JPH089681A - Ｐｗｍ方式モータ駆動装置 - Google Patents
Ｐｗｍ方式モータ駆動装置Info
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- JPH089681A JPH089681A JP6139134A JP13913494A JPH089681A JP H089681 A JPH089681 A JP H089681A JP 6139134 A JP6139134 A JP 6139134A JP 13913494 A JP13913494 A JP 13913494A JP H089681 A JPH089681 A JP H089681A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＰＷＭ方式で駆動される直流モータを流れる
平均電流を高精度で検出し、制御精度を高める。 【構成】 ＣＰＵ３がトランジスタＱ３又はＱ４をＰＷ
Ｍパルスにより閉成して駆動するさいに、サンプルホー
ルド回路１３が直流モータ２に流れる平均電流の電圧換
算値を検出してＣＰＵ３に帰還する。三角波状電流とな
って流れる直流モータ２の回転を、三角波状電流の最高
値Ｉｐと最低値Ｉｂの相加平均値に等しい平均電流Ｉｍ
に基づいてＰＷＭ制御することができ、これにより制御
偏差に応じてダイナミックに変化するＰＷＭパルスのパ
ルス幅によらず、高精度のモータ駆動が可能である。
平均電流を高精度で検出し、制御精度を高める。 【構成】 ＣＰＵ３がトランジスタＱ３又はＱ４をＰＷ
Ｍパルスにより閉成して駆動するさいに、サンプルホー
ルド回路１３が直流モータ２に流れる平均電流の電圧換
算値を検出してＣＰＵ３に帰還する。三角波状電流とな
って流れる直流モータ２の回転を、三角波状電流の最高
値Ｉｐと最低値Ｉｂの相加平均値に等しい平均電流Ｉｍ
に基づいてＰＷＭ制御することができ、これにより制御
偏差に応じてダイナミックに変化するＰＷＭパルスのパ
ルス幅によらず、高精度のモータ駆動が可能である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ方式で駆動され
る直流モータを流れる平均電流を高精度で検出し、制御
精度を高めるようにしたＰＷＭ方式モータ駆動装置に関
する。
る直流モータを流れる平均電流を高精度で検出し、制御
精度を高めるようにしたＰＷＭ方式モータ駆動装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】車両の前後輪を操舵する４輪操舵（４Ｗ
Ｓ）機構は、後輪舵角を直流モータを動力源として直接
又は間接に可変するのが一般的であり、バッテリ電源の
消耗を抑えるため直流モータをパルス幅変調制御（ＰＷ
Ｍ）方式で駆動する構成のものが多い。図５に示す従来
のＰＷＭ方式モータ駆動装置１は、後輪舵角可変用の直
流モータ２を目標舵角が得られるようＰＷＭ方式に従っ
て回転駆動するものであり、直流モータ２の通電路に配
したスイッチング素子をＣＰＵ３がＰＷＭパルスにより
オンオフ制御し、目標舵角に対する偏差に応じたモータ
駆動電流を直流モータ２に通電する構成とされている。
Ｓ）機構は、後輪舵角を直流モータを動力源として直接
又は間接に可変するのが一般的であり、バッテリ電源の
消耗を抑えるため直流モータをパルス幅変調制御（ＰＷ
Ｍ）方式で駆動する構成のものが多い。図５に示す従来
のＰＷＭ方式モータ駆動装置１は、後輪舵角可変用の直
流モータ２を目標舵角が得られるようＰＷＭ方式に従っ
て回転駆動するものであり、直流モータ２の通電路に配
したスイッチング素子をＣＰＵ３がＰＷＭパルスにより
オンオフ制御し、目標舵角に対する偏差に応じたモータ
駆動電流を直流モータ２に通電する構成とされている。
【０００３】直流モータ２は、後輪を左右に操舵するた
め正逆転可能であることが前提であり、Ｈ型に結線され
たブリッジ回路４により所要極性の三角波電流を通電さ
れて駆動される。直流モータ２は等価的には、抵抗Ｒｍ
とインダクタンスＬｍの直列回路と見なすことができ、
パルス電流を通電したときの電気的立ち上がり時定数は
Ｌｍ／Ｒｍである。また、このインダクタンスＬｍには
相当量の電磁エネルギが蓄えられるため、パルス電流の
通電を断った後もフライホイール電流と呼ばれる電流が
直流モータ２に流れ続けることが知られている。ブリッ
ジ回路４は、電流検出抵抗Ｒｄを介してバッテリ電源５
に並列接続された一対の線路に、モータ駆動電流を通電
制御するためのスイッチング素子として線路ごとに２個
のトランジスタＱ１，Ｑ３とＱ２，Ｑ４を接続し、トラ
ンジスタＱ１，Ｑ３の接続点とトランジスタＱ２，Ｑ４
の接続点どうしを直流モータ２にて橋絡した構成をな
す。また、このブリッジ回路４には、フライホイール電
流の通電路を考慮してどのトランジスタＱ１〜Ｑ４にも
モータ駆動電流の通電方向とは逆向きにダイオードＤ１
〜Ｄ４を並列接続してある。なお、本例の場合、４個の
トランジスタＱ１〜Ｑ４は、直流モータ２の回転方向す
なわち直流モータ２に対する電圧印加極性に応じた対角
位置にあるものどうしをペアに導通させる制御方式を採
っており、ここではトランジスタＱ１，Ｑ４が左方向操
舵時の通電ペアを、またトランジスタＱ２，Ｑ３が右方
向操舵時の通電ペアを形成する。
