JPH08500191A - 信号伝送の線形化のためのカスケード結合された集積型光位相変調器の装置と方法 - Google Patents
信号伝送の線形化のためのカスケード結合された集積型光位相変調器の装置と方法Info
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Abstract
(57)【要約】
線形化されたコンプレメンタリ変調された光出力信号を提供するための集積されたカスケード接続された光位相変調器は、第1位相変調器段、第1固定された光カプラ、第2位相変調器段、および第2固定された光カプラの連続的なカスケード接続されたものを含む。各位相変調器段に加えられるRF変調信号は、第1および第2光カプラのカプリング角度における誤差を補償するために、振幅的に調節される。各位相変調器段に加えられる直流バイアス電圧のレベルは非対称位相変調に関する補償のために調節される。
Description
【発明の詳細な説明】
信号伝送の線形化のためのカスケード結合された集積型光位相変調器の装置と方
法
関連する出願
本発明は1991年5月29日に出願された、「線形化されたカスケード結合
された集積型光変調器」 と題する、出願人のコペンディング出願第07/70
6,911号と関連しており、これは本明細書中に参照されている。
発明の分野
本発明は、一般的には変調器に、そしてさらに特定化すれば集積化された電気
−光位相変調器における線形化された信号伝送を提供するための方法と装置とに
関する。
発明の背景
集積化された電気−光学変調器は現在の技術におけるアナログ光ファイバー通
信装置に使用されて多く見られるようになった。そのような装置は一般的な電磁
伝送線を代替するものとして開発されてきた。現在の光ファイバー通信装置は、
例えば広帯域外部変調器と連結された高電力、ローノイズのレーザー源を含んで
いる。そのような外部変調器は、光ファイバーケーブルテレビジョンネットワー
ク内にアナログ信号伝送を提供するために、高電力、ローノイズのレーザーと連
結されて使用される。そのような装置における共通の問題はそのダイナミックレ
ンジが相互変調歪みによって、および変調器の非線形からくる高調波歪みによっ
て、制限されるということである。この分野では変調器のリニアリティを改善す
るための多くの試みがなされてきた。
光変調器のリニアリティを改善する1つの方法は、入力信号の電磁先行歪みを
与えることである。これを実現するための装置がOFC 90で提示された「直
接的に変調されるDFBレーザーおよびAMビデオ伝送のための外部変調器の先
行歪み線形化」と題するR.P.チャイルズおよびD.A.オーバーンによる文
献に報告されている。
この技術分野においては、電気−光変調器、復調器、および変調用装置の多く
の例がある。そのような従来技術装置のいくつかを以下に簡単に説明する。
ジョンソンの米国特許第5,015,053号および第5,002,355号
は横電気(TE)と横磁気(TM)モードを結合させることによる干渉変調器の
線形化に関するものである。TEおよびTM偏光モードにおけるキャリア波の電
力を調節するために、光源から得られるキャリア波は偏光器によって偏光される
。
ハミルトンほかによる米国特許第5,010,346号は電気−光 アナログ
−ディジタルコンバータを示している。レーザー光源は光のパルスを発生させる
ためのディジタルクロックと同期している。アナログ変調用信号の振幅の関数と
して光パルスの強度を変化させるため、光のパルスは光変調器によって変調され
る。光パルスはデマルチプレクスされ、そして光パルスを電気信号に変換するた
めに検出器を通過させられる。次に電気信号は電気的なアナログ−ディジタルコ
ンバータを通過する。
デュパイほかによる米国特許第4,997,245号は、偏光依存する光スイ
ッチを示している。光スイッチは、光ウェーブが偏光現象に依存してそこを通過
するよう切り替えることができるような方法でウェーブガイドが形成されている
電気光材料の基板を含んでいる。
タイレンの米国特許第4,993,798号は、一方の端で第1および第2光
方向性スイッチに結合している光ウェーブガイドを有する半導体レーザーを含む
光通信装置に関するものである。方向性カプラのそれぞれの他端は、レーザーダ
イオードを含むキャビティを形成するために、ミラーに終端したウェーブガイド
の一端を有している。ダイオードを駆動する電流を変調するか、または方向性カ
プラに変調用信号を加えるかのいずれかによって、そこを通過する光信号は変調
される。
ヨーンほかによる米国特許第4,936,645号は、基板上の薄膜ウェーブ
ガイドを含む偏光不感マッハーゼンデル変調器を示している。この変調器は、そ
の上に薄膜ウェーブガイドが置かれる、異なる有機ポリマーのラミネーションお
よび、ウェーブガイドを通過する光と共同作用する電界を発生させるために電圧
を加えるための電極とを含んでいる。
コアイの米国特許第4,934,776号は、集積化された光強度変調器を形
成するために、高密度光データアレーを提供するよう配置されたカスケード接続
された個々のウェーブガイド方向性カプラの組み合わせを提案している。カスケ
ード接続された結合されたウェーブガイド変調器はきわめて高い消光レシオを提
供する。
コアイの米国特許第4,934,775号は、複数のカスケード結合されたウ
ェーブガイド光強度変調器の、高消光電気−光学データアレーを含む光学空間分
割スイッチングアーキテクチャーを示している。入力光信号を複数の当座の光信
号に均一に分割するために、複数のパッシブスプリッター回路が使用される。こ
の光信号は、それぞれ、各変調器の種々のセクション間に直接的な光接続を設け
るようなバー型変調器構造を形成するために結晶基板上に互いにカスケード接続
されたウェーブガイドカプラセクションを持つ光強度変
調器を通過する。コンバイナ回路はデータアレーからの出力光信号を受け取り、
そして単独の出力波または信号を提供するために、それらを結合させる。
スーの米国特許4,932,736号は高消光レシオを持つ1X2または2X
1の集積された光スイッチを提供するために3つの集積されたウェーブガイドカ
プラのモノリシック集積回路を教えている。スイッチの中では、第1のウェーブ
ガイドカプラの出力は、集積されたウェーブガイドを通して他の2つのウェーブ
ガイドカプラの入力ポートに直接的に結合している。結果として、2つのカスケ
ード接続された集積されたウェーブガイドカプラが、単独の入力ポートから2つ
の出力ポートそれぞれまでの、各パスに沿って設けられる。
コールマンの米国特許第4,882,775号は、干渉計および信号プロセッ
サが備えられた復調器を示している。この復調器は、コヒーレンス多重化された
、光データ伝送装置に含まれる。光データ伝送装置は入力端に干渉変調器を含ん
でいる。そこからの出力信号は、光マルチプレクサを通過した変調された、そし
て単独のモード光カプラおよびファイバー光ケーブルを通して復調器段に結合さ
れる、波形である。各変調器段および復調器段には、等しくないアーム長のマッ
ハーゼンデル干渉計が設けられる。互いに同様に多重化するために、マルチプレ
クサは変調器からの光キャリ
アを位相変調する。出力復調器段40から望ましい出力を得るために、装置内に
含まれる変調器と復調器との間のパス長が、制御される。
アルフアネスの米国特許第4,390,236号は、複数のカスケード接続さ
れた、調節可能な、偏光に関係ない光波長フィルタを含む電気−光デマルチプレ
クサを示している。カスケード接続されているため、フィルタの種々のセクショ
ンは、恣意的に偏光された入力信号の、それぞれ直交するように偏光された波コ
ンポーネントである、横方向電気(TE)および横方向磁気(TM)を分離する
入力偏光選択カプラを設けている。分離されたTEおよびTMコンポーネントは
次に、2つの異なるウェーブパスまたはウェーブガイドに従って進む。各ウェー
ブガイドは波長選択性のモードコンバータを含んでいる。出力偏光選択性カプラ
が、モードコンバータの波長に関して中心である1つの出力ウェーブガイド信号
コンポーネントに組み合わせられるために、そして入力信号のバランスである第
2出力ウェーブガイドに組み合わせられるために、設けられる。
パプチョンの米国特許第4,223,977号は、複数の異なる波長の光波を
分離するための、それによってデマルチプレクス機能を備えるための、集積され
た光学回路を示している。
「拡大された線形ダイナミックレンジを持つウェー
ブガイド変調器論理の予告」と題する論文(Z.Q.リンおよびW.S.C.チ
ャンによる光技術論文第2巻第12号、1990年12月)は、非線形歪みを減
少させた、変更された方向性カプラ変調器を示している。このカプラは、信号を
マッハーゼンデル干渉計に結合させるよう方向性カプラを電圧制御するために入
力信号を受け取る1つの入力段を含んでいる。干渉計の出力は固定された方向性
カプラによって、2つのチャンネルを持つ出力ウェーブガイドに結合されている
。3次の相互変調スプリアス信号を最小化するために、パラメータが調節される
。
「線形電気−光学振幅変調器の調査」と題する論文(パウオーロ リウ、B.
