JPH088831A - 光送信機 - Google Patents
光送信機Info
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- JPH088831A JPH088831A JP6140127A JP14012794A JPH088831A JP H088831 A JPH088831 A JP H088831A JP 6140127 A JP6140127 A JP 6140127A JP 14012794 A JP14012794 A JP 14012794A JP H088831 A JPH088831 A JP H088831A
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- signal
- input data
- optical
- circuit
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/501—Structural aspects
- H04B10/503—Laser transmitters
- H04B10/504—Laser transmitters using direct modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/564—Power control
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Optics & Photonics (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 光送信機に関し、特に高速光送信信号のデュ
ーティを最適制御する光送信機を提供する。 【構成】 電気信号を光信号に変換して出力する光信号
出力手段;光信号出力手段からの出力信号に関する所定
の信号をモニタする信号監視手段;入力データ信号とそ
の各ビットの論理値を判定する基準電圧が与えられ、前
記各ビットの論理値判定に従って光信号出力手段を駆動
する光信号出力駆動手段;入力データ信号から所定の信
号を検出する入力信号検出手段;そして入力信号検出手
段からの所定の信号と信号監視手段からのモニタ信号と
を比較し、モニタ信号と入力データの所定の信号との誤
差が減少するよう光信号出力駆動手段の基準電圧を制御
して光出力デューティを最適制御するデューティ変動検
出手段から構成する。
ーティを最適制御する光送信機を提供する。 【構成】 電気信号を光信号に変換して出力する光信号
出力手段;光信号出力手段からの出力信号に関する所定
の信号をモニタする信号監視手段;入力データ信号とそ
の各ビットの論理値を判定する基準電圧が与えられ、前
記各ビットの論理値判定に従って光信号出力手段を駆動
する光信号出力駆動手段;入力データ信号から所定の信
号を検出する入力信号検出手段;そして入力信号検出手
段からの所定の信号と信号監視手段からのモニタ信号と
を比較し、モニタ信号と入力データの所定の信号との誤
差が減少するよう光信号出力駆動手段の基準電圧を制御
して光出力デューティを最適制御するデューティ変動検
出手段から構成する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は光送信機に関し、特に高
速光信号を伝送する光通信モジュールにおける光送信機
に関するものである。
速光信号を伝送する光通信モジュールにおける光送信機
に関するものである。
【0002】
【従来の技術】図19は、従来の光通信モジュールにお
ける光送信機の回路ブロック構成例を示したものであ
る。図19において、LDドライバ回路(LD−DRI
VER)2は、一方の入力信号であって入力データ信号
(DATA)の" 1" 又は" 0" の判定基準を与える基
準電圧(REF)と、他方の入力信号である前記入力デ
ータ信号とを比較し、その判定結果に従ってレーザダイ
オード(LD)3を駆動する。
ける光送信機の回路ブロック構成例を示したものであ
る。図19において、LDドライバ回路(LD−DRI
VER)2は、一方の入力信号であって入力データ信号
(DATA)の" 1" 又は" 0" の判定基準を与える基
準電圧(REF)と、他方の入力信号である前記入力デ
ータ信号とを比較し、その判定結果に従ってレーザダイ
オード(LD)3を駆動する。
【0003】前記LD3からの前方光出力は光ファイバ
伝送ラインへと送出され、その後方光出力は一般にLD
モジュールとして前記LD3と同一モジュール内に実装
される光出力モニタ用のフォトダイオード(PD)4で
検出される。前記PD4で検出された光出力モニタ電流
は、抵抗及び容量成分からなる負荷5で直流電圧に変換
され光出力モニタ電圧として次段のフィードバックコン
トロール回路(FB−CONT)6に与えられる。
伝送ラインへと送出され、その後方光出力は一般にLD
モジュールとして前記LD3と同一モジュール内に実装
される光出力モニタ用のフォトダイオード(PD)4で
検出される。前記PD4で検出された光出力モニタ電流
は、抵抗及び容量成分からなる負荷5で直流電圧に変換
され光出力モニタ電圧として次段のフィードバックコン
トロール回路(FB−CONT)6に与えられる。
【0004】フィードバックコントロール回路6には、
前記LDドライバ回路2から前記光出力モニタ電圧とは
別に、入力データビットシーケンスの整流出力であり単
位時間当たりの入力データビット値" 1" と" 0" の発
生比率に相当するマーク率モニタ電圧が与えられる。フ
ィードバックコントロール回路6は、前記光出力モニタ
電圧からマーク率モニタ電圧を減算し、LD3だけに関
連する光出力モニタ信号を抽出する。そして、その信号
を内部の基準電圧と比較して、前記信号が所定の一定電
圧となるようにLDドライバ回路2のパルス駆動電流及
びLD3のバイアス電流を制御する(光出力一定制御
(APC))。
前記LDドライバ回路2から前記光出力モニタ電圧とは
別に、入力データビットシーケンスの整流出力であり単
位時間当たりの入力データビット値" 1" と" 0" の発
生比率に相当するマーク率モニタ電圧が与えられる。フ
ィードバックコントロール回路6は、前記光出力モニタ
電圧からマーク率モニタ電圧を減算し、LD3だけに関
連する光出力モニタ信号を抽出する。そして、その信号
を内部の基準電圧と比較して、前記信号が所定の一定電
圧となるようにLDドライバ回路2のパルス駆動電流及
びLD3のバイアス電流を制御する(光出力一定制御
(APC))。
【0005】図20は、前記LDドライバ回路2におけ
る差動入力段の基本的な回路構成例を示している。図2
0に示すように、入力データ信号(DATA)及び基準
電圧(REF)は、それぞれ入力段のDATAバッファ
回路7及びREFバッファ回路8を通してDATA’及
びREF’として差動対トランジスタ11,12及び定
電流回路13からなる差動増幅器に与えられる。前記差
動増幅器は、内部の基準電圧REF’とDATA’との
レベル比較を行い、その比較結果に従ってLD3を駆動
する。
る差動入力段の基本的な回路構成例を示している。図2
0に示すように、入力データ信号(DATA)及び基準
電圧(REF)は、それぞれ入力段のDATAバッファ
回路7及びREFバッファ回路8を通してDATA’及
びREF’として差動対トランジスタ11,12及び定
電流回路13からなる差動増幅器に与えられる。前記差
動増幅器は、内部の基準電圧REF’とDATA’との
レベル比較を行い、その比較結果に従ってLD3を駆動
する。
【0006】図19の温度補償回路1は、前記差動増幅
器に入力されるデータ(DATA)と基準電圧(RE
F)との間の2つの入力データの温度傾斜特性を合わせ
るべくフィードフォワード的にREF側に所定の温度傾
斜特性を持たせ、それによって差動増幅段の温度変動分
を補償するために使われる。図21は、温度補償回路を
用いた場合のDATA及びREF信号の各信号レベル−
温度特性の一例を示したものである。図21から、RE
F信号の信号レベル−温度特性は、温度補償回路によっ
てDATA信号レベルの温度特性とほぼ一致しているこ
とがわかる。
器に入力されるデータ(DATA)と基準電圧(RE
F)との間の2つの入力データの温度傾斜特性を合わせ
るべくフィードフォワード的にREF側に所定の温度傾
斜特性を持たせ、それによって差動増幅段の温度変動分
を補償するために使われる。図21は、温度補償回路を
用いた場合のDATA及びREF信号の各信号レベル−
温度特性の一例を示したものである。図21から、RE
F信号の信号レベル−温度特性は、温度補償回路によっ
てDATA信号レベルの温度特性とほぼ一致しているこ
とがわかる。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来方式では、図21に示すように、LDドライバ回
