JPH0837433A - 高周波電力増幅器 - Google Patents
高周波電力増幅器Info
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- JPH0837433A JPH0837433A JP7110966A JP11096695A JPH0837433A JP H0837433 A JPH0837433 A JP H0837433A JP 7110966 A JP7110966 A JP 7110966A JP 11096695 A JP11096695 A JP 11096695A JP H0837433 A JPH0837433 A JP H0837433A
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- input impedance
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ドレイン効率を飛躍的に向上させた高周波電
力増幅器を提供する。 【構成】 入力側ＲＦ端子５は、入力側整合用線路７を
介してＦＥＴ６０のゲート９に接続されている。ＦＥＴ
６０のソース１０は接地されている。また、ＦＥＴ６０
のドレイン１１は、出力側整合用線路１２を介して出力
側ＲＦ端子１４に接続している。ＦＥＴ６０のドレイン
１１に接続された線路には、第１の線路１６及び第１の
コンデンサ１７を備えた２次高調波の出力インピーダン
ス制御回路３１が接続されている。ＦＥＴ６０のゲ−ト
９に接続された線路には、長さＬｄが基本波周波数に相
当する波長のほぼ１／４によりも長い第２の線路２１及
び接地用の第２のコンデンサ２２を備えた、２次高調波
の入力インピーダンス制御回路３２が接続されている。
これにより、電力用トランジスタの入力において、高調
波に対するインピーダンスが制御される。
力増幅器を提供する。 【構成】 入力側ＲＦ端子５は、入力側整合用線路７を
介してＦＥＴ６０のゲート９に接続されている。ＦＥＴ
６０のソース１０は接地されている。また、ＦＥＴ６０
のドレイン１１は、出力側整合用線路１２を介して出力
側ＲＦ端子１４に接続している。ＦＥＴ６０のドレイン
１１に接続された線路には、第１の線路１６及び第１の
コンデンサ１７を備えた２次高調波の出力インピーダン
ス制御回路３１が接続されている。ＦＥＴ６０のゲ−ト
９に接続された線路には、長さＬｄが基本波周波数に相
当する波長のほぼ１／４によりも長い第２の線路２１及
び接地用の第２のコンデンサ２２を備えた、２次高調波
の入力インピーダンス制御回路３２が接続されている。
これにより、電力用トランジスタの入力において、高調
波に対するインピーダンスが制御される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波帯を利用し
た通信機等の主に送信回路部に用いられるような、半導
体素子を用いて高周波電力を得る高周波（ＲＦ）電力増
幅器に関する。
た通信機等の主に送信回路部に用いられるような、半導
体素子を用いて高周波電力を得る高周波（ＲＦ）電力増
幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯電話をはじめとする通信機の
普及により、マイクロ波帯の高周波電力増幅器への需要
が高まっている。それにともない、高周波電力増幅器に
対する低電圧動作化、高効率化、小型・軽量化の要望が
強くなっている。そのため、シリコンデバイスと比較し
て低電圧動作化、高効率化に適しているＧａＡｓデバイ
スが、高周波電力増幅器で使用される傾向にある。
普及により、マイクロ波帯の高周波電力増幅器への需要
が高まっている。それにともない、高周波電力増幅器に
対する低電圧動作化、高効率化、小型・軽量化の要望が
強くなっている。そのため、シリコンデバイスと比較し
て低電圧動作化、高効率化に適しているＧａＡｓデバイ
スが、高周波電力増幅器で使用される傾向にある。
【０００３】高周波電力増幅器の回路設計にあたって、
含まれるスイッチング素子、例えばトランジスタの出力
部回路を基本波周波数だけでなく高調波成分も考慮して
設計すれば、基本波周波数だけを考慮して設計する場合
に比べて高周波電力増幅器がより高効率で動作すること
が報告されている。例えば、David M.Sniderによる"ATh
eoretical Analysis and Experimental Confirmation o
f the Optimally Loaded and Overdriven RF Power Amp
lifier", IEEE Trans. on Electron Devices,Vol.ED-1
4, No.12, pp.851-857 (Dec.1967)には、高周波電力増
幅器に含まれるトランジスタの出力端において、基本波
周波数でのインピーダンス整合を得ることに加えて、基
本波の偶数倍周波数の高調波成分に対してインピーダン
スを零にするという最適効率条件を実現することが紹介
されている。特開昭５８−１５９００２号公報及び特開
昭６２−１１４３１０号公報には、上記の最適効率条件
を満足するための具体的な回路構成が示されている。さ
らに、中山らによる”ＵＨＦ帯低電圧動作高効率高出力
ＦＥＴ増幅器”、信学技報（TECHNICAL REPORT OFIEIC
E.）, ED93-170, MW93-127, ICD93-185(1994-01)には、
上記のような具体的な回路構成の一例として、ＧａＡｓ
ＦＥＴを用いた２段構成の高周波電力増幅器において周
波数９３５ＭＨｚ、ドレイン電圧３．３Ｖで出力電力３
１ｄＢｍ、効率６１．５％が得られたことが報告されて
いる。
含まれるスイッチング素子、例えばトランジスタの出力
部回路を基本波周波数だけでなく高調波成分も考慮して
設計すれば、基本波周波数だけを考慮して設計する場合
に比べて高周波電力増幅器がより高効率で動作すること
が報告されている。例えば、David M.Sniderによる"ATh
eoretical Analysis and Experimental Confirmation o
f the Optimally Loaded and Overdriven RF Power Amp
lifier", IEEE Trans. on Electron Devices,Vol.ED-1
4, No.12, pp.851-857 (Dec.1967)には、高周波電力増
幅器に含まれるトランジスタの出力端において、基本波
周波数でのインピーダンス整合を得ることに加えて、基
本波の偶数倍周波数の高調波成分に対してインピーダン
スを零にするという最適効率条件を実現することが紹介
されている。特開昭５８−１５９００２号公報及び特開
昭６２−１１４３１０号公報には、上記の最適効率条件
を満足するための具体的な回路構成が示されている。さ
らに、中山らによる”ＵＨＦ帯低電圧動作高効率高出力
ＦＥＴ増幅器”、信学技報（TECHNICAL REPORT OFIEIC
E.）, ED93-170, MW93-127, ICD93-185(1994-01)には、
上記のような具体的な回路構成の一例として、ＧａＡｓ
ＦＥＴを用いた２段構成の高周波電力増幅器において周
波数９３５ＭＨｚ、ドレイン電圧３．３Ｖで出力電力３
１ｄＢｍ、効率６１．５％が得られたことが報告されて
いる。
【０００４】以下、図面を参照しながら、特開昭５８−
１５９００２号公報に示された従来の高周波用電力増幅
器について説明する。
１５９００２号公報に示された従来の高周波用電力増幅
器について説明する。
【０００５】図１は、従来の高周波電力増幅器５０の回
路図である。高周波電力増幅器５０は所定の値の比誘電
率εrを有する基板上に設けられており、電力用電界効
果トランジスタ（以下、ＦＥＴと称する）６０、ＦＥＴ
６０の入力側に接続された入力インピーダンス整合回路
７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続された出力インピ
ーダンス整合回路８０を備えている。入力インピーダン
ス整合回路７０は、入力側ＲＦ端子５に接続された外部
回路のインピーダンスを、ＦＥＴ６０の内部インピーダ
ンスに整合させる。同様に、出力インピーダンス整合回
路８０は、出力側ＲＦ端子１４に接続された外部回路の
インピーダンスを、ＦＥＴ６０の内部インピーダンスに
整合させる。
路図である。高周波電力増幅器５０は所定の値の比誘電
率εrを有する基板上に設けられており、電力用電界効
果トランジスタ（以下、ＦＥＴと称する）６０、ＦＥＴ
６０の入力側に接続された入力インピーダンス整合回路
７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続された出力インピ
ーダンス整合回路８０を備えている。入力インピーダン
ス整合回路７０は、入力側ＲＦ端子５に接続された外部
回路のインピーダンスを、ＦＥＴ６０の内部インピーダ
ンスに整合させる。同様に、出力インピーダンス整合回
路８０は、出力側ＲＦ端子１４に接続された外部回路の
インピーダンスを、ＦＥＴ６０の内部インピーダンスに
整合させる。
【０００６】入力インピーダンス整合回路７０におい
て、ＦＥＴ６０のゲート９は、入力側直流阻止コンデン
サ６及び入力側整合用線路７を介して、入力側ＲＦ端子
５に接続されている。入力側整合用線路７は、抵抗３を
介してゲートバイアス電圧供給端子１に接続されている
とともに、入力側整合用コンデンサ８を介して接地され
ている。
て、ＦＥＴ６０のゲート９は、入力側直流阻止コンデン
サ６及び入力側整合用線路７を介して、入力側ＲＦ端子
５に接続されている。入力側整合用線路７は、抵抗３を
介してゲートバイアス電圧供給端子１に接続されている
とともに、入力側整合用コンデンサ８を介して接地され
ている。
【０００７】一方、出力インピーダンス整合回路８０に
おいて、ＦＥＴ６０のドレイン１１は、出力側直流阻止
コンデンサ１３及び出力側整合用線路１２を介して、出
力側ＲＦ端子１４に接続されている。出力側整合用線路
１２は、チョークコイル４を介してドレインバイアス電
圧供給端子２に接続されているとともに、出力側整合用
コンデンサ１５を介して接地されている。さらに、ＦＥ
Ｔ６０のドレイン１１に接続された線路の点Ａと接地レ
ベルとの間には、第１の線路１６及び第１のコンデンサ
１７が直列に接続されている。
おいて、ＦＥＴ６０のドレイン１１は、出力側直流阻止
コンデンサ１３及び出力側整合用線路１２を介して、出
力側ＲＦ端子１４に接続されている。出力側整合用線路
１２は、チョークコイル４を介してドレインバイアス電
圧供給端子２に接続されているとともに、出力側整合用
コンデンサ１５を介して接地されている。さらに、ＦＥ
Ｔ６０のドレイン１１に接続された線路の点Ａと接地レ
ベルとの間には、第１の線路１６及び第１のコンデンサ
１７が直列に接続されている。
【０００８】ＦＥＴ６０のソース１０は、直接接地され
ている。
ている。
【０００９】以上のような構成において、入力インピー
ダンス整合回路７０は、入力側整合用線路７の長さと入
力側整合用コンデンサ８の容量とを調整することによ
り、基本波周波数において入力インピーダンスの整合を
とるように設計される。同様に出力インピーダンス整合
回路８０は、出力側整合用線路１２の長さと出力側整合
用コンデンサ１５の容量とを調整することにより、基本
波周波数において出力インピーダンスの整合をとるよう
に設計されている。なお、以下では、図１の点Ｂより見
た基本波（周波数ｆ）に対する入力インピーダンスをＺ
ｉｎ（ｆ）、点Ａより見た基本波に対する出力インピー
ダンスをＺｏｕｔ（ｆ）と略記する。
ダンス整合回路７０は、入力側整合用線路７の長さと入
力側整合用コンデンサ８の容量とを調整することによ
り、基本波周波数において入力インピーダンスの整合を
とるように設計される。同様に出力インピーダンス整合
回路８０は、出力側整合用線路１２の長さと出力側整合
用コンデンサ１５の容量とを調整することにより、基本
波周波数において出力インピーダンスの整合をとるよう
に設計されている。なお、以下では、図１の点Ｂより見
た基本波（周波数ｆ）に対する入力インピーダンスをＺ
ｉｎ（ｆ）、点Ａより見た基本波に対する出力インピー
ダンスをＺｏｕｔ（ｆ）と略記する。
【００１０】点Ａに接続された第１の線路１６の長さＬ
ａは、その電気長が基本波周波数ｆに相当する波長の１
／４になるように設計されている。この結果、点Ａから
第１の線路１６を見たインピーダンスは、基本波に対し
ては無限大となる。一方、上記のように設計された長さ
Ｌａは、基本波と比べて２倍の周波数２ｆを有し波長が
１／２である２次高調波に対しては、１／２波長に相当
する。したがって、点Ａから第１の線路１６を見たイン
ピーダンスは、２次高調波に対しては零となる。
ａは、その電気長が基本波周波数ｆに相当する波長の１
／４になるように設計されている。この結果、点Ａから
第１の線路１６を見たインピーダンスは、基本波に対し
ては無限大となる。一方、上記のように設計された長さ
Ｌａは、基本波と比べて２倍の周波数２ｆを有し波長が
１／２である２次高調波に対しては、１／２波長に相当
する。したがって、点Ａから第１の線路１６を見たイン
ピーダンスは、２次高調波に対しては零となる。
【００１１】これより、第１の線路１６と第１のコンデ
ンサ１７とからなる回路３１は、２次高調波に対する出
力インピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を、基本波に対する
出力インピーダンスＺｏｕｔ（ｆ）に影響を与えること
なく独立して制御することができ、２次高調波に対する
出力インピーダンス制御回路として機能する。以下で
は、この回路３１をＺｏｕｔ（２ｆ）制御回路３１と略
記する。
ンサ１７とからなる回路３１は、２次高調波に対する出
力インピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を、基本波に対する
出力インピーダンスＺｏｕｔ（ｆ）に影響を与えること
なく独立して制御することができ、２次高調波に対する
出力インピーダンス制御回路として機能する。以下で
は、この回路３１をＺｏｕｔ（２ｆ）制御回路３１と略
記する。
【００１２】高周波電力増幅器においては、使用される
ＦＥＴ６０が決まれば、動作効率を最大にするために必
要な各インピーダンスＺｉｎ（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）及
びＺｏｕｔ（２ｆ）の最適値は、一般に一義的に求めら
れる。
ＦＥＴ６０が決まれば、動作効率を最大にするために必
要な各インピーダンスＺｉｎ（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）及
びＺｏｕｔ（２ｆ）の最適値は、一般に一義的に求めら
れる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】すでに述べたように、
上記のようなＺｏｕｔ（２ｆ）制御回路３１を用いて、
２次高調波に対する出力インピーダンスＺｏｕｔ（２
ｆ）だけを制御する従来の高周波用電力増幅器５０で
は、ＧａＡｓＦＥＴを用いた２段構成において、低電圧
動作（３．３Ｖ）条件で総合効率６１．５％が得られて
いる。ドレイン電圧が低い条件では高効率化を実現する
ことは難しく、上述のような３．３Ｖ動作の条件におけ
る総合効率６１．５％という値は、ＧａＡｓＦＥＴを用
いた従来の高周波電力増幅器としてほぼ最高性能であ
る。すなわち、従来技術の構成では、さらなる高効率化
の達成は困難である。
上記のようなＺｏｕｔ（２ｆ）制御回路３１を用いて、
２次高調波に対する出力インピーダンスＺｏｕｔ（２
ｆ）だけを制御する従来の高周波用電力増幅器５０で
は、ＧａＡｓＦＥＴを用いた２段構成において、低電圧
動作（３．３Ｖ）条件で総合効率６１．５％が得られて
いる。ドレイン電圧が低い条件では高効率化を実現する
ことは難しく、上述のような３．３Ｖ動作の条件におけ
る総合効率６１．５％という値は、ＧａＡｓＦＥＴを用
いた従来の高周波電力増幅器としてほぼ最高性能であ
る。すなわち、従来技術の構成では、さらなる高効率化
の達成は困難である。
【００１４】本発明は、従来技術の上記課題を解決する
ためになされたものであり、その目的は、より高効率化
の高周波電力増幅器を提供することにある。
ためになされたものであり、その目的は、より高効率化
の高周波電力増幅器を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明の高周波電力増幅
器は、電力用トランジスタと、該電力用トランジスタの
入力に接続されている入力インピーダンス整合回路と、
該電力用トランジスタの出力に接続されている出力イン
ピーダンス整合回路と、を備え、該入力インピーダンス
整合回路は、基本波周波数の高調波に対する入力インピ
ーダンスを所定の範囲内に設定する入力インピーダンス
制御回路を有し、該入力インピーダンス制御回路は、該
電力用トランジスタの入力に接続されており、そのこと
により、上記課題を解決する。
器は、電力用トランジスタと、該電力用トランジスタの
入力に接続されている入力インピーダンス整合回路と、
該電力用トランジスタの出力に接続されている出力イン
ピーダンス整合回路と、を備え、該入力インピーダンス