J.リ、およびY.S.トリスノ、SPIE協議会、1990年)は、線形電気
−光振幅変調器を示している。この変調器は、光入力を等しくマッハーゼンデル
干渉計の2つのアームにそれぞれの入力として分割するためのY型分岐を含んで
いる。この干渉計は位相シフタとして機能する。干渉計の出力は、カプリング長
の半分の公称カプリング一定長を持つように製造された方向性カプラに供給され
る。光出力信号は2つの出力ウェーブガイドの各々において提供される。1つの
極性の変調信号は干渉計位相シフタに加えられ、そして増加ファクタを用いて逆
極性において方向性カプラに加えられる。非線形を生じさせる第2および第3高
調波を減少させることによ
って、変調器のリニアリティを理想化するためにパラメータが調整される。
本発明は、公知の集積された光変調器がさらに改善をされる必要があるとの認
識に基づいている。1つの認識されている必要は、集積されている光位相変調器
のリニアリティを改善することである。
「位相変調電極のカスケード接続を用いる電気−光変調器の線形化」と題する
論文(ハルバースキーおよびリチャードV.ジョンソン、SPIE協議会、第1
583巻、集積光回路、1991年9月、153ページ)は広帯域アナログ伝送
装置において使用される線形化された光変調器に関する2つの構成を示している
。マッハゼンデル構造のカスケード接続による線形化が示されている。
発明の概要
本発明の目的は、コンプレメンタリ出力信号を持つ、改善された集積された光
位相変調器を提供することである。
本発明の別の目的は、増加したリニアリティを持つ、そしてコンプレメンタリ
出力信号を持つ、集積された光位相変調器を提供することである。
従来技術の問題を克服し、そして認識されている必要を満足させる、本発明の
これらの、そして他の目的は、光入力信号を受け取り、それを2つの出力信号に
分け、そしてその出力信号を信号電圧V1(t)によって制御される第1位相変
調器に通過させる、Y分岐電力スプリッタを含む集積された光位相変調器による
本発明の1つの実施例において解決される。第1位相変調器からの1対の出力信
号は、カプリング角度γを持つ第1固定されたカプラを通して、信号電圧V2(
t)によって制御される第2位相変調器への入力信号として補正される。第2位
相変調器からの1対の出力信号は、カプリング角度γを持つ第2固定カプラ、後
者はカスケード接続された変調器のコンプレメンタリ出力信号を提供する、への
入力信号として接続される。他の実施例においては、1つの3dBカプラがY分
岐電力スプリッタのために置換される。
図面の簡単な説明
本発明の種々の実施例は添付図面と関連して以下に説明され、ここでは類似ア
イテムには同じ参照記号が付せられており;
第1図は、本発明の1つの実施例に関する1つのrf入力を持つ線形化された
単独のカプラを表す単純化された構成図であり、
第2図は、第1図の単独のカプラの理想的なリニア動作に関する伝送関数のプ
ロットまたは曲線を示す図であり、
第3図は、本発明の実施例のための位相変調器Δβ
カプラカスケードスイッチの単純化された構成図であり、
第4図は、第3図の位相変調器のためのrf重みづけの関数としてのカプリン
グ角度γを示す曲線を表す図であり、
第5図は、第3図の位相変調器のためのrf重みづけの関数としての相対感度
を示す曲線を表す図であり、
第6図は、γ=45゜、およびk=−0.95における第3図の位相変調器カ
プラカスケードに関する伝送関数を示す曲線を表す図であり、
第7図は、第3図の位相変調器カプラカスケードに関する変調インデックスm
(dB)の関数としての第3高調波抑圧(dB)を示す曲線を表す図であり、
第8図は、本発明の1つの実施例のカスケード接続されたrf位相変調器の単
純化された構成図であり、
第9図は、第8図のカスケード接続された変調器に関するrf重みづけの関数
としての相対カプリング角度(γ/90)を示す図であり、
第10図は、第8図のカスケード接続された変調器に関するrf重みづけの関
数としての相対rf感度を表す図であり、
第11図は、γ=27゜、およびk=−0.5における第8図のカスケード接
続された位相変調器の伝送関数を示す曲線を表す図であり、
第12図は、第8図のカスケード接続された変調器
に関する変調インデックスmの関数としての第3高調波抑圧を示す曲線を表す図
であり、
第13図は、本発明の別の実施例のためのカスケード接続されたrf位相変調
器の単純化された構成図であり、
第14図は、本発明の望ましい実施例のためのカスケード接続されたrf位相
変調器の単純化された構成図であり、そして
第15図は、第14図の実施例に関するエンジニアリングプロトタイプの単純
化された回路および構成図である。
本発明の望ましい実施例の詳細な説明
以下に説明されているように、本発明の線形化された光位相変調器の実施例は
、線形化された光ガイドされたウェーブガイド(OGW)変調器であると考える
ことができる。本発明の種々の実施例においては、それぞれは、単独の出力信号
のみを持つ従来の変調器を越える利点を持つ2つのコンプレメンタリ光出力信号
を提供する。本発明のこの実施例においては、コンプレメンタリ出力信号は、実
質的に同じパワーレベルであり、そして同様に線形であり、これによって利用で
きるレーザーパワーを分割する。別の利点は、コンプレメンタリ出力信号の一方
が、カスケード接続された変調器のリニアリティを理想化し、そして安定化させ
るためのバイアス調節を提供するために、クローズループ装置において用いられ
ることが望ましい、制御信号として用いることができるということである。
第1図においては、rf入力信号rf(x)を受け取るための単独のrf端子
3を持つ、改善された線形化された単独のカプラ1が示されている。理想的なカ
プラ構造であると仮定すれば、カプラ1は、それぞれカプラ長11および12を持
つ2つのカスケード接続されたセクション5および7を含んでいる。上方の水平
ウェーブガイドセグメント9は、入力レーザー光信号をカプラ1に提供するため
に光入力信号ainを下降傾斜ウェーブガイドセグメント11に導く。光信号bin
をカプラ1に供給するために光信号binを、上昇傾斜しているウェーブガイドセ
グメント15に導くための下方水平ウェーブガイドセグメント13もまた示され
ているが、しかし標準的には、光信号をカプラ1に供給するためには用いられな
い。第1カプラセクシヨン5は、示されているような集積された構造で、ウェー
ブガイドセグメント11からの光入力信号ainを受け取るための水平ウェーブガ
イドセグメント17の部分と、ウェーブガイドセグメント15の出力端への一方
の端において接続されている下方ウェーブガイドセグメント19の部分と、ウェ
ーブガイド17の関連する部分の上に重ねられている電極21と、そしてウェー
ブガイド19の関連する部分の上に重ねられている電
極23とを含んでいる。端子3は、rf信号rf(x)をそこに供給するために