路2の外部から与えられる入力データ信号DATAの信
号レベル−温度特性に外部基準電圧REFの信号レベル
−温度特性を合わせることはできるが、図20で示した
内部のDATA’及びREF’については、一般にLD
ドライバ回路2はIC化されており、それが高速動作に
適したガリヒ素等の能動素子で構成されている場合に
は、IC内部の各素子間におけて温度特性等のバラツキ
が大きく又回路動作が基準電位に対してセンシティブで
ある等、上述した外部調整が実際の回路動作の改善に必
ずしも反映されないという問題があった。
た従来方式では、図21に示すように、LDドライバ回
路2の外部から与えられる入力データ信号DATAの信
号レベル−温度特性に外部基準電圧REFの信号レベル
−温度特性を合わせることはできるが、図20で示した
内部のDATA’及びREF’については、一般にLD
ドライバ回路2はIC化されており、それが高速動作に
適したガリヒ素等の能動素子で構成されている場合に
は、IC内部の各素子間におけて温度特性等のバラツキ
が大きく又回路動作が基準電位に対してセンシティブで
ある等、上述した外部調整が実際の回路動作の改善に必
ずしも反映されないという問題があった。
【0008】図22は、IC内部の入力データDAT
A’及び基準電圧REF’の各信号レベル−温度特性の
一例を示したものである。この場合、図21に示すよう
にIC外部では入力データDATA及び基準電圧REF
の温度特性は整合している(REF=DATA)。しか
しながら、図21に示すように、DATAバッファ回路
7及びREFバッファ回路8(図20参照)を通ること
によって、ICの温度特性のバラツキ等によりIC内部
における入力データDATA’と基準電圧REF’との
温度特性は、必ずしもREF’=DATA’とはならな
い。その結果、REF’≠DATA’の場合には差動出
力段の出力信号のデューティが変動し、光送信機として
出力される光出力波形も変化するという問題があった。
また、入力データレベルが変化した場合もREF’≠D
ATA’となり、同様に光出力波形が変化する。この様
なフィードフォワード的な制御では、光出力波形のデュ
ーティが変化する。
A’及び基準電圧REF’の各信号レベル−温度特性の
一例を示したものである。この場合、図21に示すよう
にIC外部では入力データDATA及び基準電圧REF
の温度特性は整合している(REF=DATA)。しか
しながら、図21に示すように、DATAバッファ回路
7及びREFバッファ回路8(図20参照)を通ること
によって、ICの温度特性のバラツキ等によりIC内部
における入力データDATA’と基準電圧REF’との
温度特性は、必ずしもREF’=DATA’とはならな
い。その結果、REF’≠DATA’の場合には差動出
力段の出力信号のデューティが変動し、光送信機として
出力される光出力波形も変化するという問題があった。
また、入力データレベルが変化した場合もREF’≠D
ATA’となり、同様に光出力波形が変化する。この様
なフィードフォワード的な制御では、光出力波形のデュ
ーティが変化する。
【0009】図23は、内部基準電圧REF’が内部入
力データレベルDATA’の中心に位置する場合(RE
F’=DATA’)における出力波形デューティ比(1
00%)の例を示した図である。図24は、内部基準電
圧REF’が内部入力データレベルDATA’の中心か
らずれた場合(REF’≠DATA’)における出力波
形デューティ比劣化の一例を示した図である。図24か
ら、入出力波形デューティ比の劣化は光出力パワーの変
動を招き、その結果として伝送特性が劣化すると伴に上
述したAPC制御の適正な制御が害されるという問題点
を有していた。前記問題点は、特に信号波形に対してそ
の立ち上がりや立ち下がりエンベロープの占める割合が
大きく、前記基準電圧の設定位置に敏感な高速信号を用
いた光送信機にとって重大な問題であった。
力データレベルDATA’の中心に位置する場合(RE
F’=DATA’)における出力波形デューティ比(1
00%)の例を示した図である。図24は、内部基準電
圧REF’が内部入力データレベルDATA’の中心か
らずれた場合(REF’≠DATA’)における出力波
形デューティ比劣化の一例を示した図である。図24か
ら、入出力波形デューティ比の劣化は光出力パワーの変
動を招き、その結果として伝送特性が劣化すると伴に上
述したAPC制御の適正な制御が害されるという問題点
を有していた。前記問題点は、特に信号波形に対してそ
の立ち上がりや立ち下がりエンベロープの占める割合が
大きく、前記基準電圧の設定位置に敏感な高速信号を用
いた光送信機にとって重大な問題であった。
【0010】そこで本発明の目的は、上記問題点に鑑
み、光送信機においてLDドラバ等のIC回路内部の素
子バラツキや温度変動等の影響を受けず、そのため外部
調整や使用素子の特性測定等を要せず、自律的に逐次最
適な出力波形デューティとなるよう補償動作を行う光送
信機を提供することにある。
み、光送信機においてLDドラバ等のIC回路内部の素
子バラツキや温度変動等の影響を受けず、そのため外部
調整や使用素子の特性測定等を要せず、自律的に逐次最
適な出力波形デューティとなるよう補償動作を行う光送
信機を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、電気信
号を光信号に変換して出力する光信号出力手段;前記光
信号出力手段からの出力信号に関する所定の信号をモニ
タする信号監視手段;入力データ信号と前記入力データ
信号の各ビットの論理値を判定するための基準電圧が与
えられ、そして前記入力データ信号の各ビットの論理値
判定に従って前記光信号出力手段を駆動する光信号出力
駆動手段;前記入力データ信号から所定の信号を検出す
るための入力信号検出手段;そして前記入力信号検出手
段からの所定の信号と前記信号監視手段からのモニタ信
号とを比較し、前記モニタ信号と前記入力データの所定
の信号との間の誤差が減少するよう前記光信号出力駆動
手段の基準電圧を制御することで光出力デューティを最
適制御するデューティ変動検出手段から構成する光送信
器が提供される。
号を光信号に変換して出力する光信号出力手段;前記光
信号出力手段からの出力信号に関する所定の信号をモニ
タする信号監視手段;入力データ信号と前記入力データ
信号の各ビットの論理値を判定するための基準電圧が与
えられ、そして前記入力データ信号の各ビットの論理値
判定に従って前記光信号出力手段を駆動する光信号出力
駆動手段;前記入力データ信号から所定の信号を検出す
るための入力信号検出手段;そして前記入力信号検出手
段からの所定の信号と前記信号監視手段からのモニタ信
号とを比較し、前記モニタ信号と前記入力データの所定
の信号との間の誤差が減少するよう前記光信号出力駆動
手段の基準電圧を制御することで光出力デューティを最
適制御するデューティ変動検出手段から構成する光送信
器が提供される。
【0012】前記信号監視手段は、前記所定の信号とし
て前記光信号出力手段からの光信号出力をモニタ、又は
前記光信号出力駆動手段からのマーク率信号をモニタす
る。そして、前記入力信号検出手段は、前記所定の信号
として入力データ信号の平均値信号を検出する平均値検
出回路、又は前記所定の信号として入力データ信号のマ
ーク率信号を検出するマーク率検出回路からなる。前記
入力信号検出手段は、さらにNRZ/RZ変換回路を有
し、前記入力データ信号に同期して与えられる入力クロ
ック信号又は前記入力データ信号から抽出再生されたク
ロックを用い、前記入力NRZ信号の端部を除くクロッ
ク打ち抜きによってNRZ/RZ変換を行う。
て前記光信号出力手段からの光信号出力をモニタ、又は
前記光信号出力駆動手段からのマーク率信号をモニタす
る。そして、前記入力信号検出手段は、前記所定の信号
として入力データ信号の平均値信号を検出する平均値検
出回路、又は前記所定の信号として入力データ信号のマ
ーク率信号を検出するマーク率検出回路からなる。前記
入力信号検出手段は、さらにNRZ/RZ変換回路を有
し、前記入力データ信号に同期して与えられる入力クロ
ック信号又は前記入力データ信号から抽出再生されたク
ロックを用い、前記入力NRZ信号の端部を除くクロッ
ク打ち抜きによってNRZ/RZ変換を行う。
【0013】さらに、前記光送信機は、前記入力データ
信号を波形成形し、その平均値電圧の変動を抑制した入
力データ信号を前記光信号出力駆動手段へ与える波形成
形手段を有し、それには前記入力データ信号のレベル変
動を除去するクランプ回路や前記入力データ信号のレベ
ル変動を除去し、さらにそのパルス幅を一定とするフリ
ップフロップ回路が使われる。また、本発明によれば、
電気信号を光信号に変換して出力する光信号出力手段;