め正逆転可能であることが前提であり、Ｈ型に結線され
たブリッジ回路４により所要極性の三角波電流を通電さ
れて駆動される。直流モータ２は等価的には、抵抗Ｒｍ
とインダクタンスＬｍの直列回路と見なすことができ、
パルス電流を通電したときの電気的立ち上がり時定数は
Ｌｍ／Ｒｍである。また、このインダクタンスＬｍには
相当量の電磁エネルギが蓄えられるため、パルス電流の
通電を断った後もフライホイール電流と呼ばれる電流が
直流モータ２に流れ続けることが知られている。ブリッ
ジ回路４は、電流検出抵抗Ｒｄを介してバッテリ電源５
に並列接続された一対の線路に、モータ駆動電流を通電
制御するためのスイッチング素子として線路ごとに２個
のトランジスタＱ１，Ｑ３とＱ２，Ｑ４を接続し、トラ
ンジスタＱ１，Ｑ３の接続点とトランジスタＱ２，Ｑ４
の接続点どうしを直流モータ２にて橋絡した構成をな
す。また、このブリッジ回路４には、フライホイール電
流の通電路を考慮してどのトランジスタＱ１〜Ｑ４にも
モータ駆動電流の通電方向とは逆向きにダイオードＤ１
〜Ｄ４を並列接続してある。なお、本例の場合、４個の
トランジスタＱ１〜Ｑ４は、直流モータ２の回転方向す
なわち直流モータ２に対する電圧印加極性に応じた対角
位置にあるものどうしをペアに導通させる制御方式を採
っており、ここではトランジスタＱ１，Ｑ４が左方向操
舵時の通電ペアを、またトランジスタＱ２，Ｑ３が右方
向操舵時の通電ペアを形成する。
【０００４】ＰＷＭ制御の主体であるＣＰＵ３は、直流
モータ２を流れる電流を監視しなければならず、ここで
はバッテリ電源５とブリッジ回路４の給電端を結ぶ線路
に介在させた電流検出抵抗Ｒｄの両端に生ずる端子電圧
を、電流検出抵抗Ｒｄとともに電流−電圧換算器６を構
成する増幅器６ａにて増幅し、電圧換算された電流をピ
ークホールド回路７を介してＣＰＵ３のＡＤ変換入力ポ
ートに取り込むようにしてある。ＣＰＵ３は、ＡＤ変換
によりディジタルデータに変換したモータ駆動電流が目
標舵角と現在の舵角との偏差に対応する所定の電流に一
致するよう、ＰＷＭパルスのデューティ比を可変しつつ
トランジスタＱ３又はＱ４をオンオフ制御する。
モータ２を流れる電流を監視しなければならず、ここで
はバッテリ電源５とブリッジ回路４の給電端を結ぶ線路
に介在させた電流検出抵抗Ｒｄの両端に生ずる端子電圧
を、電流検出抵抗Ｒｄとともに電流−電圧換算器６を構
成する増幅器６ａにて増幅し、電圧換算された電流をピ
ークホールド回路７を介してＣＰＵ３のＡＤ変換入力ポ
ートに取り込むようにしてある。ＣＰＵ３は、ＡＤ変換
によりディジタルデータに変換したモータ駆動電流が目
標舵角と現在の舵角との偏差に対応する所定の電流に一
致するよう、ＰＷＭパルスのデューティ比を可変しつつ
トランジスタＱ３又はＱ４をオンオフ制御する。
【０００５】例えば、後輪を左方向操舵する場合、通電
ペアとなるトランジスタＱ１，Ｑ４のうち、トランジス
タＱ１は左方向操舵期間中ずっと導通したままに保たれ
るのに対し、トランジスタＱ４の方はＣＰＵ３が出力す
るＰＷＭパルスによってオンオフ制御される。図６
（Ａ）〜（Ｄ）に示したように、ＰＷＭパルスのオン期
間においてトランジスタＱ４が導通すると、バッテリ電
源５から電流検出抵抗ＲｄとトランジスタＱ１を通って
直流モータ２にモータ駆動電流が通電され、このモータ
駆動電流がトランジスタＱ４に流れる。一方また、ＰＷ
Ｍパルスのオフ期間においてトランジスタＱ４が非導通
となると、直流モータ２のインダクタンスＬｍに蓄えら
れた電磁エネルギにより、ダイオードＤ２とトランジス
タＱ１と直流モータ２を結ぶ閉ループをフライホイール
電流が流れる。このため、１制御周期内に直流モータ２
を流れる電流は、ＰＷＭパルスのオン期間に直線的に上
昇するモータ駆動電流とＰＷＭパルスのオフ期間に直線
的に下降するフライホイール電流とが連なる三角波電流
となり、この三角波電流の波高値はＰＷＭパルスのデュ
ーティ比に応じて変化することになる。なお、ここでは
トランジスタＱ４をオンオフ制御するためのＰＷＭパル
スとトランジスタＱ１を導通状態に保つためのハイレベ
ルのパルス或いは非導通ペアであるトランジスタＱ２，
Ｑ４を非導通状態に保つためのロウレベルのパルス等を
含め、制御パルスと呼ぶ。
ペアとなるトランジスタＱ１，Ｑ４のうち、トランジス
タＱ１は左方向操舵期間中ずっと導通したままに保たれ
るのに対し、トランジスタＱ４の方はＣＰＵ３が出力す
るＰＷＭパルスによってオンオフ制御される。図６
（Ａ）〜（Ｄ）に示したように、ＰＷＭパルスのオン期
間においてトランジスタＱ４が導通すると、バッテリ電
源５から電流検出抵抗ＲｄとトランジスタＱ１を通って
直流モータ２にモータ駆動電流が通電され、このモータ
駆動電流がトランジスタＱ４に流れる。一方また、ＰＷ
Ｍパルスのオフ期間においてトランジスタＱ４が非導通
となると、直流モータ２のインダクタンスＬｍに蓄えら
れた電磁エネルギにより、ダイオードＤ２とトランジス
タＱ１と直流モータ２を結ぶ閉ループをフライホイール
電流が流れる。このため、１制御周期内に直流モータ２
を流れる電流は、ＰＷＭパルスのオン期間に直線的に上
昇するモータ駆動電流とＰＷＭパルスのオフ期間に直線
的に下降するフライホイール電流とが連なる三角波電流
となり、この三角波電流の波高値はＰＷＭパルスのデュ
ーティ比に応じて変化することになる。なお、ここでは
