JPH088157B2

JPH088157B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH088157B2
Application number: JP1308801A
Authority: JP
Inventors: 広司西村; 聖明内橋
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-11-27
Filing date: 1989-11-27
Publication date: 1996-01-29
Anticipated expiration: 2011-01-29
Also published as: JPH03167791A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、高圧放電灯の管電流をチョッパー回路によ
り限流する放電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］従来、メタルハライドランプのような高圧放電灯が屋
外照明に広く用いられている。この種の高圧放電灯は大
光束で点光源で寿命が長いという特徴を有しているた
め、最近、屋内へ導入される事例が増えている。屋内用
途においては、上記高圧放電灯用の安定器として、軽量
で小形のものが要求されている。上記要求を満たす放電
灯点灯装置として、一般的に電子回路化が考えられてお
り、最近、一部の高圧放電灯について商品化された例も
ある。

一方、上記電子回路化された放電灯点灯装置は、従来
のトランス、チョークコイルによる点灯装置に比べて幾
つかの特徴を持つが、その中でも、ランプ力率を見る
と、従来のトランス、チョークコイルによる点灯装置の
場合には、略0.7〜0.9であったのに対し、電子回路化さ
れた放電灯点灯装置においては、その殆どのものが略1.
0となっている点は大きな特徴である。すなわち、同じ
電力を消費する場合の管電圧と管電流の値が上記２つの
点灯方式によって異なる組み合わせとなる。もっと具体
的に言うと、同一管電力時の管電圧、管電流共に電子回
路化された放電灯点灯装置の方が小さな値を呈するのが
一般的である。電子回路化された放電灯点灯装置におい
て、特に管電流が従来のトランス、チョークコイルによ
る点灯装置の場合より小さくなるので、点灯装置として
の電力損は少なくなり有利であると期待されるが、寿命
特性において解決すべき課題を発見したので、以下、具
体例を挙げて説明する。

第３図は上述の電子回路化された点灯装置の一例を示
している。交流電源V₁は全波整流器DB₁により全波整流
され、平滑コンデンサC₁により平滑されて、直流電圧に
変換される。コンデンサC₁の両端には、電流検出用の抵
抗R₁を介して、トランジスタQ₁,Q₃の直列回路と、トラ
ンジスタQ₂,Q₄の直列回路が並列的に接続されている。
トランジスタQ₁,Q₂は高周波的にスイッチングされ、ト
ランジスタQ₃,Q₄は低周波的にスイッチングされる。ト
ランジスタQ₁,Q₂には、ダイオードD₁,D₂がそれぞれ逆並
列接続されている。また、トランジスタQ₃と抵抗R₁の直
列回路にはダイオードD₃が逆並列接続され、トランジス
タQ₄と抵抗R₁の直列回路にはダイオードD₄が逆並列接続
されている。トランジスタQ₁,Q₃の接続点ｂと、トラン
ジスタQ₂,Q₄の接続点ｄの間には、インダクタL₁とコン
デンサC₂の直列回路が接続され、コンデンサC₂の両端に
は、高圧放電灯DLとインダクタL₂直列回路が並列接続さ
れている。

第４図は上記回路において、高圧放電灯DLが定常点灯
状態であるときの要部波形を示している。図中、
（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）はそれぞれトランジス
タQ₁,Q₂,Q₃,Q₄の開閉状態を示している。図示の如く、
トランジスタQ₁とQ₄、及びトランジスタQ₂とQ₃がそれぞ
れ対で動作している。第４図（ｅ）はインダクタL₁を流
れる電流の波形を示している。トランジスタQ₁のオン時
に、インダクタL₁にはコンデンサC₁より、高圧放電灯DL
とインダクタL₂及びコンデンサC₂で決まる漸増電流がオ
ン期間中のトランジスタQ₄及び抵抗R₁を介して流れ、ト
ランジスタQ₁のオフ時には、上記トランジスタQ₁のオン
時に蓄えられたインダクタL₁のエネルギーがオン期間中
のトランジスタQ₄、抵抗R₁、ダイオードD₃を介して流
れ、高圧放電灯DL、インダクタL₂及びコンデンサC₂で形
成される回路に放出される。したがって、トランジスタ
Q₁のオン・オフの一周期におけるインダクタL₁の電流
は、第４図（ｅ）のように、三角波状となる。トランジ
スタQ₄のオン期間中は上記動作が繰り返されるが、トラ
ンジスタQ₄がオフすると、上記と同様の動作がトランジ
スタQ₂とQ₃の組み合わせによってなされる。なお、トラ
ンジスタQ₂とQ₃の対での動作において、インダクタL₁に
流れる電流（第４図（ｅ）参照）は、上記トランジスタ
Q₁,Q₄の対での動作時とは逆方向になっている。インダ
クタL₁には、上記のような動作により、第４図（ｅ）の
ような波形の電流I_L1が流れるが、高圧放電灯DLにはロ
ーパスフィルタとして作用するインダクタL₂が直列に接
続され、高圧放電灯DLとインダクタL₂にはハイパスフィ
ルタとして作用するコンデンサC₂が並列に接続されてい
るので、高圧放電灯DLには、電流I_L1の低周波成分のみ
が、第４図（ｆ）のような波形となって流れる。なお、
コンデンサC₂には、上記電流I_L1の高周波成分が流れ、
全体として電流I_L1を形成している。

