JPH0866021A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 入力電圧に対する過電流保護特性の垂下開始
点の変動を抑制しつつ、安価で電力損失の少ないスイッ
チング電源装置を提供する。 【構成】 ラインＬ１、Ｌ２間には、トランス２４の１
次巻線２４ａ、スイッチング素子２５および電流検出用
の抵抗３７が直列接続されて１次回路を構成している。
スイッチング素子２５は制御回路２６によってパルス状
に駆動される。トランス２４の１次巻線２４ａと同じ極
性を持つ補助巻線２４ｂがトランス２４に別途設けら
れ、整流用のダイオード２９を介して制御回路２６の電
源端子Ｖｃに接続されている。電流検出用の抵抗３７と
スイッチング素子２５の接続点は、抵抗３８を介して制
御回路２６の電流検出端子ＣＬＭに接続される。補助巻
線２４ｂの直流出力部、すなわちダイオード２９の出力
と電流検出端子ＣＬＭとの間に補正抵抗３９が接続され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、１次回路の過電流保護
機能を持つスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５は、従来のスイッチング電源装置の
一例を示す回路図である。電源１から供給される交流電
力は、ダイオードブリッジ２によって全波整流され、さ
らにコンデンサ３によって平滑化されて、ラインＬ１、
Ｌ２に直流電圧Ｖ１が供給される。一方、ラインＬ１と
ラインＬ２（接地側）との間には、トランス４の１次巻
線４ａ、スイッチング素子５および電流検出用の抵抗１
７が直列接続されて１次回路を構成している。

【０００３】スイッチング素子５は制御回路６によって
パルス状に駆動され、その導通期間および非導通期間が
制御される。制御回路６の電源端子ＶｃとラインＬ１と
の間には抵抗７が接続され、制御回路６の電源電圧が供
給される。また、電源端子ＶｃとラインＬ２との間に
は、平滑用のコンデンサ８が接続されている。さらに、
トランス４の１次巻線４ａと同じ極性を持ち、かつ１次
巻線４ａへの供給電圧Ｖ１より低い電圧Ｖ２を出力する
補助巻線４ｂがトランス４に別途設けられ、補助巻線４
ｂの一端はラインＬ２に接続され、補助巻線４ｂの他端
は整流用のダイオード９を介して制御回路６の電源端子
Ｖｃに接続されている。制御回路６の接地端子Ｇはライ
ンＬ２に接続される。

【０００４】電流検出用の抵抗１７とスイッチング素子
５の接続点は、抵抗１８を介して制御回路６の電流検出
端子ＣＬＭに接続され、１次回路の電流Ｉ１が電圧信号
に変換されて制御回路６に入力されている。

【０００５】一方、トランス４の２次回路を見ると、２
次巻線４ｃの一端は整流用のダイオード１０に接続さ
れ、２次巻線４ｃの他端はラインＬ３に接続される。ダ
イオード１０とラインＬ３との間にはフライホイールダ
イオード１１が接続される。さらに、ダイオード１０の
出力とラインＬ３との間に平滑用のチョークコイル１２
およびコンデンサ１３が接続され、コンデンサ１３の両
端に接続された出力端子１４、１５から出力電圧Ｖｏ、
出力電流Ｉｏが出力され、負荷（図示せず）に供給され
る。出力電圧Ｖｏは１次回路と２次回路を絶縁するフォ
トカプラ等のアイソレータ１６に入力され、アイソレー
タ１６は制御回路６のフィードバック端子ＦＢに接続さ
れている。

【０００６】次に動作を説明する。電源１から通電が開
始すると、ラインＬ１の直流電圧が立ち上がり、抵抗７
を介して制御回路６を通電して制御動作を開始する。制
御回路６は所定のデューティ比（時比率）を持つ矩形波
を出力端子ＯＵＴから出力し、スイッチング素子５を駆
動する。スイッチング素子５がオンオフを繰返すと、１
次回路の電流が断続的にスイッチされるため、１次巻線
４ａと磁気結合した補助巻線４ｂおよび２次巻線４ｃに
交流電圧が誘起する。

