JPH08500191A - 信号伝送の線形化のためのカスケード結合された集積型光位相変調器の装置と方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 線形化されたコンプレメンタリ変調された光出力信号を提供するための集積されたカスケード接続された光位相変調器は、第１位相変調器段、第１固定された光カプラ、第２位相変調器段、および第２固定された光カプラの連続的なカスケード接続されたものを含む。各位相変調器段に加えられるＲＦ変調信号は、第１および第２光カプラのカプリング角度における誤差を補償するために、振幅的に調節される。各位相変調器段に加えられる直流バイアス電圧のレベルは非対称位相変調に関する補償のために調節される。

Description

【発明の詳細な説明】 信号伝送の線形化のためのカスケード結合された集積型光位相変調器の装置と方 法 関連する出願 本発明は１９９１年５月２９日に出願された、「線形化されたカスケード結合 された集積型光変調器」 と題する、出願人のコペンディング出願第０７／７０ ６，９１１号と関連しており、これは本明細書中に参照されている。 発明の分野 本発明は、一般的には変調器に、そしてさらに特定化すれば集積化された電気 −光位相変調器における線形化された信号伝送を提供するための方法と装置とに 関する。 発明の背景 集積化された電気−光学変調器は現在の技術におけるアナログ光ファイバー通 信装置に使用されて多く見られるようになった。そのような装置は一般的な電磁 伝送線を代替するものとして開発されてきた。現在の光ファイバー通信装置は、 例えば広帯域外部変調器と連結された高電力、ローノイズのレーザー源を含んで いる。そのような外部変調器は、光ファイバーケーブルテレビジョンネットワー ク内にアナログ信号伝送を提供するために、高電力、ローノイズのレーザーと連 結されて使用される。そのような装置における共通の問題はそのダイナミックレ ンジが相互変調歪みによって、および変調器の非線形からくる高調波歪みによっ て、制限されるということである。この分野では変調器のリニアリティを改善す るための多くの試みがなされてきた。 光変調器のリニアリティを改善する１つの方法は、入力信号の電磁先行歪みを 与えることである。これを実現するための装置がＯＦＣ ９０で提示された「直 接的に変調されるＤＦＢレーザーおよびＡＭビデオ伝送のための外部変調器の先 行歪み線形化」と題するＲ．Ｐ．チャイルズおよびＤ．Ａ．オーバーンによる文 献に報告されている。 この技術分野においては、電気−光変調器、復調器、および変調用装置の多く の例がある。そのような従来技術装置のいくつかを以下に簡単に説明する。 ジョンソンの米国特許第５，０１５，０５３号および第５，００２，３５５号 は横電気（ＴＥ）と横磁気（ＴＭ）モードを結合させることによる干渉変調器の 線形化に関するものである。ＴＥおよびＴＭ偏光モードにおけるキャリア波の電 力を調節するために、光源から得られるキャリア波は偏光器によって偏光される 。 ハミルトンほかによる米国特許第５，０１０，３４６号は電気−光 アナログ −ディジタルコンバータを示している。レーザー光源は光のパルスを発生させる ためのディジタルクロックと同期している。アナログ変調用信号の振幅の関数と して光パルスの強度を変化させるため、光のパルスは光変調器によって変調され る。光パルスはデマルチプレクスされ、そして光パルスを電気信号に変換するた めに検出器を通過させられる。次に電気信号は電気的なアナログ−ディジタルコ ンバータを通過する。 デュパイほかによる米国特許第４，９９７，２４５号は、偏光依存する光スイ ッチを示している。光スイッチは、光ウェーブが偏光現象に依存してそこを通過 するよう切り替えることができるような方法でウェーブガイドが形成されている 電気光材料の基板を含んでいる。 タイレンの米国特許第４，９９３，７９８号は、一方の端で第１および第２光 方向性スイッチに結合している光ウェーブガイドを有する半導体レーザーを含む 光通信装置に関するものである。方向性カプラのそれぞれの他端は、レーザーダ イオードを含むキャビティを形成するために、ミラーに終端したウェーブガイド の一端を有している。ダイオードを駆動する電流を変調するか、または方向性カ プラに変調用信号を加えるかのいずれかによって、そこを通過する光信号は変調 される。 ヨーンほかによる米国特許第４，９３６，６４５号は、基板上の薄膜ウェーブ ガイドを含む偏光不感マッハーゼンデル変調器を示している。この変調器は、そ の上に薄膜ウェーブガイドが置かれる、異なる有機ポリマーのラミネーションお よび、ウェーブガイドを通過する光と共同作用する電界を発生させるために電圧 を加えるための電極とを含んでいる。 コアイの米国特許第４，９３４，７７６号は、集積化された光強度変調器を形 成するために、高密度光データアレーを提供するよう配置されたカスケード接続 された個々のウェーブガイド方向性カプラの組み合わせを提案している。カスケ ード接続された結合されたウェーブガイド変調器はきわめて高い消光レシオを提 供する。 コアイの米国特許第４，９３４，７７５号は、複数のカスケード結合されたウ ェーブガイド光強度変調器の、高消光電気−光学データアレーを含む光学空間分 割スイッチングアーキテクチャーを示している。入力光信号を複数の当座の光信 号に均一に分割するために、複数のパッシブスプリッター回路が使用される。こ の光信号は、それぞれ、各変調器の種々のセクション間に直接的な光接続を設け るようなバー型変調器構造を形成するために結晶基板上に互いにカスケード接続 されたウェーブガイドカプラセクションを持つ光強度変 調器を通過する。コンバイナ回路はデータアレーからの出力光信号を受け取り、 そして単独の出力波または信号を提供するために、それらを結合させる。 スーの米国特許４，９３２，７３６号は高消光レシオを持つ１Ｘ２または２Ｘ １の集積された光スイッチを提供するために３つの集積されたウェーブガイドカ プラのモノリシック集積回路を教えている。スイッチの中では、第１のウェーブ ガイドカプラの出力は、集積されたウェーブガイドを通して他の２つのウェーブ ガイドカプラの入力ポートに直接的に結合している。結果として、２つのカスケ ード接続された集積されたウェーブガイドカプラが、単独の入力ポートから２つ の出力ポートそれぞれまでの、各パスに沿って設けられる。 コールマンの米国特許第４，８８２，７７５号は、干渉計および信号プロセッ サが備えられた復調器を示している。この復調器は、コヒーレンス多重化された 、光データ伝送装置に含まれる。光データ伝送装置は入力端に干渉変調器を含ん でいる。そこからの出力信号は、光マルチプレクサを通過した変調された、そし て単独のモード光カプラおよびファイバー光ケーブルを通して復調器段に結合さ れる、波形である。各変調器段および復調器段には、等しくないアーム長のマッ ハーゼンデル干渉計が設けられる。互いに同様に多重化するために、マルチプレ クサは変調器からの光キャリ アを位相変調する。出力復調器段４０から望ましい出力を得るために、装置内に 含まれる変調器と復調器との間のパス長が、制御される。 