第３図に示す点灯装置は上記のように動作するので、
主たる限流要素であるインダクタL₁は高周波で動作する
ことにより、インダクタンス値が小さくて済み、小型・
軽量化が図れる。また、高圧放電灯DLには、上述のよう
に、低周波の略矩形波状電流が流れるので、高圧放電灯
DLの高周波点灯時の課題の１つである音響的共鳴現象に
よるアークの不安定を回避できるものである。

［発明が解決しようとする課題］第３図に示す点灯装置を試作し、ランプ寿命試験を実
施した結果、従来のチョークコイル、トランス等より成
るいわゆる銅鉄式の点灯装置に比べて、ランプ寿命が例
えば1/2になるものが存在することが判明した。第５図
（ａ），（ｂ）は、第３図に示す電子式の点灯装置と、
上記の銅鉄式の点灯装置のそれぞれの負荷特性を示す。
図中、実線が電子式点灯装置、破線が銅鉄式点灯装置の
負荷特性をそれぞれ示す。第５図（ａ）のV₀₁,I₀₁の組
み合わせ、及びV₀₂,I₀₂の組み合わせは、それぞれ同一
の放電灯を使用した場合の定格出力電力を得るための管
電圧と管電流の組み合わせを示し、V₀₁,I₀₁の組み合わ
せが電子式点灯装置、V₀₂,I₀₂の組み合わせが銅鉄式点
灯装置の場合をそれぞれ示す。上述のように、ランプ力
率が２つの点灯装置の間で異なるため、このように同一
出力電力時の管電圧と管電流の組み合わせが異なったも
のになっているものである。第５図（ｂ）のV₀₁,V₀₂は
定格出力電力W₀を取ったときの管電圧であって、それぞ
れ電子式点灯装置の場合と銅鉄式点灯装置の場合を表し
ている。

一般に、電子式点灯装置の場合、そのランプ力率の良
さより、銅鉄式点灯装置に比べると、定格出力電力を得
るための管電流、管電圧は小さいので、ランプへの実効
的な温度ストレスは小さいものと思われる。また、管電
圧に対する出力電力の最大値についても銅鉄式点灯装置
に比べて小さく設定されることも一般的であるので、や
はりランプへの実効的な温度ストレスは小さいものと思
われる。そこで、我々は放電灯の発光管の局部的温度に
ランプ寿命悪化の要因があるのではと考え、次のような
実験を行った。すなわち、放電灯を水平点灯し、発光管
の局部的温度と相関的関係があると考えられるアークの
最高輝度を、電子的点灯装置と銅鉄式点灯装置の２つの
場合について判定した。

第６図は実験に使用したランプ特性の一例で、ランプ
としてはメタルハライドランプ150W（オスラム社製）を
水平点灯したときのデータを銅鉄式点灯装置の場合と電
子式点灯装置の場合について、それぞれ破線と実線で結
んで示したものである。ランプとしては、点灯初期品で
あるところのV₁a小ランプと、いわゆる試験用ランプに
相当するV₁a中ランプと、寿命末期品であるところのV₁a
大ランプの３本をパラメータとして使用した。ここで、
V₁aは管電圧、W₁aは管電力を表す。グラフの中の数字1,
2,3は、アークの最高輝度が同一である点を同一数字で
表したもので、３＞２＞１の関係になっている。また、
それぞれの点1,2,3を略直線で結んだ線は、各点灯装置
において、点灯装置の出力調整によってV₁a,W₁aを可変
として取った上記３種のランプの特性である。また、同
一数字を破線及び実線で結んだ線は、それぞれ銅鉄式点
灯装置及び電子式点灯装置における同一最高輝度の点を
結んだものである。なお、最高輝度の点としては、第７
図に示すようなアークＡが電極E₁,E₂間に形成されてい
るとき、点Ｐで示すような箇所になるのが一般的であ
る。すなわち、上記の同一数字を結んだ線は、銅鉄式及
び電子式の各点灯装置における等輝度曲線と言うことが
できる。