トランジスタＱ４をオンオフ制御するためのＰＷＭパル
スとトランジスタＱ１を導通状態に保つためのハイレベ
ルのパルス或いは非導通ペアであるトランジスタＱ２，
Ｑ４を非導通状態に保つためのロウレベルのパルス等を
含め、制御パルスと呼ぶ。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従来のＰＷＭ方式モー
タ駆動装置１は、直流モータ２を流れるモータ駆動電流
の最高値（ピーク電流Ｉｐ）を電圧換算値としてピーク
ホールド回路７により検出してＣＰＵ３に帰還している
が、ピークホールド回路７が保持するピーク電流Ｉｐは
モータ駆動電流の平均値である平均電流Ｉｍとは異なる
ものである。すなわち、図６（Ｂ）からも明らかなよう
に、直流モータ２を流れるピーク電流Ｉｐと平均電流Ｉ
ｍとの間には、ちょうど三角波電流の波高値の１／２の
誤差が常に存在し、ＰＷＭパルスのデューティ比が５０
％付近で最大値をとるこの誤差が、デューティ比に依存
して変動することになる。このため、従来のＰＷＭ方式
モータ駆動装置１は、平均電流Ｉｍからのピーク電流Ｉ
ｐの乖離分だけＰＷＭ制御回路であるＣＰＵ３への帰還
情報に誤差が重畳する形となり、それだけＰＷＭ制御の
精度も低下しやすいといった課題があった。
タ駆動装置１は、直流モータ２を流れるモータ駆動電流
の最高値（ピーク電流Ｉｐ）を電圧換算値としてピーク
ホールド回路７により検出してＣＰＵ３に帰還している
が、ピークホールド回路７が保持するピーク電流Ｉｐは
モータ駆動電流の平均値である平均電流Ｉｍとは異なる
ものである。すなわち、図６（Ｂ）からも明らかなよう
に、直流モータ２を流れるピーク電流Ｉｐと平均電流Ｉ
ｍとの間には、ちょうど三角波電流の波高値の１／２の
誤差が常に存在し、ＰＷＭパルスのデューティ比が５０
％付近で最大値をとるこの誤差が、デューティ比に依存
して変動することになる。このため、従来のＰＷＭ方式
モータ駆動装置１は、平均電流Ｉｍからのピーク電流Ｉ
ｐの乖離分だけＰＷＭ制御回路であるＣＰＵ３への帰還
情報に誤差が重畳する形となり、それだけＰＷＭ制御の
精度も低下しやすいといった課題があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決したものであり、印加電圧の極性に応じて正逆転駆動
される直流モータと、直流電源に接続した互いに並列の
一対の線路にそれぞれ２個のスイッチング素子を直列接
続し、該２個のスイッチング素子の各接続点が前記直流
モータにより橋絡されたブリッジ回路と、該ブリッジ回
路を構成する４個のスイッチング素子のうち、少なくと
も２個のスイッチング素子にそれぞれ並列接続したフラ
イホイールダイオードと、前記直流モータに回転方向に
応じた極性の電圧が印加されるよう前記４個のスイッチ
ング素子をＰＷＭパルスを含む制御パルスにより開閉駆
動し、該ＰＷＭパルスのオン期間中は前記直流電源から
のモータ駆動電流をもって前記直流モータを回転駆動
し、該ＰＷＭパルスのオフ期間中は前記フライホイール
ダイオードを流れるフライホイール電流をもって前記直
流モータを回転駆動するパルス幅変調制御回路と、前記
直流モータに流れる前記モータ駆動電流と前記フライホ
イール電流との平均電流を検出し、前記パルス幅変調制
御回路に帰還する平均電流検出手段とを具備したことを
特徴とするものである。
決したものであり、印加電圧の極性に応じて正逆転駆動
される直流モータと、直流電源に接続した互いに並列の
一対の線路にそれぞれ２個のスイッチング素子を直列接
続し、該２個のスイッチング素子の各接続点が前記直流
モータにより橋絡されたブリッジ回路と、該ブリッジ回
路を構成する４個のスイッチング素子のうち、少なくと
も２個のスイッチング素子にそれぞれ並列接続したフラ
イホイールダイオードと、前記直流モータに回転方向に
応じた極性の電圧が印加されるよう前記４個のスイッチ
ング素子をＰＷＭパルスを含む制御パルスにより開閉駆
動し、該ＰＷＭパルスのオン期間中は前記直流電源から
のモータ駆動電流をもって前記直流モータを回転駆動
し、該ＰＷＭパルスのオフ期間中は前記フライホイール
ダイオードを流れるフライホイール電流をもって前記直
流モータを回転駆動するパルス幅変調制御回路と、前記
直流モータに流れる前記モータ駆動電流と前記フライホ
イール電流との平均電流を検出し、前記パルス幅変調制
御回路に帰還する平均電流検出手段とを具備したことを
特徴とするものである。
【０００８】また、本発明は、前記平均電流検出手段
が、前記ＰＷＭパルスのオン期間の始端から該ＰＷＭパ
ルスのオン期間のほぼ１／２だけ持続するサンプリング
パルスを生成するサンプリングパルス生成回路と、前記
モータ駆動電流を電圧換算する電流−電圧換算器と、前
記サンプリングパルスにより前記電流−電圧換算器の出
力を保持し、電圧換算された前記平均電流を得るサンプ
ルホールド回路とを具備したこと、或いは前記モータ駆
動電流を電圧換算する電流−電圧換算器と、該電流−電
圧換算器の出力を最高値で保持するピークホールド回路
と、前記電流−電圧換算器の出力を最低値で保持するボ
トムホールド回路と、該ボトムホールド回路と前記ピー
クホールド回路の両出力を相加平均し、電圧換算された
前記平均電流を得る相加平均回路とを具備したこと等を
特徴とするものである。
