JPH08331095A - 通信システム - Google Patents
通信システムInfo
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- JPH08331095A JPH08331095A JP7158615A JP15861595A JPH08331095A JP H08331095 A JPH08331095 A JP H08331095A JP 7158615 A JP7158615 A JP 7158615A JP 15861595 A JP15861595 A JP 15861595A JP H08331095 A JPH08331095 A JP H08331095A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/26035—Maintenance of orthogonality, e.g. for signals exchanged between cells or users, or by using covering codes or sequences
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/023—Multiplexing of multicarrier modulation signals
- H04L5/026—Multiplexing of multicarrier modulation signals using code division
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明は通信システムに関し、周波数選択性フ
エージングによる性能劣化を低減し得ると共に、データ
レートの変更に容易に対応し得るような通信システムを
実現する。 【構成】入力された情報ビツト列の各ビツトのエネルギ
ーを直交キヤリアの帯域全体に拡散し、各直交キヤリア
に対しては複数のビツトのエネルギーを多重するように
したことにより、周波数選択性フエージングが生じても
各ビツトのエネルギーの減衰量は僅かであり、誤り率の
著しい低下を低減することができると共に、データレー
トを変更する場合にも符号多重数を変更することにより
容易に対応することができる。かくするにつき周波数選
択性フエージングによる性能劣化を低減し得ると共に、
データレートの変更に容易に対応し得る通信システムを
実現し得る。
エージングによる性能劣化を低減し得ると共に、データ
レートの変更に容易に対応し得るような通信システムを
実現する。 【構成】入力された情報ビツト列の各ビツトのエネルギ
ーを直交キヤリアの帯域全体に拡散し、各直交キヤリア
に対しては複数のビツトのエネルギーを多重するように
したことにより、周波数選択性フエージングが生じても
各ビツトのエネルギーの減衰量は僅かであり、誤り率の
著しい低下を低減することができると共に、データレー
トを変更する場合にも符号多重数を変更することにより
容易に対応することができる。かくするにつき周波数選
択性フエージングによる性能劣化を低減し得ると共に、
データレートの変更に容易に対応し得る通信システムを
実現し得る。
Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図８及び図９） 発明が解決しようとする課題（図１０） 課題を解決するための手段 作用 実施例 （１）第１実施例（図１〜図５） （２）第２実施例（図６及び図７） （３）他の実施例 発明の効果
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は通信システムに関し、例
えば動画像のような高速データを伝送する移動通信シス
テムに適用して好適なものである。
えば動画像のような高速データを伝送する移動通信シス
テムに適用して好適なものである。
【０００３】
【従来の技術】従来、データを高いデータレートで伝送
する移動通信方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequ
ency Division Multiplexing）と呼ばれる直交周波数分
割多重方式がある。この方式は位相が互いに直交する複
数の直交キヤリアを同時に用いて情報データをデイジタ
ル変調して送信するものであり、ＤＡＢ（Digital Audi
o Broadcast ）と呼ばれる欧州のデイジタル方式のラジ
オ放送に使われている他、次世代の高品位テレビジヨン
の伝送方式としても期待されている。
する移動通信方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequ
ency Division Multiplexing）と呼ばれる直交周波数分
割多重方式がある。この方式は位相が互いに直交する複
数の直交キヤリアを同時に用いて情報データをデイジタ
ル変調して送信するものであり、ＤＡＢ（Digital Audi
o Broadcast ）と呼ばれる欧州のデイジタル方式のラジ
オ放送に使われている他、次世代の高品位テレビジヨン
の伝送方式としても期待されている。
【０００４】ここでこのＯＦＤＭ方式について、図８及
び図９を用いて説明する。まず図８に示すように、ＯＦ
ＤＭ方式の送信装置１においては、送信する情報データ
（情報ビツト列）Ｓ１を直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）２に
入力するようになされている。直列並列変換器２は入力
された情報データＳ１を変調多値数に応じて並列データ
列に変換する。因みに、変調方式がＢＰＳＫ（Binary P
hase ShiftKeying ：２相位相偏移変調）であれば変調
多値数は「１」になり、またＱＰＳＫ（Quadrature Pha
se Shift Keying ：４相位相偏移変調）であれば変調多
値数は「２」になり、また８相ＰＳＫ（８相位相偏移変
調）であれば変調多値数は「３」になり、また１６ＱＡ
Ｍ（Quadrature Amplitude Modulation ：直交振幅変
調）であれば変調多値数は「４」になる。
び図９を用いて説明する。まず図８に示すように、ＯＦ
ＤＭ方式の送信装置１においては、送信する情報データ
（情報ビツト列）Ｓ１を直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）２に
入力するようになされている。直列並列変換器２は入力
された情報データＳ１を変調多値数に応じて並列データ
列に変換する。因みに、変調方式がＢＰＳＫ（Binary P
hase ShiftKeying ：２相位相偏移変調）であれば変調
多値数は「１」になり、またＱＰＳＫ（Quadrature Pha
se Shift Keying ：４相位相偏移変調）であれば変調多
値数は「２」になり、また８相ＰＳＫ（８相位相偏移変
調）であれば変調多値数は「３」になり、また１６ＱＡ
Ｍ（Quadrature Amplitude Modulation ：直交振幅変
調）であれば変調多値数は「４」になる。
【０００５】変調器３は入力された並列データ列に基づ
いて所定の変調方式に応じた直交位相信号を生成する。
この直交位相信号は直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）４に入力
され、ここで直交キヤリア数に応じて並列データ列に変
換される。逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）５は入力され
た並列データ列を時間軸領域の信号に変換し、送信信号
Ｓ２として出力する。この送信信号Ｓ２は周波数変換器
６で所望の搬送波周波数帯の信号に変換された後、高周
波増幅器７で所定電力に増幅され、アンテナ８を介して
空中に放射される。
いて所定の変調方式に応じた直交位相信号を生成する。
この直交位相信号は直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）４に入力
され、ここで直交キヤリア数に応じて並列データ列に変
換される。逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）５は入力され
た並列データ列を時間軸領域の信号に変換し、送信信号
Ｓ２として出力する。この送信信号Ｓ２は周波数変換器
６で所望の搬送波周波数帯の信号に変換された後、高周
波増幅器７で所定電力に増幅され、アンテナ８を介して
空中に放射される。
【０００６】一方、図９に示すように、ＯＦＤＭ方式の
受信装置９においては、アンテナ１０で受信した受信信
号を高周波増幅器１１で増幅し、周波数変換器１２によ
つてベースバンド信号Ｓ３に変換した後、フーリエ変換
器（ＦＦＴ）１３に入力するようになされている。フー
リエ変換器１３は入力されたベースバンド信号Ｓ３から
各直交キヤリアにおける直交位相成分を抽出し、並列直
列変換器（Ｐ／Ｓ）１４に出力する。並列直列変換器１
４は入力された複数の直交位相成分を直列変換する。復
調器１５は直列変換された直交位相成分に対して復調を
行う。このとき復調器１５によつて得られるデータは変
調多値数に応じた並列データ列（すなわち情報シンボ
ル）になつているため、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）１６
によつて直列データ列に変換することにより情報データ
Ｓ４が得られる。
受信装置９においては、アンテナ１０で受信した受信信
号を高周波増幅器１１で増幅し、周波数変換器１２によ
つてベースバンド信号Ｓ３に変換した後、フーリエ変換
器（ＦＦＴ）１３に入力するようになされている。フー
リエ変換器１３は入力されたベースバンド信号Ｓ３から
各直交キヤリアにおける直交位相成分を抽出し、並列直
列変換器（Ｐ／Ｓ）１４に出力する。並列直列変換器１
４は入力された複数の直交位相成分を直列変換する。復
調器１５は直列変換された直交位相成分に対して復調を
行う。このとき復調器１５によつて得られるデータは変
調多値数に応じた並列データ列（すなわち情報シンボ
ル）になつているため、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）１６
によつて直列データ列に変換することにより情報データ
Ｓ４が得られる。
【０００７】このような構成を有するＯＦＤＭ方式は、
複数の直交キヤリアを同時に用いているためシンボル長
が長く（例えば数１０〔μＳ〕）、マルチパスによる符
号間干渉の影響を受け難いという特徴がある。特に送信
側で逆フーリエ変換後にシンボル間にガードタイムを挿
入すればその影響を完全に取り除くことができ、移動通
信に非常に適している通信方式といえる。
複数の直交キヤリアを同時に用いているためシンボル長
が長く（例えば数１０〔μＳ〕）、マルチパスによる符
