JPH08330869A - ディジタルアッテネータ - Google Patents
ディジタルアッテネータInfo
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- JPH08330869A JPH08330869A JP15828695A JP15828695A JPH08330869A JP H08330869 A JPH08330869 A JP H08330869A JP 15828695 A JP15828695 A JP 15828695A JP 15828695 A JP15828695 A JP 15828695A JP H08330869 A JPH08330869 A JP H08330869A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 量子化誤差成分の低減をできるディジタルア
ッテネータを提供する。 【構成】 ２０ビット長のディジタルデータをディジタ
ル減衰器２０に入力し、可変の減衰量を乗算させて結果
を３０ビット長で出力させる。ディジタル減衰器２０の
出力側に設けられた３０ビット長の出力を行うディジタ
ル帰還回路２１により、自身の３０ビットの出力の内、
上位２０ビットを信号データとして出力させる一方、下
位１０ビットを誤差データとして帰還させ、該誤差デー
タを２段のディジタル遅延器２２，２３で逐次、遅延さ
せ、各ディジタル遅延器２２，２３の出力の各々に適宜
の係数を乗じたあと、ディジタル減衰器２０から入力し
たディジタルデータに加算し、３０ビット長で出力させ
る。
ッテネータを提供する。 【構成】 ２０ビット長のディジタルデータをディジタ
ル減衰器２０に入力し、可変の減衰量を乗算させて結果
を３０ビット長で出力させる。ディジタル減衰器２０の
出力側に設けられた３０ビット長の出力を行うディジタ
ル帰還回路２１により、自身の３０ビットの出力の内、
上位２０ビットを信号データとして出力させる一方、下
位１０ビットを誤差データとして帰還させ、該誤差デー
タを２段のディジタル遅延器２２，２３で逐次、遅延さ
せ、各ディジタル遅延器２２，２３の出力の各々に適宜
の係数を乗じたあと、ディジタル減衰器２０から入力し
たディジタルデータに加算し、３０ビット長で出力させ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタルアッテネータ
に係り、とくにプリアンプのマスタボリュームなどとし
て、ｎビット長のディジタルデータに固定または可変の
減衰量を乗じて信号レベルを減衰させ、後段にｎ´ビッ
ト長の信号データを出力するようにしたディジタルアッ
テネータに関する。
に係り、とくにプリアンプのマスタボリュームなどとし
て、ｎビット長のディジタルデータに固定または可変の
減衰量を乗じて信号レベルを減衰させ、後段にｎ´ビッ
ト長の信号データを出力するようにしたディジタルアッ
テネータに関する。
【０００２】
【従来の技術】例えばプリアンプのマスタボリュームに
ディジタル減衰器を利用すると、常に安定した音量調整
特性が得られ、また、抵抗体減衰器を用いた場合の如き
経時的な音質変化、劣化が生じないという利点が存在す
ることが知られている。図４はディジタル減衰器を利用
した従来の音量調整回路の回路図である。必要に応じて
適宜の倍率でオーバーサンプリングされたｎビット長の
入力ディジタルオーディオデータDATAINをディジタル減
衰器１０に入力する。このディジタル減衰器１０には、
図示しないコントローラからユーザの音量減少、増大操
作に従い大小変化する減衰量データ（減衰量データは１
〜０の範囲の値を取る。音量最大時、減衰量データは０
ｄＢ＝１。音量最小時、減衰量データは−∞ｄＢ＝零）
が与えられ、入力ディジタルオーディオデータDATAINに
減衰量データを乗じ、結果を（ｎ＋ｍ）ビット長のディ