入力データ信号と前記入力データ信号の各ビットの論理
値を判定するための基準電圧が与えられ、前記入力デー
タ信号の各ビットの論理値判定に従って前記光信号出力
手段を駆動する光信号出力駆動手段;そして前記入力デ
ータ信号のピーク値を検出し、前記ピーク値の2分の1
の電圧を前記基準電圧としてフィードフォアードする入
力データピーク検出手段から構成する光送信器が提供さ
れる。
信号を波形成形し、その平均値電圧の変動を抑制した入
力データ信号を前記光信号出力駆動手段へ与える波形成
形手段を有し、それには前記入力データ信号のレベル変
動を除去するクランプ回路や前記入力データ信号のレベ
ル変動を除去し、さらにそのパルス幅を一定とするフリ
ップフロップ回路が使われる。また、本発明によれば、
電気信号を光信号に変換して出力する光信号出力手段;
入力データ信号と前記入力データ信号の各ビットの論理
値を判定するための基準電圧が与えられ、前記入力デー
タ信号の各ビットの論理値判定に従って前記光信号出力
手段を駆動する光信号出力駆動手段;そして前記入力デ
ータ信号のピーク値を検出し、前記ピーク値の2分の1
の電圧を前記基準電圧としてフィードフォアードする入
力データピーク検出手段から構成する光送信器が提供さ
れる。
【0014】
【作用】光信号出力手段には、レーザダイオード(L
D)が用いられ電気信号を光信号に変換して出力し、そ
して信号監視手段には前記LDの光出力をモニタするフ
ォトダイオード(PD)や、その前段出力としてのマー
ク率モニタ回路が用いられる。光信号出力駆動手段は、
現在IC化されており入力データ信号と前記入力データ
信号の各ビットの論理値を判定するための基準電圧を使
って前記入力データ信号の各ビットの論理値を判定し、
それによって前記LDを駆動する。本発明によれば、前
記入力データ信号から所定の信号を検出するための入力
信号検出手段が設けられ、入力データ信号の平均値やマ
ーク率が検出される。そして、比較器で構成されるデュ
ーティ変動検出手段は、前記入力信号検出手段からの平
均値若しくはマーク率と前記PD又はマーク率モニタ回
路からのモニタ信号とを比較し、前記モニタ信号と前記
入力データ信号の平均値やマーク率との間の誤差が減少
するよう前記光信号出力駆動手段の基準電圧を制御して
光出力のデューティを最適制御する。
D)が用いられ電気信号を光信号に変換して出力し、そ
して信号監視手段には前記LDの光出力をモニタするフ
ォトダイオード(PD)や、その前段出力としてのマー
ク率モニタ回路が用いられる。光信号出力駆動手段は、
現在IC化されており入力データ信号と前記入力データ
信号の各ビットの論理値を判定するための基準電圧を使
って前記入力データ信号の各ビットの論理値を判定し、
それによって前記LDを駆動する。本発明によれば、前
記入力データ信号から所定の信号を検出するための入力
信号検出手段が設けられ、入力データ信号の平均値やマ
ーク率が検出される。そして、比較器で構成されるデュ
ーティ変動検出手段は、前記入力信号検出手段からの平
均値若しくはマーク率と前記PD又はマーク率モニタ回
路からのモニタ信号とを比較し、前記モニタ信号と前記
入力データ信号の平均値やマーク率との間の誤差が減少
するよう前記光信号出力駆動手段の基準電圧を制御して
光出力のデューティを最適制御する。
【0015】また、前記NRZ/RZ変換回路は、前記
入力データ信号に同期して与えられる入力クロック信号
又は前記入力データ信号から抽出再生されたクロックを
使い、入力NRZ信号の端部を除くクロック打ち抜きに
よってRZ信号に変換する。これにより、入力信号のデ
ューティ変動やマーク率変動等の影響は除去される。そ
して、クランプ回路やフリップフロップ回路からなる波
形成形手段は、入力データ信号のレベル変動やパルス幅
変動の影響を除去する。さらに、前記光信号出力手段、
光信号出力駆動手段そして前記入力データ信号のピーク
値を検出し、前記ピーク値の2分の1の電圧を前記基準
電圧としてフィードフォアードする入力データピーク検
出手段だけを用いて簡易な入力信号のデューティ制御を
行うこともできる。
入力データ信号に同期して与えられる入力クロック信号
又は前記入力データ信号から抽出再生されたクロックを
使い、入力NRZ信号の端部を除くクロック打ち抜きに
よってRZ信号に変換する。これにより、入力信号のデ
ューティ変動やマーク率変動等の影響は除去される。そ
して、クランプ回路やフリップフロップ回路からなる波
形成形手段は、入力データ信号のレベル変動やパルス幅
変動の影響を除去する。さらに、前記光信号出力手段、
光信号出力駆動手段そして前記入力データ信号のピーク
値を検出し、前記ピーク値の2分の1の電圧を前記基準
電圧としてフィードフォアードする入力データピーク検
出手段だけを用いて簡易な入力信号のデューティ制御を
行うこともできる。
【0016】
【実施例】本発明の各実施例を説明する前に、本発明の
3つの特徴について簡単に述べる。その第1は、LDド
ライバ回路に与える入力データのレベル変動を改善した
点、第2はLDドライバ回路内部におけるデューティ変
動分の検出手段を設けた点、そして第3は、LDドライ
バ回路に与える基準電圧REFの最適制御を行う点であ
る。以下、それらについて第1〜6の各実施例を参照し
て詳細に説明する。
3つの特徴について簡単に述べる。その第1は、LDド
ライバ回路に与える入力データのレベル変動を改善した
点、第2はLDドライバ回路内部におけるデューティ変
動分の検出手段を設けた点、そして第3は、LDドライ
バ回路に与える基準電圧REFの最適制御を行う点であ
る。以下、それらについて第1〜6の各実施例を参照し
て詳細に説明する。
【0017】図1は、本発明による光送信機の第1の実
施例を示した回路ブロック図である。図1において、L
Dドライバ回路101、レーザダイオード(LD)10
2、フォトダイオード(PD)103、そして負荷抵抗
104については、先に説明した図19の従来例と同様
でありここでは更めて説明しない。但し、LDドライバ
回路101については、以下でそのIC化回路の具体例
を簡単に説明する。
施例を示した回路ブロック図である。図1において、L
Dドライバ回路101、レーザダイオード(LD)10
2、フォトダイオード(PD)103、そして負荷抵抗
104については、先に説明した図19の従来例と同様
でありここでは更めて説明しない。但し、LDドライバ
回路101については、以下でそのIC化回路の具体例
を簡単に説明する。
【0018】図2は、図1に示すLDドライバ回路の具
体的な回路構成を示した回路図である。図2の左側部分
は、トランジスタ111及び112、そしてトランジス
タ116及び117は、前述した図20のDATAバッ
ファ回路7及びREFバッファ回路8にそれぞれ対応す
る。また、図2の差動対トランジスタ113及び114
それらの負荷抵抗118,119、そして定電流源とな
るトランジスタ115は、図20のトランジスタ11,
12、負荷抵抗9,10、そして定電流源13にそれぞ
れ対応する。図2に示すように、外部からのDATA信
号及びREF信号のバッファ段のトランジスタ111,
116の各オン電圧のバラツキ及びその温度特性によ
り、実際に差動対トランジスタ113及び114に与え
られる内部信号DATA’信号及びREF’信号は変動
する。このため、外部からの調整には限界がある。
体的な回路構成を示した回路図である。図2の左側部分
は、トランジスタ111及び112、そしてトランジス
タ116及び117は、前述した図20のDATAバッ
ファ回路7及びREFバッファ回路8にそれぞれ対応す
る。また、図2の差動対トランジスタ113及び114
それらの負荷抵抗118,119、そして定電流源とな
るトランジスタ115は、図20のトランジスタ11,
12、負荷抵抗9,10、そして定電流源13にそれぞ
れ対応する。図2に示すように、外部からのDATA信
号及びREF信号のバッファ段のトランジスタ111,
116の各オン電圧のバラツキ及びその温度特性によ
り、実際に差動対トランジスタ113及び114に与え
られる内部信号DATA’信号及びREF’信号は変動
する。このため、外部からの調整には限界がある。
【0019】図2の中間部分は、マーク率モニタ回路部
分を示している。すなわち、マーク率モニタ回路は、光
出力信号をトランジスタ120でバッファリングし、そ
の出力を抵抗123及びコンデンサ124で積分するこ
とによって、光出力信号のマーク率に比例した直流信号
を発生させる。本信号は、前記フィードバック制御回路
105に与えられる。
分を示している。すなわち、マーク率モニタ回路は、光
出力信号をトランジスタ120でバッファリングし、そ
の出力を抵抗123及びコンデンサ124で積分するこ
とによって、光出力信号のマーク率に比例した直流信号
を発生させる。本信号は、前記フィードバック制御回路