が、前記ＰＷＭパルスのオン期間の始端から該ＰＷＭパ
ルスのオン期間のほぼ１／２だけ持続するサンプリング
パルスを生成するサンプリングパルス生成回路と、前記
モータ駆動電流を電圧換算する電流−電圧換算器と、前
記サンプリングパルスにより前記電流−電圧換算器の出
力を保持し、電圧換算された前記平均電流を得るサンプ
ルホールド回路とを具備したこと、或いは前記モータ駆
動電流を電圧換算する電流−電圧換算器と、該電流−電
圧換算器の出力を最高値で保持するピークホールド回路
と、前記電流−電圧換算器の出力を最低値で保持するボ
トムホールド回路と、該ボトムホールド回路と前記ピー
クホールド回路の両出力を相加平均し、電圧換算された
前記平均電流を得る相加平均回路とを具備したこと等を
特徴とするものである。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図１ないし
図４を参照して説明する。図１は、本発明のＰＷＭ方式
モータ駆動装置の一実施例を示す回路構成図、図２は、
図１に示した回路各部の信号波形図である。
図４を参照して説明する。図１は、本発明のＰＷＭ方式
モータ駆動装置の一実施例を示す回路構成図、図２は、
図１に示した回路各部の信号波形図である。
【００１０】図１に示すＰＷＭ方式モータ駆動装置１１
は、直流モータ２を流れる平均電流を検出するため、Ｐ
ＷＭパルス立ち上がりから中点まで持続するサンプリン
グパルスを生成するサンプリングパルス生成回路１２を
ＣＰＵ３に外付け接続するとともに、サンプリングパル
ス生成回路１２が生成するサンプリングパルスによりモ
ータ駆動電流を保持するサンプルホールド回路１３を電
流−電圧換算器６内の増幅器６ａに接続して構成してあ
る。サンプリングパルス生成回路１２は、ＰＷＭパルス
の立ち上がりでトリガされ、ＰＷＭパルスの１／２のパ
ルス幅のパルスをサンプリングパルスとして出力する。
サンプルホールド回路１３は、従来のピークホールド回
路７に代わるものであり、サンプリングパルス生成回路
１２が供給するサンプリングパルスによって閉成するサ
ンプリングスイッチ１３ａと、サンプリングスイッチ１
３ａが閉成したときに増幅器６ａの出力電圧を保持する
ホールドコンデンサ１３ｂからなる。モータ駆動電流
は、サンプリングパルス期間中増大するため、ホールド
コンデンサ１３ｂが保持する電圧はサンプリングパルス
の立ち下がり時点すなわちＰＷＭパルスの中点における
モータ駆動電流Ｉｍに対応一致する。
は、直流モータ２を流れる平均電流を検出するため、Ｐ
ＷＭパルス立ち上がりから中点まで持続するサンプリン
グパルスを生成するサンプリングパルス生成回路１２を
ＣＰＵ３に外付け接続するとともに、サンプリングパル
ス生成回路１２が生成するサンプリングパルスによりモ
ータ駆動電流を保持するサンプルホールド回路１３を電
流−電圧換算器６内の増幅器６ａに接続して構成してあ
る。サンプリングパルス生成回路１２は、ＰＷＭパルス
の立ち上がりでトリガされ、ＰＷＭパルスの１／２のパ
ルス幅のパルスをサンプリングパルスとして出力する。
サンプルホールド回路１３は、従来のピークホールド回
路７に代わるものであり、サンプリングパルス生成回路
１２が供給するサンプリングパルスによって閉成するサ
ンプリングスイッチ１３ａと、サンプリングスイッチ１
３ａが閉成したときに増幅器６ａの出力電圧を保持する
ホールドコンデンサ１３ｂからなる。モータ駆動電流
は、サンプリングパルス期間中増大するため、ホールド
コンデンサ１３ｂが保持する電圧はサンプリングパルス
の立ち下がり時点すなわちＰＷＭパルスの中点における
モータ駆動電流Ｉｍに対応一致する。
【００１１】すなわち、図２（Ａ）〜（Ｅ）に示したよ
うに、従来はピークホールドにより三角波電流の最高値
であるピーク電流Ｉｐとして検出されていたモータ駆動
電流を、ＰＷＭパルスの中点で検出することができ、従
って検出されたモータ駆動電流は１制御周期ごとに直流
モータ２を流れる平均電流Ｉｍそのものとなる。平均電
流Ｉｍは、モータ駆動電流の最高値Ｉｐと最低値Ｉｂと
を相加平均して得られる（Ｉｐ＋Ｉｂ）／２に一致して
おり、従来のピークホールド回路７の出力とは（Ｉｐ−
Ｉｂ）／２だけ相違する。従って、この差分だけ平均電
流Ｉｍの検出精度が高まると言える。
うに、従来はピークホールドにより三角波電流の最高値
であるピーク電流Ｉｐとして検出されていたモータ駆動
電流を、ＰＷＭパルスの中点で検出することができ、従
って検出されたモータ駆動電流は１制御周期ごとに直流
モータ２を流れる平均電流Ｉｍそのものとなる。平均電
流Ｉｍは、モータ駆動電流の最高値Ｉｐと最低値Ｉｂと
を相加平均して得られる（Ｉｐ＋Ｉｂ）／２に一致して
おり、従来のピークホールド回路７の出力とは（Ｉｐ−
Ｉｂ）／２だけ相違する。従って、この差分だけ平均電
流Ｉｍの検出精度が高まると言える。
【００１２】このように、上記ＰＷＭ方式モータ駆動装
置１１は、ブリッジ回路４を構成する４個のトランジス
タＱ１〜Ｑ４とフライホイールダイオードＤ１，Ｄ２と
により通電される直流モータ２を、ＣＰＵ３がトランジ
スタＱ３，Ｑ４をＰＷＭパルスにより閉成して駆動する
さいに、直流モータ２に流れる平均電流を検出してＣＰ
Ｕ３に帰還する構成としたから、ＰＷＭパルスのオン期
間中にトランジスタＱ１，Ｑ４又はＱ２，Ｑ３に流れる