号間干渉の影響を受け難いという特徴がある。特に送信
側で逆フーリエ変換後にシンボル間にガードタイムを挿
入すればその影響を完全に取り除くことができ、移動通
信に非常に適している通信方式といえる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところでＯＦＤＭ方式
の場合、各キヤリア単位で考えれば狭帯域となつている
ため周波数選択性フエージングによる影響（すなわち受
信電力の時間変動）が大きく、これが誤り率等の伝送特
性に大きく影響を与えている。すなわちＯＦＤＭ方式
は、シンボル長が長いということによつてマルチパス遅
延の影響を無視でき、等化器が不要という特徴を持つ反
面、各キヤリアが狭帯域となり、フエージングの影響を
受け易いという問題を抱えている。
の場合、各キヤリア単位で考えれば狭帯域となつている
ため周波数選択性フエージングによる影響（すなわち受
信電力の時間変動）が大きく、これが誤り率等の伝送特
性に大きく影響を与えている。すなわちＯＦＤＭ方式
は、シンボル長が長いということによつてマルチパス遅
延の影響を無視でき、等化器が不要という特徴を持つ反
面、各キヤリアが狭帯域となり、フエージングの影響を
受け易いという問題を抱えている。
【０００９】この点について図１０を用いて説明する。
図１０は変調方式としてＢＰＳＫを用いた場合、各キヤ
リアにどのビツトのエネルギーが含まれているかを示し
ている。この図１０に示すように、各キヤリアには１ビ
ツトのエネルギーしか含まれていない。このため周波数
選択性フエージングによつてあるキヤリアのエネルギー
が減衰すると、そのキヤリアを用いて送られるビツトの
誤り率は著しく大きくなつてしまい、全帯域の誤り率も
大きく影響を受けてしまう。
図１０は変調方式としてＢＰＳＫを用いた場合、各キヤ
リアにどのビツトのエネルギーが含まれているかを示し
ている。この図１０に示すように、各キヤリアには１ビ
ツトのエネルギーしか含まれていない。このため周波数
選択性フエージングによつてあるキヤリアのエネルギー
が減衰すると、そのキヤリアを用いて送られるビツトの
誤り率は著しく大きくなつてしまい、全帯域の誤り率も
大きく影響を受けてしまう。
【００１０】またＯＦＤＭ方式の場合、キヤリア数によ
つてデータレートが決まるため、データレートを変更す
る場合にはキヤリア数を変更する必要がある。このとき
キヤリア数の変更によつて伝送帯域幅が変化するため、
送信装置及び受信装置に使用されるフイルタの帯域幅を
変えなければ性能劣化が生じてしまう。このようにＯＦ
ＤＭ方式の場合には、データレートを変更する際に容易
に対応できない問題もある。
つてデータレートが決まるため、データレートを変更す
る場合にはキヤリア数を変更する必要がある。このとき
キヤリア数の変更によつて伝送帯域幅が変化するため、
送信装置及び受信装置に使用されるフイルタの帯域幅を
変えなければ性能劣化が生じてしまう。このようにＯＦ
ＤＭ方式の場合には、データレートを変更する際に容易
に対応できない問題もある。
【００１１】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、ＯＦＤＭ方式の利点を持ちながら周波数選択性フエ
ージングによる性能劣化を低減し得ると共に、データレ
ートの変更に容易に対応し得る通信システムを提案しよ
うとするものである。
で、ＯＦＤＭ方式の利点を持ちながら周波数選択性フエ
ージングによる性能劣化を低減し得ると共に、データレ
ートの変更に容易に対応し得る通信システムを提案しよ
うとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、入力された情報ビツト列の各ビツ
トのエネルギーを直交キヤリアの帯域全体に拡散し、か
つ各直交キヤリアに対しては複数のビツトのエネルギー
を多重してなる直交周波数多重信号を送信装置から送信
するようにした。
め本発明においては、入力された情報ビツト列の各ビツ
トのエネルギーを直交キヤリアの帯域全体に拡散し、か
つ各直交キヤリアに対しては複数のビツトのエネルギー
を多重してなる直交周波数多重信号を送信装置から送信
するようにした。
【００１３】
【作用】入力された情報ビツト列の各ビツトのエネルギ
ーを直交キヤリアの帯域全体に拡散し、かつ各直交キヤ
リアに対しては複数のビツトのエネルギーを多重するよ
うにしたことにより、周波数選択性フエージングによつ
て一部の直交キヤリアのエネルギーが失われたとして
も、各ビツトのエネルギーの減衰量は僅かであり、誤り
率の著しい低下を低減することができる。またこの場
合、各直交キヤリアに対して複数のビツトを多重してい
るため、符号多重数を変更することにより、従来のよう
なフイルタの帯域幅変更等を伴わずに容易にデータレー
トを変更することができる。
ーを直交キヤリアの帯域全体に拡散し、かつ各直交キヤ
リアに対しては複数のビツトのエネルギーを多重するよ
うにしたことにより、周波数選択性フエージングによつ
て一部の直交キヤリアのエネルギーが失われたとして
も、各ビツトのエネルギーの減衰量は僅かであり、誤り
率の著しい低下を低減することができる。またこの場
合、各直交キヤリアに対して複数のビツトを多重してい
るため、符号多重数を変更することにより、従来のよう
なフイルタの帯域幅変更等を伴わずに容易にデータレー
トを変更することができる。
【００１４】
【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。
する。
【００１５】（１）第１実施例 ＯＦＤＭ方式では、図１に示すように、互いに直交する
複数の直交キヤリアを用いて伝送するが、この実施例の
場合には、１ビツトの情報を全ての直交キヤリアに電力
分散させる（ここではこれをスペクトル拡散と呼ぶ）と
共に、符号多重という手法を用いることにより、周波数
利用効率の向上を実現する。
複数の直交キヤリアを用いて伝送するが、この実施例の
場合には、１ビツトの情報を全ての直交キヤリアに電力
分散させる（ここではこれをスペクトル拡散と呼ぶ）と
共に、符号多重という手法を用いることにより、周波数
利用効率の向上を実現する。
【００１６】すなわち送信装置では、情報データ（情報
ビツト列）を変調器によつて直交位相信号に変換した
後、直列並列変換器によつて並列データ列に変換し、各
データ列毎に異なる拡散符号を乗じる。そして拡散符号
を乗じた各並列データ列を足し合わせ、これを順次各直
交キヤリアに割り当てて逆フーリエ変換を行うことによ
り、情報データを帯域全体に拡散し、符号多重した信号
を生成する。
ビツト列）を変調器によつて直交位相信号に変換した
後、直列並列変換器によつて並列データ列に変換し、各
データ列毎に異なる拡散符号を乗じる。そして拡散符号
を乗じた各並列データ列を足し合わせ、これを順次各直
交キヤリアに割り当てて逆フーリエ変換を行うことによ
り、情報データを帯域全体に拡散し、符号多重した信号
を生成する。
【００１７】一方、受信装置では、フーリエ変換によつ
て各直交キヤリアにおける直交位相成分を抽出した後、
抽出した直交位相成分を並列直列変換器によつて直列信
号列に変換し、これを符号チヤンネル数に応じて分岐し
て当該符号チヤンネル毎に異なる拡散符号を乗じる。そ
して拡散符号を乗じた並列信号列をそれぞれ拡散符号長
分積算し、当該積算したものを基に情報データを復調す
る。
て各直交キヤリアにおける直交位相成分を抽出した後、
抽出した直交位相成分を並列直列変換器によつて直列信
号列に変換し、これを符号チヤンネル数に応じて分岐し
て当該符号チヤンネル毎に異なる拡散符号を乗じる。そ
して拡散符号を乗じた並列信号列をそれぞれ拡散符号長
分積算し、当該積算したものを基に情報データを復調す
る。
【００１８】因みに、拡散符号としては、各符号チヤン
ネルに共通で且つシステム毎に異なる第１の拡散符号と
各符号チヤンネル毎に異なる第２の拡散符号とを乗算し
たものを用いる。
ネルに共通で且つシステム毎に異なる第１の拡散符号と
各符号チヤンネル毎に異なる第２の拡散符号とを乗算し
たものを用いる。
【００１９】このようにすることにより、１ビツトの情
報を全直交キヤリア（すなわち全直交周波数）に分散し
て周波数選択性フエージングによる誤り率の低下を低減
することができる。すなわち図２に示すように、この実
施例の場合には、全キヤリア（ｆ1 〜ｆn ）に各ビツト
（ｂ1 〜ｂn ）のエネルギーが分散されて伝送される。
特定のキヤリアについて見ると、異なるビツトが符号多
重されて重畳されている。このため周波数選択性フエー
ジングによつて一部のキヤリアのエネルギーが失われた
としても、各ビツトのエネルギーの減衰量は僅かであ
り、誤り率の著しい低下を避けることが可能になる。
報を全直交キヤリア（すなわち全直交周波数）に分散し
て周波数選択性フエージングによる誤り率の低下を低減
することができる。すなわち図２に示すように、この実
施例の場合には、全キヤリア（ｆ1 〜ｆn ）に各ビツト
（ｂ1 〜ｂn ）のエネルギーが分散されて伝送される。
特定のキヤリアについて見ると、異なるビツトが符号多
重されて重畳されている。このため周波数選択性フエー
ジングによつて一部のキヤリアのエネルギーが失われた
としても、各ビツトのエネルギーの減衰量は僅かであ
り、誤り率の著しい低下を避けることが可能になる。
【００２０】また各符号チヤンネルに共通で且つシステ
ム毎に異なる第１の拡散符号と各符号チヤンネル毎に異
なる第２の拡散符号とを乗じたものを拡散符号として用
いることにより、システム間の干渉や符号チヤンネル間
の干渉を低減することができる。また複数のビツトを符
号多重を用いて同一周波数に多重しているため、符号多
重数を変更することにより、フイルタの帯域幅の変更を
伴わずに容易にデータレートの変更が可能になる。
ム毎に異なる第１の拡散符号と各符号チヤンネル毎に異
なる第２の拡散符号とを乗じたものを拡散符号として用
いることにより、システム間の干渉や符号チヤンネル間
の干渉を低減することができる。また複数のビツトを符
号多重を用いて同一周波数に多重しているため、符号多
重数を変更することにより、フイルタの帯域幅の変更を
伴わずに容易にデータレートの変更が可能になる。
【００２１】ここで図８との対応部分に同一符号を付し
て示す図３において、この実施例による具体的な送信装
置の構成を示す。この図３に示すように、送信装置２０
では、情報データ（情報ビツト列）Ｓ１を直列並列変換
器（Ｓ／Ｐ）２に入力し、ここで当該情報データＳ１を
変調多値数に応じて並列データ列に変換する。但し、情
報データＳ１がそもそも変調方式に合わせて並列データ
列になつていれば並列変換する必要はない。
て示す図３において、この実施例による具体的な送信装
置の構成を示す。この図３に示すように、送信装置２０
では、情報データ（情報ビツト列）Ｓ１を直列並列変換
