JP3454407B2 - 送受信方法とその装置 - Google Patents
送受信方法とその装置Info
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- JP3454407B2 JP3454407B2 JP27576597A JP27576597A JP3454407B2 JP 3454407 B2 JP3454407 B2 JP 3454407B2 JP 27576597 A JP27576597 A JP 27576597A JP 27576597 A JP27576597 A JP 27576597A JP 3454407 B2 JP3454407 B2 JP 3454407B2
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- signal
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- orthonormal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2614—Peak power aspects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、通信回線の高品
質化と複数の変調信号の多重により生じる合成信号のピ
ーク電力の低減化とを同時に実現する送受信方法及びそ
れを使った送受信装置に関する。
質化と複数の変調信号の多重により生じる合成信号のピ
ーク電力の低減化とを同時に実現する送受信方法及びそ
れを使った送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】将来の情報通信では、マルチメディアに
代表される画像、音声、又はデータベースなどをリアル
タイムで提供するサービスが考えられる。このようなサ
ービスを実現するために、情報伝送手段において回線の
高品質化及び情報伝送速度の高速化を実現することが必
須である。
代表される画像、音声、又はデータベースなどをリアル
タイムで提供するサービスが考えられる。このようなサ
ービスを実現するために、情報伝送手段において回線の
高品質化及び情報伝送速度の高速化を実現することが必
須である。
【０００３】回線の高品質化を実現する方法として、伝
送路上での信号エネルギーを増加する方法、伝送路符号
化を適用する方法、ダイバーシチ受信を適用する方法な
どがある。情報伝送速度の高速化を実現する方法とし
て、符号伝送速度の高速化を適用する方法、高能率変調
を適用する方法などがある。
送路上での信号エネルギーを増加する方法、伝送路符号
化を適用する方法、ダイバーシチ受信を適用する方法な
どがある。情報伝送速度の高速化を実現する方法とし
て、符号伝送速度の高速化を適用する方法、高能率変調
を適用する方法などがある。
【０００４】回線の高品質化と情報伝送速度の高速化を
同時に満たす情報伝送手段として、いくつかの方法があ
り、回路技術の観点から誤り訂正を用いた並列伝送手段
が有効である。誤り訂正を用いることで所要Eb/N0 （情
報1bit当たりの電力対1Hz 当たりの雑音電力の比）を少
なくすることで、装置類の経済化及び回線容量の増加を
実現できる可能性がある。並列伝送を行うことで、単一
キャリア当たりの符号伝送速度を低くすることは、現状
の回路技術で実現できる可能性がある。
同時に満たす情報伝送手段として、いくつかの方法があ
り、回路技術の観点から誤り訂正を用いた並列伝送手段
が有効である。誤り訂正を用いることで所要Eb/N0 （情
報1bit当たりの電力対1Hz 当たりの雑音電力の比）を少
なくすることで、装置類の経済化及び回線容量の増加を
実現できる可能性がある。並列伝送を行うことで、単一
キャリア当たりの符号伝送速度を低くすることは、現状
の回路技術で実現できる可能性がある。
【０００５】誤り訂正の一例として、自動再送技術(Aut
omatic Repeat reQuest:ARQ)、誤り訂正(Forward Error
Correction:FEC)、などがある。並列伝送の一例とし
て、マルチキャリア伝送、符号分割多重多元接続（Code
Division Multiple Acess:CDMA）、直交周波数分割多
重(Orthogonal Frequency Division Multiplex:OFDM)な
どがある。
omatic Repeat reQuest:ARQ)、誤り訂正(Forward Error
Correction:FEC)、などがある。並列伝送の一例とし
て、マルチキャリア伝送、符号分割多重多元接続（Code
Division Multiple Acess:CDMA）、直交周波数分割多
重(Orthogonal Frequency Division Multiplex:OFDM)な
どがある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】誤り訂正を用いた並列
伝送手段には、以下の問題点がある。第１に、誤り訂正
を用いることで伝送路上の信号帯域幅の拡大又は回線の
スループットの低下を招き、通信回線の有効利用の妨げ
になること、第２に、複数の変調信号の多重によりピー
ク電力が増加することである。このため、第１の問題点
と第２の問題点を解決するために、それぞれ個別に研究
がなされている。
伝送手段には、以下の問題点がある。第１に、誤り訂正
を用いることで伝送路上の信号帯域幅の拡大又は回線の
スループットの低下を招き、通信回線の有効利用の妨げ
になること、第２に、複数の変調信号の多重によりピー
ク電力が増加することである。このため、第１の問題点
と第２の問題点を解決するために、それぞれ個別に研究
がなされている。
【０００７】第１の問題点は、誤り訂正技術として盛ん
に研究されている。第２の問題点はピーク電力の低減方
法として研究されている。これまで、ピーク電力を低減
する方法とし、キャリアの初期位相を調整するもの（楢
橋祥一、野島俊雄；マルチトーン信号のピーク対平均電
力比(PAPR)を低減する初期位相設定方法；信学論B-II,N
o.11,pp.663-671,Nov.1995） 、可能性のある信号の組
み合わせを事前に探索して対策をとるもの（特表平6-50
4175,QAM通信システムにおけるピーク対平均電力比の軽
減方法）、ピーク電力を検出してピークを低減するよう
に信号を多重するもの（富里繁、鈴木博；包絡線平滑化
パラレル変復調方式；信学技法RCS95-77,Sept.1995)、
誤り訂正シンボルに相当する信号をピーク電力を抑圧す
るためのチャネルとして新たに伝送する方法（Wilkinso
n T.A., Jones A.E.,;Minimization of the peak to me
an envelope power ratio of multicarrier transmissi
onschemes by block coding; Proc. IEEE VTS pp.825-8
29,1995）、などが提案されている。これらの技術で
は、並列伝送するキャリア数が増大すること、任意の入
力信号に適用できないこと、などの問題があった。
に研究されている。第２の問題点はピーク電力の低減方
法として研究されている。これまで、ピーク電力を低減
する方法とし、キャリアの初期位相を調整するもの（楢
橋祥一、野島俊雄；マルチトーン信号のピーク対平均電
力比(PAPR)を低減する初期位相設定方法；信学論B-II,N
o.11,pp.663-671,Nov.1995） 、可能性のある信号の組
み合わせを事前に探索して対策をとるもの（特表平6-50
4175,QAM通信システムにおけるピーク対平均電力比の軽
減方法）、ピーク電力を検出してピークを低減するよう
に信号を多重するもの（富里繁、鈴木博；包絡線平滑化
パラレル変復調方式；信学技法RCS95-77,Sept.1995)、
誤り訂正シンボルに相当する信号をピーク電力を抑圧す
るためのチャネルとして新たに伝送する方法（Wilkinso
n T.A., Jones A.E.,;Minimization of the peak to me
an envelope power ratio of multicarrier transmissi
onschemes by block coding; Proc. IEEE VTS pp.825-8
29,1995）、などが提案されている。これらの技術で
は、並列伝送するキャリア数が増大すること、任意の入
力信号に適用できないこと、などの問題があった。
【０００８】この発明の第１の目的は、入力信号の統計
的性質に依存することなく、又は並列伝送でのチャネル
を増加することなくピーク電力を低減できる送受信方法
及びそれを使った送受信装置を提供することである。こ
の発明の第２の目的は、並列伝送における通信回線の高
品質化を実現する送受信方法及びそれを使った送受信装
置を提供することである。
的性質に依存することなく、又は並列伝送でのチャネル
を増加することなくピーク電力を低減できる送受信方法
及びそれを使った送受信装置を提供することである。こ
の発明の第２の目的は、並列伝送における通信回線の高
品質化を実現する送受信方法及びそれを使った送受信装
置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明の第１の観点に
よれば、送信装置は、Ｎチャネルの並列ディジタル信号
をそれぞれ変調する変調手段と、Ｎは２又はそれより大
の任意の整数であり、上記変調手段の出力であるＮチャ
ネルの変調信号に対し、変換出力間の相互相関が低減す
るように正規直交変換を行って、変換されたＮチャネル
の信号を出力する正規直交変換手段と、を含む。
よれば、送信装置は、Ｎチャネルの並列ディジタル信号
をそれぞれ変調する変調手段と、Ｎは２又はそれより大
の任意の整数であり、上記変調手段の出力であるＮチャ
ネルの変調信号に対し、変換出力間の相互相関が低減す
るように正規直交変換を行って、変換されたＮチャネル
の信号を出力する正規直交変換手段と、を含む。
【００１０】この発明の第２の観点によれば、受信装置
は、Ｎ伝送チャネルからＮチャネルの信号を受信し、そ
れら受信したＮチャネルの信号に対して上記正規直交変
換と逆の変換を行って、対応するＮチャネルの変調信号
を出力する逆正規直交変換手段と、上記逆正規直交変換
手段の出力のＮチャネルの変調信号を復調してＮチャネ
ルのディジタル信号を出力する復調手段と、を含む。
は、Ｎ伝送チャネルからＮチャネルの信号を受信し、そ
れら受信したＮチャネルの信号に対して上記正規直交変
換と逆の変換を行って、対応するＮチャネルの変調信号
を出力する逆正規直交変換手段と、上記逆正規直交変換
手段の出力のＮチャネルの変調信号を復調してＮチャネ
ルのディジタル信号を出力する復調手段と、を含む。
【００１１】この発明の第３の観点によれば、送受信方
法は以下のステップを含む： (a) 送信側において、Ｎチャネルの変調信号に対して、
変換出力された信号間の相互相関が低減するように正規
直交変換を行い、Ｎチャネルの変換信号を生成し、Ｎ伝
送チャネルの送出し、(b) 受信側でＮチャネルの受信信
号を得、それら受信信号に対して、前記正規直交変換と
は逆の変換を行いＮチャネルの変調信号を得て、(c) 上
記Ｎチャネルの変調信号を復調してＮチャネルのディジ
タル信号を得る。
法は以下のステップを含む： (a) 送信側において、Ｎチャネルの変調信号に対して、
変換出力された信号間の相互相関が低減するように正規
直交変換を行い、Ｎチャネルの変換信号を生成し、Ｎ伝
送チャネルの送出し、(b) 受信側でＮチャネルの受信信
号を得、それら受信信号に対して、前記正規直交変換と
は逆の変換を行いＮチャネルの変調信号を得て、(c) 上