105に与えられる。
【0020】図2の右側部分は、レーザダイオード(L
D)102の駆動トランジスタ125、トランジスタ1
26及び抵抗127からなるLDパルス駆動電流回路、
そしてチョークコイル130、トランジスタ128及び
抵抗129からなるLD閾値バイアス回路から構成され
る。前記LDパルス駆動電流回路及びLD閾値バイアス
回路には、フィードバック制御回路105からパルス電
流(IP )制御電圧及びバイアス電流(IB )制御電圧
がそれぞれ与えられる。
D)102の駆動トランジスタ125、トランジスタ1
26及び抵抗127からなるLDパルス駆動電流回路、
そしてチョークコイル130、トランジスタ128及び
抵抗129からなるLD閾値バイアス回路から構成され
る。前記LDパルス駆動電流回路及びLD閾値バイアス
回路には、フィードバック制御回路105からパルス電
流(IP )制御電圧及びバイアス電流(IB )制御電圧
がそれぞれ与えられる。
【0021】図1に戻って、フリップ/フロップ(F/
F)回路107には、DタイプF/F回路が使われてお
り、入力データをそれと同期した同一速度のクロックで
打ち抜くことにより入力データのパルス幅は正確にデュ
ーティ100%の波形に成形され、且つデータレベルは
論理出力レベルとなってそのレベル変動が抑制される。
これは上記第1の特徴点に対応する。
F)回路107には、DタイプF/F回路が使われてお
り、入力データをそれと同期した同一速度のクロックで
打ち抜くことにより入力データのパルス幅は正確にデュ
ーティ100%の波形に成形され、且つデータレベルは
論理出力レベルとなってそのレベル変動が抑制される。
これは上記第1の特徴点に対応する。
【0022】平均値検出回路108は、入力データ"
1" 又は" 0" のランダムシーケンスを平滑化し、いわ
ゆる整流動作を行って入力データの平均値を出力する。
前記回路としては、一般的なCR積分回路及びそのバッ
ファ用オペアンプ回路等で容易に構成できる。なお、前
記入力データとしてF/F回路107の出力を用いても
よい。REF回路109は、入力データに含まれるオフ
セット電圧をキャンセルし、さらにはその温度補償等を
行って、前記平均値検出回路108が正確な平均値を出
力するよう所定の基準電圧を与える。この基準電圧は前
記オペアンプ回路のアース端子等に与えられる。これは
上記第2の特徴点に対応する。
1" 又は" 0" のランダムシーケンスを平滑化し、いわ
ゆる整流動作を行って入力データの平均値を出力する。
前記回路としては、一般的なCR積分回路及びそのバッ
ファ用オペアンプ回路等で容易に構成できる。なお、前
記入力データとしてF/F回路107の出力を用いても
よい。REF回路109は、入力データに含まれるオフ
セット電圧をキャンセルし、さらにはその温度補償等を
行って、前記平均値検出回路108が正確な平均値を出
力するよう所定の基準電圧を与える。この基準電圧は前
記オペアンプ回路のアース端子等に与えられる。これは
上記第2の特徴点に対応する。
【0023】比較器106は、図19の従来例で説明し
たフォトダイオード(PD)103からのモニタ電圧す
なわち光出力パルスの平均出力電圧から前記平均値検出
回路108の入力データ平均値出力電圧を減算し、その
誤差分がゼロとなるようLDドライバ回路101に基準
電圧REFをフィードバックする。
たフォトダイオード(PD)103からのモニタ電圧す
なわち光出力パルスの平均出力電圧から前記平均値検出
回路108の入力データ平均値出力電圧を減算し、その
誤差分がゼロとなるようLDドライバ回路101に基準
電圧REFをフィードバックする。
【0024】図3は、図1の比較器の回路例を示した回
路図である。図3に示すように、比較器106には一般
的なオペアンプが用いられ、その反転入力端子には前記
平均値検出回路108からのマーク率モニタ電圧が入力
され、そして正転入力端子にはPD103からの光出力
モニタ電圧が入力される。実際の信号波形は、台形状の
エンベロープを有しており、従ってLDドライバ回路1
01に与えられる基準電圧(REF)が上昇すれば出力
パルス幅は狭まって光出力パワーが減少し、反対に基準
電圧が低下すれば出力パルス幅は広がって光出力パワー
が増加することになる。上述した入力関係から、マーク
率モニタ電圧より光出力モニタ電圧が大きい場合には基
準電圧が上昇し、その結果光出力パワーが減少すること
になる。それとは反対に、マーク率モニタ電圧より光出
力モニタ電圧が小さい場合には基準電圧が低下し、その
結果光出力パワーが増大する。
路図である。図3に示すように、比較器106には一般
的なオペアンプが用いられ、その反転入力端子には前記
平均値検出回路108からのマーク率モニタ電圧が入力
され、そして正転入力端子にはPD103からの光出力
モニタ電圧が入力される。実際の信号波形は、台形状の
エンベロープを有しており、従ってLDドライバ回路1
01に与えられる基準電圧(REF)が上昇すれば出力
パルス幅は狭まって光出力パワーが減少し、反対に基準
電圧が低下すれば出力パルス幅は広がって光出力パワー
が増加することになる。上述した入力関係から、マーク
率モニタ電圧より光出力モニタ電圧が大きい場合には基
準電圧が上昇し、その結果光出力パワーが減少すること
になる。それとは反対に、マーク率モニタ電圧より光出
力モニタ電圧が小さい場合には基準電圧が低下し、その
結果光出力パワーが増大する。
【0025】このようなネガティブ・フィードバックに
よって、LDドライバ回路101の内部回路構成とは無
関係に、LD102の光出力パワー平均値は前記平均値
検出回路108の入力データ平均値出力に等しくなるよ
う前記LD102の光出力波形のデューティが制御され
る。これは上記第3の特徴点に対応する。
よって、LDドライバ回路101の内部回路構成とは無
関係に、LD102の光出力パワー平均値は前記平均値
検出回路108の入力データ平均値出力に等しくなるよ
う前記LD102の光出力波形のデューティが制御され
る。これは上記第3の特徴点に対応する。
【0026】ここで、前記平均値検出回路108の機能
についてより詳細に説明する。図4は、出力波形デュー
ティ−光出力モニタ特性の一例を示している。図5は、
信号マーク率−光出力モニタ特性の一例を示している。
図6は、信号マーク率−平均値検出特性の一例を示して
いる。図4では、図4の上側の各波形例に示すように光
出力波形のデューティ比に比例して光出力パワーが増加
することを示している。
についてより詳細に説明する。図4は、出力波形デュー
ティ−光出力モニタ特性の一例を示している。図5は、
信号マーク率−光出力モニタ特性の一例を示している。
図6は、信号マーク率−平均値検出特性の一例を示して
いる。図4では、図4の上側の各波形例に示すように光
出力波形のデューティ比に比例して光出力パワーが増加
することを示している。
【0027】また、図5では、光出力信号のマーク率に
比例して同様に光出力パワーが増加することを示してい
るが(図5の実線)、さらに各マーク率において光出力
波形のデューティ比が変動した場合にも図5の一点鎖線
(デューティ比>100%)と点線(デューティ比<1
00%)との間で光出力パワーが変動することを示して
いる。図6は、平均値検出回路108における光出力信
号のマーク率に対するその平均値(光出力パワーに相当
する。)の出力特性を示しており、図5と同様にマーク
率に比例して平均値出力が増加する。
比例して同様に光出力パワーが増加することを示してい
るが(図5の実線)、さらに各マーク率において光出力
波形のデューティ比が変動した場合にも図5の一点鎖線
(デューティ比>100%)と点線(デューティ比<1
00%)との間で光出力パワーが変動することを示して
いる。図6は、平均値検出回路108における光出力信
号のマーク率に対するその平均値(光出力パワーに相当
する。)の出力特性を示しており、図5と同様にマーク
率に比例して平均値出力が増加する。
【0028】図5及び図6から分かるように、送信信号
のマーク率の変動による影響は、比較器106によって
光出力モニタ値から平均値検出回路108の平均値を比
較減算することによってキャンセルされる。また、図4
及び図5に示すように、同じマーク率であっても、その
デューティの変動によって光出力パワーは変動する。例
えば、マーク率1/2において温度変化等の原因により
前述した内部データ(DATA’)と内部基準電圧(R
EF’)が最適値からずれてしまうと光出力波形のデュ
ーティが変化し、それによって光出力モニタが変化す
る。この場合、上記比較器106の出力は、上述したよ
うにマーク率の影響がキャンセルされており、その誤差
出力はデューティの変動に起因するものである。
のマーク率の変動による影響は、比較器106によって
光出力モニタ値から平均値検出回路108の平均値を比