整合回路は、基本波周波数の高調波に対する入力インピ
ーダンスを所定の範囲内に設定する入力インピーダンス
制御回路を有し、該入力インピーダンス制御回路は、該
電力用トランジスタの入力に接続されており、そのこと
により、上記課題を解決する。
【００１６】ある実施例では、前記入力インピーダンス
制御回路が、前記電力用トランジスタの動作周波数帯域
より低い周波数の高調波に対して共振点を有している。
制御回路が、前記電力用トランジスタの動作周波数帯域
より低い周波数の高調波に対して共振点を有している。
【００１７】他の実施例では、前記入力インピーダンス
制御回路は、２次高調波に対する入力インピーダンス
を、スミスチャート上で点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ（０
＋ｊ２５Ω）、点Ｃ（５＋ｊ２５Ω）及び点Ｄ（５＋ｊ
４Ω）で囲まれた範囲内に設定する。
制御回路は、２次高調波に対する入力インピーダンス
を、スミスチャート上で点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ（０
＋ｊ２５Ω）、点Ｃ（５＋ｊ２５Ω）及び点Ｄ（５＋ｊ
４Ω）で囲まれた範囲内に設定する。
【００１８】さらに他の実施例では、前記入力インピー
ダンス制御回路が、前記基本波周波数に相当する波長の
１／４より長い電気長を有する線路と、一端が該線路に
直列に接続され、他端が接地されているコンデンサと、
を備えている。
ダンス制御回路が、前記基本波周波数に相当する波長の
１／４より長い電気長を有する線路と、一端が該線路に
直列に接続され、他端が接地されているコンデンサと、
を備えている。
【００１９】さらに他の実施例では、前記入力インピー
ダンス制御回路が、前記基本波周波数に相当する波長の
１／８より長い電気長を有していて他端が開放されてい
る線路を含む。
ダンス制御回路が、前記基本波周波数に相当する波長の
１／８より長い電気長を有していて他端が開放されてい
る線路を含む。
【００２０】さらに他の実施例では、前記入力インピー
ダンス制御回路が直列共振回路を含み、該直列共振回路
が、線路と、一端が該線路に直列に接続されて他端が接
地されているコンデンサとから構成されている。
ダンス制御回路が直列共振回路を含み、該直列共振回路
が、線路と、一端が該線路に直列に接続されて他端が接
地されているコンデンサとから構成されている。
【００２１】さらに他の実施例では、前記出力インピー
ダンス整合回路が、前記電力用トランジスタの出力に接
続されていて前記高調波に対する出力インピーダンスを
所定の値に設定する出力インピーダンス制御回路を有す
る。
ダンス整合回路が、前記電力用トランジスタの出力に接
続されていて前記高調波に対する出力インピーダンスを
所定の値に設定する出力インピーダンス制御回路を有す
る。
【００２２】さらに他の実施例では、前記出力インピー
ダンス整合回路は、２次高調波に対する出力インピーダ
ンスを、前記電力用トランジスタの最大動作効率をもた
らす値に設定するように構成されている。
ダンス整合回路は、２次高調波に対する出力インピーダ
ンスを、前記電力用トランジスタの最大動作効率をもた
らす値に設定するように構成されている。
【００２３】本発明の高周波電力増幅器は、電力用トラ
ンジスタと、該電力用トランジスタの入力に接続されて
いる入力インピーダンス整合回路と、該電力用トランジ
スタの出力に接続されている出力インピーダンス整合回
路と、を備え、該入力インピーダンス整合回路は、基本
波周波数の高調波に対する入力インピーダンスを所定の
範囲内に設定し、そのことにより上記課題が解決され
る。
ンジスタと、該電力用トランジスタの入力に接続されて
いる入力インピーダンス整合回路と、該電力用トランジ
スタの出力に接続されている出力インピーダンス整合回
路と、を備え、該入力インピーダンス整合回路は、基本
波周波数の高調波に対する入力インピーダンスを所定の
範囲内に設定し、そのことにより上記課題が解決され
る。
【００２４】ある実施例では、前記入力インピーダンス
整合回路は、２次高調波に対する入力インピーダンス
を、スミスチャート上で点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ（０
＋ｊ２５Ω）、点Ｃ（５＋ｊ２５Ω）及び点Ｄ（５＋ｊ
４Ω）で囲まれた範囲内に設定する。
整合回路は、２次高調波に対する入力インピーダンス
を、スミスチャート上で点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ（０
＋ｊ２５Ω）、点Ｃ（５＋ｊ２５Ω）及び点Ｄ（５＋ｊ
４Ω）で囲まれた範囲内に設定する。
【００２５】他の実施例では、前記入力インピーダンス
整合回路が、前記電力用トランジスタの入力に接続され
た整合線路と、一端が該整合線路の第１の所定の位置に
接続され、他端が接地されている第１の整合コンデンサ
と、一端が該整合線路の第２の所定の位置に接続され、
他端が接地されている第２の整合コンデンサと、を備
え、該第１の整合コンデンサの容量値、該第２の整合コ
ンデンサの容量値、該第１の所定の位置及び該第２の所
定の位置は、２次高調波に対する入力インピーダンスを
所定の範囲内に設定されるように選択されている。
整合回路が、前記電力用トランジスタの入力に接続され
た整合線路と、一端が該整合線路の第１の所定の位置に
接続され、他端が接地されている第１の整合コンデンサ
と、一端が該整合線路の第２の所定の位置に接続され、
他端が接地されている第２の整合コンデンサと、を備
え、該第１の整合コンデンサの容量値、該第２の整合コ
ンデンサの容量値、該第１の所定の位置及び該第２の所
定の位置は、２次高調波に対する入力インピーダンスを
所定の範囲内に設定されるように選択されている。
【００２６】さらに他の実施例では、前記出力インピー
ダンス整合回路が、前記電力用トランジスタの出力に接
続されていて前記高調波に対する出力インピーダンスを
所定の値に設定する出力インピーダンス制御回路を有す
る。
ダンス整合回路が、前記電力用トランジスタの出力に接
続されていて前記高調波に対する出力インピーダンスを
所定の値に設定する出力インピーダンス制御回路を有す
る。
【００２７】さらに他の実施例では、前記出力インピー
ダンス整合回路は、２次高調波に対する出力インピーダ
ンスを、前記電力用トランジスタの最大動作効率をもた
らす値に設定するように構成されている。
ダンス整合回路は、２次高調波に対する出力インピーダ
ンスを、前記電力用トランジスタの最大動作効率をもた
らす値に設定するように構成されている。
【００２８】
【作用】請求項１に規定される本発明の高周波電力増幅
器では、入力インピーダンス整合回路に、高調波に対す
る入力インピーダンスを制御する入力インピーダンス制
御回路を設ける。これによって、基本波周波数の高調波
に対する入力インピーダンスを制御する。この制御によ
って、高周波電力増幅器に含まれる電力用トランジスタ
のゲート端における電圧波形を、サイン波状から台形波
に近いものに成形する。ゲート電圧波形が台形波に近く
なることにより、ドレイン端での電圧／電流のスイッチ
ングが促進され、ドレイン端において電流と電圧とが同
時に発生する時間が短縮される。この結果、電力用トラ
ンジスタの内部で熱として放散される電力が減り、高周
波（ＲＦ）電力への変換効率が改善される。その結果、
高周波電力増幅器の効率が飛躍的に向上する。
器では、入力インピーダンス整合回路に、高調波に対す
る入力インピーダンスを制御する入力インピーダンス制
御回路を設ける。これによって、基本波周波数の高調波
に対する入力インピーダンスを制御する。この制御によ
って、高周波電力増幅器に含まれる電力用トランジスタ
のゲート端における電圧波形を、サイン波状から台形波
に近いものに成形する。ゲート電圧波形が台形波に近く
なることにより、ドレイン端での電圧／電流のスイッチ
ングが促進され、ドレイン端において電流と電圧とが同
時に発生する時間が短縮される。この結果、電力用トラ
ンジスタの内部で熱として放散される電力が減り、高周
波（ＲＦ）電力への変換効率が改善される。その結果、
高周波電力増幅器の効率が飛躍的に向上する。
【００２９】入力インピーダンス制御回路は、請求項２
に規定されているように、電力用トランジスタの動作周
波数帯域より低い周波数の高調波に対して共振点を有し
ているように構成される。
に規定されているように、電力用トランジスタの動作周
波数帯域より低い周波数の高調波に対して共振点を有し
ているように構成される。
【００３０】あるいは、入力インピーダンス制御回路
は、２次高調波に対する入力インピーダンスを請求項３
に規定する範囲に設定する。これによって、２次高調波
に対する入力インピーダンスの位相角が１３０°〜１７
０°になるように制御され、２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスがインダクタ領域に設定される。
は、２次高調波に対する入力インピーダンスを請求項３
に規定する範囲に設定する。これによって、２次高調波
に対する入力インピーダンスの位相角が１３０°〜１７
０°になるように制御され、２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスがインダクタ領域に設定される。
【００３１】上記のような作用を有する入力インピーダ
ンス制御回路は、例えば、請求項４〜６のいずれかに規
定されている構成を有するように構成される。
ンス制御回路は、例えば、請求項４〜６のいずれかに規
定されている構成を有するように構成される。
【００３２】一方、請求項９に規定されている本発明の
高周波電力増幅器では、上記のような入力インピーダン
ス制御回路を使用せずに、入力インピーダンス整合回路
を適切に構成することによって、請求項１に規定されて
いる高周波電力増幅器と同様な作用を得る。
高周波電力増幅器では、上記のような入力インピーダン
ス制御回路を使用せずに、入力インピーダンス整合回路
を適切に構成することによって、請求項１に規定されて
いる高周波電力増幅器と同様な作用を得る。
【００３３】その場合、入力インピーダンス整合回路
は、２次高調波に対する入力インピーダンスを請求項１
０に規定する範囲に設定する。これによって、２次高調
波に対する入力インピーダンスの位相角が１３０°〜１
７０°になるように制御され、２次高調波に対する入力
インピーダンスがインダクタ領域に設定される。
は、２次高調波に対する入力インピーダンスを請求項１
０に規定する範囲に設定する。これによって、２次高調
波に対する入力インピーダンスの位相角が１３０°〜１
７０°になるように制御され、２次高調波に対する入力
インピーダンスがインダクタ領域に設定される。
【００３４】上記のような作用を有する入力インピーダ
ンス整合回路は、例えば請求項１１に規定されているよ
うに、電力用トランジスタの入力に接続された整合線路
と、整合線路の第１の所定の位置に接続されて接地され
ている第１の整合コンデンサと、整合線路の第２の所定
の位置に接続されて接地されている第２の整合コンデン
サとを備えるように構成される。そして、第１の整合コ
ンデンサの容量値、第２の整合コンデンサの容量値、第
１の所定の位置及び第２の所定の位置を制御して、２次
高調波に対する入力インピーダンスを所定の範囲内に設
定する。
ンス整合回路は、例えば請求項１１に規定されているよ
うに、電力用トランジスタの入力に接続された整合線路
と、整合線路の第１の所定の位置に接続されて接地され
ている第１の整合コンデンサと、整合線路の第２の所定
の位置に接続されて接地されている第２の整合コンデン
サとを備えるように構成される。そして、第１の整合コ
ンデンサの容量値、第２の整合コンデンサの容量値、第
１の所定の位置及び第２の所定の位置を制御して、２次
高調波に対する入力インピーダンスを所定の範囲内に設
定する。
【００３５】請求項７及び１２に規定される出力インピ
ーダンス制御回路は、２次高調波に対する出力インピー
ダンスを制御して、所定の値に設定する。これによっ
て、より効率的な出力インピーダンスの整合が達成され
て、高周波電力増幅器の動作効率がより向上する。
ーダンス制御回路は、２次高調波に対する出力インピー
ダンスを制御して、所定の値に設定する。これによっ
て、より効率的な出力インピーダンスの整合が達成され
て、高周波電力増幅器の動作効率がより向上する。
【００３６】あるいは、請求項８及び１３に規定するよ
うに、２次高調波に対する出力インピーダンスが前記電
力用トランジスタの最大動作効率をもたらす値に設定さ
れるように、出力インピーダンス制御回路を構成する。
これによって、高周波電力増幅器の動作効率が向上す
る。
うに、２次高調波に対する出力インピーダンスが前記電
力用トランジスタの最大動作効率をもたらす値に設定さ
れるように、出力インピーダンス制御回路を構成する。
これによって、高周波電力増幅器の動作効率が向上す
る。
【００３７】
【実施例】以下、本発明の高周波電力増幅器の実施例
を、図面を参照しながら説明する。以下の説明におい
て、それ以前に説明を加えた図面と等価な部分について
は、同一の参照番号を付す。
を、図面を参照しながら説明する。以下の説明におい
て、それ以前に説明を加えた図面と等価な部分について
は、同一の参照番号を付す。
【００３８】（実施例１）図２は、本発明の第１の実施
例における高周波電力増幅器１００の回路図である。
例における高周波電力増幅器１００の回路図である。
【００３９】高周波電力増幅器１００は所定の値の比誘
電率εrを有する基板上に設けられており、ＦＥＴ６
０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピーダン
ス整合回路１７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続され
た出力インピーダンス整合回路８０を備えている。高周
波電力増幅器１００は、先に図１を参照して説明した従
来の高周波電力増幅器の構成に対して、入力インピーダ
ンス整合回路１７０の構成が異なっている。
電率εrを有する基板上に設けられており、ＦＥＴ６
０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピーダン
ス整合回路１７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続され
た出力インピーダンス整合回路８０を備えている。高周
波電力増幅器１００は、先に図１を参照して説明した従
来の高周波電力増幅器の構成に対して、入力インピーダ
ンス整合回路１７０の構成が異なっている。
【００４０】具体的には、ＦＥＴ６０のゲート９に接続
された線路の点Ｂに、長さＬｄの第２の線路２１及び第
２の線路２１を接地する第２のコンデンサ２２が、直列
に接続されている。第２の線路２１の長さＬｄを、その
電気長が基本波周波数に対してほぼ１／４波長に相当す
るように設計すれば、点Ｂから第２の線路２１を見たイ
ンピーダンスは基本波に対しては無限大となる。一方、
上記のように設計された長さＬｄは、基本波の１／２の
波長を有する２次高調波に対しては１／２波長に相当す
るので、点Ｂから第２の線路２１を見たインピーダンス
は、２次高調波に対してはほぼ零となる。これより、第
２の線路２１と第２のコンデンサ２２とからなる回路３
２は、２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ
（２ｆ）を、基本波に対する入力インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）に影響を与えることなく独立して制御することが
でき、２次高調波に対する入力インピーダンス制御回路
として機能する。以下では、この回路３２をＺｉｎ（２
ｆ）制御回路３２と略記する。
された線路の点Ｂに、長さＬｄの第２の線路２１及び第
２の線路２１を接地する第２のコンデンサ２２が、直列
に接続されている。第２の線路２１の長さＬｄを、その
電気長が基本波周波数に対してほぼ１／４波長に相当す
るように設計すれば、点Ｂから第２の線路２１を見たイ
ンピーダンスは基本波に対しては無限大となる。一方、
上記のように設計された長さＬｄは、基本波の１／２の
波長を有する２次高調波に対しては１／２波長に相当す
るので、点Ｂから第２の線路２１を見たインピーダンス
は、２次高調波に対してはほぼ零となる。これより、第
２の線路２１と第２のコンデンサ２２とからなる回路３
２は、２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ
（２ｆ）を、基本波に対する入力インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）に影響を与えることなく独立して制御することが
でき、２次高調波に対する入力インピーダンス制御回路
として機能する。以下では、この回路３２をＺｉｎ（２
ｆ）制御回路３２と略記する。
【００４１】高周波電力増幅器１００において使用する
ＦＥＴ６０として、例えばＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを使用
することができる。このようなＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ
は、例えば、半絶縁性ＧａＡｓ基板上にシリコンをイオ
ン注入した後にアニール処理してチャンネルを形成し、
そのチャネルにリセスを施すことによって形成すること
ができる。ＦＥＴ６０のパラメータは、典型的には総ゲ
ート幅（Ｗｇ）＝１２ｍｍ、飽和電流（Ｉｄｓｓ）＝
２．５Ａ、ゲート・ソース間耐圧１０Ｖ以上、及びゲー
ト・ドレイン間耐圧２０Ｖ以上である。
ＦＥＴ６０として、例えばＧａＡｓＭＥＳＦＥＴを使用
することができる。このようなＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ
は、例えば、半絶縁性ＧａＡｓ基板上にシリコンをイオ
ン注入した後にアニール処理してチャンネルを形成し、
そのチャネルにリセスを施すことによって形成すること
ができる。ＦＥＴ６０のパラメータは、典型的には総ゲ
ート幅（Ｗｇ）＝１２ｍｍ、飽和電流（Ｉｄｓｓ）＝
２．５Ａ、ゲート・ソース間耐圧１０Ｖ以上、及びゲー
ト・ドレイン間耐圧２０Ｖ以上である。
【００４２】上記のＦＥＴ６０の動作効率を基本波周波
数で最大とするために必要な各インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）及びＺｏｕｔ（２ｆ）の最適値
は、それぞれ一義的に求まる。例えば、基本波周波数ｆ
＝９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入力電力２０
ｄＢｍという条件下で、第２の線路２１の長さＬｄを、
その電気長が比誘電率（εr）＝１０の基板上で周波数
９５０ＭＨｚに対してほぼ１／４波長に相当するＬｄ＝
３０ｍｍに調整した場合には、各インピーダンスの最適
値は、それぞれＺｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ω、Ｚｏｕｔ
（ｆ）＝６＋ｊ１Ω、Ｚｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ１
３Ωである。図３に示すスミスチャートには、それぞれ
の最適値をプロットしている。
数で最大とするために必要な各インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）及びＺｏｕｔ（２ｆ）の最適値
は、それぞれ一義的に求まる。例えば、基本波周波数ｆ
＝９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入力電力２０
ｄＢｍという条件下で、第２の線路２１の長さＬｄを、
その電気長が比誘電率（εr）＝１０の基板上で周波数
９５０ＭＨｚに対してほぼ１／４波長に相当するＬｄ＝
３０ｍｍに調整した場合には、各インピーダンスの最適
値は、それぞれＺｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ω、Ｚｏｕｔ
（ｆ）＝６＋ｊ１Ω、Ｚｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ１
３Ωである。図３に示すスミスチャートには、それぞれ
の最適値をプロットしている。
【００４３】次に、良好なドレイン効率が得られる２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の領
域を調べるために、第２の線路２１の長さＬｄの変化に
伴う高周波電力増幅器１００の出力特性の変化を調べ
た。具体的には、第２の線路２１の長さＬｄを比誘電率
（εr）＝１０の基板上で２８ｍｍから３５ｍｍまで変
化させて、２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉ
ｎ（２ｆ）の変化を測定した。図４は、その測定結果を
示すスミスチャート図である。
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の領
域を調べるために、第２の線路２１の長さＬｄの変化に
伴う高周波電力増幅器１００の出力特性の変化を調べ
た。具体的には、第２の線路２１の長さＬｄを比誘電率
（εr）＝１０の基板上で２８ｍｍから３５ｍｍまで変
化させて、２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉ
ｎ（２ｆ）の変化を測定した。図４は、その測定結果を
示すスミスチャート図である。
【００４４】図４に示すように、２次高調波に対する入
力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）は、スミスチャート上
の短絡点Ｓ（０＋ｊ０Ω）を中心に、点Ｇ（１．５＋ｊ
２５Ω）から点Ｉ（１．５−ｊ２５Ω）まで変化した。
このように、第２の線路２１の長さＬｄを変化させれ
ば、基本波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（ｆ）を
ほとんど変化させることなく、２次高調波に対する入力
インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を、スミスチャート上で
短絡点Ｓ（＝０＋ｊ０Ω）を中心とした弧を描くように
変化させることができる。
力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）は、スミスチャート上
の短絡点Ｓ（０＋ｊ０Ω）を中心に、点Ｇ（１．５＋ｊ
２５Ω）から点Ｉ（１．５−ｊ２５Ω）まで変化した。
このように、第２の線路２１の長さＬｄを変化させれ
ば、基本波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（ｆ）を
ほとんど変化させることなく、２次高調波に対する入力
インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を、スミスチャート上で
短絡点Ｓ（＝０＋ｊ０Ω）を中心とした弧を描くように
変化させることができる。
【００４５】図５は、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）の位相角と高周波電力増幅器１０
０の出力特性（ドレイン効率及び出力電力）との関係を
示す。上記と同様に、第２の線路２１の長さＬｄを２８
ｍｍから３５ｍｍまで変化させ、点Ｂより見た２次高調
波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を図４に
示したように変化させた。測定は、基本波周波数９５０
ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入力電力２０ｄＢｍと
いう条件下で行った。
ダンスＺｉｎ（２ｆ）の位相角と高周波電力増幅器１０
０の出力特性（ドレイン効率及び出力電力）との関係を
示す。上記と同様に、第２の線路２１の長さＬｄを２８
ｍｍから３５ｍｍまで変化させ、点Ｂより見た２次高調
波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を図４に
示したように変化させた。測定は、基本波周波数９５０
ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入力電力２０ｄＢｍと
いう条件下で行った。
【００４６】これより、２次高調波に対する入力インピ
ーダンスＺｉｎ（２ｆ）の位相角が１６０°、すなわち
Ｚｉｎ（２ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωのときに、出力電力３
２．５ｄＢｍかつドレイン効率７５％という極めて良好
な特性が得られた。この特性は、従来技術に比べてドレ
イン効率に換算して１０％の向上である。さらに、２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の位
相角が１３０°から１７０°、つまりＺｉｎ（２ｆ）＝
０＋ｊ４Ω（点Ａ）〜１．５＋ｊ２５Ω（点Ｇ）の範囲
にあるときに、高周波電力増幅器１００のドレイン効率
が７０％以上と良好であった。
ーダンスＺｉｎ（２ｆ）の位相角が１６０°、すなわち
Ｚｉｎ（２ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωのときに、出力電力３
２．５ｄＢｍかつドレイン効率７５％という極めて良好
な特性が得られた。この特性は、従来技術に比べてドレ
イン効率に換算して１０％の向上である。さらに、２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の位
相角が１３０°から１７０°、つまりＺｉｎ（２ｆ）＝
０＋ｊ４Ω（点Ａ）〜１．５＋ｊ２５Ω（点Ｇ）の範囲
にあるときに、高周波電力増幅器１００のドレイン効率
が７０％以上と良好であった。
【００４７】しかし、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）が容量性の領域にある点Ｈ（０．
５−ｊ９Ω）や点Ｉ（１．５−ｊ２５Ω）では、出力特
性は従来技術の測定結果よりも劣化している。さらに、
２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）
が零（０＋ｊ０Ω）になる短絡点Ｓでは、出力特性が極
端に悪化している。
ダンスＺｉｎ（２ｆ）が容量性の領域にある点Ｈ（０．
５−ｊ９Ω）や点Ｉ（１．５−ｊ２５Ω）では、出力特
性は従来技術の測定結果よりも劣化している。さらに、
２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）
が零（０＋ｊ０Ω）になる短絡点Ｓでは、出力特性が極
端に悪化している。
【００４８】さらに詳しい検討を行った結果、２次高調
波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を、図６
のスミスチャートにおける点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ
（０＋ｊ２５Ω）、点Ｃ（５＋ｊ２５Ω）及び点Ｄ（５
＋ｊ４Ω）で囲まれた斜線領域に含まれるように設定す
ることにより、高周波電力増幅器１００は、基本波周波
数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入力電力２０
ｄＢｍの条件で、従来技術よりも優れたドレイン効率６
５％以上の良好な動作特性を示すことが明らかとなっ
た。上記の範囲は、２次高調波に対する入力インピーダ
ンスＺｉｎ（２ｆ）がインダクタ領域にあることを意味
している。
波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を、図６
のスミスチャートにおける点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ
（０＋ｊ２５Ω）、点Ｃ（５＋ｊ２５Ω）及び点Ｄ（５
＋ｊ４Ω）で囲まれた斜線領域に含まれるように設定す
ることにより、高周波電力増幅器１００は、基本波周波
数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入力電力２０
ｄＢｍの条件で、従来技術よりも優れたドレイン効率６
５％以上の良好な動作特性を示すことが明らかとなっ
た。上記の範囲は、２次高調波に対する入力インピーダ
ンスＺｉｎ（２ｆ）がインダクタ領域にあることを意味
している。
【００４９】従来技術において、出力インピーダンスの
整合を得る場合、通常は、２次高調波に対する出力イン
ピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を零（＝０＋ｊ０）に設定
し、２次高調波に対して短絡条件を得るように設計す
る。
整合を得る場合、通常は、２次高調波に対する出力イン
ピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を零（＝０＋ｊ０）に設定
し、２次高調波に対して短絡条件を得るように設計す
る。
【００５０】さらに、特開平７−２２８７２号公報（EP
-A-547871及びUSP-5,347,229に相当する）では、ヘテロ
接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を用いるととも
に入力及び出力の両方に高調波に対する共振回路を具備
する電力増幅器が提供されている。上記文献では、デバ
イス基準面において入力回路の２次高調波に対するイン
ピーダンスが零（位相角：＋／−１８０°）となり、か
つ３次高調波に対するインピーダンスが開放（位相角：
０°）となるときに、高効率化が実現できると報告され
ている。さらに、入力回路における３次高調波の終端条
件は、電力増幅器の動作特性にそれほど大きな影響を与
えないとしている。すなわち、入力側にインピーダンス
整合回路を設けることを開示している上記文献では、２
次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が
零（０＋ｊ０）となって短絡条件が得られる場合に、高
周波電力増幅器の高効率が達成されると述べられてい
る。
-A-547871及びUSP-5,347,229に相当する）では、ヘテロ
接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）を用いるととも
に入力及び出力の両方に高調波に対する共振回路を具備
する電力増幅器が提供されている。上記文献では、デバ
イス基準面において入力回路の２次高調波に対するイン
ピーダンスが零（位相角：＋／−１８０°）となり、か
つ３次高調波に対するインピーダンスが開放（位相角：
０°）となるときに、高効率化が実現できると報告され
ている。さらに、入力回路における３次高調波の終端条
件は、電力増幅器の動作特性にそれほど大きな影響を与
えないとしている。すなわち、入力側にインピーダンス
整合回路を設けることを開示している上記文献では、２
次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が
零（０＋ｊ０）となって短絡条件が得られる場合に、高
周波電力増幅器の高効率が達成されると述べられてい
る。
【００５１】このように、従来技術においては、高周波
電力増幅器の高効率化を図るためには、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）及び出力インピ
ーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を零にするということが、常
識であった。
電力増幅器の高効率化を図るためには、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）及び出力インピ
ーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を零にするということが、常
識であった。
【００５２】しかし、上記のように、発明者らによる詳
細な検討の結果、２次高調波に対する入力インピーダン
スＺｉｎ（２ｆ）の短絡条件が達成される場合、すなわ
ちＺｉｎ（２ｆ）＝０＋ｊ０Ωで位相角が１８０°とな
る条件では、出力電力及び効率がともに極端に劣化し
て、動作特性に極めて深刻な影響が現れることが明らか
になった。すなわち、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）が基本波周波数、すなわちＦＥＴ
６０の動作周波数帯域の中心周波数で零となる上記のＺ
ｉｎ（２ｆ）＝０＋ｊ０Ωという場合に、中心周波数よ
り低周波数側で動作特性が極端に劣化する。
細な検討の結果、２次高調波に対する入力インピーダン
スＺｉｎ（２ｆ）の短絡条件が達成される場合、すなわ
ちＺｉｎ（２ｆ）＝０＋ｊ０Ωで位相角が１８０°とな
る条件では、出力電力及び効率がともに極端に劣化し
て、動作特性に極めて深刻な影響が現れることが明らか
になった。すなわち、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）が基本波周波数、すなわちＦＥＴ
６０の動作周波数帯域の中心周波数で零となる上記のＺ
ｉｎ（２ｆ）＝０＋ｊ０Ωという場合に、中心周波数よ
り低周波数側で動作特性が極端に劣化する。
【００５３】したがって、全動作周波数帯域で良好な動
作特性を得るためには、高周波電力増幅器に印加される
最も低い周波数に対しても２次高調波に対する入力イン
ピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零にならないように、２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）をあ
らかじめインダクタ領域に設定することが必要である。
このことは、ＦＥＴ６０の入力側に接続されるＺｉｎ
（２ｆ）制御回路（入力インピーダンス制御回路）３２
の共振周波数を、動作周波数より低い値に設定すること
により実現できる。
作特性を得るためには、高周波電力増幅器に印加される
最も低い周波数に対しても２次高調波に対する入力イン
ピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零にならないように、２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）をあ