ジタルデータDATAATとして出力する。音量調整後のディ
ジタルオーディオデータをｎ´ビット長のＤ／Ａ変換器
１１でＤ／Ａ変換する場合、ディジタル減衰器１０の上
位ｎ´ビットをディジタルオーディオデータDATAOUT と
してＤ／Ａ変換器１１に出力する。Ｄ／Ａ変換器１１は
ディジタルオーディオデータDATAOUT をＤ／Ａ変換し、
出力をアナログＬＰＦ１２に通して、スムージングや折
り返し雑音の除去などを行わせる。
ディジタル減衰器を利用すると、常に安定した音量調整
特性が得られ、また、抵抗体減衰器を用いた場合の如き
経時的な音質変化、劣化が生じないという利点が存在す
ることが知られている。図４はディジタル減衰器を利用
した従来の音量調整回路の回路図である。必要に応じて
適宜の倍率でオーバーサンプリングされたｎビット長の
入力ディジタルオーディオデータDATAINをディジタル減
衰器１０に入力する。このディジタル減衰器１０には、
図示しないコントローラからユーザの音量減少、増大操
作に従い大小変化する減衰量データ（減衰量データは１
〜０の範囲の値を取る。音量最大時、減衰量データは０
ｄＢ＝１。音量最小時、減衰量データは−∞ｄＢ＝零）
が与えられ、入力ディジタルオーディオデータDATAINに
減衰量データを乗じ、結果を（ｎ＋ｍ）ビット長のディ
ジタルデータDATAATとして出力する。音量調整後のディ
ジタルオーディオデータをｎ´ビット長のＤ／Ａ変換器
１１でＤ／Ａ変換する場合、ディジタル減衰器１０の上
位ｎ´ビットをディジタルオーディオデータDATAOUT と
してＤ／Ａ変換器１１に出力する。Ｄ／Ａ変換器１１は
ディジタルオーディオデータDATAOUT をＤ／Ａ変換し、
出力をアナログＬＰＦ１２に通して、スムージングや折
り返し雑音の除去などを行わせる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、入力ディジ
タルオーディオデータDATAINの値が同じであってもディ
ジタル減衰器１０での減衰量が大きくなると、ディジタ
ル減衰器１０の出力で見たとき下位ビット側にシフトす
る。音量が小さいときも高分解能でＤ／Ａ変換するため
にはＤ／Ａ変換器１１をｎ´＝（ｎ＋ｍ）ビット長とす
れば良いが、内部回路構成が複雑化し、調整も困難で高
価な入手困難なものとなってしまう。このため、Ｄ／Ａ
変換器１１には通常、（ｎ＋ｍ）よりも かに短いビッ
ト長のものを用いている（図４はｎ´＝ｎ＝２０、ｍ＝
１０の場合を示す）。この場合、音量を絞った通常のリ
スニング状態とするためディジタル減衰器１０での減衰
量が大きくなったとき、ＬＰＦ１２からはダイナミック
レンジが狭くなって、量子化誤差の大きなオーディオ信
号が出力されてしまうという問題があった。本発明は上
記した従来技術の問題に鑑み、量子化誤差成分の低減を
できるディジタルアッテネータを提供することを、その
目的とする。
タルオーディオデータDATAINの値が同じであってもディ
ジタル減衰器１０での減衰量が大きくなると、ディジタ
ル減衰器１０の出力で見たとき下位ビット側にシフトす
る。音量が小さいときも高分解能でＤ／Ａ変換するため
にはＤ／Ａ変換器１１をｎ´＝（ｎ＋ｍ）ビット長とす
れば良いが、内部回路構成が複雑化し、調整も困難で高
価な入手困難なものとなってしまう。このため、Ｄ／Ａ
変換器１１には通常、（ｎ＋ｍ）よりも かに短いビッ
ト長のものを用いている（図４はｎ´＝ｎ＝２０、ｍ＝
１０の場合を示す）。この場合、音量を絞った通常のリ
スニング状態とするためディジタル減衰器１０での減衰
量が大きくなったとき、ＬＰＦ１２からはダイナミック
レンジが狭くなって、量子化誤差の大きなオーディオ信
号が出力されてしまうという問題があった。本発明は上
記した従来技術の問題に鑑み、量子化誤差成分の低減を
できるディジタルアッテネータを提供することを、その
目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明のディジタルアッ
