JPH08307381A - 周波数分割多重信号送信装置 - Google Patents
周波数分割多重信号送信装置Info
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- JPH08307381A JPH08307381A JP7129531A JP12953195A JPH08307381A JP H08307381 A JPH08307381 A JP H08307381A JP 7129531 A JP7129531 A JP 7129531A JP 12953195 A JP12953195 A JP 12953195A JP H08307381 A JPH08307381 A JP H08307381A
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- carrier
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 受信装置で直交周波数分割多重信号の復号に
必須な同期信号を確実に復号し得る周波数分割多重信号
送信装置を提供することを目的とする。 【構成】 切換回路5は入力回路2からのディジタルデ
ータと同期データ発生器6よりの同期データの一方を切
換えて出力する。IFFT回路7は複数の入力端子に切
換回路5の出力信号が入力され、同期データは予め定め
た入力端子に入力されて予め定めた搬送波で伝送する変
調を行う。マイク11はアナログ音声信号を発生する。
直交変調器14はアナログ音声信号送信モード時には、
AM変調波と同期データで変調された所定周波数の搬送
波からなる周波数分割多重信号を発生し、ディジタル情
報信号送信モード時には多数の搬送波が多値QAM変調
されたOFDM信号を発生する。送信部18はアナログ
音声信号を直交周波数分割多重信号送信時よりも大電力
で送信する。
必須な同期信号を確実に復号し得る周波数分割多重信号
送信装置を提供することを目的とする。 【構成】 切換回路5は入力回路2からのディジタルデ
ータと同期データ発生器6よりの同期データの一方を切
換えて出力する。IFFT回路7は複数の入力端子に切
換回路5の出力信号が入力され、同期データは予め定め
た入力端子に入力されて予め定めた搬送波で伝送する変
調を行う。マイク11はアナログ音声信号を発生する。
直交変調器14はアナログ音声信号送信モード時には、
AM変調波と同期データで変調された所定周波数の搬送
波からなる周波数分割多重信号を発生し、ディジタル情
報信号送信モード時には多数の搬送波が多値QAM変調
されたOFDM信号を発生する。送信部18はアナログ
音声信号を直交周波数分割多重信号送信時よりも大電力
で送信する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は周波数分割多重信号送信
装置に係り、特に符号化されたディジタル情報信号を限
られた周波数帯域の直交周波数分割多重(OFDM:Or
thogonal Frequency Division Multiplex)信号に変換
して送信する周波数分割多重信号送信装置に関する。
装置に係り、特に符号化されたディジタル情報信号を限
られた周波数帯域の直交周波数分割多重(OFDM:Or
thogonal Frequency Division Multiplex)信号に変換
して送信する周波数分割多重信号送信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】符号化されたディジタル映像信号などを
限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、25
6直交振幅変調(QAM:Quadrature Amplitude Modul
ation)などの多値変調されたディジタル情報を多数の
搬送波を用いて伝送するOFDM方式が従来より知られ
ている。このOFDM方式は多数の搬送波を直交して配
置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送す
る方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、
隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位
置で零になることを意味する。
限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、25
6直交振幅変調(QAM:Quadrature Amplitude Modul
ation)などの多値変調されたディジタル情報を多数の
搬送波を用いて伝送するOFDM方式が従来より知られ
ている。このOFDM方式は多数の搬送波を直交して配
置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送す
る方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、
隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位
置で零になることを意味する。
【0003】このOFDM方式によれば、ガードバンド
期間(ガードインターバル)を設定し、その期間の情報
を重複して伝送するようにしているため、電波のマルチ
パスにより生ずる伝送歪みを軽減できる。すなわち、こ
のOFDM信号の受信は、シンボル期間内に伝送される
信号の振幅、位相変調成分を検出し、これらのレベルに
より情報の値を復号するものであるから、最初のガード
インターバル期間の信号を除いて復号することにより、
同一シンボル区間のマルチパス信号と、受信すべき信号
の周波数成分は同一であるため、比較的狭い周波数帯域
で、伝送歪みの少ない復号ディジタルデータを伝送でき
る。
期間(ガードインターバル)を設定し、その期間の情報
を重複して伝送するようにしているため、電波のマルチ
パスにより生ずる伝送歪みを軽減できる。すなわち、こ
のOFDM信号の受信は、シンボル期間内に伝送される
信号の振幅、位相変調成分を検出し、これらのレベルに
より情報の値を復号するものであるから、最初のガード
インターバル期間の信号を除いて復号することにより、
同一シンボル区間のマルチパス信号と、受信すべき信号
の周波数成分は同一であるため、比較的狭い周波数帯域
で、伝送歪みの少ない復号ディジタルデータを伝送でき
る。
【0004】従来は、上記のOFDM信号は単一の逆高
速フーリエ変換回路(IFFT回路)を用いて生成され
ている。このIFFT回路はデータ系列の長さNが2の
べき乗2L であるとき、サイズNの離散的フーリエ変換
(DFT)をサイズがN/2のDFTに分解してバタフ
ライ演算を多重して行う回路であり、次数をkとすると
きkの実数部と虚数部の端子に伝送しようとするディジ
タル値に対応する値(レベル)の信号を与えて、ディジ
タル値を伝送するための信号を得る。時間間隔Tの間に
N個の複素数による逆DFTを実行すると、OFDM信
号を生成でき、逆DFTの各点が搬送波に相当すること
が知られている(「データ圧縮とディジタル変調」、日
経エレクトロニクスブック、233頁)。
速フーリエ変換回路(IFFT回路)を用いて生成され
ている。このIFFT回路はデータ系列の長さNが2の
べき乗2L であるとき、サイズNの離散的フーリエ変換
(DFT)をサイズがN/2のDFTに分解してバタフ
ライ演算を多重して行う回路であり、次数をkとすると
きkの実数部と虚数部の端子に伝送しようとするディジ
タル値に対応する値(レベル)の信号を与えて、ディジ
タル値を伝送するための信号を得る。時間間隔Tの間に
N個の複素数による逆DFTを実行すると、OFDM信
号を生成でき、逆DFTの各点が搬送波に相当すること
が知られている(「データ圧縮とディジタル変調」、日
経エレクトロニクスブック、233頁)。
【0005】このIFFT回路を用いて発生された多数
の情報搬送波は、送信すべき情報に応じて変調、送信さ
れるため、これらの情報搬送波の周波数分割多重信号で
あるOFDM信号はランダム信号としての形態をとる。
の情報搬送波は、送信すべき情報に応じて変調、送信さ
れるため、これらの情報搬送波の周波数分割多重信号で
あるOFDM信号はランダム信号としての形態をとる。
【0006】また、従来装置では多数の情報搬送波を合
成してできるOFDM信号に対し、特に瞬間的に生じる
ピーク電力に対する対策を施していないため、まれに大
電力が発生されることがある。そのため、従来の周波数
分割多重信号発生装置では、全情報搬送波の最大振幅値
が一致する確率は非常に小さく、実際には殆ど発生しな
いが、平均電力値は余裕をもった低い値に設定し、送信
電力装置も平均電力の10〜20倍程度の余裕をもった
大きな出力信号を発生させられるものを用い、まれに生
じる大電力信号に対しても飽和させないで送信できるよ
うに考慮していた。
成してできるOFDM信号に対し、特に瞬間的に生じる
ピーク電力に対する対策を施していないため、まれに大
電力が発生されることがある。そのため、従来の周波数
分割多重信号発生装置では、全情報搬送波の最大振幅値
が一致する確率は非常に小さく、実際には殆ど発生しな
いが、平均電力値は余裕をもった低い値に設定し、送信
電力装置も平均電力の10〜20倍程度の余裕をもった
大きな出力信号を発生させられるものを用い、まれに生
じる大電力信号に対しても飽和させないで送信できるよ
うに考慮していた。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】ところで、OFDM信
号を復号するためには、周波数分割多重信号受信装置に
より復号回路のサンプル同期を正確に保ち、OFDM信
号中に伝送される同期情報を正確に抽出する必要があ
る。しかし、OFDM信号は周波数分割される多数の搬
送波により構成されるため、単一搬送波の変調波に比
し、各々の搬送波の変調度は小さな値に設定されるのが
一般的である。従って、従来のフェーズ・ロックド・ル
ープ(PLL)回路を用いてOFDM信号を受信復調す
る受信装置では、PLL回路中に用いられる電圧制御発
振器(VCO)は自走発振周波数が近接する搬送波に誤
って同期することのないよう、正確な値である必要があ
り、また、そのVCOを用いるPLLは微小な周波数変
化に対して十分な位相検出出力を持つ構成でなければな
らない。
号を復号するためには、周波数分割多重信号受信装置に
より復号回路のサンプル同期を正確に保ち、OFDM信
号中に伝送される同期情報を正確に抽出する必要があ
る。しかし、OFDM信号は周波数分割される多数の搬
送波により構成されるため、単一搬送波の変調波に比
し、各々の搬送波の変調度は小さな値に設定されるのが
一般的である。従って、従来のフェーズ・ロックド・ル
ープ(PLL)回路を用いてOFDM信号を受信復調す
る受信装置では、PLL回路中に用いられる電圧制御発