記Ｎチャネルの変調信号を復調してＮチャネルのディジ
タル信号を得る。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１に、第１の観点によるこの発
明の原理を説明するために、この発明を適用してない従
来の送信装置の基本構成を示す。この例では各チャネル
の入力信号はビット列であり、変調器１１i によりＱＰ
ＳＫ変調されて複素ベースバンド信号v(Ia,Qa)とされる
場合を示している。Ｎチャネルの入力信号は変調部１１
を構成するＮ個の変調器１１0〜１１N-1でそれぞれ変調
され、ｉ番目のチャネルの変調信号Ui(Ia,Qa) とされ、
これらＮチャネル変調信号は、複素加算部１２で合成さ
れ、複素合成信号Ut(Ia,Qa) が得られる。Ｎチャネルの
入力信号はそれぞれ互いに独立した信号であってもよい
し、１つのシリアル信号をパラレルに変換して得た信号
であってもよい。
明の原理を説明するために、この発明を適用してない従
来の送信装置の基本構成を示す。この例では各チャネル
の入力信号はビット列であり、変調器１１i によりＱＰ
ＳＫ変調されて複素ベースバンド信号v(Ia,Qa)とされる
場合を示している。Ｎチャネルの入力信号は変調部１１
を構成するＮ個の変調器１１0〜１１N-1でそれぞれ変調
され、ｉ番目のチャネルの変調信号Ui(Ia,Qa) とされ、
これらＮチャネル変調信号は、複素加算部１２で合成さ
れ、複素合成信号Ut(Ia,Qa) が得られる。Ｎチャネルの
入力信号はそれぞれ互いに独立した信号であってもよい
し、１つのシリアル信号をパラレルに変換して得た信号
であってもよい。
【００１３】図２は、図１においてチャネル数Ｎ＝４の
場合の各変調器１１0〜１１N-1の出力の変調信号、ここ
では複素ベースバンド信号(Ia,Qa) と複素加算部１２の
出力の複素合成信号Ut(It,Qt) を複素平面で示してい
る。各変調信号の位相はπ/4,3π/4, 5π/4, 7π/4 の
いずれかを取り、全て同じ振幅を有しているが、これら
の合成である複素合成信号Ut(It,Qt) の振幅値は、各変
調器出力の複素ベースバンド信号の組み合わせにより異
なり、理論的振幅の最大値は４，最小値はゼロとなる。
Ｎ＝４の場合における全ての変調器出力の複素ベースバ
ンド信号の組み合わせにより求めた複素合成信号の振幅
値を図３に示す。この図３から、複素合成信号の最大振
幅値が４であり、最小振幅値がゼロであることが追認で
きる。
場合の各変調器１１0〜１１N-1の出力の変調信号、ここ
では複素ベースバンド信号(Ia,Qa) と複素加算部１２の
出力の複素合成信号Ut(It,Qt) を複素平面で示してい
る。各変調信号の位相はπ/4,3π/4, 5π/4, 7π/4 の
いずれかを取り、全て同じ振幅を有しているが、これら
の合成である複素合成信号Ut(It,Qt) の振幅値は、各変
調器出力の複素ベースバンド信号の組み合わせにより異
なり、理論的振幅の最大値は４，最小値はゼロとなる。
Ｎ＝４の場合における全ての変調器出力の複素ベースバ
ンド信号の組み合わせにより求めた複素合成信号の振幅
値を図３に示す。この図３から、複素合成信号の最大振
幅値が４であり、最小振幅値がゼロであることが追認で
きる。
【００１４】図４は第１の観点によるこの発明の基本原
理を説明するための、図１に対応した複素信号合成装置
を示す。図１と同様に、Ｎチャネルの入力信号を変調す
るＮ個の変調器１１0〜１１N-1から成る変調部１１と、
Ｎチャネルの変調信号、この例では複素ベースバンド信
号、を複素合成する複素加算部１２が設けられている。
図１の従来技術との相違点は、変調器１１0〜１１N-1と
複素加算部１２との間に複素正規直交変換部１３が設け
られていることである。複素正規直交変換部１３は、Ｎ
チャネルの変調信号u0(t)〜uN-1(t)を入力してＮチャネ
ルの変換出力v0(t)〜vN-1(t)間の相互相関が小さくなる
ように出力する。それによって複素加算部１２の複素合
成信号のピーク電力が小さくなるようにしている。
理を説明するための、図１に対応した複素信号合成装置
を示す。図１と同様に、Ｎチャネルの入力信号を変調す
るＮ個の変調器１１0〜１１N-1から成る変調部１１と、
Ｎチャネルの変調信号、この例では複素ベースバンド信
号、を複素合成する複素加算部１２が設けられている。
図１の従来技術との相違点は、変調器１１0〜１１N-1と
複素加算部１２との間に複素正規直交変換部１３が設け
られていることである。複素正規直交変換部１３は、Ｎ
チャネルの変調信号u0(t)〜uN-1(t)を入力してＮチャネ
ルの変換出力v0(t)〜vN-1(t)間の相互相関が小さくなる
ように出力する。それによって複素加算部１２の複素合
成信号のピーク電力が小さくなるようにしている。
【００１５】図５Ａは、図４のＮ＝４における複素正規
直交変換部１３の出力の変換信号vi(Ib,Qb) を複素平面
に示している。変調信号は複素正規直交変換を受けた結
果、振幅は必ずしも一定とならず、また、位相も(2n+1)
π/4となるとは限らない。従って、図２の複素ベースバ
ンド信号と比べて、変換信号の振幅値が異なる。変換信
号の複素合成信号を図５Ｂに示す。図５Ｂは、図１，２
の従来の複素合成信号Ut(It,Qt) と本発明の原理に基づ
く複素合成信号軌跡Vt(It,Qt) を示している。この発明
による複素合成信号のピーク電力は従来の技術による複
素合成信号のピーク電力より小さくなる。
直交変換部１３の出力の変換信号vi(Ib,Qb) を複素平面
に示している。変調信号は複素正規直交変換を受けた結
果、振幅は必ずしも一定とならず、また、位相も(2n+1)
π/4となるとは限らない。従って、図２の複素ベースバ
ンド信号と比べて、変換信号の振幅値が異なる。変換信
号の複素合成信号を図５Ｂに示す。図５Ｂは、図１，２
の従来の複素合成信号Ut(It,Qt) と本発明の原理に基づ
く複素合成信号軌跡Vt(It,Qt) を示している。この発明
による複素合成信号のピーク電力は従来の技術による複
素合成信号のピーク電力より小さくなる。
【００１６】複素正規直交変換部１３に用いる正規直交
基底として、ウォルッシュ・アダマール変換（Walsh-Ha
damard Transform; WHT)基底とカーネン・リーベン変換
（Karhunen-Loeve Transform; KLT)基底の近似である離
散コサイン変換（Discrete Cosin Transfom; DCT) 基底
を使用し、図４のＮ＝４の場合における全ての変調器出
力の複素ベースバンド信号の組み合わせにより、複素合
成信号の振幅値を求めた結果をそれぞれそれを図６と図
７に示す。図６はＤＣＴ基底の例であり、図７はＷＨＴ
基底の例である。ＷＨＴ基底の例では、複素合成信号の
振幅値は2.０である。ＤＣＴ基底の例では、図６に示す
ように複素合成信号の振幅値は最小値1.０から最大値3.
０まで変動している。ＤＣＴ基底の例から実際に使用す
る正規直交基底により、複素合成信号の振幅値に変動を
生じる場合がある。これはＤＣＴ基底がＫＬＴ基底を近
似しているため、振幅値に変動を生じる。
基底として、ウォルッシュ・アダマール変換（Walsh-Ha
damard Transform; WHT)基底とカーネン・リーベン変換
（Karhunen-Loeve Transform; KLT)基底の近似である離
散コサイン変換（Discrete Cosin Transfom; DCT) 基底
を使用し、図４のＮ＝４の場合における全ての変調器出
力の複素ベースバンド信号の組み合わせにより、複素合
成信号の振幅値を求めた結果をそれぞれそれを図６と図
７に示す。図６はＤＣＴ基底の例であり、図７はＷＨＴ
基底の例である。ＷＨＴ基底の例では、複素合成信号の
振幅値は2.０である。ＤＣＴ基底の例では、図６に示す
ように複素合成信号の振幅値は最小値1.０から最大値3.
０まで変動している。ＤＣＴ基底の例から実際に使用す
る正規直交基底により、複素合成信号の振幅値に変動を
生じる場合がある。これはＤＣＴ基底がＫＬＴ基底を近
似しているため、振幅値に変動を生じる。
【００１７】本発明の信号処理では図７の場合のよう
に、複数の変調波を多重することで生じるピーク電力は
各変調波の平均電力の和と同じになる。即ち、信号のピ
ークは生じない。次に、第２の観点によるこの発明の分
散伝送により得られる誤り訂正効果の原理を説明する。
図８は、本発明による分散伝送の原理を示している。こ
こでは、説明の都合上マルチキャリア伝送を前提として
いる。従来は、各伝送チャネルごとに独立した情報を伝
送していたのに対して、変調器１１の出力のＮチャネル
の変調信号u0(t)〜uN-1(t)を本発明による正規直交変換
部により正規直交変換後の各伝送チャネルの信号vi(t)
には、図８に模式的に示すように変換前のＮチャネルの
変調信号u0(t)〜uN-1(t)が重畳される。従って、従来の
マルチキャリア伝送と比較をすると、Ｎチャネルの伝送
路のいずれか１つ又は複数でフェージングにより信号が
部分的に欠落しても、残りの伝送チャネルの信号を使っ
て逆正規直交変換部２２により送信信号をある程度復元
することが可能である。この効果は、一般的な誤り訂正
符号を用いて伝送特性を改善することと同じである。従
って、この発明の分散伝送により、一種の誤り訂正効果
がある。
に、複数の変調波を多重することで生じるピーク電力は
各変調波の平均電力の和と同じになる。即ち、信号のピ
ークは生じない。次に、第２の観点によるこの発明の分
散伝送により得られる誤り訂正効果の原理を説明する。
図８は、本発明による分散伝送の原理を示している。こ
こでは、説明の都合上マルチキャリア伝送を前提として
いる。従来は、各伝送チャネルごとに独立した情報を伝
送していたのに対して、変調器１１の出力のＮチャネル
の変調信号u0(t)〜uN-1(t)を本発明による正規直交変換
部により正規直交変換後の各伝送チャネルの信号vi(t)
には、図８に模式的に示すように変換前のＮチャネルの
変調信号u0(t)〜uN-1(t)が重畳される。従って、従来の
マルチキャリア伝送と比較をすると、Ｎチャネルの伝送
路のいずれか１つ又は複数でフェージングにより信号が
部分的に欠落しても、残りの伝送チャネルの信号を使っ
て逆正規直交変換部２２により送信信号をある程度復元
することが可能である。この効果は、一般的な誤り訂正
符号を用いて伝送特性を改善することと同じである。従
って、この発明の分散伝送により、一種の誤り訂正効果
がある。
【００１８】前記の正規直交変換部の分散伝送の結果と
して得られる周波数ダイバーシチ効果について説明す
る。複数チャネルの変調器のキャリアの周波数を互いに
大きく離すことにより、周波数選択性フェージングによ
り欠落するチャネル数は少なくできるので、前述のよう
に残りのチャネルで復元することができる。従って、伝
送路の周波数選択性フェージングによる伝送品質の劣化
を防ぐことができる。
して得られる周波数ダイバーシチ効果について説明す
る。複数チャネルの変調器のキャリアの周波数を互いに
大きく離すことにより、周波数選択性フェージングによ
り欠落するチャネル数は少なくできるので、前述のよう
に残りのチャネルで復元することができる。従って、伝
送路の周波数選択性フェージングによる伝送品質の劣化
を防ぐことができる。
【００１９】次に、上記の定性的な説明を数式を用いて
定量的に説明する。図９Ａは送信装置100 へ適用された
この発明の実施例を示している。変調器１１は一つもし
くは複数存在する。正規直交変換部１３は、変調信号の
多重数と同じ入力信号数Ｎと出力信号数Ｎを持つ。正規
直交変換部１３の動作を数学的に表現すると正規直交変
換行列で記述される。本発明では、正規直交変換前と正
規直交変換後の送信信号の平均電力を一定に保持するた