【０００７】補助巻線４ｂに誘起した交流電圧Ｖ２はダ
イオード９によって整流され、コンデンサ８で平滑化さ
れ、制御回路６の電源として供給される。以後、制御回
路６は補助巻線４ｂから供給される電力で動作を継続す
る。なお、抵抗７は制御回路６の起動用である。

【０００８】一方、２次巻線４ｃに誘起した交流電圧は
ダイオード１０によって整流され、チョークコイル１２
およびコンデンサ１３によって平滑化され、直流電圧に
変換される。また、２次巻線４ｃのオフ期間には、フラ
イホイールダイオード１１がチョークコイル１２へ電流
を供給する。出力電圧Ｖｏはアイソレータ１６を介して
制御回路６に入力されており、制御回路６は出力電圧Ｖ
ｏが高くなるとスイッチング素子５のデューティ比を少
なくして２次巻線４ｃへの供給電力を減らし、逆に出力
電圧Ｖｏが低くなるとスイッチング素子５のデューティ
比を大きくして２次巻線４ｃへの供給電力を増やす動作
を行って、出力電圧Ｖｏの安定化を図っている。

【０００９】また、１次回路に流れる電流Ｉ１は抵抗１
７で検出されて制御回路６に入力されており、制御回路
６は電流Ｉ１が所定値より高くなって過電流状態が検出
されると、スイッチング素子５を一定期間非導通にする
ことによって、１次回路の過電流保護を行っている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】図５に示す従来のスイ
ッチング電源装置では、２次側の負荷が一定であって
も、１次側のラインＬ１、Ｌ２間に供給される入力電圧
Ｖ１が高くなる方向に変動すると、２次回路からの帰還
信号によって制御回路６が作動して、１次側の電流Ｉ１
は小さくなり、さらに図６（ａ）に示すように、出力電
流Ｉｏの過電流保護特性における垂下開始点Ｆが高くな
る方向に変動する。逆に、入力電圧Ｖ１が低くなる方向
に変動すると、垂下開始点Ｆは低くなる方向に変動す
る。

【００１１】このような問題点を解決するため、ライン
Ｌ１と電流検出端子ＣＬＭとの間に信号補正用の抵抗１
９を接続することが考えられる。この方法によれば、ラ
インＬ１の入力電圧Ｖ１に比例した電圧を制御回路６の
電流検出端子ＣＬＭに入力しているため、たとえば入力
電圧Ｖ１が高くなると１次回路の電流Ｉ１が見かけ上大
きくなって過電流保護が早く作動するようになり、図６
（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖ１に対する垂下開始点
Ｆの変動が抑制され、過電流保護特性が改善されること
が判る。

【００１２】しかしながら、電源１が１００Ｖまたは２
００Ｖの商用電源である場合、ラインＬ１の電圧Ｖ１は
１００Ｖ〜１８５Ｖまたはその倍の電圧に達し、抵抗１
９の両端にはかなり高い電圧が印加されることになる。
そこで、垂下開始点Ｆの変動量を少なくするために、抵
抗１９の抵抗値を小さくして入力電圧Ｖ１に応じた補正
量を増加させると、抵抗値にほぼ反比例して抵抗１９の
電力損失および発熱量が大きくなり、抵抗１９の電力定
格の増加や電源効率の低下を招き、電源装置のコスト上
昇をもたらす。

【００１３】さらに、抵抗１９の短絡故障が発生した場
合、制御回路６の電流検出端子ＣＬＭや抵抗１８に高い
電圧が印加されることになり、大きな事故や火災を招く
危険がある。その対策として、抵抗１９を複数本の抵抗
を直列接続して構成することが考えられるが、部品点数
の増加やコスト上昇につながる。

