JPH09154286A

JPH09154286A - 電源装置

Info

Publication number: JPH09154286A
Application number: JP7310269A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Sako; 浩行迫
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1995-11-29
Filing date: 1995-11-29
Publication date: 1997-06-10

Abstract

(57)【要約】【課題】簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し
力率を向上可能であると共に、入力電流高調波歪み改善
に大きく関与するインピーダンス要素の急激な放電によ
る大きなストレスが半導体素子などにかかることを防ぐ
ことが可能であり、特に負荷が放電灯である場合の調光
点灯制御が可能な電源装置を提供する。【解決手段】交流電源ＡＣを整流器ＤＢで整流した出
力を平滑コンデンサＣｏで直流電圧に平滑し、インバー
タ回路で高周波電圧に変換して放電灯Ｌａ１を含む負荷
に供給すると共に、整流器ＤＢの出力端に負荷を介して
インバータ回路の高周波出力の一部を帰還する。インバ
ータ回路の発振周波数を可変させて出力制御を行なう
際、入力電流が実質的に連続となる方向へ、且つスイッ
チング素子Ｑ１に同期してスイッチ素子Ｑ１３をオンオ
フすることにより、インピーダンス要素のインピーダン
ス値を可変する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する利用分野】本発明は電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電源ＡＣを高周波電力に変換して負
荷に供給する電源装置に於いて、簡単な構成で入力電流
高調波歪みを改善し、力率を向上可能であるものとし
て、その電源部にＤＣ−ＤＣコンバータ装置を用いた回
路方式はよく知られている。（第１従来例）また、特開
平１−１２０７９７号公報にて既に提案されているよう
な、インバータ回路部を構成するスイッチング素子とは
別のスイッチング素子を用いてインバータ回路の共振回
路動作の一部を強制的に交流電源部に流すようにして、
入力電流高調波歪みを改善し、力率を向上可能である回
路方式が提案されている。（第２従来例）しかし前記２
つの回路方式においては、インバータ回路部を構成する
スイッチング素子とは別のスイッチング素子を用いて入
力電流高調波歪みを改善させるもので、回路構成が複雑
になり、装置の大型化、コストアップを招いてしまう、
という第１の問題点が発生する。

【０００３】そこで、インバータ回路部を構成するスイ
ッチング素子とは別のスイッチング素子を用いずに、イ
ンバータ回路部での共振動作のみで入力電流高調波歪み
を改善する回路方式についても既に提案されており、特
開平５ー３８１６１号公報に示されている方式もその１
つである。ここで、この種の回路図を図１０にしめす。
（第３従来例）本回路方式は、整流器ＤＢと平滑コンデンサＣｏとの間
に接続されたコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５、平滑コ
ンデンサＣｏの両端電圧Ｖｄｃ、交流電源ＡＣを整流器
ＤＢで全波整流して得られる脈流直流電圧ＶＤＢの３つ
の電圧間の関係と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からな
るインバータ回路の高周波動作とにより、整流器ＤＢか
ら高周波的にパルス電流を流すようにした方式である。
本回路方式では、コンデンサＣ５の充放電が入力電流高
調波歪みを改書するのに大きく関与する。なお、コンデ
ンサＣ５と並列にダイオードＤ４が並列接続され、整流
器ＤＢの負の出力端子及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
の接続点の間にはインバータ負荷が接続されており、イ
ンバータ負荷を介して整流器ＤＢの出力端に前記インバ
ータ回路の高周波出力の一部が帰還される。また、イン
バータ負荷は、コンデンサＣ３，放電灯Ｌａ１，インダ
クタンス素子Ｌ２からなる直列接続と、放電灯Ｌａ１の
両端に並列接続されたコンデンサＣ４とから構成され、
コンデンサＣ５はインピーダンス要素を構成し、平滑コ
ンデンサＣｏで整流器ＤＢの出力を直流電圧に平滑する
電源回路を構成する。

【０００４】本回路方式では、スイッチング素子のオン
オフの１周期の間に、図１１〜図１６で示す様な６つの
回路動作モードが存在する。この回路動作モードを脈流
直流電圧ＶＤＢの山部及び谷部に於いてそのスイッチン
グ素子の動作比率を変えながら、ある回路動作モードに
おいて、交流電源から高周波的に入力電流を流す動作を
行う。