テネータでは、ｎビット長のディジタルデータを入力
し、固定または可変の減衰量を乗算して結果をｎより大
きい（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力するディジタル減衰手
段と、ディジタル減衰手段の出力側に設けられた（ｎ´
＋ｍ）ビット長で出力を行う帰還手段とを有し、この帰
還手段は自身の（ｎ´＋ｍ）ビットの出力の内、上位ｎ
´ビットを信号データとして出力する一方、（ｎ´＋
ｍ）ビットで表されたデータと上位ｎ´ビットの信号デ
ータの差を誤差データとして帰還し、該誤差データをｋ
段のディジタル遅延手段で逐次、遅延させ、各ディジタ
ル遅延手段の出力の各々に適宜の係数を乗じたあと、デ
ィジタル減衰手段から入力したディジタルデータに加算
し、（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力するように構成したこ
と、を特徴としている。
テネータでは、ｎビット長のディジタルデータを入力
し、固定または可変の減衰量を乗算して結果をｎより大
きい（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力するディジタル減衰手
段と、ディジタル減衰手段の出力側に設けられた（ｎ´
＋ｍ）ビット長で出力を行う帰還手段とを有し、この帰
還手段は自身の（ｎ´＋ｍ）ビットの出力の内、上位ｎ
´ビットを信号データとして出力する一方、（ｎ´＋
ｍ）ビットで表されたデータと上位ｎ´ビットの信号デ
ータの差を誤差データとして帰還し、該誤差データをｋ
段のディジタル遅延手段で逐次、遅延させ、各ディジタ
ル遅延手段の出力の各々に適宜の係数を乗じたあと、デ
ィジタル減衰手段から入力したディジタルデータに加算
し、（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力するように構成したこ
と、を特徴としている。
【０００５】また、本発明の他のディジタルアッテネー
タでは、帰還手段の出力の内、上位ｎ´ビットの信号デ
ータをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換手段を設けたこと、を
特徴としている。
タでは、帰還手段の出力の内、上位ｎ´ビットの信号デ
ータをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換手段を設けたこと、を
特徴としている。
【０００６】
【作用】本発明のディジタルアッテネータによれば、ｎ
ビット長のディジタルデータをディジタル減衰手段に入
力し、固定または可変の減衰量を乗算させて結果をｎよ
り大きい（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力させる。ディジタ
ル減衰手段の出力側に設けられた（ｎ´＋ｍ）ビット長
の出力を行う帰還手段により、自身の（ｎ´＋ｍ）ビッ
トの出力の内、上位ｎ´ビットを信号データとして出力
させる一方、（ｎ´＋ｍ）ビットで表されたデータと上
位ｎ´ビットの信号データの差を誤差データとして帰還
させ、該誤差データをｋ段のディジタル遅延手段で逐
次、遅延させ、各ディジタル遅延手段の出力の各々に適
宜の係数を乗じたあと、ディジタル減衰手段から入力し
たディジタルデータに加算し、（ｎ´＋ｍ）ビット長で
出力させる。これにより、帰還手段に誤差データに対す
るノイズシェーピングを行わせることができ、ダイナミ
ックレンジが広く量子化誤差の低減した信号データの出
力が可能となる。
ビット長のディジタルデータをディジタル減衰手段に入
力し、固定または可変の減衰量を乗算させて結果をｎよ
り大きい（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力させる。ディジタ