【００１４】本発明の目的は、入力電圧に対する過電流
保護特性の垂下開始点の変動を抑制しつつ、安価で電力
損失の少ないスイッチング電源装置を提供することであ
る。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、トランスの１
次巻線、スイッチング素子および電流検出回路が直列接
続された１次回路と、スイッチング素子をパルス状に駆
動し、その導通期間を制御するための制御回路とを備
え、電流検出回路からの検出信号を制御回路の電流検出
端子に入力して、１次回路の過電流保護を行うスイッチ
ング電源装置において、トランスの１次巻線と同じ極性
を持ち、かつ該１次巻線への供給電圧より低い電圧を出
力する別の巻線の直流出力部と制御回路の電流検出端子
との間に、検出信号を補正するための補正抵抗が接続さ
れていることを特徴とするスイッチング電源装置であ
る。

【００１６】

【作用】本発明に従えば、電流検出回路からの検出信号
を補正するための補正抵抗を、トランスの１次巻線と同
じ極性出力を持ち、かつ該１次巻線への供給電圧より低
い電圧を出力する別の巻線の直流出力部に接続すること
によって、１次回路の入力電圧が商用電源程度に高い場
合であっても、補正抵抗の両端に印加される電圧が小さ
くなるため、補正抵抗の電力損失および発熱量が少なく
なる。したがって、補正抵抗は定格の小さい抵抗で足
り、しかも安全かつ安価になる。また、別の巻線の直流
出力部の電圧は１次回路の入力電圧に比例するため、過
電流保護特性の垂下開始点の変動を適切に抑制すること
ができる。さらに、この垂下開始点の変動が小さくなる
ため、補正抵抗以外の部品も低い定格で安価なものを用
いることができる。

【００１７】

【実施例】図１は、本発明の一実施例の電気的構成を示
す回路図である。商用電源等の電源２１から供給される
交流電力は、ダイオードブリッジ２２によって全波整流
され、さらにコンデンサ２３によって平滑化されて、ラ
インＬ１、Ｌ２に直流電圧Ｖ１が供給される。一方、ラ
インＬ１とラインＬ２（接地側）との間には、トランス
２４の１次巻線２４ａ、トランジスタ等のスイッチング
素子２５および電流検出用の抵抗３７が直列接続されて
１次回路を構成している。

【００１８】スイッチング素子２５は制御回路２６によ
ってパルス状に駆動され、その導通期間および非導通期
間が制御される。制御回路２６の電源端子Ｖｃとライン
Ｌ１との間には抵抗２７が接続され、制御回路２６の電
源電圧が供給される。また、電源端子ＶｃとラインＬ２
との間には、平滑用のコンデンサ２８が接続されてい
る。さらに、トランス２４の１次巻線２４ａと同じ極性
出力を持ち、かつ１次巻線２４ａへの供給電圧Ｖ１より
低い電圧Ｖ２を出力する補助巻線２４ｂがトランス２４
に別途設けられ、補助巻線２４ｂの一端はラインＬ２に
接続され、補助巻線２４ｂの他端は整流用のダイオード
２９を介して制御回路２６の電源端子Ｖｃに接続されて
いる。制御回路２６の接地端子ＧはラインＬ２に接続さ
れる。

【００１９】電流検出用の抵抗３７とスイッチング素子
２５の接続点は、抵抗３８を介して制御回路２６の電流
検出端子ＣＬＭに接続され、１次回路の電流Ｉ１が電圧
信号に変換されて制御回路２６に入力されている。さら
に、ラインＬ１の電圧変動に対する過電流保護特性の垂
下開始点の変動を抑制するため、補助巻線２４ｂの直流
出力部、すなわちダイオード２９の出力と制御回路２６
の電流検出端子ＣＬＭとの間に補正抵抗３９が接続され
ている。