め、正規直交基底による正規直交変換部を用いる。時刻
ｔにおける正規直交変換部への入力信号ベクトルをｕ
(t) ，ｉ番目の伝送チャネルにおける複素ベースバンド
信号をui(t) (i=0,1,…,N-1)，正規直交変換部で実現さ
れるＮ×Ｎ正規直交変換行列をＡ，その複素数の要素
(i,j) をaij，正規直交基底ベクトルをａi, 直交変換
部出力ベクトルをｖ(t) ，ｉ番目の伝送チャネルにお
ける複素出力信号をvi(t) , Ｔを転置を表すものとする
と、 ｕ(t)＝ [u0(t)u1(t)…uN-1(t)]T (1)
定量的に説明する。図９Ａは送信装置100 へ適用された
この発明の実施例を示している。変調器１１は一つもし
くは複数存在する。正規直交変換部１３は、変調信号の
多重数と同じ入力信号数Ｎと出力信号数Ｎを持つ。正規
直交変換部１３の動作を数学的に表現すると正規直交変
換行列で記述される。本発明では、正規直交変換前と正
規直交変換後の送信信号の平均電力を一定に保持するた
め、正規直交基底による正規直交変換部を用いる。時刻
ｔにおける正規直交変換部への入力信号ベクトルをｕ
(t) ，ｉ番目の伝送チャネルにおける複素ベースバンド
信号をui(t) (i=0,1,…,N-1)，正規直交変換部で実現さ
れるＮ×Ｎ正規直交変換行列をＡ，その複素数の要素
(i,j) をaij，正規直交基底ベクトルをａi, 直交変換
部出力ベクトルをｖ(t) ，ｉ番目の伝送チャネルにお
ける複素出力信号をvi(t) , Ｔを転置を表すものとする
と、 ｕ(t)＝ [u0(t)u1(t)…uN-1(t)]T (1)
【００２０】
【数３】
【００２１】
ａi ＝（ai0 ai1 … aiN-1） (3)
ｖ(t)＝[ｖ0(t)ｖ1(t)…ｖN-1(t)]T (4)
ｖ(t) ＝Ａｕ(t) (5)
式(2) の正規直交変換行列Ａは以下の性質を持つ。
Σn=0 N-1 aina* jn＝δij (6)
ＡＡH ＝ＡHＡ＝Ｅ (7)
|ｖ(t)|2 ＝Σn=0 N-1ρ2 n(t) (8)
|ｕ(t)|2 ＝|ｖ(t)|2 (9)
ここで、δijはｉ＝ｊのとき１，ｉ≠ｊのとき０をと
る。Ｈは複素共役転置、＊は複素共役、Ｅは単位行列、
ρ2 n(t) はｎ番目の出力信号vn(t) の時刻ｔにおける絶
対値の２乗である。入力信号ベクトルｕ(t) は、正規
直交変換行列Ａにより出力信号ベクトルｖ(t) に変
換される。式(9) から変換前と変換後の信号の電力は保
存される。ここで、多重部１４への入力信号間の相互相
関係数を低減するように、入力信号un(t) を正規直交変
換行列で変換する。
る。Ｈは複素共役転置、＊は複素共役、Ｅは単位行列、
ρ2 n(t) はｎ番目の出力信号vn(t) の時刻ｔにおける絶
対値の２乗である。入力信号ベクトルｕ(t) は、正規
直交変換行列Ａにより出力信号ベクトルｖ(t) に変
換される。式(9) から変換前と変換後の信号の電力は保
存される。ここで、多重部１４への入力信号間の相互相
関係数を低減するように、入力信号un(t) を正規直交変
換行列で変換する。
【００２２】本発明による複素正規直交変換部１３によ
る出力信号ベクトルの要素の直交性を示す。出力信号ベ
クトルｖ(t) の相関行列をＲvv(t) とすると、 Ｒvv(t) ＝ｖ(t)ｖH(t) ＝Ａｕ(t)ｕH(t)ＡH ＝ＡＲuu(t)ＡH (10) ここで、Ｒuu(t) は入力信号ベクトルｕ(t) の相関
行列である。一般に非負定値の実対称行列であるＲuu
(t) は、適当な直交変換により正の要素をもつ対角行列
Ｒvv(t) に変換することができる。即ち、式(11)とな
る。
る出力信号ベクトルの要素の直交性を示す。出力信号ベ
クトルｖ(t) の相関行列をＲvv(t) とすると、 Ｒvv(t) ＝ｖ(t)ｖH(t) ＝Ａｕ(t)ｕH(t)ＡH ＝ＡＲuu(t)ＡH (10) ここで、Ｒuu(t) は入力信号ベクトルｕ(t) の相関
行列である。一般に非負定値の実対称行列であるＲuu
(t) は、適当な直交変換により正の要素をもつ対角行列
Ｒvv(t) に変換することができる。即ち、式(11)とな
る。
【００２３】
【数４】
【００２４】ある時点における多重される変調信号間の
相互相関を低減すれば、多重後のピーク電力を低減でき
る。これについては後述する。次に、正規直交変換部１
３で実現されるN×N正規直交変換行列を実現する回路構
成を図１０Ａに示す。図のように、正規直交変換行列
は、正規直交基底の係数aij を乗算する乗算器1Mi,j (i
=0,1,…,N-1; j=0,1,…,N-1)と加算器1A0,…,1AN -1から
成り立つ。第ｉチャネルの加算器1Ai は係数ai,0,…,a
i,N-1による重み付けされた入力信号u0(t)〜uN-1(t)を
加算し、出力信号vi(t) を得る。行列の要素である係数
a0,0,…,aN-1,N-1を適当に選ぶことにより、正規直交変
換を行う。この様な数値演算はコンピュータで実現可能
である。コンピュータによって、行列の計算を数式的に
実行することも可能である。
相互相関を低減すれば、多重後のピーク電力を低減でき
る。これについては後述する。次に、正規直交変換部１
３で実現されるN×N正規直交変換行列を実現する回路構
成を図１０Ａに示す。図のように、正規直交変換行列
は、正規直交基底の係数aij を乗算する乗算器1Mi,j (i
=0,1,…,N-1; j=0,1,…,N-1)と加算器1A0,…,1AN -1から
成り立つ。第ｉチャネルの加算器1Ai は係数ai,0,…,a
i,N-1による重み付けされた入力信号u0(t)〜uN-1(t)を
加算し、出力信号vi(t) を得る。行列の要素である係数
a0,0,…,aN-1,N-1を適当に選ぶことにより、正規直交変
換を行う。この様な数値演算はコンピュータで実現可能
である。コンピュータによって、行列の計算を数式的に
実行することも可能である。
【００２５】正規直交変換された出力信号ｖ(t) は、
多重部１４で１つのキャリアに多重化され、伝送路を経
て図８Ｂの受信装置200 に送られる。送信された多重化
信号は一般に伝送路で雑音が付加される。低域通過フィ
ルタで帯域制限された受信信号ベクトルをｙ(t) ，伝
送路の雑音ベクトルをｎ(t) とすると、受信装置200
へ入力される受信信号ベクトルｙ(t) は次式で表され
る。
多重部１４で１つのキャリアに多重化され、伝送路を経
て図８Ｂの受信装置200 に送られる。送信された多重化
信号は一般に伝送路で雑音が付加される。低域通過フィ
ルタで帯域制限された受信信号ベクトルをｙ(t) ，伝
送路の雑音ベクトルをｎ(t) とすると、受信装置200
へ入力される受信信号ベクトルｙ(t) は次式で表され
る。
【００２６】
ｙ(t) ＝ｖ(t)＋ｎ(t) ＝Ａｕ(t)＋ｎ(t) (12)
受信装置は、検波部２７と、図９Ａにおける正規直交変
換部１３に対応する逆正規直交変換部２２と、復調部２
３とを備える。逆正規直交変換部２２は式(2)の逆行列
で表される変換を行う。逆正規直交変換部２２の出力信
号ベクトルをｚ(t) ，その要素を複素数zn(t) とする
と、 ｚ(t) ＝[z0(t)z1(t)z2(t)…zN-1(t)]T (13) ｚ(t) ＝ＡHｙ(t) ＝ＡH（Ａｕ(t)＋ｎ(t) ） ＝ｕ(t)＋ＡHｎ(t) (14) である。逆正規直交変換部２２により、式(14)から変調
信号ベクトルｕ(t) を得ることができる。
換部１３に対応する逆正規直交変換部２２と、復調部２
３とを備える。逆正規直交変換部２２は式(2)の逆行列
で表される変換を行う。逆正規直交変換部２２の出力信
号ベクトルをｚ(t) ，その要素を複素数zn(t) とする
と、 ｚ(t) ＝[z0(t)z1(t)z2(t)…zN-1(t)]T (13) ｚ(t) ＝ＡHｙ(t) ＝ＡH（Ａｕ(t)＋ｎ(t) ） ＝ｕ(t)＋ＡHｎ(t) (14) である。逆正規直交変換部２２により、式(14)から変調
信号ベクトルｕ(t) を得ることができる。
【００２７】逆正規直交変換部２２で実現されるN×N逆
正規直交変換行列を実現する回路構成を図１０Ｂに示
す。図のように、逆正規直交変換行列は、逆正規直交基
底の係数aij を乗算する乗算器2Mi,j (i=0,1,…,N-1; j
=0,1,…,N-1)と、加算器2A0,…,2AN-1とから成り立つ。
第ｉチャネルの加算器2Ai は係数a* i,0,…,a* i,N-1によ
る重み付けされた入力信号u0(t)〜uN-1(t)を加算し、出
力信号vi(t) を得る。係数a* i,j は係数ai,jの複素共役
である。行列の要素である係数a* 0,0,…,a* N-1,N -1を適
当に選ぶことにより、逆正規直交変換を行う。この様な
数値演算はコンピュータで実現可能である。コンピュー
タによって、行列の計算を数式的に実行することも可能
である。
正規直交変換行列を実現する回路構成を図１０Ｂに示
す。図のように、逆正規直交変換行列は、逆正規直交基
底の係数aij を乗算する乗算器2Mi,j (i=0,1,…,N-1; j
=0,1,…,N-1)と、加算器2A0,…,2AN-1とから成り立つ。
第ｉチャネルの加算器2Ai は係数a* i,0,…,a* i,N-1によ
る重み付けされた入力信号u0(t)〜uN-1(t)を加算し、出
力信号vi(t) を得る。係数a* i,j は係数ai,jの複素共役
である。行列の要素である係数a* 0,0,…,a* N-1,N -1を適
当に選ぶことにより、逆正規直交変換を行う。この様な
数値演算はコンピュータで実現可能である。コンピュー
タによって、行列の計算を数式的に実行することも可能
である。
【００２８】式(14)の雑音ベクトルは、逆正規直交変換
部２２による逆行列をかけあわせたベクトルに変換され
る。変換された雑音ベクトルは、ｎ(t) の逆正規直交
変換ベクトルである。即ち、式(15)となる。 〈[ＡHｎ(t)]HＡHｎ(t)〉＝〈ｎH(t)ＡＡHｎ(t)〉 ＝〈ｎH(t)ｎ(t)〉＝Σn=0 N-1σ2 n (15) ここで、〈 〉は時間平均、σ2 n はｎ番目の伝送チャ
ネルの雑音ベクトルの分散である。式(14)の逆正規直交
変換された雑音ベクトルの分散は、変換以前の雑音ベク
トルの時刻ｔにおける分散と同じである。従って、理想
的な静的伝送路において逆正規直交変換手段による伝送
特性の劣化は生じない。逆正規直交変換された各チャネ
ルの受信信号zi(t) は復調部２３で復調され、送信した
ディジタル信号が得られる。
部２２による逆行列をかけあわせたベクトルに変換され
る。変換された雑音ベクトルは、ｎ(t) の逆正規直交
変換ベクトルである。即ち、式(15)となる。 〈[ＡHｎ(t)]HＡHｎ(t)〉＝〈ｎH(t)ＡＡHｎ(t)〉 ＝〈ｎH(t)ｎ(t)〉＝Σn=0 N-1σ2 n (15) ここで、〈 〉は時間平均、σ2 n はｎ番目の伝送チャ
ネルの雑音ベクトルの分散である。式(14)の逆正規直交
変換された雑音ベクトルの分散は、変換以前の雑音ベク
トルの時刻ｔにおける分散と同じである。従って、理想
的な静的伝送路において逆正規直交変換手段による伝送
特性の劣化は生じない。逆正規直交変換された各チャネ
ルの受信信号zi(t) は復調部２３で復調され、送信した
ディジタル信号が得られる。
【００２９】なお、図９Ａ，９Ｂにおいて、場合によっ
ては多重部１４及び検波部２１を削除し、正規直交変換
部１３の出力の変調信号をベースバンドのままＮチャネ
ルの伝送路に送信し、逆正規直交変換部２２で受信して
もよい。また、図９Ａ，９Ｂにおいて点線で示すよう
に、変調器１１の入力側に直列・並列変換器１５を設け
る場合もあり、また復調部２３の出力側に並列・直列変
換器２４を設ける場合もある。
ては多重部１４及び検波部２１を削除し、正規直交変換
部１３の出力の変調信号をベースバンドのままＮチャネ
