係る第5実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図10】本発明に係る第3従来例を示す回路図であ
る。
る。
【図11】上記従来例に係る第1の動作モードを示す回
路図である。
路図である。
【図12】上記従来例に係る第2の動作モードを示す回
路図である。
路図である。
【図13】上記従来例に係る第3の動作モードを示す回
路図である。
路図である。
【図14】上記従来例に係る第4の動作モードを示す回
路図である。
路図である。
【図15】上記従来例に係る第5の動作モードを示す回
路図である。
路図である。
【図16】上記従来例に係る第6の動作モードを示す回
路図である。
路図である。
【図17】本発明に係る第4従来例を示す回路図であ
る。
る。
【図18】本発明に係る第5従来例を示す回路図であ
る。
る。
【図19】上記第4従来例に係る一動作波形図を示す。
【図20】本発明に係る第6従来例を示す回路図であ
る。
る。
AC 交流電源 DB 整流器 T トランス La 放電灯 n 巻線 Q スイッチング素子
Claims (11)
- 【請求項1】 交流電源を整流する整流器と、前記整流
器の出力を直流電圧に平滑する電源回路と、少なくとも
1つのスイッチング素子を有すると共に前記電源回路の
出力直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給するイ
ンバータ回路と、前記整流器の出力端に前記負荷を介し
て前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還する高
周波出力帰還手段と、前記負荷の少なくとも一部及び前
記交流電源の山部近傍より谷部近傍で共振が強くなるイ
ンピーダンス要素を含み構成されるLC共振回路とを備
え、 前記インバータ回路の発振周波数を可変させて出力制御
を行なう際、前記交流電源からの入力電流が実質的に連
続となる方向へ、前記インピーダンス要素のインピーダ
ンス値を可変する電源装置に於いて、 前記スイッチング素子のオンオフに同期して前記インピ
ーダンス要素のインピーダンス値を可変することを特徴
とする電源装置。 - 【請求項2】 前記インピーダンス要素は、前記スイッ
チング素子のオンもしくはオフのどちらか一方に同期し
てそのインピーダンス値を略零に可変することを特徴と
する請求項1記載の電源装置。 - 【請求項3】 前記インピーダンス要素は、複数のキャ
パシタンス素子と複数のスイッチ素子とから構成される
と共に、前記スイッチ素子を制御することにより複数の
前記キャパシタンス素子の接続を切り替えて、そのイン
ピーダンス値を可変することを特徴とする請求項1また
は請求項2に記載の電源装置。 - 【請求項4】 前記インピーダンス要素は、それを充電
する向きに電流が流れるモードのときにオンする前記ス
イッチング素子のオンオフに同期してそのインピーダン
ス値を可変することを特徴とする請求項1から請求項3
のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項5】 前記電源回路は、前記整流器の出力を平
滑する平滑コンデンサであることを特徴とする請求項1
記載の電源装置。 - 【請求項6】 前記電源回路は、前記整流器の出力を部
分平滑する谷埋め電源回路であることを特徴とする請求
項1記載の電源装置。 - 【請求項7】 前記電源回路は、降圧チョッパ回路であ
るを特徴とする請求項1記載の電源装置。 - 【請求項8】 前記負荷は、放電灯を含み構成されるも
のであることを特徴とする請求項1から請求項7のいず
れかに記載の電源装置。 - 【請求項9】 前記負荷は、2次巻線を有するトランス
と、前記トランスの2次巻線に並列接続された放電灯と
を含み構成されるものであることを特徴とする請求項1
から請求項7のいずれかに記載の電源装置。 - 【請求項10】 前記負荷は、互いに並列接続された複
数個の放電灯を含み構成されるものであることを特徴と
する請求項1から請求項7のいずれかに記載の電源装
置。 - 【請求項11】 前記放電灯の先行予熱時は、前記イン
ピーダンス要素のインピーダンス値を略零に可変するこ
とを特徴とする請求項1から請求項10のいずれかに記
載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7310269A JPH09154286A (ja) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7310269A JPH09154286A (ja) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09154286A true JPH09154286A (ja) | 1997-06-10 |
Family
ID=18003209
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7310269A Pending JPH09154286A (ja) | 1995-11-29 | 1995-11-29 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH09154286A (ja) |
-
1995
- 1995-11-29 JP JP7310269A patent/JPH09154286A/ja active Pending
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