器（Ｓ／Ｐ）２に入力し、ここで当該情報データＳ１を
変調多値数に応じて並列データ列に変換する。但し、情
報データＳ１がそもそも変調方式に合わせて並列データ
列になつていれば並列変換する必要はない。
【００２２】因みに、変調方式がＢＰＳＫ（Binary Pha
se Shift Keying ：２相位相偏移変調）であれば変調多
値数は「１」になり、またＱＰＳＫ（Quadrature Phase
Shift Keying ：４相位相偏移変調）であれば変調多値
数は「２」になり、また８相ＰＳＫ（８相位相偏移変
調）であれば変調多値数は「３」になり、また１６ＱＡ
Ｍ（Quadrature Amplitude Modulation ：直交振幅変
調）であれば変調多値数は「４」になる。
se Shift Keying ：２相位相偏移変調）であれば変調多
値数は「１」になり、またＱＰＳＫ（Quadrature Phase
Shift Keying ：４相位相偏移変調）であれば変調多値
数は「２」になり、また８相ＰＳＫ（８相位相偏移変
調）であれば変調多値数は「３」になり、また１６ＱＡ
Ｍ（Quadrature Amplitude Modulation ：直交振幅変
調）であれば変調多値数は「４」になる。
【００２３】変調器３は入力された並列データ列に基づ
いて所定の変調方式に応じた直交位相信号（Ｉ、Ｑ）を
生成する。例えば変調方式がＱＰＳＫの場合には、２ビ
ツトの情報から４位相の情報を生成する。この生成され
た直交位相信号を〔Ｉ成分、Ｑ成分〕という形式で表現
すれば、〔１、１〕、〔−１、１〕、〔−１、−１〕、
又は〔１、−１〕のいずれかになる。
いて所定の変調方式に応じた直交位相信号（Ｉ、Ｑ）を
生成する。例えば変調方式がＱＰＳＫの場合には、２ビ
ツトの情報から４位相の情報を生成する。この生成され
た直交位相信号を〔Ｉ成分、Ｑ成分〕という形式で表現
すれば、〔１、１〕、〔−１、１〕、〔−１、−１〕、
又は〔１、−１〕のいずれかになる。
【００２４】変調器３によつて生成された直交位相信号
（Ｉ、Ｑ）はそれぞれ直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）４に入
力され、ここで符号多重数（すなわち符号チヤンネル
数）に応じて並列データ列（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱ
n ）に変換される。因みに、ここでいう並列データ列へ
の変換は各直交位相信号それぞれについて直列並列変換
を行うことを意味している。すなわちＩ成分、Ｑ成分が
それぞれ符号チヤンネル数に応じて直列並列変換され
る。
（Ｉ、Ｑ）はそれぞれ直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）４に入
力され、ここで符号多重数（すなわち符号チヤンネル
数）に応じて並列データ列（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱ
n ）に変換される。因みに、ここでいう並列データ列へ
の変換は各直交位相信号それぞれについて直列並列変換
を行うことを意味している。すなわちＩ成分、Ｑ成分が
それぞれ符号チヤンネル数に応じて直列並列変換され
る。
【００２５】ここで拡散符号発生器２１は各符号チヤン
ネル毎に異なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を発生する。こ
の拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）はそれぞれ乗算器（ＸI1及び
ＸQ1〜ＸIn及びＸQn）に供給され、ここで符号チヤンネ
ル毎に直交位相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱn ）に
乗算される。すなわち乗算器ＸI1は同相成分Ｉ1 と拡散
符号ｃ1 とを乗算し、乗算器ＸQ1は直交成分Ｑ1 と拡散
符号ｃ1 とを乗算する。また乗算器ＸI2は同相成分Ｉ2
と拡散符号ｃ2 とを乗算し、乗算器ＸQ2は直交成分Ｑ2
と拡散符号ｃ2 とを乗算する。さらに乗算器ＸInは同相
成分Ｉn と拡散符号ｃn とを乗算し、乗算器ＸQnは直交
成分Ｑn と拡散符号ｃn とを乗算する。このように同一
の符号チヤンネルにおいては、各成分に同一の拡散符号
が乗算される。
ネル毎に異なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を発生する。こ
の拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）はそれぞれ乗算器（ＸI1及び
ＸQ1〜ＸIn及びＸQn）に供給され、ここで符号チヤンネ
ル毎に直交位相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱn ）に
乗算される。すなわち乗算器ＸI1は同相成分Ｉ1 と拡散
符号ｃ1 とを乗算し、乗算器ＸQ1は直交成分Ｑ1 と拡散
符号ｃ1 とを乗算する。また乗算器ＸI2は同相成分Ｉ2
と拡散符号ｃ2 とを乗算し、乗算器ＸQ2は直交成分Ｑ2
と拡散符号ｃ2 とを乗算する。さらに乗算器ＸInは同相
成分Ｉn と拡散符号ｃn とを乗算し、乗算器ＸQnは直交
成分Ｑn と拡散符号ｃn とを乗算する。このように同一
の符号チヤンネルにおいては、各成分に同一の拡散符号
が乗算される。
【００２６】この乗算器（ＸI1及びＸQ1〜ＸIn及び
ＸQn）の出力は直交位相別にそれぞれ加算器２２、２３
に入力され足し合わされる。すなわち加算器２２では各
符号チヤンネルのＩ成分である乗算器ＸI1〜ＸInの出力
が足し合わされ、加算器２３では各符号チヤンネルのＱ
成分である乗算器ＸQ1〜ＸQnの出力が足し合わされる。
ＸQn）の出力は直交位相別にそれぞれ加算器２２、２３
に入力され足し合わされる。すなわち加算器２２では各
符号チヤンネルのＩ成分である乗算器ＸI1〜ＸInの出力
が足し合わされ、加算器２３では各符号チヤンネルのＱ
成分である乗算器ＸQ1〜ＸQnの出力が足し合わされる。
【００２７】加算器２２の出力は直列並列変換器（Ｓ／
Ｐ）２４に入力され、ここで直交キヤリア数に応じて並
列データ列に変換された後、ＯＦＤＭの各直交キヤリア
のＩ成分として逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）２５に供
給される。また加算器２３の出力は直列並列変換器（Ｓ
／Ｐ）２６に入力され、ここで直交キヤリア数に応じて
並列データ列に変換された後、ＯＦＤＭの各直交キヤリ
アのＱ成分として逆フーリエ変換器２５に供給される。
Ｐ）２４に入力され、ここで直交キヤリア数に応じて並
列データ列に変換された後、ＯＦＤＭの各直交キヤリア
のＩ成分として逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）２５に供
給される。また加算器２３の出力は直列並列変換器（Ｓ
／Ｐ）２６に入力され、ここで直交キヤリア数に応じて
並列データ列に変換された後、ＯＦＤＭの各直交キヤリ
アのＱ成分として逆フーリエ変換器２５に供給される。
【００２８】逆フーリエ変換器２５は供給された各直交
キヤリアの位相情報（すなわちＩ成分及びＱ成分からな
る直交位相成分）から直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１
１を生成し、当該直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１を
周波数変換器２７に出力する。周波数変換器２７は入力
された直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１を所望の搬送
波周波数帯の信号に変換し、送信信号Ｓ１２として出力
する。この送信信号Ｓ１２は高周波増幅器７に入力さ
れ、ここで所定電力に増幅された後、アンテナ８を介し
て空中に放射される。
キヤリアの位相情報（すなわちＩ成分及びＱ成分からな
る直交位相成分）から直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１
１を生成し、当該直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１を
周波数変換器２７に出力する。周波数変換器２７は入力
された直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１を所望の搬送
波周波数帯の信号に変換し、送信信号Ｓ１２として出力
する。この送信信号Ｓ１２は高周波増幅器７に入力さ
れ、ここで所定電力に増幅された後、アンテナ８を介し
て空中に放射される。
【００２９】これに対して図９との対応部分に同一符号
を付して示す図４において、この実施例による具体的な
受信装置の構成を示す。この図４に示すように、受信装
置３０では、アンテナ１０で受信した受信信号を高周波
増幅器１１で所定電力に増幅し、周波数変換器３１によ
つてベースバンド信号Ｓ２０、Ｓ２１に変換した後、フ
ーリエ変換器（ＦＦＴ）３２に入力するようになされて
いる。因みに、ベースバンド信号Ｓ２０、Ｓ２１は送信
装置２０における直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１に
対応するものである。
を付して示す図４において、この実施例による具体的な
受信装置の構成を示す。この図４に示すように、受信装
置３０では、アンテナ１０で受信した受信信号を高周波
増幅器１１で所定電力に増幅し、周波数変換器３１によ
つてベースバンド信号Ｓ２０、Ｓ２１に変換した後、フ
ーリエ変換器（ＦＦＴ）３２に入力するようになされて
いる。因みに、ベースバンド信号Ｓ２０、Ｓ２１は送信
装置２０における直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１に
対応するものである。
【００３０】フーリエ変換器３２は入力されたベースバ
ンド信号Ｓ２０、Ｓ２１から各直交キヤリアにおける直
交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を抽出
し、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）３３に出力する。並列直
列変換器３３は入力された直交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'
〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を直列信号列に変換する。すなわ
ち並列直列変換器３３では、直交位相成分（Ｉ1'及びＱ
1'〜Ｉn ' 及びＱn '）を各成分毎に直列変換し、直交
位相成分Ｉ' 、Ｑ' を出力する。この直交位相成分Ｉ'