【０００５】次に、図１１〜図１６を用いて回路動作に
ついて簡単に説明する。先ず、スイッチング素子Ｑ１オ
ン，スイッチング素子Ｑ２オフすると、平滑コンデンサ
Ｃｏを電源として、図１１に示す様な共振電流Ｉ２が、
平滑コンデンサＣｏ→スイッチング素子Ｑ１→インダク
タンス素子Ｌ２→コンデンサＣ４，放電灯Ｌａ１→コン
デンサＣ３→コンデンサＣ５→平滑コンデンサＣｏの経
路で流れ、コンデンサＣ５を充電する。そして、コンデ
ンサＣ５の充電電圧Ｖｃ５と整流器ＤＢの出力電圧であ
る脈流直流電圧ＶＤＢとの総和が、平滑コンデンサＣｏ
の両端電圧Ｖｄｃより高くなると、図１２に示す様な入
力電流Ｉ３が、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→スイッチン
グ素子Ｑ１→インダクタンス素子Ｌ２→コンデンサＣ
４，放電灯Ｌａ１→コンデンサＣ３→整流器ＤＢ→交流
電源ＡＣの経路で流れ、共振動作を継続する。次に、ス
イッチング素子Ｑ１オフ，スイッチング素子Ｑ２オンす
ると、共振電流が流れ続けようとするために、スイッチ
ング素子Ｑ２の回生にて、図１３に示す様な入力電流Ｉ
４が、交流電源ＡＣ→整流器ＤＢ→平滑コンデンサＣｏ
→スイッチング素子Ｑ２→インダクタンス素子Ｌ２→コ
ンデンサＣ４，放電灯Ｌａ１→コンデンサＣ３→整流器
ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で流れ続け、共振動作を継続
する。やがて、コンデンサＣ３を電源とする共振動作に
て、図１４に示す様な共振電流Ｉ５が、コンデンサＣ３
→コンデンサＣ４，放電灯Ｌａ１→インダクタンス素子
Ｌ２→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５→コンデ
ンサＣ３の経路で流れ、コンデンサＣ５の充電電荷を放
電する。コンデンサＣ５の電荷がなくなると、図１５に
示す様な共振電流Ｉ６が、コンデンサＣ３→コンデンサ
Ｃ４，放電灯Ｌａ１→インダクタンス素子Ｌ２→スイッ
チング素子Ｑ２→ダイオードＤ４→コンデンサＣ３の経
路で流れる。そして、スイッチング素子Ｑ１オン，スイ
ッチング素子Ｑ２オフすると、共振電流が流れ続けよう
とするために、スイッチング素子Ｑ１の回生にて、図１
６に示す様な共振電流Ｉ７が、コンデンサＣ３→コンデ
ンサＣ４，放電灯Ｌａ１→インダクタンス素子Ｌ２→ス
イッチング素子Ｑ１→平滑コンデンサＣｏ→ダイオード
Ｄ４→コンデンサＣ３の経路で流れ続け、共振動作を継
続する。以上の動作を繰り返す。

【０００６】この様に動作することに於いて、コンデン
サＣ５の充放電が、整流器ＤＢの出力端子からの入力電
流波形に大きく関与することが解る。つまり、コンデン
サＣ５がすぐに充電されると、整流器ＤＢから入力され
る高周波電流が増加して入力電流が台形波状の電流波形
となる。一方、コンデンサＣ５の充放電が遅けれぱ、整
流器ＤＢから流れ込む高周波電流の期間が短くなって入
力電流が休止のある電流波形となる。

【０００７】ここで、入力電流波形が、休止区間のない
略正弦波状の波形となるためには、コンデンサＣ５の容
量とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数とを適正
に設定する必要がある。ところが、このような回路方式
で、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数を高めて
調光点灯制御を行なおうとすると、コンデンサＣ５の充
電が十分に行われない状態で上述の様な動作を行うため
に、入力電流波形に休止区間が発生してしまう、という
第２の問題点が生じてしまう。