振器(VCO)は自走発振周波数が近接する搬送波に誤
って同期することのないよう、正確な値である必要があ
り、また、そのVCOを用いるPLLは微小な周波数変
化に対して十分な位相検出出力を持つ構成でなければな
らない。
【0008】発振回路に水晶振動子を用いる電圧制御型
水晶発振回路(VCXO)はPLLのVCOとして用い
ることは可能であり、通常のVCOよりも周波数安定度
が高く正確な自走発振周波数を得ることができるが、そ
の出力発振周波数の可変範囲が狭い。従って、周波数分
割多重信号受信装置のように、多数の異なる受信周波数
を受信する場合には、その多数の受信周波数毎にそれに
対応した発振周波数を発振させるための水晶振動子が必
要であり、VCXOを用いることは回路設計が煩雑であ
り、また回路構成が複雑で高価となる。
水晶発振回路(VCXO)はPLLのVCOとして用い
ることは可能であり、通常のVCOよりも周波数安定度
が高く正確な自走発振周波数を得ることができるが、そ
の出力発振周波数の可変範囲が狭い。従って、周波数分
割多重信号受信装置のように、多数の異なる受信周波数
を受信する場合には、その多数の受信周波数毎にそれに
対応した発振周波数を発振させるための水晶振動子が必
要であり、VCXOを用いることは回路設計が煩雑であ
り、また回路構成が複雑で高価となる。
【0009】そのため、従来は伝送単位であるフレーム
を同期シンボルとデータシンボルとに分け、信号情報は
データシンボルで伝送し、同期情報は専用の同期シンボ
ルで送信し、OFDM信号受信装置では受信復号信号中
のこの同期シンボルから送信された同期情報を検出し
て、サンプルクロックとシンボル位置同期信号を生成し
ている。
を同期シンボルとデータシンボルとに分け、信号情報は
データシンボルで伝送し、同期情報は専用の同期シンボ
ルで送信し、OFDM信号受信装置では受信復号信号中
のこの同期シンボルから送信された同期情報を検出し
て、サンプルクロックとシンボル位置同期信号を生成し
ている。
【0010】しかし、この方法では、同期情報を伝送す
る時間は数百シンボル毎にしか行われないため、離散的
な同期情報しか得られない。このため、移動受信時など
マルチパスの状態が変化したり、ドップラー効果などに
より、同期信号にジッタ(時間軸変動)成分があるとき
は、それによりOFDM信号の復調動作が乱され、復調
成分に誤りが多くなる。
る時間は数百シンボル毎にしか行われないため、離散的
な同期情報しか得られない。このため、移動受信時など
マルチパスの状態が変化したり、ドップラー効果などに
より、同期信号にジッタ(時間軸変動)成分があるとき
は、それによりOFDM信号の復調動作が乱され、復調
成分に誤りが多くなる。
【0011】一方、多数の搬送波の一つを用いて同期情
報を伝送するときには、同期情報を伝送する搬送波の電
力は全搬送波電力の1/(全搬送波数)倍と低く、ま
た、隣接搬送波の影響を受け易いという課題がある。反
面、シンボル同期などは、一度同期状態に入るとサンプ
ルクロック情報が得られている限りその状態が保たれ易
い。従って、受信開始時点で如何に正確な同期信号を復
号するかが重要な鍵となる。
報を伝送するときには、同期情報を伝送する搬送波の電
力は全搬送波電力の1/(全搬送波数)倍と低く、ま
た、隣接搬送波の影響を受け易いという課題がある。反
面、シンボル同期などは、一度同期状態に入るとサンプ
ルクロック情報が得られている限りその状態が保たれ易
い。従って、受信開始時点で如何に正確な同期信号を復
号するかが重要な鍵となる。
【0012】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
周波数分割多重信号とアナログ音声信号とを切り換えな
がら伝送できるように構成し、アナログ音声信号を伝送
するときには周波数分割多重信号の復調に必要な同期情
報搬送波を同時に送信することにより、受信装置により
同期情報を確実に受信させて正確な復号を行わせ得る周
波数分割多重信号送信装置を提供することを目的とす
る。
周波数分割多重信号とアナログ音声信号とを切り換えな
がら伝送できるように構成し、アナログ音声信号を伝送
するときには周波数分割多重信号の復調に必要な同期情
報搬送波を同時に送信することにより、受信装置により
同期情報を確実に受信させて正確な復号を行わせ得る周
波数分割多重信号送信装置を提供することを目的とす
る。
【0013】また、本発明の他の目的は、受信装置によ
り周波数分割多重信号の先頭の部分から同期受信させ得
る周波数分割多重信号送信装置を提供することにある。
り周波数分割多重信号の先頭の部分から同期受信させ得
る周波数分割多重信号送信装置を提供することにある。
【0014】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、送信すべきディジタル情報信号と送信する
周波数分割多重信号の復調に必要な同期データとを切り
換える切換回路と、切換回路の出力信号が複数の入力端
子に入力されると共に、同期データは予め定められた入
力端子に入力されてディジタル変調された信号を出力す
る逆高速フーリエ変換回路と、アナログ音声信号を発生
するアナログ音声信号発生手段と、入力信号を直交変調
する直交変調手段と、ディジタル情報信号の送信モード
時には逆高速フーリエ変換回路の出力信号のみを直交変
調手段に入力して多値変調された複数の搬送波からなる
直交周波数分割多重信号を出力させ、アナログ音声信号
の送信モード時には同期データの直交変調信号とアナロ
グ音声信号の変調波を多重した信号を直交変調手段より
出力させるモード設定手段と、直交変調手段の出力信号
を送信する送信手段とからなる構成としたものである。
成するため、送信すべきディジタル情報信号と送信する
周波数分割多重信号の復調に必要な同期データとを切り
換える切換回路と、切換回路の出力信号が複数の入力端
子に入力されると共に、同期データは予め定められた入
力端子に入力されてディジタル変調された信号を出力す
る逆高速フーリエ変換回路と、アナログ音声信号を発生
するアナログ音声信号発生手段と、入力信号を直交変調
する直交変調手段と、ディジタル情報信号の送信モード
時には逆高速フーリエ変換回路の出力信号のみを直交変
調手段に入力して多値変調された複数の搬送波からなる
直交周波数分割多重信号を出力させ、アナログ音声信号
の送信モード時には同期データの直交変調信号とアナロ
グ音声信号の変調波を多重した信号を直交変調手段より
出力させるモード設定手段と、直交変調手段の出力信号
を送信する送信手段とからなる構成としたものである。
【0015】
【作用】本発明では、周波数分割多重信号の復調に必要
な同期データがアナログ音声信号と共に送信するように
したため、このアナログ音声信号と共に受信される同期
データに基づいて周波数分割多重信号の復調のためのク
ロック復号回路の同期を確立させることができる。
な同期データがアナログ音声信号と共に送信するように
したため、このアナログ音声信号と共に受信される同期
データに基づいて周波数分割多重信号の復調のためのク
ロック復号回路の同期を確立させることができる。
【0016】また、本発明では送信手段は、アナログ音
声信号の送信モード時にはディジタル情報信号の送信モ
ード時よりも平均送信電力を大にして送信することがで
きるため、受信装置側ではディジタル情報信号の送信モ
ードで送信された直交周波数分割多重信号の受信時より
もC/Nの悪い状態でもアナログ音声信号の受信ができ
る。
声信号の送信モード時にはディジタル情報信号の送信モ
ード時よりも平均送信電力を大にして送信することがで
きるため、受信装置側ではディジタル情報信号の送信モ
ードで送信された直交周波数分割多重信号の受信時より
もC/Nの悪い状態でもアナログ音声信号の受信ができ
る。
【0017】更に、アナログ音声信号の送信モードを設
定した後にディジタル情報信号の送信モードに設定する
ようにしたため、ディジタル情報信号の受信時にはアナ
ログ音声信号と共に送信された同期データに基づいて受
信装置の周波数分割多重信号の復調のためのクロック復
号回路の同期を確立させることができる。
定した後にディジタル情報信号の送信モードに設定する
ようにしたため、ディジタル情報信号の受信時にはアナ
ログ音声信号と共に送信された同期データに基づいて受
信装置の周波数分割多重信号の復調のためのクロック復
号回路の同期を確立させることができる。
【0018】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
1は本発明の周波数分割多重信号送信装置の一実施例の
ブロック図を示す。
1は本発明の周波数分割多重信号送信装置の一実施例の
ブロック図を示す。
【0019】本実施例の基本的な仕様は以下の通りであ
る。
る。
【0020】 (1)中心搬送波周波数 100MHz (2)伝送帯域幅 100kHz (3)変調方式 256QAM、OFDM (4)使用搬送波数 257波 情報伝送用搬送波数 248波 (5)転送レート 750kbps (6)ガードインターバル 60μsec (7)音声変調方式 DSB(搬送波抑圧振幅変調) (8)音声信号帯域 15kHz (9)音声信号モード時の同期信号の種類 中心搬送波、サンプルクロック 情報、シンボル同期情報 次に、本実施例の構成及び動作について説明する。図1
において、入力端子1には伝送すべきディジタルデータ
が入力される。このディジタルデータとしては、例えば
カラー動画像符号化表示方式であるMPEG方式などの
符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号
などである。ここでは、入力データは4ビットの信号レ
ベルで、16(=24)のレベルの信号として表現さ
れ、また、情報を伝送する搬送波に対して振幅方向に1
6レベル、角度(位相)方向に16レベルを定義する。
このようにして、16×16の256の値を特定して伝
送する方式は、周知のように256QAM(直交振幅変
調)と呼ばれる。
において、入力端子1には伝送すべきディジタルデータ
が入力される。このディジタルデータとしては、例えば
カラー動画像符号化表示方式であるMPEG方式などの
符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号
などである。ここでは、入力データは4ビットの信号レ
ベルで、16(=24)のレベルの信号として表現さ
れ、また、情報を伝送する搬送波に対して振幅方向に1
6レベル、角度(位相)方向に16レベルを定義する。
このようにして、16×16の256の値を特定して伝
送する方式は、周知のように256QAM(直交振幅変
調)と呼ばれる。
【0021】この入力ディジタルデータは、入力回路2
に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロッ
ク分周器3よりのクロックに基づいて行われる。クロッ
ク分周器3は後述の中間周波数発振器15よりの10.