、Ｑ' は符号チヤンネル数に応じて分岐され、乗算器
（ＹI1及びＹQ1〜ＹIn及びＹQn）に供給される。
ンド信号Ｓ２０、Ｓ２１から各直交キヤリアにおける直
交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を抽出
し、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）３３に出力する。並列直
列変換器３３は入力された直交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'
〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を直列信号列に変換する。すなわ
ち並列直列変換器３３では、直交位相成分（Ｉ1'及びＱ
1'〜Ｉn ' 及びＱn '）を各成分毎に直列変換し、直交
位相成分Ｉ' 、Ｑ' を出力する。この直交位相成分Ｉ'
、Ｑ' は符号チヤンネル数に応じて分岐され、乗算器
（ＹI1及びＹQ1〜ＹIn及びＹQn）に供給される。
【００３１】ここで拡散符号発生器３４は送信側の拡散
符号発生器２１に対応するものであり、各符号チヤンネ
ル毎に異なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を発生する。この
拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）はそれぞれ乗算器（ＹI1及びＹ
Q1〜ＹIn及びＹQn）に供給され、直交位相成分Ｉ' 、
Ｑ' に乗算される。すなわち乗算器ＹI1は同相成分Ｉ'
と拡散符号ｃ1 とを乗算し、乗算器ＹQ1は直交成分Ｑ'
と拡散符号ｃ1 とを乗算する。また乗算器ＹI2は同相成
分Ｉ' と拡散符号ｃ2 とを乗算し、乗算器ＹQ2は直交成
分Ｑ' と拡散符号ｃ2 とを乗算する。さらに乗算器ＹIn
は同相成分Ｉ' と拡散符号ｃn とを乗算し、乗算器ＹQn
は直交成分Ｑ' と拡散符号ｃn とを乗算する。このよう
に直交位相成分Ｉ' 、Ｑ' には符号チヤンネル毎に異な
る拡散符号が乗算される。
符号発生器２１に対応するものであり、各符号チヤンネ
ル毎に異なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を発生する。この
拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）はそれぞれ乗算器（ＹI1及びＹ
Q1〜ＹIn及びＹQn）に供給され、直交位相成分Ｉ' 、
Ｑ' に乗算される。すなわち乗算器ＹI1は同相成分Ｉ'
と拡散符号ｃ1 とを乗算し、乗算器ＹQ1は直交成分Ｑ'
と拡散符号ｃ1 とを乗算する。また乗算器ＹI2は同相成
分Ｉ' と拡散符号ｃ2 とを乗算し、乗算器ＹQ2は直交成
分Ｑ' と拡散符号ｃ2 とを乗算する。さらに乗算器ＹIn
は同相成分Ｉ' と拡散符号ｃn とを乗算し、乗算器ＹQn
は直交成分Ｑ' と拡散符号ｃn とを乗算する。このよう
に直交位相成分Ｉ' 、Ｑ' には符号チヤンネル毎に異な
る拡散符号が乗算される。
【００３２】乗算器（ＹI1及びＹQ1〜ＹIn及びＹQn）の
出力は、符号チヤンネル毎にそれぞれ積算器Ｚ1 〜Ｚn
に入力され、ここで符号チヤンネル毎に拡散符号長分ず
つ積算される。この場合、積算器Ｚ1 〜Ｚn は２入力２
出力の構成を有し、それぞれ入力されたものを独立に積
算して出力する。積算器Ｚ1 〜Ｚn から出力される符号
チヤンネル毎の積算結果は、それぞれ並列直列変換器
（Ｐ／Ｓ）１４に入力され、ここで各成分毎に直列信号
列に変換される。すなわち並列直列変換器１４では、積
算結果のうちＩ成分同士を１つの直列信号列に変換する
と共に、積算結果のうちＱ成分同士を１つの直列信号列
に変換し、直交２成分の直列信号列を出力する。
出力は、符号チヤンネル毎にそれぞれ積算器Ｚ1 〜Ｚn
に入力され、ここで符号チヤンネル毎に拡散符号長分ず
つ積算される。この場合、積算器Ｚ1 〜Ｚn は２入力２
出力の構成を有し、それぞれ入力されたものを独立に積
算して出力する。積算器Ｚ1 〜Ｚn から出力される符号
チヤンネル毎の積算結果は、それぞれ並列直列変換器
（Ｐ／Ｓ）１４に入力され、ここで各成分毎に直列信号
列に変換される。すなわち並列直列変換器１４では、積
算結果のうちＩ成分同士を１つの直列信号列に変換する
と共に、積算結果のうちＱ成分同士を１つの直列信号列
に変換し、直交２成分の直列信号列を出力する。
【００３３】この直交２成分の直列信号列は復調器１５
に入力され、ここで復調される。このとき復調器１５か
らは変調多値数に応じて複数ビツト（例えばＢＰＳＫな
らば１ビツト、ＱＰＳＫならば２ビツト、８相ＰＳＫな
らば３ビツト、１６ＱＡＭならば４ビツト）の並列デー
タ列が出力されるため（すなわち情報シンボルが出力さ
れるため）、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）１６によつて直
列データ列に変換することにより送信側の情報データＳ
１に対応した情報データＳ４が得られる。因みに、変調
方式がＢＰＳＫの場合には復調器１５の出力は直列デー
タ列であるため、並列直列変換の必要はなく、並列直列
変換器１６は不要になる。
に入力され、ここで復調される。このとき復調器１５か
らは変調多値数に応じて複数ビツト（例えばＢＰＳＫな
らば１ビツト、ＱＰＳＫならば２ビツト、８相ＰＳＫな
らば３ビツト、１６ＱＡＭならば４ビツト）の並列デー
タ列が出力されるため（すなわち情報シンボルが出力さ
れるため）、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）１６によつて直
列データ列に変換することにより送信側の情報データＳ
１に対応した情報データＳ４が得られる。因みに、変調
方式がＢＰＳＫの場合には復調器１５の出力は直列デー
タ列であるため、並列直列変換の必要はなく、並列直列
変換器１６は不要になる。
【００３４】ここで拡散符号発生器２１及び３４につい
て図５を用いて説明する。但し、拡散符号発生器２１及
び３４は構成が同じであるため、ここでは拡散符号発生
器２１についてのみ説明する。図５に示すように、拡散
符号発生器２１は、システムによつて異なる第１の拡散
符号ｄ1 を発生する拡散符号発生器Ｄ、符号チヤンネル
毎に異なる第２の拡散符号ｅ1 〜ｅn を発生する拡散符
号発生器Ｅ1 〜Ｅn 及び乗算器Ｍ1 〜Ｍn によつて構成
されている。
て図５を用いて説明する。但し、拡散符号発生器２１及
び３４は構成が同じであるため、ここでは拡散符号発生
器２１についてのみ説明する。図５に示すように、拡散
符号発生器２１は、システムによつて異なる第１の拡散
符号ｄ1 を発生する拡散符号発生器Ｄ、符号チヤンネル
毎に異なる第２の拡散符号ｅ1 〜ｅn を発生する拡散符
号発生器Ｅ1 〜Ｅn 及び乗算器Ｍ1 〜Ｍn によつて構成
されている。
【００３５】拡散符号発生器Ｄによつて生成された第１
の拡散符号ｄ1 は乗算器Ｍ1 〜Ｍnに入力される。拡散
符号発生器Ｅ1 〜Ｅn によつて生成された第２の拡散符
号ｅ1 〜ｅn はそれぞれ対応する乗算器Ｍ1 〜Ｍn に入
力される。乗算器Ｍ1 は入力された第１の拡散符号ｄ1
と第２の拡散符号ｅ1 とを乗算し、乗算器Ｍ2 は入力さ
れた第１の拡散符号ｄ1 と第２の拡散符号ｅ2 とを乗算
し、同様にして乗算器Ｍn は入力された第１の拡散符号
ｄ1 と第２の拡散符号ｅn とを乗算する。これにより乗
算器Ｍ1 〜Ｍn から各符号チヤンネルに対応した拡散符
号ｃ1 〜ｃn が出力される。
の拡散符号ｄ1 は乗算器Ｍ1 〜Ｍnに入力される。拡散
符号発生器Ｅ1 〜Ｅn によつて生成された第２の拡散符
号ｅ1 〜ｅn はそれぞれ対応する乗算器Ｍ1 〜Ｍn に入
力される。乗算器Ｍ1 は入力された第１の拡散符号ｄ1
と第２の拡散符号ｅ1 とを乗算し、乗算器Ｍ2 は入力さ
れた第１の拡散符号ｄ1 と第２の拡散符号ｅ2 とを乗算
し、同様にして乗算器Ｍn は入力された第１の拡散符号
ｄ1 と第２の拡散符号ｅn とを乗算する。これにより乗
算器Ｍ1 〜Ｍn から各符号チヤンネルに対応した拡散符
号ｃ1 〜ｃn が出力される。
【００３６】この場合、第１の拡散符号ｄ1 は他のシス
テムに対する妨害を低減する効果に寄与し、第２の拡散
符号ｅ1 〜ｅn は多重される符号チヤンネル間の干渉を
低減する効果に寄与している。また第１の拡散符号ｄ1
としてはＭ系列符号（Muximum length linear shift re
sister sequence code：最長線形符号系列）に代表され
るＰＮ符号（Pseudo Noise code ：疑似雑音符号）が用
いられ、第２の拡散符号ｅ1 〜ｅn としてはＭ系列符号
に代表されるＰＮ符号又はウオルツシユ（Walsh ）符号
に代表される直交符号が用いられる。因みに、第２の拡
散符号として直交符号を用いた場合の方が、直交符号の
性質から分かるように符号チヤンネル間の干渉を低減す
ることができる。
テムに対する妨害を低減する効果に寄与し、第２の拡散
符号ｅ1 〜ｅn は多重される符号チヤンネル間の干渉を
低減する効果に寄与している。また第１の拡散符号ｄ1
としてはＭ系列符号（Muximum length linear shift re
sister sequence code：最長線形符号系列）に代表され
るＰＮ符号（Pseudo Noise code ：疑似雑音符号）が用
いられ、第２の拡散符号ｅ1 〜ｅn としてはＭ系列符号
に代表されるＰＮ符号又はウオルツシユ（Walsh ）符号
に代表される直交符号が用いられる。因みに、第２の拡
散符号として直交符号を用いた場合の方が、直交符号の
性質から分かるように符号チヤンネル間の干渉を低減す
ることができる。
【００３７】以上の構成において、送信装置２０では、
情報データＳ１から得られる直交位相信号（Ｉ、Ｑ）を
符号チヤンネル数に応じた並列データ列（Ｉ1 及びＱ1
〜Ｉn 及びＱn ）に変換し、各並列データ列（Ｉ1 及び
Ｑ1 〜Ｉn 及びＱn ）に符号チヤンネル毎に異なる拡散
符号（ｃ1 〜ｃn ）を乗算する。そして拡散符号を乗じ
た各並列データ列を直交位相別に足し合わせ、これを直
交キヤリア数に応じた並列データ列に変換し、逆フーリ
エ変換を行う。これにより送信装置２０では、情報デー
タＳ１の各ビツトを図２に示すように帯域全体（ｆ1 〜
ｆn ）に拡散すると共に、各直交キヤリア（ｆ1 〜
ｆn ）に対して複数のビツトを符号多重して送信する。
情報データＳ１から得られる直交位相信号（Ｉ、Ｑ）を
符号チヤンネル数に応じた並列データ列（Ｉ1 及びＱ1
〜Ｉn 及びＱn ）に変換し、各並列データ列（Ｉ1 及び
Ｑ1 〜Ｉn 及びＱn ）に符号チヤンネル毎に異なる拡散
符号（ｃ1 〜ｃn ）を乗算する。そして拡散符号を乗じ