モータ駆動電流とＰＷＭパルスのオフ期間中にダイオー
ドＤ２又はＤ１を流れるフライホイール電流とが三角波
となって流れる直流モータ２の回転を、三角波の最高値
Ｉｐと最低値Ｉｂの相加平均に等しい平均電流Ｉｍに基
づいてＰＷＭ制御することができ、これにより三角波の
最高値ＩｐをＰＷＭ制御に帰還させていた従来の方式に
比べ、制御偏差に応じてダイナミックに変化するＰＷＭ
パルスのパルス幅によらず、高精度のモータ駆動が可能
である。
置１１は、ブリッジ回路４を構成する４個のトランジス
タＱ１〜Ｑ４とフライホイールダイオードＤ１，Ｄ２と
により通電される直流モータ２を、ＣＰＵ３がトランジ
スタＱ３，Ｑ４をＰＷＭパルスにより閉成して駆動する
さいに、直流モータ２に流れる平均電流を検出してＣＰ
Ｕ３に帰還する構成としたから、ＰＷＭパルスのオン期
間中にトランジスタＱ１，Ｑ４又はＱ２，Ｑ３に流れる
モータ駆動電流とＰＷＭパルスのオフ期間中にダイオー
ドＤ２又はＤ１を流れるフライホイール電流とが三角波
となって流れる直流モータ２の回転を、三角波の最高値
Ｉｐと最低値Ｉｂの相加平均に等しい平均電流Ｉｍに基
づいてＰＷＭ制御することができ、これにより三角波の
最高値ＩｐをＰＷＭ制御に帰還させていた従来の方式に
比べ、制御偏差に応じてダイナミックに変化するＰＷＭ
パルスのパルス幅によらず、高精度のモータ駆動が可能
である。
【００１３】また、ＰＷＭパルス立ち上がりから中点ま
で持続するサンプリングパルスにより、サンプルホール
ド回路１３がモータ駆動電流を保持して平均電流Ｉｍと
する構成としたから、三角波として直流モータ２に通電
される電流のうち立ち上がり斜辺を形成するモータ駆動
電流の中点を、ＰＷＭパルスの中点に同期してサンプル
ホールドすることができ、モータ駆動電流の最低値Ｉｂ
と最高値Ｉｐのちょうど中間の電流値を平均電流Ｉｍと
して検出することができるため、平均電流Ｉｍの検出精
度を高めると同時にＰＷＭ制御の精度を高めることがで
きる。
で持続するサンプリングパルスにより、サンプルホール
ド回路１３がモータ駆動電流を保持して平均電流Ｉｍと
する構成としたから、三角波として直流モータ２に通電
される電流のうち立ち上がり斜辺を形成するモータ駆動
電流の中点を、ＰＷＭパルスの中点に同期してサンプル
ホールドすることができ、モータ駆動電流の最低値Ｉｂ
と最高値Ｉｐのちょうど中間の電流値を平均電流Ｉｍと
して検出することができるため、平均電流Ｉｍの検出精
度を高めると同時にＰＷＭ制御の精度を高めることがで
きる。
【００１４】なお、上記実施例において、サンプリング
パルス生成回路１２をＣＰＵ３内に組み込んでしまい、
ＣＰＵ３自身の演算処理機能によりＰＷＭパルスに基づ
いてサンプリングパルスを生成するようにしてもよく、
その場合はＣＰＵ３がパルス幅変調制御回路とサンプリ
ングパルス生成回路を兼ねることになる。
パルス生成回路１２をＣＰＵ３内に組み込んでしまい、
ＣＰＵ３自身の演算処理機能によりＰＷＭパルスに基づ
いてサンプリングパルスを生成するようにしてもよく、
その場合はＣＰＵ３がパルス幅変調制御回路とサンプリ
ングパルス生成回路を兼ねることになる。
【００１５】また、上記実施例では、サンプリングパル
ス生成回路１２とサンプルホールド回路１３により平均
電流検出手段を構成したが、図３に示すＰＷＭ方式モー
タ駆動装置２１のごとく、平均電流検出手段をピークホ
ールド回路２２とボトムホールド回路２３と相加平均回
路２４とで構成することもできる。
ス生成回路１２とサンプルホールド回路１３により平均
電流検出手段を構成したが、図３に示すＰＷＭ方式モー
タ駆動装置２１のごとく、平均電流検出手段をピークホ
ールド回路２２とボトムホールド回路２３と相加平均回
路２４とで構成することもできる。
【００１６】ピークホールド回路２２は、増幅器６ａの
出力を最高値Ｉｐに対応する電圧換算値で保持するもの
であり、またボトムホールド回路２２は、増幅器６ａの
出力を最低値Ｉｂに対応する電圧換算値で保持するもの
である。このため、ピークホールド回路２２の出力とボ
トムホールド回路２３の出力を加算して２で割ることに
より、図４（Ｄ）に示した平均電流が求まる。この実施
例の場合、ピークホールド回路２２の外にボトムホール
ド回路２３と相加平均回路２４が必要であるが、例えば
相加平均回路２４の相加平均機能をＣＰＵ３に委ねるこ
とは容易であり、またそうすることで回路全体の簡素化
を図ることもできる。
出力を最高値Ｉｐに対応する電圧換算値で保持するもの
であり、またボトムホールド回路２２は、増幅器６ａの
出力を最低値Ｉｂに対応する電圧換算値で保持するもの
である。このため、ピークホールド回路２２の出力とボ
トムホールド回路２３の出力を加算して２で割ることに
より、図４（Ｄ）に示した平均電流が求まる。この実施
例の場合、ピークホールド回路２２の外にボトムホール
ド回路２３と相加平均回路２４が必要であるが、例えば
相加平均回路２４の相加平均機能をＣＰＵ３に委ねるこ
とは容易であり、またそうすることで回路全体の簡素化
を図ることもできる。
【００１７】なお、上記両実施例において、４個のトラ
ンジスタＱ１〜Ｑ４のうちＰＷＭパルスによりオンオフ
制御されるトランジスタＱ３，Ｑ４について、これに並
列のフライホイールダイオードＤ３，Ｄ４はフライホイ