らかじめインダクタ領域に設定することが必要である。
このことは、ＦＥＴ６０の入力側に接続されるＺｉｎ
（２ｆ）制御回路（入力インピーダンス制御回路）３２
の共振周波数を、動作周波数より低い値に設定すること
により実現できる。
【００５４】比較のために、図２に示す本実施例の高周
波電力増幅器１００において、上述の最高性能（出力３
２．５ｄＢｍ及び効率７５％）が得られたＺｉｎ（２
ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωに相当する構成からＺｉｎ（２
ｆ）制御回路３２を取り外した構成について、動作特性
を評価した。Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３２を取り外して
も基本波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（ｆ）は変
化しないが、２次高調波に対する入力インピーダンスＺ
ｉｎ（２ｆ）は変化して、Ｚｉｎ（２ｆ）＝４５−ｊ１
００Ωになった。この時の高周波電力増幅器の特性は、
基本波周波数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入
力電力２０ｄＢｍの条件で、出力電力３１．５ｄＢｍか
つドレイン効率６５％であった（図５に、「従来例」と
して図示）。前記したように、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路
３２を備えた本実施例の高周波電力増幅器１００では、
同じ条件下で出力電力３２．５ｄＢｍかつドレイン効率
７５％の動作特性が得られている。この結果からも、本
実施例のようにＺｉｎ（２ｆ）制御回路３２を用いて２
次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を
所定のインピーダンスに設定することが、動作特性の向
上に大きく寄与していることが確認された。
波電力増幅器１００において、上述の最高性能（出力３
２．５ｄＢｍ及び効率７５％）が得られたＺｉｎ（２
ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωに相当する構成からＺｉｎ（２
ｆ）制御回路３２を取り外した構成について、動作特性
を評価した。Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３２を取り外して
も基本波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（ｆ）は変
化しないが、２次高調波に対する入力インピーダンスＺ
ｉｎ（２ｆ）は変化して、Ｚｉｎ（２ｆ）＝４５−ｊ１
００Ωになった。この時の高周波電力増幅器の特性は、
基本波周波数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入
力電力２０ｄＢｍの条件で、出力電力３１．５ｄＢｍか
つドレイン効率６５％であった（図５に、「従来例」と
して図示）。前記したように、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路
３２を備えた本実施例の高周波電力増幅器１００では、
同じ条件下で出力電力３２．５ｄＢｍかつドレイン効率
７５％の動作特性が得られている。この結果からも、本
実施例のようにＺｉｎ（２ｆ）制御回路３２を用いて２
次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を
所定のインピーダンスに設定することが、動作特性の向
上に大きく寄与していることが確認された。
【００５５】図７は、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）の位相角と出力特性（ドレイン効
率及び出力電力）との関係を示す高周波シミュレータに
よる解析結果である。ドレイン電圧Ｖｄ＝３．５Ｖ及び
基本波周波数ｆ＝９５０ＭＨｚとして、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を、図４に示す
ようにスミスチャートの外周に沿って弧を描くように変
化させた。基本波に対する入出力インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）、および２次高調波に対する出
力インピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）は、それぞれ図３に
示す一定値に設定した。
ダンスＺｉｎ（２ｆ）の位相角と出力特性（ドレイン効
率及び出力電力）との関係を示す高周波シミュレータに
よる解析結果である。ドレイン電圧Ｖｄ＝３．５Ｖ及び
基本波周波数ｆ＝９５０ＭＨｚとして、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を、図４に示す
ようにスミスチャートの外周に沿って弧を描くように変
化させた。基本波に対する入出力インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）、および２次高調波に対する出
力インピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）は、それぞれ図３に
示す一定値に設定した。
【００５６】図７に示すように、先に述べた実測結果と
よく一致した結果がシミュレーションによっても確認さ
れた。すなわち、２次高調波に対する入力インピーダン
スＺｉｎ（２ｆ）の位相角が１６０°のときに、出力電
力Ｐｏｕｔ＝３１．５ｄＢｍ及びドレイン効率＝７６％
という良好な特性が得られている。一方で、２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零で位相
角が１８０°のとき、つまり２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の短絡条件が達成される場
合には、出力電力及びドレイン効率がともに低下して動
作特性が極端に劣化することが、シミュレーションによ
っても確認された。
よく一致した結果がシミュレーションによっても確認さ
れた。すなわち、２次高調波に対する入力インピーダン
スＺｉｎ（２ｆ）の位相角が１６０°のときに、出力電
力Ｐｏｕｔ＝３１．５ｄＢｍ及びドレイン効率＝７６％
という良好な特性が得られている。一方で、２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零で位相
角が１８０°のとき、つまり２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の短絡条件が達成される場
合には、出力電力及びドレイン効率がともに低下して動
作特性が極端に劣化することが、シミュレーションによ
っても確認された。
【００５７】以下に、高効率化のメカニズム、及び２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零
となる条件で動作特性が極端に劣化する原因、のそれぞ
れに関する発明者の検討結果を述べる。
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零
となる条件で動作特性が極端に劣化する原因、のそれぞ
れに関する発明者の検討結果を述べる。
【００５８】高効率化のメカニズムを、図８（ａ）及び
（ｂ）に示すゲート端での電圧電流波形を参照しながら
説明する。
（ｂ）に示すゲート端での電圧電流波形を参照しながら
説明する。
【００５９】図８（ａ）は、２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を最適に制御した場合の電
圧電流波形であり、図８（ｂ）は、２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）をまったく制御しな
い場合の電圧電流波形である。具体的には、図８（ａ）
はＺｉｎ（２ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωの場合であって、図
８（ｂ）はＺｉｎ（２ｆ）＝４５−ｊ１００Ωの場合で
ある。いずれの場合も、入力電力は２０ｄＢｍ一定であ
る。
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を最適に制御した場合の電
圧電流波形であり、図８（ｂ）は、２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）をまったく制御しな
い場合の電圧電流波形である。具体的には、図８（ａ）
はＺｉｎ（２ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωの場合であって、図
８（ｂ）はＺｉｎ（２ｆ）＝４５−ｊ１００Ωの場合で
ある。いずれの場合も、入力電力は２０ｄＢｍ一定であ
る。
【００６０】これより、２次高調波に対する入力インピ
ーダンスＺｉｎ（２ｆ）の制御を行わない場合（図８
（ｂ））にはサイン波状であるゲート端での電圧波形
が、適切な制御を行うことによって、図８（ａ）に示す
ように台形波に近くなっているのが分かる。ゲート電圧
波形が台形波に近くなることにより、ドレイン端での電
圧／電流のスイッチングが促進され、ドレイン端におい
て電流と電圧とが同時に発生する時間が短縮される。こ
の結果、ＦＥＴの内部で熱として放散される電力が減
り、ＲＦ電力への変換効率が改善される。
ーダンスＺｉｎ（２ｆ）の制御を行わない場合（図８
（ｂ））にはサイン波状であるゲート端での電圧波形
が、適切な制御を行うことによって、図８（ａ）に示す
ように台形波に近くなっているのが分かる。ゲート電圧
波形が台形波に近くなることにより、ドレイン端での電
圧／電流のスイッチングが促進され、ドレイン端におい
て電流と電圧とが同時に発生する時間が短縮される。こ
の結果、ＦＥＴの内部で熱として放散される電力が減
り、ＲＦ電力への変換効率が改善される。
【００６１】一方、動作特性の劣化原因を、図８（ｃ）
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００６２】図８（ｃ）は、２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零となる場合の、ゲート
端での電圧電流波形である。この場合、入力電力が一定
であるにも関わらず電圧電流波形に乱れが生じている。
さらに電圧の振幅が小さくなっている。このような低い
ゲート電圧では、高周波電力増幅器に含まれるＦＥＴを
十分に駆動させることができない。この結果、２次高調
波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零とな
る条件では、出力電圧及び効率がいずれも大きく劣化す
る。
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零となる場合の、ゲート
端での電圧電流波形である。この場合、入力電力が一定
であるにも関わらず電圧電流波形に乱れが生じている。
さらに電圧の振幅が小さくなっている。このような低い
ゲート電圧では、高周波電力増幅器に含まれるＦＥＴを
十分に駆動させることができない。この結果、２次高調
波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が零とな
る条件では、出力電圧及び効率がいずれも大きく劣化す
る。
【００６３】表１には、本実施例にしたがって得られた
いくつかの高周波電力増幅器α、β、γの動作特性を示
す。各高周波電力増幅器α、β、γは、Ｚｉｎ（２ｆ）
制御回路によって、２次高調波に対する入力インピーダ
ンスＺｉｎ（２ｆ）を表１に示す値あるいは範囲内に設
定する。
いくつかの高周波電力増幅器α、β、γの動作特性を示
す。各高周波電力増幅器α、β、γは、Ｚｉｎ（２ｆ）
制御回路によって、２次高調波に対する入力インピーダ
ンスＺｉｎ（２ｆ）を表１に示す値あるいは範囲内に設
定する。
【００６４】比較のために表１には、２次高調波に対す
る入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）＝０＋ｊ０Ωに設
定した高周波電力増幅器εの動作特性、及び２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の制御を行
わない従来例の高周波電力増幅器における動作特性の測
定結果も、あわせて示している。
る入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）＝０＋ｊ０Ωに設
定した高周波電力増幅器εの動作特性、及び２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の制御を行
わない従来例の高周波電力増幅器における動作特性の測
定結果も、あわせて示している。
【００６５】いずれの高周波電力増幅器も、基本波周波
数に対する入出力インピーダンス及び２次高調波に対す
る出力インピーダンスのそれぞれが、図３に示した最適
値、すなわちＺｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ω、Ｚｏｕｔ
（ｆ）＝６＋ｊ１Ω及びＺｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ
１３Ωとなるように設計している。また、動作特性の測
定は、基本波周波数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５
Ｖ及び入力電力２０ｄＢｍという条件で行った。また、
比誘電率εr＝１０である基板を使用している。
数に対する入出力インピーダンス及び２次高調波に対す
る出力インピーダンスのそれぞれが、図３に示した最適
値、すなわちＺｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ω、Ｚｏｕｔ
（ｆ）＝６＋ｊ１Ω及びＺｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ
１３Ωとなるように設計している。また、動作特性の測
定は、基本波周波数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５
Ｖ及び入力電力２０ｄＢｍという条件で行った。また、
比誘電率εr＝１０である基板を使用している。
【００６６】表１から明らかなように、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の制御を行う本
実施例にしたがって構成された高周波電力増幅器α、
β、γはでは、制御を行わない従来例に比べて動作特性
が向上する。
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の制御を行う本
実施例にしたがって構成された高周波電力増幅器α、
β、γはでは、制御を行わない従来例に比べて動作特性
が向上する。
【００６７】
【表１】
【００６８】以上のように、本実施例の高周波電力増幅
器１００では、ＦＥＴ６０のゲート１０に接続した線路
の点ＢにＺｉｎ（２ｆ）制御回路３２を付加して、２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を所
定の範囲に設定する。これによって、高周波電力増幅器
１００の動作効率は、従来に比べてドレイン効率で最大
１０％向上し、７５％のドレイン効率が得られる。
器１００では、ＦＥＴ６０のゲート１０に接続した線路
の点ＢにＺｉｎ（２ｆ）制御回路３２を付加して、２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を所
定の範囲に設定する。これによって、高周波電力増幅器
１００の動作効率は、従来に比べてドレイン効率で最大
１０％向上し、７５％のドレイン効率が得られる。
【００６９】ただし、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）が零（位相角１８０°）となる条
件では、出力電力及び効率はともに極端に劣化して、従
来技術よりも劣った結果になる。したがって、動作周波
数において２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉ
ｎ（２ｆ）が零とならないように、入力インピーダンス
整合回路７０に含まれるＺｉｎ（２ｆ）制御回路（入力
インピーダンス制御回路）３２を適切に設計することが
重要である。
ダンスＺｉｎ（２ｆ）が零（位相角１８０°）となる条
件では、出力電力及び効率はともに極端に劣化して、従
来技術よりも劣った結果になる。したがって、動作周波
数において２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉ
ｎ（２ｆ）が零とならないように、入力インピーダンス
整合回路７０に含まれるＺｉｎ（２ｆ）制御回路（入力
インピーダンス制御回路）３２を適切に設計することが
重要である。
【００７０】２次高調波に対する入力インピーダンスＺ