ルの伝送路に送信し、逆正規直交変換部２２で受信して
もよい。また、図９Ａ，９Ｂにおいて点線で示すよう
に、変調器１１の入力側に直列・並列変換器１５を設け
る場合もあり、また復調部２３の出力側に並列・直列変
換器２４を設ける場合もある。
【００３０】送信フィルタを用いた場合における伝送帯
域の制限について説明する。図１１Ａは図９Ａの送信装
置の変調器１１0〜１１N-1の出力側にチャネル間の干渉
を防ぐための送信フィルタ１５0〜１５N-1をそれぞれ設
けた構成とされている。各送信フィルタ１５i は予め決
められている伝送帯域制限を行う。各送信フィルタ１５
i のＭ次複素インパルス応答ｈ，時刻Ｍ前まで遡るチ
ャネルｉの送信フィルタ１５i の入力ベクトルＵ
i(t)，送信フィルタ出力をＵ'(t)とする。
域の制限について説明する。図１１Ａは図９Ａの送信装
置の変調器１１0〜１１N-1の出力側にチャネル間の干渉
を防ぐための送信フィルタ１５0〜１５N-1をそれぞれ設
けた構成とされている。各送信フィルタ１５i は予め決
められている伝送帯域制限を行う。各送信フィルタ１５
i のＭ次複素インパルス応答ｈ，時刻Ｍ前まで遡るチ
ャネルｉの送信フィルタ１５i の入力ベクトルＵ
i(t)，送信フィルタ出力をＵ'(t)とする。
【００３１】
ｈ＝[h0 h1 h2 …hM-1]T (16)
Ｕi(t）＝[ui(t),ui(t-1),ui(t-2),…,ui(t−M+1)]T (17)
Ｕ'(t) ＝[u'0(t),u'1(t),u'2(t),…,u'N-1(t)]T (18)
u'i(t) ＝ｈHＵi(t） (19)
式(19)より、送信フィルタ１５i の出力ベクトルｕ'i
(t) は、送信フィルタのインパルス応答ｈにより帯域
制限される。式(19)の送信フィルタ出力ベクトルｕ'i
(t) を本発明の正規直交変換部１３に入力する。正規直
交変換部１３の出力ベクトルｖ(t) は以下となる。
(t) は、送信フィルタのインパルス応答ｈにより帯域
制限される。式(19)の送信フィルタ出力ベクトルｕ'i
(t) を本発明の正規直交変換部１３に入力する。正規直
交変換部１３の出力ベクトルｖ(t) は以下となる。
【００３２】
ｖ(t) ＝ ＡＵ'(t) (20)
ｉ番目のチャネルに着目すると、
vi(t) ＝Σn=0 N-1ainu'n(t) (21)
式(21)のu'n(t)は式(19)により帯域制限されている。ま
た、正規直交変換部１３に設定される正規直交行列Ａ
の要素ａinは周波数を変数に含まない係数である。従っ
て、式(21)の正規直交変換部１３のｉチャネルの出力vi
(t) の帯域は、送信フィルタ１２0 〜１２N-1 の全出力
の集合u'n(t)（n=0,…,N-1）と同じである。よって、本
発明による正規直交変換部１３により信号を変換しても
伝送帯域の拡大、縮小の不都合は生じない。
た、正規直交変換部１３に設定される正規直交行列Ａ
の要素ａinは周波数を変数に含まない係数である。従っ
て、式(21)の正規直交変換部１３のｉチャネルの出力vi
(t) の帯域は、送信フィルタ１２0 〜１２N-1 の全出力
の集合u'n(t)（n=0,…,N-1）と同じである。よって、本
発明による正規直交変換部１３により信号を変換しても
伝送帯域の拡大、縮小の不都合は生じない。
【００３３】図１１Ｂに示す受信装置は、図９Ｂの受信
装置と同様に検波部２１、逆正規直交部２２、復調部２
３（復調器２３0〜２３N-1）を有する。図１１Ｂにおい
ては、更に、受信フィルタ２５0〜２５N-1が逆正規直交
変換部２２の各チャネルの出力と復調部２３との間に設
けられる。受信フィルタ２５0〜２５N-1は図１０Ａの送
信フィルタ１５0〜１５N-1と同じ複素インパルス応答特
性をもつ。逆正規直交変換部２２の出力ベクトルｚ
(t) は次式 ｚ(t)＝[z0(t),z1(t),z2(t),…,zN-1(t)]T (22) で表される。ｉ番目のチャネルの逆正規直交変換部２２
の出力信号zi(t) は以下となる。
装置と同様に検波部２１、逆正規直交部２２、復調部２
３（復調器２３0〜２３N-1）を有する。図１１Ｂにおい
ては、更に、受信フィルタ２５0〜２５N-1が逆正規直交
変換部２２の各チャネルの出力と復調部２３との間に設
けられる。受信フィルタ２５0〜２５N-1は図１０Ａの送
信フィルタ１５0〜１５N-1と同じ複素インパルス応答特
性をもつ。逆正規直交変換部２２の出力ベクトルｚ
(t) は次式 ｚ(t)＝[z0(t),z1(t),z2(t),…,zN-1(t)]T (22) で表される。ｉ番目のチャネルの逆正規直交変換部２２
の出力信号zi(t) は以下となる。
【００３４】
ｚ(t)＝ＡHｙ(t)＝ｕ(t)＋ＡHｎ(t) (23)
zi(t) ＝Σn=0 N-1 a* inyn(t) (24)
ここで、ｉ番目のチャネルの受信フィルタ出力をz'
i(t)，時刻Ｍ前まで遡ったチャネルｉ番目の受信フィル
タ入力信号ベクトルＺi(t)とすると、 Ｚi(t)＝[zi(t),zi(t-1),zi(t-2),…,zi(t-M+1)]T (25) z'i(t) ＝ｈHＺi(t) (26) 式(26)により、受信フィルタ出力信号z'i(t)は、受信フ
ィルタのインパルス応答ｈで帯域制限される。
i(t)，時刻Ｍ前まで遡ったチャネルｉ番目の受信フィル
タ入力信号ベクトルＺi(t)とすると、 Ｚi(t)＝[zi(t),zi(t-1),zi(t-2),…,zi(t-M+1)]T (25) z'i(t) ＝ｈHＺi(t) (26) 式(26)により、受信フィルタ出力信号z'i(t)は、受信フ
ィルタのインパルス応答ｈで帯域制限される。
【００３５】このように、本発明の正規直交変換部入力
信号の前に送信フィルタを配置し、逆正規直交変換部の
後に受信フィルタを配置することで、送信フィルタと受
信フィルタをルートロールオフフィルタとして使用する
ことが可能である。また、本発明の正規直交変換行列
は、式(5),(6),(7),(9) を満たせばよい。このため、複
数の正規直交変換行列を使用することができる。この正
規直交変換行列を他ユーザに秘密とすると、通信の秘匿
性が向上する。
信号の前に送信フィルタを配置し、逆正規直交変換部の
後に受信フィルタを配置することで、送信フィルタと受
信フィルタをルートロールオフフィルタとして使用する
ことが可能である。また、本発明の正規直交変換行列
は、式(5),(6),(7),(9) を満たせばよい。このため、複
数の正規直交変換行列を使用することができる。この正
規直交変換行列を他ユーザに秘密とすると、通信の秘匿
性が向上する。
【００３６】次に、正規直交変換部の特性の具体例を示
す。正規直交変換部としてＤＣＴ基底とＷＨＴ基底を用
いた場合のピーク電力低減効果と静的通信路に対する伝
送特性を示す。図１２はピーク電力を計算機シミュレー
ションで検討したこの発明の送信装置のブロック図であ
る。入力ディジタル信号は直列・並列変換器１５でＮチ
ャネルの並列ディジタル信号に変換した後、変調器１１
0〜１１N-1でＱＰＳＫ変調し、正規直交変換部１３で正
規直交変換を行い、その変換出力を加算部１２で加算し
て送信する。図１３は、正規直交変換部１３でＤＣＴ基
底を用いた正規直交変換を行う場合と、ＷＨＴ基底を用
いて正規直交変換を行う場合のピーク電力低減効果を計
算機シミュレーションで検討した結果を示す。横軸はキ
ャリア数（多重数）Ｎを示し、縦軸はピーク対平均電力
比を示す。図から明らかなように、おおむねＤＣＴ基底
及びＷＨＴ基底を用いることにより、ピーク対平均電力
比（Peak to Average Power Ratio; PAPR)を８キャリア
多重時に4.５dBにすることができる。
す。正規直交変換部としてＤＣＴ基底とＷＨＴ基底を用
いた場合のピーク電力低減効果と静的通信路に対する伝
送特性を示す。図１２はピーク電力を計算機シミュレー
ションで検討したこの発明の送信装置のブロック図であ
る。入力ディジタル信号は直列・並列変換器１５でＮチ
ャネルの並列ディジタル信号に変換した後、変調器１１
0〜１１N-1でＱＰＳＫ変調し、正規直交変換部１３で正
規直交変換を行い、その変換出力を加算部１２で加算し
て送信する。図１３は、正規直交変換部１３でＤＣＴ基
底を用いた正規直交変換を行う場合と、ＷＨＴ基底を用
いて正規直交変換を行う場合のピーク電力低減効果を計
算機シミュレーションで検討した結果を示す。横軸はキ
ャリア数（多重数）Ｎを示し、縦軸はピーク対平均電力
比を示す。図から明らかなように、おおむねＤＣＴ基底
及びＷＨＴ基底を用いることにより、ピーク対平均電力
比（Peak to Average Power Ratio; PAPR)を８キャリア
多重時に4.５dBにすることができる。
【００３７】次に、この発明の第２の観点に基づいて、
図１４に示すように多重化せず、送受信系の多重部及び
検波部を省略し、Ｎチャネルのベースバンド信号をその
まま送受信した場合においてこの発明の伝送系を使った
場合の、伝送路ノイズの影響を計算機シミュレーション
により求めた結果を図１５に示す。横軸は伝送路におい
て加えられるガウス性雑音によるCNR であり、縦軸はシ
ンボルエラー確率率である。各伝送路で与えられる雑音
は、ガウス性雑音源７0〜７N-1から発生される雑音を加
算器６0〜６N-1で加算することによりシミュレートして
いる。この結果からＤＣＴ基底及びＷＨＴ基底を用いる
ことによる伝送特性の劣化はないことがわかる。この伝
送特性は、多重部及び検波部を用いた場合でも同様であ
る。図１４の送受信システムは、例えばＮチャネル有線
伝送において適用できる。受信装置200 では、復調部２
３の後段に並列・直列変換部２４を付加している。
図１４に示すように多重化せず、送受信系の多重部及び
検波部を省略し、Ｎチャネルのベースバンド信号をその
まま送受信した場合においてこの発明の伝送系を使った
場合の、伝送路ノイズの影響を計算機シミュレーション
により求めた結果を図１５に示す。横軸は伝送路におい
て加えられるガウス性雑音によるCNR であり、縦軸はシ
ンボルエラー確率率である。各伝送路で与えられる雑音
は、ガウス性雑音源７0〜７N-1から発生される雑音を加
算器６0〜６N-1で加算することによりシミュレートして
いる。この結果からＤＣＴ基底及びＷＨＴ基底を用いる
ことによる伝送特性の劣化はないことがわかる。この伝
送特性は、多重部及び検波部を用いた場合でも同様であ
る。図１４の送受信システムは、例えばＮチャネル有線
伝送において適用できる。受信装置200 では、復調部２
３の後段に並列・直列変換部２４を付加している。
【００３８】図１４の送受信システムにおいて、送信部
100 では、１系列のディジタル信号が入力され、直列・
並列変換部９によりＮチャネル（ここでは４チャネル）
のディジタル信号に変換され、それぞれ変調されてか
ら、正規直交変換部１３により正規直交変換され、４チ
ャネルの変換出力は４チャネルの伝送路に送出される。
受信装置200 では逆正規直交変換部２２でＮチャネル受
信信号を逆正規直交変換し、その出力をそれぞれ復調す
る。復調部２３の後段に並列・直列変換部２４を設け、
復調されたＮチャネルのベースバンドディジタル信号を
１チャネルのディジタル信号に変換する。
100 では、１系列のディジタル信号が入力され、直列・
並列変換部９によりＮチャネル（ここでは４チャネル）
のディジタル信号に変換され、それぞれ変調されてか
ら、正規直交変換部１３により正規直交変換され、４チ
ャネルの変換出力は４チャネルの伝送路に送出される。
受信装置200 では逆正規直交変換部２２でＮチャネル受
信信号を逆正規直交変換し、その出力をそれぞれ復調す
る。復調部２３の後段に並列・直列変換部２４を設け、
復調されたＮチャネルのベースバンドディジタル信号を
１チャネルのディジタル信号に変換する。