【０００８】上記第２の問題点を解決する手段として、
調光点灯時に於いて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発
振周波数を高くした場合に、コンデンサＣ５の容量値を
下げる様に構成した回路方式も、本発明に出願人出願の
特願平７ー２５４２１２号にて既に提案されており、そ
の回路図を図１７に示す。（第４従来例）本方式は、正
常点灯時ではスイッチ素子Ｑ３を常にオンモードするこ
とによりダイオードＤ４の両端に更にコンデンサＣ６を
並列接続しておき、調光点灯時にスイッチ素子Ｑ３をオ
フさせることにより、ダイオードＤ４の両端の容量値を
低下させ、調光点灯時に入力電流波形に休止区間ができ
ないように構成するものである。

【０００９】なお、図１０に示した第３従来例に於いて
２灯以上の放電灯を点灯させる場合、コンデンサＣ３〜
Ｃ５，放電灯Ｌａ１，インダクタンス素子Ｌ２にて構成
される共振回路を複数設ける回路方式があり、３灯の放
電灯を点灯させる場合の回路図を図１８に示す。（第５
従来例）図１０に示した第３従来例と異なる点は、コン
デンサＣ４，Ｃ５，放電灯Ｌａ１，インダクタンス素子
Ｌ２，ダイオードＤ４の代わりに、コンデンサＣ３の他
端及びスイッチング素子Ｑ２のソース端子間に並列接続
されたインダクタンス素子Ｌ２ｎ，コンデンサＣ４ｎ，
放電灯Ｌａ１ｎ，コンデンサＣ５ｎからなる共振回路
と、コンデンサＣ５ｎの両端に並列接続されたダイオー
ドＤ４ｎと、整流器ＤＢの負の出力端子及びコンデンサ
Ｃ５ｎ間に接続されたダイオードＤ１ｎとを設けて３灯
を並列点灯する様に構成したものであり、その他の第３
従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を
省略する。なお、コンデンサＣ３はスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接点及びインダクタンス素子Ｌ２ｎ間に設け
ると共に、図１８に示す回路ではｎ＝１，２，３とし
た。

【００１０】この回路方式においては、放電灯を１灯を
外しても他の放電灯はそれぞれの共振回路を介して点灯
すると共に、入力電流高調波歪みに関しても、放電灯１
灯を外すことにより入力電流高調波歪み改善に大きく関
与するコンデンサＣ５ｎも同時に開放されるので、放電
灯の数に関わらず入力電流高調波歪みを低減できる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記第４従来
例に於いては、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、調光
点灯モードから正常点灯モードへ移行する場合、ダイオ
ードＤ４の両端の容量値を増加すべく、図１９に示す様
にコンデンサＣ６に直列に接続されたスイッチ素子Ｑ３
をオンすると、図１１に示した動作モードにおいてコン
デンサＣ５の両端にコンデンサＣ６が並列接続される。
その為に、コンデンサＣ５の充電電荷が急激にコンデン
サＣ６を充電する向きに放電してしまうので、スイッチ
素子Ｑ３に急激な電流が流れ、スイッチ素子Ｑ３に大き
なストレスがかかってしまい、これを防ぐ為には高耐圧
のスイッチ素子Ｑ３を用いる必要があるが、そうすると
装置の大型化、コストアップを招いてしまう、という第
３の問題点が生じてしまう。

【００１２】更に、本発明に係る第６従来例を図２０に
示す。図１０に示した第３従来例と異なる点は、コンデ
ンサＣ５の両端にスイッチ素子Ｑ４を並列接続し、スイ
ッチ素子Ｑ４にてコンデンサＣ５を短絡する回路動作モ
ードを有する様に構成したことであり、その他の第３従
来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省
略する。

【００１３】本回路は、ランプ未装着時及び負荷異常時
などに於いて、スイッチ素子Ｑ４でコンデンサＣ５の両
端を短絡することで、整流器ＤＢの出力端に平滑コンデ
ンサＣｏが並列接続された、いわゆる一般的なハーフブ
リッジ式インバータ回路の変形回路が得られ、その入力
電流波形はコンデンサインプット型の力率の悪い入力電
流波形となる。