較減算することによってキャンセルされる。また、図4
及び図5に示すように、同じマーク率であっても、その
デューティの変動によって光出力パワーは変動する。例
えば、マーク率1/2において温度変化等の原因により
前述した内部データ(DATA’)と内部基準電圧(R
EF’)が最適値からずれてしまうと光出力波形のデュ
ーティが変化し、それによって光出力モニタが変化す
る。この場合、上記比較器106の出力は、上述したよ
うにマーク率の影響がキャンセルされており、その誤差
出力はデューティの変動に起因するものである。
【0029】従って、LDドライバ回路のREF入力端
子にフィードバックされる比較器106からの比較出力
は、前記マーク率の影響を受けずに光出力波形デューテ
ィを最適化する。このように、本発明による平均値検出
回路108や比較器106等を用いたフィードバックル
ープによって、従来問題となっていたLDドライバ回路
の温度変動や素子バラツキ等の影響を受けることなく、
その光出力波形のデューティを最適化することが可能と
なる。
子にフィードバックされる比較器106からの比較出力
は、前記マーク率の影響を受けずに光出力波形デューテ
ィを最適化する。このように、本発明による平均値検出
回路108や比較器106等を用いたフィードバックル
ープによって、従来問題となっていたLDドライバ回路
の温度変動や素子バラツキ等の影響を受けることなく、
その光出力波形のデューティを最適化することが可能と
なる。
【0030】図7は、本発明による光送信機の第2の実
施例を示した回路ブロック図である。図7において、図
1に示した本発明の第1の実施例との相違は、図1のフ
リップ/フロップ(F/F)回路107及び平均値検出
回路108の代わりにそれぞれ図7のクランプ回路20
7及びマーク率検出回路208を使用し、そして比較器
206に対するLDドライバ回路201からの入力に、
光出力モニタの代わりにマーク率モニタを使用している
点である。
施例を示した回路ブロック図である。図7において、図
1に示した本発明の第1の実施例との相違は、図1のフ
リップ/フロップ(F/F)回路107及び平均値検出
回路108の代わりにそれぞれ図7のクランプ回路20
7及びマーク率検出回路208を使用し、そして比較器
206に対するLDドライバ回路201からの入力に、
光出力モニタの代わりにマーク率モニタを使用している
点である。
【0031】図8は、図7のクランプ回路の一構成例を
示した回路図である。図8において、クランプ回路20
7は、クランプ設定電位213+クランプダイオード2
12の順方向電圧で入力信号レベルをクランプしてその
入力変動を抑圧する。また、クランプ回路207は、図
1のF/F回路107を用いた場合に対してクロック信
号が不要であり、その回路規模を小さくすることができ
るという利点がある。
示した回路図である。図8において、クランプ回路20
7は、クランプ設定電位213+クランプダイオード2
12の順方向電圧で入力信号レベルをクランプしてその
入力変動を抑圧する。また、クランプ回路207は、図
1のF/F回路107を用いた場合に対してクロック信
号が不要であり、その回路規模を小さくすることができ
るという利点がある。
【0032】図9は、出力波形デューティ−マーク率モ
ニタ特性の一例を示している。図10は、信号マーク率
−マーク率モニタ特性の一例を示している。図9及び図
10は、先に説明した図4及び図5の光出力モニタ軸を
マーク率モニタ軸とした点以外は同様な特性を示してい
る。これは、光出力パワーがマーク率に比例するからで
ある(図5参照)。従って、マーク率モニタ出力は光出
力モニタと同じ様に光出力波形デューティとマーク率に
対して変化する事が分かり、第1の実施例で説明したの
と同様な制御が可能である。さらに、本実施例ではマー
ク率モニタはLD202を含まないでフィードバックル
ープを構成するため、先の第1の実施例と比較すると高
速に応答するという利点がある。
ニタ特性の一例を示している。図10は、信号マーク率
−マーク率モニタ特性の一例を示している。図9及び図
10は、先に説明した図4及び図5の光出力モニタ軸を
マーク率モニタ軸とした点以外は同様な特性を示してい
る。これは、光出力パワーがマーク率に比例するからで
ある(図5参照)。従って、マーク率モニタ出力は光出
力モニタと同じ様に光出力波形デューティとマーク率に
対して変化する事が分かり、第1の実施例で説明したの
と同様な制御が可能である。さらに、本実施例ではマー
ク率モニタはLD202を含まないでフィードバックル
ープを構成するため、先の第1の実施例と比較すると高
速に応答するという利点がある。
【0033】図11は、本発明による光送信機の第3の
実施例を示した回路ブロック図である。図11におい
て、図1に示した本発明の第1の実施例との相違は、図
1のフリップ/フロップ(F/F)回路107がないこ
と、REF回路109の代わりにピーク検出回路309
を使用している点である。本実施例では、平均値検出回
路308のREFとして、入力データをピーク検出した
結果をフィードバックしている。この結果、温度等によ
り入力データレベルが変動しても正しく平均値検出が行
われる。
実施例を示した回路ブロック図である。図11におい
て、図1に示した本発明の第1の実施例との相違は、図
1のフリップ/フロップ(F/F)回路107がないこ
と、REF回路109の代わりにピーク検出回路309
を使用している点である。本実施例では、平均値検出回
路308のREFとして、入力データをピーク検出した
結果をフィードバックしている。この結果、温度等によ
り入力データレベルが変動しても正しく平均値検出が行
われる。
【0034】図12は、図11のピーク検出回路309
の一回路構成例を示したものである。図12において、
入力データはトランジスタ311を介してコンデンサ3
12にピークホールドされる。そのピーク値は、次段の
ボルテージフォロワ313及び2分の1抵抗分割器31
4,315によって2分の1に分圧され、その結果入力
データのレベル変動に追従する中間レベル信号が得られ
る。なお、ここでは説明の簡単のため、一方のピーク
"1" 側を検出する回路について説明したが、他方のピ
ーク "0" 側のオフセット等も、例えばオペアンプ回路
313若しくは回路アースに "0" 側オフセット電圧を
与えるとか、さらには上述のような回路でそれぞれのピ
ークを検出し、その間の1/2分圧出力を得るように構
成してもよい。
の一回路構成例を示したものである。図12において、
入力データはトランジスタ311を介してコンデンサ3
12にピークホールドされる。そのピーク値は、次段の
ボルテージフォロワ313及び2分の1抵抗分割器31
4,315によって2分の1に分圧され、その結果入力
データのレベル変動に追従する中間レベル信号が得られ
る。なお、ここでは説明の簡単のため、一方のピーク
"1" 側を検出する回路について説明したが、他方のピ
ーク "0" 側のオフセット等も、例えばオペアンプ回路
313若しくは回路アースに "0" 側オフセット電圧を
与えるとか、さらには上述のような回路でそれぞれのピ
ークを検出し、その間の1/2分圧出力を得るように構
成してもよい。
【0035】図13は、図11のピーク検出回路309
の動作説明図である。平均値検出回路308のREF
は、図13に示すように入力データの "1" 側ピークと
"0" 側ピークをまず検出する。次に "1" 側ピークと
"0" 側ピークの中心値を平均値検出回路のREFに用
いる。それによって入力データのオフセットが変動する
と平均値検出回路のREFもレベル分だけ追従し、正し
く平均値検出が行える。また前述の通り、温度等により
入力データレベルが変動しても正しく平均値検出が行え
ることから第1及び第2の実施例で用いたF/F回路1
07、クランプ回路207が不要となる。
の動作説明図である。平均値検出回路308のREF
は、図13に示すように入力データの "1" 側ピークと
"0" 側ピークをまず検出する。次に "1" 側ピークと
"0" 側ピークの中心値を平均値検出回路のREFに用
いる。それによって入力データのオフセットが変動する
と平均値検出回路のREFもレベル分だけ追従し、正し
く平均値検出が行える。また前述の通り、温度等により
入力データレベルが変動しても正しく平均値検出が行え
ることから第1及び第2の実施例で用いたF/F回路1
07、クランプ回路207が不要となる。
【0036】図14及び図15は、本発明による光送信
機の第4及び第5の実施例をそれぞれ示したものであ
る。図14において、図1に示した本発明の第1の実施
例との相違は、図1のフリップ/フロップ(F/F)回
路107、平均値検出回路108そしてREF回路10
9の代わりに、前置差動増幅部407、NRZ/RZ変
換回路409、そしてマーク率検出部408を設け、さ