ル減衰手段の出力側に設けられた（ｎ´＋ｍ）ビット長
の出力を行う帰還手段により、自身の（ｎ´＋ｍ）ビッ
トの出力の内、上位ｎ´ビットを信号データとして出力
させる一方、（ｎ´＋ｍ）ビットで表されたデータと上
位ｎ´ビットの信号データの差を誤差データとして帰還
させ、該誤差データをｋ段のディジタル遅延手段で逐
次、遅延させ、各ディジタル遅延手段の出力の各々に適
宜の係数を乗じたあと、ディジタル減衰手段から入力し
たディジタルデータに加算し、（ｎ´＋ｍ）ビット長で
出力させる。これにより、帰還手段に誤差データに対す
るノイズシェーピングを行わせることができ、ダイナミ
ックレンジが広く量子化誤差の低減した信号データの出
力が可能となる。
【０００７】また、本発明のディジタルアッテネータに
よれば、帰還手段から出力されたｎ´ビットの信号デー
タをＤ／Ａ変換手段でＤ／Ａ変換する。これにより、ダ
イナミックレンジが広く量子化誤差の低減したアナログ
信号の出力が可能となる。
よれば、帰還手段から出力されたｎ´ビットの信号デー
タをＤ／Ａ変換手段でＤ／Ａ変換する。これにより、ダ
イナミックレンジが広く量子化誤差の低減したアナログ
信号の出力が可能となる。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の一実施例に係る音量調整回路
の回路図である。なお、この実施例では一例としてディ
ジタルデータは２の補数系で表現されているものとす
る。２０は基本サンプリング周波数をＦs として、ｐ倍
にオーバーサンプリングされたｎビット長（ここでは一
例としてｎ＝２０）のディジタルオーディオデータDATA
INが入力されるディジタル減衰器（ディジタル減衰手
段）であり、このディジタル減衰器２０には、図示しな
いコントローラからユーザの音量減少、増大操作に従い
大小変化する減衰量データ（減衰量データは１〜０の範
囲の値を取る。音量最大時、減衰量データは０ｄＢ＝
１。音量最小時、減衰量データは−∞ｄＢ＝零）が与え
られ、入力ディジタルオーディオデータDATAINに減衰量
データを乗じ、結果をｎより大きい（ｎ´＋ｍ）ビット
長（ここでは一例としてｎ´＝２０、ｍ＝１０）のディ
ジタルデータDATAATとして出力する。
の回路図である。なお、この実施例では一例としてディ
ジタルデータは２の補数系で表現されているものとす
る。２０は基本サンプリング周波数をＦs として、ｐ倍
にオーバーサンプリングされたｎビット長（ここでは一
例としてｎ＝２０）のディジタルオーディオデータDATA
INが入力されるディジタル減衰器（ディジタル減衰手
段）であり、このディジタル減衰器２０には、図示しな
いコントローラからユーザの音量減少、増大操作に従い
大小変化する減衰量データ（減衰量データは１〜０の範
囲の値を取る。音量最大時、減衰量データは０ｄＢ＝
１。音量最小時、減衰量データは−∞ｄＢ＝零）が与え
られ、入力ディジタルオーディオデータDATAINに減衰量
データを乗じ、結果をｎより大きい（ｎ´＋ｍ）ビット
長（ここでは一例としてｎ´＝２０、ｍ＝１０）のディ
ジタルデータDATAATとして出力する。
【０００９】２１は（ｎ´＋ｍ）の出力ビット長を有す
るディジタル帰還回路（ディジタル帰還手段）であり、
自身の（ｎ´＋ｍ）ビットの出力の内、上位ｎ´ビット
を信号データDATAOUT として後段に出力させる一方、下
位ｍビットを、（ｎ´＋ｍ）ビット長のデータと上位ｎ
´ビット長のデータの差である誤差データDATA（ｅ）と
して帰還させ、該誤差データDATA（ｅ）をｋ段（ここで
は一例としてｋ＝２）のディジタル遅延器２２，２３で
逐次、Ｔ＝１／８Ｆs ずつ遅延させ、各ディジタル遅延
器２２，２３の出力の各々にディジタル乗算器２４，２
５にて適宜の係数ａ，ｂ（ここでは一例としてａ＝２，
ｂ＝（−１））を乗じたあと、ディジタル加算器２６で
ディジタル減衰器２０から入力したディジタルデータDA