【００１４】この様にコンデンサＣ５の両端を短絡する
ことで、ランプ未装着時及び無負荷を含む負荷異常時な
どに於いて、平滑コンデンサＣｏの昇圧を防ぐことがで
き、つまり、平滑コンデンサＣｏの充電電圧を交流電源
電圧を整流平滑した電圧に低減できると共に、共振回路
でのコンデンサＣ４，Ｃ５，インダクタンス素子Ｌ２に
より決定されていた共振周波数を低くして共振を弱める
ことができる。よって、インバータ回路の主スイッチン
グ素子であるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を保護するこ
とができる。この様な回路方式として、特開昭５９ー７
８４９６号公報に示したものもある。

【００１５】しかし、上記第６従来例に於いても、スイ
ッチ素子Ｑ４のオンのタイミングがスイッチング素子Ｑ
１がオンしている期間になると、上記第４従来例に示し
た様な第３の問題点が生じてしまう。

【００１６】また、上記第５従来例に於いては、以下に
示す様な第４の問題点が生じてしまう。

【００１７】入力電流高調波歪み改善に大きく関与する
コンデンサＣ５ｎのそれぞれにダイオードＤ４ｎが接続
され、高周波電流力ット用ダイオ−ドＤ１ｎもそれぞれ
設けられているため、回路構成が複雑になり、コストア
ップを招いてしまう。なお、高周波電流力ット用ダイオ
ードＤ１ｎは、放電灯を１灯外した際に、外した放電灯
の入力電流高調波歪み改善コンデンサＣ５ｎによる他の
放電灯に対する影響を排除する為に、他の放電灯の共振
回路から切り離す様な構成に設けられている。

【００１８】本発明は上記全ての問題点に鑑みてなされ
たもので、その目的とするところは、簡単な構成にて入
力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であると共
に、入力電流高調波歪み改善に大きく関与するインピー
ダンス要素の急激な放電による大きなストレスが半導体
素子などにかかることを防ぐことが可能であり、特に負
荷が放電灯である場合の調光点灯制御が可能で、且つ多
灯点灯が可能な電源装置を提供することである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、整流器の出力を直流電圧に平滑する電源回
路と、少なくとも１つのスイッチング素子を有すると共
に電源回路の出力直流電圧を高周波電圧に変換して負荷
に供給するインバータ回路と、整流器の出力端に負荷を
介してインバータ回路の高周波出力の一部を帰還する高
周波出力帰還手段と、負荷の少なくとも一部及び交流電
源の山部近傍より谷部近傍で共振が強くなるインピーダ
ンス要素を含み構成されるＬＣ共振回路とを備え、イン
バータ回路の発振周波数を可変させて出力制御を行なう
際、交流電源からの入力電流が実質的に連続となる方向
へ、インピーダンス要素のインピーダンス値を可変する
電源装置に於いて、スイッチング素子のオンオフに同期
してインピーダンス要素のインピーダンス値を可変する
ことを特徴とする。

【００２０】請求項２記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、スイッチング素子のオンもしくはオフのど
ちらか一方に同期してそのインピーダンス値を略零に可
変することを特徴とする。

【００２１】請求項３記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、複数のキャパシタンス素子と複数のスイッ
チ素子とから構成されると共に、スイッチ素子を制御す
ることにより複数のキャパシタンス素子の接続を切り替
えて、そのインピーダンス値を可変することを特徴とす
る。

【００２２】請求項４記載の発明によれば、インピーダ
ンス要素は、それを充電する向きに電流が流れるモード
のときにオンするスイッチング素子のオンオフに同期し
てそのインピーダンス値を可変することを特徴とする。

【００２３】請求項５記載の発明によれば、電源回路は
整流器の出力を平滑する平滑コンデンサであることを特
徴とする。

【００２４】請求項６記載の発明によれば、電源回路は
整流器の出力を部分平滑する谷埋め電源回路であること
を特徴とする。

【００２５】請求項７記載の発明によれば、電源回路は
降圧チョッパ回路であるを特徴とする。

【００２６】請求項８記載の発明によれば、負荷は、放
電灯を含み構成されるものであることを特徴とする。

【００２７】請求項９記載の発明によれば、負荷は、２
次巻線を有するトランスと、トランスの２次巻線に並列
接続された放電灯とを含み構成されるものであることを
特徴とする。