アルフアネスの米国特許第４，３９０，２３６号は、複数のカスケード接続さ れた、調節可能な、偏光に関係ない光波長フィルタを含む電気−光デマルチプレ クサを示している。カスケード接続されているため、フィルタの種々のセクショ ンは、恣意的に偏光された入力信号の、それぞれ直交するように偏光された波コ ンポーネントである、横方向電気（ＴＥ）および横方向磁気（ＴＭ）を分離する 入力偏光選択カプラを設けている。分離されたＴＥおよびＴＭコンポーネントは 次に、２つの異なるウェーブパスまたはウェーブガイドに従って進む。各ウェー ブガイドは波長選択性のモードコンバータを含んでいる。出力偏光選択性カプラ が、モードコンバータの波長に関して中心である１つの出力ウェーブガイド信号 コンポーネントに組み合わせられるために、そして入力信号のバランスである第 ２出力ウェーブガイドに組み合わせられるために、設けられる。 パプチョンの米国特許第４，２２３，９７７号は、複数の異なる波長の光波を 分離するための、それによってデマルチプレクス機能を備えるための、集積され た光学回路を示している。 「拡大された線形ダイナミックレンジを持つウェー ブガイド変調器論理の予告」と題する論文（Ｚ．Ｑ．リンおよびＷ．Ｓ．Ｃ．チ ャンによる光技術論文第２巻第１２号、１９９０年１２月）は、非線形歪みを減 少させた、変更された方向性カプラ変調器を示している。このカプラは、信号を マッハーゼンデル干渉計に結合させるよう方向性カプラを電圧制御するために入 力信号を受け取る１つの入力段を含んでいる。干渉計の出力は固定された方向性 カプラによって、２つのチャンネルを持つ出力ウェーブガイドに結合されている 。３次の相互変調スプリアス信号を最小化するために、パラメータが調節される 。 「線形電気−光学振幅変調器の調査」と題する論文（パウオーロ リウ、Ｂ． Ｊ．リ、およびＹ．Ｓ．トリスノ、ＳＰＩＥ協議会、１９９０年）は、線形電気 −光振幅変調器を示している。この変調器は、光入力を等しくマッハーゼンデル 干渉計の２つのアームにそれぞれの入力として分割するためのＹ型分岐を含んで いる。この干渉計は位相シフタとして機能する。干渉計の出力は、カプリング長 の半分の公称カプリング一定長を持つように製造された方向性カプラに供給され る。光出力信号は２つの出力ウェーブガイドの各々において提供される。１つの 極性の変調信号は干渉計位相シフタに加えられ、そして増加ファクタを用いて逆 極性において方向性カプラに加えられる。非線形を生じさせる第２および第３高 調波を減少させることによ って、変調器のリニアリティを理想化するためにパラメータが調整される。 本発明は、公知の集積された光変調器がさらに改善をされる必要があるとの認 識に基づいている。１つの認識されている必要は、集積されている光位相変調器 のリニアリティを改善することである。 「位相変調電極のカスケード接続を用いる電気−光変調器の線形化」と題する 論文（ハルバースキーおよびリチャードＶ．ジョンソン、ＳＰＩＥ協議会、第１ ５８３巻、集積光回路、１９９１年９月、１５３ページ）は広帯域アナログ伝送 装置において使用される線形化された光変調器に関する２つの構成を示している 。マッハゼンデル構造のカスケード接続による線形化が示されている。 発明の概要 本発明の目的は、コンプレメンタリ出力信号を持つ、改善された集積された光 位相変調器を提供することである。 本発明の別の目的は、増加したリニアリティを持つ、そしてコンプレメンタリ 出力信号を持つ、集積された光位相変調器を提供することである。 従来技術の問題を克服し、そして認識されている必要を満足させる、本発明の これらの、そして他の目的は、光入力信号を受け取り、それを２つの出力信号に 分け、そしてその出力信号を信号電圧Ｖ₁（ｔ）によって制御される第１位相変 調器に通過させる、Ｙ分岐電力スプリッタを含む集積された光位相変調器による 本発明の１つの実施例において解決される。第１位相変調器からの１対の出力信 号は、カプリング角度γを持つ第１固定されたカプラを通して、信号電圧Ｖ₂（ ｔ）によって制御される第２位相変調器への入力信号として補正される。第２位 相変調器からの１対の出力信号は、カプリング角度γを持つ第２固定カプラ、後 者はカスケード接続された変調器のコンプレメンタリ出力信号を提供する、への 入力信号として接続される。他の実施例においては、１つの３ｄＢカプラがＹ分 岐電力スプリッタのために置換される。 図面の簡単な説明 本発明の種々の実施例は添付図面と関連して以下に説明され、ここでは類似ア イテムには同じ参照記号が付せられており； 第１図は、本発明の１つの実施例に関する１つのｒｆ入力を持つ線形化された 単独のカプラを表す単純化された構成図であり、 第２図は、第１図の単独のカプラの理想的なリニア動作に関する伝送関数のプ ロットまたは曲線を示す図であり、 第３図は、本発明の実施例のための位相変調器Δβ カプラカスケードスイッチの単純化された構成図であり、 第４図は、第３図の位相変調器のためのｒｆ重みづけの関数としてのカプリン グ角度γを示す曲線を表す図であり、 第５図は、第３図の位相変調器のためのｒｆ重みづけの関数としての相対感度 を示す曲線を表す図であり、 第６図は、γ＝４５゜、およびｋ＝−０．９５における第３図の位相変調器カ プラカスケードに関する伝送関数を示す曲線を表す図であり、 第７図は、第３図の位相変調器カプラカスケードに関する変調インデックスｍ （ｄＢ）の関数としての第３高調波抑圧（ｄＢ）を示す曲線を表す図であり、 第８図は、本発明の１つの実施例のカスケード接続されたｒｆ位相変調器の単 純化された構成図であり、 第９図は、第８図のカスケード接続された変調器に関するｒｆ重みづけの関数 としての相対カプリング角度（γ／９０）を示す図であり、 第１０図は、第８図のカスケード接続された変調器に関するｒｆ重みづけの関 数としての相対ｒｆ感度を表す図であり、 第１１図は、γ＝２７゜、およびｋ＝−０．５における第８図のカスケード接 続された位相変調器の伝送関数を示す曲線を表す図であり、 第１２図は、第８図のカスケード接続された変調器 に関する変調インデックスｍの関数としての第３高調波抑圧を示す曲線を表す図 であり、 第１３図は、本発明の別の実施例のためのカスケード接続されたｒｆ位相変調 器の単純化された構成図であり、 第１４図は、本発明の望ましい実施例のためのカスケード接続されたｒｆ位相 変調器の単純化された構成図であり、そして 第１５図は、第１４図の実施例に関するエンジニアリングプロトタイプの単純 化された回路および構成図である。 本発明の望ましい実施例の詳細な説明 以下に説明されているように、本発明の線形化された光位相変調器の実施例は 、線形化された光ガイドされたウェーブガイド（ＯＧＷ）変調器であると考える ことができる。本発明の種々の実施例においては、それぞれは、単独の出力信号 のみを持つ従来の変調器を越える利点を持つ２つのコンプレメンタリ光出力信号 を提供する。本発明のこの実施例においては、コンプレメンタリ出力信号は、実 質的に同じパワーレベルであり、そして同様に線形であり、これによって利用で きるレーザーパワーを分割する。