ｉｎ（２ｆ）を適切な値にするためには、所定の動作周
波数の値に対して、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３２に含ま
れる第２の線路２１の長さＬｄ及び／または第２のコン
デンサ２２の容量を、適切に設定すればよい。具体的に
は、第２の線路２１の長さＬｄを、その電気長が基本波
周波数に相当する波長の１／４より長くなるように設定
する。その上で、設定された第２の線路２１の長さＬｄ
に基づいて、２次高調波に対する入力インピーダンスＺ
ｉｎ（２ｆ）が先に図６に示した斜線領域に含まれるよ
うに、第２のコンデンサ２２の容量を設定する。例え
ば、基本波周波数ｆ＝９５０ＭＨｚでεr＝１０の基板
を用いる場合には、第２の線路２１の長さＬｄを、基本
波周波数に相当する波長の１／４である３０ｍｍより長
い３０．５ｍｍ〜３５ｍｍの範囲に設定し、第２のコン
デンサ２２の容量を、５０ｐＦ〜１０００ｐＦの範囲に
設定すればよい。
ｉｎ（２ｆ）を適切な値にするためには、所定の動作周
波数の値に対して、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３２に含ま
れる第２の線路２１の長さＬｄ及び／または第２のコン
デンサ２２の容量を、適切に設定すればよい。具体的に
は、第２の線路２１の長さＬｄを、その電気長が基本波
周波数に相当する波長の１／４より長くなるように設定
する。その上で、設定された第２の線路２１の長さＬｄ
に基づいて、２次高調波に対する入力インピーダンスＺ
ｉｎ（２ｆ）が先に図６に示した斜線領域に含まれるよ
うに、第２のコンデンサ２２の容量を設定する。例え
ば、基本波周波数ｆ＝９５０ＭＨｚでεr＝１０の基板
を用いる場合には、第２の線路２１の長さＬｄを、基本
波周波数に相当する波長の１／４である３０ｍｍより長
い３０．５ｍｍ〜３５ｍｍの範囲に設定し、第２のコン
デンサ２２の容量を、５０ｐＦ〜１０００ｐＦの範囲に
設定すればよい。
【００７１】（実施例２）実施例１の高周波電力増幅器
１００では、２次高調波に対する入力インピーダンスＺ
ｉｎ（２ｆ）を所定のインピーダンスにする手段とし
て、ショートスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路（入
力インピーダンス制御回路）３２を採用している。それ
に対して、以下で説明する本実施例の高周波電力増幅器
２００では、オープンスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制御
回路（入力インピーダンス制御回路）を採用する。
１００では、２次高調波に対する入力インピーダンスＺ
ｉｎ（２ｆ）を所定のインピーダンスにする手段とし
て、ショートスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路（入
力インピーダンス制御回路）３２を採用している。それ
に対して、以下で説明する本実施例の高周波電力増幅器
２００では、オープンスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制御
回路（入力インピーダンス制御回路）を採用する。
【００７２】図９は、本実施例の高周波電力増幅器２０
０の回路図である。高周波電力増幅器２００は、ＦＥＴ
６０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピーダ
ンス整合回路２７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続さ
れた出力インピーダンス整合回路８０を備えている。高
周波電力増幅器２００は、先に図２を参照して説明した
実施例１の高周波電力増幅器１００の構成に対して、入
力インピーダンス整合回路２７０の構成が異なってい
る。
０の回路図である。高周波電力増幅器２００は、ＦＥＴ
６０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピーダ
ンス整合回路２７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続さ
れた出力インピーダンス整合回路８０を備えている。高
周波電力増幅器２００は、先に図２を参照して説明した
実施例１の高周波電力増幅器１００の構成に対して、入
力インピーダンス整合回路２７０の構成が異なってい
る。
【００７３】具体的には、高周波電力増幅器２００の点
Ｂには、一端が開放された第３の線路２３が接続されて
おり、この線路２３をＺｉｎ（２ｆ）制御回路３３とし
て機能させる。第３の線路２３の長さＬｅは、その電気
長が基本波周波数に対応する波長のほぼ１／８よりやや
長くなるように設定する。その他の回路構成は、使用す
るＦＥＴ６０も含めて第１の実施例の高周波電力増幅器
１００と同様であり、同じ構成要素には同じ参照番号を
付けているので、その詳細な説明はここでは省略する。
また、各インピーダンスＺｉｎ（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）
及びＺｏｕｔ（２ｆ）は、それぞれ図３に示した値と同
じに設定する。
Ｂには、一端が開放された第３の線路２３が接続されて
おり、この線路２３をＺｉｎ（２ｆ）制御回路３３とし
て機能させる。第３の線路２３の長さＬｅは、その電気
長が基本波周波数に対応する波長のほぼ１／８よりやや
長くなるように設定する。その他の回路構成は、使用す
るＦＥＴ６０も含めて第１の実施例の高周波電力増幅器
１００と同様であり、同じ構成要素には同じ参照番号を
付けているので、その詳細な説明はここでは省略する。
また、各インピーダンスＺｉｎ（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）
及びＺｏｕｔ（２ｆ）は、それぞれ図３に示した値と同
じに設定する。
【００７４】第１の実施例と同様に、基本波周波数ｆ＝
９５０ＭＨｚにおいて評価を行った。第３の線路２３の
長さＬｅを、その電気長がεr＝１０の基板上では基本
波周波数９５０ＭＨｚに対する波長のほぼ１／８に相当
する１５ｍｍより長く設定して、２次高調波に対する入
力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωとし
た。このとき、高周波電力増幅器２００の特性は、基本
波周波数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入力電
力２０ｄＢｍの条件で、出力電力３２．５ｄＢｍ、ドレ
イン効率７５％である。これは、表１に示した増幅器α
と同じ特性であった。
９５０ＭＨｚにおいて評価を行った。第３の線路２３の
長さＬｅを、その電気長がεr＝１０の基板上では基本
波周波数９５０ＭＨｚに対する波長のほぼ１／８に相当
する１５ｍｍより長く設定して、２次高調波に対する入
力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωとし
た。このとき、高周波電力増幅器２００の特性は、基本
波周波数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５Ｖ、入力電
力２０ｄＢｍの条件で、出力電力３２．５ｄＢｍ、ドレ
イン効率７５％である。これは、表１に示した増幅器α
と同じ特性であった。
【００７５】次に、第３の線路２３の長さＬｅを１３ｍ
ｍから２０ｍｍまで変化すると、２次高調波に対する入
力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）は、先に図４に示した
場合とほぼ同様に、スミスチャート上の短絡点Ｓを中心
として大きく弧を描いて変動した。２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が表１に示す領域Ｓ
にある時、高周波電力増幅器２００の特性は、表１に示
す高周波電力増幅器βと同じであった。
ｍから２０ｍｍまで変化すると、２次高調波に対する入
力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）は、先に図４に示した
場合とほぼ同様に、スミスチャート上の短絡点Ｓを中心
として大きく弧を描いて変動した。２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が表１に示す領域Ｓ
にある時、高周波電力増幅器２００の特性は、表１に示
す高周波電力増幅器βと同じであった。
【００７６】さらに詳しい検討を行った結果、実施例２
の高周波電力増幅器２００においても、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示
した各値または範囲に設定すれば、それに対応して表１
に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動作特
性が得られることが明らかとなった。
の高周波電力増幅器２００においても、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示
した各値または範囲に設定すれば、それに対応して表１
に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動作特
性が得られることが明らかとなった。
【００７７】以上のように本実施例の高周波電力増幅器
２００では、実施例１で使用したショートスタブ方式に
かえて、オープンスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路
（入力インピーダンス制御回路）３３を点Ｂに接続して
いる。そして、所定の動作周波数の値に対して、Ｚｉｎ
（２ｆ）制御回路３３に含まれる第３の線路２３の長さ
Ｌｅを、その電気長が基本波周波数に相当する波長の１
／８より長くなるように設定して、２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した
斜線領域に含まれるように設定する。これによって、実
施例１と同様の性能が得られる。具体的には、基本波周
波数ｆ＝９５０ＭＨｚであって比誘電率εr＝１０の基
板を使用する場合には、第３の線路２３の長さＬｅを、
その電気長が基本波周波数に相当する波長の１／４に等
しくなる１５ｍｍより長い１５．５ｍｍ〜２０ｍｍの範
囲に設定すればよい。
２００では、実施例１で使用したショートスタブ方式に
かえて、オープンスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路
（入力インピーダンス制御回路）３３を点Ｂに接続して
いる。そして、所定の動作周波数の値に対して、Ｚｉｎ
（２ｆ）制御回路３３に含まれる第３の線路２３の長さ
Ｌｅを、その電気長が基本波周波数に相当する波長の１
／８より長くなるように設定して、２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した
斜線領域に含まれるように設定する。これによって、実
施例１と同様の性能が得られる。具体的には、基本波周
波数ｆ＝９５０ＭＨｚであって比誘電率εr＝１０の基
板を使用する場合には、第３の線路２３の長さＬｅを、
その電気長が基本波周波数に相当する波長の１／４に等
しくなる１５ｍｍより長い１５．５ｍｍ〜２０ｍｍの範
囲に設定すればよい。
【００７８】（実施例３）以下で説明する本実施例の高
周波電力増幅器３００では、２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を所定の範囲に設定する手
段として、実施例１のショートスタブ方式のＺｉｎ（２
ｆ）制御回路（入力インピーダンス制御回路）３２ある
いは実施例２のオープンスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制
御回路（入力インピーダンス制御回路）３３に代えて、
ＬＣ直列共振方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路（入力イン
ピーダンス制御回路）を採用する。
周波電力増幅器３００では、２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を所定の範囲に設定する手
段として、実施例１のショートスタブ方式のＺｉｎ（２
ｆ）制御回路（入力インピーダンス制御回路）３２ある
いは実施例２のオープンスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制
御回路（入力インピーダンス制御回路）３３に代えて、
ＬＣ直列共振方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路（入力イン
ピーダンス制御回路）を採用する。
【００７９】図１０は、本実施例の高周波電力増幅器３
００の回路図である。高周波電力増幅器３００は、ＦＥ
Ｔ６０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピー
ダンス整合回路３７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続
された出力インピーダンス整合回路８０を備えている。
高周波電力増幅器３００は、先に図２を参照して説明し
た実施例１の高周波電力増幅器１００の構成に対して、
入力インピーダンス整合回路３７０の構成が異なってい
る。
００の回路図である。高周波電力増幅器３００は、ＦＥ
Ｔ６０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピー
ダンス整合回路３７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続
された出力インピーダンス整合回路８０を備えている。
高周波電力増幅器３００は、先に図２を参照して説明し
た実施例１の高周波電力増幅器１００の構成に対して、
入力インピーダンス整合回路３７０の構成が異なってい
る。
【００８０】具体的には、高周波電力増幅器３００の点
Ｂには、第４の線路２４、及び一端が接地された１〜２
ｐＦ程度の容量値を有する第４のコンデンサ２５が接続
されている。第４の線路２４の長さＬｆは、その電気長
がεr＝１０の基板上では基本波周波数に対する波長の
１／１６程度であり、点Ｂから第４の線路２５を見たイ
ンピーダンスは、２次高調波に対してはほぼ零である。
一方、第４のコンデンサ２５の上記の容量値は、実施例
１のＺｉｎ（２ｆ）制御回路３２に含まれる第２のコン
デンサ２２の容量値よりも小さく、２次高調波に対して
短絡されないような値に設定されている。この結果、第
４の線路２４と第４のコンデンサ２５とからなる回路３
４は、２次高調波に対して直列共振するように設定され
る。高周波電力増幅器３００では、この回路３４を、Ｚ
ｉｎ（２ｆ）制御回路３４として機能させる。その他の
回路構成は使用するＦＥＴ６０も含めて第１の実施例の
高周波電力増幅器１００と同様であり、同じ構成要素に
は同じ参照番号を付けているので、その詳細な説明はこ
こでは省略する。また、各インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）及びＺｏｕｔ（２ｆ）は、ぞれ
ぞれ図３に示す値と同じに設定する。
Ｂには、第４の線路２４、及び一端が接地された１〜２
ｐＦ程度の容量値を有する第４のコンデンサ２５が接続
されている。第４の線路２４の長さＬｆは、その電気長
がεr＝１０の基板上では基本波周波数に対する波長の
１／１６程度であり、点Ｂから第４の線路２５を見たイ
ンピーダンスは、２次高調波に対してはほぼ零である。
一方、第４のコンデンサ２５の上記の容量値は、実施例
１のＺｉｎ（２ｆ）制御回路３２に含まれる第２のコン
デンサ２２の容量値よりも小さく、２次高調波に対して
短絡されないような値に設定されている。この結果、第
４の線路２４と第４のコンデンサ２５とからなる回路３
４は、２次高調波に対して直列共振するように設定され
る。高周波電力増幅器３００では、この回路３４を、Ｚ
ｉｎ（２ｆ）制御回路３４として機能させる。その他の
回路構成は使用するＦＥＴ６０も含めて第１の実施例の
高周波電力増幅器１００と同様であり、同じ構成要素に
は同じ参照番号を付けているので、その詳細な説明はこ
こでは省略する。また、各インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）及びＺｏｕｔ（２ｆ）は、ぞれ
ぞれ図３に示す値と同じに設定する。
【００８１】第１の実施例と同様に、基本波周波数ｆ＝
９５０ＭＨｚにおいて評価を行った。第４の線路２４の
長さＬｆを１０ｍｍ、第４のコンデンサ２５の容量を
１．２ｐＦにして、２次高調波に対する入力インピーダ
ンスＺｉｎ（２ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωとした。また、基
板の比誘電率εr＝１０である。このとき、高周波電力
増幅器３００の特性は、基本波周波数９５０ＭＨｚ、ド
レイン電圧３．５Ｖ、入力電力２０ｄＢｍの条件で、出
力電力３２．５ｄＢｍ、ドレイン効率７５％である。こ
れは、表１に示した増幅器αと同じ特性であった。