【００２８】請求項１０記載の発明によれば、負荷は、
互いに並列接続された複数個の放電灯を含み構成される
ものであることを特徴とする。

【００２９】請求項１１記載の発明によれば、放電灯の
先行予熱時は、インピーダンス要素のインピーダンス値
を略零に可変することを特徴とする。

【００３０】

【実施の形態】

（実施の形態１）本発明に係る第１の実施の形態の回路
図を図１に、その動作波形図を図２〜図４に示す。

【００３１】図１７に示した第４従来例と異なる点は、
ダイオードＤ４の代わりにスイッチ素子Ｑ１４と、スイ
ッチ素子Ｑ３の代わりにスイッチ素子Ｑ１３と、スイッ
チング素子Ｑ２に流れる電流を検出する電流検出抵抗
（以下、抵抗と呼ぶ。）Ｒ３と、コンデンサＣ２の低圧
側及びコンデンサＣ３の低圧側の間にダイオードＤ１
と、抵抗Ｒ３で検出した電圧Ｖｉｎに応じてスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２，スイッチ素子Ｑ１３，Ｑ１４をそれ
ぞれ信号Ｖ１〜Ｖ４で駆動する制御回路１とを設けたこ
とであり、その他の第４従来例と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。なお、スイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のゲート端子にはそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ
２が接続されており、また制御回路１の制御電源をＥｏ
とし、制御回路１のグランドを回路グランドとしてい
る。

【００３２】次に、正常点灯時、先行予熱時、調光点灯
時、無負荷を含む負荷異常時に分けて、それぞれ図２〜
図４を用い、本回路の動作を簡単に説明する。

【００３３】正常点灯時では、図２に示す様に、スイッ
チ素子Ｑ１３はスイッチング素子Ｑ１と同期する様にオ
ンオフさせ、スイッチ素子Ｑ１４はオフする。調光点灯
時では、図３に示す様にスイッチ素子Ｑ１３，Ｑ１４は
オフする。ここで、正常点灯から調光点灯へと移行する
際には、まずスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数
をｆ１からｆ２へと高めてからスイッチ素子Ｑ１３をオ
フさせるが、調光点灯から正常点灯へと移行する際に
は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振周波数をｆ２か
らｆ１へと低くすると同時に、スイッチ素子Ｑ１３をス
イッチング素子Ｑ１と同期させてオンする。

【００３４】ここで、同期の説明をする。図１０に示し
た回路に於いて、コンデンサＣ５を充電するのは、スイ
ッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフ
する図１１に示す動作モードの場合であり、図１２，図
１３に示す動作モードの場合ではコンデンサＣ５は充電
された状態にある。スイッチ素子Ｑ１３がオンしたとき
にコンデンサＣ５の充電電荷の急激な放電による過電流
が、スイッチ素子Ｑ１３に流れることを防ぐには、スイ
ッチング素子Ｑ１に同期してスイッチ素子Ｑ１３をオン
させると良い。また、スイッチング素子Ｑ１のオンモー
ドは、図１６，図１１，図１２であり、図１６に示すス
イッチング素子Ｑ１のオン開始モードでは、コンデンサ
Ｃ５の放電が終って共振電流がダイオ−ドＤ４を介して
流れており、スイッチ素子Ｑ１３がオンしても、スイッ
チ素子Ｑ３へ流れ込む電流は無い。やがて共振動作が図
１１，図１２に示す動作モードへと移行するにつれてコ
ンデンサＣ５へ充電電流が流れ込むモードとなる。

【００３５】無負荷を含む負荷異常時では、抵抗Ｒ３で
検出した電圧Ｖｉｎにより負荷異常を検出する。この無
負荷を含む負荷異常時に於いても、調光点灯から正常点
灯へと移行する際には、図４に示す様に、スイッチ素子
Ｑ１４をスイッチング素子Ｑ１と同期させてオンするこ
とで、スイッチ素子Ｑ１４への急激なコンデンサＣ５の
放電電流は流れ込まなくなると共に、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の発振周波数をｆ１からｆ２へと調光点灯モ
ードへと変化させることにより、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２にかかるストレスを低減できる。