電極21に接続されている。電極23は、この実施例においては基準電位の源、
グランド、に接続されている。電極21および23と同様、ウェーブガイド17
および19は、実質的に互いに他に対して平行していることに注意すべきである
。
第2カプラセクション7はこの実施例においては、ウェーブガイドセグメント
17および19の残りの部分を含んでいる。電極25はウェーブガイド17の関
連する部分の上に重ねられている。電極27はウェーブガイド19の関連する部
分の上に重ねられている。これらの素子は実質的に互いに他に対して平行である
。バイアス端子29は、直流バイアス電圧Vdcを電極25に接続するために設け
られている。電極27は、この実施例においてはグランドに接続されている。カ
スケード接続された第1および第2カプラセクション5および7からの光出力信
号はウェーブガイドセグメント17から、上昇傾斜しているウェーブガイドセグ
メント31を通り、そして水平のウェーブガイドセグメント33を通して、aou t
光出力信号を提供するために導かれる。同様に、aout光出力信号とコンプレメ
ンタリであるbout光出力信号を提供するために、光出力信号boutはウェーブガ
イドセグメント19の他端から、下降傾斜したウェーブガイドセグメント35を
通り、そして引き続いて水平のウェーブガイドセグ
メント37に導かれる。以前に指摘したように、これらのコンプレメンタリの光
出力信号aoutおよびboutは実質的に同等に線形であり、そして同じパワーレベ
ルである。基板内にチタンを拡散することによって形成されるウェーブガイドセ
グメント9、11、13、15、17、19、31、33、35、および37と
ともに、種々のウェーブガイドセグメントが標準的には、(示されていない)ニ
オブ酸リチウム結晶基板上に形成されるということを注意すべきである。電極2
1、23、25、および27は標準的には、基板の上面に置かれ、そして標準的
には最初に(標準的には100オングストローム厚の)クロムの接着層、引き続
く(10,000オングストロームを越える)アルミニウムの薄い層のような金
属からなる。この明細書内における種々の実施例で描かれている電極およびウェ
ーブガイドのいかなる形状も、制限的なものではなく、多くの形状または構造が
その用途に用いることができるということに注目すべきである。
第1図のカプラ構造が理想的なものであり、そして2つのカスケード接続され
たセクション5および7には何の外部的電圧も加えられておらず、それぞれカプ
リング角度γおよびγdを持っていると仮定する。rfカプリングはγ・xにな
る。2つの入力−2つの出力カプラ5、7は等式(1)で以下に示されているよ
うに2×2変換マトリクスMによって表現され:
ここで「a」「b」は平行ウェーブガイドの複素信号振幅を表している。
rfセクション5の伝送マトリクスは次のように表される:
ここで
xは入力信号電圧rf(x)に比例している。
直流バイアスセクション7は次にように表され:
ここでφdは
であり、qは、加えられる直流電圧に比例している。計算を簡単にするために、
等式3は以下のように書き直され:
ここで
および
である。
カスケード接続されたカプリング5、7は以下のように表され:
Mt=Mdc−・Mrf (5)である。
信号入力ain、bin=0であるならば、出力aoutに関する信号伝送はMt11に
よって次にように表され:
Mt11=c o s αjβ・(cosφ+j(γx−sinφ)/φ)
−(sinα・γ・sinφ)/φ
=re+j・im (6)
ここでre、imはそれぞれ実および虚部分を表している。
検出された信号に比例する出力電力は以下のようであり:
P/Pin=re2+im2=f(x) (7)
f(x)に関する連続展開は次のようであり:
f(x)=f(0)+df/dx(0)・x+1/2・
d2f/dx2(0)・x2+1/6・d3f/dx3(0)・
x3+..... (8)
第2および第3次歪みを抑制するために、以下の関係が必要とされ:
d2f/dx2(0)=0,d3f/dx3(0)=0 (9)
等式(7)から次の式が得られ:
ている。
等式(6)および(2)から、次の式が得られ:
等式(9)および(10)から次の式が得られ:
d2f/dx2(0)=(0) (12)
等式(12)から:
sin2(γ)・sin(α)・cos(β)=0 (13)
が知られる。
加えて、もし:
d3f/dx3(0)=(0)ならば
γ−tanγ=0 (14)である。
等式(14)からγに関する解は、:
γ=2.86・π/2〜257.4゜となる。
変調器感度は、以下に比例し:
df/dx(0)=sin2(α)・sin2(γ)・sin(β) (15)
となる。
このため、等式(13)の実際的な解は次のようになり:
cosβ=0,β=π/2,3π/2 etc (16)
となる。
最大感度に関しては:
sin(2α)=1 または α=π/4 (17)
等式(3)から、以下の値が得られ:
φd=π/2
γd=1.11〜63.6゜ q=1.0 (18)
γ=257.4゜、γd=63.6゜、および
q=1.0を持つ、第1図のΔβカプラの理想化された線形動作に関する伝送関
数のプロットが第2図に示されている。
第3図に示されるように、Δβカプラ43と直列な位相変調器41は、位相変
調器Δβカスケードスイッチ45を備えている。標準的にはミリワットで表され
る電力レベルを持つ入力光波Pinは、入力ウェーブガイド47に加えられ、光波
PinはY型ウェーブガイド47、49、51の上方ウェーブガイドセグメント4
9および下方ウェーブガイドセグメント8に分割されるように運ばれる。上方セ
グメント49からの光は、長さ方向の上方ウェーブガイドセグメント53を通り
、上方下降傾斜ウェーブガイドセグメント55を通り、上方長さ方向および水平
ウェーブガイドセグメント61を通り、上昇する傾斜ウェーブガイドセグメント
69を通り、そしてそこから長さ方向端の水平ウェーブガイドセグメント73を
通って出力信号Poutを提供する。同様に、下方ウェーブガイドセグメント51
は実質的に光信号Pinの半分を受け取り、そしてそれを下方長さ方向および水平
ウェーブガイドセグメント57を通らせ、そこから上昇傾斜ウェーブガイドセグ
メント59を通らせ、下方水平ウェーブガイドセグメント63を通らせ、下方傾
斜ウェーブガイドセグメント71を通らせ、そしてそこから下方水平ウェーブガ
イ
Poutに対するコンプレメンタリである。水平電極77は、導体81を通してr
f入力信号rf1を受け取るよう、上方ウェーブガイドセグメント53に平行で
あり、そして重なりあっている。下方電極79は、理解のために単純に示されて
いるように、下方ウェーブガイドセグメント57と平行であり、そして重ね合わ
せられて設けられている。下方電極79は、この実施例においてはグランドに接
続されている。ウェーブガ