【００３９】次に本発明に関するマルチキャリア伝送方
式について実施例を示す。図１６及び図１７は、本発明
をマルチキャリア伝送に適用した送信装置100 及び受信
装置200 の実施例である。送信装置100 は、ディジタル
信号#1,…,#Nが入力される変調器１１i （i=0,…,N-1）
と正規直交変換部１３と送信フィルタ１５i と、ディジ
タル・アナログ変換器１６i 等で構成される。変調部１
１を構成する各変調器１１i は、異なるディジタル信号
を入力し、振幅または位相または周波数変調する。この
複数の変調器出力を正規直交変換部１３に入力する。正
規直交変換部１３は、予め定められた行列により変換出
力信号v0(t)〜vN-1(t)間の相互相関係数を低減するよう
に信号処理して出力する。各出力信号vi(t) は、ディジ
タル・アナログ変換器１６i によりアナログ信号に変換
される。アナログ信号は、周波数変換器MIXiで搬送は発
振器OSCiからの搬送波と混合され、無線周波信号とさ
れ、電力合成部１４’でＮチャネルの無線周波信号が合
成され、送信電力増幅器１７を経てアンテナANTTより送
信される。受信装置200 （図１７）は、アンテナANTR、
低雑音増幅器２６を経て受信された無線周波信号は電力
分配部２７でＮチャネルに電力分配され、それぞれのチ
ャネルで搬送波発振器OSCiからの搬送波と混合器MIXiで
混合されて、バンドパスフィルタ２８i を経てベースバ
ンド信号とされる。ベースバンド受信信号はＡＤ変換器
２９i でディジタル信号に変換され、受信フィルタ２５
i を経て逆正規直交変換部２２に与えられ、逆正規直交
変換を受ける。逆変換出力はそれぞれ復調器２３i で復
調され、データ信号が得られる。このように、マルチキ
ャリア伝送の場合は、キャリア数が正規直交変換行列の
行数及び列数になる。
式について実施例を示す。図１６及び図１７は、本発明
をマルチキャリア伝送に適用した送信装置100 及び受信
装置200 の実施例である。送信装置100 は、ディジタル
信号#1,…,#Nが入力される変調器１１i （i=0,…,N-1）
と正規直交変換部１３と送信フィルタ１５i と、ディジ
タル・アナログ変換器１６i 等で構成される。変調部１
１を構成する各変調器１１i は、異なるディジタル信号
を入力し、振幅または位相または周波数変調する。この
複数の変調器出力を正規直交変換部１３に入力する。正
規直交変換部１３は、予め定められた行列により変換出
力信号v0(t)〜vN-1(t)間の相互相関係数を低減するよう
に信号処理して出力する。各出力信号vi(t) は、ディジ
タル・アナログ変換器１６i によりアナログ信号に変換
される。アナログ信号は、周波数変換器MIXiで搬送は発
振器OSCiからの搬送波と混合され、無線周波信号とさ
れ、電力合成部１４’でＮチャネルの無線周波信号が合
成され、送信電力増幅器１７を経てアンテナANTTより送
信される。受信装置200 （図１７）は、アンテナANTR、
低雑音増幅器２６を経て受信された無線周波信号は電力
分配部２７でＮチャネルに電力分配され、それぞれのチ
ャネルで搬送波発振器OSCiからの搬送波と混合器MIXiで
混合されて、バンドパスフィルタ２８i を経てベースバ
ンド信号とされる。ベースバンド受信信号はＡＤ変換器
２９i でディジタル信号に変換され、受信フィルタ２５
i を経て逆正規直交変換部２２に与えられ、逆正規直交
変換を受ける。逆変換出力はそれぞれ復調器２３i で復
調され、データ信号が得られる。このように、マルチキ
ャリア伝送の場合は、キャリア数が正規直交変換行列の
行数及び列数になる。
【００４０】ここでは、４チャネルＱＰＳＫ伝送に限定
して相関係数とピーク電力の関係を示す。本発明による
時刻ｔにおける正規直交変換部の入力信号ベクトルｕ
(t)の相関行列Ｒuu(t) は、以下となる。 Ｒuu(t) ＝ｕ(t)ｕH(t) (27) 一般にｕ(t) の各要素間には、直交性が保たれていな
い。このため、式(27)は一般的に以下のように表され
る。
して相関係数とピーク電力の関係を示す。本発明による
時刻ｔにおける正規直交変換部の入力信号ベクトルｕ
(t)の相関行列Ｒuu(t) は、以下となる。 Ｒuu(t) ＝ｕ(t)ｕH(t) (27) 一般にｕ(t) の各要素間には、直交性が保たれていな
い。このため、式(27)は一般的に以下のように表され
る。
【００４１】
【数５】
【００４２】式(28)に対する時刻ｔにおけるＲuu(t)
の各要素(i,j) の相関係数γij(t)を以下と定義する。 γij(t) ＝ui(t)u* j(t)/{|ui(t)‖u* j(t)|} (29) 式(29)を用いて全体の相関係数Γ(t) を以下のように定
義する。
の各要素(i,j) の相関係数γij(t)を以下と定義する。 γij(t) ＝ui(t)u* j(t)/{|ui(t)‖u* j(t)|} (29) 式(29)を用いて全体の相関係数Γ(t) を以下のように定
義する。
【００４３】
Γ(t) ＝{1/(N2−N)}Σi=0 N-1Σj=0 N-1γij(t)
（ただしｉ≠ｊとする） (30)
式(30)を評価パラメータとし、いずれも４チャネルＱＰ
ＳＫを使うものとしたとき、従来と同様に正規直交変換
を行わない場合、ＷＨＴ基底の正規直交変換を行う場
合、及びＤＣＴ基底の正規直交変換を使う場合のそれぞ
れのピーク電力の計算結果を図１８，図１９，図２０に
示す。また、この例では単純にベースバンド信号を多重
する場合を想定している。
ＳＫを使うものとしたとき、従来と同様に正規直交変換
を行わない場合、ＷＨＴ基底の正規直交変換を行う場
合、及びＤＣＴ基底の正規直交変換を使う場合のそれぞ
れのピーク電力の計算結果を図１８，図１９，図２０に
示す。また、この例では単純にベースバンド信号を多重
する場合を想定している。
【００４４】図１８の横軸は式(30)の相関係数を示し、
縦軸はピーク電力を示す。この図から明らかなように、
相関係数とピーク電力との間に明らかに比例関係があ
る。相関係数０のとき、ピーク電力4.0〔W〕，即ち各チ
ャネルの平均電力の和と一致している。このように、４
チャネルＱＰＳＫの場合において、ピーク電力は多重す
る変調波の相関関係に依存する。
縦軸はピーク電力を示す。この図から明らかなように、
相関係数とピーク電力との間に明らかに比例関係があ
る。相関係数０のとき、ピーク電力4.0〔W〕，即ち各チ
ャネルの平均電力の和と一致している。このように、４
チャネルＱＰＳＫの場合において、ピーク電力は多重す
る変調波の相関関係に依存する。
【００４５】図１９の横軸と縦軸は図１８と同じであ
る。図１９は本発明の正規直交基底にＷＨＴ基底を用い
た例である。入力信号は図１８と同じである。この図か
ら、相関関係０，ピーク電力4.０Ｗとなった。このよう
に、本発明のＷＨＴ基底を用いた例では、ピーク電力と
入力信号の平均電力の和と一致している。また、相関係
数が変動することもない。正規直交変換部１３が入力信
号を直交化しているためである。
る。図１９は本発明の正規直交基底にＷＨＴ基底を用い
た例である。入力信号は図１８と同じである。この図か
ら、相関関係０，ピーク電力4.０Ｗとなった。このよう
に、本発明のＷＨＴ基底を用いた例では、ピーク電力と
入力信号の平均電力の和と一致している。また、相関係
数が変動することもない。正規直交変換部１３が入力信
号を直交化しているためである。
【００４６】図２０の横軸と縦軸は図１９と同じであ
る。図２０は本発明の正規直交基底にＤＣＴ基底を用い
た例である。入力信号は図１８と同じである。この図か
らも、相関係数−0.33から0.35の間でピーク電力との間
に比例関係が成立している。図２０から、本発明により
ピーク電力を低減できる。図１８と図２０とを比べる
と、最大ピーク電力１６〔Ｗ〕から８〔Ｗ〕に軽減され
る。
る。図２０は本発明の正規直交基底にＤＣＴ基底を用い
た例である。入力信号は図１８と同じである。この図か
らも、相関係数−0.33から0.35の間でピーク電力との間
に比例関係が成立している。図２０から、本発明により
ピーク電力を低減できる。図１８と図２０とを比べる
と、最大ピーク電力１６〔Ｗ〕から８〔Ｗ〕に軽減され
る。
【００４７】以上のように、多重する変調信号間の相関
を減じる本発明を用いることにより、多重後に生じる変
調信号のピーク電力は低減できる。図１０Ａ，１０Ｂで
は送信フィルタ１５及び受信フィルタ２５をそれぞれ正
規直交変換部１３の前段及び逆正規直交変換部２２の後
段に挿入していた。これらの送信フィルタ１５及び受信
フィルタ２５を図１６及び図１７のように正規直交変換
部１３の後段及び逆正規直交変換部２２の前段にそれぞ
れ挿入することもできる。以下に図１６，図１７の場合
について説明する。
を減じる本発明を用いることにより、多重後に生じる変
調信号のピーク電力は低減できる。図１０Ａ，１０Ｂで
は送信フィルタ１５及び受信フィルタ２５をそれぞれ正
規直交変換部１３の前段及び逆正規直交変換部２２の後
段に挿入していた。これらの送信フィルタ１５及び受信
フィルタ２５を図１６及び図１７のように正規直交変換
部１３の後段及び逆正規直交変換部２２の前段にそれぞ
れ挿入することもできる。以下に図１６，図１７の場合
について説明する。
【００４８】送信フィルタ１５のＭ次複素インパルス応
答をｈ，本発明の正規直交変換部１３の出力ベクトル
をｖ(t) ，時刻Ｍ前まで遡ったチャネルｉの正規直交
変換部１３の出力信号ベクトルをＶi(t)，送信フィル
タ出力をｗtx(t) とする。 ｗtx(t) ＝[w(tx) 0(t) w(tx) 1(t) w(tx) 2(t)… w(tx) N-1(t)]T (31) Ｖi(t) ＝[vi(t) vi(t-1) vi(t-2) … vi(t-M+1)]T (32) ｈ＝[h0 h1 h2 …hM-1]T (33) w(tx) i ＝ｈHＶi(t) (34) 式(34)において、ｉ番目のチャネルに対する送信フィル
タ出力w(tx) i(t) は、ｈによる帯域制限をうける。
答をｈ，本発明の正規直交変換部１３の出力ベクトル
をｖ(t) ，時刻Ｍ前まで遡ったチャネルｉの正規直交
変換部１３の出力信号ベクトルをＶi(t)，送信フィル
タ出力をｗtx(t) とする。 ｗtx(t) ＝[w(tx) 0(t) w(tx) 1(t) w(tx) 2(t)… w(tx) N-1(t)]T (31) Ｖi(t) ＝[vi(t) vi(t-1) vi(t-2) … vi(t-M+1)]T (32) ｈ＝[h0 h1 h2 …hM-1]T (33) w(tx) i ＝ｈHＶi(t) (34) 式(34)において、ｉ番目のチャネルに対する送信フィル
タ出力w(tx) i(t) は、ｈによる帯域制限をうける。
【００４９】受信フィルタ２５のＭ次複素インパルス応
答を送信フィルタと同じくｈ，チャネルｉのミキサMI
Xiからの検波器出力の、時刻Ｍ前まで遡る出力信号ベク
トルをＺi(t)，受信フィルタ出力をｗrx(t) とす
る。 ｗrx(t) ＝[w(rx) 0(t) w(rx) 1(t) w(rx) 2(t) … w(rx) N-1(t)]T (35) Ｚi(t) ＝[zi(t) zi(t-1) zi(t-2) … zi(t-M＋1)]T (36) w(rx) i(t)＝ｈHＺi(t) (37) 式(35)において、ｉ番目のチャネルに対する受信フィル
タ出力w(rx) i(t) は、ｈによる帯域制限をうける。
答を送信フィルタと同じくｈ，チャネルｉのミキサMI
Xiからの検波器出力の、時刻Ｍ前まで遡る出力信号ベク
トルをＺi(t)，受信フィルタ出力をｗrx(t) とす
る。 ｗrx(t) ＝[w(rx) 0(t) w(rx) 1(t) w(rx) 2(t) … w(rx) N-1(t)]T (35) Ｚi(t) ＝[zi(t) zi(t-1) zi(t-2) … zi(t-M＋1)]T (36) w(rx) i(t)＝ｈHＺi(t) (37) 式(35)において、ｉ番目のチャネルに対する受信フィル
