JPH088831A - 光送信機 - Google Patents
光送信機Info
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- JPH088831A JPH088831A JP6140127A JP14012794A JPH088831A JP H088831 A JPH088831 A JP H088831A JP 6140127 A JP6140127 A JP 6140127A JP 14012794 A JP14012794 A JP 14012794A JP H088831 A JPH088831 A JP H088831A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/501—Structural aspects
- H04B10/503—Laser transmitters
- H04B10/504—Laser transmitters using direct modulation
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/564—Power control
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Optics & Photonics (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
- Pulse Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 光送信機に関し、特に高速光送信信号のデュ
ーティを最適制御する光送信機を提供する。 【構成】 電気信号を光信号に変換して出力する光信号
出力手段；光信号出力手段からの出力信号に関する所定
の信号をモニタする信号監視手段；入力データ信号とそ
の各ビットの論理値を判定する基準電圧が与えられ、前
記各ビットの論理値判定に従って光信号出力手段を駆動
する光信号出力駆動手段；入力データ信号から所定の信
号を検出する入力信号検出手段；そして入力信号検出手
段からの所定の信号と信号監視手段からのモニタ信号と
を比較し、モニタ信号と入力データの所定の信号との誤
差が減少するよう光信号出力駆動手段の基準電圧を制御
して光出力デューティを最適制御するデューティ変動検
出手段から構成する。
ーティを最適制御する光送信機を提供する。 【構成】 電気信号を光信号に変換して出力する光信号
出力手段；光信号出力手段からの出力信号に関する所定
の信号をモニタする信号監視手段；入力データ信号とそ
の各ビットの論理値を判定する基準電圧が与えられ、前
記各ビットの論理値判定に従って光信号出力手段を駆動
する光信号出力駆動手段；入力データ信号から所定の信
号を検出する入力信号検出手段；そして入力信号検出手
段からの所定の信号と信号監視手段からのモニタ信号と
を比較し、モニタ信号と入力データの所定の信号との誤
差が減少するよう光信号出力駆動手段の基準電圧を制御
して光出力デューティを最適制御するデューティ変動検
出手段から構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は光送信機に関し、特に高
速光信号を伝送する光通信モジュールにおける光送信機
に関するものである。
速光信号を伝送する光通信モジュールにおける光送信機
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１９は、従来の光通信モジュールにお
ける光送信機の回路ブロック構成例を示したものであ
る。図１９において、ＬＤドライバ回路（ＬＤ−ＤＲＩ
ＶＥＲ）２は、一方の入力信号であって入力データ信号
（ＤＡＴＡ）の" １" 又は" ０" の判定基準を与える基
準電圧（ＲＥＦ）と、他方の入力信号である前記入力デ
ータ信号とを比較し、その判定結果に従ってレーザダイ
オード（ＬＤ）３を駆動する。
ける光送信機の回路ブロック構成例を示したものであ
る。図１９において、ＬＤドライバ回路（ＬＤ−ＤＲＩ
ＶＥＲ）２は、一方の入力信号であって入力データ信号
（ＤＡＴＡ）の" １" 又は" ０" の判定基準を与える基
準電圧（ＲＥＦ）と、他方の入力信号である前記入力デ
ータ信号とを比較し、その判定結果に従ってレーザダイ
オード（ＬＤ）３を駆動する。
【０００３】前記ＬＤ３からの前方光出力は光ファイバ
伝送ラインへと送出され、その後方光出力は一般にＬＤ
モジュールとして前記ＬＤ３と同一モジュール内に実装
される光出力モニタ用のフォトダイオード（ＰＤ）４で
検出される。前記ＰＤ４で検出された光出力モニタ電流
は、抵抗及び容量成分からなる負荷５で直流電圧に変換
され光出力モニタ電圧として次段のフィードバックコン
トロール回路（ＦＢ−ＣＯＮＴ）６に与えられる。
伝送ラインへと送出され、その後方光出力は一般にＬＤ
モジュールとして前記ＬＤ３と同一モジュール内に実装
される光出力モニタ用のフォトダイオード（ＰＤ）４で
検出される。前記ＰＤ４で検出された光出力モニタ電流
は、抵抗及び容量成分からなる負荷５で直流電圧に変換
され光出力モニタ電圧として次段のフィードバックコン
トロール回路（ＦＢ−ＣＯＮＴ）６に与えられる。
【０００４】フィードバックコントロール回路６には、
前記ＬＤドライバ回路２から前記光出力モニタ電圧とは
別に、入力データビットシーケンスの整流出力であり単
位時間当たりの入力データビット値" １" と" ０" の発
生比率に相当するマーク率モニタ電圧が与えられる。フ
ィードバックコントロール回路６は、前記光出力モニタ
電圧からマーク率モニタ電圧を減算し、ＬＤ３だけに関
連する光出力モニタ信号を抽出する。そして、その信号
を内部の基準電圧と比較して、前記信号が所定の一定電
圧となるようにＬＤドライバ回路２のパルス駆動電流及
びＬＤ３のバイアス電流を制御する（光出力一定制御
（ＡＰＣ））。
前記ＬＤドライバ回路２から前記光出力モニタ電圧とは
別に、入力データビットシーケンスの整流出力であり単
位時間当たりの入力データビット値" １" と" ０" の発
生比率に相当するマーク率モニタ電圧が与えられる。フ
ィードバックコントロール回路６は、前記光出力モニタ
電圧からマーク率モニタ電圧を減算し、ＬＤ３だけに関
連する光出力モニタ信号を抽出する。そして、その信号
を内部の基準電圧と比較して、前記信号が所定の一定電
圧となるようにＬＤドライバ回路２のパルス駆動電流及
びＬＤ３のバイアス電流を制御する（光出力一定制御
（ＡＰＣ））。
【０００５】図２０は、前記ＬＤドライバ回路２におけ
る差動入力段の基本的な回路構成例を示している。図２
０に示すように、入力データ信号（ＤＡＴＡ）及び基準
電圧（ＲＥＦ）は、それぞれ入力段のＤＡＴＡバッファ
回路７及びＲＥＦバッファ回路８を通してＤＡＴＡ’及
びＲＥＦ’として差動対トランジスタ１１，１２及び定
電流回路１３からなる差動増幅器に与えられる。前記差
動増幅器は、内部の基準電圧ＲＥＦ’とＤＡＴＡ’との
レベル比較を行い、その比較結果に従ってＬＤ３を駆動
する。
る差動入力段の基本的な回路構成例を示している。図２
０に示すように、入力データ信号（ＤＡＴＡ）及び基準
電圧（ＲＥＦ）は、それぞれ入力段のＤＡＴＡバッファ
回路７及びＲＥＦバッファ回路８を通してＤＡＴＡ’及
びＲＥＦ’として差動対トランジスタ１１，１２及び定
電流回路１３からなる差動増幅器に与えられる。前記差
動増幅器は、内部の基準電圧ＲＥＦ’とＤＡＴＡ’との
レベル比較を行い、その比較結果に従ってＬＤ３を駆動
する。
【０００６】図１９の温度補償回路１は、前記差動増幅
器に入力されるデータ（ＤＡＴＡ）と基準電圧（ＲＥ
Ｆ）との間の２つの入力データの温度傾斜特性を合わせ
るべくフィードフォワード的にＲＥＦ側に所定の温度傾
斜特性を持たせ、それによって差動増幅段の温度変動分
を補償するために使われる。図２１は、温度補償回路を
用いた場合のＤＡＴＡ及びＲＥＦ信号の各信号レベル−
温度特性の一例を示したものである。図２１から、ＲＥ
Ｆ信号の信号レベル−温度特性は、温度補償回路によっ
てＤＡＴＡ信号レベルの温度特性とほぼ一致しているこ
とがわかる。
器に入力されるデータ（ＤＡＴＡ）と基準電圧（ＲＥ
Ｆ）との間の２つの入力データの温度傾斜特性を合わせ
るべくフィードフォワード的にＲＥＦ側に所定の温度傾
斜特性を持たせ、それによって差動増幅段の温度変動分
を補償するために使われる。図２１は、温度補償回路を
用いた場合のＤＡＴＡ及びＲＥＦ信号の各信号レベル−