イドセグメント53および57、および電極77および79の組み合わせは、位
相変調器を提供する。
電極65が上方ウェーブガイドセグメント61に平行にそして重ね合わせられ
て設けられ、そして別の電極67が下方ウェーブガイドセグメント63と平行に
そして重ね合わせられて設けられている。電極端子83は、電極61に第2rf
変調信号rf2を導くために設けられている。電極67は、この実施例において
は、グランドに接続されている。ウェーブガイドセグメント61および63、お
よび電極65および67の組み合わせは、−Δβカプラを形成する。位相変調器
セクション41の長さは、11として示され、一方−Δβカプラ43が長さ12を
有しているということは注意すべきである。
理想的な平衡状態にある構成と仮定すれば、長さ11を持つrf電極77、7
9は、位相変調器41の2つのアームまたはウェーブガイドセグメント53およ
び57の間で位相シフト2xを発生させる。Δβカプラ43のカプリング角度は
:
Δβ=2x’ (19)
ここで、x’=kxである。
比k=x’/xは、電極65および67の電極幾何学で得られる2つのrf入
力信号rf1およびrf2の比に比例しており、そして関係する(示されていない
)インピーダンス整合回路も同様である。
位相変調器41の伝送マトリクスは:
−Δβカプラセクション43のマトリクスは以下の通りである:
ここで
そこでトータルマトリクスは以下のようになる:
出力パワーは:
等式(22)から:
mt11+mt12=cosx・cosφ−sinγsinφ/φ−x’sinx・
sinφ/φ+(sinx・cosφ+x’cosx・sinφ/φ−γ co
sx・(sinφ)/φ) (24)
等式(23)に代入することによって:
f(x)=0.5−sinφ/φ・(sin(2x) cosφ+
x’・cos(2x)・sinφ/φ) (25)
xに関するf(x)の連続的な誘導によって:
感度 df/dx(0)=−sin(2γ)−0.5・k(1−cos(2γ)
)/γ (26)
第2次歪みは以下のように表される:
d2f/dx2(0)=k,γのすべての値に関して
(バイアスなし) (27)
第3次歪みは次のようになる:
k3+a2k2+a1k+a0=0 に関して
d3f/dx3(0)=0 (28)
ここで
a0=−4sin(2γ)・γ3/33(γsin(2γ)+cos(2γ)−1
)-1
a1=−2(1−cos(2γ))・γ2・ γsin(2γ)+cos(2γ)
−1)-1
a2=−(2γcos(2γ)−sin(2γ)γ・(γsin(2γ)+co
s(2γ)−1)-1
(29)
(28)および(26)から、第3次歪み捕償に関するカプリング角度γおよ
び感度df/dx(0)は、rf重みづけkの関数として見いだすことができる
。
それらの計算の結果は第4図および第5図に示されており、それぞれrf重み
づけの関数としてのカプリング角度γを、およびrf重み付けの関数としての相
対感度df/dxを示す曲線である。
第5図から、−0.5〜1.5の範囲における重みづけファクタに関して納得
できる感度が得られることが明らかである。カプリング角度に関する相応する範
囲は、45゜〜65゜および105゜〜140゜である。例としてγ=45゜を
考える。計算された伝送関数は、相対入力信号の関数としての相対入力強度のプ
ロットとして第6図に示されている。第7図は、変調インデックスmの関数とし
ての相対高調波歪みを示している。
第8図においては、2つの固定されたカプラ89および91を持つカスケード
接続された2つの位相変調器85および87に関する、本発明の別の実施例が示
されている。第3図の変調器実施例に比較すると、例えば各々が2つの入力信号
rf1およびrf2を受けるが、しかし第8図の実施例においては、43のよう
なΔβカプラ領域が除かれている。
位相変調器85および87は、位相変調器41と同様の構造を有している。1
つの差異は、位相変調器87が入力電極81を通してrf入力信号rf2を受け
取るように構成され、そしてウェーブガイドセグメント49および51がカプラ
89からのコンプレメンタリ光信号を受けることである。
さらにまた、変調器41に相対的に、変調器85および87においては、電極
77および79は、ウェーブガイドセグメント53および57のそれぞれの間に
、
接近して、そして平行に設けられており、さらにブリッジ電極82によって互い
に電気的に接続されている。この実施例に見られるように、電極88および86
は、ウェーブガイドセグメント53および57に接近して、そしてそれらの他の
側に平行に設けられている。電極88および86は、基準電位、この実施例の中
ではグランド、の源に接続されている。
固定されているカプラ89は、長さ1cを有しており、そして位相変調器85
および87それぞれの、出力ウェーブガイドセグメント55を入力ウエーブガイ
ドセグメント49に、および出力ウェーブガイド59を入力ウェーブガイドセグ
メント51に結合させるために、2つの平行なウェーブガイドセグメント93、
95を含んでいる。固定されたカプラ91は、実質的にカプラ89に類似であり
、そしてこの実施例においては位相変調器87からのウェーブガイドセグメント
55および59それぞれを上昇および下降傾斜ウェーブガイドセグメント101
および103それぞれに結合させるために平行なウェーブガイドセグメント97
および99を有している。ウェーブガイドセグメント101および103は、上
方および下方水平および下降ウェーブガイドセグメント105および107それ
ぞれの終端に接続されたそれらの他端を有している。ウェーブガイドセグメント
105および107の他端は、それぞれコンプレメンタリ変調された光出力信号
87がそれぞれ、標準的には実質的に等しい11および12の長さを持っているこ
とに注意すべきである。
第8図の実施例においては、4つのカスケード接続されたセクションマトリク
スからなる総合伝送マトリクスは、等式(30)、(31)および(32)にお
いて下のように与えられる。固定されたカプラ89および91が同等のカプリン
グを有していると仮定すれば、それらの伝送マトリクスのMcは、等式(30)
において下のようになる:
Rf位相変調器85は、下のように伝送マトリクスMp1を持つ:
マトリクスMp1を解いて得られる2xは、2つのアームにおいて位相差異がある
ことに注意すべきである。
同様に、第2位相変調器87に関しても、その伝送マトリクスは、等式(32
)において以下のようなMp2で表される:
ここでx’=kxおよびk=rf重みづけファクタである。
総合マトリクスは、等式(33)において下のように示されるように、個々の
マトリクスの合計である:
Mt=McMp2McMp1 (33)
結果として、Mtは等式(34)において以下に示されるように表すことができ
る:
ここでψ1=X+X’ および ψ2=x−x1
相対的な出力パワーは、等式(35)において以下のように示される:
F(x)=P/Pin=1/2(re2+im2) (35)
ここで
re=cos2γ・cosψ1−sin2γ・cosψ2siny cosγ (s
inφ1+sinψ2)
および
im=cos2γ・cosφ1−sin2γ sinψ2
−sinγ・cosγ(cosφ1+cosψ2)
である。
連続的な誘導から:
感度df/dx(0)=−sin(2γ)(2cos(2γ)+k) (36)
第2次歪みは:
d2f/dx2(0)=0 k,γのすべての値に関して(バイアスなし)
(37)
で表される。
第3次歪みは:
d3f/dx3(0)=0 に関して
k3+3cos(2γ)k2+3k+2cos(2γ)=0 (38)
によって表される。
等式(36)および等式(38)から、第3次補償のためのカプリング角度γ
および感度df/dx(0)は、rf重み付けの関数として求められる。結果は
rf重み付けの関数として示されている(γ/90)プロット、およびrf重み
付けの関数としてのΥf感度に関してそれぞれ第9図および第10図に示されて
いる。
第10図は、rf感度の項における理想的な動作ポイントは、kが−0.5に
近似であるならば得られるということを示している。このことは0.3(90゜
)=27゜のカプリング範囲γに相当している。この場合に関する計算された伝
送関数は、第11図に示されており、これは相対入力信号の関数としての相対入
力強度に関して示されている。変調インデックスnの関数として、第3高調波発
生の相応する抑制は第12図に示されている。
設計およびrfフィーディング回路の両方における
単純化の観点から、実際の設置に関するスイッチ変調器の評価においては、(1
つのΥf入力を持つΔβカプラ)第1図の本発明の実施例がもっとも魅力あるよ
うに見える。しかし、実際の実施におけるいくらかの不都合点としては:
1.説明された簡単な理論は、製造上のエラーおよび不完全な特性に関する補
償を調節するなんのバイアスも考慮していない。現実的には、製造上のエラーに
よる非対象と同様に、電極外側の付加的な固定されたカプリング領域が存在する
。考えられるように、それらのファクタは、より精密なモデルにおいては考慮に
入れられなければならない。付加的なバイアス電極を用いることによって、第2
および第3次の歪みの良好な補償が得られるということは期待できる。
2.理想的なカプリング角度は、(γ=257゜)よりも大きく、これは総合
装置を製造エラーよりも高感度にならせることができる。全体的には、マルチ電
極カプラの詳細な特性は、単純な位相変調器よりも制御するのにいくらかさらに
難しい。
第3図の第2の変更された実施例は、rf信号rf1およびrf2を変調する
ために信号振幅の外部的な調節を含む適切な重み付けをされるべき2つのrf電
極81および83を必要とする、前に述べた第1図の実施例よりもわずかに複雑
である。製造上のエラーおよび付加的な固定されたカプリング領域がカスケード
接続された複数のセクションの両方において付加的なバイアス電極を用いること
によって調節されることが可能である。
第8図の第3の変更された実施例は、わずかに長い全体的なウェーブガイド構
造における明白な不都合点を有しており、これは通過ロスをわずかに増加させる
ということを意味している。しかし、妥当な製造制度を用いることによって、カ
プラ領域、89および91、の良好なチューニングが不必要になるということが
期待できる。製造上のエラーおよび適度な周囲不安定さは、2つの位相変調器セ
クション85および87におけるバイアス電極81において直流電圧を調整する
ことによって簡単に操作することができる。
第8図の本発明の実施例は、位相変調器85の入力におけるウェーブガイドセ
グメント47、49および51によって形成されるY型分岐パワースプリッタ用
の3dBカプラを取り替えることによって、第13図に示されるように、変更す
ることが可能である。この実施例においては、3dBカプラ109は、入力ウェ
ーブガイドセグメント111を含んでおり、これは光入力信号Pinを受け、そし
てそれを水平ウェーブガイドセグメント114および上昇傾斜ウェーブガイドセ
グメント117を直列に連続的に接続されている下降傾斜ウェーブガイドセグメ
ント113に導き、そしてセグメント117は入力信号を位相変調器85の上方
ウェーブガイドセグメント53に供給する。同様に、カプラ109は、入力セグ
メント119、上昇傾斜セグメント121、上方水平ウェーブガイドセグメント
114に平行な水平セグメント123、そして位相変調器85の下方水平ウェー
ブガイドセグメント57に接続されている下降傾斜セグメント125を直列に含
んで連続的に接続されている下方ウェーブガイドセグメントを含んでいる。変調
器構造は、基板112上に製造されるということは注目すべきである。この変更
された実施例に関する変調器の相対パワー出力に関する信号伝送関数は、等式(
36)において示されている。等式(37)および(38)もまた、本発明のこ
の実施例にも適用される。
第14図においては、第8図の実施例の変更である本発明の別の実施例が示さ
れており、これはウェーブガイドセグメント53の部分に平行な直流バイアス電
極135、およびウェーブガイドセグメント57の部分に平行なバイアス電極1
37を付加し、そしてバイアス電極135および137それぞれに平行に加えら
れたグランドプレーン電極139および141を持つ位相変調器85を含んでい
る。加えて、直列バイアス電圧VDC1を受けるためのバイアス電極143がバイ
アス電極135および137に共通的に接続されている。同様に、位相変調器8
7に関しても、バイアス電極135および137がウェーブガイドセグメント5
3および57それぞれの両側において、グランド電極139および141それぞ
れと平行に加えられている。しかし、位相変調器87の入力電極143は位相変
調器85におけるようにVDC1よりも直流バイアス電圧VDC2に接続されるように
設けられている。さらに、変調電圧V(t)は可変rfアッテネータ147およ
び149それぞれの入力端子に接続するよう、入力信号V(t)を2つの実質的
に等しいrf信号V1(t)およびV2(t)に分割するためにY型分岐パワース
プリッタのようなパワースプリッタ145に与えられる。可変アッテネータ14
7の出力は、インピーダンス整合回路151の入力に接続され、この出力は位相
変調器85の電極81にいたるrf信号rf1となる、同様に、インピーダンス
整合回路153は位相変調器87の電極81へのrf変調信号rf2を提供する
ためにアッテネータ149からの出力信号を受け取ることが含まれている。第1
4図の変調器構造は、低いスイッチングまたは変調電圧を持つ実際的な設置を表
している。製造上の不正確さのために、カプラ89および91それぞれに対する
カプリング角度γは、意図された設計値からそれることがある。第14図の実施