別の利点は、コンプレメンタリ出力信号の一方 が、カスケード接続された変調器のリニアリティを理想化し、そして安定化させ るためのバイアス調節を提供するために、クローズループ装置において用いられ ることが望ましい、制御信号として用いることができるということである。 第１図においては、ｒｆ入力信号ｒｆ（ｘ）を受け取るための単独のｒｆ端子 ３を持つ、改善された線形化された単独のカプラ１が示されている。理想的なカ プラ構造であると仮定すれば、カプラ１は、それぞれカプラ長１₁および１₂を持 つ２つのカスケード接続されたセクション５および７を含んでいる。上方の水平 ウェーブガイドセグメント９は、入力レーザー光信号をカプラ１に提供するため に光入力信号ａ_inを下降傾斜ウェーブガイドセグメント１１に導く。光信号ｂ_in をカプラ１に供給するために光信号ｂ_inを、上昇傾斜しているウェーブガイドセ グメント１５に導くための下方水平ウェーブガイドセグメント１３もまた示され ているが、しかし標準的には、光信号をカプラ１に供給するためには用いられな い。第１カプラセクシヨン５は、示されているような集積された構造で、ウェー ブガイドセグメント１１からの光入力信号ａ_inを受け取るための水平ウェーブガ イドセグメント１７の部分と、ウェーブガイドセグメント１５の出力端への一方 の端において接続されている下方ウェーブガイドセグメント１９の部分と、ウェ ーブガイド１７の関連する部分の上に重ねられている電極２１と、そしてウェー ブガイド１９の関連する部分の上に重ねられている電 極２３とを含んでいる。端子３は、ｒｆ信号ｒｆ（ｘ）をそこに供給するために 電極２１に接続されている。電極２３は、この実施例においては基準電位の源、 グランド、に接続されている。電極２１および２３と同様、ウェーブガイド１７ および１９は、実質的に互いに他に対して平行していることに注意すべきである 。 第２カプラセクション７はこの実施例においては、ウェーブガイドセグメント １７および１９の残りの部分を含んでいる。電極２５はウェーブガイド１７の関 連する部分の上に重ねられている。電極２７はウェーブガイド１９の関連する部 分の上に重ねられている。これらの素子は実質的に互いに他に対して平行である 。バイアス端子２９は、直流バイアス電圧Ｖ_dcを電極２５に接続するために設け られている。電極２７は、この実施例においてはグランドに接続されている。カ スケード接続された第１および第２カプラセクション５および７からの光出力信 号はウェーブガイドセグメント１７から、上昇傾斜しているウェーブガイドセグ メント３１を通り、そして水平のウェーブガイドセグメント３３を通して、ａ_{ou t} 光出力信号を提供するために導かれる。同様に、ａ_out光出力信号とコンプレメ ンタリであるｂ_out光出力信号を提供するために、光出力信号ｂ_outはウェーブガ イドセグメント１９の他端から、下降傾斜したウェーブガイドセグメント３５を 通り、そして引き続いて水平のウェーブガイドセグ メント３７に導かれる。以前に指摘したように、これらのコンプレメンタリの光 出力信号ａ_outおよびｂ_outは実質的に同等に線形であり、そして同じパワーレベ ルである。基板内にチタンを拡散することによって形成されるウェーブガイドセ グメント９、１１、１３、１５、１７、１９、３１、３３、３５、および３７と ともに、種々のウェーブガイドセグメントが標準的には、（示されていない）ニ オブ酸リチウム結晶基板上に形成されるということを注意すべきである。電極２ １、２３、２５、および２７は標準的には、基板の上面に置かれ、そして標準的 には最初に（標準的には１００オングストローム厚の）クロムの接着層、引き続 く（１０，０００オングストロームを越える）アルミニウムの薄い層のような金 属からなる。この明細書内における種々の実施例で描かれている電極およびウェ ーブガイドのいかなる形状も、制限的なものではなく、多くの形状または構造が その用途に用いることができるということに注目すべきである。 第１図のカプラ構造が理想的なものであり、そして２つのカスケード接続され たセクション５および７には何の外部的電圧も加えられておらず、それぞれカプ リング角度γおよびγ_dを持っていると仮定する。ｒｆカプリングはγ・ｘにな る。２つの入力−２つの出力カプラ５、７は等式（１）で以下に示されているよ うに２×２変換マトリクスＭによって表現され： ここで「ａ」「ｂ」は平行ウェーブガイドの複素信号振幅を表している。 ｒｆセクション５の伝送マトリクスは次のように表される： ここで ｘは入力信号電圧ｒｆ（ｘ）に比例している。 直流バイアスセクション７は次にように表され： ここでφ_dは であり、ｑは、加えられる直流電圧に比例している。計算を簡単にするために、 等式３は以下のように書き直され： ここで および である。 カスケード接続されたカプリング５、７は以下のように表され： Ｍ_t＝Ｍ_dc−・Ｍ_rf （５）である。 信号入力ａ_iｎ、ｂ_iｎ＝０であるならば、出力ａ_outに関する信号伝送はＭ_t11に よって次にように表され： Ｍ_ｔ11＝c o s α^jβ・（ｃｏｓφ＋ｊ（γｘ−ｓｉｎφ）／φ） −（ｓｉｎα・γ・ｓｉｎφ）／φ ＝ｒｅ＋ｊ・ｉｍ （６） ここでｒｅ、ｉｍはそれぞれ実および虚部分を表している。 検出された信号に比例する出力電力は以下のようであり： Ｐ／Ｐ_in＝ｒｅ^２＋ｉｍ^２＝ｆ（ｘ） （７） ｆ（ｘ）に関する連続展開は次のようであり： ｆ（ｘ）＝ｆ（０）＋ｄｆ／ｄｘ（０）・ｘ＋１／２・ ｄ²ｆ／ｄｘ^２（０）・ｘ^２＋１／６・ｄ^３ｆ／ｄｘ³（０）・ ｘ³＋．．．．． （８） 第２および第３次歪みを抑制するために、以下の関係が必要とされ： ｄ²ｆ／ｄｘ²（０）＝０，ｄ³ｆ／ｄｘ³（０）＝０ （９） 等式（７）から次の式が得られ： ている。 等式（６）および（２）から、次の式が得られ： 等式（９）および（１０）から次の式が得られ： ｄ²ｆ／ｄｘ²（０）＝（０） （１２） 等式（１２）から： ｓｉｎ²（γ）・ｓｉｎ（α）・ｃｏｓ（β）＝０ （１３） が知られる。 加えて、もし： ｄ³ｆ／ｄｘ³（０）＝（０）ならば γ−ｔａｎγ＝０ （１４）である。 等式（１４）からγに関する解は、： γ＝２．８６・π／２〜２５７．４゜となる。 変調器感度は、以下に比例し： ｄｆ／ｄｘ（０）＝ｓｉｎ²（α）・ｓｉｎ²（γ）・ｓｉｎ（β） （１５） となる。 このため、等式（１３）の実際的な解は次のようになり： ｃｏｓβ＝０，β＝π／２，３π／２ ｅｔｃ （１６） となる。 最大感度に関しては： ｓｉｎ（２α）＝１ または α＝π／４ （１７） 等式（３）から、以下の値が得られ： φ_d＝π／２ γ_d＝１．１１〜６３．６゜ ｑ＝１．０ （１８） γ＝２５７．４゜、γ_d＝６３．６゜、および ｑ＝１．０を持つ、第１図のΔβカプラの理想化された線形動作に関する伝送関 数のプロットが第２図に示されている。 第３図に示されるように、Δβカプラ４３と直列な位相変調器４１は、位相変 調器Δβカスケードスイッチ４５を備えている。標準的にはミリワットで表され る電力レベルを持つ入力光波Ｐ_inは、入力ウェーブガイド４７に加えられ、光波 Ｐ_inはＹ型ウェーブガイド４７、４９、５１の上方ウェーブガイドセグメント４ ９および下方ウェーブガイドセグメント８に分割されるように運ばれる。