【００３６】更に、放電灯Ｌａ１を正常点灯にする前の
電源投入後の所定時間（例えば約１ｓｅｃ．）に、放電
灯Ｌａ１のフィラメントを予熱する様な先行予熱時に於
いては、放電灯Ｌａ１に充分な電圧を供給することな
く、且つ放電灯Ｌａ１のフィラメントを予熱するのに充
分な予熱電力を供給するインバータ動作を行えばよい。
また、電源投入後の短い所定時間であり出力も低いこと
から、図５に示す様にスイッチ素子Ｑ１３はオフ、スイ
ッチ素子Ｑ１４はスイッチング素子Ｑ１と同期してオン
オフしてコンデンサＣ５を短絡することにより、入力電
流波形を改善しない状態で回路の共振周波数を低める、
つまりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数は正常
点灯時と同じくｆ１と低くして共振動作を弱めることが
でき、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にかかるストレスを
低減できる。

【００３７】（実施の形態２）本発明に係る第２の実施
の形態の回路図を図６に示す。

【００３８】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、平滑コンデンサＣｏの代わりに、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の直列接続の両端に並列接続したコンデンサ
Ｃ７と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続の両端
に並列接続したインダクタンス素子Ｌ３，平滑コンデン
サＣｏ１，ダイオードＤ３の直列接続と、平滑コンデン
サＣｏ１，ダイオードＤ３の接点及びスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の接点間に接続されたダイオードＤ２とから
なる電源回路を用いたことであり、その他の第１の実施
の形態と同一構成には同一符号を付すことにより説明を
省略する。なお制御回路１の電圧ＶｉｎはコンデンサＣ
７の両端電圧Ｖｃ７より得ている。

【００３９】次に、その電源回路の動作を簡単に説明す
る。スイッチング素子Ｑ２がオンすると、インダクタン
ス素子Ｌ３，ダイオードＤ２，スイッチング素子Ｑ２を
介して平滑コンデンサＣｏ１への充電電流が流れ、その
充電電圧は交流電源ＡＣよりも低くなる。つまり、電源
回路で所謂降圧チョッパ回路を構成している。その為
に、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖｃ７は交流電源電圧の
山部で高く、谷部で低い谷埋め電源電圧となる。一方、
本案のインバータ回路における出力は、交流電源電圧の
山部で低く、交流電源電圧の谷部で高い波形を有する。
この様に、電源回路電圧の増減に相反してインバータ回
路の出力は変動するので、この２つの動作を組み合わす
ことで、略一定の光出力波形を得ることができる。

【００４０】（実施の形態３）本発明に係る第３の実施
の形態の回路図を図７に示す。

【００４１】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、コンデンサＣ３〜Ｃ６，スイッチ素子Ｑ１３、Ｑ１
４，放電灯Ｌａ１，インダクタンス素子Ｌ２からなる回
路をスイッチング素子Ｑ１の両端側に並列接続し、ダイ
オードＤ１を整流器ＤＢの正の出力端子側に接続したこ
とであり、その他の第１の実施の形態と同一構成には同
一符号を付すことにより説明を省略する。ここで、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作は上述とは互いにオンオ
フが逆になり、スイッチ素子Ｑ１３，Ｑ１４は各モード
に於いてスイッチング素子Ｑ２に同期して動作すること
になる。

【００４２】（実施の形態４）本発明に係る第４の実施
の形態の回路図を図８に示す。

【００４３】本回路は、放電灯１灯を外しても他の放電
灯は点灯し、入力電流波形は略正弦波状である入力電流
高調波歪みを改善した方式で、回路構成を簡略化したも
のである。本方式では、高周波カッ卜用のダイオードは
複数の放電灯に対して一つでよく、入力電流高調波歪み
の改善に大きく関与するコンデンサ及びそのコンデンサ
に並列接続されたダイオードも一つでよい。