た各並列データ列を直交位相別に足し合わせ、これを直
交キヤリア数に応じた並列データ列に変換し、逆フーリ
エ変換を行う。これにより送信装置２０では、情報デー
タＳ１の各ビツトを図２に示すように帯域全体（ｆ1 〜
ｆn ）に拡散すると共に、各直交キヤリア（ｆ1 〜
ｆn ）に対して複数のビツトを符号多重して送信する。
【００３８】一方、受信装置３０では、受信したベース
バンド信号Ｓ２０、Ｓ２１からフーリエ変換によつて各
直交キヤリアにおける直交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉ
n '及びＱn ' ）を抽出した後、抽出した直交位相成分
（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を時系列的にまと
めて直列信号列（Ｉ' 、Ｑ' ）に変換し、これを符号チ
ヤンネル数に応じて分岐して当該符号チヤンネル毎に異
なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を乗算する（すなわち逆拡
散を行う）。そして拡散符号を乗算した並列信号列をそ
れぞれ拡散符号長分積算し、当該積算したものを基に情
報データを復調する。これにより受信装置３０では、帯
域全体（ｆ1 〜ｆn ）に拡散され、かつ各直交キヤリア
に対して符号多重された情報データを復調する。
バンド信号Ｓ２０、Ｓ２１からフーリエ変換によつて各
直交キヤリアにおける直交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉ
n '及びＱn ' ）を抽出した後、抽出した直交位相成分
（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を時系列的にまと
めて直列信号列（Ｉ' 、Ｑ' ）に変換し、これを符号チ
ヤンネル数に応じて分岐して当該符号チヤンネル毎に異
なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を乗算する（すなわち逆拡
散を行う）。そして拡散符号を乗算した並列信号列をそ
れぞれ拡散符号長分積算し、当該積算したものを基に情
報データを復調する。これにより受信装置３０では、帯
域全体（ｆ1 〜ｆn ）に拡散され、かつ各直交キヤリア
に対して符号多重された情報データを復調する。
【００３９】このようにしてこの実施例の場合には、図
２に示すように、情報データの各ビツトを全直交キヤリ
アに分散して送信することにより、周波数選択性フエー
ジングによつて一部のキヤリアのエネルギーが失われた
としても、各ビツトのエネルギーの減衰量は僅かであ
り、誤り率の著しい低下を低減することができる。因み
に、従来の場合には、図１０に示すように、情報データ
の各ビツトを帯域全体に分散させず、１つのキヤリアに
１ビツト分のエネルギーを載せていたため、周波数選択
性フエージングによつてあるキヤリアのエネルギーが失
われると、そのキヤリアで伝送されるビツトに誤りが生
じて全体として誤り率が低下していた。
２に示すように、情報データの各ビツトを全直交キヤリ
アに分散して送信することにより、周波数選択性フエー
ジングによつて一部のキヤリアのエネルギーが失われた
としても、各ビツトのエネルギーの減衰量は僅かであ
り、誤り率の著しい低下を低減することができる。因み
に、従来の場合には、図１０に示すように、情報データ
の各ビツトを帯域全体に分散させず、１つのキヤリアに
１ビツト分のエネルギーを載せていたため、周波数選択
性フエージングによつてあるキヤリアのエネルギーが失
われると、そのキヤリアで伝送されるビツトに誤りが生
じて全体として誤り率が低下していた。
【００４０】またこの実施例の場合には、符号多重に使
用する拡散符号として、各符号チヤンネルに共通で且つ
システム毎に異なる第１の拡散符号（ｄ1 ）と各符号チ
ヤンネル毎に異なる第２の拡散符号（ｅ1 〜ｅn ）とを
乗算した符号（ｃ1 〜ｃn ）を用いるようにしたことに
より、第１の拡散符号によつて異なるシステム間の干渉
を回避することができると共に、第２の拡散符号によつ
て符号チヤンネル間の干渉を回避することができる。
用する拡散符号として、各符号チヤンネルに共通で且つ
システム毎に異なる第１の拡散符号（ｄ1 ）と各符号チ
ヤンネル毎に異なる第２の拡散符号（ｅ1 〜ｅn ）とを
乗算した符号（ｃ1 〜ｃn ）を用いるようにしたことに
より、第１の拡散符号によつて異なるシステム間の干渉
を回避することができると共に、第２の拡散符号によつ
て符号チヤンネル間の干渉を回避することができる。
【００４１】さらにこの実施例の場合には、複数のビツ
トを符号多重によつて同一キヤリアに多重しているた
め、符号多重数（すなわち符号チヤンネル数）を変更す
ることにより、従来のようなフイルタの帯域幅変更等を
伴わずに容易にデータレートを変更することができる。
トを符号多重によつて同一キヤリアに多重しているた
め、符号多重数（すなわち符号チヤンネル数）を変更す
ることにより、従来のようなフイルタの帯域幅変更等を
伴わずに容易にデータレートを変更することができる。
【００４２】以上の構成によれば、情報データの各ビツ
トを全直交キヤリアに分散し、各直交キヤリアに対して
複数のビツトを符号多重するようにしたことにより、周
波数選択性フエージングが生じた場合にも誤り率の著し
い低下を低減することができると共に、データレートを
変更する場合にも容易に対応することができる。かくす
るにつきＯＦＤＭ方式の利点を持ちながら周波数選択性
フエージングによる性能劣化を低減し得ると共に、デー
タレートの変更に容易に対応し得る通信システムを実現
することができる。
トを全直交キヤリアに分散し、各直交キヤリアに対して
複数のビツトを符号多重するようにしたことにより、周
波数選択性フエージングが生じた場合にも誤り率の著し
い低下を低減することができると共に、データレートを
変更する場合にも容易に対応することができる。かくす
るにつきＯＦＤＭ方式の利点を持ちながら周波数選択性
フエージングによる性能劣化を低減し得ると共に、デー
タレートの変更に容易に対応し得る通信システムを実現
することができる。
【００４３】（２）第２実施例 図３との対応部分に同一符号を付して示す図６におい
て、４０は全体として第２実施例による送信装置を示
す。この送信装置４０では、情報データＳ１を直列並列
変換器（Ｓ／Ｐ）４１に入力し、ここで当該情報データ
Ｓ１を符号多重数（すなわち符号チヤンネル数）に応じ
て並列データ列に変化する。この並列データ列はそれぞ
れ直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）ＳＰ1 〜ＳＰn に入力さ
れ、ここでそれぞれ変調多値数（ＢＰＳＫならば
「１」、ＱＰＳＫならば「２」、８相ＰＳＫならば
「３」、１６ＱＡＭならば「４」）に応じて並列データ
列に変換される。
て、４０は全体として第２実施例による送信装置を示
す。この送信装置４０では、情報データＳ１を直列並列
変換器（Ｓ／Ｐ）４１に入力し、ここで当該情報データ
Ｓ１を符号多重数（すなわち符号チヤンネル数）に応じ
て並列データ列に変化する。この並列データ列はそれぞ
れ直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）ＳＰ1 〜ＳＰn に入力さ
れ、ここでそれぞれ変調多値数（ＢＰＳＫならば
「１」、ＱＰＳＫならば「２」、８相ＰＳＫならば
「３」、１６ＱＡＭならば「４」）に応じて並列データ
列に変換される。
【００４４】変調器ＭＯＤ1 〜ＭＯＤn はそれぞれ入力
された並列データ列に基づいて所定の変調方式に応じた
直交位相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱn ）を生成す
る。例えば変調方式がＱＰＳＫの場合には、２ビツトの
情報から４位相の情報を生成する。この生成された直交
位相信号を〔Ｉ成分、Ｑ成分〕という形式で表現すれ
ば、〔１、１〕、〔−１、１〕、〔−１、−１〕、又は
〔１、−１〕のいずれかになる。この変調器ＭＯＤ1 〜
ＭＯＤn から出力される直交位相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜
Ｉn 及びＱn ）はそれぞれ乗算器（ＸI1及びＸQ1〜ＸIn
及びＸQn）に入力される。
された並列データ列に基づいて所定の変調方式に応じた
直交位相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱn ）を生成す
る。例えば変調方式がＱＰＳＫの場合には、２ビツトの
情報から４位相の情報を生成する。この生成された直交
位相信号を〔Ｉ成分、Ｑ成分〕という形式で表現すれ
ば、〔１、１〕、〔−１、１〕、〔−１、−１〕、又は
〔１、−１〕のいずれかになる。この変調器ＭＯＤ1 〜
ＭＯＤn から出力される直交位相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜
Ｉn 及びＱn ）はそれぞれ乗算器（ＸI1及びＸQ1〜ＸIn
及びＸQn）に入力される。
【００４５】拡散符号発生器２１は第１実施例と同様に
図５に示すような構成を有し、各符号チヤンネル毎に異
なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を発生する。この拡散符号
（ｃ1 〜ｃn ）はそれぞれ乗算器（ＸI1及びＸQ1〜ＸIn
及びＸQn）に供給され、ここで符号チヤンネル毎に直交
位相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱn ）に乗算され
る。すなわち乗算器ＸI1は同相成分Ｉ1 と拡散符号ｃ1
とを乗算し、乗算器ＸQ1は直交成分Ｑ1 と拡散符号ｃ1
とを乗算する。また乗算器ＸI2は同相成分Ｉ2 と拡散符
号ｃ2 とを乗算し、乗算器ＸQ2は直交成分Ｑ2 と拡散符
号ｃ2 とを乗算する。さらに乗算器ＸInは同相成分Ｉn
と拡散符号ｃn とを乗算し、乗算器ＸQnは直交成分Ｑn
と拡散符号ｃn とを乗算する。このように同一の符号チ
ヤンネルにおいては、各成分に同一の拡散符号が乗算さ
れる。
図５に示すような構成を有し、各符号チヤンネル毎に異
なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を発生する。この拡散符号
（ｃ1 〜ｃn ）はそれぞれ乗算器（ＸI1及びＸQ1〜ＸIn
及びＸQn）に供給され、ここで符号チヤンネル毎に直交
位相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱn ）に乗算され
る。すなわち乗算器ＸI1は同相成分Ｉ1 と拡散符号ｃ1
とを乗算し、乗算器ＸQ1は直交成分Ｑ1 と拡散符号ｃ1
とを乗算する。また乗算器ＸI2は同相成分Ｉ2 と拡散符