上方セ グメント４９からの光は、長さ方向の上方ウェーブガイドセグメント５３を通り 、上方下降傾斜ウェーブガイドセグメント５５を通り、上方長さ方向および水平 ウェーブガイドセグメント６１を通り、上昇する傾斜ウェーブガイドセグメント ６９を通り、そしてそこから長さ方向端の水平ウェーブガイドセグメント７３を 通って出力信号Ｐ_outを提供する。同様に、下方ウェーブガイドセグメント５１ は実質的に光信号Ｐ_inの半分を受け取り、そしてそれを下方長さ方向および水平 ウェーブガイドセグメント５７を通らせ、そこから上昇傾斜ウェーブガイドセグ メント５９を通らせ、下方水平ウェーブガイドセグメント６３を通らせ、下方傾 斜ウェーブガイドセグメント７１を通らせ、そしてそこから下方水平ウェーブガ イ Ｐ_outに対するコンプレメンタリである。水平電極７７は、導体８１を通してｒ ｆ入力信号ｒｆ１を受け取るよう、上方ウェーブガイドセグメント５３に平行で あり、そして重なりあっている。下方電極７９は、理解のために単純に示されて いるように、下方ウェーブガイドセグメント５７と平行であり、そして重ね合わ せられて設けられている。下方電極７９は、この実施例においてはグランドに接 続されている。ウェーブガ イドセグメント５３および５７、および電極７７および７９の組み合わせは、位 相変調器を提供する。 電極６５が上方ウェーブガイドセグメント６１に平行にそして重ね合わせられ て設けられ、そして別の電極６７が下方ウェーブガイドセグメント６３と平行に そして重ね合わせられて設けられている。電極端子８３は、電極６１に第２ｒｆ 変調信号ｒｆ２を導くために設けられている。電極６７は、この実施例において は、グランドに接続されている。ウェーブガイドセグメント６１および６３、お よび電極６５および６７の組み合わせは、−Δβカプラを形成する。位相変調器 セクション４１の長さは、１₁として示され、一方−Δβカプラ４３が長さ１₂を 有しているということは注意すべきである。 理想的な平衡状態にある構成と仮定すれば、長さ１₁を持つｒｆ電極７７、７ ９は、位相変調器４１の２つのアームまたはウェーブガイドセグメント５３およ び５７の間で位相シフト２ｘを発生させる。Δβカプラ４３のカプリング角度は ： Δβ＝２ｘ’ （１９） ここで、ｘ’＝ｋｘである。 比ｋ＝ｘ’／ｘは、電極６５および６７の電極幾何学で得られる２つのｒｆ入 力信号ｒｆ₁およびｒｆ₂の比に比例しており、そして関係する（示されていない ）インピーダンス整合回路も同様である。 位相変調器４１の伝送マトリクスは： −Δβカプラセクション４３のマトリクスは以下の通りである： ここで そこでトータルマトリクスは以下のようになる： 出力パワーは： 等式（２２）から： ｍｔ₁₁＋ｍｔ₁₂＝ｃｏｓｘ・ｃｏｓφ−ｓｉｎγｓｉｎφ／φ−ｘ’ｓｉｎｘ・ ｓｉｎφ／φ＋（ｓｉｎｘ・ｃｏｓφ＋ｘ’ｃｏｓｘ・ｓｉｎφ／φ−γ ｃｏ ｓｘ・（ｓｉｎφ）／φ） （２４） 等式（２３）に代入することによって： ｆ（ｘ）＝０．５−ｓｉｎφ／φ・（ｓｉｎ（２ｘ） ｃｏｓφ＋ ｘ’・ｃｏｓ（２ｘ）・ｓｉｎφ／φ） （２５） ｘに関するｆ（ｘ）の連続的な誘導によって： 感度 ｄｆ／ｄｘ（０）＝−ｓｉｎ（２γ）−０．５・ｋ（１−ｃｏｓ（２γ） ）／γ （２６） 第２次歪みは以下のように表される： ｄ²ｆ／ｄｘ²（０）＝ｋ，γのすべての値に関して （バイアスなし） （２７） 第３次歪みは次のようになる： ｋ³＋ａ₂ｋ²＋ａ₁ｋ＋ａ₀＝０ に関して ｄ³ｆ／ｄｘ³（０）＝０ （２８） ここで ａ₀＝−４ｓｉｎ（２γ）・γ³／３³（γｓｉｎ（２γ）＋ｃｏｓ（２γ）−１ ）^-1 ａ₁＝−２（１−ｃｏｓ（２γ））・γ²・ γｓｉｎ（２γ）＋ｃｏｓ（２γ） −１）^-1 ａ₂＝−（２γｃｏｓ（２γ）−ｓｉｎ（２γ）γ・（γｓｉｎ（２γ）＋ｃｏ ｓ（２γ）−１）^-1 （２９） （２８）および（２６）から、第３次歪み捕償に関するカプリング角度γおよ び感度ｄｆ／ｄｘ（０）は、ｒｆ重みづけｋの関数として見いだすことができる 。 それらの計算の結果は第４図および第５図に示されており、それぞれｒｆ重み づけの関数としてのカプリング角度γを、およびｒｆ重み付けの関数としての相 対感度ｄｆ／ｄｘを示す曲線である。 第５図から、−０．５〜１．５の範囲における重みづけファクタに関して納得 できる感度が得られることが明らかである。カプリング角度に関する相応する範 囲は、４５゜〜６５゜および１０５゜〜１４０゜である。例としてγ＝４５゜を 考える。計算された伝送関数は、相対入力信号の関数としての相対入力強度のプ ロットとして第６図に示されている。第７図は、変調インデックスｍの関数とし ての相対高調波歪みを示している。 第８図においては、２つの固定されたカプラ８９および９１を持つカスケード 接続された２つの位相変調器８５および８７に関する、本発明の別の実施例が示 されている。第３図の変調器実施例に比較すると、例えば各々が２つの入力信号 ｒｆ１およびｒｆ２を受けるが、しかし第８図の実施例においては、４３のよう なΔβカプラ領域が除かれている。 位相変調器８５および８７は、位相変調器４１と同様の構造を有している。１ つの差異は、位相変調器８７が入力電極８１を通してｒｆ入力信号ｒｆ２を受け 取るように構成され、そしてウェーブガイドセグメント４９および５１がカプラ ８９からのコンプレメンタリ光信号を受けることである。 さらにまた、変調器４１に相対的に、変調器８５および８７においては、電極 ７７および７９は、ウェーブガイドセグメント５３および５７のそれぞれの間に 、 接近して、そして平行に設けられており、さらにブリッジ電極８２によって互い に電気的に接続されている。この実施例に見られるように、電極８８および８６ は、ウェーブガイドセグメント５３および５７に接近して、そしてそれらの他の 側に平行に設けられている。電極８８および８６は、基準電位、この実施例の中 ではグランド、の源に接続されている。 固定されているカプラ８９は、長さ１_cを有しており、そして位相変調器８５ および８７それぞれの、出力ウェーブガイドセグメント５５を入力ウエーブガイ ドセグメント４９に、および出力ウェーブガイド５９を入力ウェーブガイドセグ メント５１に結合させるために、２つの平行なウェーブガイドセグメント９３、 ９５を含んでいる。固定されたカプラ９１は、実質的にカプラ８９に類似であり 、そしてこの実施例においては位相変調器８７からのウェーブガイドセグメント ５５および５９それぞれを上昇および下降傾斜ウェーブガイドセグメント１０１ および１０３それぞれに結合させるために平行なウェーブガイドセグメント９７ および９９を有している。ウェーブガイドセグメント１０１および１０３は、上 方および下方水平および下降ウェーブガイドセグメント１０５および１０７それ ぞれの終端に接続されたそれらの他端を有している。ウェーブガイドセグメント １０５および１０７の他端は、それぞれコンプレメンタリ変調された光出力信号 ８７がそれぞれ、標準的には実質的に等しい１₁および１₂の長さを持っているこ とに注意すべきである。 