温度特性の一例を示したものである。図２１から、ＲＥ
Ｆ信号の信号レベル−温度特性は、温度補償回路によっ
てＤＡＴＡ信号レベルの温度特性とほぼ一致しているこ
とがわかる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来方式では、図２１に示すように、ＬＤドライバ回
路２の外部から与えられる入力データ信号ＤＡＴＡの信
号レベル−温度特性に外部基準電圧ＲＥＦの信号レベル
−温度特性を合わせることはできるが、図２０で示した
内部のＤＡＴＡ’及びＲＥＦ’については、一般にＬＤ
ドライバ回路２はＩＣ化されており、それが高速動作に
適したガリヒ素等の能動素子で構成されている場合に
は、ＩＣ内部の各素子間におけて温度特性等のバラツキ
が大きく又回路動作が基準電位に対してセンシティブで
ある等、上述した外部調整が実際の回路動作の改善に必
ずしも反映されないという問題があった。
た従来方式では、図２１に示すように、ＬＤドライバ回
路２の外部から与えられる入力データ信号ＤＡＴＡの信
号レベル−温度特性に外部基準電圧ＲＥＦの信号レベル
−温度特性を合わせることはできるが、図２０で示した
内部のＤＡＴＡ’及びＲＥＦ’については、一般にＬＤ
ドライバ回路２はＩＣ化されており、それが高速動作に
適したガリヒ素等の能動素子で構成されている場合に
は、ＩＣ内部の各素子間におけて温度特性等のバラツキ
が大きく又回路動作が基準電位に対してセンシティブで
ある等、上述した外部調整が実際の回路動作の改善に必
ずしも反映されないという問題があった。
【０００８】図２２は、ＩＣ内部の入力データＤＡＴ
Ａ’及び基準電圧ＲＥＦ’の各信号レベル−温度特性の
一例を示したものである。この場合、図２１に示すよう
にＩＣ外部では入力データＤＡＴＡ及び基準電圧ＲＥＦ
の温度特性は整合している（ＲＥＦ＝ＤＡＴＡ）。しか
しながら、図２１に示すように、ＤＡＴＡバッファ回路
７及びＲＥＦバッファ回路８（図２０参照）を通ること
によって、ＩＣの温度特性のバラツキ等によりＩＣ内部
における入力データＤＡＴＡ’と基準電圧ＲＥＦ’との
温度特性は、必ずしもＲＥＦ’＝ＤＡＴＡ’とはならな
い。その結果、ＲＥＦ’≠ＤＡＴＡ’の場合には差動出
力段の出力信号のデューティが変動し、光送信機として
出力される光出力波形も変化するという問題があった。
また、入力データレベルが変化した場合もＲＥＦ’≠Ｄ
ＡＴＡ’となり、同様に光出力波形が変化する。この様
なフィードフォワード的な制御では、光出力波形のデュ
ーティが変化する。
Ａ’及び基準電圧ＲＥＦ’の各信号レベル−温度特性の
一例を示したものである。この場合、図２１に示すよう
にＩＣ外部では入力データＤＡＴＡ及び基準電圧ＲＥＦ
の温度特性は整合している（ＲＥＦ＝ＤＡＴＡ）。しか
しながら、図２１に示すように、ＤＡＴＡバッファ回路
７及びＲＥＦバッファ回路８（図２０参照）を通ること
によって、ＩＣの温度特性のバラツキ等によりＩＣ内部
における入力データＤＡＴＡ’と基準電圧ＲＥＦ’との
温度特性は、必ずしもＲＥＦ’＝ＤＡＴＡ’とはならな
い。その結果、ＲＥＦ’≠ＤＡＴＡ’の場合には差動出
力段の出力信号のデューティが変動し、光送信機として
出力される光出力波形も変化するという問題があった。
また、入力データレベルが変化した場合もＲＥＦ’≠Ｄ
ＡＴＡ’となり、同様に光出力波形が変化する。この様
なフィードフォワード的な制御では、光出力波形のデュ
ーティが変化する。
【０００９】図２３は、内部基準電圧ＲＥＦ’が内部入
力データレベルＤＡＴＡ’の中心に位置する場合（ＲＥ
Ｆ’＝ＤＡＴＡ’）における出力波形デューティ比（１
００％）の例を示した図である。図２４は、内部基準電
圧ＲＥＦ’が内部入力データレベルＤＡＴＡ’の中心か
らずれた場合（ＲＥＦ’≠ＤＡＴＡ’）における出力波
形デューティ比劣化の一例を示した図である。図２４か
ら、入出力波形デューティ比の劣化は光出力パワーの変
動を招き、その結果として伝送特性が劣化すると伴に上
述したＡＰＣ制御の適正な制御が害されるという問題点
を有していた。前記問題点は、特に信号波形に対してそ
の立ち上がりや立ち下がりエンベロープの占める割合が
大きく、前記基準電圧の設定位置に敏感な高速信号を用
いた光送信機にとって重大な問題であった。
力データレベルＤＡＴＡ’の中心に位置する場合（ＲＥ
Ｆ’＝ＤＡＴＡ’）における出力波形デューティ比（１
００％）の例を示した図である。図２４は、内部基準電
圧ＲＥＦ’が内部入力データレベルＤＡＴＡ’の中心か
らずれた場合（ＲＥＦ’≠ＤＡＴＡ’）における出力波
形デューティ比劣化の一例を示した図である。図２４か
ら、入出力波形デューティ比の劣化は光出力パワーの変
動を招き、その結果として伝送特性が劣化すると伴に上
述したＡＰＣ制御の適正な制御が害されるという問題点
を有していた。前記問題点は、特に信号波形に対してそ
の立ち上がりや立ち下がりエンベロープの占める割合が
大きく、前記基準電圧の設定位置に敏感な高速信号を用
いた光送信機にとって重大な問題であった。
【００１０】そこで本発明の目的は、上記問題点に鑑
み、光送信機においてＬＤドラバ等のＩＣ回路内部の素
子バラツキや温度変動等の影響を受けず、そのため外部
調整や使用素子の特性測定等を要せず、自律的に逐次最
適な出力波形デューティとなるよう補償動作を行う光送
信機を提供することにある。
み、光送信機においてＬＤドラバ等のＩＣ回路内部の素
子バラツキや温度変動等の影響を受けず、そのため外部
調整や使用素子の特性測定等を要せず、自律的に逐次最
適な出力波形デューティとなるよう補償動作を行う光送
信機を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、電気信
号を光信号に変換して出力する光信号出力手段；前記光
信号出力手段からの出力信号に関する所定の信号をモニ
タする信号監視手段；入力データ信号と前記入力データ
信号の各ビットの論理値を判定するための基準電圧が与
えられ、そして前記入力データ信号の各ビットの論理値
判定に従って前記光信号出力手段を駆動する光信号出力
駆動手段；前記入力データ信号から所定の信号を検出す
るための入力信号検出手段；そして前記入力信号検出手
段からの所定の信号と前記信号監視手段からのモニタ信
号とを比較し、前記モニタ信号と前記入力データの所定
の信号との間の誤差が減少するよう前記光信号出力駆動
手段の基準電圧を制御することで光出力デューティを最
適制御するデューティ変動検出手段から構成する光送信
器が提供される。
号を光信号に変換して出力する光信号出力手段；前記光
信号出力手段からの出力信号に関する所定の信号をモニ
タする信号監視手段；入力データ信号と前記入力データ
信号の各ビットの論理値を判定するための基準電圧が与
えられ、そして前記入力データ信号の各ビットの論理値
判定に従って前記光信号出力手段を駆動する光信号出力
駆動手段；前記入力データ信号から所定の信号を検出す
るための入力信号検出手段；そして前記入力信号検出手
段からの所定の信号と前記信号監視手段からのモニタ信
号とを比較し、前記モニタ信号と前記入力データの所定
の信号との間の誤差が減少するよう前記光信号出力駆動
手段の基準電圧を制御することで光出力デューティを最
適制御するデューティ変動検出手段から構成する光送信
器が提供される。
【００１２】前記信号監視手段は、前記所定の信号とし
て前記光信号出力手段からの光信号出力をモニタ、又は
前記光信号出力駆動手段からのマーク率信号をモニタす
る。そして、前記入力信号検出手段は、前記所定の信号
として入力データ信号の平均値信号を検出する平均値検
出回路、又は前記所定の信号として入力データ信号のマ
ーク率信号を検出するマーク率検出回路からなる。前記
入力信号検出手段は、さらにＮＲＺ／ＲＺ変換回路を有
し、前記入力データ信号に同期して与えられる入力クロ
ック信号又は前記入力データ信号から抽出再生されたク
ロックを用い、前記入力ＮＲＺ信号の端部を除くクロッ
ク打ち抜きによってＮＲＺ／ＲＺ変換を行う。
て前記光信号出力手段からの光信号出力をモニタ、又は
前記光信号出力駆動手段からのマーク率信号をモニタす
る。そして、前記入力信号検出手段は、前記所定の信号
として入力データ信号の平均値信号を検出する平均値検
出回路、又は前記所定の信号として入力データ信号のマ
ーク率信号を検出するマーク率検出回路からなる。前記
入力信号検出手段は、さらにＮＲＺ／ＲＺ変換回路を有
し、前記入力データ信号に同期して与えられる入力クロ
ック信号又は前記入力データ信号から抽出再生されたク
ロックを用い、前記入力ＮＲＺ信号の端部を除くクロッ