第６図において、銅鉄式点灯装置と電子式点灯装置を
最高輝度、すなわち発光管の局部的温度という観点より
見ると、略定格管電圧に至るまでは、２つの点灯方式に
よる発光管の局部的温度の差は無く、当該電圧を越えた
あたりから点灯方式による差が極端に大きくなっている
ことが判る。上記現象の説明として、電子式点灯装置の
方が前述のようにランプ力率が良いので、同一出力電力
を得るための電流は小さくて済む。すなわち、アークの
実効的温度を維持するためには電子式点灯装置の方がア
ークが細くなる傾向にあるが、管電圧V₁aが或る一定レ
ベルを越えると、上記アークの中心への集中により、ア
ーク中心輝度が極端に高くならざるを得なくなったもの
と推定され、その管電圧V₁aのレベルが略定格電圧付近
であることを意味しているものと解釈することができ
る。

上述のような背景のもとで、第３図に代表される点灯
装置の負荷特性（例えば、第５図（ｂ）の実線に着目す
ると、当該負荷特性に対し、高圧放電灯DLの発光管の局
部的温度を考えた場合、決して望ましい特性にはなって
いない。すなわち、高圧放電灯DLの発光管の局部的温度
は管電力や管電圧の組み合わせに対しては、第６図のよ
うな特性（電子式点灯装置の場合、略定格管電圧を越え
ると、発光管温度を上昇させないためには、管電力を低
下させる必要があるというような特性）を呈するので、
第５図（ｂ）の実線のような特性（例えば、管電圧の上
昇と共に管電力も漸増する特性）を呈するような負荷特
性にあっては、略定格電圧を越えたあたりから、発光管
温度は上昇して行き、発光管の温度ストレスが増大し、
ランプ寿命特性に悪影響を及ぼす可能性がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、高圧放電灯の管電流をチョッ
パー回路により限流する放電灯点灯装置において、ラン
プ寿命を長期化することにある。

［課題を解決するための手段］本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図〜第３図に示すように、高圧放電灯DLの管電流をチ
ョッパー回路により限流する放電灯点灯装置であって、
前記チョッパー回路は、スイッチング素子Q₁（又はQ₂）
のオン時に流れる漸増電流とオフ時に流れる漸減電流を
共に検出し得る検出用抵抗R₁を備え、この検出用抵抗R₁
により検出される漸減電流の低下時に前記スイッチング
素子をオンさせると共に、所定周期で前記スイッチング
素子をオフさせることにより、高圧放電灯の管電圧の上
昇につれて前記スイッチング素子のオンされる位相を早
めて前記スイッチング素子のオン期間を増加方向に制御
する手段と、高圧放電灯の管電圧が略定格電圧を越えて
前記検出用抵抗により検出される電流の平均値が所定値
よりも低下すると、前記スイッチング素子のオフされる
位相を早めて前記スイッチング素子のオン期間の最大値
を減少方向に制御する手段を有することを特徴とするも
のである。

［作用］まず、本発明の前提となる制御技術について説明す
る。第３図に示すように、トランジスタQ₁又はQ₂による
いわゆるチョッパー的動作を主体とする点灯回路におい
て、トランジスタQ₁又はQ₂を制御するに際して、トラン
ジスタQ₁又はQ₂に流れる電流の最大値を抑えるために、
最大オン・デューティを設定することが一般的になって
いる。具体的な制御回路を例示して、これを説明する。

第８図は第１図に示すトランジスタQ₁〜Q₄の制御回路
のうち、特にトランジスタQ₁,Q₂の高周波的スイッチン
グに関わる基本部分を示す。第８図は例えばシャープ
（株）製のスイッチングレギュレータ用IC（IR3MO2）で
代表されるICの等価回路の一部を主体に示したものであ
って、第８図の点h,gは第３図における抵抗R₁の両端h,g
にそれぞれ接続される。第８図において、一点鎖線で囲
まれた部分が前記ICの等価回路の一部である。図中、１
は差動増幅器、2,3はコンパレータ、４はオア回路、５
は否定回路、6,7はアンド回路、8,9はノア回路、Tr₁,Tr
₂はトランジスタ、OSCは発振器、TFFはＴ−フリップフ
ロップである。