タ出力w(rx) i(t) は、ｈによる帯域制限をうける。
【００５０】前述した各種実施例においては、送受信シ
ステムの伝送路に付いて特に明確にしてないものもある
が、一般に、無線周波搬送波を使う場合は、伝送路は３
次元空間であってもよいし、メタリックケーブルであっ
てもよい。また、電気光変換を行えば、光ファイバケー
ブルを使うこともできる。一方、ベースバンド信号を送
信する場合は、メタリックケーブルを使用するが、電気
光変換を使えば、光ファイバケーブルを使うこともでき
る。以下にこの発明を適用した送受信システムの伝送路
として光ファイバケーブルを使った場合と、メタリック
ケーブルを使った場合の代表的送受信システムの例を示
す。
ステムの伝送路に付いて特に明確にしてないものもある
が、一般に、無線周波搬送波を使う場合は、伝送路は３
次元空間であってもよいし、メタリックケーブルであっ
てもよい。また、電気光変換を行えば、光ファイバケー
ブルを使うこともできる。一方、ベースバンド信号を送
信する場合は、メタリックケーブルを使用するが、電気
光変換を使えば、光ファイバケーブルを使うこともでき
る。以下にこの発明を適用した送受信システムの伝送路
として光ファイバケーブルを使った場合と、メタリック
ケーブルを使った場合の代表的送受信システムの例を示
す。
【００５１】図２１は、光ファイバケーブル３２を用い
た並列伝送方式の実施例を示す。送信装置100 は変調器
１１と、送信フィルタ１５と、直並列変換部１９と、正
規直交変換部１３と、送信部１０と、電気・光変換器E/
O で構成されている。送信部１０は信号多重部１４と周
波数変換部MIX を有している。受信装置200 は光・電気
変換器O/E と、受信部２０と、正規直交逆変換部２２
と、並直列変換部２４と、受信フィルタ２５と、復調器
２３とで構成されている。受信部２０は周波数変換部MI
X と多重分離部２７を有している。多重化された信号を
分離する多重分離部２７は、周波数で多重された信号に
対しては帯域制限フィルタで構成され、拡散符号で多重
化された信号に対しては逆拡散器で構成され、波長で多
重化された信号に対しては波長検出用のフィルタで構成
される。
た並列伝送方式の実施例を示す。送信装置100 は変調器
１１と、送信フィルタ１５と、直並列変換部１９と、正
規直交変換部１３と、送信部１０と、電気・光変換器E/
O で構成されている。送信部１０は信号多重部１４と周
波数変換部MIX を有している。受信装置200 は光・電気
変換器O/E と、受信部２０と、正規直交逆変換部２２
と、並直列変換部２４と、受信フィルタ２５と、復調器
２３とで構成されている。受信部２０は周波数変換部MI
X と多重分離部２７を有している。多重化された信号を
分離する多重分離部２７は、周波数で多重された信号に
対しては帯域制限フィルタで構成され、拡散符号で多重
化された信号に対しては逆拡散器で構成され、波長で多
重化された信号に対しては波長検出用のフィルタで構成
される。
【００５２】伝送する情報信号は変調器１１で変調され
る。送信フィルタ１５はディジタル信号処理で実現さ
れ、伝送路に送出する上で最適な波形整形を行う。直並
列変換部９は送信フィルタ１５の出力のディジタル信号
列を並列信号に変換する。並列変換されたディジタル信
号列は、正規直交変換部１３に同時に入力される。正規
直交変換部１３は、ディジタル信号処理により、相互相
関の低減された並列ディジタル信号列を出力し、送信部
１０に入力される。送信部１０では、周波数、符号、波
長などで入力信号を多重化する。多重化された信号は、
電気・光変換器E/O により光信号に変換され、光ファイ
バケーブル３１を通して受信装置200 に送られる。
る。送信フィルタ１５はディジタル信号処理で実現さ
れ、伝送路に送出する上で最適な波形整形を行う。直並
列変換部９は送信フィルタ１５の出力のディジタル信号
列を並列信号に変換する。並列変換されたディジタル信
号列は、正規直交変換部１３に同時に入力される。正規
直交変換部１３は、ディジタル信号処理により、相互相
関の低減された並列ディジタル信号列を出力し、送信部
１０に入力される。送信部１０では、周波数、符号、波
長などで入力信号を多重化する。多重化された信号は、
電気・光変換器E/O により光信号に変換され、光ファイ
バケーブル３１を通して受信装置200 に送られる。
【００５３】受信装置200 では、受信した光信号を光・
電気変換器O/E に変換する。受信部２０は周波数、符
号、波長などで多重化された信号を分離する。分離され
た信号は、正規直交逆変換部２２で逆変換され逆変換出
力は並直列変換部２４でディジタル信号列を再構成す
る。再構成された信号は、受信フィルタ２５により波形
整形され、復調器２３で復調される。
電気変換器O/E に変換する。受信部２０は周波数、符
号、波長などで多重化された信号を分離する。分離され
た信号は、正規直交逆変換部２２で逆変換され逆変換出
力は並直列変換部２４でディジタル信号列を再構成す
る。再構成された信号は、受信フィルタ２５により波形
整形され、復調器２３で復調される。
【００５４】図２１の実施例において、電気・光変換器
E/O 及び光電気変換器O/E を除去し、光ファイバケーブ
ル３１の代わりにメタリックケーブルを使って送信部１
０の出力と受信部２０の入力とを接続してもよい。この
実施例によれば、正規直交変換処理を用いた並列伝送を
行うことができる。図２２はメタリックケーブルを用い
たベースバンド伝送の実施例を示す。送信装置100 は変
調器１１と、送信フィルタ１５と、直並列変換部９と、
正規直交変換部１３と、切り替え器SW1 とで構成され
る。受信装置200 は切り替え器SW2 と、正規直交逆変換
部２２と、並直列変換部２４と、受信フィルタ２５と、
復調器２３とから構成されている。
E/O 及び光電気変換器O/E を除去し、光ファイバケーブ
ル３１の代わりにメタリックケーブルを使って送信部１
０の出力と受信部２０の入力とを接続してもよい。この
実施例によれば、正規直交変換処理を用いた並列伝送を
行うことができる。図２２はメタリックケーブルを用い
たベースバンド伝送の実施例を示す。送信装置100 は変
調器１１と、送信フィルタ１５と、直並列変換部９と、
正規直交変換部１３と、切り替え器SW1 とで構成され
る。受信装置200 は切り替え器SW2 と、正規直交逆変換
部２２と、並直列変換部２４と、受信フィルタ２５と、
復調器２３とから構成されている。
【００５５】伝送する情報信号は変調器１１で変調され
る。送信フィルタ１５はディジタル信号処理で実現さ
れ、メタリックケーブルの伝送路３２に送出する上で最
適な波形整形を行う。直並列変換部９は、送信フィルタ
１５の出力のディジタル信号列を並列変換する。並列変
換されたディジタル信号列は、正規直交変換部１３に同
時に入力される。正規直交変換部１３は、この発明に従
ってディジタル信号処理により相互相関が低減された並
列ディジタル信号列を出力し、切り替え器SW1 に入力さ
れる。切り替え器SW1 は伝送路３２に送出する順に正規
直交変換部１３の出力信号を選択する。メタリックケー
ブル３２での送信に適した信号処理を行い伝送路３２に
送出する。
る。送信フィルタ１５はディジタル信号処理で実現さ
れ、メタリックケーブルの伝送路３２に送出する上で最
適な波形整形を行う。直並列変換部９は、送信フィルタ
１５の出力のディジタル信号列を並列変換する。並列変
換されたディジタル信号列は、正規直交変換部１３に同
時に入力される。正規直交変換部１３は、この発明に従
ってディジタル信号処理により相互相関が低減された並
列ディジタル信号列を出力し、切り替え器SW1 に入力さ
れる。切り替え器SW1 は伝送路３２に送出する順に正規
直交変換部１３の出力信号を選択する。メタリックケー
ブル３２での送信に適した信号処理を行い伝送路３２に
送出する。
【００５６】メタリックケーブル３２の伝送路を経て受
信された信号は、Ａ／Ｄ変換によりディジタル信号に変
換され、切り替え器SW2 により送信側で構成された並列
ディジタル信号列を再構成する。再構成された並列ディ
ジタル信号は正規直交逆変換部２２で逆変換され、逆変
換出力は受信フィルタ２５により波形整形され、復調器
２３で復調される。これらの処理により、正規直交変換
を用いたベースバンド伝送を行うことができる。
信された信号は、Ａ／Ｄ変換によりディジタル信号に変
換され、切り替え器SW2 により送信側で構成された並列
ディジタル信号列を再構成する。再構成された並列ディ
ジタル信号は正規直交逆変換部２２で逆変換され、逆変
換出力は受信フィルタ２５により波形整形され、復調器
２３で復調される。これらの処理により、正規直交変換
を用いたベースバンド伝送を行うことができる。
【００５７】図２２の実施例において、図２３に示すよ
うに、送信側切り替え器SW1 の出力に電気・光変換器E/
O を設け、受信側切り替え器SW2 の入力に光・電気変換
器O/E を設け、メタリックケーブル３２の代わりに光フ
ァイバケーブル３１によりこれら変換器E/O 及びO/E 間
を接続することによってもベースバンド伝送システムを
構成することができる。
うに、送信側切り替え器SW1 の出力に電気・光変換器E/
O を設け、受信側切り替え器SW2 の入力に光・電気変換
器O/E を設け、メタリックケーブル３２の代わりに光フ
ァイバケーブル３１によりこれら変換器E/O 及びO/E 間
を接続することによってもベースバンド伝送システムを
構成することができる。
【００５８】図２４はＱＰＳＫを用いた４マルチキャリ
ア伝送におけるこの発明の並列伝送方式の効果を示す。
図２４において、横軸は伝送路において加えられるガウ
ス雑音によるキャリア対雑音比CNR であり、縦軸はシン
ボルエラー確率である。Ｎチャネルの伝送路には加算器
６0〜６N-1によりガウス性雑音源７0〜７N-1からのガウ
ス性雑音を与える。シミュレーションは次のように設定
した。１つのチャネル、例えばチャネルi=0 の伝送路に
おけるCNR を0, 4, 6, 8dBに順次固定し、各固定された
CNR 値に対し、残りのチャネルi=1, 2, 3 のCNR が図１
５の横軸に示すように0, 2, 4, …, 12dB となるように
それぞれの雑音源７1、７2、７3 から加算器６1、６2、
６3 に与えるガウス性雑音レベルを制御した。この様な
CNR の条件のもとで、この発明で使用する正規直交変換
部１３における正規直交変換をＷＨＴ規定を使って行っ
た場合と、ＤＣＴ規定を使って行った場合の受信装置に
おけるベースバンドディジタル信号出力のシンボルエラ
ー確率を図２４にそれぞれ○印及び△印で示し、それら
を結ぶ破線と比較してこの発明を適用しない場合の理論
値（実線）も示す。なお、この条件は一部の伝送路の回
線品質が著しく劣化した場合を想定している。理論値Ｐ
はP=(Pfix+P1+P2+P3)/4 で求めた。Pfixは回線品質を固
定したチャネルのシンボル誤り確率を示し、P1,P2,P3は
残りの３チャネルのシンボル誤り確率を示す。
ア伝送におけるこの発明の並列伝送方式の効果を示す。
図２４において、横軸は伝送路において加えられるガウ
ス雑音によるキャリア対雑音比CNR であり、縦軸はシン
ボルエラー確率である。Ｎチャネルの伝送路には加算器
６0〜６N-1によりガウス性雑音源７0〜７N-1からのガウ
ス性雑音を与える。シミュレーションは次のように設定
した。１つのチャネル、例えばチャネルi=0 の伝送路に
おけるCNR を0, 4, 6, 8dBに順次固定し、各固定された
CNR 値に対し、残りのチャネルi=1, 2, 3 のCNR が図１