ク打ち抜きによってＮＲＺ／ＲＺ変換を行う。
【００１３】さらに、前記光送信機は、前記入力データ
信号を波形成形し、その平均値電圧の変動を抑制した入
力データ信号を前記光信号出力駆動手段へ与える波形成
形手段を有し、それには前記入力データ信号のレベル変
動を除去するクランプ回路や前記入力データ信号のレベ
ル変動を除去し、さらにそのパルス幅を一定とするフリ
ップフロップ回路が使われる。また、本発明によれば、
電気信号を光信号に変換して出力する光信号出力手段；
入力データ信号と前記入力データ信号の各ビットの論理
値を判定するための基準電圧が与えられ、前記入力デー
タ信号の各ビットの論理値判定に従って前記光信号出力
手段を駆動する光信号出力駆動手段；そして前記入力デ
ータ信号のピーク値を検出し、前記ピーク値の２分の１
の電圧を前記基準電圧としてフィードフォアードする入
力データピーク検出手段から構成する光送信器が提供さ
れる。
信号を波形成形し、その平均値電圧の変動を抑制した入
力データ信号を前記光信号出力駆動手段へ与える波形成
形手段を有し、それには前記入力データ信号のレベル変
動を除去するクランプ回路や前記入力データ信号のレベ
ル変動を除去し、さらにそのパルス幅を一定とするフリ
ップフロップ回路が使われる。また、本発明によれば、
電気信号を光信号に変換して出力する光信号出力手段；
入力データ信号と前記入力データ信号の各ビットの論理
値を判定するための基準電圧が与えられ、前記入力デー
タ信号の各ビットの論理値判定に従って前記光信号出力
手段を駆動する光信号出力駆動手段；そして前記入力デ
ータ信号のピーク値を検出し、前記ピーク値の２分の１
の電圧を前記基準電圧としてフィードフォアードする入
力データピーク検出手段から構成する光送信器が提供さ
れる。
【００１４】
【作用】光信号出力手段には、レーザダイオード（Ｌ
Ｄ）が用いられ電気信号を光信号に変換して出力し、そ
して信号監視手段には前記ＬＤの光出力をモニタするフ
ォトダイオード（ＰＤ）や、その前段出力としてのマー
ク率モニタ回路が用いられる。光信号出力駆動手段は、
現在ＩＣ化されており入力データ信号と前記入力データ
信号の各ビットの論理値を判定するための基準電圧を使
って前記入力データ信号の各ビットの論理値を判定し、
それによって前記ＬＤを駆動する。本発明によれば、前
記入力データ信号から所定の信号を検出するための入力
信号検出手段が設けられ、入力データ信号の平均値やマ
ーク率が検出される。そして、比較器で構成されるデュ
ーティ変動検出手段は、前記入力信号検出手段からの平
均値若しくはマーク率と前記ＰＤ又はマーク率モニタ回
路からのモニタ信号とを比較し、前記モニタ信号と前記
入力データ信号の平均値やマーク率との間の誤差が減少
するよう前記光信号出力駆動手段の基準電圧を制御して
光出力のデューティを最適制御する。
Ｄ）が用いられ電気信号を光信号に変換して出力し、そ
して信号監視手段には前記ＬＤの光出力をモニタするフ
ォトダイオード（ＰＤ）や、その前段出力としてのマー
ク率モニタ回路が用いられる。光信号出力駆動手段は、
現在ＩＣ化されており入力データ信号と前記入力データ
信号の各ビットの論理値を判定するための基準電圧を使
って前記入力データ信号の各ビットの論理値を判定し、
それによって前記ＬＤを駆動する。本発明によれば、前
記入力データ信号から所定の信号を検出するための入力
信号検出手段が設けられ、入力データ信号の平均値やマ
ーク率が検出される。そして、比較器で構成されるデュ
ーティ変動検出手段は、前記入力信号検出手段からの平
均値若しくはマーク率と前記ＰＤ又はマーク率モニタ回
路からのモニタ信号とを比較し、前記モニタ信号と前記
入力データ信号の平均値やマーク率との間の誤差が減少
するよう前記光信号出力駆動手段の基準電圧を制御して
光出力のデューティを最適制御する。
【００１５】また、前記ＮＲＺ／ＲＺ変換回路は、前記
入力データ信号に同期して与えられる入力クロック信号
又は前記入力データ信号から抽出再生されたクロックを
使い、入力ＮＲＺ信号の端部を除くクロック打ち抜きに
よってＲＺ信号に変換する。これにより、入力信号のデ
ューティ変動やマーク率変動等の影響は除去される。そ
して、クランプ回路やフリップフロップ回路からなる波
形成形手段は、入力データ信号のレベル変動やパルス幅
変動の影響を除去する。さらに、前記光信号出力手段、
光信号出力駆動手段そして前記入力データ信号のピーク
値を検出し、前記ピーク値の２分の１の電圧を前記基準
電圧としてフィードフォアードする入力データピーク検
出手段だけを用いて簡易な入力信号のデューティ制御を
行うこともできる。
入力データ信号に同期して与えられる入力クロック信号
又は前記入力データ信号から抽出再生されたクロックを
使い、入力ＮＲＺ信号の端部を除くクロック打ち抜きに
よってＲＺ信号に変換する。これにより、入力信号のデ
ューティ変動やマーク率変動等の影響は除去される。そ
して、クランプ回路やフリップフロップ回路からなる波
形成形手段は、入力データ信号のレベル変動やパルス幅
変動の影響を除去する。さらに、前記光信号出力手段、
光信号出力駆動手段そして前記入力データ信号のピーク
値を検出し、前記ピーク値の２分の１の電圧を前記基準
電圧としてフィードフォアードする入力データピーク検
出手段だけを用いて簡易な入力信号のデューティ制御を
行うこともできる。
【００１６】
【実施例】本発明の各実施例を説明する前に、本発明の
３つの特徴について簡単に述べる。その第１は、ＬＤド
ライバ回路に与える入力データのレベル変動を改善した
点、第２はＬＤドライバ回路内部におけるデューティ変
動分の検出手段を設けた点、そして第３は、ＬＤドライ
バ回路に与える基準電圧ＲＥＦの最適制御を行う点であ
る。以下、それらについて第１〜６の各実施例を参照し
て詳細に説明する。
３つの特徴について簡単に述べる。その第１は、ＬＤド
ライバ回路に与える入力データのレベル変動を改善した
点、第２はＬＤドライバ回路内部におけるデューティ変
動分の検出手段を設けた点、そして第３は、ＬＤドライ
バ回路に与える基準電圧ＲＥＦの最適制御を行う点であ
る。以下、それらについて第１〜６の各実施例を参照し
て詳細に説明する。
【００１７】図１は、本発明による光送信機の第１の実
施例を示した回路ブロック図である。図１において、Ｌ
Ｄドライバ回路１０１、レーザダイオード（ＬＤ）１０
２、フォトダイオード（ＰＤ）１０３、そして負荷抵抗
１０４については、先に説明した図１９の従来例と同様
でありここでは更めて説明しない。但し、ＬＤドライバ
回路１０１については、以下でそのＩＣ化回路の具体例
を簡単に説明する。
施例を示した回路ブロック図である。図１において、Ｌ
Ｄドライバ回路１０１、レーザダイオード（ＬＤ）１０
２、フォトダイオード（ＰＤ）１０３、そして負荷抵抗
１０４については、先に説明した図１９の従来例と同様
でありここでは更めて説明しない。但し、ＬＤドライバ
回路１０１については、以下でそのＩＣ化回路の具体例
を簡単に説明する。
【００１８】図２は、図１に示すＬＤドライバ回路の具
体的な回路構成を示した回路図である。図２の左側部分
は、トランジスタ１１１及び１１２、そしてトランジス
タ１１６及び１１７は、前述した図２０のＤＡＴＡバッ
ファ回路７及びＲＥＦバッファ回路８にそれぞれ対応す
る。また、図２の差動対トランジスタ１１３及び１１４
それらの負荷抵抗１１８，１１９、そして定電流源とな
るトランジスタ１１５は、図２０のトランジスタ１１，
１２、負荷抵抗９，１０、そして定電流源１３にそれぞ
れ対応する。図２に示すように、外部からのＤＡＴＡ信
号及びＲＥＦ信号のバッファ段のトランジスタ１１１，
１１６の各オン電圧のバラツキ及びその温度特性によ
り、実際に差動対トランジスタ１１３及び１１４に与え
られる内部信号ＤＡＴＡ’信号及びＲＥＦ’信号は変動
する。このため、外部からの調整には限界がある。
体的な回路構成を示した回路図である。図２の左側部分
は、トランジスタ１１１及び１１２、そしてトランジス
タ１１６及び１１７は、前述した図２０のＤＡＴＡバッ
ファ回路７及びＲＥＦバッファ回路８にそれぞれ対応す
る。また、図２の差動対トランジスタ１１３及び１１４
それらの負荷抵抗１１８，１１９、そして定電流源とな
るトランジスタ１１５は、図２０のトランジスタ１１，
１２、負荷抵抗９，１０、そして定電流源１３にそれぞ
れ対応する。図２に示すように、外部からのＤＡＴＡ信
号及びＲＥＦ信号のバッファ段のトランジスタ１１１，
１１６の各オン電圧のバラツキ及びその温度特性によ
り、実際に差動対トランジスタ１１３及び１１４に与え