例を用いることによって、そのような製造上の不正確さによるエラーは整合回路
151および153に加えられるrf信号の振幅を調節するための可変アッテネ
ータ147および149を用いることによって補償され
る。またさらに、製造上のエラーは非対称の位相変調を発生させることがあり、
これは例えば(示されていない)調節可能な直流電圧供給を用いることによって
直流バイアス電圧VDC1およびVDC2のレベルを調節することによって、この実施
例においては補償される。さらに、位相変調器85および87それぞれによって
rf入力信号rf1およびrf2に関する平坦なそして等しい周波数応答性を確
立するために外部整合回路151および153が設けられていることに注目すべ
きである。光入力信号Pinのレベルが標準的に10から100ミリボルトの範囲
にあり、そしてrf変調信号V(t)は、例えばケーブルテレビ信号の場合には
標準的に0から10dBmであることを注意すべきである。
第15図においては、線形化された変調器試作品の設計が示されており、これ
は第14図の変調器の単純化された構成に関連している。この2つの図面の間の
同様なアイテムは、同じ参照番号によって表されている。
第15図において示されているように、この線形化された変調器84は、光入
力信号Pinを受け取り、そして分割し、そして分割された光信号を位相変調器8
5の長められたウェーブガイドセグメント53および57それぞれの中に導く、
Y型スプリッタ172の形状の入力ウェーブガイドを含んでいる。固定されたカ
プラ89はウェーブガイド53および57からの出力光信号を位相変調器87の
同様なウェーブガイド53および57に結合させる。位相変調器87からの出力
光信号は固定されたカプラ91によって出力ウェーブガイド201および203
それぞれに結合され、コン
形化された光出力信号それぞれを提供する。この構成においては、グランドプレ
ーンまたはRFI電極173、175および177は、全体的に長方形の形状を
しており、互いに連続的に平行しており、そして示されているように関連する位
相変調器85、87それぞれの長められた平行ウェーブガイド53および57に
重ねられている。RFI電極173、175、177のそれぞれの平行なそして
対向するより長い側は、この実施例においてはウェーブガイド53および57に
平行に、そしてその外側に位置決めされている。中央的に設けられている開口1
74、187、189はT型電極181、185および193それぞれの脚部を
通過させることができるようRFI電極173、175、177それぞれの1つ
ずつの同様に長められた側に形成されている。示されているように、T型電極1
81、185、193のそれぞれに関しては、狭い電極部分に結合した上面はウ
ェーブガイド53および57に平行に、そしてその間に、さらに示されているよ
うにRFI電極173、175、および177によっ
て形成される長方形範囲の内側に位置決めされている。T型電極181、185
および193は、接続または終端パッド179、183および191それぞれに
おいて終端子そして接続されているそれらの脚部を有している。位相変調器85
および87の各々に関しては、RFI電極173、175および177は、この
実施例においては基準電位、グランドの源に接続されている。位相変調器85は
変調信号rf1の部分を受け取るためのインピーダンス整合回路151に接続さ
れている接続または終端パッド179および183を有している。終端パッド1
91は、直流バイアス電圧VDC1を受けるために接続されている。同様に、位
相変調器87は、rf変調信号rf2を受けるためにインピーダンス整合回路1
53に接続されている終端パッド179および183を有しており、そして終端
パッド191は直流バイアス電圧VDC2を受けるために接続されている。
インピーダンス整合回路151および153は、負荷抵抗器171と直列に接
続されている3つの誘導器165、167および169を含んでいる。負荷抵抗
器171の1つの端は、基準電位、この実施例においてはグランド、の源に接続
されている。整合回路151の誘導器165の他端は、変調信号rf1を受ける
ように接続されている。同様に、整合回路153の誘導器165の他端は別の変
調信号rf2を受けるよう
に接続されている。整合回路151においては、誘導器165および167の間
の共通接続点は変調器段85の終端パッド179に接続されており、そして誘導
器167および169の間の接続点は変調器段85の終端パッド183に接続さ
れている。整合回路153においては、誘導器165および167の間の共通接
続点は変調器段87の終端パッド179に接続されており、そして誘導器167
および169の間の共通接続点は変調段87の終端パッド183に接続されてい
る。
RF入力信号V(t)は、パワースプリッタ145に接続されている。スプリ
ッタ145からの1つの出力信号は、整合回路151に変調信号rf1を提供す
る。パワースプリッタ145からの別の出力信号は、調節可能な遅延回路161
を通して調節可能な振幅制御回路163に接続されている。調節可能な振幅制御
回路163からの出力信号は、整合回路153に変調信号rf2を提供する。
第15図の線形化された変調器においては、この実施例におけるRFI電極1
73および175は、関係する整合回路151または153における負荷抵抗器
171の特性インピーダンスへの電気的な、またはインピーダンス的な整合を実
施するための、2つの分離された形態に分離される。さらに、この方法によって
電極173および175に関する電極構造における抵
抗性ロスが最小化される。逆に、あまり望ましくはないが単独の電極構造も移動
波形状の形態で電極173および175の場所に利用することができる。しかし
、移動波構造に関しては、電極の抵抗性ロスを減少させるためには望ましい構造
に対してより薄い電極が必要となる。しかも、この構造に関しては、インピーダ
ンス変換器、または付加的な抵抗器がインピーダンス整合回路151および15
3のそれぞれにおいて必要となる。整合回路151および153に関する望まし
い特性インピーダンスを得るために誘導器167の値は標準的に誘導器165お
よび169のインダクタンスの2倍となり、整合回路151および153それぞ
れに関する正確な特性インビーダンスを得るためには、この値は位相変調器85
および87それぞれの電極の容量値を増加させるように選択される必要がある。
誘導器165、167、169は、例えば印刷回路板レイアウトにおいては、ボ
ンドワイヤによって接続された高インピーダンス伝送ラインスタブが設けられる
こともできる。
パワースプリッタ145には高帯域ハイブリッドトランスが設けられることが
でき、またはrf電極181および183それぞれの同相フィーディングの用途
においては、抵抗性パワースプリッティングネットワークが用いられることもで