【００２０】一方、トランス２４の２次回路を見ると、
２次巻線２４ｃの一端は整流用のダイオード３０に接続
され、２次巻線２４ｃの他端はラインＬ３に接続され
る。ダイオード３０とラインＬ３との間にはフライホイ
ールダイオード３１が接続される。さらに、ダイオード
３０の出力とラインＬ３との間に平滑用のチョークコイ
ル３２およびコンデンサ３３が接続され、コンデンサ３
３の両端に接続された出力端子３４、３５から出力電圧
Ｖｏ、出力電流Ｉｏが出力され、負荷（図示せず）に供
給される。出力電圧Ｖｏは１次回路と２次回路を絶縁す
るフォトカプラ等のアイソレータ３６に入力され、アイ
ソレータ３６は制御回路２６のフィードバック端子ＦＢ
に接続されている。

【００２１】図２は、制御回路２６の内部構成の一例を
示すブロック図である。この制御回路２６は、ＰＷＭ
（パルス幅変調）によって１次回路の電流をスイッチン
グする集積回路（たとえばＭ５１９７８Ｐ、三菱電機
製）であって、三角波発振器６１と、コンパレータ６２
と、ＰＷＭラッチ回路６３と、カレントリミット検出回
路６４と、ＮＡＮＤゲート６５等で構成されている。

【００２２】三角波発振器６１は、一定周期の三角波を
出力するとともに、三角波の下降期間（デッドタイム）
に相当する同期パルスを出力する。コンパレータ６２
は、三角波発振器６１からの三角波とフィードバック端
子ＦＢの入力信号とのレベル比較を行って比較信号を出
力する。ＰＷＭラッチ回路６３は、コンパレータ６２か
らの比較信号によってセットされ、三角波発振器６１か
らの同期パルスによってリセットされる。ＮＡＮＤゲー
ト６５は、ＰＷＭラッチ回路６３の出力信号と三角波発
振器６１からの同期パルスとの論理積を反転して、出力
端子ＯＵＴからスイッチング信号を出力する。こうして
フィードバック端子ＦＢの入力信号が上昇すると、コン
パレータ６２からの比較信号のハイレベル期間が長くな
り、ＰＷＭラッチ回路６３の出力信号のハイレベル期間
も長くなって、ＮＡＮＤゲート６５が出力するスイッチ
ング信号のデューティは小さくなる方向に動作する。な
お、フィードバック端子ＦＢの入力様式は電流モードで
あっても同様である。

【００２３】一方、カレントリミット検出回路６４は、
電流検出端子ＣＬＭからの信号が一定レベルを超過した
時点で、過電流信号を出力してＰＷＭラッチ回路６３を
強制的にセットする。こうして１次回路の電流Ｉ１が増
加して過電流状態になる度に、ＮＡＮＤゲート６５が出
力するスイッチング信号はローレベルになり、１次回路
の電流Ｉ１を遮断する。なお、ＰＷＭラッチ回路６３が
過電流信号によってセットされても、三角波発振器６１
からの同期パルスによってリセットされるため、過電流
検出動作は各周期ごとに行われる。なお、電流検出端子
ＣＬＭの入力様式は電流モードであっても同様である。

【００２４】次に、図３のタイミングチャートを参照し
ながら動作を説明する。電源２１から通電が開始する
と、ラインＬ１の直流電圧が立ち上がり、抵抗２７を介
して制御回路２６を通電して制御動作を開始する。制御
回路２６は、図３（ａ）に示すように、所定のデューテ
ィ比（時比率）を持つ矩形波を出力端子ＯＵＴから出力
し、スイッチング素子２５を駆動する。スイッチング素
子２５がオンオフを繰返すと、図３（ｃ）に示すよう
に、１次回路の電流が断続的にスイッチされるため、１
次巻線２４ａと磁気結合した補助巻線２４ｂおよび２次
巻線２４ｃに交流電圧が誘起する。なお、図３（ｂ）は
１次巻線２４ａとスイッチング素子２５との接続点の電
圧波形である。