7MHzの中間周波数を分周して、この中間周波数に同
期したクロックを発生する。
に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロッ
ク分周器3よりのクロックに基づいて行われる。クロッ
ク分周器3は後述の中間周波数発振器15よりの10.
7MHzの中間周波数を分周して、この中間周波数に同
期したクロックを発生する。
【0022】誤り訂正符号が付加されたディジタルデー
タは入力回路2から切換回路5に供給される。切換回路
5はこのディジタルデータと同期データ発生器6よりの
同期データとをそれぞれ入力信号として受け、モード制
御信号入力端子4よりのモード制御信号に応じてディジ
タルデータ又は同期データを切換出力する。すなわち、
モード制御信号は周波数分割多重信号を発生させるモー
ドかアナログ音声信号を発生させるモードかを設定する
制御信号である。
タは入力回路2から切換回路5に供給される。切換回路
5はこのディジタルデータと同期データ発生器6よりの
同期データとをそれぞれ入力信号として受け、モード制
御信号入力端子4よりのモード制御信号に応じてディジ
タルデータ又は同期データを切換出力する。すなわち、
モード制御信号は周波数分割多重信号を発生させるモー
ドかアナログ音声信号を発生させるモードかを設定する
制御信号である。
【0023】モード制御信号が例えば0の電圧のときに
は切換回路5を入力回路2から出力されたディジタルデ
ータをそのまま次段の逆高速フーリエ変換(IFFT)
回路7に入力し、かつ、スイッチ13を断として音声増
幅器12の出力アナログ音声信号の通過を阻止すること
により、周波数分割多重信号を発生させる。また、モー
ド制御信号が例えば正の電圧のときには、切換回路5を
同期データ発生回路6よりの同期データを選択してIF
FT回路7に入力し、かつ、スイッチ13をオンとして
マイク11により収音され、音声増幅器12により所要
レベルに増幅されたアナログ音声信号を、スイッチ13
を通して加算器10へ入力する。回路6に供給する。
は切換回路5を入力回路2から出力されたディジタルデ
ータをそのまま次段の逆高速フーリエ変換(IFFT)
回路7に入力し、かつ、スイッチ13を断として音声増
幅器12の出力アナログ音声信号の通過を阻止すること
により、周波数分割多重信号を発生させる。また、モー
ド制御信号が例えば正の電圧のときには、切換回路5を
同期データ発生回路6よりの同期データを選択してIF
FT回路7に入力し、かつ、スイッチ13をオンとして
マイク11により収音され、音声増幅器12により所要
レベルに増幅されたアナログ音声信号を、スイッチ13
を通して加算器10へ入力する。回路6に供給する。
【0024】IFFT回路7は、例えばデータ系列Nが
256であるIFFT回路である。このIFFT回路7
は、実数部(R)の入力端子数が256、虚数部(I)
の入力端子数が256であり、周波数分割多重信号であ
るOFDM信号を送信するときには、入力回路2及び切
換回路5を通してそれぞれ4ビットのディジタルデータ
が実数部及び虚数部共に計256個ずつの入力端子に入
力されることにより、0番目(k=0)の入力端子の入
力情報は伝送する搬送波の中心周波数で伝送され、k=
N/2、127番目(k=N/2)の入力端子の入力情
報はナイキスト周波数に等価である両端周波数で伝送さ
れる。
256であるIFFT回路である。このIFFT回路7
は、実数部(R)の入力端子数が256、虚数部(I)
の入力端子数が256であり、周波数分割多重信号であ
るOFDM信号を送信するときには、入力回路2及び切
換回路5を通してそれぞれ4ビットのディジタルデータ
が実数部及び虚数部共に計256個ずつの入力端子に入
力されることにより、0番目(k=0)の入力端子の入
力情報は伝送する搬送波の中心周波数で伝送され、k=
N/2、127番目(k=N/2)の入力端子の入力情
報はナイキスト周波数に等価である両端周波数で伝送さ
れる。
【0025】ここでは、IFFT回路7からの258組
の出力のうち、k=0の中心搬送波周波数で伝送される
一組の出力を除く257波のうち、248波の搬送波を
用いて情報を伝送し、残りの9波はキャリブレーション
用、その他の補助信号の伝送のために用いられる。その
ため、1シンボル期間中に248バイトのディジタルデ
ータ、すなわち、1シンボル期間中に、4ビットずつ一
対の並列データ又はキャリブレーション信号248組が
切換回路5からIFFT回路7の実数部入力端子と虚数
部入力端子に入力される。IFFT回路7は248波の
搬送波のそれぞれが1バイトの情報により256QAM
変調されたOFDM信号を発生させるために用いられ
る。
の出力のうち、k=0の中心搬送波周波数で伝送される
一組の出力を除く257波のうち、248波の搬送波を
用いて情報を伝送し、残りの9波はキャリブレーション
用、その他の補助信号の伝送のために用いられる。その
ため、1シンボル期間中に248バイトのディジタルデ
ータ、すなわち、1シンボル期間中に、4ビットずつ一
対の並列データ又はキャリブレーション信号248組が
切換回路5からIFFT回路7の実数部入力端子と虚数
部入力端子に入力される。IFFT回路7は248波の
搬送波のそれぞれが1バイトの情報により256QAM
変調されたOFDM信号を発生させるために用いられ
る。
【0026】クロック分周器3からのクロックに基づい
て、IFFT回路7からIFFT演算されて取り出され
た計257組の出力データは、マルチパス歪みを軽減さ
せるためのガードインターバル回路8を通してD/A変
換器・低域フィルタ(LPF)9に供給され、ここでク
ロック分周器3からのクロックをサンプリングクロック
としてアナログ信号に変換された後、LPFにより必要
な周波数帯域の成分の実数部成分と虚数部成分とが通過
されて加算器10に入力される。OFDM信号を送信す
るときはスイッチ13が断とされているため、D/A変
換器・LPF9の出力信号がそのまま加算器10を経て
直交変調器14へそれぞれ供給される。
て、IFFT回路7からIFFT演算されて取り出され
た計257組の出力データは、マルチパス歪みを軽減さ
せるためのガードインターバル回路8を通してD/A変
換器・低域フィルタ(LPF)9に供給され、ここでク
ロック分周器3からのクロックをサンプリングクロック
としてアナログ信号に変換された後、LPFにより必要
な周波数帯域の成分の実数部成分と虚数部成分とが通過
されて加算器10に入力される。OFDM信号を送信す
るときはスイッチ13が断とされているため、D/A変
換器・LPF9の出力信号がそのまま加算器10を経て
直交変調器14へそれぞれ供給される。
【0027】直交変調器14は中間周波数発振器15よ
りの10.7MHzの中間周波数を第1の搬送波とし、
かつ、この中間周波数の位相を90°シフタ16により
90°シフトした10.7MHz中間周波数を第2の搬
送波として、それぞれD/A変換器・LPF9より加算
器10を介して入力されたディジタルデータの実数部成
分(実数部データ)と虚数部成分(虚数部データ)で直
交振幅変調(QAM)して257波の情報搬送波からな
るOFDM信号を生成する。
りの10.7MHzの中間周波数を第1の搬送波とし、
かつ、この中間周波数の位相を90°シフタ16により
90°シフトした10.7MHz中間周波数を第2の搬
送波として、それぞれD/A変換器・LPF9より加算
器10を介して入力されたディジタルデータの実数部成
分(実数部データ)と虚数部成分(虚数部データ)で直
交振幅変調(QAM)して257波の情報搬送波からな
るOFDM信号を生成する。
【0028】すなわち、本実施例ではそれぞれ16のレ
ベルを示す4ビットの実数部データと4ビットの虚数部
データのディジタル・アナログ変換信号を直交変調器1
4に供給することにより、直交変調器14からは中心周
波数F0が10.7MHzの例えば図2に示す如き周波
数スペクトラムのOFDM信号が取り出される。
ベルを示す4ビットの実数部データと4ビットの虚数部
データのディジタル・アナログ変換信号を直交変調器1
4に供給することにより、直交変調器14からは中心周
波数F0が10.7MHzの例えば図2に示す如き周波
数スペクトラムのOFDM信号が取り出される。
【0029】図2の周波数スペクトラムは、IFFT回
路7のデータ系列がN(=256)である場合のOFD
M信号の周波数スペクトラムで、周波数帯域99kHz
内に全部で257波の搬送波が存在し、そのうち248
波の搬送波が1バイトの情報データで256QAM変調
されており、中心周波数F0を含む残りの9波の搬送波
が補助信号などの伝送のために使用される。
路7のデータ系列がN(=256)である場合のOFD
M信号の周波数スペクトラムで、周波数帯域99kHz
内に全部で257波の搬送波が存在し、そのうち248
波の搬送波が1バイトの情報データで256QAM変調
されており、中心周波数F0を含む残りの9波の搬送波
が補助信号などの伝送のために使用される。
【0030】ここで、中心周波数F0より高域側の搬送
波は、IFFT回路7の1番目から128番目の実数部
入力端子及び虚数部入力端子に入力されたデータ等で変
調されており、また中心周波数F0より低域側の搬送波
は、IFFT回路7の128番目から255番目の実数
部入力端子及び虚数部入力端子に入力されたデータ等で
変調されている。
波は、IFFT回路7の1番目から128番目の実数部
入力端子及び虚数部入力端子に入力されたデータ等で変
調されており、また中心周波数F0より低域側の搬送波
は、IFFT回路7の128番目から255番目の実数
部入力端子及び虚数部入力端子に入力されたデータ等で
変調されている。
【0031】また、図2に「128」及び「−128」