号ｃ2 とを乗算し、乗算器ＸQ2は直交成分Ｑ2 と拡散符
号ｃ2 とを乗算する。さらに乗算器ＸInは同相成分Ｉn
と拡散符号ｃn とを乗算し、乗算器ＸQnは直交成分Ｑn
と拡散符号ｃn とを乗算する。このように同一の符号チ
ヤンネルにおいては、各成分に同一の拡散符号が乗算さ
れる。
【００４６】この乗算器（ＸI1及びＸQ1〜ＸIn及び
ＸQn）の出力は直交位相別にそれぞれ加算器２２、２３
に入力され足し合わされる。すなわち加算器２２では各
符号チヤンネルのＩ成分である乗算器ＸI1〜ＸInの出力
が足し合わされ、加算器２３では各符号チヤンネルのＱ
成分である乗算器ＸQ1〜ＸQnの出力が足し合わされる。
ＸQn）の出力は直交位相別にそれぞれ加算器２２、２３
に入力され足し合わされる。すなわち加算器２２では各
符号チヤンネルのＩ成分である乗算器ＸI1〜ＸInの出力
が足し合わされ、加算器２３では各符号チヤンネルのＱ
成分である乗算器ＸQ1〜ＸQnの出力が足し合わされる。
【００４７】加算器２２の出力は直列並列変換器（Ｓ／
Ｐ）２４に入力され、ここで直交キヤリア数に応じて並
列データ列に変換された後、ＯＦＤＭの各直交キヤリア
のＩ成分として逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）２５に供
給される。また加算器２３の出力は直列並列変換器（Ｓ
／Ｐ）２６に入力され、ここで直交キヤリア数に応じて
並列データ列に変換された後、ＯＦＤＭの各直交キヤリ
アのＱ成分として逆フーリエ変換器２５に供給される。
Ｐ）２４に入力され、ここで直交キヤリア数に応じて並
列データ列に変換された後、ＯＦＤＭの各直交キヤリア
のＩ成分として逆フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）２５に供
給される。また加算器２３の出力は直列並列変換器（Ｓ
／Ｐ）２６に入力され、ここで直交キヤリア数に応じて
並列データ列に変換された後、ＯＦＤＭの各直交キヤリ
アのＱ成分として逆フーリエ変換器２５に供給される。
【００４８】逆フーリエ変換器２５は供給された各直交
キヤリアの位相情報（すなわちＩ成分及びＱ成分からな
る直交位相成分）から直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１
１を生成し、当該直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１を
周波数変換器２７に出力する。周波数変換器２７は入力
された直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１を所望の搬送
波周波数帯の信号に変換し、送信信号Ｓ１２として出力
する。この送信信号Ｓ１２は高周波増幅器７に入力さ
れ、ここで所定電力に増幅された後、アンテナ８を介し
て空中に放射される。
キヤリアの位相情報（すなわちＩ成分及びＱ成分からな
る直交位相成分）から直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１
１を生成し、当該直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１を
周波数変換器２７に出力する。周波数変換器２７は入力
された直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１を所望の搬送
波周波数帯の信号に変換し、送信信号Ｓ１２として出力
する。この送信信号Ｓ１２は高周波増幅器７に入力さ
れ、ここで所定電力に増幅された後、アンテナ８を介し
て空中に放射される。
【００４９】これに対して図４との対応部分に同一符号
を付して示す図７において、第２実施例による受信装置
を示す。この図７に示すように、受信装置５０では、ア
ンテナ１０で受信した受信信号を高周波増幅器１１で所
定電力に増幅し、周波数変換器３１によつてベースバン
ド信号Ｓ２０、Ｓ２１に変換した後、フーリエ変換器
（ＦＦＴ）３２に入力するようになされている。因み
に、ベースバンド信号Ｓ２０、Ｓ２１は送信装置４０に
おける直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１に対応するも
のである。
を付して示す図７において、第２実施例による受信装置
を示す。この図７に示すように、受信装置５０では、ア
ンテナ１０で受信した受信信号を高周波増幅器１１で所
定電力に増幅し、周波数変換器３１によつてベースバン
ド信号Ｓ２０、Ｓ２１に変換した後、フーリエ変換器
（ＦＦＴ）３２に入力するようになされている。因み
に、ベースバンド信号Ｓ２０、Ｓ２１は送信装置４０に
おける直交周波数多重信号Ｓ１０、Ｓ１１に対応するも
のである。
【００５０】フーリエ変換器３２は入力されたベースバ
ンド信号Ｓ２０、Ｓ２１から各直交キヤリアにおける直
交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を抽出
し、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）３３に出力する。並列直
列変換器３３は入力された直交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'
〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を直列信号列に変換する。すなわ
ち並列直列変換器３３では、直交位相成分（Ｉ1'及びＱ
1'〜Ｉn ' 及びＱn '）を各成分毎に直列変換し、直交
位相成分Ｉ' 、Ｑ' を出力する。この直交位相成分Ｉ'
、Ｑ' は符号チヤンネル数に応じて分岐され、乗算器
（ＹI1及びＹQ1〜ＹIn及びＹQn）に供給される。
ンド信号Ｓ２０、Ｓ２１から各直交キヤリアにおける直
交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を抽出
し、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）３３に出力する。並列直
列変換器３３は入力された直交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'
〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を直列信号列に変換する。すなわ
ち並列直列変換器３３では、直交位相成分（Ｉ1'及びＱ
1'〜Ｉn ' 及びＱn '）を各成分毎に直列変換し、直交
位相成分Ｉ' 、Ｑ' を出力する。この直交位相成分Ｉ'
、Ｑ' は符号チヤンネル数に応じて分岐され、乗算器
（ＹI1及びＹQ1〜ＹIn及びＹQn）に供給される。
【００５１】拡散符号発生器３４は送信側の拡散符号発
生器２１に対応するものであり、第１実施例と同様に図
５に示すような構成を有し、各符号チヤンネル毎に異な
る拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を発生する。この拡散符号
（ｃ1 〜ｃn ）はそれぞれ乗算器（ＹI1及びＹQ1〜ＹIn
及びＹQn）に供給され、直交位相成分Ｉ' 、Ｑ' に乗算
される。すなわち乗算器ＹI1は同相成分Ｉ' と拡散符号
ｃ1 とを乗算し、乗算器ＹQ1は直交成分Ｑ' と拡散符号
ｃ1 とを乗算する。また乗算器ＹI2は同相成分Ｉ' と拡
散符号ｃ2 とを乗算し、乗算器ＹQ2は直交成分Ｑ' と拡
散符号ｃ2 とを乗算する。さらに乗算器ＹInは同相成分
Ｉ' と拡散符号ｃn とを乗算し、乗算器ＹQnは直交成分
Ｑ' と拡散符号ｃn とを乗算する。このように直交位相
成分Ｉ' 、Ｑ' には符号チヤンネル毎に異なる拡散符号
が乗算される。
生器２１に対応するものであり、第１実施例と同様に図
５に示すような構成を有し、各符号チヤンネル毎に異な
る拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を発生する。この拡散符号
（ｃ1 〜ｃn ）はそれぞれ乗算器（ＹI1及びＹQ1〜ＹIn
及びＹQn）に供給され、直交位相成分Ｉ' 、Ｑ' に乗算
される。すなわち乗算器ＹI1は同相成分Ｉ' と拡散符号
ｃ1 とを乗算し、乗算器ＹQ1は直交成分Ｑ' と拡散符号
ｃ1 とを乗算する。また乗算器ＹI2は同相成分Ｉ' と拡
散符号ｃ2 とを乗算し、乗算器ＹQ2は直交成分Ｑ' と拡
散符号ｃ2 とを乗算する。さらに乗算器ＹInは同相成分
Ｉ' と拡散符号ｃn とを乗算し、乗算器ＹQnは直交成分
Ｑ' と拡散符号ｃn とを乗算する。このように直交位相
成分Ｉ' 、Ｑ' には符号チヤンネル毎に異なる拡散符号
が乗算される。
【００５２】乗算器（ＹI1及びＹQ1〜ＹIn及びＹQn）の
出力は、符号チヤンネル毎にそれぞれ積算器Ｚ1 〜Ｚn
に入力され、ここで符号チヤンネル毎に拡散符号長分ず
つ積算される。この場合、積算器Ｚ1 〜Ｚn は２入力２
出力の構成を有し、それぞれ入力されたものを独立に積
算して出力する。
出力は、符号チヤンネル毎にそれぞれ積算器Ｚ1 〜Ｚn
に入力され、ここで符号チヤンネル毎に拡散符号長分ず
つ積算される。この場合、積算器Ｚ1 〜Ｚn は２入力２
出力の構成を有し、それぞれ入力されたものを独立に積
算して出力する。
【００５３】積算器Ｚ1 〜Ｚn から出力される符号チヤ
ンネル毎の積算結果は、それぞれ復調器ＤＥＭ1 〜ＤＥ
Ｍn に入力され、ここで符号チヤンネル毎に復調され
る。このとき復調器ＤＥＭ1 〜ＤＥＭn からは変調多値
数に応じて複数ビツト（例えばＢＰＳＫならば１ビツ
ト、ＱＰＳＫならば２ビツト、８相ＰＳＫならば３ビツ
ト、１６ＱＡＭならば４ビツト）の並列データ列が出力
されるため（すなわち情報シンボルが出力されるた
め）、復調器ＤＥＭ1 〜ＤＥＭn の復調結果はそれぞれ
並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）ＰＳ1 〜ＰＳn に入力され、
ここで符号チヤンネル毎に直列データ列に変換される。
ンネル毎の積算結果は、それぞれ復調器ＤＥＭ1 〜ＤＥ
Ｍn に入力され、ここで符号チヤンネル毎に復調され
る。このとき復調器ＤＥＭ1 〜ＤＥＭn からは変調多値
数に応じて複数ビツト（例えばＢＰＳＫならば１ビツ
ト、ＱＰＳＫならば２ビツト、８相ＰＳＫならば３ビツ
ト、１６ＱＡＭならば４ビツト）の並列データ列が出力
されるため（すなわち情報シンボルが出力されるた
め）、復調器ＤＥＭ1 〜ＤＥＭn の復調結果はそれぞれ
並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）ＰＳ1 〜ＰＳn に入力され、
ここで符号チヤンネル毎に直列データ列に変換される。
【００５４】並列直列変換器ＰＳ1 〜ＰＳn によつて直