第８図の実施例においては、４つのカスケード接続されたセクションマトリク スからなる総合伝送マトリクスは、等式（３０）、（３１）および（３２）にお いて下のように与えられる。固定されたカプラ８９および９１が同等のカプリン グを有していると仮定すれば、それらの伝送マトリクスのＭ_cは、等式（３０） において下のようになる： Ｒｆ位相変調器８５は、下のように伝送マトリクスＭ_p1を持つ： マトリクスＭ_p1を解いて得られる２ｘは、２つのアームにおいて位相差異がある ことに注意すべきである。 同様に、第２位相変調器８７に関しても、その伝送マトリクスは、等式（３２ ）において以下のようなＭ_p2で表される： ここでｘ’＝ｋｘおよびｋ＝ｒｆ重みづけファクタである。 総合マトリクスは、等式（３３）において下のように示されるように、個々の マトリクスの合計である： Ｍ_t＝Ｍ_cＭ_p2Ｍ_cＭ_p1 （３３） 結果として、Ｍ_tは等式（３４）において以下に示されるように表すことができ る： ここでψ₁＝Ｘ＋Ｘ’ および ψ２＝ｘ−ｘ¹ 相対的な出力パワーは、等式（３５）において以下のように示される： Ｆ（ｘ）＝Ｐ／Ｐ_in＝１／２（ｒｅ²＋ｉｍ²） （３５） ここで ｒｅ＝ｃｏｓ²γ・ｃｏｓψ₁−ｓｉｎ²γ・ｃｏｓψ₂ｓｉｎｙ ｃｏｓγ （ｓ ｉｎφ₁＋ｓｉｎψ２） および ｉｍ＝ｃｏｓ²γ・ｃｏｓφ₁−ｓｉｎ²γ ｓｉｎψ２ −ｓｉｎγ・ｃｏｓγ（ｃｏｓφ₁＋ｃｏｓψ２） である。 連続的な誘導から： 感度ｄｆ／ｄｘ（０）＝−ｓｉｎ（２γ）（２ｃｏｓ（２γ）＋ｋ） （３６） 第２次歪みは： ｄ²ｆ／ｄｘ²（０）＝０ ｋ，γのすべての値に関して（バイアスなし） （３７） で表される。 第３次歪みは： ｄ³ｆ／ｄｘ³（０）＝０ に関して ｋ³＋３ｃｏｓ（２γ）ｋ²＋３ｋ＋２ｃｏｓ（２γ）＝０ （３８） によって表される。 等式（３６）および等式（３８）から、第３次補償のためのカプリング角度γ および感度ｄｆ／ｄｘ（０）は、ｒｆ重み付けの関数として求められる。結果は ｒｆ重み付けの関数として示されている（γ／９０）プロット、およびｒｆ重み 付けの関数としてのΥｆ感度に関してそれぞれ第９図および第１０図に示されて いる。 第１０図は、ｒｆ感度の項における理想的な動作ポイントは、ｋが−０．５に 近似であるならば得られるということを示している。このことは０．３（９０゜ ）＝２７゜のカプリング範囲γに相当している。この場合に関する計算された伝 送関数は、第１１図に示されており、これは相対入力信号の関数としての相対入 力強度に関して示されている。変調インデックスｎの関数として、第３高調波発 生の相応する抑制は第１２図に示されている。 設計およびｒｆフィーディング回路の両方における 単純化の観点から、実際の設置に関するスイッチ変調器の評価においては、（１ つのΥｆ入力を持つΔβカプラ）第１図の本発明の実施例がもっとも魅力あるよ うに見える。しかし、実際の実施におけるいくらかの不都合点としては： １．説明された簡単な理論は、製造上のエラーおよび不完全な特性に関する補 償を調節するなんのバイアスも考慮していない。現実的には、製造上のエラーに よる非対象と同様に、電極外側の付加的な固定されたカプリング領域が存在する 。考えられるように、それらのファクタは、より精密なモデルにおいては考慮に 入れられなければならない。付加的なバイアス電極を用いることによって、第２ および第３次の歪みの良好な補償が得られるということは期待できる。 ２．理想的なカプリング角度は、（γ＝２５７゜）よりも大きく、これは総合 装置を製造エラーよりも高感度にならせることができる。全体的には、マルチ電 極カプラの詳細な特性は、単純な位相変調器よりも制御するのにいくらかさらに 難しい。 第３図の第２の変更された実施例は、ｒｆ信号ｒｆ１およびｒｆ２を変調する ために信号振幅の外部的な調節を含む適切な重み付けをされるべき２つのｒｆ電 極８１および８３を必要とする、前に述べた第１図の実施例よりもわずかに複雑 である。製造上のエラーおよび付加的な固定されたカプリング領域がカスケード 接続された複数のセクションの両方において付加的なバイアス電極を用いること によって調節されることが可能である。 第８図の第３の変更された実施例は、わずかに長い全体的なウェーブガイド構 造における明白な不都合点を有しており、これは通過ロスをわずかに増加させる ということを意味している。しかし、妥当な製造制度を用いることによって、カ プラ領域、８９および９１、の良好なチューニングが不必要になるということが 期待できる。製造上のエラーおよび適度な周囲不安定さは、２つの位相変調器セ クション８５および８７におけるバイアス電極８１において直流電圧を調整する ことによって簡単に操作することができる。 第８図の本発明の実施例は、位相変調器８５の入力におけるウェーブガイドセ グメント４７、４９および５１によって形成されるＹ型分岐パワースプリッタ用 の３ｄＢカプラを取り替えることによって、第１３図に示されるように、変更す ることが可能である。この実施例においては、３ｄＢカプラ１０９は、入力ウェ ーブガイドセグメント１１１を含んでおり、これは光入力信号Ｐ_inを受け、そし てそれを水平ウェーブガイドセグメント１１４および上昇傾斜ウェーブガイドセ グメント１１７を直列に連続的に接続されている下降傾斜ウェーブガイドセグメ ント１１３に導き、そしてセグメント１１７は入力信号を位相変調器８５の上方 ウェーブガイドセグメント５３に供給する。同様に、カプラ１０９は、入力セグ メント１１９、上昇傾斜セグメント１２１、上方水平ウェーブガイドセグメント １１４に平行な水平セグメント１２３、そして位相変調器８５の下方水平ウェー ブガイドセグメント５７に接続されている下降傾斜セグメント１２５を直列に含 んで連続的に接続されている下方ウェーブガイドセグメントを含んでいる。変調 器構造は、基板１１２上に製造されるということは注目すべきである。この変更 された実施例に関する変調器の相対パワー出力に関する信号伝送関数は、等式（ ３６）において示されている。等式（３７）および（３８）もまた、本発明のこ の実施例にも適用される。 第１４図においては、第８図の実施例の変更である本発明の別の実施例が示さ れており、これはウェーブガイドセグメント５３の部分に平行な直流バイアス電 極１３５、およびウェーブガイドセグメント５７の部分に平行なバイアス電極１ ３７を付加し、そしてバイアス電極１３５および１３７それぞれに平行に加えら れたグランドプレーン電極１３９および１４１を持つ位相変調器８５を含んでい る。加えて、直列バイアス電圧Ｖ_DC1を受けるためのバイアス電極１４３がバイ アス電極１３５および１３７に共通的に接続されている。同様に、位相変調器８ ７に関しても、バイアス電極１３５および１３７がウェーブガイドセグメント５ ３および５７それぞれの両側において、グランド電極１３９および１４１それぞ れと平行に加えられている。しかし、位相変調器８７の入力電極１４３は位相変 調器８５におけるようにＶ_DC1よりも直流バイアス電圧Ｖ_DC2に接続されるように 設けられている。