で示す位置には、それぞれナイキスト周波数の搬送波が
発生し、これは128番目の入力端子に入力された固定
電圧データに基づいて生成されたパイロット信号伝送用
搬送波である。すなわち、同一の128番目の入力端子
に入力された固定電圧データは、二つの搬送波により伝
送される。
で示す位置には、それぞれナイキスト周波数の搬送波が
発生し、これは128番目の入力端子に入力された固定
電圧データに基づいて生成されたパイロット信号伝送用
搬送波である。すなわち、同一の128番目の入力端子
に入力された固定電圧データは、二つの搬送波により伝
送される。
【0032】なお、IFFTの周期をN(=256)と
したときの有効シンボル周波数fSと、有効シンボル期
間tSとは次のようになる。
したときの有効シンボル周波数fSと、有効シンボル期
間tSとは次のようになる。
【0033】 fS=99,000/256=387(Hz) tS=1/fS=2586(μsec) これにガードインターバル回路8により与えられたマル
チパス歪除去用区間であるガードインターバルgiを6
0μsecとして付加したときのシンボル期間taとシ
ンボル周波数faはそれぞれ次のようになる。
チパス歪除去用区間であるガードインターバルgiを6
0μsecとして付加したときのシンボル期間taとシ
ンボル周波数faはそれぞれ次のようになる。
【0034】ta=tS+gi=2586+60=26
46(μsec) fa=1/ta=378(Hz) 直交変調器14より取り出された、ガードインターバル
処理される前のデータのシンボル周波数である387H
z毎に隣接配置された複数の搬送波からなる上記のOF
DM信号は、図1の周波数変換器17に供給されて送信
周波数帯に周波数変換され、例えば上記の中心搬送波周
波数F0が100MHzとされてから送信部18により
リニア増幅され、送信アンテナより空間伝送路19へ放
射される。
46(μsec) fa=1/ta=378(Hz) 直交変調器14より取り出された、ガードインターバル
処理される前のデータのシンボル周波数である387H
z毎に隣接配置された複数の搬送波からなる上記のOF
DM信号は、図1の周波数変換器17に供給されて送信
周波数帯に周波数変換され、例えば上記の中心搬送波周
波数F0が100MHzとされてから送信部18により
リニア増幅され、送信アンテナより空間伝送路19へ放
射される。
【0035】ところで、本実施例では、上記のOFDM
信号送信に先立ちまず、アナログ音声信号を同期データ
と共に送信する。このアナログ音声信号送信時には、同
期データが切換回路5を介してIFFT回路7に供給さ
れる。この同期データはOFDM信号を復号するときに
必要とする同期信号を発生させるためのデータで、中心
搬送波とサンプルクロック用同期データとシンボル同期
データである。これらの同期データはIFFT回路7に
より同期データで変調された周波数分割多重信号に変換
され、更にガードインターバル回路8及びD/A変換器
・LPF9をそれぞれ経て加算器10に供給され、ここ
でスイッチ13を通して入力されたアナログ音声信号と
加算される。
信号送信に先立ちまず、アナログ音声信号を同期データ
と共に送信する。このアナログ音声信号送信時には、同
期データが切換回路5を介してIFFT回路7に供給さ
れる。この同期データはOFDM信号を復号するときに
必要とする同期信号を発生させるためのデータで、中心
搬送波とサンプルクロック用同期データとシンボル同期
データである。これらの同期データはIFFT回路7に
より同期データで変調された周波数分割多重信号に変換
され、更にガードインターバル回路8及びD/A変換器
・LPF9をそれぞれ経て加算器10に供給され、ここ
でスイッチ13を通して入力されたアナログ音声信号と
加算される。
【0036】上記の同期データで変調された周波数分割
多重信号は後述するように、第0番目(中心搬送波)と
±64番目及び±128番目の搬送波からなるように設
定されている。加算器10の出力信号は直交変調器14
の実数部入力端子(リアルパート)に入力されることに
より、アナログ音声信号は搬送波が抑圧された両側帯波
(DSB)信号として出力される。ここで、アナログ音
声信号の周波数帯域は15kHzであり、搬送波が抑圧
された両側帯波も±15kHzに生じる。
多重信号は後述するように、第0番目(中心搬送波)と
±64番目及び±128番目の搬送波からなるように設
定されている。加算器10の出力信号は直交変調器14
の実数部入力端子(リアルパート)に入力されることに
より、アナログ音声信号は搬送波が抑圧された両側帯波
(DSB)信号として出力される。ここで、アナログ音
声信号の周波数帯域は15kHzであり、搬送波が抑圧
された両側帯波も±15kHzに生じる。
【0037】一方、加算器10の出力信号のうち同期デ
ータで変調されている周波数分割多重信号のうち中心搬
送波は、上記の両側帯波信号に中心搬送波として挿入さ
れることとなり、これらからなる振幅変調波(AM変調
波)が直交変調器14から取り出され、また、上記の±
64番目と±128番目の各搬送波からなる周波数分割
多重信号が取り出される。直交変調器14より取り出さ
れた周波数分割多重信号は、周波数変換器17に供給さ
れて送信周波数帯に周波数変換され、例えば上記の中心
搬送波周波数F0が100MHzとされてから送信部1
8によりリニア増幅され、送信アンテナより前記OFD
M信号と同一周波数帯域で空間伝送路19へ放射され
る。
ータで変調されている周波数分割多重信号のうち中心搬
送波は、上記の両側帯波信号に中心搬送波として挿入さ
れることとなり、これらからなる振幅変調波(AM変調
波)が直交変調器14から取り出され、また、上記の±
64番目と±128番目の各搬送波からなる周波数分割
多重信号が取り出される。直交変調器14より取り出さ
れた周波数分割多重信号は、周波数変換器17に供給さ
れて送信周波数帯に周波数変換され、例えば上記の中心
搬送波周波数F0が100MHzとされてから送信部1
8によりリニア増幅され、送信アンテナより前記OFD
M信号と同一周波数帯域で空間伝送路19へ放射され
る。
【0038】ここで、送信部18の出力平均電力レベル
は、OFDM信号送信時には少ない確率ではあるが稀に
発生するピーク電力も伝送するために、予めピーク電力
の1/10程度に小さく抑えるような値に設定されるた
め、このとき送信される同期信号出力レベルも小さくさ
れる。一方、アナログ音声信号送信時には、送信部18
の出力平均電力レベルは、変調波が送信部18の出力の
制限などでクリップされても、受信装置での忠実度は低
下するものの明瞭度はさほど低下しないため、OFDM
信号送信時よりも大きく設定され、それにより同期信号
出力レベルも大きくできる。同期信号は出力シーケンス
が規定されている信号であり、ピーク電力を発生させる
原因とはならない。
は、OFDM信号送信時には少ない確率ではあるが稀に
発生するピーク電力も伝送するために、予めピーク電力
の1/10程度に小さく抑えるような値に設定されるた
め、このとき送信される同期信号出力レベルも小さくさ
れる。一方、アナログ音声信号送信時には、送信部18
の出力平均電力レベルは、変調波が送信部18の出力の
制限などでクリップされても、受信装置での忠実度は低
下するものの明瞭度はさほど低下しないため、OFDM
信号送信時よりも大きく設定され、それにより同期信号
出力レベルも大きくできる。同期信号は出力シーケンス
が規定されている信号であり、ピーク電力を発生させる
原因とはならない。
【0039】次に、本実施例で送信される周波数分割多
重信号の配置について説明する。図2に示すように、搬
送波(キャリア)の名称を本明細書において、中心周波
数に立てられる搬送波F0を第0キャリアと呼ぶ。中心
周波数の右側の搬送波を中心より離れるにつれて順番に
第1キャリア、第2キャリア、...、第128キャリ
アと呼び、中心周波数の左側の搬送波を中心より離れる
につれて順番に第m1キャリア、第m2キャリ
ア、...、第m128キャリアと呼ぶものとする(な
お、mはマイナスの意味を示す)。また、モード情報ビ
ットで伝送される所定のキャリブレーションフレームエ
ンド信号の次から伝送されるシンボルに対し、順番に第
1シンボル、第2シンボル、...、第256シンボル
と呼ぶものとする。
重信号の配置について説明する。図2に示すように、搬
送波(キャリア)の名称を本明細書において、中心周波
数に立てられる搬送波F0を第0キャリアと呼ぶ。中心
周波数の右側の搬送波を中心より離れるにつれて順番に
第1キャリア、第2キャリア、...、第128キャリ
アと呼び、中心周波数の左側の搬送波を中心より離れる
につれて順番に第m1キャリア、第m2キャリ
ア、...、第m128キャリアと呼ぶものとする(な
お、mはマイナスの意味を示す)。また、モード情報ビ
ットで伝送される所定のキャリブレーションフレームエ
ンド信号の次から伝送されるシンボルに対し、順番に第
1シンボル、第2シンボル、...、第256シンボル
と呼ぶものとする。
【0040】また、搬送波割り当ては次のように行う。
【0041】第0キャリア 搬送波全体に対し振
幅、位相の基礎となる無変調搬送波。
幅、位相の基礎となる無変調搬送波。
【0042】第1キャリア システムのモード情報
を伝送する。詳細は別途定義する。
を伝送する。詳細は別途定義する。
【0043】第2キャリア 正のキャリブレーショ
ン搬送波で伝送すべきだった情報を伝送する。
ン搬送波で伝送すべきだった情報を伝送する。
【0044】第64キャリア 基準角度レベル、基準
振幅レベル、搬送波無しを4シンボルを1シーケンスと
して交互に伝送。
振幅レベル、搬送波無しを4シンボルを1シーケンスと
して交互に伝送。
