JPH01136567A - 導通角制御自励インバータ回路 - Google Patents
導通角制御自励インバータ回路Info
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Abstract
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Description
電源に用いられる導通角制御自励インバータに関するも
のである。
るスイッチング電源は従来より第10図に示すようなも
のが知られている。この回路は、主変圧器(1)の1次
巻線(2)に直流電源(3)と自励インバータ回路(4
)を構成する交互開閉スイッチング素子(5) (6)
、飽和リアクトル(7)等を結合し、また2次巻線(8
)に、磁気増幅器(9)(10)、転流整流器(11)
、平滑ろ波回路(12)、誤差検出増幅回路(13)を
結合してなるものであった。
されるので、高信頼の要求される電源と下 して多用されてきた。そして、V2X−(V2:2次巻
線(8)の電圧、T:周期)が一定期間積になると飽和
リアクトル(7)は飽和し、第1のF E T (5)
から第2のF E T (6)に転流する。主変圧器(
1)の2次巻線(8)の電圧(v2)は磁気増幅器(9
)(10)で制御され、一定の出力(V O)を得るも
のであった。
うに、無制御の場合の主変圧器(1)の2吹出力電圧v
2は点線特性で示され、入力電圧Viに比例する。出力
電圧V。が磁気増幅器(9)(10)で制御されたもの
とすると、この出力電圧V。は第11図の実線特性で示
され、ある値から略一定となる。
部分)が磁気増幅器(9) (10)の動作上の負担と
なる。
入力電圧の低い場合Vi(L)と、高い場合Vi(H)
に対応する。これら第12図と第13図のうち第13図
からも明らかなように、入力電圧が高い場合Vi(H)
のとき、斜線部分の電圧時間積が増大し、これが損失と
発熱をもたらし、能率も低下し、広範囲の入力電圧Vi
の変化に追従できない原因となっていた。
的とするものである。
飽和変成器を主要素子として構成され、前記主変圧器の
巻線よりインピーダンス素子を介して前記飽和変成器に
電圧を供給して前記2個の開閉素子の開閉に必要な電圧
または電流を供給し、前記飽和変成器の飽和により2個
の開閉素子の転流動作を行わせるようにした自励インバ
ータ回路において、前記第1の開閉素子の両端に整流器
とコンデンサの直列回路を結合し、この整流器とコンデ
ンサの結合点を前記主変圧器の主線巻と同一巻数を有す
る補助巻線の一端を結合し、さらに他端を前記第2の開
閉素子を介して電源に結合し、前記飽和変成器に2個の
出力巻線を設けてそれぞれ前記第1、第2の開閉素子に
、開閉動作が互いに逆になるように結合し、前記飽和変
成器の入力巻線を、整流器、インピーダンス素子および
堰層電圧素子を介して前記主変圧器の補助巻線に結合し
てなるものである。
1)の1次巻線(2)には、直流電源(3)と第1、第
2の開閉素子としてのMOSFET(5)(6)が結合
され、また2次巻線(8)には、整流器(14)、転流
器(11)、インダクタ(15)、コンデンサ(16)
からなる整流平滑回路(12)を介して出方端子(17
) (18)に結合されている。前記主変圧器(1)の
4次巻線(19)よりインピーダンス素子(2o)、整
流器(21)と堰層電圧素子(22)の直列回路を介し
て飽和変成器(7)の1次巻線(23)に結合され、ま
た2つの2次巻線(24) (25)はそれぞれ前記F
E T (5) (6)が互いに開閉動作が逆になる
ようにそれぞれのゲート・ソース間に結合されている。
器(26)とコンデンサ(27)の直列回路を結合し、
この整流器(26)とコンデンサ(27)の結合点を前
記主変圧器(1)の1次巻線(2)と同一巻数の3次巻
線(28)の一端に結合し、この3次巻線(28)の他
端を第2のF E T (6)のトレン・ソースを介し
て直流電源(3)に結合する。前記出力端子(17)
(18)には誤差検出増幅回路(13)が結合され、こ
の誤差検出増幅回路(13)の出方側が前記堰層電圧素
子(22)に結合されている。
ように結合する場合に限られず、第2図に示すように、
飽和変成器(7)の1次巻線(23)と並列に接続して
もよい。
7)を用いた例を示してい、7゜すなわち、第1のF
E T (5)のドレン・ソース間に、主変圧器(1)
の4次巻線(19)、インピーダンス素子(2o)、飽