９５０ＭＨｚにおいて評価を行った。第４の線路２４の
長さＬｆを１０ｍｍ、第４のコンデンサ２５の容量を
１．２ｐＦにして、２次高調波に対する入力インピーダ
ンスＺｉｎ（２ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωとした。また、基
板の比誘電率εr＝１０である。このとき、高周波電力
増幅器３００の特性は、基本波周波数９５０ＭＨｚ、ド
レイン電圧３．５Ｖ、入力電力２０ｄＢｍの条件で、出
力電力３２．５ｄＢｍ、ドレイン効率７５％である。こ
れは、表１に示した増幅器αと同じ特性であった。
【００８２】次に、第４のコンデンサ２５の容量を１．
２ｐＦで一定としたままで、第４の線路２４の長さＬｆ
を７．５ｍｍから１４．５ｍｍまで変化すると、２次高
調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）は、先
に図４に示した場合とほぼ同様に、スミスチャート上の
短絡点Ｓを中心として大きく弧を描いて変動した。２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が表
１に示す領域Ｓにある時、高周波電力増幅器３００の特
性は、表１に示す高周波電力増幅器βと同じであった。
２ｐＦで一定としたままで、第４の線路２４の長さＬｆ
を７．５ｍｍから１４．５ｍｍまで変化すると、２次高
調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）は、先
に図４に示した場合とほぼ同様に、スミスチャート上の
短絡点Ｓを中心として大きく弧を描いて変動した。２次
高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）が表
１に示す領域Ｓにある時、高周波電力増幅器３００の特
性は、表１に示す高周波電力増幅器βと同じであった。
【００８３】さらに詳しい検討を行った結果、実施例３
の高周波電力増幅器３００においても、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示
した各値または範囲に設定すれば、それに対応して表１
に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動作特
性が得られることが明らかとなった。
の高周波電力増幅器３００においても、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示
した各値または範囲に設定すれば、それに対応して表１
に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動作特
性が得られることが明らかとなった。
【００８４】以上のように本実施例では、ＬＣ直列共振
方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路（入力インピーダンス制
御回路）３４を点Ｂに接続している。そして、所定の動
作周波数の値に対して、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３４に
含まれる第４の線路２４の長さＬｆ及び／または第４の
コンデンサ２５の容量を適切に設定する。これによっ
て、２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２
ｆ）を、先に図６に示した斜線領域に含まれるように設
定することにより、実施例１と同様の性能が得られる。
具体的には、εr＝１０の基板上で、基本波周波数ｆ＝
９５０ＭＨｚの場合には、第４の線路２４の長さＬｆを
１０ｍｍ〜１３ｍｍの範囲に設定し、第４のコンデンサ
２５の容量を、１．２ｐＦ〜１．３ｐＦの範囲に設定す
ればよい。
方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路（入力インピーダンス制
御回路）３４を点Ｂに接続している。そして、所定の動
作周波数の値に対して、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３４に
含まれる第４の線路２４の長さＬｆ及び／または第４の
コンデンサ２５の容量を適切に設定する。これによっ
て、２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２
ｆ）を、先に図６に示した斜線領域に含まれるように設
定することにより、実施例１と同様の性能が得られる。
具体的には、εr＝１０の基板上で、基本波周波数ｆ＝
９５０ＭＨｚの場合には、第４の線路２４の長さＬｆを
１０ｍｍ〜１３ｍｍの範囲に設定し、第４のコンデンサ
２５の容量を、１．２ｐＦ〜１．３ｐＦの範囲に設定す
ればよい。
【００８５】（実施例４）本実施例の高周波電力増幅器
４００では、基本波に対する入力インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）を一定値に保ったまま２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を制御するにあたって、こ
れまでの実施例で使用しているＺｉｎ（２ｆ）制御回路
（入力インピーダンス制御回路）を用いないで制御を行
う。
４００では、基本波に対する入力インピーダンスＺｉｎ
（ｆ）を一定値に保ったまま２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を制御するにあたって、こ
れまでの実施例で使用しているＺｉｎ（２ｆ）制御回路
（入力インピーダンス制御回路）を用いないで制御を行
う。
【００８６】図１１は、本実施例の高周波電力増幅器４
００の回路図である。高周波電力増幅器４００は、ＦＥ
Ｔ６０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピー
ダンス整合回路４７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続
された出力インピーダンス整合回路８０を備えている。
高周波電力増幅器４００は、先に図２を参照して説明し
た実施例１の高周波電力増幅器１００の構成に対して、
入力インピーダンス整合回路４７０の構成が異なってい
る。
００の回路図である。高周波電力増幅器４００は、ＦＥ
Ｔ６０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピー
ダンス整合回路４７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続
された出力インピーダンス整合回路８０を備えている。
高周波電力増幅器４００は、先に図２を参照して説明し
た実施例１の高周波電力増幅器１００の構成に対して、
入力インピーダンス整合回路４７０の構成が異なってい
る。
【００８７】具体的には、高周波電力増幅器４００の点
Ｂには、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路が接続されていない。
その一方で、入力側整合用線路７には、入力側整合用コ
ンデンサ８に加えて第２の入力側整合用コンデンサ２７
が接続されている。それぞれの入力側整合用コンデンサ
８、２７は、図１１に示されているように、入力側整合
用線路７のＦＥＴ６０に近い一端からそれぞれＬｇ＋Ｌ
ｈ及びＬｇの位置に接続されている。高周波電力増幅器
４００では、入力側整合用コンデンサ８の容量値Ｃｉｎ
１、第２の入力側整合用コンデンサ２７の容量値Ｃｉｎ
２、およびそれぞれのコンデンサ８、２７の接続位置を
決定する長さＬｇ、Ｌｈを適切に調整して、２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を調整す
る。その他の回路構成は、使用するＦＥＴ６０も含めて
第１の実施例の高周波電力増幅器１００と同様であり、
同じ構成要素には同じ参照番号を付けているので、その
詳細な説明はここでは省略する。また、各インピーダン
スＺｉｎ（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）及びＺｏｕｔ（２ｆ）
は、ぞれぞれ図３に示す値に設定されている。
Ｂには、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路が接続されていない。
その一方で、入力側整合用線路７には、入力側整合用コ
ンデンサ８に加えて第２の入力側整合用コンデンサ２７
が接続されている。それぞれの入力側整合用コンデンサ
８、２７は、図１１に示されているように、入力側整合
用線路７のＦＥＴ６０に近い一端からそれぞれＬｇ＋Ｌ
ｈ及びＬｇの位置に接続されている。高周波電力増幅器
４００では、入力側整合用コンデンサ８の容量値Ｃｉｎ
１、第２の入力側整合用コンデンサ２７の容量値Ｃｉｎ
２、およびそれぞれのコンデンサ８、２７の接続位置を
決定する長さＬｇ、Ｌｈを適切に調整して、２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を調整す
る。その他の回路構成は、使用するＦＥＴ６０も含めて
第１の実施例の高周波電力増幅器１００と同様であり、
同じ構成要素には同じ参照番号を付けているので、その
詳細な説明はここでは省略する。また、各インピーダン
スＺｉｎ（ｆ）、Ｚｏｕｔ（ｆ）及びＺｏｕｔ（２ｆ）
は、ぞれぞれ図３に示す値に設定されている。
【００８８】第１の実施例と同様に、基本波周波数ｆ＝
９５０ＭＨｚにおいて評価を行った。上述の各パラメー
タの値を、それぞれＣｉｎ１＝６ｐＦ、Ｃｉｎ２＝５ｐ
Ｆ、Ｌｇ＝６ｍｍ及びＬｈ＝５ｍｍとして、点Ｂより見
た２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２
ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωとした。基板の比誘電率εr＝１
０である。このとき、高周波電力増幅器４００の特性
は、基本波周波数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５
Ｖ、入力電力２０ｄＢｍの条件で、出力電力３２．５ｄ
Ｂｍ、ドレイン効率７５％である。これは、表１に示し
た増幅器αと同じ特性であった。
９５０ＭＨｚにおいて評価を行った。上述の各パラメー
タの値を、それぞれＣｉｎ１＝６ｐＦ、Ｃｉｎ２＝５ｐ
Ｆ、Ｌｇ＝６ｍｍ及びＬｈ＝５ｍｍとして、点Ｂより見
た２次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２
ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωとした。基板の比誘電率εr＝１
０である。このとき、高周波電力増幅器４００の特性
は、基本波周波数９５０ＭＨｚ、ドレイン電圧３．５
Ｖ、入力電力２０ｄＢｍの条件で、出力電力３２．５ｄ
Ｂｍ、ドレイン効率７５％である。これは、表１に示し
た増幅器αと同じ特性であった。
【００８９】さらに詳しい検討を行った結果、実施例４
の高周波電力増幅器４００においても、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示
した各値または範囲に設定すれば、それに対応して表１
に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動作特
性が得られることが明らかとなった。
の高周波電力増幅器４００においても、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示
した各値または範囲に設定すれば、それに対応して表１
に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動作特
性が得られることが明らかとなった。
【００９０】以上のように本実施例では、Ｚｉｎ（２
ｆ）制御回路を使用せずに２次高調波に対する入力イン
ピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を制御する。そのために、入
力側整合用コンデンサ８、２７の容量値Ｃｉｎ１、Ｃｉ
ｎ２、およびそれぞれのコンデンサ８、２７の入力側整
合用線路７への接続位置を決定する長さＬｇ、Ｌｈを適
切に設定する。これによって、２次高調波に対する入力
インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した斜線
領域に含まれるように設定することにより、実施例１と
同様の性能が得られる。
ｆ）制御回路を使用せずに２次高調波に対する入力イン
ピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を制御する。そのために、入
力側整合用コンデンサ８、２７の容量値Ｃｉｎ１、Ｃｉ
ｎ２、およびそれぞれのコンデンサ８、２７の入力側整
合用線路７への接続位置を決定する長さＬｇ、Ｌｈを適
切に設定する。これによって、２次高調波に対する入力
インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した斜線
領域に含まれるように設定することにより、実施例１と
同様の性能が得られる。
【００９１】（実施例５）本実施例の高周波電力増幅器
５００では、基本波に対する出力インピーダンスＺｏｕ
ｔ（ｆ）を最大効率をもたらす値に保ったまま２次高調
波に対する出力インピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を制御
するにあたって、これまでの実施例で使用しているＺｏ
ｕｔ（２ｆ）制御回路（出力インピーダンス制御回路）
を用いない。
５００では、基本波に対する出力インピーダンスＺｏｕ
ｔ（ｆ）を最大効率をもたらす値に保ったまま２次高調
波に対する出力インピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を制御
するにあたって、これまでの実施例で使用しているＺｏ
ｕｔ（２ｆ）制御回路（出力インピーダンス制御回路）
を用いない。
【００９２】図１２は、本実施例の高周波電力増幅器５
００の回路図である。高周波電力増幅器５００は、ＦＥ
Ｔ６０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピー
ダンス整合回路１７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続
された出力インピーダンス整合回路５８０を備えてい
る。
００の回路図である。高周波電力増幅器５００は、ＦＥ
Ｔ６０、ＦＥＴ６０の入力側に接続された入力インピー
ダンス整合回路１７０、及びＦＥＴ６０の出力側に接続
された出力インピーダンス整合回路５８０を備えてい
る。
【００９３】高周波電力増幅器５００は、先に図２を参
照して説明した実施例１の高周波電力増幅器１００の構
成に対して、出力インピーダンス整合回路５８０の構成
が異なっている。一方、ＦＥＴ６０及び入力インピーダ
ンス整合回路１７０は、第１の実施例の高周波電力増幅
器１００と同様であり、同じ構成要素には同じ参照番号
を付けているので、その詳細な説明はここでは省略す
る。
照して説明した実施例１の高周波電力増幅器１００の構
成に対して、出力インピーダンス整合回路５８０の構成
が異なっている。一方、ＦＥＴ６０及び入力インピーダ
ンス整合回路１７０は、第１の実施例の高周波電力増幅
器１００と同様であり、同じ構成要素には同じ参照番号
を付けているので、その詳細な説明はここでは省略す
る。
【００９４】高周波電力増幅器５００の点Ｂには、第１
の実施例における高周波電力増幅器１００（図２参照）
と同様なショートスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路
３２が接続されている。その一方で、出力側整合用線路
１２には、出力側整合用コンデンサ１５に加えて第２の
出力側整合用コンデンサ２８が接続されている。それぞ
れの出力側整合用コンデンサ１５、２８は、図１２に示
されているように、出力側整合用線路１２のＦＥＴ６０
に近い一端からそれぞれＬｉ＋Ｌｊ及びＬｉの位置に接
続されている。高周波電力増幅器５００では、出力側整
合用コンデンサ１５の容量値Ｃｏｕｔ１、第２の出力側
整合用コンデンサ２８の容量値Ｃｏｕｔ２、およびそれ
ぞれのコンデンサ１５、２８の接続位置を決定する長さ
Ｌｉ、Ｌｊを適切に調整して、基本波に対する出力イン
ピーダンスＺｏｕｔ（ｆ）及び２次高調波に対する出力
インピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を調整する。具体的に
は、各パラメータの値を、それぞれＣｏｕｔ１＝１ｐ
Ｆ、Ｃｏｕｔ２＝６ｐＦ、Ｌｉ＝５．５ｍｍ及びＬｊ＝
２ｍｍとすることによって、点Ａより見たインピーダン
スを基本波周波数９５０ＭＨｚに対して最大効率を与え
るＺｏｕｔ（ｆ）＝６＋ｊ１Ω及びＺｏｕｔ（２ｆ）＝
０．５＋ｊ１３Ωとする。ここで、基板の比誘電率εr
は１０である。これらのインピーダンスは、図３と同じ
値である。
の実施例における高周波電力増幅器１００（図２参照）
と同様なショートスタブ方式のＺｉｎ（２ｆ）制御回路
３２が接続されている。その一方で、出力側整合用線路