らに前記マーク率検出部408の出力を比較器406及
びフィードバック制御回路405に与えている点であ
る。図15と図14との間の相違は、図15ではさらに
クロック再生回路510が付加されており、そして図1
5の比較器506には、図1と同様に光出力モニタ出力
が与えられている点である。上記各実施例では、それぞ
れNRZ/RZ変換回路409,509を利用してデュ
ーティ変動量を抽出し、その情報によって外部基準電圧
REFをフィードバック制御する。
機の第4及び第5の実施例をそれぞれ示したものであ
る。図14において、図1に示した本発明の第1の実施
例との相違は、図1のフリップ/フロップ(F/F)回
路107、平均値検出回路108そしてREF回路10
9の代わりに、前置差動増幅部407、NRZ/RZ変
換回路409、そしてマーク率検出部408を設け、さ
らに前記マーク率検出部408の出力を比較器406及
びフィードバック制御回路405に与えている点であ
る。図15と図14との間の相違は、図15ではさらに
クロック再生回路510が付加されており、そして図1
5の比較器506には、図1と同様に光出力モニタ出力
が与えられている点である。上記各実施例では、それぞ
れNRZ/RZ変換回路409,509を利用してデュ
ーティ変動量を抽出し、その情報によって外部基準電圧
REFをフィードバック制御する。
【0037】図16は、NRZ/RZ変換回路の入出力
信号波形の一例を示した図である。図16において、図
16の(a)に示すNRZ入力信号は、同図の(b)に
示すクロック信号で打ち抜かれ、その結果、同図の
(c)に示すRZ出力信号は、前記NRZ入力信号のエ
ッジ部分を含まないデータ" 1" の部分とクロック信号
との論理積部分となる。従って、RZ出力信号は入力波
形デューティの影響をうける前記エッジ部分を含まない
ことから、入力波形デューティに対する依存性はないこ
とになる。
信号波形の一例を示した図である。図16において、図
16の(a)に示すNRZ入力信号は、同図の(b)に
示すクロック信号で打ち抜かれ、その結果、同図の
(c)に示すRZ出力信号は、前記NRZ入力信号のエ
ッジ部分を含まないデータ" 1" の部分とクロック信号
との論理積部分となる。従って、RZ出力信号は入力波
形デューティの影響をうける前記エッジ部分を含まない
ことから、入力波形デューティに対する依存性はないこ
とになる。
【0038】図17は、入力信号のマーク率−NRZ/
RZ変換出力波形の平均出力特性を示した図である。図
17に示すように、また図14で説明したNRZ/RZ
変換方法からも明らかなようにNRZ/RZ変換回路出
力は入力信号のマーク率に対して正確に比例する。
RZ変換出力波形の平均出力特性を示した図である。図
17に示すように、また図14で説明したNRZ/RZ
変換方法からも明らかなようにNRZ/RZ変換回路出
力は入力信号のマーク率に対して正確に比例する。
【0039】図14に戻って、上述したようにNRZ/
RZ変換出力波形は入力波形デューティに対する依存性
はなく、そして入力信号のマーク率に対して正確に比例
することから、LDドライバ回路401のNRZ入力信
号をNRZ/RZ変換回409でRZ信号に変換し、そ
の出力(デューティ依存性なし)と前記変換前のデュー
ティ依存性のあるマーク率検出部408からの信号とを
比較器406で比較する。なお、前記RZ信号は内部回
路によって平均値出力される。そして、光出力波形のデ
ューティを一定にするため、その差分から得られるデュ
ーティ変動量の情報によって基準電圧REFを制御す
る。なお、図14の前置差動増幅部407は、入力波形
成形のためNRZ/RZ変換回路407の前段に配置さ
れている。
RZ変換出力波形は入力波形デューティに対する依存性
はなく、そして入力信号のマーク率に対して正確に比例
することから、LDドライバ回路401のNRZ入力信
号をNRZ/RZ変換回409でRZ信号に変換し、そ
の出力(デューティ依存性なし)と前記変換前のデュー
ティ依存性のあるマーク率検出部408からの信号とを
比較器406で比較する。なお、前記RZ信号は内部回
路によって平均値出力される。そして、光出力波形のデ
ューティを一定にするため、その差分から得られるデュ
ーティ変動量の情報によって基準電圧REFを制御す
る。なお、図14の前置差動増幅部407は、入力波形
成形のためNRZ/RZ変換回路407の前段に配置さ
れている。
【0040】図15では、NRZ/RZ変換回路509
のクロック入力を図14で示したようにシステム側から
与えらるのではなく、データから直接抽出再生するため
のクロック再生回路510を有している。さらに、比較
器506は、図14のマーク率モニタ信号の代わりに光
出力モニタ信号とNRZ/RZ変換回路509のRZ出
力信号とを比較する。しかしながら、図14の第4の実
施例で説明した本発明の動作説明は、全て図15の実施
例にも当てはまるためここではそれらについて更めて説
明しない。
のクロック入力を図14で示したようにシステム側から
与えらるのではなく、データから直接抽出再生するため
のクロック再生回路510を有している。さらに、比較
器506は、図14のマーク率モニタ信号の代わりに光
出力モニタ信号とNRZ/RZ変換回路509のRZ出
力信号とを比較する。しかしながら、図14の第4の実
施例で説明した本発明の動作説明は、全て図15の実施
例にも当てはまるためここではそれらについて更めて説
明しない。
【0041】図18は、本発明による光送信機の第6の
実施例を示したものである。図18では、本発明の実施
のために唯一ピーク検出回路607が使用される。前記
ピーク検出回路607は、先に説明した図11のピーク
検出回路309と同様であり、ここではそれについて説
明しない。先の各実施例が主にLDドライバ回路内部に
起因する出力波形のデューティ変動要因をフィードバッ
ク制御対象としているのに対して、本実施例では前記変
動要因は補償されない。しかしながら、前記ピーク検出
回路607によって入力データのレベル変動が原因の出
力波形デューティは補償される。
実施例を示したものである。図18では、本発明の実施
のために唯一ピーク検出回路607が使用される。前記
ピーク検出回路607は、先に説明した図11のピーク
検出回路309と同様であり、ここではそれについて説
明しない。先の各実施例が主にLDドライバ回路内部に
起因する出力波形のデューティ変動要因をフィードバッ
ク制御対象としているのに対して、本実施例では前記変
動要因は補償されない。しかしながら、前記ピーク検出
回路607によって入力データのレベル変動が原因の出
力波形デューティは補償される。
【0042】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の光送信機に
よれば、LDドラバ等のIC回路内部の素子バラツキや
温度変動等の影響を受けず、そのためIC回路の外部調
整や各素子の特性測定等が不要で、自律的に逐次最適な
出力波形デューティとなるよう補償動作を制御すること
が可能となる。それはガリヒ素等の能動素子で構成され
る高速通信用のICに対して特に有効に機能する。
よれば、LDドラバ等のIC回路内部の素子バラツキや
温度変動等の影響を受けず、そのためIC回路の外部調
整や各素子の特性測定等が不要で、自律的に逐次最適な
出力波形デューティとなるよう補償動作を制御すること
が可能となる。それはガリヒ素等の能動素子で構成され
る高速通信用のICに対して特に有効に機能する。
【0043】すなわち、本発明によればLDドライバ回
路に与える入力データのレベル変動が改善され、さらに
LDドライバ回路によるデューティ変動分が検出され、
それによってLDドライバ回路に与える基準電圧REF
が自律的に最適制御される。そして、前記デューティ変
動分の検出において、送信信号のマーク率の変動、さら
には入力信号レベルの変動要因等を排除した安価で高精
度な出力波形のデューティ制御が可能となる。
路に与える入力データのレベル変動が改善され、さらに
LDドライバ回路によるデューティ変動分が検出され、
それによってLDドライバ回路に与える基準電圧REF
が自律的に最適制御される。そして、前記デューティ変
動分の検出において、送信信号のマーク率の変動、さら
には入力信号レベルの変動要因等を排除した安価で高精
度な出力波形のデューティ制御が可能となる。
【図1】本発明による光送信機の第1の実施例を示した
回路ブロック図である。
回路ブロック図である。
【図2】図1に示すLDドライバ回路の具体的な回路構
成を示した回路図である。
成を示した回路図である。
【図3】図1に示す比較器の回路例を示した回路図であ
る。
る。
【図4】出力波形デューティ−光出力モニタ特性の一例
を示した図である。
を示した図である。
【図5】信号マーク率−光出力モニタ特性の一例を示し