和リアクトル(7)を結合し、また、第2のFET(6
)のゲート・ソース間に、アイソレータ(29)、トラ
ンジスタ(30)、ダイオード(31) (32) (
33)、コンデンサ(34) (35) (36)から
なる制御回路(37)を介して、主変圧器(1)の5次
巻線(38)に結合し、さちに前記トランジスタ(30
)のベースに誤差検出増幅回路(13)を結合してなる
ものである。
第5図に示され入力電圧の高いときV i (H)が第
6図に示される。これら第5図および第6図において斜
線を施したViX(T1−T2)の電圧時間積によって
飽和リアクトル(7)または飽和変成器(7)が飽和し
第1のF E T (5)が遮断され、第20F E
T (6)が導通して転流が行われる。
る。
1)に蓄えられていたインダクティブエネルギーによっ
てコンデンサ(27)は整流器(26)を通じて充電さ
れて、この充電電圧がvclとなり第1のF E T
(5)の両端電圧VqIは充電電圧Vc工によってクラ
ンプされる。
)は5次巻線(38)によってダイオード(33)を介
して図示のように(+) (−)に充電され第1のF
E T (5)のターンオフ後においては、ダイオード
(33)の両端の電圧Vq2は5次巻線(38)のフラ
イバック電圧が加わり、結果的にはVQiと比例したも
のとなる。
図のように結線され、Vq2≧Vzとなると第2のFE
T(6)に導通可能な電圧■gsを供給し第2のFE
T (6)が導通する。すなわち最終的にはvq□また
はVcmが一定値になるように第2のF E T (6
)の導通によってクランプされ、これが12時より13
時まで継続される。
リアクトル(7)は電圧時間積を受ける。この状態は第
5図および第6図に示す通りである。13時になって、 1−VscX(T2”T3)l=l+VscX(T1T
2)l ・・(1)になると、当然飽和リアクトル(
7)は飽和し、第1のF E T (5)のVgsが負
であったものが0に向い、また、4次巻線(19)、飽
和リアクトル(7)が持つ残留インダクタンスによって
正の方向、すなわち第1のF E T (5)のオン方
向に向う。
器(1)への印加電圧であるが、同時に、(Vq−Vi
)X(Tz−T3)=ViX(Tt T2)
”’(2)になると、13時点において、VqはViの
方向に下降し、さらに主変圧器(1)の1次巻線(2)
とIqユとによる残留インダクティブエネルギーにより
Viを越してVqは零点に向う。
Q2は零の方向に向い、第2のF E T (6)のゲ
ート・ソース間電圧Vgsは零となり、第2のFET(
6)は遮断される。
F E T (6)の遮断と第1のF E T (5)
の導通、すなわち転流が行われる。
ことにより、Vi(L)の場合は高い−Vsc(L)を
、V i (H)の場合は低い−Vsc(H)を得、(
Tしい方向に制御される。これを第7図、第8図および
第9図によって説明すると、第7図の特性(V、)は本
発明によるもので、従来の特性(v2)よりも好ましい
方向に抑制されることがわかる。第8図と第9図の斜線
部分は磁気増幅器(9)(10)の負担する制御電圧時
間積であるが、従来例の第13図に比してその負担は著
しく減少している。ちなみに、第1のF E T (5
)のターンオフ時にコンデンサ(27)に蓄えられた主
変圧器(1)の1次巻線(2)その他のインダクティブ
エネルギーは第2のFET(6)のターンオン時に3次
巻線(28)を介して電源に返還されるのでこれによる
電力損失は理論上は存在しない。
よって好結果を得たが、第3図のように前記電圧(Vq
2)を電源出力V。よりフィードバックして制御するこ
とにより、磁気増幅器を利用することなく直接v3を一
定に制御することが可能である。
)間の印加電圧を制御することによってV。、■3を制
御することが可能である。
の変化に対応して予備的出力、または最終出力を効果的
に制御を可能ならしめる。また第1の開閉素子のターン
オフ時のフライバック電圧は効果的に抑制され、広範囲
入力に使用可能で、高能率、簡単かつ高信頼性を有し、
実用に供して効果甚大である。
バータ回路の実施例を示すもので、第1図は第1実施例
の電気回路図、第2図は第2実施例の電気回路図、第3
図は第3実施例の電気回路図、第4図は第3図の動作説
明のための電気回路図、第5図、第6図、第7図、第8
図および第9図はそれぞれ本発明回路の波形図、第10
図は従来の回路図、第11図、第12図および第13図