TAATに加算し、（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力させる。
るディジタル帰還回路（ディジタル帰還手段）であり、
自身の（ｎ´＋ｍ）ビットの出力の内、上位ｎ´ビット
を信号データDATAOUT として後段に出力させる一方、下
位ｍビットを、（ｎ´＋ｍ）ビット長のデータと上位ｎ
´ビット長のデータの差である誤差データDATA（ｅ）と
して帰還させ、該誤差データDATA（ｅ）をｋ段（ここで
は一例としてｋ＝２）のディジタル遅延器２２，２３で
逐次、Ｔ＝１／８Ｆs ずつ遅延させ、各ディジタル遅延
器２２，２３の出力の各々にディジタル乗算器２４，２
５にて適宜の係数ａ，ｂ（ここでは一例としてａ＝２，
ｂ＝（−１））を乗じたあと、ディジタル加算器２６で
ディジタル減衰器２０から入力したディジタルデータDA
TAATに加算し、（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力させる。
【００１０】２７はディジタル帰還回路２１の出力の
内、上位ｎ´ビットの信号データDATAOUT を入力してＤ
／Ａ変換するＤ／Ａ変換器、２８はＤ／Ａ変換器２７の
出力側に設けられたアナログＬＰＦであり、Ｄ／Ａ変換
出力に対し、スムージングや折り返し雑音の除去などを
行う。
内、上位ｎ´ビットの信号データDATAOUT を入力してＤ
／Ａ変換するＤ／Ａ変換器、２８はＤ／Ａ変換器２７の
出力側に設けられたアナログＬＰＦであり、Ｄ／Ａ変換
出力に対し、スムージングや折り返し雑音の除去などを
行う。
【００１１】次に、上記した実施例の動作を図２の周波
数特性図を参照しながら説明する。ｎ＝２０ビット長の
入力ディジタルオーディオデータDATAINは、ディジタル
減衰器２０にて音量に応じた減衰量データが乗じられ、
（ｎ´＋ｍ）＝３０ビット長のディジタルデータDATAAT
として出力される。ディジタル減衰器２０で音量調整後
のディジタルデータDATAATは、ディジタル加算器２６を
介して上位ｎ´＝２０ビットが信号データDATAOUT とし
て後段に出力され、Ｄ／Ａ変換器２７でＤ／Ａ変換され
る。一方、ディジタル加算器２７の出力の内、下位ｍ＝
１０ビットはＤ／Ａ変換器２７でＤ／Ａ変換されない丸
め誤差の誤差データDATA（ｅ）である。
数特性図を参照しながら説明する。ｎ＝２０ビット長の
入力ディジタルオーディオデータDATAINは、ディジタル
減衰器２０にて音量に応じた減衰量データが乗じられ、
（ｎ´＋ｍ）＝３０ビット長のディジタルデータDATAAT
として出力される。ディジタル減衰器２０で音量調整後
のディジタルデータDATAATは、ディジタル加算器２６を
介して上位ｎ´＝２０ビットが信号データDATAOUT とし
て後段に出力され、Ｄ／Ａ変換器２７でＤ／Ａ変換され
る。一方、ディジタル加算器２７の出力の内、下位ｍ＝
１０ビットはＤ／Ａ変換器２７でＤ／Ａ変換されない丸
め誤差の誤差データDATA（ｅ）である。
【００１２】ここで、DATAAT＝Ｘ、DATAOUT ＝Ｙ、DATA
（ｅ）＝ｙ、ディジタル加算器２６の（ｎ´＋ｍ）＝３
０ビット長のデータ＝Ａとおくと、 Ａ＝Ｙ＋ｙ （１） である。また、ディジタル帰還回路２１の存在を考慮す
ると、 Ａ＝Ｘ＋２ｙＺ-1−ｙＺ-2 （２） となる。（１）式を（２）に代入すると、 Ｙ＝Ｘ−ｙ（１−２×Ｚ-1＋１×Ｚ-2） となり、Ｙに生じる丸め誤差ｙには伝達関数Ｈ（ｚ）
が、 Ｈ（Ｚ）＝１−２×Ｚ-1＋１×Ｚ-2 （３） で表されるノイズシェーピングが働くことになる。
（ｅ）＝ｙ、ディジタル加算器２６の（ｎ´＋ｍ）＝３
０ビット長のデータ＝Ａとおくと、 Ａ＝Ｙ＋ｙ （１） である。また、ディジタル帰還回路２１の存在を考慮す
ると、 Ａ＝Ｘ＋２ｙＺ-1−ｙＺ-2 （２） となる。（１）式を（２）に代入すると、 Ｙ＝Ｘ−ｙ（１−２×Ｚ-1＋１×Ｚ-2） となり、Ｙに生じる丸め誤差ｙには伝達関数Ｈ（ｚ）