た図である。
た図である。
【図6】信号マーク率−平均値検出特性の一例を示した
図である。
図である。
【図7】本発明による光送信機の第2の実施例を示した
回路ブロック図である。
回路ブロック図である。
【図8】図7のクランプ回路の一構成例を示した回路図
である。
である。
【図9】出力波形デューティ−マーク率モニタ特性の一
例を示した図である。
例を示した図である。
【図10】信号マーク率−マーク率モニタ特性の一例を
示した図である。
示した図である。
【図11】本発明による光送信機の第3の実施例を示し
た回路ブロック図である。
た回路ブロック図である。
【図12】図11のピーク検出回路一構成例を示した回
路図である。
路図である。
【図13】図11のピーク検出回路の動作説明図であ
る。
る。
【図14】本発明による光送信機の第4の実施例を示し
た回路ブロック図である。
た回路ブロック図である。
【図15】本発明による光送信機の第5の実施例を示し
た回路ブロック図である。
た回路ブロック図である。
【図16】NRZ/RZ変換回路の入出力特性の一例を
示した信号波形図である。
示した信号波形図である。
【図17】入力信号のマーク率−NRZ/RZ変換出力
波形の平均出力特性を示した図である。
波形の平均出力特性を示した図である。
【図18】本発明による光送信機の第6の実施例を示し
た回路ブロック図である。
た回路ブロック図である。
【図19】従来における光送信機の回路構成例を示した
回路ブロック図である。
回路ブロック図である。
【図20】LDドライバ回路における差動入力段の基本
的な回路構成の一例を示した回路ブロック図である。
的な回路構成の一例を示した回路ブロック図である。
【図21】温度補償回路を用いた場合のDATA及びR
EF信号の各信号レベル−温度特性の一例を示した図で
ある。
EF信号の各信号レベル−温度特性の一例を示した図で
ある。
【図22】IC内部の入力データDATA’及び基準電
圧REF’の各信号レベル−温度特性の一例を示した図
である。
圧REF’の各信号レベル−温度特性の一例を示した図
である。
【図23】内部基準電圧REF’が内部入力データレベ
ルDATA’の中心に位置する場合(REF’=DAT
A’)における出力波形デューティ比(100%)の例
を示した図である。
ルDATA’の中心に位置する場合(REF’=DAT
A’)における出力波形デューティ比(100%)の例
を示した図である。
【図24】内部基準電圧REF’が内部入力データレベ
ルDATA’の中心からずれた場合(REF’≠DAT
A’)における出力波形デューティ比劣化の一例を示し
た図である。
ルDATA’の中心からずれた場合(REF’≠DAT
A’)における出力波形デューティ比劣化の一例を示し
た図である。
101…LDドライバ回路 102…レーザダイオード 103…フォトダイオード 105…フィードバック制御回路 106…比較器 107…フリップフロップ回路 108…平均値検出回路 109…リファレンス回路 207…クランプ回路 208…マーク率検出回路 309…ピーク検出回路 409…NRZ/RZ変換回路
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H03K 5/04 H04B 10/28 10/26
Claims (14)
- 【請求項1】 電気信号を光信号に変換して出力する光
信号出力手段、 前記光信号出力手段からの出力信号に関する所定の信号
をモニタする信号監視手段、 入力データ信号と前記入力データ信号の各ビットの論理
値を判定するための基準電圧が与えられ、そして前記入
力データ信号の各ビットの論理値判定に従って前記光信
号出力手段を駆動する光信号出力駆動手段、 前記入力データ信号から所定の信号を検出するための入
力信号検出手段、そして前記入力信号検出手段からの所
定の信号と前記信号監視手段からのモニタ信号とを比較
し、前記モニタ信号と前記入力データの所定の信号との
誤差が減少するよう前記光信号出力駆動手段の基準電圧
を制御することで光出力デューティを最適制御するデュ
ーティ変動検出手段から構成することを特徴とする光送
信器。 - 【請求項2】 前記信号監視手段は、前記所定の信号と
して前記光信号出力手段からの光信号出力をモニタする
請求項1記載の光送信機。 - 【請求項3】 前記信号監視手段は、前記所定の信号と
して前記光信号出力駆動手段からのマーク率信号をモニ
タする請求項1記載の光送信機。 - 【請求項4】 前記入力信号検出手段は、前記所定の信
号として入力データ信号の平均値信号を検出する平均値
検出回路からなる請求項2記載の光送信機。 - 【請求項5】 前記平均値検出回路は、さらに前記入力
データ信号に含まれるオフセット電圧を除去すべくリフ
ァレンス電圧を与えるリファレンス回路を有する請求項
4記載の光送信機。 - 【請求項6】 前記リファレンス回路は、前記リファレ
ンス電圧として前記入力データ信号のピーク検出電圧を
用いるピーク検出回路からなる請求項5記載の光送信
機。 - 【請求項7】 前記入力信号検出手段は、前記所定の信
号として入力データ信号のマーク率信号を検出するマー
ク率検出回路からなる請求項3記載の光送信機。 - 【請求項8】 前記入力信号検出手段は、さらにNRZ
/RZ変換回路を有し、前記入力データ信号として入力
NRZ信号をRZ信号に変換した後の信号を用いる請求
項4又は7に記載の光送信機。 - 【請求項9】 前記NRZ/RZ変換回路は、前記入力
データ信号に同期して与えられる入力クロック信号によ
り、前記入力NRZ信号の端部を除くクロック打ち抜き
によってNRZ/RZ変換を行う請求項8記載の光送信
機。 - 【請求項10】 前記NRZ/RZ変換回路は、さらに
クロック再生回路を有し、前記入力データ信号から抽出
再生した入力クロック信号により、前記入力NRZ信号
の端部を除くクロック打ち抜きによってNRZ/RZ変
換を行う請求項8記載の光送信機。 - 【請求項11】 さらに、前記入力データ信号を波形成
形し、その平均値電圧の変動を抑制した入力データ信号
を前記光信号出力駆動手段へ与える波形成形手段を有す
る請求項1記載の光送信機。 - 【請求項12】 前記波形成形手段は、前記入力データ
信号のレベル変動を除去するクランプ回路からなる請求
項11記載の光送信機。 - 【請求項13】 前記波形成形手段は、前記入力データ
信号のレベル変動を除去し及び/又はそのパルス幅を一
定とするフリップフロップ回路からなる請求項11記載
の光送信機。 - 【請求項14】 電気信号を光信号に変換して出力する
光信号出力手段、 入力データ信号と前記入力データ信号の各ビットの論理
値を判定するための基準電圧が与えられ、前記入力デー
タ信号の各ビットの論理値判定に従って前記光信号出力
手段を駆動する光信号出力駆動手段、そして前記入力デ
ータ信号のピーク値を検出し、前記ピーク値の2分の1
の電圧を前記基準電圧としてフィードフォアードする入
力データピーク検出手段から構成することを特徴とする
光送信器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6140127A JPH088831A (ja) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | 光送信機 |
US08/370,165 US5548435A (en) | 1994-06-22 | 1995-01-09 | Optical Transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6140127A JPH088831A (ja) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | 光送信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH088831A true JPH088831A (ja) | 1996-01-12 |
Family
ID=15261531
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6140127A Withdrawn JPH088831A (ja) | 1994-06-22 | 1994-06-22 | 光送信機 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5548435A (ja) |
JP (1) | JPH088831A (ja) |
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JP2655508B2 (ja) * | 1995-03-07 | 1997-09-24 | 日本電気株式会社 | 光送信回路 |