きる。調節可能な遅延回路161は、種々のコンポーネントを持つ全通過ディス
クリートコンポーネントによって、または調節可能な帯域接続を持つ折り返され
た伝送ラインによって提供されることもできる。調節可能な振幅回路163は当
業技術者であれば当然知っているとおり、共通的に利用できる可変アッテネータ
によって、または種々のコンポーネントを持つ抵抗性ネットワークを形成するこ
とによって設けることができる。
本発明の種々の実施例がここで描かれ、そして説明されたとしても、それらは
制限を与えることを意味してはいない。当業技術者はそれら種々の実施例に変更
を認めることができ、それらの変更は添付されている請求の範囲の精神および範
囲によってカバーされているべきであることを意味している。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1.光信号を線形的に変調するための、集積された光位相変調器において、 基板と 1つの光信号を実質的に等しいパワーレベルの第1および第2光入力信号に分 割するための光信号受信装置と、 前記第1および第2光信号を受け取り、そして第1rf信号によって光信号を 変調し、それによって、変調された第1および第2コンプレメンタリな2次的な 出力信号を発生するための第1光位相変調器装置と、 前記第1および第2の1次的な出力信号を受けるための1対の入力ポートおよ び1対の出力ポートを持つ第1光カプラと、 第2rf信号によって前記第1および第2の2次的な出力信号を受け取り、そ して次に変調し、それによってコンプレメンタリな第3および第4の2次的な出 力信号を発生するよう、前記第1光カプラの前記1対の出力ボートに接続されて いる第2光位相変調器装置と、 前記第3および第4の2次的な出力信号を個別に受け取るために、前記第2光 位相変調器装置に接続されている第2光カプラと、 各々が、前記第2光カプラの第1および第2出力ポートそれぞれに接続されて いる入力ポートとを持つ第1および第2光ウェーブガイド装置、前記第1および 第2光ウェーブガイド装置各々は、コンプレメンタリなそして線形化された第1 および第2変調された光出力信号を提供するための1つの出力ポートを持ってい る、と、を含んでおり、そして、 前記光信号受信装置、第1および第2光位相変調器装置、第1および第2光カ プラ、および第1および第2ウェーブガイド装置、のすべてが前記基板上に形成 されている、ことを特徴とする、集積された光位相変調器。 2.前記光信号受信装置がY型分岐パワースプリッタからなるような、請求項第 1項記載の集積された光位相変調器。 3.前記光信号受信装置が3dBカプラからなるような、請求項第1項記載の集 積された光位相変調器。 4.さらに、前記位相変調器における非対称位相変調に関する補償のための装置 を含むような、請求項第1項記載の集積された光位相変調器。 5.非対称位相変調のための補償用の前記装置が、第1および第2直流バイアス 電圧それぞれを受け取るために、前記第1および第2光位相変調器装置の各々に 直流バイアス電極装置を含んでおり、それによって非対称位相変調に関する補償 を提供するよう、 前記第1および第2直流バイアス電圧が互いに他に対して調節されるような、請 求項第4項記載の集積された光位相変調器。 6.前記第1および第2固定されたカプラのそれぞれのカプリング角度値の、前 もって決められた値からの逸れによって生じる製造上の不正確さに関する補償の ための装置をさらに含むような、請求項第1項記載の集積された光位相変調器。 7.カプリング角度エラーに関する前記補償用装置が、前記第1および第2rf 信号の振幅の少なくとも1つを個別に調節するための装置を含むような、請求項 第6項記載の集積された光位相変調器。 8.前記カプリング角度エラー調節用装置が、 rf信号V(t)を受け取り、そしてV(t)を2つの実質的に等しいrf信 号V1(t)およびV2(t)に分割するためのパワースプリッタと、そして それらrf信号の振幅を選択的に調節するために、前記V1(t)およびV2( t)rf信号それぞれを受け取り、それによって前記第1および第2rf信号を 発生させるための第1および第2可変アッテネータ、とを含むような、請求項第 7項記載の集積された光位相変調器。 9.前記カプリングエラー調整用装置がさらに、 前記第1および第2rf信号に対する、前記第1 および第2光位相変調器装置による、平坦なそして等しい周波数応答性を確立す るために、前記補償用装置の個別の出力端子と、前記第1および第2光位相変調 器装置それぞれの個別のrf入力端子との間に接続された第1および第2整合回 路装置を含むような、請求項第6項記載の集積された位相変調器。 10.基板上に設けられた集積された光位相変調器の線形性を最大にするための 方法において、 1つの入力光信号を第1および第2入力光信号に分割するための光分割装置を 形成する段階と、 前記光分割装置にカスケード接続された第1光位相変調器を形成する段階と、 前記第1光位相変調器にカスケード接続された第1光カプラを形成する段階と 、 前記第1光カプラにカスケード接続された第2光位相変調器を形成する段階と 、 前記第2光位相変調器にカスケード接続された第2光カプラを形成する段階と 、そして 前記第2固定されたカプラの出力ポートそれぞれにおいて、第1および第2コ ンプレメンタリ出力信号を提供して、前記第1および第2入力光信号を変調する ため、前記第1および第2光位相変調器それぞれに第1および第2rf変調信号 を加える段階と、を含むことを特徴とする方法。 11.前記第1および第2カプラのカプリング角度に おけるエラーを補償するために、前記第1および第2rf変調信号の少なくとも 1つのレベルを調節する段階をさらに含むような、請求項第10項記載の方法。 12.前記第1および第2光位相変調器上に直流バイアス電極を形成する段階と 、そして 前記集積された光位相変調器を形成する際の製造上の不正確さによって生じる 非対称位相変調に関する補償を行うために前記第1および第2位相変調器それぞ れの前記直流バイアス電極に第1および第2直流バイアス電圧のレベルを加え、 そして調節する段階とを、さらに含むような、請求項第10項記載の方法。 13.