が、 Ｈ（Ｚ）＝１−２×Ｚ-1＋１×Ｚ-2 （３） で表されるノイズシェーピングが働くことになる。
【００１３】Ｚ-1＝ｅｘｐ（−ｊωＴ）とすると、 （３）式の右辺＝（１−Ｚ-1）2 ＝｛１−ｅｘｐ（−ｊωＴ）｝2 ＝ｅｘｐ（−ｊωＴ）｛ｅｘｐ（ｊωＴ／２） −ｅｘｐ（−ｊωＴ／２）｝2 ＝ｅｘｐ（−ｊωＴ）・｛２ｓｉｎ（ωＴ／２）｝2 となり、伝達関数Ｈ（Ｚ）の振幅特性は４｜ｓｉｎ
2 （ωＴ／２）｜となる。入力ディジタルオーディオデ
ータDATAINが８倍オーバーサンプリングされているとき
（Ｔ＝１／８Ｆs ）、振幅特性は図２の如くなり、Ｆs
／２以下の信号帯域において丸め誤差ｙが低減されるこ
とが判る。
2 （ωＴ／２）｜となる。入力ディジタルオーディオデ
ータDATAINが８倍オーバーサンプリングされているとき
（Ｔ＝１／８Ｆs ）、振幅特性は図２の如くなり、Ｆs
／２以下の信号帯域において丸め誤差ｙが低減されるこ
とが判る。
【００１４】この結果、ディジタル帰還回路２１が無い
場合、Ｄ／Ａ変換器２７に入力される信号データDATA
OUT にはｍ＝１０ビット相当の切り捨て誤差が存在する
のに対し、ディジタル帰還回路２１の介在により、信号
帯域では、ｍ＝１０ビット相当の切り捨て誤差より か
に小さい誤差しか存在しなくなり、特に、音量を絞った
通常のリスニング状態において、信号データDATAOUT の
ダイナミックレンジが広くなり、量子化誤差が低減され
る。Ｄ／Ａ変換器２７から出力されるアナログオーディ
オ信号のダイナミックレンジが広くなり、量子化誤差が
低減される。
場合、Ｄ／Ａ変換器２７に入力される信号データDATA
OUT にはｍ＝１０ビット相当の切り捨て誤差が存在する
のに対し、ディジタル帰還回路２１の介在により、信号
帯域では、ｍ＝１０ビット相当の切り捨て誤差より か
に小さい誤差しか存在しなくなり、特に、音量を絞った
通常のリスニング状態において、信号データDATAOUT の
ダイナミックレンジが広くなり、量子化誤差が低減され
る。Ｄ／Ａ変換器２７から出力されるアナログオーディ
オ信号のダイナミックレンジが広くなり、量子化誤差が
低減される。
【００１５】なお、上記した実施例では、音量調整回路
を例に挙げたが、本発明の適用対象は何らこれに限定さ
れるものでない。また、ｎ＝２０、ｎ´＝２０、ｍ＝１
０としたが、ｎより（ｎ´＋ｍ）の方が大きければ他の
数値の組み合わせとしても良い。また、ディジタル帰還
回路ではａ＝２，ｂ＝−１としたが、これらを他の数値
の組み合わせとしても良い。また、遅延段数ｋを２とし
たが、１段或いは３段以上としても良い。３段とした場
合の構成例を図３に示す。２２，２３，２９がディジタ
ル遅延器、２４，２５，３０が各遅延データに係数ａ〜
ｃ（ａ〜ｃは適当な組み合わせとする）を乗じるための
ディジタル乗算器である。このように、ディジタル帰還
回路には種々の構成が可能であり、ディジタル減衰器の
出力幅、後段への信号出力幅などに応じて最適な構成を
選択すれば良い。
を例に挙げたが、本発明の適用対象は何らこれに限定さ
れるものでない。また、ｎ＝２０、ｎ´＝２０、ｍ＝１
０としたが、ｎより（ｎ´＋ｍ）の方が大きければ他の
数値の組み合わせとしても良い。また、ディジタル帰還
回路ではａ＝２，ｂ＝−１としたが、これらを他の数値
の組み合わせとしても良い。また、遅延段数ｋを２とし
たが、１段或いは３段以上としても良い。３段とした場
合の構成例を図３に示す。２２，２３，２９がディジタ
ル遅延器、２４，２５，３０が各遅延データに係数ａ〜
ｃ（ａ〜ｃは適当な組み合わせとする）を乗じるための
ディジタル乗算器である。このように、ディジタル帰還
回路には種々の構成が可能であり、ディジタル減衰器の
出力幅、後段への信号出力幅などに応じて最適な構成を
選択すれば良い。
【００１６】更に、ディジタル減衰器の減衰量は可変で