【００４４】つまり、本回路と図１８に示した第５従来
例と異なる点は、ダイオードＤ１１〜Ｄ１３の代わりに
コンデンサＣ４ｎの一端及び整流器ＤＢの負の出力端子
間に接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ４１〜
Ｄ４３の代わりにダイオードＤ１のアノード端子及びス
イッチング素子Ｑ２のソース端子間に接続されたダイオ
ードＤ４と、コンデンサＣ５１〜Ｃ５３の代わりに放電
灯Ｌａ１１〜Ｌａ１３のフィラメントを介してダイオー
ドＤ４の両端に並列接続されたコンデンサＣ７１〜Ｃ７
３とを設けたことであり、その他の第５従来例と同一構
成には同一符号を付すことにより説明を省略する。

【００４５】この様に構成したことにより、例えば放電
灯Ｌａ１１においては、コンデンサＣ７１，放電灯Ｌａ
１１のフィラメント，コンデンサＣ４１，放電灯Ｌａ１
１のフィラメント，インダクタンス素子Ｌ２１，コンデ
ンサＣ３が互いに直列接続されているので、放電灯Ｌａ
１１が外されたときに、その放電灯Ｌａ１１を点灯させ
るための共振回路と、入力電流高調波歪み改善用コンデ
ンサ（以下、コンデンサと呼ぶ。）Ｃ７１〜Ｃ７３とを
回路的に切り離すことが可能となる。

【００４６】なお、本実施の形態では、放電灯を３灯と
したがその他の灯数でもよく、また、上記第１〜第３の
実施の形態に示した様な構成に適用してもよく、例え
ば、入力電流高調波歪み改善コンデンサを短絡して無負
荷を含む異常時に平滑コンデンサＣｏの昇圧を低減し、
また共振動作を弱めてスイッチング素子にかかるストレ
スを低減する回路方式において、図９に示す様な構成と
してもよい。

【００４７】なお、図９に示す回路では入力電流高調波
歪み改善用コンデンサの合成容量は、コンデンサＣ８１
〜Ｃ８１，コンデンサＣ９１〜Ｃ９３の直列接続とコン
デンサＣ９１〜Ｃ９３の各々の両端に並列接続されたス
イッチ素子Ｑ５１〜Ｑ５３とから決定され、例えばダイ
オードＤ４の両端に並列接続されたスイッチ素子Ｑ３に
於いては、コンデンサＣ８１〜Ｃ８１，コンデンサＣ９
１〜Ｃ９３からの急激な放電電流によるスイッチ素子Ｑ
３にかかるストレスを低減できる。（第５の実施の形
態）

【００４８】

【発明の効果】請求項１から請求項７に記載の発明によ
れば、簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し力率
を向上可能であると共に、入力電流高調波歪み改善に大
きく関与するインピーダンス要素の急激な放電による大
きなストレスが半導体素子などにかかることを防ぐこと
が可能な電源装置を提供できる。

【００４９】請求項８、請求項９に記載の発明によれ
ば、放電灯の正常点灯時、負荷異常時、調光点灯時に於
いて、簡単な構成にて入力電流高調波歪みを改善し力率
を向上可能であると共に、入力電流高調波歪み改善に大
きく関与するインピーダンス要素の急激な放電による大
きなストレスが半導体素子などにかかることを防ぐこと
が可能な電源装置を提供できる。

【００５０】請求項１０記載の発明によれば、正常点灯
時、負荷異常時、調光点灯時に於いて、簡単な構成にて
入力電流高調波歪みを改善し力率を向上可能であると共
に、入力電流高調波歪み改善に大きく関与するインピー
ダンス要素の急激な放電による大きなストレスが半導体
素子などにかかることを防ぐことが可能であり、且つ多
灯点灯が可能な電源装置を提供できる。

【００５１】請求項１１記載の発明によれば、放電灯の
先行予熱時に於いて、入力電流高調波歪み改善に大きく
関与するインピーダンス要素の急激な放電による大きな
ストレスが半導体素子などにかかることを防ぐことが可
能な電源装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１実施の形態を示す回路図であ
る。