光信号を線形的に変調するためのカスケード接続された集積された光位相 変調器において、 基板と、 光入力信号を受け取り、そして前記信号を第1お よび第2入力光信号に分割 するための受信ウェーブガイド装置と、 前記第1入力光信号を受けるために前記受信ウェーブガイド装置に接続された 一方の端を持つ第1ウェーブセグメントと、前記第2入力光信号を受けるために 前記受信ウェーブガイド装置に接続された一方の端を持つ、前記第1ウェーブセ グメントに平行な第2ウェーブガイドセグメントと、前記第1およ び第2ウェーブガイドセグメントそれぞれの1つの部分と平行でしかもそこから 隔てられている第1および第2変調電極装置と、を含む第1光位相変調器、ここ において前記第1および第2変調電極装置は第1rf変調信号を受けるために共 通に接続されており、そして第1および第2直流バイアス電極装置は、前記第1 および第2ウェーブガイドセグメントそれぞれの各一方の別の部分と平行で、し かもそこから隔てられており、前記第1および第2直流バイアス電極装置は、第 1直流バイアス電圧を受けるために共通に接続されている、と、 各々が前記第1光変調器の前記第1および第2ウェーブセグメントそれぞれの 各一方の他端に別個に接続された一方の端を持っている第1および第2平行ウェ ーブガイドセグメントを含む第1光カプラと、 前記第1光カプラの前記第1ウェーブセグメントの他端に接続された一方の端 を持つ第1ウェーブガイドセグメントと、前記第1光カプラの前記第2ウェーブ ガイドセグメントの他端に接続された一方の端を持つ、前記第1ウェーブガイド セグメントに平行な第2ウェーブガイドセグメントとを含む第2光位相変調器、 前記第2光位相変調器はさらに、第2rf変調信号を受けるために共通に接続さ れている前記第1および第2変調電極装置の各々の1つの部 分と平行な、そしてそこから隔てられている第1および第2変調電極装置と、お よび前記第1および第2ウェーブガイドセグメントそれぞれの各一方の別の部分 と平行な、そしてそこから隔てられている第1および第2直流バイアス電極装置 とを含んでおり、前記第1および第2直流バイアス電極装置は第2直流バイアス 電圧を受けるために共通に接続されている、と、 第1および第2コンプレメンタリ光出力信号を提供するために前記第2光位相 変調器の前記第1および第2ウェーブガイドセグメントそれぞれの各一方の他端 に別個に接続されている出力ウェーブガイド装置、これによって前記第1および 第2直流バイアス電圧のレベル、および前記第1および第2rf変調の信号の少 なくとも一方の振幅が、前記第1および第2出力信号の線形を最大化するために 調節される、とを含み、そして、 前記受信ウェーブガイド装置、第1および第2光位相変調器、第1および第2 光カプラ、および出力ウェーブガイド装置、のすべてが前記基板上に形成される ことを特徴とするカスケード接続された集積された光位相変調器。 14.前記第1光位相変調器がさらに、 前記第1および第2ウェーブガイドセグメントがそれらの間にそれぞれ横たわ るよう、前記第1およ び第2変調電極それぞれと平行な第1および第2基準電圧電極と、そして 前記第1および第2ウェーブガイドセグメントがそれらの間にそれぞれ横たわ るように、第1および第2直流バイアス電極装置それぞれと平行な第3および第 4基準電圧電極、これによって前記第1から第4基準電圧電極がそれぞれ基準電 圧の源を受け取るようになる、とを含むような、請求項第13項記載のカスケー ド接続された集積された光位相変調器。 15.前記第2光位相変調器がさらに、 前記第1および第2ウェーブガイドセグメントがそれらの間にそれぞれ横たわ るように、前記第1および第2変調電極それぞれと平行な第1および第2基準電 圧電極と、 前記第1および第2ウェーブガイドセグメントがそれらの間にそれぞれ横たわ るように第1および第2直流バイアス電極装置それぞれと平行な第3および第4 基準電圧電極、これによって前記第1から第4基準電圧電極が各々基準電圧の源 を受け取る、とを含むような、請求項第14項記載のカスケード接続され集積さ れた光位相変調器。 16.rf電圧信号を受け取り、そして第1および第2rf変調信号に分割する ためのスプリッタと、そして 前記第1および第2光カプラのカプリング角度に おける誤差を補償するために、前記第1および第2rf変調信号の少なくとも一 方の振幅を選択的に制御するための少なくとも1つの可変アッテネータとを含む 、調節可能な第1および第2rf変調電圧の外部的な源をさらに含むような、請 求項第13項記載のカスケード接続された集積された光位相変調器。 17.第1および第2rf変調電圧の外部的な源と、 それらの間のインピーダンスを整合させるために、第1および第2rf変調電 圧の前記外部的な源の個々の出力端子と、前記第1および第2光位相変調器との 間に接続された第1および第2インピーダンス整合装置と、をさらに含むような 、請求項第13項記載のカスケード接続された集積された光位相変調器。 18.前記受信用ウェーブガイド装置がY型分岐パワースプリッタからなるよう な、請求項第13項記載のカスケード接続された集積された光位相変調器。 19.前記受信用ウェーブガイド装置が3dB光カプラからなるような、請求項 第13項記載のカスケード接続された集積された光位相変調器。 20.線形化されたカスケード接続された光位相変調器において、 光信号を受けそしてそれを第1および第2光入力信号に分割するための信号ス プリッタウェーブガイド装置と、 各々が、第1および第2長められた、平行な、そして隔てられたウェーブガイ ドと、各々が前記第1および第2ウェーブガイド上に重ね合わせられ、そして中 心合わせされている、長められた長方形形状の第1から第3の並列な無線周波数 干渉(RFI)電極と、前記長方形形状のRFI電極それぞれの中の前記第1お よび第2ウェーブガイドの間に中心的に設けられそして平行となっている第1か ら第3信号電極と、前記第1から第3RFI電極それぞれの外側に設けられた第 1から第3電気端子パッドと、および前記第1から第3RFI電極それぞれの側 部にある開口を通して前記第1から第3信号電極それぞれに前記第1から第3端 子パッドを接続するための第1から第3接続電極とを各々が含んでいる第1およ び第2光位相変調器段と、 前記第1および第2光入力信号を受けるために接続されている前記第1位相変 調器段の前記第1および第2ウェーブガイドと、 2つをカスケード的に互いに他に対して接続するために前記第1および第2光 位相変調器段の間に設けられた第1信号カプラと、 一方の端において第1および第2コンプレメンタリ光出力信号を各々が提供す るための第1および第2隔てられたウェーブ出力ガイドと、 前記第2位相変調器段の前記第壱および第2ウェ ーブガイドの出力終端と前記第壱および第2出力ウェーブガイドの他端との間に 接続された第2光カプラと、 ここにおいて前記第1および第2位相変調器段各々の前記RFI電極は基準電 位の源に接続されており、 前記第1位相変調器段の前記第1および第2端子パッドは各々第1変調信号を 受け取るために適用され、 前記第2位相変調器段の前記第1および第2端子パッドの各々は第2変調信号 を受け取るために利用され、 前記第1および第2位相変調器段の前記第3端子パッドは第1および第2直流 バイアス電圧それぞれを受け取るために適用され、そして 基板上に前記線形化されたカスケード接続された光位相変調器が形成されてい る、ことを特徴とする線形化されたカスケード接続された光位相変調器。
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