【0045】第128キャリア 正の最高周波数に立て
られる搬送波。
られる搬送波。
【0046】第m1キャリア キャリブレーション情
報が伝送される搬送波番号を伝送。
報が伝送される搬送波番号を伝送。
【0047】第m2キャリア 負のキャリブレーショ
ン搬送波で伝送すべきだった情報を伝送する。
ン搬送波で伝送すべきだった情報を伝送する。
【0048】第m64キャリア 基準角度レベル、基
準振幅レベル、搬送波無しを4シンボルを1シーケンス
として交互に伝送。
準振幅レベル、搬送波無しを4シンボルを1シーケンス
として交互に伝送。
【0049】第m128キャリア 負の最高周波数に
立てられる搬送波。
立てられる搬送波。
【0050】その他のキャリア キャリブレーション
情報キャリアとして指定される以外は情報を伝送する。
情報キャリアとして指定される以外は情報を伝送する。
【0051】また、搬送波の振幅レベルについては、第
0キャリアの信号レベルを基準振幅レベルと呼ぶものと
する。また、基準振幅レベルを算術的に15分割し、そ
の奇数番目のレベルに対し、0に近い方から順に第1振
幅レベル、第2振幅レベル、...、第8振幅レベルと
呼ぶものとする。更に、負の信号レベルは正の信号レベ
ルと同様なX軸に対称なレベルを定義し、0に近い方か
ら順に第m1振幅レベル、第m2振幅レベル、...、
第m8振幅レベルと呼ぶ。
0キャリアの信号レベルを基準振幅レベルと呼ぶものと
する。また、基準振幅レベルを算術的に15分割し、そ
の奇数番目のレベルに対し、0に近い方から順に第1振
幅レベル、第2振幅レベル、...、第8振幅レベルと
呼ぶものとする。更に、負の信号レベルは正の信号レベ
ルと同様なX軸に対称なレベルを定義し、0に近い方か
ら順に第m1振幅レベル、第m2振幅レベル、...、
第m8振幅レベルと呼ぶ。
【0052】また、搬送波の角度(Quadratur
e)レベルについては、第64キャリア、第m64キャ
リアで伝送される正の基準角度信号に対し、基準角度レ
ベルを算術的に15分割し、その奇数番目のレベルに対
し、低い方から順に第1角度レベル、第2角度レベ
ル、...、第8角度レベルと呼ぶ。負の方向に変位さ
れた信号の角度レベルは、伝送される負の基準レベルを
算術的に15分割し、その奇数番目のレベルに対し、0
に近い方から順に第m1角度レベル、第m2角度レベ
ル、...、第m8角度レベルと呼ぶ。
e)レベルについては、第64キャリア、第m64キャ
リアで伝送される正の基準角度信号に対し、基準角度レ
ベルを算術的に15分割し、その奇数番目のレベルに対
し、低い方から順に第1角度レベル、第2角度レベ
ル、...、第8角度レベルと呼ぶ。負の方向に変位さ
れた信号の角度レベルは、伝送される負の基準レベルを
算術的に15分割し、その奇数番目のレベルに対し、0
に近い方から順に第m1角度レベル、第m2角度レベ
ル、...、第m8角度レベルと呼ぶ。
【0053】また、情報ビットの割り当ては、8ビット
の情報データの上位4ビットに対し、次の振幅レベルを
与える。「0100:第8振幅レベル」、「0101:
第7振幅レベル」、「0111:第6振幅レベル」、
「0110:第5振幅レベル」、「0010:第4振幅
レベル」、「0011:第3振幅レベル」、「000
1:第2振幅レベル」、「0000:第1振幅レベ
ル」、「1000:第m1振幅レベル」、「1001:
第m2振幅レベル」、「1011:第m3振幅レベ
ル」、「1010:第m4振幅レベル」、「1110:
第m5振幅レベル」、「1111:第m6振幅レベ
ル」、「1101:第m7振幅レベル」、「1100:
第m8振幅レベル」。
の情報データの上位4ビットに対し、次の振幅レベルを
与える。「0100:第8振幅レベル」、「0101:
第7振幅レベル」、「0111:第6振幅レベル」、
「0110:第5振幅レベル」、「0010:第4振幅
レベル」、「0011:第3振幅レベル」、「000
1:第2振幅レベル」、「0000:第1振幅レベ
ル」、「1000:第m1振幅レベル」、「1001:
第m2振幅レベル」、「1011:第m3振幅レベ
ル」、「1010:第m4振幅レベル」、「1110:
第m5振幅レベル」、「1111:第m6振幅レベ
ル」、「1101:第m7振幅レベル」、「1100:
第m8振幅レベル」。
【0054】また、下位4ビットの情報データに対して
は次の角度レベルを与える。「0100:第8角度レベ
ル」、「0101:第7角度レベル」、「0111:第
6角度レベル」、「0110:第5角度レベル」、「0
010:第4角度レベル」、「0011:第3角度レベ
ル」、「0001:第2角度レベル」、「0000:第
1角度レベル」、「1000:第m1角度レベル」、
「1001:第m2角度レベル」、「1011:第m3
角度レベル」、「1010:第m4角度レベル」、「1
110:第m5角度レベル」、「1111:第m6角度
レベル」、「1101:第m7角度レベル」、「110
0:第m8角度レベル」。
は次の角度レベルを与える。「0100:第8角度レベ
ル」、「0101:第7角度レベル」、「0111:第
6角度レベル」、「0110:第5角度レベル」、「0
010:第4角度レベル」、「0011:第3角度レベ
ル」、「0001:第2角度レベル」、「0000:第
1角度レベル」、「1000:第m1角度レベル」、
「1001:第m2角度レベル」、「1011:第m3
角度レベル」、「1010:第m4角度レベル」、「1
110:第m5角度レベル」、「1111:第m6角度
レベル」、「1101:第m7角度レベル」、「110
0:第m8角度レベル」。
【0055】また、第64キャリアと第m64キャリア
(これらを±64キャリアともいう)は、シンボル番号
の下位2ビットで与えられる「0」〜「3」の4つのシ
ンボルシーケンスで次の変調信号(シンボル同期信号)
を伝送する。まず、シンボルシーケンス「0」では第6
4キャリアで第8振幅レベルと第0角度レベルを、第m
64キャリアで第0振幅レベルと第0角度レベルを伝送
し、シンボルシーケンス「1」では第64キャリアで第
0振幅レベルと第m8角度レベルを、第m64キャリア
で第0振幅レベルと第0角度レベルを伝送し、シンボル
シーケンス「2」では第64キャリアで第0振幅レベル
と第0角度レベルを、第m64キャリアで第m8振幅レ
ベルと第0角度レベルを伝送し、シンボルシーケンス
「3」では第64キャリアで第0振幅レベルと第0角度
レベルを、第m64キャリアで第0振幅レベルと第8角
度レベルを伝送する。
(これらを±64キャリアともいう)は、シンボル番号
の下位2ビットで与えられる「0」〜「3」の4つのシ
ンボルシーケンスで次の変調信号(シンボル同期信号)
を伝送する。まず、シンボルシーケンス「0」では第6
4キャリアで第8振幅レベルと第0角度レベルを、第m
64キャリアで第0振幅レベルと第0角度レベルを伝送
し、シンボルシーケンス「1」では第64キャリアで第
0振幅レベルと第m8角度レベルを、第m64キャリア
で第0振幅レベルと第0角度レベルを伝送し、シンボル
シーケンス「2」では第64キャリアで第0振幅レベル
と第0角度レベルを、第m64キャリアで第m8振幅レ
ベルと第0角度レベルを伝送し、シンボルシーケンス
「3」では第64キャリアで第0振幅レベルと第0角度
レベルを、第m64キャリアで第0振幅レベルと第8角
度レベルを伝送する。
【0056】ここで、第0振幅レベルとは、中心搬送波
とインフェイズな側帯波の信号レベルがないこと、第0
角度レベルとは、中心搬送波と直交する側帯波の信号レ
ベルがないことを意味している。
とインフェイズな側帯波の信号レベルがないこと、第0
角度レベルとは、中心搬送波と直交する側帯波の信号レ
ベルがないことを意味している。
【0057】この信号を用いて後述する受信装置では基
準振幅レベル、基準角度レベル、同一搬送波内での振幅
ー角度クロストーク量、及び対称搬送波へのクロストー
ク量(振幅−角度のレベル差等による)を検出すること
ができる。また、シンボルシーケンス「3」の±64キ
ャリアは前記したように角度変調されており、シンボル
シーケンス「0」の±64キャリアは振幅変調されてい
るから、これらの変調方式の違いを検出することによ
り、シンボルの切換状態を検出してシンボル同期信号の
最初(シンボルシーケンス「0」)の概略を検出でき
る。
準振幅レベル、基準角度レベル、同一搬送波内での振幅
ー角度クロストーク量、及び対称搬送波へのクロストー
ク量(振幅−角度のレベル差等による)を検出すること
ができる。また、シンボルシーケンス「3」の±64キ
ャリアは前記したように角度変調されており、シンボル
シーケンス「0」の±64キャリアは振幅変調されてい
るから、これらの変調方式の違いを検出することによ
り、シンボルの切換状態を検出してシンボル同期信号の
最初(シンボルシーケンス「0」)の概略を検出でき
る。
【0058】また、第128キャリアと第m128キャ
リア(±128キャリア)は、第8振幅レベルに設定さ
れ、エンコード時の角度情報は0に設定され、サンプル
クロック情報伝送に用いられる。その他のキャリアは、
アナログ量としてのキャリアレベルを0とするように、
IFFT回路7に信号が入力される。
リア(±128キャリア)は、第8振幅レベルに設定さ
れ、エンコード時の角度情報は0に設定され、サンプル
クロック情報伝送に用いられる。その他のキャリアは、
アナログ量としてのキャリアレベルを0とするように、
IFFT回路7に信号が入力される。
【0059】変調信号周波数については第0キャリアは
直流成分であり、0Hzである。また、第64キャリア
及び第m64キャリアの変調信号周波数はそれぞれ2
4.75(=99/4)kHz、第128キャリア及び
第m128キャリアの変調信号周波数はそれぞれ49.