【００２５】補助巻線２４ｂに誘起した交流電圧Ｖ２は
ダイオード２９によって整流され、コンデンサ２８で平
滑化され、制御回路２６の電源として供給される。以
後、制御回路２６は補助巻線２４ｂから供給される電力
で動作を継続する。なお、抵抗２７は制御回路２６の起
動用である。

【００２６】一方、２次巻線２４ｃに誘起した交流電圧
はダイオード３０によって整流され、チョークコイル３
２およびコンデンサ３３によって平滑化され、直流電圧
に変換される。また、２次巻線２４ｃのオフ期間には、
フライホイールダイオード３１がチョークコイル３２へ
電流を供給する。なお、図３（ｅ）は一定負荷を接続し
た場合のチョークコイル３２に流れる電流である。出力
電圧Ｖｏはアイソレータ３６を介して制御回路２６に入
力されており、制御回路２６は出力電圧Ｖｏが高くなる
とスイッチング素子２５のデューティ比を少なくして２
次巻線２４ｃへの供給電力を減らし、逆に出力電圧Ｖｏ
が低くなるとスイッチング素子２５のデューティ比を大
きくして２次巻線２４ｃへの供給電力を増やす動作を行
って、出力電圧Ｖｏの安定化を図っている。

【００２７】また、図３（ｄ）に示すように、１次回路
に流れる電流Ｉ１は抵抗３７で検出されて制御回路２６
に入力されており、制御回路２６は電流Ｉ１が所定値よ
り高くなって過電流状態が検出されると、スイッチング
素子２５を一定期間非導通にすることによって、１次回
路の過電流保護を行っている。

【００２８】さらに、補助巻線２４ｂの直流出力部と電
流検出端子ＣＬＭとの間に補正抵抗３９が接続されてい
る。したがって、ラインＬ１の電圧Ｖ１が変動すると、
補助巻線２４ｂの直流出力部の電圧も変化するため、補
正抵抗３９によって従来と同じ程度の信号補正が可能に
なる。たとえば入力電圧Ｖ１が高くなると、補正抵抗３
９の存在によって、１次回路の電流Ｉ１が見かけ上大き
くなって過電流保護が早く作動するようになり、図６
（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖ１に対する垂下開始点
Ｆの変動が抑制される。

【００２９】ここで補正抵抗３９の具体例を検討する。
まず図５に示す従来例に関して、たとえば１００Ｖ系入
力のスイッチング電源の場合、一般に入力許容電圧をＡ
Ｃ８５〜１３２Ｖという範囲に設定する。仮にＡＣ１３
２Ｖを入力した場合、ラインＬ１の電圧Ｖ１は１３２×
１．４１＝１８６Ｖｍａｘに達する。補正抵抗１９によ
る補正効果を出すためには数ｍＡ程度の電流を流す必要
がある。そこで、最大３ｍＡ程度の電流を流すとする
と、抵抗値は１８６Ｖ／３ｍＡ＝５５．８ｋΩと概算さ
れ、消費電力Ｐは約０．６２Ｗと計算され、電力定格は
余裕を見込んで少なくとも２Ｗ以上の抵抗素子が要求さ
れる。なお、電流検出端子ＣＬＭの検知レベルは０．２
Ｖ程度であり、以上の計算では無視できる。

【００３０】一方、図１の実施例に関して、補助巻線２
４ｂの出力電圧は最大２５Ｖであり、抵抗値は２５Ｖ／
３ｍＡ＝７．５ｋΩと概算され、消費電力Ｐは約０．０
８Ｗと計算され、電力定格は余裕を見込んでも１／６Ｗ
程度の抵抗素子で足りることになる。なお、２００Ｖ系
入力のスイッチング電源の場合は、消費電力はそれぞれ
２倍になる。さらに、本実施例では抵抗３９の短絡故障
が発生しても、制御回路２６や抵抗３８にはせいぜい２
５Ｖ程度の電圧が印加されるだけで済み、安全性も高
い。