５の横軸に示すように0, 2, 4, …, 12dB となるように
それぞれの雑音源７1、７2、７3 から加算器６1、６2、
６3 に与えるガウス性雑音レベルを制御した。この様な
CNR の条件のもとで、この発明で使用する正規直交変換
部１３における正規直交変換をＷＨＴ規定を使って行っ
た場合と、ＤＣＴ規定を使って行った場合の受信装置に
おけるベースバンドディジタル信号出力のシンボルエラ
ー確率を図２４にそれぞれ○印及び△印で示し、それら
を結ぶ破線と比較してこの発明を適用しない場合の理論
値（実線）も示す。なお、この条件は一部の伝送路の回
線品質が著しく劣化した場合を想定している。理論値Ｐ
はP=(Pfix+P1+P2+P3)/4 で求めた。Pfixは回線品質を固
定したチャネルのシンボル誤り確率を示し、P1,P2,P3は
残りの３チャネルのシンボル誤り確率を示す。
【００５９】注目すべき点は、チャネルi=0 の固定CNR
が例えば４ｄＢの場合、他の３つのチャネルのCNR がチ
ャネルi=0 と同じ４ｄＢになるまでは、この発明を適用
した場合としない場合で並列・直列変換器２４の出力ベ
ースバンドディジタル信号のシンボルエラー確率はほぼ
同じように変化するが、チャネルi=1, 2, 3 のCNR が４
ｄＢを越えて大きくなると、この発明を適用しない場合
のエラー確率がそれほど改善されないのに対し、この発
明を適用した場合のエラー確率は更に改善されている。
チャネルi=0 のCNR が６ｄＢ及び８ｄＢの場合に付いて
も同様のことがいえる。このことは、この発明によりＮ
チャネルの変調信号を正規直交変換してＮチャネルの伝
送路を通して伝送する場合、たとえ１つの伝送路の伝送
路特性が劣化しても、受信ベースバンドディジタル信号
のシンボルエラー確率を改善できる能力が、正規直交変
換をしない従来のものより優れていることを示してい
る。即ち、この発明により、ある種の誤り訂正効果が得
られているといえる。
が例えば４ｄＢの場合、他の３つのチャネルのCNR がチ
ャネルi=0 と同じ４ｄＢになるまでは、この発明を適用
した場合としない場合で並列・直列変換器２４の出力ベ
ースバンドディジタル信号のシンボルエラー確率はほぼ
同じように変化するが、チャネルi=1, 2, 3 のCNR が４
ｄＢを越えて大きくなると、この発明を適用しない場合
のエラー確率がそれほど改善されないのに対し、この発
明を適用した場合のエラー確率は更に改善されている。
チャネルi=0 のCNR が６ｄＢ及び８ｄＢの場合に付いて
も同様のことがいえる。このことは、この発明によりＮ
チャネルの変調信号を正規直交変換してＮチャネルの伝
送路を通して伝送する場合、たとえ１つの伝送路の伝送
路特性が劣化しても、受信ベースバンドディジタル信号
のシンボルエラー確率を改善できる能力が、正規直交変
換をしない従来のものより優れていることを示してい
る。即ち、この発明により、ある種の誤り訂正効果が得
られているといえる。
【００６０】
【発明の効果】従来の技術では、並列伝送するキャリア
が増大すること、任意の入力信号に適用できないこと、
等の問題点があった。本発明により、これらの問題点
は、以下の(a) ，(b) のように解決されている。 (a) 並列伝送するキャリアの増大：本発明において、式
(5) で示されているように、正規直交変換部を用いても
伝送路のチャネル数は、明らかに増大しない。本発明に
よるピーク電力低減効果は、図１３で示されている。こ
のように本発明は、伝送チャネル数を増大することな
く、ピーク対平均電力比を軽減できる。
が増大すること、任意の入力信号に適用できないこと、
等の問題点があった。本発明により、これらの問題点
は、以下の(a) ，(b) のように解決されている。 (a) 並列伝送するキャリアの増大：本発明において、式
(5) で示されているように、正規直交変換部を用いても
伝送路のチャネル数は、明らかに増大しない。本発明に
よるピーク電力低減効果は、図１３で示されている。こ
のように本発明は、伝送チャネル数を増大することな
く、ピーク対平均電力比を軽減できる。
【００６１】(b) 入力信号への依存性：本発明はその原
理を導出する過程において、式(1)で示されているよう
に、入力信号の統計的性質を規定していない。このため
本発明は、入力信号の統計的性質に依存することなく、
複数の変調信号の多重により生じるピーク対平均電力比
を軽減できる。その他の効果として以下の事項があげら
れる。
理を導出する過程において、式(1)で示されているよう
に、入力信号の統計的性質を規定していない。このため
本発明は、入力信号の統計的性質に依存することなく、
複数の変調信号の多重により生じるピーク対平均電力比
を軽減できる。その他の効果として以下の事項があげら
れる。
【００６２】(c) 直交変換部により並列に伝送する情報
が、正規直交変換行列で規定される形式に変換され、見
かけ上本来１チャネルで伝送する情報が並列伝送する全
チャネルに分散されるので、一つのチャネルが欠落して
も、残りのチャネルの情報からある程度復元できる。従
って通信回線の品質の変動に強い伝送方式を提供でき
る。
が、正規直交変換行列で規定される形式に変換され、見
かけ上本来１チャネルで伝送する情報が並列伝送する全
チャネルに分散されるので、一つのチャネルが欠落して
も、残りのチャネルの情報からある程度復元できる。従
って通信回線の品質の変動に強い伝送方式を提供でき
る。
【００６３】(d) 正規直交変換行列はディジタル信号処
理により実現されるため、回路を簡略化できる。 (e) 正規直交変換行列の係数を必要に応じて変更できる
ので種々の大きさのシステムに柔軟に対応できる。 (f) 正規直交変換行列を他人に明らかにしないことで通
信の秘匿性が得られる。 (g) 正規直交変換部による分散伝送によってダイバシー
チ効果が得られる。
理により実現されるため、回路を簡略化できる。 (e) 正規直交変換行列の係数を必要に応じて変更できる
ので種々の大きさのシステムに柔軟に対応できる。 (f) 正規直交変換行列を他人に明らかにしないことで通
信の秘匿性が得られる。 (g) 正規直交変換部による分散伝送によってダイバシー
チ効果が得られる。
【図１】ＮチャネルのＱＰＳＫ信号を多重する従来の送
信装置のブロック図。
信装置のブロック図。
【図２】図１において、Ｎ＝４とした場合の各変調器の
出力信号と、合成信号を複素平面上に示した図。
出力信号と、合成信号を複素平面上に示した図。
【図３】図１の４チャネルＱＰＳＫ信号の複素合成信号
の大きさを示すグラフ。
の大きさを示すグラフ。
【図４】変調器１１でＱＰＳＫ変調を行う場合の送信装
置のブロック図。
置のブロック図。
【図５】Ａは図４の複素正規直交変換部１３の出力信号
を複素平面上に示した図、Ｂは図４の複素正規直交変換
出力信号を複素加算部１２により合成した合成信号を複
素平面上に示した図。
を複素平面上に示した図、Ｂは図４の複素正規直交変換
出力信号を複素加算部１２により合成した合成信号を複
素平面上に示した図。
【図６】図４の送信装置において、４チャネルＱＰＳＫ
信号をＤＣＴ基底により正規直交変換した信号の複素合
成信号の大きさを示すグラフ。
信号をＤＣＴ基底により正規直交変換した信号の複素合
成信号の大きさを示すグラフ。
【図７】図４の送信装置において、４チャネルＱＰＳＫ
信号をＷＨＴ基底により正規直交変換した信号の複素合
成信号の大きさを示すグラフ。
信号をＷＨＴ基底により正規直交変換した信号の複素合
成信号の大きさを示すグラフ。
【図８】正規直交変換部による分散伝送を説明するため
の図。
の図。
【図９】Ａはこの発明による送信装置の実施例を示すブ
ロック図、Ｂはこの発明による受信装置の実施例を示す
ブロック図。
ロック図、Ｂはこの発明による受信装置の実施例を示す
ブロック図。
【図１０】Ａは図９Ａにおける正規直交変換部１３の構
成を示すブロック図、Ｂは図９Ｂにおける逆正規直交変
換部２２の構成を示すブロック図。
成を示すブロック図、Ｂは図９Ｂにおける逆正規直交変
換部２２の構成を示すブロック図。
【図１１】Ａは図９Ａの送信装置に送信フィルタを設け
た場合のブロック図、Ｂは図９Ｂの受信装置に受信フィ
ルタを設けた場合のブロック図。
た場合のブロック図、Ｂは図９Ｂの受信装置に受信フィ
ルタを設けた場合のブロック図。
【図１２】この発明の他の実施例を示すブロック図。
【図１３】図１２の実施例におけるピーク対平均電力比
とキャリア数の関係を示すグラフ。
とキャリア数の関係を示すグラフ。
【図１４】並列伝送を行う場合のこの発明の実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図１５】図１４の実施例におけるシンボルエラーレイ
トと搬送波対雑音電力比の関係を示すグラフ。
トと搬送波対雑音電力比の関係を示すグラフ。
【図１６】図８Ａの送信装置をマルチキャリア伝送方式
に適用した場合の構成を示すブロック図。
に適用した場合の構成を示すブロック図。
【図１７】図８Ｂの受信装置をマルチキャリア伝送方式
に適用した場合の構成を示すブロック図。
に適用した場合の構成を示すブロック図。
【図１８】４チャネルＱＰＳＫ信号を多重した信号のピ
ーク電力と各チャネルの信号間の相関係数との関係を示
すグラフ。
ーク電力と各チャネルの信号間の相関係数との関係を示
すグラフ。
【図１９】４チャネルＱＰＳＫ信号をＷＨＴ基底により
正規直交変換した後、多重した信号のピーク電力と各チ
ャネルの変換された信号間の相関係数との関係を示すグ
ラフ。
正規直交変換した後、多重した信号のピーク電力と各チ
ャネルの変換された信号間の相関係数との関係を示すグ
ラフ。
【図２０】４チャネルＱＰＳＫ信号をＤＣＴ基底により
正規直交変換した後、多重した信号のピーク電力と各チ
ャネルの変換された信号間の相関係数との関係を示すグ
ラフ。
正規直交変換した後、多重した信号のピーク電力と各チ
ャネルの変換された信号間の相関係数との関係を示すグ
ラフ。
【図２１】伝送路が光ファイバケーブルの場合のマルチ
キャリア伝送にこの発明を適用した場合の送受信システ
ムのブロック図。
キャリア伝送にこの発明を適用した場合の送受信システ
ムのブロック図。
【図２２】伝送路がメタリックケーブルの場合のマルチ
キャリア伝送にこの発明を適用した場合の送受信システ
ムのブロック図。
キャリア伝送にこの発明を適用した場合の送受信システ
ムのブロック図。
【図２３】伝送路が光ファイバケーブルの場合のベース
バンド伝送にこの発明を適用した場合のブロック図。
バンド伝送にこの発明を適用した場合のブロック図。
【図２４】ＱＰＳＫによる４チャネルマルチキャリア伝
送にこの発明を適用した場合の効果を説明するためのグ
ラフ。
送にこの発明を適用した場合の効果を説明するためのグ
ラフ。
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−264162（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−274748（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−340361（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−98146（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−98147（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−107345（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−116251（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−149090（ＪＰ，Ａ)