列データ列に変換された符号チヤンネル毎の復調結果は
それぞれ並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１に入力され、こ
こで直列データ列に変換される。これにより送信側の情
報データＳ１に対応した情報データＳ４が得られる。因
みに、変調方式がＢＰＳＫの場合には復調器ＤＥＭ1 〜
ＤＥＭn の出力は直列データ列であるため、並列直列変
換の必要はなく、並列直列変換器ＰＳ1 〜ＰＳn は不要
になる。
列データ列に変換された符号チヤンネル毎の復調結果は
それぞれ並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）５１に入力され、こ
こで直列データ列に変換される。これにより送信側の情
報データＳ１に対応した情報データＳ４が得られる。因
みに、変調方式がＢＰＳＫの場合には復調器ＤＥＭ1 〜
ＤＥＭn の出力は直列データ列であるため、並列直列変
換の必要はなく、並列直列変換器ＰＳ1 〜ＰＳn は不要
になる。
【００５５】以上の構成において、送信装置４０では、
情報データＳ１を符号チヤンネル数に応じて並列データ
列に変換した後、各並列データ列から直交位相信号（Ｉ
1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱn ）を生成する。そして直交位
相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn及びＱn ）に符号チヤンネ
ル毎に異なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を乗算し、当該拡
散符号を乗算した各並列データ列を直交位相別に足し合
わせ、これを直交キヤリア数に応じた並列データ列に変
換し、逆フーリエ変換を行う。これにより送信装置４０
では、情報データＳ１の各ビツトを図２に示すように帯
域全体（ｆ1 〜ｆn ）に拡散すると共に、各直交キヤリ
ア（ｆ1 〜ｆn ）に対して複数のビツトを符号多重して
送信する。
情報データＳ１を符号チヤンネル数に応じて並列データ
列に変換した後、各並列データ列から直交位相信号（Ｉ
1 及びＱ1 〜Ｉn 及びＱn ）を生成する。そして直交位
相信号（Ｉ1 及びＱ1 〜Ｉn及びＱn ）に符号チヤンネ
ル毎に異なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を乗算し、当該拡
散符号を乗算した各並列データ列を直交位相別に足し合
わせ、これを直交キヤリア数に応じた並列データ列に変
換し、逆フーリエ変換を行う。これにより送信装置４０
では、情報データＳ１の各ビツトを図２に示すように帯
域全体（ｆ1 〜ｆn ）に拡散すると共に、各直交キヤリ
ア（ｆ1 〜ｆn ）に対して複数のビツトを符号多重して
送信する。
【００５６】一方、受信装置５０では、受信したベース
バンド信号Ｓ２０、Ｓ２１からフーリエ変換によつて各
直交キヤリアにおける直交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉ
n '及びＱn ' ）を抽出した後、抽出した直交位相成分
（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を時系列的にまと
めて直列信号列（Ｉ' 、Ｑ' ）に変換し、これを符号チ
ヤンネル数に応じて分岐して当該符号チヤンネル毎に異
なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を乗算する（すなわち逆拡
散を行う）。そして拡散符号を乗算した並列信号列をそ
れぞれ拡散符号長分積算し、当該積算したものを基に符
号チヤンネル毎に復調を行い、最終的に並列直列変換し
て情報データを得る。これにより受信装置５０では、帯
域全体（ｆ1 〜ｆn ）に拡散され、かつ各直交キヤリア
に対して符号多重された情報データを復調する。
バンド信号Ｓ２０、Ｓ２１からフーリエ変換によつて各
直交キヤリアにおける直交位相成分（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉ
n '及びＱn ' ）を抽出した後、抽出した直交位相成分
（Ｉ1'及びＱ1'〜Ｉn ' 及びＱn ' ）を時系列的にまと
めて直列信号列（Ｉ' 、Ｑ' ）に変換し、これを符号チ
ヤンネル数に応じて分岐して当該符号チヤンネル毎に異
なる拡散符号（ｃ1 〜ｃn ）を乗算する（すなわち逆拡
散を行う）。そして拡散符号を乗算した並列信号列をそ
れぞれ拡散符号長分積算し、当該積算したものを基に符
号チヤンネル毎に復調を行い、最終的に並列直列変換し
て情報データを得る。これにより受信装置５０では、帯
域全体（ｆ1 〜ｆn ）に拡散され、かつ各直交キヤリア
に対して符号多重された情報データを復調する。
【００５７】このようにしてこの実施例の場合にも、情
報データの各ビツトを全直交キヤリアに分散して送信す
ることにより、周波数選択性フエージングによつて一部
のキヤリアのエネルギーが失われたとしても、各ビツト
のエネルギーの減衰量は僅かであり、誤り率の著しい低
下を低減することができる。またこの実施例の場合に
も、複数のビツトを符号多重によつて同一キヤリアに多
重しているため、符号多重数（すなわち符号チヤンネル
数）を変更することにより、従来のようなフイルタの帯
域幅変更等を伴わずに容易にデータレートを変更するこ
とができる。
報データの各ビツトを全直交キヤリアに分散して送信す
ることにより、周波数選択性フエージングによつて一部
のキヤリアのエネルギーが失われたとしても、各ビツト
のエネルギーの減衰量は僅かであり、誤り率の著しい低
下を低減することができる。またこの実施例の場合に
も、複数のビツトを符号多重によつて同一キヤリアに多
重しているため、符号多重数（すなわち符号チヤンネル
数）を変更することにより、従来のようなフイルタの帯
域幅変更等を伴わずに容易にデータレートを変更するこ
とができる。
【００５８】以上の構成によれば、情報データの各ビツ
トを全直交キヤリアに分散し、各直交キヤリアに対して
複数のビツトを符号多重するようにしたことにより、周
波数選択性フエージングが生じた場合にも誤り率の著し
い低下を低減することができると共に、データレートを
変更する場合にも容易に対応することができる。かくす
るにつきＯＦＤＭ方式の利点を持ちながら周波数選択性
フエージングによる性能劣化を低減し得ると共に、デー
タレートの変更に容易に対応し得る通信システムを実現
することができる。
トを全直交キヤリアに分散し、各直交キヤリアに対して
複数のビツトを符号多重するようにしたことにより、周
波数選択性フエージングが生じた場合にも誤り率の著し
い低下を低減することができると共に、データレートを
変更する場合にも容易に対応することができる。かくす
るにつきＯＦＤＭ方式の利点を持ちながら周波数選択性
フエージングによる性能劣化を低減し得ると共に、デー
タレートの変更に容易に対応し得る通信システムを実現
することができる。
【００５９】（３）他の実施例 なお上述の第１実施例においては、送信装置２０におい
て直列並列変換器４の前段に変調器３を設け、変調器３
によつて生成した直交位相信号Ｉ、Ｑを符号チヤンネル
数に応じて並列データに変換した場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、直列並列変換器４の後段に
符号チヤンネル毎に変調器を設け、符号チヤンネルに分
けてから直交位相信号を生成するようにしても上述の場
合と同様の効果を得ることができる。
て直列並列変換器４の前段に変調器３を設け、変調器３
によつて生成した直交位相信号Ｉ、Ｑを符号チヤンネル
数に応じて並列データに変換した場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、直列並列変換器４の後段に
符号チヤンネル毎に変調器を設け、符号チヤンネルに分
けてから直交位相信号を生成するようにしても上述の場
合と同様の効果を得ることができる。
【００６０】また上述の第１実施例においては、受信装
置３０において並列直列変換器１４の後段に復調器１５
を設け、符号チヤンネル毎の直交位相成分を時系列的に
まとめた後、復調するようにした場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、並列直列変換器１４の前段
に符号チヤンネル毎に復調器を設け（すなわち積算器Ｚ
1 〜Ｚn の後段に１つずつ復調器を設け）、符号チヤン
ネル毎に復調してから時系列的にまとめるようにしても
上述の場合と同様の効果を得ることができる。
置３０において並列直列変換器１４の後段に復調器１５
を設け、符号チヤンネル毎の直交位相成分を時系列的に
まとめた後、復調するようにした場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、並列直列変換器１４の前段
に符号チヤンネル毎に復調器を設け（すなわち積算器Ｚ
1 〜Ｚn の後段に１つずつ復調器を設け）、符号チヤン
ネル毎に復調してから時系列的にまとめるようにしても
上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００６１】さらに上述の実施例においては、直交キヤ
リア数と符号チヤンネル数とが共にｎの場合（すなわち
直交キヤリア数と符号チヤンネル数が等しい場合）につ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、直交キヤリア数
と符号チヤンネル数とが異なる場合にも上述の場合と同
様の効果を得ることができる。
リア数と符号チヤンネル数とが共にｎの場合（すなわち
直交キヤリア数と符号チヤンネル数が等しい場合）につ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、直交キヤリア数
と符号チヤンネル数とが異なる場合にも上述の場合と同
様の効果を得ることができる。
【００６２】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、入力され
た情報ビツト列の各ビツトのエネルギーを直交キヤリア
の帯域全体に拡散し、各直交キヤリアに対しては複数の
ビツトのエネルギーを多重するようにしたことにより、
周波数選択性フエージングが生じた場合にも誤り率の著
しい低下を低減することができると共に、データレート
を変更する場合にも容易に対応することができる。かく
するにつき周波数選択性フエージングによる性能劣化を
低減し得ると共に、データレートの変更に容易に対応し
得る通信システムを実現し得る。
た情報ビツト列の各ビツトのエネルギーを直交キヤリア
の帯域全体に拡散し、各直交キヤリアに対しては複数の
ビツトのエネルギーを多重するようにしたことにより、