られる内部信号ＤＡＴＡ’信号及びＲＥＦ’信号は変動
する。このため、外部からの調整には限界がある。
【００１９】図２の中間部分は、マーク率モニタ回路部
分を示している。すなわち、マーク率モニタ回路は、光
出力信号をトランジスタ１２０でバッファリングし、そ
の出力を抵抗１２３及びコンデンサ１２４で積分するこ
とによって、光出力信号のマーク率に比例した直流信号
を発生させる。本信号は、前記フィードバック制御回路
１０５に与えられる。
分を示している。すなわち、マーク率モニタ回路は、光
出力信号をトランジスタ１２０でバッファリングし、そ
の出力を抵抗１２３及びコンデンサ１２４で積分するこ
とによって、光出力信号のマーク率に比例した直流信号
を発生させる。本信号は、前記フィードバック制御回路
１０５に与えられる。
【００２０】図２の右側部分は、レーザダイオード（Ｌ
Ｄ）１０２の駆動トランジスタ１２５、トランジスタ１
２６及び抵抗１２７からなるＬＤパルス駆動電流回路、
そしてチョークコイル１３０、トランジスタ１２８及び
抵抗１２９からなるＬＤ閾値バイアス回路から構成され
る。前記ＬＤパルス駆動電流回路及びＬＤ閾値バイアス
回路には、フィードバック制御回路１０５からパルス電
流（ＩP ）制御電圧及びバイアス電流（ＩB ）制御電圧
がそれぞれ与えられる。
Ｄ）１０２の駆動トランジスタ１２５、トランジスタ１
２６及び抵抗１２７からなるＬＤパルス駆動電流回路、
そしてチョークコイル１３０、トランジスタ１２８及び
抵抗１２９からなるＬＤ閾値バイアス回路から構成され
る。前記ＬＤパルス駆動電流回路及びＬＤ閾値バイアス
回路には、フィードバック制御回路１０５からパルス電
流（ＩP ）制御電圧及びバイアス電流（ＩB ）制御電圧
がそれぞれ与えられる。
【００２１】図１に戻って、フリップ／フロップ（Ｆ／
Ｆ）回路１０７には、ＤタイプＦ／Ｆ回路が使われてお
り、入力データをそれと同期した同一速度のクロックで
打ち抜くことにより入力データのパルス幅は正確にデュ
ーティ１００％の波形に成形され、且つデータレベルは
論理出力レベルとなってそのレベル変動が抑制される。
これは上記第１の特徴点に対応する。
Ｆ）回路１０７には、ＤタイプＦ／Ｆ回路が使われてお
り、入力データをそれと同期した同一速度のクロックで
打ち抜くことにより入力データのパルス幅は正確にデュ
ーティ１００％の波形に成形され、且つデータレベルは
論理出力レベルとなってそのレベル変動が抑制される。
これは上記第１の特徴点に対応する。
【００２２】平均値検出回路１０８は、入力データ"
１" 又は" ０" のランダムシーケンスを平滑化し、いわ
ゆる整流動作を行って入力データの平均値を出力する。
前記回路としては、一般的なＣＲ積分回路及びそのバッ
ファ用オペアンプ回路等で容易に構成できる。なお、前
記入力データとしてＦ／Ｆ回路１０７の出力を用いても
よい。ＲＥＦ回路１０９は、入力データに含まれるオフ
セット電圧をキャンセルし、さらにはその温度補償等を
行って、前記平均値検出回路１０８が正確な平均値を出
力するよう所定の基準電圧を与える。この基準電圧は前
記オペアンプ回路のアース端子等に与えられる。これは
上記第２の特徴点に対応する。
１" 又は" ０" のランダムシーケンスを平滑化し、いわ
ゆる整流動作を行って入力データの平均値を出力する。
前記回路としては、一般的なＣＲ積分回路及びそのバッ
ファ用オペアンプ回路等で容易に構成できる。なお、前
記入力データとしてＦ／Ｆ回路１０７の出力を用いても
よい。ＲＥＦ回路１０９は、入力データに含まれるオフ
セット電圧をキャンセルし、さらにはその温度補償等を
行って、前記平均値検出回路１０８が正確な平均値を出
力するよう所定の基準電圧を与える。この基準電圧は前
記オペアンプ回路のアース端子等に与えられる。これは
上記第２の特徴点に対応する。
【００２３】比較器１０６は、図１９の従来例で説明し
たフォトダイオード（ＰＤ）１０３からのモニタ電圧す
なわち光出力パルスの平均出力電圧から前記平均値検出
回路１０８の入力データ平均値出力電圧を減算し、その
誤差分がゼロとなるようＬＤドライバ回路１０１に基準
電圧ＲＥＦをフィードバックする。
たフォトダイオード（ＰＤ）１０３からのモニタ電圧す
なわち光出力パルスの平均出力電圧から前記平均値検出
回路１０８の入力データ平均値出力電圧を減算し、その
誤差分がゼロとなるようＬＤドライバ回路１０１に基準
電圧ＲＥＦをフィードバックする。
【００２４】図３は、図１の比較器の回路例を示した回
路図である。図３に示すように、比較器１０６には一般
的なオペアンプが用いられ、その反転入力端子には前記
平均値検出回路１０８からのマーク率モニタ電圧が入力
され、そして正転入力端子にはＰＤ１０３からの光出力
モニタ電圧が入力される。実際の信号波形は、台形状の
エンベロープを有しており、従ってＬＤドライバ回路１
０１に与えられる基準電圧（ＲＥＦ）が上昇すれば出力
パルス幅は狭まって光出力パワーが減少し、反対に基準
電圧が低下すれば出力パルス幅は広がって光出力パワー
が増加することになる。上述した入力関係から、マーク
率モニタ電圧より光出力モニタ電圧が大きい場合には基
準電圧が上昇し、その結果光出力パワーが減少すること
になる。それとは反対に、マーク率モニタ電圧より光出
力モニタ電圧が小さい場合には基準電圧が低下し、その
結果光出力パワーが増大する。
路図である。図３に示すように、比較器１０６には一般
的なオペアンプが用いられ、その反転入力端子には前記
平均値検出回路１０８からのマーク率モニタ電圧が入力
され、そして正転入力端子にはＰＤ１０３からの光出力
モニタ電圧が入力される。実際の信号波形は、台形状の
エンベロープを有しており、従ってＬＤドライバ回路１
０１に与えられる基準電圧（ＲＥＦ）が上昇すれば出力
パルス幅は狭まって光出力パワーが減少し、反対に基準
電圧が低下すれば出力パルス幅は広がって光出力パワー
が増加することになる。上述した入力関係から、マーク
率モニタ電圧より光出力モニタ電圧が大きい場合には基
準電圧が上昇し、その結果光出力パワーが減少すること
になる。それとは反対に、マーク率モニタ電圧より光出
力モニタ電圧が小さい場合には基準電圧が低下し、その
結果光出力パワーが増大する。
【００２５】このようなネガティブ・フィードバックに
よって、ＬＤドライバ回路１０１の内部回路構成とは無
関係に、ＬＤ１０２の光出力パワー平均値は前記平均値
検出回路１０８の入力データ平均値出力に等しくなるよ
う前記ＬＤ１０２の光出力波形のデューティが制御され
る。これは上記第３の特徴点に対応する。
よって、ＬＤドライバ回路１０１の内部回路構成とは無
関係に、ＬＤ１０２の光出力パワー平均値は前記平均値
検出回路１０８の入力データ平均値出力に等しくなるよ
う前記ＬＤ１０２の光出力波形のデューティが制御され
る。これは上記第３の特徴点に対応する。
【００２６】ここで、前記平均値検出回路１０８の機能
についてより詳細に説明する。図４は、出力波形デュー
ティ−光出力モニタ特性の一例を示している。図５は、
信号マーク率−光出力モニタ特性の一例を示している。
図６は、信号マーク率−平均値検出特性の一例を示して
いる。図４では、図４の上側の各波形例に示すように光
出力波形のデューティ比に比例して光出力パワーが増加
することを示している。
についてより詳細に説明する。図４は、出力波形デュー
ティ−光出力モニタ特性の一例を示している。図５は、
信号マーク率−光出力モニタ特性の一例を示している。
図６は、信号マーク率−平均値検出特性の一例を示して
いる。図４では、図４の上側の各波形例に示すように光
出力波形のデューティ比に比例して光出力パワーが増加
することを示している。
【００２７】また、図５では、光出力信号のマーク率に
比例して同様に光出力パワーが増加することを示してい
るが（図５の実線）、さらに各マーク率において光出力
波形のデューティ比が変動した場合にも図５の一点鎖線
（デューティ比＞１００％）と点線（デューティ比＜１
００％）との間で光出力パワーが変動することを示して
いる。図６は、平均値検出回路１０８における光出力信
号のマーク率に対するその平均値（光出力パワーに相当
する。）の出力特性を示しており、図５と同様にマーク
率に比例して平均値出力が増加する。
比例して同様に光出力パワーが増加することを示してい
るが（図５の実線）、さらに各マーク率において光出力
波形のデューティ比が変動した場合にも図５の一点鎖線
（デューティ比＞１００％）と点線（デューティ比＜１
００％）との間で光出力パワーが変動することを示して