さらに、変調電圧Ｖ（ｔ）は可変ｒｆアッテネータ１４７およ び１４９それぞれの入力端子に接続するよう、入力信号Ｖ（ｔ）を２つの実質的 に等しいｒｆ信号Ｖ₁（ｔ）およびＶ₂（ｔ）に分割するためにＹ型分岐パワース プリッタのようなパワースプリッタ１４５に与えられる。可変アッテネータ１４ ７の出力は、インピーダンス整合回路１５１の入力に接続され、この出力は位相 変調器８５の電極８１にいたるｒｆ信号ｒｆ１となる、同様に、インピーダンス 整合回路１５３は位相変調器８７の電極８１へのｒｆ変調信号ｒｆ２を提供する ためにアッテネータ１４９からの出力信号を受け取ることが含まれている。第１ ４図の変調器構造は、低いスイッチングまたは変調電圧を持つ実際的な設置を表 している。製造上の不正確さのために、カプラ８９および９１それぞれに対する カプリング角度γは、意図された設計値からそれることがある。第１４図の実施 例を用いることによって、そのような製造上の不正確さによるエラーは整合回路 １５１および１５３に加えられるｒｆ信号の振幅を調節するための可変アッテネ ータ１４７および１４９を用いることによって補償され る。またさらに、製造上のエラーは非対称の位相変調を発生させることがあり、 これは例えば（示されていない）調節可能な直流電圧供給を用いることによって 直流バイアス電圧Ｖ_DC1およびＶ_DC2のレベルを調節することによって、この実施 例においては補償される。さらに、位相変調器８５および８７それぞれによって ｒｆ入力信号ｒｆ１およびｒｆ２に関する平坦なそして等しい周波数応答性を確 立するために外部整合回路１５１および１５３が設けられていることに注目すべ きである。光入力信号Ｐ_inのレベルが標準的に１０から１００ミリボルトの範囲 にあり、そしてｒｆ変調信号Ｖ（ｔ）は、例えばケーブルテレビ信号の場合には 標準的に０から１０ｄＢｍであることを注意すべきである。 第１５図においては、線形化された変調器試作品の設計が示されており、これ は第１４図の変調器の単純化された構成に関連している。この２つの図面の間の 同様なアイテムは、同じ参照番号によって表されている。 第１５図において示されているように、この線形化された変調器８４は、光入 力信号Ｐ_inを受け取り、そして分割し、そして分割された光信号を位相変調器８ ５の長められたウェーブガイドセグメント５３および５７それぞれの中に導く、 Ｙ型スプリッタ１７２の形状の入力ウェーブガイドを含んでいる。固定されたカ プラ８９はウェーブガイド５３および５７からの出力光信号を位相変調器８７の 同様なウェーブガイド５３および５７に結合させる。位相変調器８７からの出力 光信号は固定されたカプラ９１によって出力ウェーブガイド２０１および２０３ それぞれに結合され、コン 形化された光出力信号それぞれを提供する。この構成においては、グランドプレ ーンまたはＲＦＩ電極１７３、１７５および１７７は、全体的に長方形の形状を しており、互いに連続的に平行しており、そして示されているように関連する位 相変調器８５、８７それぞれの長められた平行ウェーブガイド５３および５７に 重ねられている。ＲＦＩ電極１７３、１７５、１７７のそれぞれの平行なそして 対向するより長い側は、この実施例においてはウェーブガイド５３および５７に 平行に、そしてその外側に位置決めされている。中央的に設けられている開口１ ７４、１８７、１８９はＴ型電極１８１、１８５および１９３それぞれの脚部を 通過させることができるようＲＦＩ電極１７３、１７５、１７７それぞれの１つ ずつの同様に長められた側に形成されている。示されているように、Ｔ型電極１ ８１、１８５、１９３のそれぞれに関しては、狭い電極部分に結合した上面はウ ェーブガイド５３および５７に平行に、そしてその間に、さらに示されているよ うにＲＦＩ電極１７３、１７５、および１７７によっ て形成される長方形範囲の内側に位置決めされている。Ｔ型電極１８１、１８５ および１９３は、接続または終端パッド１７９、１８３および１９１それぞれに おいて終端子そして接続されているそれらの脚部を有している。位相変調器８５ および８７の各々に関しては、ＲＦＩ電極１７３、１７５および１７７は、この 実施例においては基準電位、グランドの源に接続されている。位相変調器８５は 変調信号ｒｆ１の部分を受け取るためのインピーダンス整合回路１５１に接続さ れている接続または終端パッド１７９および１８３を有している。終端パッド１ ９１は、直流バイアス電圧ＶＤＣ１を受けるために接続されている。同様に、位 相変調器８７は、ｒｆ変調信号ｒｆ２を受けるためにインピーダンス整合回路１ ５３に接続されている終端パッド１７９および１８３を有しており、そして終端 パッド１９１は直流バイアス電圧Ｖ_DC2を受けるために接続されている。 インピーダンス整合回路１５１および１５３は、負荷抵抗器１７１と直列に接 続されている３つの誘導器１６５、１６７および１６９を含んでいる。負荷抵抗 器１７１の１つの端は、基準電位、この実施例においてはグランド、の源に接続 されている。整合回路１５１の誘導器１６５の他端は、変調信号ｒｆ１を受ける ように接続されている。同様に、整合回路１５３の誘導器１６５の他端は別の変 調信号ｒｆ２を受けるよう に接続されている。整合回路１５１においては、誘導器１６５および１６７の間 の共通接続点は変調器段８５の終端パッド１７９に接続されており、そして誘導 器１６７および１６９の間の接続点は変調器段８５の終端パッド１８３に接続さ れている。整合回路１５３においては、誘導器１６５および１６７の間の共通接 続点は変調器段８７の終端パッド１７９に接続されており、そして誘導器１６７ および１６９の間の共通接続点は変調段８７の終端パッド１８３に接続されてい る。 ＲＦ入力信号Ｖ（ｔ）は、パワースプリッタ１４５に接続されている。スプリ ッタ１４５からの１つの出力信号は、整合回路１５１に変調信号ｒｆ１を提供す る。パワースプリッタ１４５からの別の出力信号は、調節可能な遅延回路１６１ を通して調節可能な振幅制御回路１６３に接続されている。調節可能な振幅制御 回路１６３からの出力信号は、整合回路１５３に変調信号ｒｆ２を提供する。 第１５図の線形化された変調器においては、この実施例におけるＲＦＩ電極１ ７３および１７５は、関係する整合回路１５１または１５３における負荷抵抗器 １７１の特性インピーダンスへの電気的な、またはインピーダンス的な整合を実 施するための、２つの分離された形態に分離される。さらに、この方法によって 電極１７３および１７５に関する電極構造における抵 抗性ロスが最小化される。逆に、あまり望ましくはないが単独の電極構造も移動 波形状の形態で電極１７３および１７５の場所に利用することができる。しかし 、移動波構造に関しては、電極の抵抗性ロスを減少させるためには望ましい構造 に対してより薄い電極が必要となる。しかも、この構造に関しては、インピーダ ンス変換器、または付加的な抵抗器がインピーダンス整合回路１５１および１５ ３のそれぞれにおいて必要となる。整合回路１５１および１５３に関する望まし い特性インピーダンスを得るために誘導器１６７の値は標準的に誘導器１６５お よび１６９のインダクタンスの２倍となり、整合回路１５１および１５３それぞ れに関する正確な特性インビーダンスを得るためには、この値は位相変調器８５ および８７それぞれの電極の容量値を増加させるように選択される必要がある。 