第９図は上記回路の動作説明のための波形図である。
第３図において、トランジスタQ₁,Q₂のうち、例えばト
ランジスタQ₁がオンすると、上述のように、インダクタ
L₁には漸増電流が流れ、トランジスタQ₁がオフすると、
やはり上述のように、インダクタL₁には漸減電流が流れ
る。抵抗R₁には、上記インダクタL₁の電流を直流化した
電流が流れるので、抵抗R₁で検出される電圧は、第９図
（ａ）に示すような電圧V_R1となる。上記電圧V_R1が第８
図の端子に入力されると、差動増幅器１の出力は、そ
れ自身の応答性に起因する応答の遅れにより第９図
（ｂ）に示す電圧V_Aのような波形を呈し、これがコンパ
レータ２の一方の入力となる。また、コンパレータ２の
他方の入力には、第９図に示す電圧V₅が入力される。こ
の電圧V₅は、発振器OSC及び端子，へそれぞれ外付
けで接続されるコンデンサと抵抗で決まる鋸歯状波であ
る。コンパレータ２に上記電圧V_AとV₅が入力されると
き、上記スイッチングレギュレータ用ICの出力であるト
ランジスタTr₁は、V₅＞V_Aでオフとなる。その状況が第
９図（ｃ）に示されている。なお、第９図（ｂ）の電圧
V₄はもう１つのコンパレータ３への入力を示し、電圧V₅
と共に、第９図（ｃ）のOFF期間の最小値を決定するた
めの、いわゆるデッドタイム制御用電圧である。

なお、上記の説明では、第８図のトランジスタTr₁の
オン・オフ状況が第９図（ｃ）の如くであると説明した
が、この説明は第３図のトランジスタQ₁又はQ₂のいずれ
のオン・オフ状態においても成立するものである。なぜ
なら、抵抗R₁にはトランジスタQ₁及びQ₂のそれぞれのオ
ン・オフ時の電流が両者ともに流れるからである。実際
には、第９図（ｃ）に示すトランジスタQ₁又はQ₂のオン
・オフ信号は、図示しない制御部よりトランジスタQ₃の
オン信号が出力されているときには、トランジスタQ₂の
オン・オフ信号として使用され、トランジスタQ₄のオン
信号が出力されているときには、トランジスタQ₁のオン
・オフ信号として使用されるものであるが、この動作
は、トランジスタQ₃,Q₄のオン・オフ時間設定用タイマ
ーと論理回路の組み合わせで容易に達成できるので、回
路図の呈示及び説明は省略する。

以上は、トランジスタQ₁〜Q₄の制御回路のうち、特に
トランジスタQ₁,Q₂の高周波的なスイッチングに関わる
部分を中心として定常的な場合の説明である。次に、経
時変化により高圧放電灯DLの特性が変化した場合につい
て説明する。高圧放電灯DLは、一般的に寿命と共にその
管電圧は上がり、管電流は下がる傾向がある。すなわ
ち、等価的抵抗成分が増加して行く。このとき、第３図
のように、インダクタL₁にて主たる限流を行ういわゆる
チョッパー回路にあっては、トランジスタQ₁又はQ₂のオ
ン時に漸増して行く電流の傾きは小さくなって行く。第
10図はその様子を説明するための第９図の再掲で、破線
で示すのは、実線で示した状態の高圧放電灯DLの寿命が
進行した状態を表したものである。第10図（ａ）に示す
電圧V_R1は管電流I_DLに相当するが、この電流波形の傾き
は寿命進行と共に緩やかになっている。管電流I_DLが破
線に示すような状態になると、電圧V_Aは第10図（ｂ）の
破線に示すような波形となり、電圧V₅との交点が変化す
る。この電圧V₅との交点の変化は、トランジスタQ₁又は
Q₂のオン期間を延ばす方向に働き、その状況を第10図
（ｃ），（ｄ）に示す。すなわち、高圧放電灯DLの寿命
が進行した場合、上述のように、トランジスタQ₁又はQ₂
のオン期間が広がるので、寿命進行と共に起こる管電流
I_DLの減少を抑制する方向で制御回路は設定される。
今、高圧放電灯DLの寿命が進行し、電圧V_Aと電圧V₅との
交点が電圧V₄と電圧V₅の交点よりも前に来ると、もはや
管電流I_DLの減少を抑制する機能は働かず、高圧放電灯D
L任せの特性となるので、管電流I_DLはどんどん減少する
方向となる。