特表 平６−504175（ＪＰ，Ａ)
鈴木恭宜、熊谷謙、野島俊雄，正規直
交変換を用いたピーク対平均電力比の圧
縮，1997年電子情報通信学会通信ソサイ
エティ大会講演論文集，日本，社団法人
電子情報通信学会，1997年 ８月13日,
１，ｐ．409
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
Claims (21)
- 【請求項１】 Ｎチャネルの並列ディジタル信号をそれ
ぞれ変調する変調手段と、Ｎは２又はそれより大の任意
の整数であり、 上記変調手段の出力であるＮチャネルの変調信号に対
し、変換出力間の相互相関が低減するように正規直交変
換を行って、変換されたＮチャネルの信号を出力する正
規直交変換手段と、を含む送信装置。 - 【請求項２】 請求項１の送信装置において、上記正規
直交変換手段の出力を多重化し、多重化信号を送出する
多重化手段を更に含む。 - 【請求項３】 請求項１又は２の送信装置において、上
記正規直交変換手段の入力側または出力側に帯域制限用
の送信フィルタが挿入されている。 - 【請求項４】 請求項１又は２の送信装置において、上
記変調手段の入力側に、直列ディジタル入力信号を上記
Ｎチャネルの並列ディジタル信号に変換し、上記変調手
段に与える直列・並列変換手段が設けられている。 - 【請求項５】 請求項１又は２の送信装置において、上
記正規直交変換手段のＮチャネル出力信号を順次選択
し、直列に出力する切換手段と、上記切換手段からの直
列信号を光信号に変換し、光ファイバケーブルに送出す
る電気・光変換手段とを更に含む。 - 【請求項６】 請求項１又は２の送信装置において、上
記正規直交変換手段のＮチャネル出力信号を順次選択
し、メタリックケーブルに直列に出力する切換手段を更
に含む。 - 【請求項７】 請求項１又は２の送信装置において、上
記正規直交変換手段はＷＨＴ基底に基づく変換手段であ
る。 - 【請求項８】 請求項１又は２の送信装置において、上
記正規直交変換手段はＤＣＴ基底に基づく変換手段であ
る。 - 【請求項９】 請求項１又は２の送信装置において、時
刻ｔにおける上記正規直交変換手段への入力信号ベクト
ルをｕ(t) ，ｉ番目の伝送チャネルにおける複素ベー
スバンド信号をui(t) (i=0,1,…,N-1)，上記正規直交変
換手段で実現されるＮ×Ｎ正規直交変換行列をＡ，そ
の複素数の要素(i,j) をaij,正規直交基底ベクトルを
ａi , 直交変換部出力ベクトルをｖ(t) ，ｉ番目の
伝送チャネルにおける複素出力信号をvi(t) , Ｔを転置
を表すものとすると、ｕ (t)＝ [u0(t)u1(t)…uN-1(t)]T 【数１】 ａi ＝（ai0 ai1 … aiN-1）ｖ (t)＝[ｖ0(t)ｖ1(t)…ｖN-1(t)]Tｖ (t) ＝Ａｕ(t) であり、上記正規直交変換行列ＡはΣn=0 N-1 aina* jn＝δij を満足し、ここで、δijはｉ＝ｊのとき１，ｉ≠ｊのと
き０であり、＊は複素共役である。 - 【請求項１０】 送信装置において正規直交変換され、
Ｎ伝送チャネルを経て送出されたＮチャネルの信号を受
信するための受信装置であり、以下を含む：Ｎ伝送チャ
ネルからＮチャネルの信号を受信し、それら受信したＮ
チャネルの信号に対して上記正規直交変換と逆の変換を
行って、対応するＮチャネルの変調信号を出力する逆正
規直交変換手段と、 上記逆正規直交変換手段の出力のＮチャネルの変調信号
を復調してＮチャネルのディジタル信号を出力する復調
手段。 - 【請求項１１】 請求項１０の受信装置において、上記
Ｎ伝送チャネルからの信号を検波して、Ｎチャネルのベ
ースバンド信号を出力し、上記逆正規直交変換手段への
入力信号として与える検波手段が設けられている。 - 【請求項１２】 請求項１０又は１１の受信装置におい
て、上記逆正規直交変換手段の入力側または出力側に帯
域制限用の受信フィルタが挿入されている。 - 【請求項１３】 請求項１０又は１１の受信装置におい
て、上記復調手段の出力側に、Ｎチャネルの並列ディジ
タル信号を１つの直列ディジタル信号に変換する並列・
直列変換手段が設けられている。 - 【請求項１４】 Ｎチャネルの信号をＮ伝送チャネルを
通して送信し、受信側で受信したＮチャネルの信号を復
調する送受信方法であり、以下のステップを含む： (a) 送信側において、Ｎチャネルの変調信号に対して、
変換出力された信号間の相互相関が低減するように正規
直交変換を行い、Ｎチャネルの変換信号を生成し、Ｎ伝
送チャネルの送出し、 (b) 受信側でＮチャネルの受信信号を得、それら受信信
号に対して、前記正規直交変換とは逆の変換を行いＮチ
ャネルの変調信号を得て、 (c) 上記Ｎチャネルの変調信号を復調してＮチャネルの
ディジタル信号を得る。 - 【請求項１５】 Ｎチャネルの信号をＮ伝送チャネルを
通して送信し、受信側で受信したＮチャネルの信号を復
調する送受信方法であり、以下のステップを含む： (a) 送信側において、Ｎチャネルの変調信号に対して、
変換出力された信号間の相互相関が低減するように正規
直交変換を行い、Ｎチャネルの変換信号を生成し、 (b) 上記Ｎチャネルの変換信号を多重化して送信し、 (c) 受信側で入力多重信号からＮチャネルの受信信号を
得、それら受信信号に対して、前記正規直交変換とは逆
の変換を行いＮチャネルの変調信号を得て、 (d) 上記Ｎチャネルの変調信号を復調してＮチャネルの
ディジタル信号を得る。 - 【請求項１６】 請求項１４又は１５の方法において、
送信側で、入力直列ディジタル信号をＮチャネルの並列
ディジタル信号に変換することにより上記Ｎチャネルの
変調信号を得るステップと、受信側で、復調された上記
Ｎチャネルの並列ディジタル信号を１つの直列ディジタ
ル信号に変換するステップとを更に含む。 - 【請求項１７】 請求項１４又は１５の方法は、送信側
において上記正規直交変換により得られたＮチャネル出
力信号を順次選択し、直列信号として出力し、上記直列
信号を光信号に変換し、光ファイバケーブルに送出する
ステップと、受信側において受信した直列信号を電気信
号に変換し、Ｎチャネルに順次分配して上記Ｎチャネル
の受信信号を得るステップを更に含む。 - 【請求項１８】 請求項１４又は１５の方法は、送信側
において上記正規直交変換により得られたＮチャネル出
力信号を順次選択し、メタリックケーブルに直列に出力
するステップと、受信側にいおて受信した直列の信号を
順次Ｎチャネルに分配して上記Ｎチャネルの受信信号を
得るステップを含む。 - 【請求項１９】 請求項１４又は１５の方法において、
上記正規直交変換はＷＨＴ基底に基づく変換である。 - 【請求項２０】 請求項１４又は１５の方法において、
上記正規直交変換手段はＤＣＴ基底に基づく変換であ
る。 - 【請求項２１】 請求項１４又は１５の方法において、
時刻ｔにおける上記正規直交変換を受ける入力信号ベク
トルをｕ(t) ，ｉ番目の伝送チャネルにおける複素ベ
ースバンド信号をui(t) (i=0,1,…,N-1)，上記正規直交
変換で実現されるＮ×Ｎ正規直交変換行列をＡ，その
複素数の要素(i,j) をaij,正規直交基底ベクトルをａ
i , 直交変換部出力ベクトルをｖ(t) ，ｉ番目の伝送
チャネルにおける複素出力信号をvi(t) , Ｔを転置を表
すものとすると、ｕ (t)＝ [u0(t)u1(t)…uN-1(t)]T 【数２】 ａi ＝（ai0 ai1 … aiN-1）ｖ (t)＝[ｖ0(t)ｖ1(t)…ｖN-1(t)]Tｖ (t) ＝Ａｕ(t) であり、上記正規直交変換行列ＡはΣn=0 N-1 aina* jn＝δij を満足し、ここで、δijはｉ＝ｊのとき１，ｉ≠ｊのと
き０であり、＊は複素共役である。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27576597A JP3454407B2 (ja) | 1996-10-14 | 1997-10-08 | 送受信方法とその装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27106396 | 1996-10-14 | ||
| JP8-271063 | 1996-10-14 | ||
| JP27576597A JP3454407B2 (ja) | 1996-10-14 | 1997-10-08 | 送受信方法とその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10178411A JPH10178411A (ja) | 1998-06-30 |
| JP3454407B2 true JP3454407B2 (ja) | 2003-10-06 |
Family
ID=26549520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27576597A Expired - Fee Related JP3454407B2 (ja) | 1996-10-14 | 1997-10-08 | 送受信方法とその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3454407B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007013278A1 (ja) * | 2005-07-27 | 2007-02-01 | Naoki Suehiro | データ通信システム及びデータ送信装置 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3439696B2 (ja) | 1999-09-14 | 2003-08-25 | 松下電器産業株式会社 | 送信帯域制限フィルタ装置および送信装置 |
| CN1968043A (zh) * | 2005-11-16 | 2007-05-23 | 松下电器产业株式会社 | 发送分集方法和mimo通信*** |
| JP4595848B2 (ja) * | 2006-03-17 | 2010-12-08 | 富士電機ホールディングス株式会社 | 信号発生回路 |
| JP5699913B2 (ja) * | 2011-11-21 | 2015-04-15 | アイコム株式会社 | 通信機および通信方法 |
-
1997
- 1997-10-08 JP JP27576597A patent/JP3454407B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 鈴木恭宜、熊谷謙、野島俊雄，正規直交変換を用いたピーク対平均電力比の圧縮，１９９７年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会講演論文集，日本，社団法人電子情報通信学会，１９９７年 ８月１３日，１，ｐ．４０９ |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007013278A1 (ja) * | 2005-07-27 | 2007-02-01 | Naoki Suehiro | データ通信システム及びデータ送信装置 |
| JPWO2007013278A1 (ja) * | 2005-07-27 | 2009-02-05 | 直樹 末広 | データ通信システム及びデータ送信装置 |
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|---|---|
| JPH10178411A (ja) | 1998-06-30 |
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