いる。図６は、平均値検出回路１０８における光出力信
号のマーク率に対するその平均値（光出力パワーに相当
する。）の出力特性を示しており、図５と同様にマーク
率に比例して平均値出力が増加する。
【００２８】図５及び図６から分かるように、送信信号
のマーク率の変動による影響は、比較器１０６によって
光出力モニタ値から平均値検出回路１０８の平均値を比
較減算することによってキャンセルされる。また、図４
及び図５に示すように、同じマーク率であっても、その
デューティの変動によって光出力パワーは変動する。例
えば、マーク率１／２において温度変化等の原因により
前述した内部データ（ＤＡＴＡ’）と内部基準電圧（Ｒ
ＥＦ’）が最適値からずれてしまうと光出力波形のデュ
ーティが変化し、それによって光出力モニタが変化す
る。この場合、上記比較器１０６の出力は、上述したよ
うにマーク率の影響がキャンセルされており、その誤差
出力はデューティの変動に起因するものである。
のマーク率の変動による影響は、比較器１０６によって
光出力モニタ値から平均値検出回路１０８の平均値を比
較減算することによってキャンセルされる。また、図４
及び図５に示すように、同じマーク率であっても、その
デューティの変動によって光出力パワーは変動する。例
えば、マーク率１／２において温度変化等の原因により
前述した内部データ（ＤＡＴＡ’）と内部基準電圧（Ｒ
ＥＦ’）が最適値からずれてしまうと光出力波形のデュ
ーティが変化し、それによって光出力モニタが変化す
る。この場合、上記比較器１０６の出力は、上述したよ
うにマーク率の影響がキャンセルされており、その誤差
出力はデューティの変動に起因するものである。
【００２９】従って、ＬＤドライバ回路のＲＥＦ入力端
子にフィードバックされる比較器１０６からの比較出力
は、前記マーク率の影響を受けずに光出力波形デューテ
ィを最適化する。このように、本発明による平均値検出
回路１０８や比較器１０６等を用いたフィードバックル
ープによって、従来問題となっていたＬＤドライバ回路
の温度変動や素子バラツキ等の影響を受けることなく、
その光出力波形のデューティを最適化することが可能と
なる。
子にフィードバックされる比較器１０６からの比較出力
は、前記マーク率の影響を受けずに光出力波形デューテ
ィを最適化する。このように、本発明による平均値検出
回路１０８や比較器１０６等を用いたフィードバックル
ープによって、従来問題となっていたＬＤドライバ回路
の温度変動や素子バラツキ等の影響を受けることなく、
その光出力波形のデューティを最適化することが可能と
なる。
【００３０】図７は、本発明による光送信機の第２の実
施例を示した回路ブロック図である。図７において、図
１に示した本発明の第１の実施例との相違は、図１のフ
リップ／フロップ（Ｆ／Ｆ）回路１０７及び平均値検出
回路１０８の代わりにそれぞれ図７のクランプ回路２０
７及びマーク率検出回路２０８を使用し、そして比較器
２０６に対するＬＤドライバ回路２０１からの入力に、
光出力モニタの代わりにマーク率モニタを使用している
点である。
施例を示した回路ブロック図である。図７において、図
１に示した本発明の第１の実施例との相違は、図１のフ
リップ／フロップ（Ｆ／Ｆ）回路１０７及び平均値検出
回路１０８の代わりにそれぞれ図７のクランプ回路２０
７及びマーク率検出回路２０８を使用し、そして比較器
２０６に対するＬＤドライバ回路２０１からの入力に、
光出力モニタの代わりにマーク率モニタを使用している
点である。
【００３１】図８は、図７のクランプ回路の一構成例を
示した回路図である。図８において、クランプ回路２０
７は、クランプ設定電位２１３＋クランプダイオード２
１２の順方向電圧で入力信号レベルをクランプしてその
入力変動を抑圧する。また、クランプ回路２０７は、図
１のＦ／Ｆ回路１０７を用いた場合に対してクロック信
号が不要であり、その回路規模を小さくすることができ
るという利点がある。
示した回路図である。図８において、クランプ回路２０
７は、クランプ設定電位２１３＋クランプダイオード２
１２の順方向電圧で入力信号レベルをクランプしてその
入力変動を抑圧する。また、クランプ回路２０７は、図
１のＦ／Ｆ回路１０７を用いた場合に対してクロック信
号が不要であり、その回路規模を小さくすることができ
るという利点がある。
【００３２】図９は、出力波形デューティ−マーク率モ
ニタ特性の一例を示している。図１０は、信号マーク率
−マーク率モニタ特性の一例を示している。図９及び図
１０は、先に説明した図４及び図５の光出力モニタ軸を
マーク率モニタ軸とした点以外は同様な特性を示してい
る。これは、光出力パワーがマーク率に比例するからで
ある（図５参照）。従って、マーク率モニタ出力は光出
力モニタと同じ様に光出力波形デューティとマーク率に
対して変化する事が分かり、第１の実施例で説明したの
と同様な制御が可能である。さらに、本実施例ではマー
ク率モニタはＬＤ２０２を含まないでフィードバックル
ープを構成するため、先の第１の実施例と比較すると高
速に応答するという利点がある。
ニタ特性の一例を示している。図１０は、信号マーク率
−マーク率モニタ特性の一例を示している。図９及び図
１０は、先に説明した図４及び図５の光出力モニタ軸を
マーク率モニタ軸とした点以外は同様な特性を示してい
る。これは、光出力パワーがマーク率に比例するからで
ある（図５参照）。従って、マーク率モニタ出力は光出
力モニタと同じ様に光出力波形デューティとマーク率に
対して変化する事が分かり、第１の実施例で説明したの
と同様な制御が可能である。さらに、本実施例ではマー
ク率モニタはＬＤ２０２を含まないでフィードバックル
ープを構成するため、先の第１の実施例と比較すると高
速に応答するという利点がある。
【００３３】図１１は、本発明による光送信機の第３の
実施例を示した回路ブロック図である。図１１におい
て、図１に示した本発明の第１の実施例との相違は、図
１のフリップ／フロップ（Ｆ／Ｆ）回路１０７がないこ
と、ＲＥＦ回路１０９の代わりにピーク検出回路３０９
を使用している点である。本実施例では、平均値検出回
路３０８のＲＥＦとして、入力データをピーク検出した
結果をフィードバックしている。この結果、温度等によ
り入力データレベルが変動しても正しく平均値検出が行
われる。
実施例を示した回路ブロック図である。図１１におい
て、図１に示した本発明の第１の実施例との相違は、図
１のフリップ／フロップ（Ｆ／Ｆ）回路１０７がないこ
と、ＲＥＦ回路１０９の代わりにピーク検出回路３０９
を使用している点である。本実施例では、平均値検出回
路３０８のＲＥＦとして、入力データをピーク検出した
結果をフィードバックしている。この結果、温度等によ
り入力データレベルが変動しても正しく平均値検出が行
われる。
【００３４】図１２は、図１１のピーク検出回路３０９
の一回路構成例を示したものである。図１２において、
入力データはトランジスタ３１１を介してコンデンサ３
１２にピークホールドされる。そのピーク値は、次段の
ボルテージフォロワ３１３及び２分の１抵抗分割器３１
４，３１５によって２分の１に分圧され、その結果入力
データのレベル変動に追従する中間レベル信号が得られ
る。なお、ここでは説明の簡単のため、一方のピーク
"１" 側を検出する回路について説明したが、他方のピ
ーク "０" 側のオフセット等も、例えばオペアンプ回路
３１３若しくは回路アースに "０" 側オフセット電圧を
与えるとか、さらには上述のような回路でそれぞれのピ
ークを検出し、その間の１／２分圧出力を得るように構
成してもよい。
の一回路構成例を示したものである。図１２において、
入力データはトランジスタ３１１を介してコンデンサ３
１２にピークホールドされる。そのピーク値は、次段の
ボルテージフォロワ３１３及び２分の１抵抗分割器３１
４，３１５によって２分の１に分圧され、その結果入力
データのレベル変動に追従する中間レベル信号が得られ
る。なお、ここでは説明の簡単のため、一方のピーク
"１" 側を検出する回路について説明したが、他方のピ
ーク "０" 側のオフセット等も、例えばオペアンプ回路
３１３若しくは回路アースに "０" 側オフセット電圧を
与えるとか、さらには上述のような回路でそれぞれのピ
ークを検出し、その間の１／２分圧出力を得るように構
成してもよい。
【００３５】図１３は、図１１のピーク検出回路３０９
の動作説明図である。平均値検出回路３０８のＲＥＦ
は、図１３に示すように入力データの "１" 側ピークと
"０" 側ピークをまず検出する。次に "１" 側ピークと