なく、固定したものであっても良い。また、ディジタル
データは２の補数系で表現された場合を例に挙げたが、
他の表現形式であっても同様に適用することができる。
例えば、ディジタルデータが１の補数系、オフセット自
然２進数系、自然２進数系で表現されていれば、ディジ
タル帰還回路２１の（ｎ´＋ｍ）ビットの出力の内、下
位ｍビットがそのまま誤差データとなる。また、正負符
号付２進数系で表現されているときは、ディジタル帰還
回路２１の出力の内、下位ｍビットと最上位の符号ビッ
トを一緒に取り出して誤差データとする。
なく、固定したものであっても良い。また、ディジタル
データは２の補数系で表現された場合を例に挙げたが、
他の表現形式であっても同様に適用することができる。
例えば、ディジタルデータが１の補数系、オフセット自
然２進数系、自然２進数系で表現されていれば、ディジ
タル帰還回路２１の（ｎ´＋ｍ）ビットの出力の内、下
位ｍビットがそのまま誤差データとなる。また、正負符
号付２進数系で表現されているときは、ディジタル帰還
回路２１の出力の内、下位ｍビットと最上位の符号ビッ
トを一緒に取り出して誤差データとする。
【００１７】
【発明の効果】本発明のディジタルアッテネータによれ
ば、ｎビット長のディジタルデータをディジタル減衰手
段に入力し、固定または可変の減衰量を乗算させて結果
をｎより大きい（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力させる。そ
して、ディジタル減衰手段の出力側に設けられた（ｎ´
＋ｍ）ビット長で出力を行う帰還手段により、自身の
（ｎ´＋ｍ）ビットの出力の内、上位ｎ´ビットを信号
データとして出力させる一方、（ｎ´＋ｍ）ビットで表
されたデータと上位ｎ´ビットの信号データの差を誤差
データとして帰還させ、該誤差データをｋ段のディジタ
ル遅延手段で逐次、遅延させ、各ディジタル遅延手段の
出力の各々に適宜の係数を乗じたあと、ディジタル減衰
手段から入力したディジタルデータに加算し、（ｎ´＋
ｍ）ビット長で出力させるようにしたので、帰還手段に
誤差データに対するノイズシェーピングを行わせること
ができ、ダイナミックレンジが広く量子化誤差の低減し
た信号データの出力が可能となる。
ば、ｎビット長のディジタルデータをディジタル減衰手
段に入力し、固定または可変の減衰量を乗算させて結果
をｎより大きい（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力させる。そ
して、ディジタル減衰手段の出力側に設けられた（ｎ´
＋ｍ）ビット長で出力を行う帰還手段により、自身の
（ｎ´＋ｍ）ビットの出力の内、上位ｎ´ビットを信号
データとして出力させる一方、（ｎ´＋ｍ）ビットで表
されたデータと上位ｎ´ビットの信号データの差を誤差
データとして帰還させ、該誤差データをｋ段のディジタ
ル遅延手段で逐次、遅延させ、各ディジタル遅延手段の
出力の各々に適宜の係数を乗じたあと、ディジタル減衰
手段から入力したディジタルデータに加算し、（ｎ´＋
ｍ）ビット長で出力させるようにしたので、帰還手段に
誤差データに対するノイズシェーピングを行わせること
ができ、ダイナミックレンジが広く量子化誤差の低減し
た信号データの出力が可能となる。
【００１８】また、本発明のディジタルアッテネータに
よれば、帰還手段から出力されたｎ´ビットの信号デー
タをＤ／Ａ変換手段でＤ／Ａ変換するようにしたので、
ダイナミックレンジが広く量子化誤差の低減したアナロ
グ信号の出力が可能となる。
よれば、帰還手段から出力されたｎ´ビットの信号デー
タをＤ／Ａ変換手段でＤ／Ａ変換するようにしたので、
ダイナミックレンジが広く量子化誤差の低減したアナロ
グ信号の出力が可能となる。
【図１】本発明の一実施例に係る音量調整回路の回路図
である。
である。
【図２】ディジタル帰還回路によるノイズシェーピング