１２には、出力側整合用コンデンサ１５に加えて第２の
出力側整合用コンデンサ２８が接続されている。それぞ
れの出力側整合用コンデンサ１５、２８は、図１２に示
されているように、出力側整合用線路１２のＦＥＴ６０
に近い一端からそれぞれＬｉ＋Ｌｊ及びＬｉの位置に接
続されている。高周波電力増幅器５００では、出力側整
合用コンデンサ１５の容量値Ｃｏｕｔ１、第２の出力側
整合用コンデンサ２８の容量値Ｃｏｕｔ２、およびそれ
ぞれのコンデンサ１５、２８の接続位置を決定する長さ
Ｌｉ、Ｌｊを適切に調整して、基本波に対する出力イン
ピーダンスＺｏｕｔ（ｆ）及び２次高調波に対する出力
インピーダンスＺｏｕｔ（２ｆ）を調整する。具体的に
は、各パラメータの値を、それぞれＣｏｕｔ１＝１ｐ
Ｆ、Ｃｏｕｔ２＝６ｐＦ、Ｌｉ＝５．５ｍｍ及びＬｊ＝
２ｍｍとすることによって、点Ａより見たインピーダン
スを基本波周波数９５０ＭＨｚに対して最大効率を与え
るＺｏｕｔ（ｆ）＝６＋ｊ１Ω及びＺｏｕｔ（２ｆ）＝
０．５＋ｊ１３Ωとする。ここで、基板の比誘電率εr
は１０である。これらのインピーダンスは、図３と同じ
値である。
【００９５】第１の実施例と同様に、基本波周波数ｆ＝
９５０ＭＨｚにおいて、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３２に
含まれる第１の線路２１の長さＬｄ及び第１のコンデン
サ２２の容量値を適切に設定して入力インピーダンスを
調整し、Ｚｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ω及びＺｉｎ（２
ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωとした。このとき、高周波電力増
幅器５００の特性は、基本波周波数９５０ＭＨｚ、ドレ
イン電圧３．５Ｖ、入力電力２０ｄＢｍの条件で、出力
電力３２．５ｄＢｍ、ドレイン効率７５％である。これ
は、表１に示した増幅器αと同じ特性であった。
９５０ＭＨｚにおいて、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３２に
含まれる第１の線路２１の長さＬｄ及び第１のコンデン
サ２２の容量値を適切に設定して入力インピーダンスを
調整し、Ｚｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ω及びＺｉｎ（２
ｆ）＝０．５＋ｊ９Ωとした。このとき、高周波電力増
幅器５００の特性は、基本波周波数９５０ＭＨｚ、ドレ
イン電圧３．５Ｖ、入力電力２０ｄＢｍの条件で、出力
電力３２．５ｄＢｍ、ドレイン効率７５％である。これ
は、表１に示した増幅器αと同じ特性であった。
【００９６】さらに詳しい検討を行った結果、実施例５
の高周波電力増幅器５００においても、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示
した各値または範囲に設定すれば、それに対応して表１
に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動作特
性が得られることが明らかとなった。
の高周波電力増幅器５００においても、２次高調波に対
する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示
した各値または範囲に設定すれば、それに対応して表１
に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動作特
性が得られることが明らかとなった。
【００９７】以上のように本実施例によれば、第１の実
施例と同様なＺｉｎ（２ｆ）制御回路３２を使用して２
次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を
最適値に設定する際に、Ｚｏｕｔ（２ｆ）制御回路を使
用しなくてもよいことが明らかになった。この場合に
も、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３２に含まれる第２の線路
２１の長さＬｄ及び／あるいは第２のコンデンサ２２の
容量を適切に制御して、２次高調波に対する入力インピ
ーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した斜線領域に
含まれるように設定することにより、実施例１と同様の
性能が得られる。
施例と同様なＺｉｎ（２ｆ）制御回路３２を使用して２
次高調波に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を
最適値に設定する際に、Ｚｏｕｔ（２ｆ）制御回路を使
用しなくてもよいことが明らかになった。この場合に
も、Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路３２に含まれる第２の線路
２１の長さＬｄ及び／あるいは第２のコンデンサ２２の
容量を適切に制御して、２次高調波に対する入力インピ
ーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した斜線領域に
含まれるように設定することにより、実施例１と同様の
性能が得られる。
【００９８】（実施例６）図１３に、第６の実施例の高
周波電力増幅器６００の回路図を示す。この高周波電力
増幅回路６００は、実施例２における高周波電力増幅回
路２００と同様な構成の入力インピーダンス整合回路２
７０、及び実施例５における高周波電力増幅回路５００
と同様な構成の出力インピーダンス整合回路５８０を備
えている。
周波電力増幅器６００の回路図を示す。この高周波電力
増幅回路６００は、実施例２における高周波電力増幅回
路２００と同様な構成の入力インピーダンス整合回路２
７０、及び実施例５における高周波電力増幅回路５００
と同様な構成の出力インピーダンス整合回路５８０を備
えている。
【００９９】高周波電力増幅器６００を、基本波周波数
９５０ＭＨｚにおいて動作効率が最大となるＺｏｕｔ
（ｆ）＝６＋ｊ１Ω、Ｚｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ１
３Ω、Ｚｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ωが得られるように設
計し、実施例２と同様に第３の線路２３からなるＺｉｎ
（２ｆ）制御回路３３を調整して、２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を変化させた。その
結果、高周波電力増幅器６００においても、２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１
に示した各値または範囲に設定すれば、それに対応して
表１に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動
作特性が得られることが明らかとなった。
９５０ＭＨｚにおいて動作効率が最大となるＺｏｕｔ
（ｆ）＝６＋ｊ１Ω、Ｚｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ１
３Ω、Ｚｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ωが得られるように設
計し、実施例２と同様に第３の線路２３からなるＺｉｎ
（２ｆ）制御回路３３を調整して、２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を変化させた。その
結果、高周波電力増幅器６００においても、２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１
に示した各値または範囲に設定すれば、それに対応して
表１に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動
作特性が得られることが明らかとなった。
【０１００】このように本実施例の高周波電力増幅器６
００の構成においても、実施例２と同様にＺｉｎ（２
ｆ）制御回路３３に含まれる第３の線路２３の長さＬｅ
を、その電気長が基本波周波数に相当する波長の１／８
より長くなるように設定して、２次高調波に対する入力
インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した斜線
領域に含まれるように設定する。これによって、実施例
１と同様の性能が得られる。
００の構成においても、実施例２と同様にＺｉｎ（２
ｆ）制御回路３３に含まれる第３の線路２３の長さＬｅ
を、その電気長が基本波周波数に相当する波長の１／８
より長くなるように設定して、２次高調波に対する入力
インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した斜線
領域に含まれるように設定する。これによって、実施例
１と同様の性能が得られる。
【０１０１】（実施例７）図１４に、第７の実施例の高
周波電力増幅器７００の回路図を示す。この高周波電力
増幅回路７００は、実施例３における高周波電力増幅回
路３００と同様な構成の入力インピーダンス整合回路３
７０、及び実施例５における高周波電力増幅回路５００
と同様な構成の出力インピーダンス整合回路５８０を備
えている。
周波電力増幅器７００の回路図を示す。この高周波電力
増幅回路７００は、実施例３における高周波電力増幅回
路３００と同様な構成の入力インピーダンス整合回路３
７０、及び実施例５における高周波電力増幅回路５００
と同様な構成の出力インピーダンス整合回路５８０を備
えている。
【０１０２】高周波電力増幅器７００を、基本波周波数
９５０ＭＨｚにおいて動作効率が最大となるＺｏｕｔ
（ｆ）＝６＋ｊ１Ω、Ｚｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ１
３Ω、Ｚｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ωが得られるように設
計し、実施例３と同様にＺｉｎ（２ｆ）制御回路に含ま
れる第４の線路２４の長さＬｆ及び第４のコンデンサ２
５の容量値を適切な値に設定して、２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を変化させた。その
結果、高周波電力増幅器７００においても、２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１
に示した各値または範囲に設定すれば、それに対応して
表１に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動
作特性が得られることが明らかとなった。
９５０ＭＨｚにおいて動作効率が最大となるＺｏｕｔ
（ｆ）＝６＋ｊ１Ω、Ｚｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ１
３Ω、Ｚｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ωが得られるように設
計し、実施例３と同様にＺｉｎ（２ｆ）制御回路に含ま
れる第４の線路２４の長さＬｆ及び第４のコンデンサ２
５の容量値を適切な値に設定して、２次高調波に対する
入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を変化させた。その
結果、高周波電力増幅器７００においても、２次高調波
に対する入力インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１
に示した各値または範囲に設定すれば、それに対応して
表１に示した各高周波電力増幅器α、β、γと同様な動
作特性が得られることが明らかとなった。
【０１０３】このように本実施例の高周波電力増幅器７
００の構成においても、実施例３と同様にＺｉｎ（２
ｆ）制御回路３４に含まれる第４の線路２４の長さＬｆ
及び／または第４のコンデンサ２５の容量を適切に設定
する。これによって、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）を、先に図６に示した斜線領域に
含まれるように設定することにより、実施例１と同様の
性能が得られる。
００の構成においても、実施例３と同様にＺｉｎ（２
ｆ）制御回路３４に含まれる第４の線路２４の長さＬｆ
及び／または第４のコンデンサ２５の容量を適切に設定
する。これによって、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）を、先に図６に示した斜線領域に
含まれるように設定することにより、実施例１と同様の
性能が得られる。
【０１０４】（実施例８）図１５に、第８の実施例の高
周波電力増幅器８００の回路図を示す。この高周波電力
増幅回路８００は、実施例４における高周波電力増幅回
路４００と同様な構成の入力インピーダンス整合回路４
７０、及び実施例５における高周波電力増幅回路５００
と同様な構成の出力インピーダンス整合回路５８０を備
えている。
周波電力増幅器８００の回路図を示す。この高周波電力
増幅回路８００は、実施例４における高周波電力増幅回
路４００と同様な構成の入力インピーダンス整合回路４
７０、及び実施例５における高周波電力増幅回路５００
と同様な構成の出力インピーダンス整合回路５８０を備
えている。
【０１０５】高周波電力増幅器８００を、基本波周波数
９５０ＭＨｚに対して効率が最大となるＺｏｕｔ（ｆ）
＝６＋ｊ１Ω、Ｚｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ１３Ω、
Ｚｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ωが得られるように設計し、
実施例４と同様に入力側整合用コンデンサ８の容量値Ｃ
ｉｎ１、第２の入力側整合用コンデンサ２７の容量値Ｃ
ｉｎ２、およびそれらの接続箇所を示す長さＬｇ、Ｌｈ
を調整して、２次高調波に対する入力インピーダンスＺ
ｉｎ（２ｆ）を変化させた。その結果、高周波電力増幅
器８００においても、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示した各値または範
囲に設定すれば、それに対応して表１に示した各高周波
電力増幅器α、β、γと同様な動作特性が得られること
が明らかとなった。
９５０ＭＨｚに対して効率が最大となるＺｏｕｔ（ｆ）
＝６＋ｊ１Ω、Ｚｏｕｔ（２ｆ）＝０．５＋ｊ１３Ω、
Ｚｉｎ（ｆ）＝４＋ｊ１２Ωが得られるように設計し、
実施例４と同様に入力側整合用コンデンサ８の容量値Ｃ
ｉｎ１、第２の入力側整合用コンデンサ２７の容量値Ｃ
ｉｎ２、およびそれらの接続箇所を示す長さＬｇ、Ｌｈ
を調整して、２次高調波に対する入力インピーダンスＺ
ｉｎ（２ｆ）を変化させた。その結果、高周波電力増幅
器８００においても、２次高調波に対する入力インピー
ダンスＺｉｎ（２ｆ）の値を表１に示した各値または範
囲に設定すれば、それに対応して表１に示した各高周波
電力増幅器α、β、γと同様な動作特性が得られること
が明らかとなった。
【０１０６】このように本実施例の高周波電力増幅器８
００の構成においても、実施例４と同様にＺｉｎ（２
ｆ）制御回路を使用せずに２次高調波に対する入力イン
ピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を制御する。そのために、入
力側整合用コンデンサ８、２７の容量値Ｃｉｎ１、Ｃｉ
ｎ２、およびそれぞれのコンデンサ８、２７の入力側整
合用線路７への接続位置を決定する長さＬｇ、Ｌｈを適
切に設定する。これによって、２次高調波に対する入力
インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した斜線
領域に含まれるように設定することにより、実施例１と
同様の性能が得られる。
００の構成においても、実施例４と同様にＺｉｎ（２
ｆ）制御回路を使用せずに２次高調波に対する入力イン
ピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を制御する。そのために、入
力側整合用コンデンサ８、２７の容量値Ｃｉｎ１、Ｃｉ
ｎ２、およびそれぞれのコンデンサ８、２７の入力側整
合用線路７への接続位置を決定する長さＬｇ、Ｌｈを適
切に設定する。これによって、２次高調波に対する入力
インピーダンスＺｉｎ（２ｆ）を先に図６に示した斜線
領域に含まれるように設定することにより、実施例１と
同様の性能が得られる。
【０１０７】従来の高周波電力増幅器に比べてドレイン
効率が高くなる２次高調波に対する入力インピーダンス
Ｚｉｎ（２ｆ）の範囲は、図６に示したように、スミス
チャート上で点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ（０＋ｊ２５
Ω）、点Ｃ（５＋ｊ２５Ω）、点Ｄ（５＋ｊ４Ω）で囲
まれる領域である。
効率が高くなる２次高調波に対する入力インピーダンス
Ｚｉｎ（２ｆ）の範囲は、図６に示したように、スミス
チャート上で点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ（０＋ｊ２５