"０" 側ピークの中心値を平均値検出回路のＲＥＦに用
いる。それによって入力データのオフセットが変動する
と平均値検出回路のＲＥＦもレベル分だけ追従し、正し
く平均値検出が行える。また前述の通り、温度等により
入力データレベルが変動しても正しく平均値検出が行え
ることから第１及び第２の実施例で用いたＦ／Ｆ回路１
０７、クランプ回路２０７が不要となる。
の動作説明図である。平均値検出回路３０８のＲＥＦ
は、図１３に示すように入力データの "１" 側ピークと
"０" 側ピークをまず検出する。次に "１" 側ピークと
"０" 側ピークの中心値を平均値検出回路のＲＥＦに用
いる。それによって入力データのオフセットが変動する
と平均値検出回路のＲＥＦもレベル分だけ追従し、正し
く平均値検出が行える。また前述の通り、温度等により
入力データレベルが変動しても正しく平均値検出が行え
ることから第１及び第２の実施例で用いたＦ／Ｆ回路１
０７、クランプ回路２０７が不要となる。
【００３６】図１４及び図１５は、本発明による光送信
機の第４及び第５の実施例をそれぞれ示したものであ
る。図１４において、図１に示した本発明の第１の実施
例との相違は、図１のフリップ／フロップ（Ｆ／Ｆ）回
路１０７、平均値検出回路１０８そしてＲＥＦ回路１０
９の代わりに、前置差動増幅部４０７、ＮＲＺ／ＲＺ変
換回路４０９、そしてマーク率検出部４０８を設け、さ
らに前記マーク率検出部４０８の出力を比較器４０６及
びフィードバック制御回路４０５に与えている点であ
る。図１５と図１４との間の相違は、図１５ではさらに
クロック再生回路５１０が付加されており、そして図１
５の比較器５０６には、図１と同様に光出力モニタ出力
が与えられている点である。上記各実施例では、それぞ
れＮＲＺ／ＲＺ変換回路４０９，５０９を利用してデュ
ーティ変動量を抽出し、その情報によって外部基準電圧
ＲＥＦをフィードバック制御する。
機の第４及び第５の実施例をそれぞれ示したものであ
る。図１４において、図１に示した本発明の第１の実施
例との相違は、図１のフリップ／フロップ（Ｆ／Ｆ）回
路１０７、平均値検出回路１０８そしてＲＥＦ回路１０
９の代わりに、前置差動増幅部４０７、ＮＲＺ／ＲＺ変
換回路４０９、そしてマーク率検出部４０８を設け、さ
らに前記マーク率検出部４０８の出力を比較器４０６及
びフィードバック制御回路４０５に与えている点であ
る。図１５と図１４との間の相違は、図１５ではさらに
クロック再生回路５１０が付加されており、そして図１
５の比較器５０６には、図１と同様に光出力モニタ出力
が与えられている点である。上記各実施例では、それぞ
れＮＲＺ／ＲＺ変換回路４０９，５０９を利用してデュ
ーティ変動量を抽出し、その情報によって外部基準電圧
ＲＥＦをフィードバック制御する。
【００３７】図１６は、ＮＲＺ／ＲＺ変換回路の入出力
信号波形の一例を示した図である。図１６において、図
１６の（ａ）に示すＮＲＺ入力信号は、同図の（ｂ）に
示すクロック信号で打ち抜かれ、その結果、同図の
（ｃ）に示すＲＺ出力信号は、前記ＮＲＺ入力信号のエ
ッジ部分を含まないデータ" １" の部分とクロック信号
との論理積部分となる。従って、ＲＺ出力信号は入力波
形デューティの影響をうける前記エッジ部分を含まない
ことから、入力波形デューティに対する依存性はないこ
とになる。
信号波形の一例を示した図である。図１６において、図
１６の（ａ）に示すＮＲＺ入力信号は、同図の（ｂ）に
示すクロック信号で打ち抜かれ、その結果、同図の
（ｃ）に示すＲＺ出力信号は、前記ＮＲＺ入力信号のエ
ッジ部分を含まないデータ" １" の部分とクロック信号
との論理積部分となる。従って、ＲＺ出力信号は入力波
形デューティの影響をうける前記エッジ部分を含まない
ことから、入力波形デューティに対する依存性はないこ
とになる。
【００３８】図１７は、入力信号のマーク率−ＮＲＺ／
ＲＺ変換出力波形の平均出力特性を示した図である。図
１７に示すように、また図１４で説明したＮＲＺ／ＲＺ
変換方法からも明らかなようにＮＲＺ／ＲＺ変換回路出
力は入力信号のマーク率に対して正確に比例する。
ＲＺ変換出力波形の平均出力特性を示した図である。図
１７に示すように、また図１４で説明したＮＲＺ／ＲＺ
変換方法からも明らかなようにＮＲＺ／ＲＺ変換回路出
力は入力信号のマーク率に対して正確に比例する。
【００３９】図１４に戻って、上述したようにＮＲＺ／
ＲＺ変換出力波形は入力波形デューティに対する依存性
はなく、そして入力信号のマーク率に対して正確に比例
することから、ＬＤドライバ回路４０１のＮＲＺ入力信
号をＮＲＺ／ＲＺ変換回４０９でＲＺ信号に変換し、そ
の出力（デューティ依存性なし）と前記変換前のデュー
ティ依存性のあるマーク率検出部４０８からの信号とを
比較器４０６で比較する。なお、前記ＲＺ信号は内部回
路によって平均値出力される。そして、光出力波形のデ
ューティを一定にするため、その差分から得られるデュ
ーティ変動量の情報によって基準電圧ＲＥＦを制御す
る。なお、図１４の前置差動増幅部４０７は、入力波形
成形のためＮＲＺ／ＲＺ変換回路４０７の前段に配置さ
れている。
ＲＺ変換出力波形は入力波形デューティに対する依存性
はなく、そして入力信号のマーク率に対して正確に比例
することから、ＬＤドライバ回路４０１のＮＲＺ入力信
号をＮＲＺ／ＲＺ変換回４０９でＲＺ信号に変換し、そ
の出力（デューティ依存性なし）と前記変換前のデュー
ティ依存性のあるマーク率検出部４０８からの信号とを
比較器４０６で比較する。なお、前記ＲＺ信号は内部回
路によって平均値出力される。そして、光出力波形のデ
ューティを一定にするため、その差分から得られるデュ
ーティ変動量の情報によって基準電圧ＲＥＦを制御す
る。なお、図１４の前置差動増幅部４０７は、入力波形
成形のためＮＲＺ／ＲＺ変換回路４０７の前段に配置さ
れている。
【００４０】図１５では、ＮＲＺ／ＲＺ変換回路５０９
のクロック入力を図１４で示したようにシステム側から
与えらるのではなく、データから直接抽出再生するため
のクロック再生回路５１０を有している。さらに、比較
器５０６は、図１４のマーク率モニタ信号の代わりに光
出力モニタ信号とＮＲＺ／ＲＺ変換回路５０９のＲＺ出
力信号とを比較する。しかしながら、図１４の第４の実
施例で説明した本発明の動作説明は、全て図１５の実施
例にも当てはまるためここではそれらについて更めて説
明しない。
のクロック入力を図１４で示したようにシステム側から
与えらるのではなく、データから直接抽出再生するため
のクロック再生回路５１０を有している。さらに、比較
器５０６は、図１４のマーク率モニタ信号の代わりに光
出力モニタ信号とＮＲＺ／ＲＺ変換回路５０９のＲＺ出
力信号とを比較する。しかしながら、図１４の第４の実
施例で説明した本発明の動作説明は、全て図１５の実施
例にも当てはまるためここではそれらについて更めて説
明しない。
【００４１】図１８は、本発明による光送信機の第６の
実施例を示したものである。図１８では、本発明の実施
のために唯一ピーク検出回路６０７が使用される。前記
ピーク検出回路６０７は、先に説明した図１１のピーク
検出回路３０９と同様であり、ここではそれについて説
明しない。先の各実施例が主にＬＤドライバ回路内部に
起因する出力波形のデューティ変動要因をフィードバッ
ク制御対象としているのに対して、本実施例では前記変
動要因は補償されない。しかしながら、前記ピーク検出
回路６０７によって入力データのレベル変動が原因の出
力波形デューティは補償される。
実施例を示したものである。図１８では、本発明の実施
のために唯一ピーク検出回路６０７が使用される。前記
ピーク検出回路６０７は、先に説明した図１１のピーク
検出回路３０９と同様であり、ここではそれについて説
明しない。先の各実施例が主にＬＤドライバ回路内部に
起因する出力波形のデューティ変動要因をフィードバッ
ク制御対象としているのに対して、本実施例では前記変
動要因は補償されない。しかしながら、前記ピーク検出
回路６０７によって入力データのレベル変動が原因の出
力波形デューティは補償される。
【００４２】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の光送信機に
よれば、ＬＤドラバ等のＩＣ回路内部の素子バラツキや
温度変動等の影響を受けず、そのためＩＣ回路の外部調
整や各素子の特性測定等が不要で、自律的に逐次最適な
出力波形デューティとなるよう補償動作を制御すること
が可能となる。それはガリヒ素等の能動素子で構成され
る高速通信用のＩＣに対して特に有効に機能する。