ール電流の生成には寄与しておらず、従って省略するこ
とが可能である。同様にまた、４個のトランジスタＱ１
〜Ｑ４のうちトランジスタＱ１，Ｑ２をＰＷＭパルスに
よりオンオフ制御することも可能であり、その場合には
トランジスタＱ３，Ｑ４に並列のフライホイールダイオ
ードＤ３，Ｄ４がフライホイール電流の通電に寄与し、
代わりにトランジスタＱ１，Ｑ２に並列のフライホイー
ルダイオードＤ１，Ｄ２はフライホイール電流の通電に
寄与しなくなるため、省略することができる。また、Ｐ
ＷＭパルスをブリッジ回路４の対角位置にあるトランジ
スタＱ１，Ｑ４か又はＱ２，Ｑ３に同時に与える駆動方
式も可能であり、その場合にはＰＷＭパルスを加えない
側のトランジスタ（ただし、全期間を通じて非導通）に
並列のフライホイールダイオードにフライホイール電流
が流れるため、フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ４は
全て不可欠の構成要素となる。従って、これら点を踏ま
えるならば、ＰＷＭ方式による直流モータ２の駆動に
は、トランジスタＱ１〜Ｑ４が４個とも欠かせないのに
対し、フライホイールダイオードは少なくとも２個あれ
ばよいことになる。
ンジスタＱ１〜Ｑ４のうちＰＷＭパルスによりオンオフ
制御されるトランジスタＱ３，Ｑ４について、これに並
列のフライホイールダイオードＤ３，Ｄ４はフライホイ
ール電流の生成には寄与しておらず、従って省略するこ
とが可能である。同様にまた、４個のトランジスタＱ１
〜Ｑ４のうちトランジスタＱ１，Ｑ２をＰＷＭパルスに
よりオンオフ制御することも可能であり、その場合には
トランジスタＱ３，Ｑ４に並列のフライホイールダイオ
ードＤ３，Ｄ４がフライホイール電流の通電に寄与し、
代わりにトランジスタＱ１，Ｑ２に並列のフライホイー
ルダイオードＤ１，Ｄ２はフライホイール電流の通電に
寄与しなくなるため、省略することができる。また、Ｐ
ＷＭパルスをブリッジ回路４の対角位置にあるトランジ
スタＱ１，Ｑ４か又はＱ２，Ｑ３に同時に与える駆動方
式も可能であり、その場合にはＰＷＭパルスを加えない
側のトランジスタ（ただし、全期間を通じて非導通）に
並列のフライホイールダイオードにフライホイール電流
が流れるため、フライホイールダイオードＤ１〜Ｄ４は
全て不可欠の構成要素となる。従って、これら点を踏ま
えるならば、ＰＷＭ方式による直流モータ２の駆動に
は、トランジスタＱ１〜Ｑ４が４個とも欠かせないのに
対し、フライホイールダイオードは少なくとも２個あれ
ばよいことになる。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、パルス
幅変調制御回路がスイッチング素子をＰＷＭパルスによ
り閉成して駆動するさいに、直流モータに流れる平均電
流を検出してパルス幅変調制御回路に帰還する構成とし
たから、ＰＷＭパルスのオン期間中にスイッチング素子
に流れるモータ駆動電流とＰＷＭパルスのオフ期間中に
ダイオードを流れるフライホイール電流とが三角波とな
って流れる直流モータの回転を、三角波の最高値と最低
値の相加平均値に等しい平均電流に基づいてＰＷＭ制御
することができ、これにより三角波の最高値をＰＷＭ制
御に帰還させていた従来の方式に比べ、制御偏差に応じ
てダイナミックに変化するＰＷＭパルスのパルス幅によ
らず、高精度のモータ駆動が可能である等の優れた効果
を奏する。
幅変調制御回路がスイッチング素子をＰＷＭパルスによ
り閉成して駆動するさいに、直流モータに流れる平均電
流を検出してパルス幅変調制御回路に帰還する構成とし
たから、ＰＷＭパルスのオン期間中にスイッチング素子
に流れるモータ駆動電流とＰＷＭパルスのオフ期間中に
ダイオードを流れるフライホイール電流とが三角波とな
って流れる直流モータの回転を、三角波の最高値と最低
値の相加平均値に等しい平均電流に基づいてＰＷＭ制御
することができ、これにより三角波の最高値をＰＷＭ制
御に帰還させていた従来の方式に比べ、制御偏差に応じ
てダイナミックに変化するＰＷＭパルスのパルス幅によ
らず、高精度のモータ駆動が可能である等の優れた効果
を奏する。
【００１９】また、本発明は、ＰＷＭパルスの立ち上が
りから該ＰＷＭパルスのパルス幅の１／２だけ持続する
サンプリングパルスにより、サンプルホールド回路がモ
ータ駆動電流を保持して平均電流とする構成としたか
ら、三角波として直流モータに通電される電流のうち立
ち上がり斜辺を形成するモータ駆動電流の中点を、ＰＷ
Ｍパルスの中点に同期してサンプルホールドすることが
でき、モータ駆動電流の最低値と最高値のちょうど中間
の電流値を平均電流として検出することができるため、
平均電流の検出精度を高めると同時にＰＷＭ制御の精度
を高めることができる等の効果を奏する。
りから該ＰＷＭパルスのパルス幅の１／２だけ持続する
サンプリングパルスにより、サンプルホールド回路がモ
ータ駆動電流を保持して平均電流とする構成としたか
ら、三角波として直流モータに通電される電流のうち立
ち上がり斜辺を形成するモータ駆動電流の中点を、ＰＷ
Ｍパルスの中点に同期してサンプルホールドすることが
でき、モータ駆動電流の最低値と最高値のちょうど中間
の電流値を平均電流として検出することができるため、
平均電流の検出精度を高めると同時にＰＷＭ制御の精度
を高めることができる等の効果を奏する。