上述のように、トランジスタQ₁又はQ₂のオン期間が制
御されるので、電圧V_Aと電圧V₅の交点がトランジスタQ₁
又はQ₂のオン期間決定に支配的である間は、管電流I_DL
の減少が抑制されるので、管電圧V_DLの上昇に伴って管
電力W_DLも上昇して行き、電圧V₄と電圧V₅の交点がトラ
ンジスタQ₁又はQ₂のオン期間決定に支配的になった後
は、管電力W_DLは逆に低下傾向となる。いわゆるチョッ
パー回路にあっては、上述のような制御が一般的であ
り、そのような制御がなされた場合の点灯装置の負荷特
性（例えば第５図（ｂ）の実線）は、高圧放電灯DLの寿
命の進行、即ち管電圧V_DLの上昇過程において、ある一
定の管電圧V_DLを越えると、発光管の局部温度が急激に
上昇することが想定され、第６図の実線で示す等輝度曲
線（すなわち、発光管の局部的最高温度）に対し、決し
て望ましいものではない。

そこで、本発明にあっては、所定管電圧（具体的に
は、以下、略定格電圧を指すものとする）以上になる
と、高周波スイッチング素子のオン・デューティの取り
得る最大値を減少方向に設定する手段を付加したもので
ある。したがって、本発明にあっては、ランプ寿命の進
行と共に起こっていた発光管の局部的高温を発生しない
ようにすることができ、ランプ寿命の改善を図ることが
できるものである。

［実施例］第１図は本発明の一実施例を説明するための制御回路
の要部構成を示している。第８図の回路と同一の要素に
は同一の符号を付して重複する説明は省略する。第１図
に示す回路においては、抵抗R₁₃,R₁₄、コンデンサC₁₁,C
₁₂及びダイオードD₁₁が新たに追加されており、それぞ
れ図示のように接続されている。差動増幅器10及び端子
，は第８図では図示していなかったが、IC内に始め
から含まれており、差動増幅器１及び端子，と全く
同一の構成である。本実施例では、この差動増幅器10を
利用しており、コンパレータ２への入力が、差動増幅器
１と10の出力のオア構成となっている点が第８図とは異
なる。

第２図は本実施例の動作波形図である。第２図
（ａ），（ｂ），（ｃ）は第９図の再掲である。第２図
（ｄ）は差動増幅器10の入力関係を示し、実線の電圧V
₁₅は管電圧V_DLが所定電圧以下、即ち管電流I_DLが所定電
流以上のときの状態を示し、破線の電圧V₁₅′は管電圧V
_DLが所定電圧以上、即ち管電流I_DLが所定電流以下のと
きの状態を示す。V₁₅及びV₁₅′は、ダイオードD₁₁とコ
ンデンサC₁₂及び抵抗R₁₄により、抵抗R₁で検出された管
電流I_DLの平均値を取っているので、上記のような関係
となる。また、電圧V₁₆は発振器OSCが発生する三角波電
圧を端子に直接供給したものである。第２図（ｅ）は
管電圧V_DLが所定電圧以上になった場合の差動増幅器10
の出力であり、管電圧V_DLの上昇と共に、その出力の幅
が増加するものである。第２図（ｆ）において、差動増
幅器10が第２図（ｅ）に示す状態になったときの電圧V_A
を破線で示す。したがって、管電圧V_DLが所定の電圧以
上になったとき、トランジスタQ₁又はQ₂がオンされるタ
イミングは、第２図（ｅ）の電圧V_Bが支配するようにな
り、トランジスタQ₁又はQ₂のオン・オフは、第２図
（ｇ）で示すようになる。第２図（ｇ）において、時刻
t₁′は時刻t₁に比べて前に位置し、第８図で説明したよ
うに、トランジスタQ₁又はQ₂のオン期間を延ばす方向、
即ち電流I_DLの減少を抑える方向に働くが、時刻t₂′は
時刻t₂に比べて、やはり前に位置するように働くので、
トランジスタQ₁又はQ₂のオン期間を縮める方向に働く。
時刻t₂から時刻t₂′への変化幅を時刻t₁からt₁′への変
化幅よりも大きく設定することにより、管電流I_DLは管
電圧V_DLが或る所定の値を越えた時点より、その減少が
急になり、結果において、管電力W_DLも減少させるとい
う動作を達成することができるものである。第２図
（ｈ）は、インダクタL₁の電流が上記動作により減少し
ている様子を示す。