よれば、ＬＤドラバ等のＩＣ回路内部の素子バラツキや
温度変動等の影響を受けず、そのためＩＣ回路の外部調
整や各素子の特性測定等が不要で、自律的に逐次最適な
出力波形デューティとなるよう補償動作を制御すること
が可能となる。それはガリヒ素等の能動素子で構成され
る高速通信用のＩＣに対して特に有効に機能する。
【００４３】すなわち、本発明によればＬＤドライバ回
路に与える入力データのレベル変動が改善され、さらに
ＬＤドライバ回路によるデューティ変動分が検出され、
それによってＬＤドライバ回路に与える基準電圧ＲＥＦ
が自律的に最適制御される。そして、前記デューティ変
動分の検出において、送信信号のマーク率の変動、さら
には入力信号レベルの変動要因等を排除した安価で高精
度な出力波形のデューティ制御が可能となる。
路に与える入力データのレベル変動が改善され、さらに
ＬＤドライバ回路によるデューティ変動分が検出され、
それによってＬＤドライバ回路に与える基準電圧ＲＥＦ
が自律的に最適制御される。そして、前記デューティ変
動分の検出において、送信信号のマーク率の変動、さら
には入力信号レベルの変動要因等を排除した安価で高精
度な出力波形のデューティ制御が可能となる。
【図１】本発明による光送信機の第１の実施例を示した
回路ブロック図である。
回路ブロック図である。
【図２】図１に示すＬＤドライバ回路の具体的な回路構
成を示した回路図である。
成を示した回路図である。
【図３】図１に示す比較器の回路例を示した回路図であ
る。
る。
【図４】出力波形デューティ−光出力モニタ特性の一例
を示した図である。
を示した図である。
【図５】信号マーク率−光出力モニタ特性の一例を示し
た図である。
た図である。
【図６】信号マーク率−平均値検出特性の一例を示した
図である。
図である。
【図７】本発明による光送信機の第２の実施例を示した
回路ブロック図である。
回路ブロック図である。
【図８】図７のクランプ回路の一構成例を示した回路図
である。
である。
【図９】出力波形デューティ−マーク率モニタ特性の一
例を示した図である。
例を示した図である。
【図１０】信号マーク率−マーク率モニタ特性の一例を
示した図である。
示した図である。
【図１１】本発明による光送信機の第３の実施例を示し
た回路ブロック図である。
た回路ブロック図である。
【図１２】図１１のピーク検出回路一構成例を示した回
路図である。
路図である。
【図１３】図１１のピーク検出回路の動作説明図であ
る。
る。
【図１４】本発明による光送信機の第４の実施例を示し
た回路ブロック図である。
た回路ブロック図である。
【図１５】本発明による光送信機の第５の実施例を示し
た回路ブロック図である。
た回路ブロック図である。
【図１６】ＮＲＺ／ＲＺ変換回路の入出力特性の一例を
示した信号波形図である。
示した信号波形図である。
【図１７】入力信号のマーク率−ＮＲＺ／ＲＺ変換出力
波形の平均出力特性を示した図である。
波形の平均出力特性を示した図である。
【図１８】本発明による光送信機の第６の実施例を示し
た回路ブロック図である。
た回路ブロック図である。
【図１９】従来における光送信機の回路構成例を示した
回路ブロック図である。
回路ブロック図である。
【図２０】ＬＤドライバ回路における差動入力段の基本
的な回路構成の一例を示した回路ブロック図である。
的な回路構成の一例を示した回路ブロック図である。
【図２１】温度補償回路を用いた場合のＤＡＴＡ及びＲ
ＥＦ信号の各信号レベル−温度特性の一例を示した図で
ある。
ＥＦ信号の各信号レベル−温度特性の一例を示した図で
ある。
【図２２】ＩＣ内部の入力データＤＡＴＡ’及び基準電
圧ＲＥＦ’の各信号レベル−温度特性の一例を示した図
である。
圧ＲＥＦ’の各信号レベル−温度特性の一例を示した図
である。
【図２３】内部基準電圧ＲＥＦ’が内部入力データレベ
ルＤＡＴＡ’の中心に位置する場合（ＲＥＦ’＝ＤＡＴ
Ａ’）における出力波形デューティ比（１００％）の例
を示した図である。
ルＤＡＴＡ’の中心に位置する場合（ＲＥＦ’＝ＤＡＴ
Ａ’）における出力波形デューティ比（１００％）の例
を示した図である。
【図２４】内部基準電圧ＲＥＦ’が内部入力データレベ
ルＤＡＴＡ’の中心からずれた場合（ＲＥＦ’≠ＤＡＴ
Ａ’）における出力波形デューティ比劣化の一例を示し
た図である。
ルＤＡＴＡ’の中心からずれた場合（ＲＥＦ’≠ＤＡＴ
Ａ’）における出力波形デューティ比劣化の一例を示し
た図である。
１０１…ＬＤドライバ回路 １０２…レーザダイオード １０３…フォトダイオード １０５…フィードバック制御回路 １０６…比較器 １０７…フリップフロップ回路 １０８…平均値検出回路 １０９…リファレンス回路 ２０７…クランプ回路 ２０８…マーク率検出回路 ３０９…ピーク検出回路 ４０９…ＮＲＺ／ＲＺ変換回路
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｋ 5/04 Ｈ０４Ｂ 10/28 10/26
Claims (14)
- 【請求項１】 電気信号を光信号に変換して出力する光
信号出力手段、 前記光信号出力手段からの出力信号に関する所定の信号
をモニタする信号監視手段、 入力データ信号と前記入力データ信号の各ビットの論理
値を判定するための基準電圧が与えられ、そして前記入
力データ信号の各ビットの論理値判定に従って前記光信
号出力手段を駆動する光信号出力駆動手段、 前記入力データ信号から所定の信号を検出するための入
力信号検出手段、そして前記入力信号検出手段からの所
定の信号と前記信号監視手段からのモニタ信号とを比較
し、前記モニタ信号と前記入力データの所定の信号との
誤差が減少するよう前記光信号出力駆動手段の基準電圧
を制御することで光出力デューティを最適制御するデュ
ーティ変動検出手段から構成することを特徴とする光送
信器。 - 【請求項２】 前記信号監視手段は、前記所定の信号と
して前記光信号出力手段からの光信号出力をモニタする
請求項１記載の光送信機。 - 【請求項３】 前記信号監視手段は、前記所定の信号と
して前記光信号出力駆動手段からのマーク率信号をモニ
タする請求項１記載の光送信機。 - 【請求項４】 前記入力信号検出手段は、前記所定の信
号として入力データ信号の平均値信号を検出する平均値
検出回路からなる請求項２記載の光送信機。 - 【請求項５】 前記平均値検出回路は、さらに前記入力
データ信号に含まれるオフセット電圧を除去すべくリフ
ァレンス電圧を与えるリファレンス回路を有する請求項
４記載の光送信機。 - 【請求項６】 前記リファレンス回路は、前記リファレ
ンス電圧として前記入力データ信号のピーク検出電圧を
用いるピーク検出回路からなる請求項５記載の光送信
機。 - 【請求項７】 前記入力信号検出手段は、前記所定の信
号として入力データ信号のマーク率信号を検出するマー
ク率検出回路からなる請求項３記載の光送信機。 - 【請求項８】 前記入力信号検出手段は、さらにＮＲＺ
／ＲＺ変換回路を有し、前記入力データ信号として入力
ＮＲＺ信号をＲＺ信号に変換した後の信号を用いる請求
項４又は７に記載の光送信機。 - 【請求項９】 前記ＮＲＺ／ＲＺ変換回路は、前記入力
データ信号に同期して与えられる入力クロック信号によ
り、前記入力ＮＲＺ信号の端部を除くクロック打ち抜き
によってＮＲＺ／ＲＺ変換を行う請求項８記載の光送信
機。 - 【請求項１０】 前記ＮＲＺ／ＲＺ変換回路は、さらに
クロック再生回路を有し、前記入力データ信号から抽出
再生した入力クロック信号により、前記入力ＮＲＺ信号
の端部を除くクロック打ち抜きによってＮＲＺ／ＲＺ変
換を行う請求項８記載の光送信機。 - 【請求項１１】 さらに、前記入力データ信号を波形成
形し、その平均値電圧の変動を抑制した入力データ信号
を前記光信号出力駆動手段へ与える波形成形手段を有す
る請求項１記載の光送信機。 - 【請求項１２】 前記波形成形手段は、前記入力データ
信号のレベル変動を除去するクランプ回路からなる請求
項１１記載の光送信機。 - 【請求項１３】 前記波形成形手段は、前記入力データ
信号のレベル変動を除去し及び／又はそのパルス幅を一
定とするフリップフロップ回路からなる請求項１１記載
の光送信機。 - 【請求項１４】 電気信号を光信号に変換して出力する
光信号出力手段、 入力データ信号と前記入力データ信号の各ビットの論理
値を判定するための基準電圧が与えられ、前記入力デー
タ信号の各ビットの論理値判定に従って前記光信号出力
手段を駆動する光信号出力駆動手段、そして前記入力デ
ータ信号のピーク値を検出し、前記ピーク値の２分の１