5(=99/2)kHzである。従って、これらのキャ
リアで伝送される同期データは、アナログ音声信号と周
波数が異なる。
直流成分であり、0Hzである。また、第64キャリア
及び第m64キャリアの変調信号周波数はそれぞれ2
4.75(=99/4)kHz、第128キャリア及び
第m128キャリアの変調信号周波数はそれぞれ49.
5(=99/2)kHzである。従って、これらのキャ
リアで伝送される同期データは、アナログ音声信号と周
波数が異なる。
【0060】次に、受信装置の構成及び動作について図
3と共に説明する。図3は周波数分割多重信号受信装置
の一例のブロック図を示す。同図において、空間伝送路
19を経て受信されたOFDM信号あるいはアナログ音
声信号と同期データとの周波数分割多重AM変調波は、
アンテナを介して受信部21で受信された後高周波増幅
され、更に周波数変換器22により中間周波数に周波数
変換され、中間周波増幅器23により増幅された後、直
交復調器及24びキャリア抽出回路20に供給される一
方、後述のミューティング回路37に供給される。
3と共に説明する。図3は周波数分割多重信号受信装置
の一例のブロック図を示す。同図において、空間伝送路
19を経て受信されたOFDM信号あるいはアナログ音
声信号と同期データとの周波数分割多重AM変調波は、
アンテナを介して受信部21で受信された後高周波増幅
され、更に周波数変換器22により中間周波数に周波数
変換され、中間周波増幅器23により増幅された後、直
交復調器及24びキャリア抽出回路20に供給される一
方、後述のミューティング回路37に供給される。
【0061】キャリア抽出回路25は、入力OFDM信
号の中心搬送波(中間周波数)を位相誤差少なくできる
だけ正確に抽出する回路である。本実施例では、情報を
伝送する各搬送波は、シンボル周波数である387Hz
毎に隣接配置されてOFDM信号を構成しているため、
中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に
対して387Hz離れており、中心搬送波を抽出するた
めには、387Hzしか離れていない隣接する情報伝送
用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が
必要となる。
号の中心搬送波(中間周波数)を位相誤差少なくできる
だけ正確に抽出する回路である。本実施例では、情報を
伝送する各搬送波は、シンボル周波数である387Hz
毎に隣接配置されてOFDM信号を構成しているため、
中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に
対して387Hz離れており、中心搬送波を抽出するた
めには、387Hzしか離れていない隣接する情報伝送
用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が
必要となる。
【0062】そこで、キャリア抽出回路25はPLL回
路を用いて中心搬送波F0の抽出を行う。ただし、この
場合のPLL回路を構成するVCOとしては、可変範囲
が隣接する搬送波周波数の約1/2である±200Hz
程度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振
回路(VCXO)を用い、かつ、PLL回路を構成する
LPFとして387Hzに対して充分にカットオフ周波
数の低いLPFを用いる。
路を用いて中心搬送波F0の抽出を行う。ただし、この
場合のPLL回路を構成するVCOとしては、可変範囲
が隣接する搬送波周波数の約1/2である±200Hz
程度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振
回路(VCXO)を用い、かつ、PLL回路を構成する
LPFとして387Hzに対して充分にカットオフ周波
数の低いLPFを用いる。
【0063】キャリア抽出回路25により抽出された中
心搬送波F0は、中間周波数発振器26に供給され、こ
こで中心搬送波F0に位相同期した10.7MHzの中
間周波数を発生させる。中間周波数発振器26の出力中
間周波数は第1の復調用搬送波として直交復調器24に
直接に供給される一方、90°シフタ27により位相が
90°シフトされてから第2の復調用搬送波として直交
復調器24に供給される。
心搬送波F0は、中間周波数発振器26に供給され、こ
こで中心搬送波F0に位相同期した10.7MHzの中
間周波数を発生させる。中間周波数発振器26の出力中
間周波数は第1の復調用搬送波として直交復調器24に
直接に供給される一方、90°シフタ27により位相が
90°シフトされてから第2の復調用搬送波として直交
復調器24に供給される。
【0064】これにより、直交復調器24からは送信装
置の直交変調器14に入力された実数部、虚数部の各ア
ナログ信号と同等のアナログ信号(周波数分割多重信
号)が復調されて取り出され、サンプルクロック復号回
路28、低域フィルタ(LPF)29、30、シンボル
同期復号回路31にそれぞれ供給される。受信信号がO
FDM信号であるときには、LPF29により必要な周
波数帯域の信号が通過されてA/D変換器33によりサ
ンプルクロックに基づいてサンプル及びホールドされた
後ディジタル信号に変換される。
置の直交変調器14に入力された実数部、虚数部の各ア
ナログ信号と同等のアナログ信号(周波数分割多重信
号)が復調されて取り出され、サンプルクロック復号回
路28、低域フィルタ(LPF)29、30、シンボル
同期復号回路31にそれぞれ供給される。受信信号がO
FDM信号であるときには、LPF29により必要な周
波数帯域の信号が通過されてA/D変換器33によりサ
ンプルクロックに基づいてサンプル及びホールドされた
後ディジタル信号に変換される。
【0065】ここで、重要なのは入力信号に対するサン
プリングのタイミングで、これはサンプルクロック復号
回路28により発生される。サンプルクロック復号回路
28は、中間周波数発振器26よりの中間周波数が入力
されると共に、受信された周波数分割多重信号中の±1
28キャリアで伝送された49.5kHzのサンプルク
ロック情報を周波数選択し、これに同期したナイキスト
周波数の2倍の周波数のサンプルクロックが復号され
る。
プリングのタイミングで、これはサンプルクロック復号
回路28により発生される。サンプルクロック復号回路
28は、中間周波数発振器26よりの中間周波数が入力
されると共に、受信された周波数分割多重信号中の±1
28キャリアで伝送された49.5kHzのサンプルク
ロック情報を周波数選択し、これに同期したナイキスト
周波数の2倍の周波数のサンプルクロックが復号され
る。
【0066】また、シンボル同期復号回路31は、この
復号されたサンプルクロックに基づいて±64キャリア
で伝送される24.75kHzのシンボル同期情報の位
相状態を調べ、シンボル期間情報を復号したシンボル同
期信号を出力する。システムクロック発生器32は、こ
れらサンプルクロック及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生する。
復号されたサンプルクロックに基づいて±64キャリア
で伝送される24.75kHzのシンボル同期情報の位
相状態を調べ、シンボル期間情報を復号したシンボル同
期信号を出力する。システムクロック発生器32は、こ
れらサンプルクロック及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生する。
【0067】本実施例では、OFDM信号の受信の前に
予めアナログ音声信号と同期情報との周波数分割多重信
号を受信するが、OFDM信号よりC/Nが悪い信号で
も受信が可能であり、しかも前記したように受信するア
ナログ音声信号と同期情報との周波数分割多重信号はO
FDM信号送信時よりも大送信電力で送信されているか
ら同期情報が大きな電力で受信でき、これにより復号に
必要な上記の各同期情報を確実に復号できる。また、こ
のアナログ音声信号と同期情報との周波数分割多重信号
の受信中に受信部21のアンテナ調整などを行うことに
より、同期情報が確実に得られる最適な受信設定ができ
る。
予めアナログ音声信号と同期情報との周波数分割多重信
号を受信するが、OFDM信号よりC/Nが悪い信号で
も受信が可能であり、しかも前記したように受信するア
ナログ音声信号と同期情報との周波数分割多重信号はO
FDM信号送信時よりも大送信電力で送信されているか
ら同期情報が大きな電力で受信でき、これにより復号に
必要な上記の各同期情報を確実に復号できる。また、こ
のアナログ音声信号と同期情報との周波数分割多重信号
の受信中に受信部21のアンテナ調整などを行うことに
より、同期情報が確実に得られる最適な受信設定ができ
る。
【0068】このアナログ音声信号と同期情報との周波
数分割多重信号の受信時には、アナログ音声信号は直交
復調器24から周波数帯域15kHzのアナログ信号と
して取り出され、一方、前記各同期情報は24.75k
Hz及び49.5kHzとして受信され周波数分割多重
されているから、LPF30により受信復調アナログ音
声信号のみ濾波されてミューティング回路37に供給さ
れる。
数分割多重信号の受信時には、アナログ音声信号は直交
復調器24から周波数帯域15kHzのアナログ信号と
して取り出され、一方、前記各同期情報は24.75k
Hz及び49.5kHzとして受信され周波数分割多重
されているから、LPF30により受信復調アナログ音
声信号のみ濾波されてミューティング回路37に供給さ
れる。
【0069】また、アナログ音声信号と同期情報との周
波数分割多重信号には、±64キャリアと±128キャ
リアとの間の周波数帯域には情報信号が伝送されないた
め、ミューティング回路37は、中間周波増幅器23の
出力受信信号中の±64キャリアと±128キャリアと
の間の周波数帯域の信号量を両キャリアの信号レベルと