Ω）、点Ｃ（５＋ｊ２５Ω）、点Ｄ（５＋ｊ４Ω）で囲
まれる領域である。
【０１０８】
【発明の効果】以上述べてきたように、本発明の高周波
電力増幅器では、２次高調波に対する入力インピーダン
スを所定の範囲に設定することによって、従来に比べて
高効率な高周波電力増幅器を実現する。
電力増幅器では、２次高調波に対する入力インピーダン
スを所定の範囲に設定することによって、従来に比べて
高効率な高周波電力増幅器を実現する。
【０１０９】本発明の請求項１に規定される本発明の高
周波電力増幅器では、入力インピーダンス整合回路に、
高調波に対する入力インピーダンスを制御する入力イン
ピーダンス制御回路を設ける。これによって、基本波周
波数の高調波に対する入力インピーダンスを制御する。
この制御によって、高周波電力増幅器に含まれる電力用
トランジスタのゲート端における電圧波形を、サイン波
状から台形波に近いものに成形する。ゲート電圧波形が
台形波に近くなることにより、ドレイン端での電圧／電
流のスイッチングが促進され、ドレイン端において電流
と電圧とが同時に発生する時間が短縮される。この結
果、電力用トランジスタの内部で熱として放散される電
力が減り、高周波（ＲＦ）電力への変換効率が改善され
る。その結果、高周波電力増幅器の効率が飛躍的に向上
する。具体的には、ＧａＡｓＦＥＴを用いた高周波電力
増幅器を試作・評価の結果、ドレイン電圧３．５Ｖの低
電圧動作において、例えば出力電力３２．５ｄＢｍ、ド
レイン効率７５％という従来の高周波電力増幅器を飛躍
的に上回る性能が達成されている。これは、従来技術に
比べて、ドレイン効率で最大１０％の向上である。
周波電力増幅器では、入力インピーダンス整合回路に、
高調波に対する入力インピーダンスを制御する入力イン
ピーダンス制御回路を設ける。これによって、基本波周
波数の高調波に対する入力インピーダンスを制御する。
この制御によって、高周波電力増幅器に含まれる電力用
トランジスタのゲート端における電圧波形を、サイン波
状から台形波に近いものに成形する。ゲート電圧波形が
台形波に近くなることにより、ドレイン端での電圧／電
流のスイッチングが促進され、ドレイン端において電流
と電圧とが同時に発生する時間が短縮される。この結
果、電力用トランジスタの内部で熱として放散される電
力が減り、高周波（ＲＦ）電力への変換効率が改善され
る。その結果、高周波電力増幅器の効率が飛躍的に向上
する。具体的には、ＧａＡｓＦＥＴを用いた高周波電力
増幅器を試作・評価の結果、ドレイン電圧３．５Ｖの低
電圧動作において、例えば出力電力３２．５ｄＢｍ、ド
レイン効率７５％という従来の高周波電力増幅器を飛躍
的に上回る性能が達成されている。これは、従来技術に
比べて、ドレイン効率で最大１０％の向上である。
【０１１０】入力インピーダンス制御回路は、請求項２
に規定されているように、電力用トランジスタの動作周
波数帯域より低い周波数の高調波に対して共振点を有し
ているように構成される。
に規定されているように、電力用トランジスタの動作周
波数帯域より低い周波数の高調波に対して共振点を有し
ているように構成される。
【０１１１】あるいは、入力インピーダンス制御回路
は、２次高調波に対する入力インピーダンスを請求項３
に規定する範囲に設定する。これによって、２次高調波
に対する入力インピーダンスの位相角が１３０°〜１７
０°になるように制御され、２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスがインダクタ領域に設定される。
は、２次高調波に対する入力インピーダンスを請求項３
に規定する範囲に設定する。これによって、２次高調波
に対する入力インピーダンスの位相角が１３０°〜１７
０°になるように制御され、２次高調波に対する入力イ
ンピーダンスがインダクタ領域に設定される。
【０１１２】上記のような機能を有する入力インピーダ
ンス制御回路は、例えば、請求項４〜６のいずれかに規
定されている構成を有するように構成される。
ンス制御回路は、例えば、請求項４〜６のいずれかに規
定されている構成を有するように構成される。
【０１１３】一方、請求項９に規定されている本発明の
高周波電力増幅器では、上記のような入力インピーダン
ス制御回路を使用せずに、入力インピーダンス整合回路
を適切に構成することによって、請求項１に規定されて
いる高周波電力増幅器と同様な機能を得る。
高周波電力増幅器では、上記のような入力インピーダン
ス制御回路を使用せずに、入力インピーダンス整合回路
を適切に構成することによって、請求項１に規定されて
いる高周波電力増幅器と同様な機能を得る。
【０１１４】その場合、入力インピーダンス整合回路
は、２次高調波に対する入力インピーダンスを請求項１
０に規定する範囲に設定する。これによって、２次高調
波に対する入力インピーダンスの位相角が１３０°〜１
７０°になるように制御され、２次高調波に対する入力
インピーダンスがインダクタ領域に設定される。
は、２次高調波に対する入力インピーダンスを請求項１
０に規定する範囲に設定する。これによって、２次高調
波に対する入力インピーダンスの位相角が１３０°〜１
７０°になるように制御され、２次高調波に対する入力
インピーダンスがインダクタ領域に設定される。
【０１１５】上記のような作用を有する入力インピーダ
ンス整合回路は、例えば請求項１１に規定されているよ
うに、電力用トランジスタの入力に接続された整合線路
と、整合線路の第１の所定の位置に接続されて接地され
ている第１の整合コンデンサと、整合線路の第２の所定
の位置に接続されて接地されている第２の整合コンデン
サとを備えるように構成される。そして、第１の整合コ
ンデンサの容量値、第２の整合コンデンサの容量値、第
１の所定の位置及び第２の所定の位置を制御して、２次
高調波に対する入力インピーダンスを所定の範囲内に設
定する。
ンス整合回路は、例えば請求項１１に規定されているよ
うに、電力用トランジスタの入力に接続された整合線路
と、整合線路の第１の所定の位置に接続されて接地され
ている第１の整合コンデンサと、整合線路の第２の所定
の位置に接続されて接地されている第２の整合コンデン
サとを備えるように構成される。そして、第１の整合コ
ンデンサの容量値、第２の整合コンデンサの容量値、第
１の所定の位置及び第２の所定の位置を制御して、２次
高調波に対する入力インピーダンスを所定の範囲内に設
定する。
【０１１６】請求項７及び１２に規定される出力インピ
ーダンス制御回路は、２次高調波に対する出力インピー
ダンスを制御して、所定の値に設定する。これによっ
て、より効率的な出力インピーダンスの整合が達成され
て、高周波電力増幅器の動作効率がより向上する。
ーダンス制御回路は、２次高調波に対する出力インピー
ダンスを制御して、所定の値に設定する。これによっ
て、より効率的な出力インピーダンスの整合が達成され
て、高周波電力増幅器の動作効率がより向上する。
【０１１７】あるいは、請求項８及び１３に規定するよ
うに、２次高調波に対する出力インピーダンスが前記電
力用トランジスタの最大動作効率をもたらす値に設定さ
れるように、出力インピーダンス制御回路を構成する。
これによって、高周波電力増幅器の動作効率が向上す
る。
うに、２次高調波に対する出力インピーダンスが前記電
力用トランジスタの最大動作効率をもたらす値に設定さ
れるように、出力インピーダンス制御回路を構成する。
これによって、高周波電力増幅器の動作効率が向上す
る。
【図１】従来の高周波電力増幅器の構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図２】本発明の第１の実施例における高周波電力増幅
器の構成を示す回路図である。
器の構成を示す回路図である。
【図３】図２の高周波電力増幅器のＺｉｎ（ｆ）、Ｚｏ
ｕｔ（ｆ）、Ｚｏｕｔ（２ｆ）の最適値を示すスミスチ
ャート図である。
ｕｔ（ｆ）、Ｚｏｕｔ（２ｆ）の最適値を示すスミスチ
ャート図である。
【図４】図２の高周波電力増幅器に含まれる第２の線路
の長さＬｄを変化したときの、Ｚｉｎ（２ｆ）の変化を
示すスミスチャート図である。
の長さＬｄを変化したときの、Ｚｉｎ（２ｆ）の変化を
示すスミスチャート図である。
【図５】図２の高周波電力増幅器に含まれる第２の線路
の長さＬｄを変化したときの、高周波電力増幅器の出力
特性を示す図である。
の長さＬｄを変化したときの、高周波電力増幅器の出力
特性を示す図である。
【図６】本発明の高周波電力増幅器におけるＺｉｎ（２
ｆ）の好ましい範囲を示すスミスチャート図である。
ｆ）の好ましい範囲を示すスミスチャート図である。
【図７】Ｚｉｎ（２ｆ）の位相角と高周波電力増幅器の
出力特性との関係に関するシミュレーション結果を示す
図である。
出力特性との関係に関するシミュレーション結果を示す
図である。
【図８】（ａ）〜（ｃ）は、本発明の高周波電力増幅器
に含まれるＦＥＴのゲート端子における電圧電流波形を
示す図である。
に含まれるＦＥＴのゲート端子における電圧電流波形を
示す図である。
【図９】本発明の第２の実施例における高周波電力増幅
器の構成を示す回路図である。
器の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の第３の実施例における高周波電力増
幅器の構成を示す回路図である。
幅器の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の第４の実施例における高周波電力増
幅器の構成を示す回路図である。
幅器の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の第５の実施例における高周波電力増
幅器の構成を示す回路図である。
幅器の構成を示す回路図である。
【図１３】本発明の第６の実施例における高周波電力増
幅器の構成を示す回路図である。
幅器の構成を示す回路図である。
【図１４】本発明の第７の実施例における高周波電力増
幅器の構成を示す回路図である。
幅器の構成を示す回路図である。
【図１５】本発明の第８の実施例における高周波電力増
幅器の構成を示す回路図である。
幅器の構成を示す回路図である。
１ ゲートバイアス電圧供給端子 ２ ドレインバイアス電圧供給端子 ３ 抵抗 ４ チョークコイル ５ 入力側ＲＦ端子 ６ 入力側直流阻止コンデンサ ７ 入力側整合用線路 ８ 入力側整合用コンデンサ ９ ＦＥＴのゲート １０ ＦＥＴのソース １１ ＦＥＴのドレイン １２ 出力側整合用線路 １３ 出力側直流阻止コンデンサ １４ 出力側ＲＦ端子 １５ 出力側整合用コンデンサ １６ 第１の線路 １７ 第１のコンデンサ ２１ 第２の線路 ２２ 第２のコンデンサ ２３ 第３の線路 ２４ 第４の線路 ２５ 第４のコンデンサ ２７ 第２の入力側整合用コンデンサ ２８ 第２の出力側整合用コンデンサ ３１ Ｚｏｕｔ（２ｆ）制御回路（出力インピーダンス
制御回路） ３２、３３、３４ Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路（入力イン
ピーダンス制御回路） ５０、１００、２００、３００、４００、５００、６０
０、７００、８００高周波電力増幅器 ６０ ＦＥＴ ７０、１７０、２７０、３７０、４７０ 入力インピー
ダンス整合回路 ８０、５８０ 出力インピーダンス整合回路
制御回路） ３２、３３、３４ Ｚｉｎ（２ｆ）制御回路（入力イン
ピーダンス制御回路） ５０、１００、２００、３００、４００、５００、６０
０、７００、８００高周波電力増幅器 ６０ ＦＥＴ ７０、１７０、２７０、３７０、４７０ 入力インピー
ダンス整合回路 ８０、５８０ 出力インピーダンス整合回路
Claims (13)
- 【請求項１】 電力用トランジスタと、 該電力用トランジスタの入力に接続されている入力イン
ピーダンス整合回路と、 該電力用トランジスタの出力に接続されている出力イン
ピーダンス整合回路と、を備え、 該入力インピーダンス整合回路は、基本波周波数の高調
波に対する入力インピーダンスを所定の範囲内に設定す
る入力インピーダンス制御回路を有し、該入力インピー
ダンス制御回路は、該電力用トランジスタの入力に接続
されている高周波電力増幅器。 - 【請求項２】 前記入力インピーダンス制御回路が、前
記電力用トランジスタの動作周波数帯域より低い周波数
の高調波に対して共振点を有している請求項１の高周波
電力増幅器。 - 【請求項３】 前記入力インピーダンス制御回路は、２
次高調波に対する入力インピーダンスを、スミスチャー
ト上で点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ（０＋ｊ２５Ω）、点
Ｃ（５＋ｊ２５Ω）及び点Ｄ（５＋ｊ４Ω）で囲まれた
範囲内に設定する請求項１の高周波電力増幅器。 - 【請求項４】 前記入力インピーダンス制御回路が、 前記基本波周波数に相当する波長の１／４より長い電気
長を有する線路と、 一端が該線路に直列に接続され、他端が接地されている
コンデンサと、を備えている請求項１の高周波電力増幅
器。 - 【請求項５】 前記入力インピーダンス制御回路が、前
記基本波周波数に相当する波長の１／８より長い電気長
を有していて他端が開放されている線路を含む請求項１
の高周波電力増幅器。 - 【請求項６】 前記入力インピーダンス制御回路が直列
共振回路を含み、該直列共振回路が、線路と、一端が該
線路に直列に接続されて他端が接地されているコンデン
サとから構成されている請求項１の高周波電力増幅器。 - 【請求項７】 前記出力インピーダンス整合回路が、前
記電力用トランジスタの出力に接続されていて前記高調
波に対する出力インピーダンスを所定の値に設定する出
力インピーダンス制御回路を有する請求項１から６のい
ずれかの高周波電力増幅器。 - 【請求項８】 前記出力インピーダンス整合回路は、２
次高調波に対する出力インピーダンスを、前記電力用ト
ランジスタの最大動作効率をもたらす値に設定するよう
に構成されている請求項１から６のいずれかの高周波電
力増幅器。 - 【請求項９】 電力用トランジスタと、 該電力用トランジスタの入力に接続されている入力イン
ピーダンス整合回路と、 該電力用トランジスタの出力に接続されている出力イン
ピーダンス整合回路と、を備え、該入力インピーダンス
整合回路は、基本波周波数の高調波に対する入力インピ
ーダンスを所定の範囲内に設定する高周波電力増幅器。 - 【請求項１０】 前記入力インピーダンス整合回路は、
２次高調波に対する入力インピーダンスを、スミスチャ
ート上で点Ａ（０＋ｊ４Ω）、点Ｂ（０＋ｊ２５Ω）、
点Ｃ（５＋ｊ２５Ω）及び点Ｄ（５＋ｊ４Ω）で囲まれ
た範囲内に設定する請求項９の高周波電力増幅器。 - 【請求項１１】 前記入力インピーダンス整合回路が、 前記電力用トランジスタの入力に接続された整合線路
と、 一端が該整合線路の第１の所定の位置に接続され、他端
が接地されている第１の整合コンデンサと、 一端が該整合線路の第２の所定の位置に接続され、他端
が接地されている第２の整合コンデンサと、を備え、該
第１の整合コンデンサの容量値、該第２の整合コンデン
サの容量値、該第１の所定の位置及び該第２の所定の位
置は、２次高調波に対する入力インピーダンスを所定の
範囲内に設定されるように選択されている請求項９の高
周波電力増幅器。 - 【請求項１２】 前記出力インピーダンス整合回路が、
前記電力用トランジスタの出力に接続されていて前記高
調波に対する出力インピーダンスを所定の値に設定する
出力インピーダンス制御回路を有する請求項９〜１１の
いずれかの高周波電力増幅器。 - 【請求項１３】 前記出力インピーダンス整合回路は、
２次高調波に対する出力インピーダンスを、前記電力用
トランジスタの最大動作効率をもたらす値に設定するよ
うに構成されている請求項９〜１１の高周波電力増幅
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7110966A JP2695395B2 (ja) | 1994-05-19 | 1995-05-09 | 高周波電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6-105430 | 1994-05-19 | ||
| JP10543094 | 1994-05-19 | ||
| JP7110966A JP2695395B2 (ja) | 1994-05-19 | 1995-05-09 | 高周波電力増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0837433A true JPH0837433A (ja) | 1996-02-06 |
| JP2695395B2 JP2695395B2 (ja) | 1997-12-24 |
Family
ID=26445716
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7110966A Expired - Fee Related JP2695395B2 (ja) | 1994-05-19 | 1995-05-09 | 高周波電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2695395B2 (ja) |
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