【図２】上記実施の形態に係る正常点灯時での動作波形
図を示す。

【図３】上記実施の形態に係る調光点灯時での動作波形
図を示す。

【図４】上記実施の形態に係る負荷異常時での動作波形
図を示す。

【図５】上記実施の形態に係る先行予熱時での動作波形
図を示す。

【図６】本発明に係る第２実施の形態を示す回路図であ
る。

【図７】本発明に係る第３実施の形態を示す回路図であ
る。

【図８】本発明に係る第４実施の形態を示す回路図であ
る。

【図９】本発明に係る第５実施の形態を示す回路図であ
る。

【図１０】本発明に係る第３従来例を示す回路図であ
る。

【図１１】上記従来例に係る第１の動作モードを示す回
路図である。

【図１２】上記従来例に係る第２の動作モードを示す回
路図である。

【図１３】上記従来例に係る第３の動作モードを示す回
路図である。

【図１４】上記従来例に係る第４の動作モードを示す回
路図である。

【図１５】上記従来例に係る第５の動作モードを示す回
路図である。

【図１６】上記従来例に係る第６の動作モードを示す回
路図である。

【図１７】本発明に係る第４従来例を示す回路図であ
る。

【図１８】本発明に係る第５従来例を示す回路図であ
る。

【図１９】上記第４従来例に係る一動作波形図を示す。

【図２０】本発明に係る第６従来例を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

ＡＣ交流電源ＤＢ整流器ＴトランスＬａ放電灯ｎ巻線Ｑスイッチング素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する整流器と、前記整流
器の出力を直流電圧に平滑する電源回路と、少なくとも
１つのスイッチング素子を有すると共に前記電源回路の
出力直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給するイ
ンバータ回路と、前記整流器の出力端に前記負荷を介し
て前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還する高
周波出力帰還手段と、前記負荷の少なくとも一部及び前
記交流電源の山部近傍より谷部近傍で共振が強くなるイ
ンピーダンス要素を含み構成されるＬＣ共振回路とを備
え、前記インバータ回路の発振周波数を可変させて出力制御
を行なう際、前記交流電源からの入力電流が実質的に連
続となる方向へ、前記インピーダンス要素のインピーダ
ンス値を可変する電源装置に於いて、前記スイッチング素子のオンオフに同期して前記インピ
ーダンス要素のインピーダンス値を可変することを特徴
とする電源装置。
【請求項２】前記インピーダンス要素は、前記スイッ
チング素子のオンもしくはオフのどちらか一方に同期し
てそのインピーダンス値を略零に可変することを特徴と
する請求項１記載の電源装置。
【請求項３】前記インピーダンス要素は、複数のキャ
パシタンス素子と複数のスイッチ素子とから構成される
と共に、前記スイッチ素子を制御することにより複数の
前記キャパシタンス素子の接続を切り替えて、そのイン
ピーダンス値を可変することを特徴とする請求項１また
は請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】前記インピーダンス要素は、それを充電
する向きに電流が流れるモードのときにオンする前記ス
イッチング素子のオンオフに同期してそのインピーダン
ス値を可変することを特徴とする請求項１から請求項３
のいずれかに記載の電源装置。
【請求項５】前記電源回路は、前記整流器の出力を平
滑する平滑コンデンサであることを特徴とする請求項１
記載の電源装置。
【請求項６】前記電源回路は、前記整流器の出力を部
分平滑する谷埋め電源回路であることを特徴とする請求
項１記載の電源装置。
【請求項７】前記電源回路は、降圧チョッパ回路であ
るを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項８】前記負荷は、放電灯を含み構成されるも
のであることを特徴とする請求項１から請求項７のいず
れかに記載の電源装置。
【請求項９】前記負荷は、２次巻線を有するトランス
と、前記トランスの２次巻線に並列接続された放電灯と
を含み構成されるものであることを特徴とする請求項１
から請求項７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１０】前記負荷は、互いに並列接続された複
数個の放電灯を含み構成されるものであることを特徴と
する請求項１から請求項７のいずれかに記載の電源装
置。
【請求項１１】前記放電灯の先行予熱時は、前記イン
ピーダンス要素のインピーダンス値を略零に可変するこ
とを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記
載の電源装置。