誘導器１６５、１６７、１６９は、例えば印刷回路板レイアウトにおいては、ボ ンドワイヤによって接続された高インピーダンス伝送ラインスタブが設けられる こともできる。 パワースプリッタ１４５には高帯域ハイブリッドトランスが設けられることが でき、またはｒｆ電極１８１および１８３それぞれの同相フィーディングの用途 においては、抵抗性パワースプリッティングネットワークが用いられることもで きる。調節可能な遅延回路１６１は、種々のコンポーネントを持つ全通過ディス クリートコンポーネントによって、または調節可能な帯域接続を持つ折り返され た伝送ラインによって提供されることもできる。調節可能な振幅回路１６３は当 業技術者であれば当然知っているとおり、共通的に利用できる可変アッテネータ によって、または種々のコンポーネントを持つ抵抗性ネットワークを形成するこ とによって設けることができる。 本発明の種々の実施例がここで描かれ、そして説明されたとしても、それらは 制限を与えることを意味してはいない。当業技術者はそれら種々の実施例に変更 を認めることができ、それらの変更は添付されている請求の範囲の精神および範 囲によってカバーされているべきであることを意味している。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．光信号を線形的に変調するための、集積された光位相変調器において、 基板と １つの光信号を実質的に等しいパワーレベルの第１および第２光入力信号に分 割するための光信号受信装置と、 前記第１および第２光信号を受け取り、そして第１ｒｆ信号によって光信号を 変調し、それによって、変調された第１および第２コンプレメンタリな２次的な 出力信号を発生するための第１光位相変調器装置と、 前記第１および第２の１次的な出力信号を受けるための１対の入力ポートおよ び１対の出力ポートを持つ第１光カプラと、 第２ｒｆ信号によって前記第１および第２の２次的な出力信号を受け取り、そ して次に変調し、それによってコンプレメンタリな第３および第４の２次的な出 力信号を発生するよう、前記第１光カプラの前記１対の出力ボートに接続されて いる第２光位相変調器装置と、 前記第３および第４の２次的な出力信号を個別に受け取るために、前記第２光 位相変調器装置に接続されている第２光カプラと、 各々が、前記第２光カプラの第１および第２出力ポートそれぞれに接続されて いる入力ポートとを持つ第１および第２光ウェーブガイド装置、前記第１および 第２光ウェーブガイド装置各々は、コンプレメンタリなそして線形化された第１ および第２変調された光出力信号を提供するための１つの出力ポートを持ってい る、と、を含んでおり、そして、 前記光信号受信装置、第１および第２光位相変調器装置、第１および第２光カ プラ、および第１および第２ウェーブガイド装置、のすべてが前記基板上に形成 されている、ことを特徴とする、集積された光位相変調器。 ２．前記光信号受信装置がＹ型分岐パワースプリッタからなるような、請求項第 １項記載の集積された光位相変調器。 ３．前記光信号受信装置が３ｄＢカプラからなるような、請求項第１項記載の集 積された光位相変調器。 ４．さらに、前記位相変調器における非対称位相変調に関する補償のための装置 を含むような、請求項第１項記載の集積された光位相変調器。 ５．非対称位相変調のための補償用の前記装置が、第１および第２直流バイアス 電圧それぞれを受け取るために、前記第１および第２光位相変調器装置の各々に 直流バイアス電極装置を含んでおり、それによって非対称位相変調に関する補償 を提供するよう、 前記第１および第２直流バイアス電圧が互いに他に対して調節されるような、請 求項第４項記載の集積された光位相変調器。 ６．前記第１および第２固定されたカプラのそれぞれのカプリング角度値の、前 もって決められた値からの逸れによって生じる製造上の不正確さに関する補償の ための装置をさらに含むような、請求項第１項記載の集積された光位相変調器。 ７．カプリング角度エラーに関する前記補償用装置が、前記第１および第２ｒｆ 信号の振幅の少なくとも１つを個別に調節するための装置を含むような、請求項 第６項記載の集積された光位相変調器。 ８．前記カプリング角度エラー調節用装置が、 ｒｆ信号Ｖ（ｔ）を受け取り、そしてＶ（ｔ）を２つの実質的に等しいｒｆ信 号Ｖ₁（ｔ）およびＶ₂（ｔ）に分割するためのパワースプリッタと、そして それらｒｆ信号の振幅を選択的に調節するために、前記Ｖ₁（ｔ）およびＶ₂（ ｔ）ｒｆ信号それぞれを受け取り、それによって前記第１および第２ｒｆ信号を 発生させるための第１および第２可変アッテネータ、とを含むような、請求項第 ７項記載の集積された光位相変調器。 ９．前記カプリングエラー調整用装置がさらに、 前記第１および第２ｒｆ信号に対する、前記第１ および第２光位相変調器装置による、平坦なそして等しい周波数応答性を確立す るために、前記補償用装置の個別の出力端子と、前記第１および第２光位相変調 器装置それぞれの個別のｒｆ入力端子との間に接続された第１および第２整合回 路装置を含むような、請求項第６項記載の集積された位相変調器。 １０．基板上に設けられた集積された光位相変調器の線形性を最大にするための 方法において、 １つの入力光信号を第１および第２入力光信号に分割するための光分割装置を 形成する段階と、 前記光分割装置にカスケード接続された第１光位相変調器を形成する段階と、 前記第１光位相変調器にカスケード接続された第１光カプラを形成する段階と 、 前記第１光カプラにカスケード接続された第２光位相変調器を形成する段階と 、 前記第２光位相変調器にカスケード接続された第２光カプラを形成する段階と 、そして 前記第２固定されたカプラの出力ポートそれぞれにおいて、第１および第２コ ンプレメンタリ出力信号を提供して、前記第１および第２入力光信号を変調する ため、前記第１および第２光位相変調器それぞれに第１および第２ｒｆ変調信号 を加える段階と、を含むことを特徴とする方法。 １１．前記第１および第２カプラのカプリング角度に おけるエラーを補償するために、前記第１および第２ｒｆ変調信号の少なくとも １つのレベルを調節する段階をさらに含むような、請求項第１０項記載の方法。 １２．前記第１および第２光位相変調器上に直流バイアス電極を形成する段階と 、そして 前記集積された光位相変調器を形成する際の製造上の不正確さによって生じる 非対称位相変調に関する補償を行うために前記第１および第２位相変調器それぞ れの前記直流バイアス電極に第１および第２直流バイアス電圧のレベルを加え、 そして調節する段階とを、さらに含むような、請求項第１０項記載の方法。 １３．