【００３１】図４は、本発明の他の実施例の電気的構成
を示す回路図である。本実施例は図１のものと同様であ
るが、電流検出回路がカレントトランスで構成される点
が相違する。

【００３２】ラインＬ１とラインＬ２（接地側）との間
には、トランス２４の１次巻線２４ａ、トランジスタ等
のスイッチング素子２５およびカレントトランス４０の
１次巻線４０ａが直列接続されて１次回路を構成してい
る。カレントトランス４０の２次巻線４０ｂの一端には
整流用のダイオード４１が接続され、他端はラインＬ２
に接続される。さらにダイオード４１の出力側とライン
Ｌ２との間には平滑用のコンデンサ４２と抵抗４３が接
続され、１次回路の電流Ｉ１が直流信号に変換され、さ
らに抵抗４４を介して制御回路２６の電流検出端子ＣＬ
Ｍに入力されている。なお図１と同様に、補助巻線２４
ｂの直流出力部と電流検出端子ＣＬＭとの間に補正抵抗
３９が接続され、垂下開始点の変動を抑制している。

【００３３】このように構成することによって、１次回
路の電流Ｉ１が大きい場合でもカレントトランス２４に
よって低い電圧に変換できるため、電流検出端子ＣＬＭ
の検知レベルへの適合が容易になり、検出効率を向上さ
せることができる。

【００３４】以上の説明において、スイッチング電源の
回路形式としてフォワード方式を例示したが、本発明は
この方式に限定されるものでなく、トランスの１次巻線
と同じ極性に巻かれた補助巻線の整流平滑出力から補正
信号を電流検出端子ＣＬＭに加えるようにすれば同じ効
果が得られる。また、スイッチング素子２５として、ト
ランジスタだけでなくＦＥＴ、ＳＣＲ等も使用可能であ
る。

【００３５】

【発明の効果】以上詳説したように本発明によれば、１
次回路の入力電圧が商用電源程度に高い場合であって
も、補正抵抗の両端に印加される電圧が小さくなるた
め、補正抵抗の電力損失および発熱量が少なくなる。し
たがって、補正抵抗は定格の小さい抵抗で足り、しかも
安全かつ安価になる。また、過電流保護特性の垂下開始
点の変動が小さくなるため、補正抵抗以外の部品も小さ
い定格で安価なものを用いることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の電気的構成を示す回路図で
ある。

【図２】制御回路２６の内部構成の一例を示すブロック
図である。

【図３】主要部分の波形を示すタイミングチャートであ
る。

【図４】本発明の他の実施例の電気的構成を示す回路図
である。

【図５】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路
図である。

【図６】過電流保護特性を示すグラフであり、図６
（ａ）は補正用抵抗１９が無い場合、図６（ｂ）は補正
用抵抗１９がある場合である。

【符号の説明】

２１ 電源 ２２ ダイオードブリッジ ２４ トランス ２４ａ １次巻線 ２４ｂ 補助巻線 ２４ｃ ２次巻線 ２５ スイッチング素子 ２６ 制御回路 ３１ フライホイールダイオード ３２ チョークコイル ３６ アイソレータ ３９ 補正抵抗 ４０ カレントトランス

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランスの１次巻線、スイッチング素子
   および電流検出回路が直列接続された１次回路と、 スイッチング素子をパルス状に駆動し、その導通期間を
   制御するための制御回路とを備え、 電流検出回路からの検出信号を制御回路の電流検出端子
   に入力して、１次回路の過電流保護を行うスイッチング
   電源装置において、 トランスの１次巻線と同じ極性を持ち、かつ該１次巻線
   への供給電圧より低い電圧を出力する別の巻線の直流出
   力部と制御回路の電流検出端子との間に、検出信号を補
   正するための補正抵抗が接続されていることを特徴とす
   るスイッチング電源装置。