特性を示す周波数特性図である。
特性を示す周波数特性図である。
【図３】ディジタル帰還回路の変形例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】従来の音量調整回路の回路図である。
２０ ディジタル減衰器 ２１ ディジタル帰
還回路 ２２、２３、２９ ディジタル遅延器 ２４、２５、３０ ディジタル乗算器 ２６ ディジタル加算器 ２７ Ｄ／Ａ変換器 ２８ アナログＬＰＦ
還回路 ２２、２３、２９ ディジタル遅延器 ２４、２５、３０ ディジタル乗算器 ２６ ディジタル加算器 ２７ Ｄ／Ａ変換器 ２８ アナログＬＰＦ
Claims (2)
- 【請求項１】 ｎビット長のディジタルデータを入力
し、固定または可変の減衰量を乗算して結果をｎより大
きい（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力するディジタル減衰手
段と、 ディジタル減衰手段の出力側に設けられた（ｎ´＋ｍ）
ビット長で出力を行う帰還手段とを有し、 この帰還手段は自身の（ｎ´＋ｍ）ビットの出力の内、
上位ｎ´ビットを信号データとして出力する一方、（ｎ
´＋ｍ）ビットで表されたデータと上位ｎ´ビットの信
号データの差を誤差データとして帰還し、該誤差データ
をｋ段のディジタル遅延手段で逐次、遅延させ、各ディ
ジタル遅延手段の出力の各々に適宜の係数を乗じたあ
と、ディジタル減衰手段から入力したディジタルデータ
に加算し、（ｎ´＋ｍ）ビット長で出力するように構成
したこと、 を特徴とするディジタルアッテネータ。 - 【請求項２】 帰還手段の出力の内、上位ｎ´ビットの
信号データをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換手段を設けたこ
と、 を特徴とする請求項１記載のディジタルアッテネータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15828695A JPH08330869A (ja) | 1995-06-01 | 1995-06-01 | ディジタルアッテネータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15828695A JPH08330869A (ja) | 1995-06-01 | 1995-06-01 | ディジタルアッテネータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08330869A true JPH08330869A (ja) | 1996-12-13 |
Family
ID=15668284
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15828695A Pending JPH08330869A (ja) | 1995-06-01 | 1995-06-01 | ディジタルアッテネータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08330869A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006238293A (ja) * | 2005-02-28 | 2006-09-07 | Yamaha Corp | Ｄ級増幅器 |
-
1995
- 1995-06-01 JP JP15828695A patent/JPH08330869A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006238293A (ja) * | 2005-02-28 | 2006-09-07 | Yamaha Corp | Ｄ級増幅器 |
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