周波数選択性フエージングが生じた場合にも誤り率の著
しい低下を低減することができると共に、データレート
を変更する場合にも容易に対応することができる。かく
するにつき周波数選択性フエージングによる性能劣化を
低減し得ると共に、データレートの変更に容易に対応し
得る通信システムを実現し得る。
【図１】ＯＦＤＭ方式に用いられる直交キヤリアを示す
略線図である。
略線図である。
【図２】本発明のよる各ビツトのエネルギー分布状況を
示す略線図である。
示す略線図である。
【図３】第１実施例による送信装置の構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
【図４】第１実施例による受信装置の構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
【図５】拡散符号発生器の構成を示すブロツク図であ
る。
る。
【図６】第２実施例による送信装置の構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
【図７】第２実施例による受信装置の構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
【図８】従来の送信装置の構成を示すブロツク図であ
る。
る。
【図９】従来の受信装置の構成を示すブロツク図であ
る。
る。
【図１０】従来の各ビツトのエネルギー分布状況を示す
略線図である。
略線図である。
１、２０、４０……送信装置、２、４、２４、２６、Ｓ
Ｐ1 〜ＳＰn ……直列並列変換器、３、ＭＯＤ1 〜ＭＯ
Ｄn ……変調器、５、２５……逆フーリエ変換器、６、
１２、２７、３１……周波数変換器、７、１１……高周
波増幅器、８、１０……アンテナ、９、３０、５０……
受信装置、１３、３２……フーリエ変換器、１４、１
６、３３、ＰＳ1 〜ＰＳn ……並列直列変換器、１５、
ＤＥＭ1 〜ＤＥＭn ……復調器、２１、３４……拡散符
号発生器、２２、２３……加算器、Ｄ……第１の拡散符
号発生器、Ｅ1 〜Ｅn ……第２の拡散符号発生器、Ｍ1
〜Ｍn 、ＸI1〜ＸIn、ＸQ1〜ＸQn、ＹI1〜ＹIn、ＹQ1〜
ＹQn……乗算器、Ｚ1 〜Ｚn……積算器。
Ｐ1 〜ＳＰn ……直列並列変換器、３、ＭＯＤ1 〜ＭＯ
Ｄn ……変調器、５、２５……逆フーリエ変換器、６、
１２、２７、３１……周波数変換器、７、１１……高周
波増幅器、８、１０……アンテナ、９、３０、５０……
受信装置、１３、３２……フーリエ変換器、１４、１
６、３３、ＰＳ1 〜ＰＳn ……並列直列変換器、１５、
ＤＥＭ1 〜ＤＥＭn ……復調器、２１、３４……拡散符
号発生器、２２、２３……加算器、Ｄ……第１の拡散符
号発生器、Ｅ1 〜Ｅn ……第２の拡散符号発生器、Ｍ1
〜Ｍn 、ＸI1〜ＸIn、ＸQ1〜ＸQn、ＹI1〜ＹIn、ＹQ1〜
ＹQn……乗算器、Ｚ1 〜Ｚn……積算器。
Claims (13)
- 【請求項１】互いに直交する複数の直交キヤリアを用い
て送信装置と受信装置との間で通信する通信システムに
おいて、 上記送信装置は、 入力された情報ビツト列の各ビツトのエネルギーを上記
直交キヤリアの帯域全体に拡散し、かつ上記各直交キヤ
リアに対しては複数のビツトのエネルギーを多重してな
る直交周波数多重信号を送信し、 上記受信装置は、 受信した上記直交周波数多重信号から上記各直交キヤリ
アにおける直交位相成分を抽出し、抽出した直交位相成
分を時系列的にまとめて各ビツトについて逆拡散を施
し、上記情報ビツト列を復調するようにしたことを特徴
とする通信システム。 - 【請求項２】互いに直交する複数の直交キヤリアを用い
て送信装置と受信装置との間で通信する通信システムに
おいて、 上記送信装置は、 入力された情報ビツト列を変調多値数に応じて並列デー
タ列に変換する第１の直列並列変換器と、 上記第１の直列並列変換器から出力される並列データ列
を基に直交位相信号を生成する変調器と、 上記変調器から出力される上記直交位相信号を符号チヤ
ンネル数に応じて並列データ列に変換する第２の直列並
列変換器と、 各符号チヤンネルに対応する拡散符号を発生する拡散符
号発生器と、 上記第２の直列並列変換器から出力される並列データ列
に上記拡散符号発生器によつて発生した拡散符号をそれ
ぞれ乗算する複数の乗算器と、 上記複数の乗算器の乗算結果を直交位相別にそれぞれ足
し合わせる第１及び第２の加算器と、 上記第１及び第２の加算器から出力される直交位相成分
をそれぞれ上記各直交キヤリアに振り分ける第３及び第
４の直列並列変換器と、 上記第３及び第４の直列並列変換器によつて振り分けた
直交位相成分を基に直交周波数多重信号を生成する逆フ
ーリエ変換器とを具え、上記直交周波数多重信号を所定
の送信手段を介して送信し、 上記受信装置は、 上記送信装置が送信する信号を受信して得られるベース
バンド信号に含まれる上記直交周波数多重信号を基に、
上記各直交キヤリアにおける直交位相成分をそれぞれ抽
出するフーリエ変換器と、 上記フーリエ変換器から出力される複数の直交位相成分
を直列信号列に変換する第１の並列直列変換器と、 各符号チヤンネルに対応する拡散符号を発生する拡散符
号発生器と、 上記第１の並列直列変換器から出力される直列信号列に
対して、上記拡散符号発生器によつて発生した拡散符号
をそれぞれ乗算する複数の乗算器と、 上記乗算器の乗算結果をそれぞれ所定時間分足し合わせ
る複数の積算器と、 上記複数の積算器から出力される積算結果を直列信号列
に変換する第２の並列直列変換器と、 上記第２の並列直列変換器から出力される直交位相信号
から情報シンボルを復調する復調器と、 上記復調器から出力される情報シンボルを直列データ列
に変換して情報ビツト列を生成する第３の並列直列変換
器とを具え、上記送信装置が送信した情報ビツト列を復
調することを特徴とする通信システム。 - 【請求項３】上記送信装置は、 上記第２の直列並列変換器の前段に上記変調器を設ける
のではなく、上記第２の直列並列変換器の後段に上記変
調器を符号チヤンネル毎に設けるようにしたことを特徴
とする請求項２に記載の通信システム。 - 【請求項４】上記受信装置は、 上記第２の並列直列変換器の後段に上記復調器を設ける
のではなく、上記第２の並列直列変換器の前段に上記復
調器を符号チヤンネル毎に設けるようにしたことを特徴
とする請求項２に記載の通信システム。 - 【請求項５】上記拡散符号発生器は、 システム毎に異なる第１の拡散符号を発生する第１の拡
散符号発生器と、 各符号チヤンネル毎に異なる第２の拡散符号を発生する
第２の拡散符号発生器とを具え、上記第１の拡散符号と
上記各符号チヤンネル毎に異なる第２の拡散符号とを乗
算することにより各符号チヤンネルに対応する拡散符号
を発生するようにしたことを特徴とする請求項２に記載
の通信システム。 - 【請求項６】上記第１の拡散符号発生器は、 上記第１の拡散符号として最長線形符号系列に代表され
る疑似雑音符号を発生することを特徴とする請求項５に
記載の通信システム。 - 【請求項７】上記第２の拡散符号発生器は、 上記第２の拡散符号として最長線形符号系列に代表され
る疑似雑音符号を発生することを特徴とする請求項５に
記載の通信システム。 - 【請求項８】上記第２の拡散符号発生器は、 上記第２の拡散符号として直交符号を発生することを特
徴とする請求項５に記載の通信システム。 - 【請求項９】互いに直交する複数の直交キヤリアを用い
て送信装置と受信装置との間で通信する通信システムに
おいて、 上記送信装置は、 入力された情報ビツト列を符号チヤンネル数に応じて並
列データ列に変換する第１の直列並列変換器と、 上記第１の直列並列変換器から出力される並列データ列
をそれぞれ変調多値数に応じて並列データ列に変換する
複数の第２の直列並列変換器と、 上記第２の直列並列変換器に対してそれぞれ設けられ、
上記並列データ列を基に直交位相信号を生成する複数の
変調器と、 各符号チヤンネルに対応する拡散符号を発生する拡散符
号発生器と、 上記複数の変調器から出力される直交位相信号に上記拡
散符号発生器によつて発生した拡散符号をそれぞれ乗算
する複数の乗算器と、 上記複数の乗算器の乗算結果を直交位相別にそれぞれ足
し合わせる第１及び第２の加算器と、 上記第１及び第２の加算器から出力される直交位相成分
をそれぞれ上記各直交キヤリアに振り分ける第３及び第
４の直列並列変換器と、 上記第３及び第４の直列並列変換器によつて振り分けた
直交位相成分を基に直交周波数多重信号を生成する逆フ
ーリエ変換器とを具え、上記直交周波数多重信号を所定
の送信手段を介して送信し、 上記受信装置は、 上記送信装置が送信する信号を受信して得られるベース
バンド信号に含まれる上記直交周波数多重信号を基に、
上記各直交キヤリアにおける直交位相成分をそれぞれ抽
出するフーリエ変換器と、 上記フーリエ変換器から出力される複数の直交位相成分
を直列信号列に変換する第１の並列直列変換器と、 各符号チヤンネルに対応する拡散符号を発生する拡散符
号発生器と、 上記第１の並列直列変換器から出力される直列信号列に
対して、上記拡散符号発生器によつて発生した拡散符号
をそれぞれ乗算する複数の乗算器と、 上記乗算器の乗算結果をそれぞれ所定時間分足し合わせ
る複数の積算器と、 上記積算器から出力される積算結果を基にそれぞれ符号
チヤンネル毎の情報シンボルを復調する複数の復調器
と、 上記復調器から出力される情報シンボルを直列データ列
に変換して符号チヤンネル毎の情報ビツトを生成する複
数の第２の並列直列変換器と、 上記複数の第２の並列直列変換器から出力される情報ビ
ツトを直列データ列に変換して情報ビツト列を生成する
第３の並列直列変換器とを具え、上記送信装置が送信し
た情報ビツト列を復調することを特徴とする通信システ
ム。 - 【請求項１０】上記拡散符号発生器は、 システム毎に異なる第１の拡散符号を発生する第１の拡
散符号発生器と、 各符号チヤンネル毎に異なる第２の拡散符号を発生する
第２の拡散符号発生器とを具え、上記第１の拡散符号と
上記各符号チヤンネル毎に異なる第２の拡散符号とを乗
算することにより各符号チヤンネルに対応する拡散符号
を発生するようにしたことを特徴とする請求項９に記載
の通信システム。 - 【請求項１１】上記第１の拡散符号発生器は、 上記第１の拡散符号として最長線形符号系列に代表され
る疑似雑音符号を発生することを特徴とする請求項１０
に記載の通信システム。 - 【請求項１２】上記第２の拡散符号発生器は、 上記第２の拡散符号として最長線形符号系列に代表され
る疑似雑音符号を発生することを特徴とする請求項１０
に記載の通信システム。 - 【請求項１３】上記第２の拡散符号発生器は、 上記第２の拡散符号として直交符号を発生することを特
徴とする請求項１０に記載の通信システム。
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