の電圧を前記基準電圧としてフィードフォアードする入
力データピーク検出手段から構成することを特徴とする
光送信器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6140127A JPH088831A (ja) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | 光送信機 |
| US08/370,165 US5548435A (en) | 1994-06-22 | 1995-01-09 | Optical Transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6140127A JPH088831A (ja) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | 光送信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH088831A true JPH088831A (ja) | 1996-01-12 |
Family
ID=15261531
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6140127A Withdrawn JPH088831A (ja) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | 光送信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5548435A (ja) |
| JP (1) | JPH088831A (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2674554B2 (ja) * | 1995-03-31 | 1997-11-12 | 日本電気株式会社 | 光伝送方法および光伝送装置 |
| JP2746197B2 (ja) * | 1995-04-21 | 1998-04-28 | 日本電気株式会社 | 光送信装置 |
| US6111680A (en) * | 1997-12-01 | 2000-08-29 | Ebara Corporation | Transmitting a signal using duty cycle modulation |
| JP3085274B2 (ja) * | 1998-01-19 | 2000-09-04 | 日本電気株式会社 | 光送信器 |
| JPH11239105A (ja) * | 1998-02-20 | 1999-08-31 | Hitachi Ltd | 光送信器、および、それを用いた光伝送システム |
| JP3774066B2 (ja) * | 1998-06-30 | 2006-05-10 | 富士通株式会社 | 光通信システム及びその光信号制御方法 |
| JP3644010B2 (ja) * | 1999-03-29 | 2005-04-27 | 富士通株式会社 | 光送信回路 |
| US6895188B1 (en) * | 2000-04-10 | 2005-05-17 | Sprint Communications Company L.P. | Optical signal reshaping to mitigate polarization mode dispersion |
| DE20007884U1 (de) * | 2000-05-02 | 2001-09-06 | iC-Haus GmbH, 55294 Bodenheim | Monolithisch integrierter Schaltkreis zum Regeln der Lichtleistung einer Laserdiode |
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| DE60133207T2 (de) * | 2001-12-13 | 2009-04-30 | Alcatel Lucent | Lasersender und Verfahren zur Übertragung von gesteuerten optischen Signalen |
| JP3748432B2 (ja) * | 2001-12-20 | 2006-02-22 | 株式会社東芝 | 発光素子制御装置、光送信装置、駆動電流決定方法、およびプログラム |
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| US6990412B2 (en) * | 2002-10-17 | 2006-01-24 | Intel Corporation | Techniques to manufacture optical signal transmitters |
| JP4082992B2 (ja) * | 2002-11-21 | 2008-04-30 | 富士通株式会社 | 光分散モニタ装置および方法、並びに、それを用いた光伝送システム |
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| US20100254711A1 (en) * | 2009-04-03 | 2010-10-07 | Avago Technologies Fiber Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Method and apparatus for performing direct current (dc) offset cancellation in an optical communications device |
| US8086111B2 (en) * | 2009-04-06 | 2011-12-27 | Avago Technologies Fiber Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Apparatus and method for controlling the optical output power of a laser in an optical transmitter (TX) |
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| US8548336B2 (en) * | 2011-12-02 | 2013-10-01 | Semtech Corporation | Closed loop optical modulation amplitude control |
| US9769514B2 (en) * | 2014-12-16 | 2017-09-19 | Harmonic, Inc. | Clock recovery for video encoding/transcoding applications |
| US11809062B2 (en) * | 2022-03-30 | 2023-11-07 | Applied Materials Israel Ltd. | Adding a floating analog voltage signal over a reference analog voltage signal |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1239537B (it) * | 1989-01-20 | 1993-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | Apparecchiatura di trasmissione ottica. |
| JP2856806B2 (ja) * | 1990-01-08 | 1999-02-10 | 株式会社リコー | ピークホールド回路 |
-
1994
- 1994-06-22 JP JP6140127A patent/JPH088831A/ja not_active Withdrawn
-
1995
- 1995-01-09 US US08/370,165 patent/US5548435A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5548435A (en) | 1996-08-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010904 |