光信号を線形的に変調するためのカスケード接続された集積された光位相 変調器において、 基板と、 光入力信号を受け取り、そして前記信号を第１お よび第２入力光信号に分割 するための受信ウェーブガイド装置と、 前記第１入力光信号を受けるために前記受信ウェーブガイド装置に接続された 一方の端を持つ第１ウェーブセグメントと、前記第２入力光信号を受けるために 前記受信ウェーブガイド装置に接続された一方の端を持つ、前記第１ウェーブセ グメントに平行な第２ウェーブガイドセグメントと、前記第１およ び第２ウェーブガイドセグメントそれぞれの１つの部分と平行でしかもそこから 隔てられている第１および第２変調電極装置と、を含む第１光位相変調器、ここ において前記第１および第２変調電極装置は第１ｒｆ変調信号を受けるために共 通に接続されており、そして第１および第２直流バイアス電極装置は、前記第１ および第２ウェーブガイドセグメントそれぞれの各一方の別の部分と平行で、し かもそこから隔てられており、前記第１および第２直流バイアス電極装置は、第 １直流バイアス電圧を受けるために共通に接続されている、と、 各々が前記第１光変調器の前記第１および第２ウェーブセグメントそれぞれの 各一方の他端に別個に接続された一方の端を持っている第１および第２平行ウェ ーブガイドセグメントを含む第１光カプラと、 前記第１光カプラの前記第１ウェーブセグメントの他端に接続された一方の端 を持つ第１ウェーブガイドセグメントと、前記第１光カプラの前記第２ウェーブ ガイドセグメントの他端に接続された一方の端を持つ、前記第１ウェーブガイド セグメントに平行な第２ウェーブガイドセグメントとを含む第２光位相変調器、 前記第２光位相変調器はさらに、第２ｒｆ変調信号を受けるために共通に接続さ れている前記第１および第２変調電極装置の各々の１つの部 分と平行な、そしてそこから隔てられている第１および第２変調電極装置と、お よび前記第１および第２ウェーブガイドセグメントそれぞれの各一方の別の部分 と平行な、そしてそこから隔てられている第１および第２直流バイアス電極装置 とを含んでおり、前記第１および第２直流バイアス電極装置は第２直流バイアス 電圧を受けるために共通に接続されている、と、 第１および第２コンプレメンタリ光出力信号を提供するために前記第２光位相 変調器の前記第１および第２ウェーブガイドセグメントそれぞれの各一方の他端 に別個に接続されている出力ウェーブガイド装置、これによって前記第１および 第２直流バイアス電圧のレベル、および前記第１および第２ｒｆ変調の信号の少 なくとも一方の振幅が、前記第１および第２出力信号の線形を最大化するために 調節される、とを含み、そして、 前記受信ウェーブガイド装置、第１および第２光位相変調器、第１および第２ 光カプラ、および出力ウェーブガイド装置、のすべてが前記基板上に形成される ことを特徴とするカスケード接続された集積された光位相変調器。 １４．前記第１光位相変調器がさらに、 前記第１および第２ウェーブガイドセグメントがそれらの間にそれぞれ横たわ るよう、前記第１およ び第２変調電極それぞれと平行な第１および第２基準電圧電極と、そして 前記第１および第２ウェーブガイドセグメントがそれらの間にそれぞれ横たわ るように、第１および第２直流バイアス電極装置それぞれと平行な第３および第 ４基準電圧電極、これによって前記第１から第４基準電圧電極がそれぞれ基準電 圧の源を受け取るようになる、とを含むような、請求項第１３項記載のカスケー ド接続された集積された光位相変調器。 １５．前記第２光位相変調器がさらに、 前記第１および第２ウェーブガイドセグメントがそれらの間にそれぞれ横たわ るように、前記第１および第２変調電極それぞれと平行な第１および第２基準電 圧電極と、 前記第１および第２ウェーブガイドセグメントがそれらの間にそれぞれ横たわ るように第１および第２直流バイアス電極装置それぞれと平行な第３および第４ 基準電圧電極、これによって前記第１から第４基準電圧電極が各々基準電圧の源 を受け取る、とを含むような、請求項第１４項記載のカスケード接続され集積さ れた光位相変調器。 １６．ｒｆ電圧信号を受け取り、そして第１および第２ｒｆ変調信号に分割する ためのスプリッタと、そして 前記第１および第２光カプラのカプリング角度に おける誤差を補償するために、前記第１および第２ｒｆ変調信号の少なくとも一 方の振幅を選択的に制御するための少なくとも１つの可変アッテネータとを含む 、調節可能な第１および第２ｒｆ変調電圧の外部的な源をさらに含むような、請 求項第１３項記載のカスケード接続された集積された光位相変調器。 １７．第１および第２ｒｆ変調電圧の外部的な源と、 それらの間のインピーダンスを整合させるために、第１および第２ｒｆ変調電 圧の前記外部的な源の個々の出力端子と、前記第１および第２光位相変調器との 間に接続された第１および第２インピーダンス整合装置と、をさらに含むような 、請求項第１３項記載のカスケード接続された集積された光位相変調器。 １８．前記受信用ウェーブガイド装置がＹ型分岐パワースプリッタからなるよう な、請求項第１３項記載のカスケード接続された集積された光位相変調器。 １９．前記受信用ウェーブガイド装置が３ｄＢ光カプラからなるような、請求項 第１３項記載のカスケード接続された集積された光位相変調器。 ２０．線形化されたカスケード接続された光位相変調器において、 光信号を受けそしてそれを第１および第２光入力信号に分割するための信号ス プリッタウェーブガイド装置と、 各々が、第１および第２長められた、平行な、そして隔てられたウェーブガイ ドと、各々が前記第１および第２ウェーブガイド上に重ね合わせられ、そして中 心合わせされている、長められた長方形形状の第１から第３の並列な無線周波数 干渉（ＲＦＩ）電極と、前記長方形形状のＲＦＩ電極それぞれの中の前記第１お よび第２ウェーブガイドの間に中心的に設けられそして平行となっている第１か ら第３信号電極と、前記第１から第３ＲＦＩ電極それぞれの外側に設けられた第 １から第３電気端子パッドと、および前記第１から第３ＲＦＩ電極それぞれの側 部にある開口を通して前記第１から第３信号電極それぞれに前記第１から第３端 子パッドを接続するための第１から第３接続電極とを各々が含んでいる第１およ び第２光位相変調器段と、 前記第１および第２光入力信号を受けるために接続されている前記第１位相変 調器段の前記第１および第２ウェーブガイドと、 ２つをカスケード的に互いに他に対して接続するために前記第１および第２光 位相変調器段の間に設けられた第１信号カプラと、 一方の端において第１および第２コンプレメンタリ光出力信号を各々が提供す るための第１および第２隔てられたウェーブ出力ガイドと、 前記第２位相変調器段の前記第壱および第２ウェ ーブガイドの出力終端と前記第壱および第２出力ウェーブガイドの他端との間に 接続された第２光カプラと、 ここにおいて前記第１および第２位相変調器段各々の前記ＲＦＩ電極は基準電 位の源に接続されており、 前記第１位相変調器段の前記第１および第２端子パッドは各々第１変調信号を 受け取るために適用され、 前記第２位相変調器段の前記第１および第２端子パッドの各々は第２変調信号 を受け取るために利用され、 前記第１および第２位相変調器段の前記第３端子パッドは第１および第２直流 バイアス電圧それぞれを受け取るために適用され、そして 基板上に前記線形化されたカスケード接続された光位相変調器が形成されてい る、ことを特徴とする線形化されたカスケード接続された光位相変調器。