比較し、前者の信号量が後者のキャリア信号レベルより
も小さい時にはアナログ音声信号を含む周波数分割多重
信号受信と判断して、ミューティング動作をオフとし、
LPF30よりの受信復調アナログ音声信号をそのまま
音声増幅器38に供給して増幅させ、これより端子40
より出力させる。
波数分割多重信号には、±64キャリアと±128キャ
リアとの間の周波数帯域には情報信号が伝送されないた
め、ミューティング回路37は、中間周波増幅器23の
出力受信信号中の±64キャリアと±128キャリアと
の間の周波数帯域の信号量を両キャリアの信号レベルと
比較し、前者の信号量が後者のキャリア信号レベルより
も小さい時にはアナログ音声信号を含む周波数分割多重
信号受信と判断して、ミューティング動作をオフとし、
LPF30よりの受信復調アナログ音声信号をそのまま
音声増幅器38に供給して増幅させ、これより端子40
より出力させる。
【0070】これとは逆に、ミューティング回路37は
±64キャリアと±128キャリアとの間の周波数帯域
の信号量が両キャリアの信号レベルよりも小さくない時
には、OFDM信号受信と判断してミューティング動作
を行う。
±64キャリアと±128キャリアとの間の周波数帯域
の信号量が両キャリアの信号レベルよりも小さくない時
には、OFDM信号受信と判断してミューティング動作
を行う。
【0071】このように、本実施例によれば、アナログ
音声信号と同期情報との周波数分割多重信号受信時に
は、端子40に受信復調アナログ音声信号を出力するこ
とができるため、OFDM信号受信前に予め受信装置の
状態の通知や打ち合わせをすることができる(受信側に
送信装置を有し、送信側にも受信装置を有する場合)。
音声信号と同期情報との周波数分割多重信号受信時に
は、端子40に受信復調アナログ音声信号を出力するこ
とができるため、OFDM信号受信前に予め受信装置の
状態の通知や打ち合わせをすることができる(受信側に
送信装置を有し、送信側にも受信装置を有する場合)。
【0072】このようにして、アナログ音声信号と同期
情報との周波数分割多重信号受信により、サンプルクロ
ック復号回路28、シンボル同期復号回路31及びシス
テムクロック発生器32が同期状態が確立している状態
において、OFDM信号が受信開始される。OFDM信
号は受信部21で受信され、周波数変換器22、中間周
波増幅器23、直交復調器24をそれぞれ通してLPF
29によりOFDM信号情報として伝送された必要な周
波数帯域の信号が濾波されてA/D変換器33に供給さ
れて、サンプルクロック復号回路28よりのサンプルク
ロックに基づいてディジタル信号に変換される。
情報との周波数分割多重信号受信により、サンプルクロ
ック復号回路28、シンボル同期復号回路31及びシス
テムクロック発生器32が同期状態が確立している状態
において、OFDM信号が受信開始される。OFDM信
号は受信部21で受信され、周波数変換器22、中間周
波増幅器23、直交復調器24をそれぞれ通してLPF
29によりOFDM信号情報として伝送された必要な周
波数帯域の信号が濾波されてA/D変換器33に供給さ
れて、サンプルクロック復号回路28よりのサンプルク
ロックに基づいてディジタル信号に変換される。
【0073】ここで、サンプルクロック復号回路28は
OFDM信号中のサンプル同期情報に基づいて同期した
サンプルクロックを発生するが、OFDM信号の同期情
報伝送用キャリアがピーク電力に対する飽和を防止する
ために小さく抑えられているために十分なレベルが得ら
れないことがあっても、既に同期が確立しているので、
OFDM信号の最初の部分から正確にディジタル信号に
変換できる。
OFDM信号中のサンプル同期情報に基づいて同期した
サンプルクロックを発生するが、OFDM信号の同期情
報伝送用キャリアがピーク電力に対する飽和を防止する
ために小さく抑えられているために十分なレベルが得ら
れないことがあっても、既に同期が確立しているので、
OFDM信号の最初の部分から正確にディジタル信号に
変換できる。
【0074】A/D変換器33より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路34に供
給され、ここでシステムクロック発生器32よりのシス
テムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない
方のシンボル期間信号を得てFFT,QAM復号回路3
5に供給される。
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路34に供
給され、ここでシステムクロック発生器32よりのシス
テムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない
方のシンボル期間信号を得てFFT,QAM復号回路3
5に供給される。
【0075】FFT,QAM復号回路35のFFT(高
速フーリエ変換)回路部は、システムクロック発生器3
2よりのシステムクロックにより複素フーリエ演算を行
い、ガードインターバル期間処理回路34の出力信号の
各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出す
る。
速フーリエ変換)回路部は、システムクロック発生器3
2よりのシステムクロックにより複素フーリエ演算を行
い、ガードインターバル期間処理回路34の出力信号の
各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出す
る。
【0076】これにより得られた各周波数毎の実数部、
虚数部の各信号レベルは、QAM復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。
虚数部の各信号レベルは、QAM復号回路部により参照
用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタ
ル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタ
ル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号され
る。
【0077】なお、第m1キャリアの復号情報に基づ
き、どの搬送波がキャリブレーション情報であるかが識
別されている。この復号ディジタル情報信号は、出力回
路36により並直列変換などの出力処理が行われて出力
端子39へ出力される。なお、OFDM信号受信時は前
記したように、ミューティング回路37がオンされるた
め、端子40には出力が現われない。
き、どの搬送波がキャリブレーション情報であるかが識
別されている。この復号ディジタル情報信号は、出力回
路36により並直列変換などの出力処理が行われて出力
端子39へ出力される。なお、OFDM信号受信時は前
記したように、ミューティング回路37がオンされるた
め、端子40には出力が現われない。
【0078】なお、図1に示した実施例は直交変調器1
4がアナログ回路の場合であるが、直交変調器はディジ
タル回路で構成することもできる。図4はこの場合の送
信装置のブロック図を示す。同図中、図1と同一構成部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。
4がアナログ回路の場合であるが、直交変調器はディジ
タル回路で構成することもできる。図4はこの場合の送
信装置のブロック図を示す。同図中、図1と同一構成部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。
【0079】図4において、直交変調器45はディジタ
ル回路で、ガードインターバル回路8よりのディジタル
信号に対して直交変調を行い、ディジタル情報送信モー
ド時には前記OFDM信号のディジタル値を出力し、ア
ナログ音声信号送信モード時には前記同期データのOF
DM信号(中心キャリア及び±64キャリアと±128
キャリア)のディジタル値を出力する。
ル回路で、ガードインターバル回路8よりのディジタル
信号に対して直交変調を行い、ディジタル情報送信モー
ド時には前記OFDM信号のディジタル値を出力し、ア
ナログ音声信号送信モード時には前記同期データのOF
DM信号(中心キャリア及び±64キャリアと±128
キャリア)のディジタル値を出力する。
【0080】直交変調器45の出力ディジタル値は、D
A変換器・LPF46に供給されてアナログ信号に変換
された後、加算器47に供給される。一方、スイッチ1
3がオンであるアナログ音声信号送信モード時には、ス
イッチ13を通過したアナログ音声信号が平衡変調器4
8に供給され、ここで90°シフタ16よりの搬送波を
搬送波抑圧振幅変調する。
A変換器・LPF46に供給されてアナログ信号に変換
された後、加算器47に供給される。一方、スイッチ1
3がオンであるアナログ音声信号送信モード時には、ス
イッチ13を通過したアナログ音声信号が平衡変調器4
8に供給され、ここで90°シフタ16よりの搬送波を
搬送波抑圧振幅変調する。
【0081】平衡変調器48より出力された搬送波抑圧
振幅変調波は加算器47に供給され、ここでアナログ音
声信号送信モード時には図1の直交変調器14の出力信
号と同一のAM変調波とOFDM信号である同期信号と
の周波数分割多重信号に加算される。また、ディジタル
情報送信モード時にはスイッチ13がオフであるから、
DA変換器・LPF46から出力されたアナログ信号で
あるOFDM信号が加算器47をそのまま通過して周波
数変換器17に供給される。
振幅変調波は加算器47に供給され、ここでアナログ音
声信号送信モード時には図1の直交変調器14の出力信
号と同一のAM変調波とOFDM信号である同期信号と
の周波数分割多重信号に加算される。また、ディジタル
情報送信モード時にはスイッチ13がオフであるから、