【００２０】さらにまた、本発明は、モータ駆動電流を
ピークホールド回路とボトムホールド回路とにより最高
値と最低値の両方で保持し、両者の相加平均値として平
均電流を求める構成としたから、ＰＷＭパルスを利用す
ることなく三角波状モータ駆動電流の最低値と最高値そ
のものからモータ駆動電流の平均値を求め、平均電流と
してＰＷＭ制御に供することができる等の効果を奏す
る。
ピークホールド回路とボトムホールド回路とにより最高
値と最低値の両方で保持し、両者の相加平均値として平
均電流を求める構成としたから、ＰＷＭパルスを利用す
ることなく三角波状モータ駆動電流の最低値と最高値そ
のものからモータ駆動電流の平均値を求め、平均電流と
してＰＷＭ制御に供することができる等の効果を奏す
る。
【図１】本発明のモータ駆動装置の一実施例を示す回路
構成図である。
構成図である。
【図２】図１に示した回路各部の信号波形図である。
【図３】本発明のモータ駆動装置の他の実施例を示す回
路構成図である。
路構成図である。
【図４】図３に示した回路各部の信号波形図である。
【図５】従来のモータ駆動装置の一例を示す回路構成図
である。
である。
【図６】図５に示した回路各部の信号波形図である。
１１，２１ ＰＷＭ方式モータ駆動装置 ２ 直流モータ ３ パルス幅変調制御回路（ＣＰＵ） ４ ブリッジ回路 ６ 電流−電圧換算器 １２ 平均電流検出手段（サンプリングパルス生成回
路） １３ 平均電流検出手段（サンプルホールド回路） １３ａ サンプリングスイッチ １３ｂ ホールドコンデンサ ２２ 平均電流検出手段（ピークホールド回路） ２３ 平均電流検出手段（ボトムホールド回路） ２４ 平均電流検出手段（相加平均回路） Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子（トランジスタ） Ｄ１〜Ｄ４ フライホイールダイオード
路） １３ 平均電流検出手段（サンプルホールド回路） １３ａ サンプリングスイッチ １３ｂ ホールドコンデンサ ２２ 平均電流検出手段（ピークホールド回路） ２３ 平均電流検出手段（ボトムホールド回路） ２４ 平均電流検出手段（相加平均回路） Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子（トランジスタ） Ｄ１〜Ｄ４ フライホイールダイオード
Claims (3)
- 【請求項１】 印加電圧の極性に応じて正逆転駆動され
る直流モータと、直流電源に接続した互いに並列の一対
の線路にそれぞれ２個のスイッチング素子を直列接続
し、該２個のスイッチング素子の各接続点が前記直流モ
ータにより橋絡されたブリッジ回路と、該ブリッジ回路
を構成する４個のスイッチング素子のうち、少なくとも
２個のスイッチング素子にそれぞれ並列接続したフライ
ホイールダイオードと、前記直流モータに回転方向に応
じた極性の電圧が印加されるよう前記４個のスイッチン
グ素子をＰＷＭパルスを含む制御パルスにより開閉駆動
し、該ＰＷＭパルスのオン期間中は前記直流電源からの
モータ駆動電流をもって前記直流モータを回転駆動し、
該ＰＷＭパルスのオフ期間中は前記フライホイールダイ
オードを流れるフライホイール電流をもって前記直流モ
ータを回転駆動するパルス幅変調制御回路と、前記直流
モータに流れる前記モータ駆動電流と前記フライホイー
ル電流との平均電流を検出し、前記パルス幅変調制御回
路に帰還する平均電流検出手段とを具備したことを特徴
とするＰＷＭ方式モータ駆動装置。 - 【請求項２】 前記ＰＷＭパルスのオン期間の始端から
該ＰＷＭパルスのオン期間のほぼ１／２だけ持続するサ
ンプリングパルスを生成するサンプリングパルス生成回
路と、前記モータ駆動電流を電圧換算する電流−電圧換
算器と、前記サンプリングパルスにより前記電流−電圧
換算器の出力を保持し、電圧換算された前記平均電流を
得るサンプルホールド回路とを具備した前記平均電流検
出手段で構成されたことを特徴とする請求項１記載のＰ
ＷＭ方式モータ駆動装置。 - 【請求項３】 前記モータ駆動電流を電圧換算する電流
−電圧換算器と、該電流−電圧換算器の出力を最高値で
保持するピークホールド回路と、前記電流−電圧換算器
の出力を最低値で保持するボトムホールド回路と、該ボ
トムホールド回路と前記ピークホールド回路の両出力を
相加平均し、電圧換算された前記平均電流を得る相加平
均回路とを具備した前記平均電流検出手段で構成された
ことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ方式モータ駆動
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6139134A JPH089681A (ja) | 1994-06-21 | 1994-06-21 | Ｐｗｍ方式モータ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6139134A JPH089681A (ja) | 1994-06-21 | 1994-06-21 | Ｐｗｍ方式モータ駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH089681A true JPH089681A (ja) | 1996-01-12 |
Family