JP2674554B2 (ja) * | 1995-03-31 | 1997-11-12 | 日本電気株式会社 | 光伝送方法および光伝送装置 |
JP2746197B2 (ja) * | 1995-04-21 | 1998-04-28 | 日本電気株式会社 | 光送信装置 |
US6111680A (en) * | 1997-12-01 | 2000-08-29 | Ebara Corporation | Transmitting a signal using duty cycle modulation |
JP3085274B2 (ja) * | 1998-01-19 | 2000-09-04 | 日本電気株式会社 | 光送信器 |
JPH11239105A (ja) * | 1998-02-20 | 1999-08-31 | Hitachi Ltd | 光送信器、および、それを用いた光伝送システム |
JP3774066B2 (ja) * | 1998-06-30 | 2006-05-10 | 富士通株式会社 | 光通信システム及びその光信号制御方法 |
JP3644010B2 (ja) * | 1999-03-29 | 2005-04-27 | 富士通株式会社 | 光送信回路 |
US6895188B1 (en) * | 2000-04-10 | 2005-05-17 | Sprint Communications Company L.P. | Optical signal reshaping to mitigate polarization mode dispersion |
DE20007884U1 (de) * | 2000-05-02 | 2001-09-06 | iC-Haus GmbH, 55294 Bodenheim | Monolithisch integrierter Schaltkreis zum Regeln der Lichtleistung einer Laserdiode |
EP1282207A4 (en) * | 2001-02-23 | 2006-08-09 | Fujitsu Ltd | LIGHT STATION |
DE60133207T2 (de) * | 2001-12-13 | 2009-04-30 | Alcatel Lucent | Lasersender und Verfahren zur Übertragung von gesteuerten optischen Signalen |
JP3748432B2 (ja) * | 2001-12-20 | 2006-02-22 | 株式会社東芝 | 発光素子制御装置、光送信装置、駆動電流決定方法、およびプログラム |
US20040062362A1 (en) * | 2002-09-18 | 2004-04-01 | Yasuyuki Matsuya | Data communication method, data transmitting apparatus, data receiving apparatus, and data transmission program |
US6990412B2 (en) * | 2002-10-17 | 2006-01-24 | Intel Corporation | Techniques to manufacture optical signal transmitters |
JP4082992B2 (ja) * | 2002-11-21 | 2008-04-30 | 富士通株式会社 | 光分散モニタ装置および方法、並びに、それを用いた光伝送システム |
JP4060696B2 (ja) * | 2002-12-13 | 2008-03-12 | 日本オプネクスト株式会社 | 光送信モジュール |
US7233740B2 (en) * | 2003-09-29 | 2007-06-19 | Avago Technologies Fiber Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Self-characterizing and self-programming optical transmitter |
TWI228849B (en) * | 2004-01-14 | 2005-03-01 | Asia Optical Co Inc | Laser driver circuit for burst mode and making method thereof |
TWI228850B (en) * | 2004-01-14 | 2005-03-01 | Asia Optical Co Inc | Laser driver circuit for burst mode and making method thereof |
JP4508915B2 (ja) * | 2005-03-23 | 2010-07-21 | 京セラ株式会社 | 光送信装置及び可視光通信システム |
US8036539B2 (en) * | 2005-06-28 | 2011-10-11 | Finisar Corporation | Gigabit ethernet longwave optical transceiver module having amplified bias current |
US20100254711A1 (en) * | 2009-04-03 | 2010-10-07 | Avago Technologies Fiber Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Method and apparatus for performing direct current (dc) offset cancellation in an optical communications device |
US8086111B2 (en) * | 2009-04-06 | 2011-12-27 | Avago Technologies Fiber Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Apparatus and method for controlling the optical output power of a laser in an optical transmitter (TX) |
US9300405B2 (en) * | 2011-12-02 | 2016-03-29 | Semtech Corporation | Closed loop optical modulation amplitude control |
US8548336B2 (en) * | 2011-12-02 | 2013-10-01 | Semtech Corporation | Closed loop optical modulation amplitude control |
US9769514B2 (en) * | 2014-12-16 | 2017-09-19 | Harmonic, Inc. | Clock recovery for video encoding/transcoding applications |
US11809062B2 (en) * | 2022-03-30 | 2023-11-07 | Applied Materials Israel Ltd. | Adding a floating analog voltage signal over a reference analog voltage signal |
Family Cites Families (2)
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---|---|---|---|---|
IT1239537B (it) * | 1989-01-20 | 1993-11-05 | Mitsubishi Electric Corp | Apparecchiatura di trasmissione ottica. |
JP2856806B2 (ja) * | 1990-01-08 | 1999-02-10 | 株式会社リコー | ピークホールド回路 |
-
1994
- 1994-06-22 JP JP6140127A patent/JPH088831A/ja not_active Withdrawn
-
1995
- 1995-01-09 US US08/370,165 patent/US5548435A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5548435A (en) | 1996-08-20 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010904 |