はそれぞれ従来回路の波形図である。 (1)・主変圧器、(2)・・・1次巻線、(3)・・
電源、(4)・・自励インバータ、(5)(6)・・・
開閉素子(MOSFET)、(7)・・・飽和リアクト
ルまたは飽和変成器、(8)・・・2次巻線、(9)
(10)・・・磁気増幅器、(12)・・・整流平滑回
路、(13)・・・誤差検出増幅回路、(17) (1
8)・・・出力端子、(19)・・・4次巻線、(2o
)・・・インピーダンス素子、(21)・・整流器、(
22)・・・堰層電圧素子。 (26)・・・整流器、(27)・・・コンデンサ、(
28)・・・3次巻線、(30)・・・トランジスタ、
(37)・・・制御回路、(38)・・5次巻線。
Claims (6)
- (1)主変圧器、第1、第2の2個の開閉素子および飽
和変成器を主要素子として構成され、前記主変圧器の巻
線よりインピーダンス素子を介して前記飽和変成器に電
圧を供給して前記2個の開閉素子の開閉に必要な電圧ま
たは電流を供給し、前記飽和変成器の飽和により2個の
開閉素子の転流動作を行わせるようにした自励インバー
タ回路において、前記第1の開閉素子の両端に整流器と
コンデンサの直列回路を結合し、この整流器とコンデン
サの結合点を前記主変圧器の主線巻と同一巻数を有する
補助巻線の一端を結合し、さらに他端を前記第2の開閉
素子を介して電源に結合し、前記飽和変成器に2個の出
力巻線を設けてそれぞれ前記第1、第2の開閉素子に、
開閉動作が互いに逆になるように結合し、前記飽和変成
器の入力巻線を、整流器、インピーダンス素子および堰
層電圧素子を介して前記主変圧器の補助巻線に結合して
なることを特徴とする導通角制御自励インバータ回路。 - (2)飽和変成器の入力巻線と主変圧器の補助巻線との
間に、整流器と堰層電圧素子の並列回路にインピーダン
ス素子を直列に結合した回路を挿入してなる特許請求の
範囲第1項記載の導通角制御自励インバータ回路。 - (3)飽和変成器の入力巻線と主変圧器の補助巻線との
間に、インピーダンス素子を挿入するとともに、前記入
力巻線と並列に、整流器と堰層電圧素子の直列回路を結
合してなる特許請求の範囲第1項記載の導通角制御自励
インバータ回路。 - (4)堰層電圧素子は、その電圧またはインピーダンス
を、電源出力電圧の検出増幅回路の出力により制御する
ように結合してなる特許請求の範囲第1項記載の導通角
制御自励インバータ回路。 - (5)主変圧器、第1、第2の2個の開閉素子および飽
和リアクトルを主要素子として構成され、前記主変圧器
の巻線よりインピーダンス素子を介して前記飽和リアク
トルに電圧を供給して前記2個の開閉素子の開閉に必要
な電圧または電流を供給し、前記飽和リアクトルの飽和
により2個の開閉素子の転流動作を行わせるようにした
自励インバータ回路において、前記第1の開閉素子の両
端に整流器とコンデンサの直列回路を結合し、この整流
器とコンデンサの結合点を前記主変圧器の主線巻と同一
巻数を有する補助巻線の一端を結合し、さらに他端を前
記第2の開閉素子を介して電源に結合し、前記第1の開
閉素子としてのMOSFETのゲート・ソース間にイン
ピーダンス素子を介して主変圧器の補助巻線と結合する
とともに、前記飽和リアクトルを並列に結合し、前記第
2の開閉素子としてのMOSFETのゲート・ソース間
に前記主変圧器の他の補助巻線の両端を、制御回路を介
して接続してなることを特徴とする導通角制御自励イン
バータ回路。 - (6)第2の開閉素子は電源の出力電圧を検出増幅した
出力により絶縁手段を介して制御するように結合してな
る特許請求の範囲第5項記載の導通角制御自励インバー
タ回路。
Priority Applications (2)
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JPH0365116B2 JPH0365116B2 (ja) | 1991-10-09 |
Family
ID=17788057
Family Applications (1)
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JP (1) | JPH01136567A (ja) |
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Also Published As
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