ID=15238335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6139134A Pending JPH089681A (ja) | 1994-06-21 | 1994-06-21 | Ｐｗｍ方式モータ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH089681A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11154018A (ja) * | 1997-11-21 | 1999-06-08 | Minolta Co Ltd | フィードバック周期を一定に維持する方法、並びにそのように制御される駆動制御装置および光学装置 |
| KR100304056B1 (ko) * | 1999-06-26 | 2001-11-01 | 김득수 | 직류모터 구동장치의 제어회로 |
| JP2005051993A (ja) * | 2003-07-17 | 2005-02-24 | Asmo Co Ltd | モータ制御装置 |
| US7071651B2 (en) | 2003-10-22 | 2006-07-04 | Fanuc Ltd | Position-of-magnetic-pole detecting device and method |
| DE10308964B4 (de) * | 2002-02-28 | 2007-10-31 | Unisia JKC Steering Systems Co., Ltd., Atsugi | Verfahren zum Verarbeiten eines Spitzenstroms in einer zum Betreiben eines Elektromotors vorgesehenen Schaltungsanordnung und Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Elektromotors |
| JP2009040248A (ja) * | 2007-08-09 | 2009-02-26 | Kayaba Ind Co Ltd | 電動パワーステアリング装置 |
| US20120161680A1 (en) * | 2010-12-27 | 2012-06-28 | Asmo Co., Ltd. | Brushless motor control device and brushless motor |
-
1994
- 1994-06-21 JP JP6139134A patent/JPH089681A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11154018A (ja) * | 1997-11-21 | 1999-06-08 | Minolta Co Ltd | フィードバック周期を一定に維持する方法、並びにそのように制御される駆動制御装置および光学装置 |
| KR100304056B1 (ko) * | 1999-06-26 | 2001-11-01 | 김득수 | 직류모터 구동장치의 제어회로 |
| DE10308964B4 (de) * | 2002-02-28 | 2007-10-31 | Unisia JKC Steering Systems Co., Ltd., Atsugi | Verfahren zum Verarbeiten eines Spitzenstroms in einer zum Betreiben eines Elektromotors vorgesehenen Schaltungsanordnung und Schaltungsanordnung zum Betreiben eines Elektromotors |
| JP2005051993A (ja) * | 2003-07-17 | 2005-02-24 | Asmo Co Ltd | モータ制御装置 |
| JP4481752B2 (ja) * | 2003-07-17 | 2010-06-16 | アスモ株式会社 | モータ制御装置 |
| US7071651B2 (en) | 2003-10-22 | 2006-07-04 | Fanuc Ltd | Position-of-magnetic-pole detecting device and method |
| JP2009040248A (ja) * | 2007-08-09 | 2009-02-26 | Kayaba Ind Co Ltd | 電動パワーステアリング装置 |
| US20120161680A1 (en) * | 2010-12-27 | 2012-06-28 | Asmo Co., Ltd. | Brushless motor control device and brushless motor |
| US8471511B2 (en) * | 2010-12-27 | 2013-06-25 | Asmo Co., Ltd. | Brushless motor control device and brushless motor |
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