本実施例は以上のように動作するので、管電圧V_DLが
或る所定値を越えた後、管電力W_DLを任意の曲線で減少
させるような負荷特性とすることができるので、ランプ
寿命の進行と共に起こっていた発光管の局部的高温を発
生しないようにすることができ、ランプ寿命の改善を図
ることができるものである。

なお、本実施例においては、管電圧V_DLの所定値を管
電流I_DLの実効値と基準の三角波電圧の交点で設定した
が、管電流I_DLの実効値の代わりに管電圧V_DLを直接検出
しても良く、基準の三角波電圧の代わりに別の基準波形
を使用しても良い。即ち、結果として、いわゆるチョッ
パー用トランジスタのオン・デューティの最大値におい
て、所定の管電圧までは上記トランジスタのオン期間は
上記のオン・デューティの最大値以下としておき、所定
の管電圧以上で上記オン・デューティの最大値を減少方
向に設定する回路であれば、同様の効果を達成すること
ができるものである。

［発明の効果］本発明にあっては、上述のように、高圧放電灯の管電
流をチョッパー回路により限流する放電灯点灯装置にお
いて、高圧放電灯の管電圧が略定格電圧に達するまでは
管電圧の上昇につれてチョッパー回路のスイッチング素
子のオン期間を増加方向に制御すると共に、高圧放電灯
の管電圧が略定格電圧を越えるとチョッパー回路のスイ
ッチング素子のオン期間の最大値を減少方向に変化させ
る制御手段を備えるものであるから、管電圧が略定格電
圧を越えた後、管電力を減少させるような負荷特性とす
ることができ、したがって、ランプ寿命の進行と共に起
こっていた発光管の局部的高温を発生しないようにする
ことができ、ランプ寿命の改善を図ることができるとい
う効果がある。

また、本発明にあっては、スイッチング素子のオン時
に流れる漸増電流とオフ時に流れる漸減電流を共に検出
し得る検出用抵抗を備えるチョッパー回路を特に高圧放
電灯の点灯装置として用いることを前提とし、この検出
用抵抗により検出される漸減電流の低下時に前記スイッ
チング素子をオンさせると共に、所定周期で前記スイッ
チング素子をオフさせることにより、高圧放電灯の管電
圧の上昇につれて前記スイッチング素子のオンされる位
相を早めて前記スイッチング素子のオン期間を増加方向
に制御するものであり、しかも、前記検出用抵抗により
検出される電流の平均値が所定値よりも低下すると、高
圧放電灯の管電圧が略定格電圧を越えたものと判定し、
前記スイッチング素子のオフされる位相を早めて前記ス
イッチング素子のオン期間の最大値を減少方向に制御す
るものであるから、高圧放電灯の両端に管電圧を検出す
るための電圧検出回路を別途接続しなくても良く、１つ
の検出用抵抗をスイッチング素子のオンされるタイミン
グを制御するための検出手段と、スイッチング素子のオ
フされるタイミングを制御するための検出手段として兼
用することができ、検出回路系が非常に簡単になるとい
う利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に用いる制御回路の回路図、
第２図は同上の動作波形図、第３図は従来の放電灯点灯
装置の回路図、第４図は同上の動作波形図、第５図及び
第６図は同上の動作説明図、第７図は同上におけるアー
クの輝度最高点を説明するための図、第８図は従来の放
電灯点灯装置に用いる制御回路、第９図及び第10図は同
上の動作波形図である。 Q₁〜Q₄はトランジスタ、DLは高圧放電灯である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】高圧放電灯の管電流をチョッパー回路によ
り限流する放電灯点灯装置であって、前記チョッパー回
路は、スイッチング素子のオン時に流れる漸増電流とオ
フ時に流れる漸減電流を共に検出し得る検出用抵抗を備
え、この検出用抵抗により検出される漸減電流の低下時
に前記スイッチング素子をオンさせると共に、所定周期
で前記スイッチング素子をオフさせることにより、高圧
放電灯の管電圧の上昇につれて前記スイッチング素子の
オンされる位相を早めて前記スイッチング素子のオン期
間を増加方向に制御する手段と、高圧放電灯の管電圧が
略定格電圧を越えて前記検出用抵抗により検出される電
流の平均値が所定値よりも低下すると、前記スイッチン
グ素子のオフされる位相を早めて前記スイッチング素子
のオン期間の最大値を減少方向に制御する手段を有する
ことを特徴とする放電灯点灯装置。