DA変換器・LPF46から出力されたアナログ信号で
あるOFDM信号が加算器47をそのまま通過して周波
数変換器17に供給される。
【0082】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
アナログ音声信号と共に受信される同期データに基づい
て周波数分割多重信号の復調のためのクロック復号回路
の同期を確立させることができ、また、アナログ音声信
号の送信モード時にはディジタル情報信号の送信モード
時よりも平均送信電力を大にして送信することができる
ため、受信装置側ではディジタル情報信号の送信モード
で送信された直交周波数分割多重信号の受信時よりもC
/Nの悪い状態でもアナログ音声信号の受信ができ、よ
って受信装置に直交周波数分割多重信号の復号に必須な
同期信号が得られなくても同期信号を得るようにでき
る。
アナログ音声信号と共に受信される同期データに基づい
て周波数分割多重信号の復調のためのクロック復号回路
の同期を確立させることができ、また、アナログ音声信
号の送信モード時にはディジタル情報信号の送信モード
時よりも平均送信電力を大にして送信することができる
ため、受信装置側ではディジタル情報信号の送信モード
で送信された直交周波数分割多重信号の受信時よりもC
/Nの悪い状態でもアナログ音声信号の受信ができ、よ
って受信装置に直交周波数分割多重信号の復号に必須な
同期信号が得られなくても同期信号を得るようにでき
る。
【0083】また、本発明によれば、アナログ音声信号
の送信モードを設定した後にディジタル情報信号の送信
モードに設定することにより、ディジタル情報信号の受
信時にはアナログ音声信号と共に送信された同期データ
に基づいて受信装置の周波数分割多重信号の復調のため
のクロック復号回路の同期を確立させた状態にできるた
め、ディジタル情報信号の最初の部分から直ちに復号出
力を得ることができる。
の送信モードを設定した後にディジタル情報信号の送信
モードに設定することにより、ディジタル情報信号の受
信時にはアナログ音声信号と共に送信された同期データ
に基づいて受信装置の周波数分割多重信号の復調のため
のクロック復号回路の同期を確立させた状態にできるた
め、ディジタル情報信号の最初の部分から直ちに復号出
力を得ることができる。
【図1】本発明の一実施例のブロック図である。
【図2】送信する周波数分割多重信号の周波数スペクト
ラムの一例を示す図である。
ラムの一例を示す図である。
【図3】周波数分割多重信号受信装置の一例のブロック
図である。
図である。
【図4】本発明の他の実施例のブロック図である。
2 入力回路 3 クロック分周器 4 モード制御信号入力端子(モード設定手段) 5 切換回路 6 同期データ発生器 7 逆高速フーリエ変換(IFFT)回路 9、46 D/A変換器・低域フィルタ(LPF)(直
交変調手段) 10、47 加算器(モード設定手段) 11 マイク(アナログ音声信号発生手段) 13 スイッチ(モード設定手段) 14、45 直交変調器(直交変調手段) 15 中間周波数発振器(直交変調手段) 16 90°シフタ(直交変調手段) 17 周波数変換器(送信手段) 18 送信部(送信手段) 48 平衡変調器(直交変調手段)
交変調手段) 10、47 加算器(モード設定手段) 11 マイク(アナログ音声信号発生手段) 13 スイッチ(モード設定手段) 14、45 直交変調器(直交変調手段) 15 中間周波数発振器(直交変調手段) 16 90°シフタ(直交変調手段) 17 周波数変換器(送信手段) 18 送信部(送信手段) 48 平衡変調器(直交変調手段)
Claims (6)
- 【請求項1】 送信すべきディジタル情報信号と送信す
る周波数分割多重信号の復調に必要な同期データとを切
り換える切換回路と、 前記切換回路の出力信号が複数の入力端子に入力される
と共に、前記同期データは予め定められた入力端子に入
力されてディジタル変調された信号を出力する逆高速フ
ーリエ変換回路と、 アナログ音声信号を発生するアナログ音声信号発生手段
と、 入力信号を直交変調する直交変調手段と、 前記ディジタル情報信号の送信モード時には前記逆高速
フーリエ変換回路の出力信号のみを前記直交変調手段に
入力して多値変調された複数の搬送波からなる直交周波
数分割多重信号を出力させ、前記アナログ音声信号の送
信モード時には前記同期データの直交変調信号と前記ア
ナログ音声信号の変調波を多重した信号を前記直交変調
手段より出力させるモード設定手段と、 前記直交変調手段の出力信号を送信する送信手段とを有
することを特徴とする周波数分割多重信号送信装置。 - 【請求項2】 前記送信手段は、前記アナログ音声信号
の送信モード時には前記ディジタル情報信号の送信モー
ド時よりも平均送信電力を大にして送信することを特徴
とする請求項1記載の周波数分割多重信号送信装置。 - 【請求項3】 前記モード設定手段は、前記アナログ音
声信号の送信モードを設定した後に前記ディジタル情報
信号の送信モードに設定することを特徴とする請求項1
又は2記載の周波数分割多重信号送信装置。 - 【請求項4】 前記直交変調手段は、前記アナログ音声
信号の送信モード時及び前記ディジタル情報信号の送信
モード時のいずれも同一周波数帯域の周波数分割多重信
号を出力することを特徴とする請求項1記載の周波数分
割多重信号送信装置。 - 【請求項5】 前記直交変調手段は、前記逆高速フーリ
エ変換回路の出力信号をアナログ信号に変換するD/A
変換器と、それぞれ同一周波数で、互いに位相が90°
異なる第1及び第2の搬送波を発生する発振回路手段
と、前記第1及び第2の搬送波を前記D/A変換器の出
力アナログ信号、若しくは前記アナログ音声信号と前記
D/A変換器の多重信号で直交変調する直交変調器とよ
りなり、 前記モード設定手段は、前記ディジタル情報信号の送信
モード時には前記アナログ音声信号発生手段より出力さ
れるアナログ音声信号の伝送を阻止し、前記アナログ音
声信号の送信モード時には前記アナログ音声信号発生手
段より出力されるアナログ音声信号をそのまま通過させ
るスイッチと、前記ディジタル情報信号の送信モード時
には前記D/A変換器の出力信号をそのまま前記直交変
調器の実数部入力端子と虚数部入力端子に入力し、前記
アナログ音声信号の送信モード時には前記スイッチを通
過した前記アナログ音声信号と前記D/A変換器の出力
アナログ信号とを多重して前記直交変調器の実数部入力
端子に入力する加算器とよりなることを特徴とする請求
項1記載の周波数分割多重信号送信装置。 - 【請求項6】 前記直交変調手段は、それぞれ同一周波
数で、互いに位相が90°異なる第1及び第2の搬送波
を発生する発振回路手段と、前記第1及び第2の搬送波
を前記逆高速フーリエ変換回路の出力信号でディジタル
直交変調する直交変調器と、該直交変調器の出力ディジ
タル信号をアナログ信号に変換するD/A変換器と、前
記アナログ音声信号発生手段より出力されるアナログ音
声信号で前記第2の搬送波を変調する変調器とよりな
り、 前記モード設定手段は、前記ディジタル情報信号の送信
モード時には前記アナログ音声信号発生手段より出力さ
れるアナログ音声信号の伝送を阻止し、前記アナログ音
声信号の送信モード時には前記アナログ音声信号発生手
段より出力されるアナログ音声信号をそのまま通過させ
るスイッチと、前記ディジタル情報信号の送信モード時
には前記D/A変換器の出力信号をそのまま出力し、前
記アナログ音声信号の送信モード時には前記スイッチを
通過した前記アナログ音声信号を前記変調器で変調した
変調波と前記D/A変換器の出力アナログ信号とを多重
して出力する加算器とよりなることを特徴とする請求項
1記載の周波数分割多重信号送信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7129531A JPH08307381A (ja) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | 周波数分割多重信号送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7129531A JPH08307381A (ja) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | 周波数分割多重信号送信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08307381A true JPH08307381A (ja) | 1996-11-22 |
Family
ID=15011826
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7129531A Pending JPH08307381A (ja) | 1995-04-28 | 1995-04-28 | 周波数分割多重信号送信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH08307381A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100701766B1 (ko) * | 1999-12-31 | 2007-03-29 | 주식회사 케이티 | 이동통신시스템에서의 프레임 동기 방법 |
-
1995
- 1995-04-28 JP JP7129531A patent/JPH08307381A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100701766B1 (ko) * | 1999-12-31 | 2007-03-29 | 주식회사 케이티 | 이동통신시스템에서의 프레임 동기 방법 |
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