JPH08307149A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
- Publication number
- JPH08307149A JPH08307149A JP7108365A JP10836595A JPH08307149A JP H08307149 A JPH08307149 A JP H08307149A JP 7108365 A JP7108365 A JP 7108365A JP 10836595 A JP10836595 A JP 10836595A JP H08307149 A JPH08307149 A JP H08307149A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- equation
- current
- differential amplifier
- differential
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims abstract description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 14
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 2
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1209—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier having two current paths operating in a differential manner and a current source or degeneration circuit in common to both paths, e.g. a long-tailed pair.
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/1271—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the frequency being controlled by a control current, i.e. current controlled oscillators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/0014—Structural aspects of oscillators
- H03B2200/0026—Structural aspects of oscillators relating to the pins of integrated circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/0038—Circuit elements of oscillators including a current mirror
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0088—Reduction of noise
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0098—Functional aspects of oscillators having a balanced output signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2201/00—Aspects of oscillators relating to varying the frequency of the oscillations
- H03B2201/02—Varying the frequency of the oscillations by electronic means
- H03B2201/0208—Varying the frequency of the oscillations by electronic means the means being an element with a variable capacitance, e.g. capacitance diode
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2202/00—Aspects of oscillators relating to reduction of undesired oscillations
- H03B2202/08—Reduction of undesired oscillations originated from the oscillator in circuit elements external to the oscillator by means associated with the oscillator
- H03B2202/082—Reduction of undesired oscillations originated from the oscillator in circuit elements external to the oscillator by means associated with the oscillator by avoiding coupling between these circuit elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/02—Details
- H03B5/04—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. power supply, load, temperature
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 バリキャップダイオードを使用せずにIC化
が容易な回路構成で高性能な電圧制御発振器を実現す
る。 【構成】 差動対トランジスタQ1,Q2を有する差動ア
ンプと、この差動アンプの差動出力端子間に接続され、
コイルL0とコンデンサC0とから成るLC共振回路と、
前記差動アンプの差動出力をバッファのトランジスタQ
3,Q4を介して受け,その出力を差動アンプに正帰還す
るトランジスタQ5,Q6を有する位相シフト回路と、こ
の位相シフト回路の動作電流Ieを他の系から印加され
る制御電圧に応じて可変制御する。
が容易な回路構成で高性能な電圧制御発振器を実現す
る。 【構成】 差動対トランジスタQ1,Q2を有する差動ア
ンプと、この差動アンプの差動出力端子間に接続され、
コイルL0とコンデンサC0とから成るLC共振回路と、
前記差動アンプの差動出力をバッファのトランジスタQ
3,Q4を介して受け,その出力を差動アンプに正帰還す
るトランジスタQ5,Q6を有する位相シフト回路と、こ
の位相シフト回路の動作電流Ieを他の系から印加され
る制御電圧に応じて可変制御する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、ラジオ受信機やテレ
ビ受信機あるいはビデオレコーダや移動体通信機など、
各種の電子回路装置にさまざまな目的で用いられる電圧
制御発振器に関し、特に、高性能な電圧制御発振器をよ
り簡単な回路構成で実現する技術に関する。
ビ受信機あるいはビデオレコーダや移動体通信機など、
各種の電子回路装置にさまざまな目的で用いられる電圧
制御発振器に関し、特に、高性能な電圧制御発振器をよ
り簡単な回路構成で実現する技術に関する。
【0002】
【従来の技術】従来の電圧制御発振器の代表的な構成を
図4に示している。差動対トランジスタQ1,Q2とこれ
らのコレクタ抵抗R0,R0により差動アンプが構成され
ている。この差動アンプの差動出力端間にコイルL0、
コンデンサC0、バリキャップダイオードVC1,VC2
からなるLC共振回路が接続されている。又、このLC
共振回路に含まれるコイルL1,L2は交流カット用コイ
ルで、コイルL0に比べて充分大きなインダクタンス値
であり、また、コンデンサC1,C2は直流カット用コン
デンサで、C0およびCvに比べて充分大きな容量値であ
る。CvはバリキャップダイオードVC1,VC2の容量
値であり、外部から印加される制御電圧により変化す
る。
図4に示している。差動対トランジスタQ1,Q2とこれ
らのコレクタ抵抗R0,R0により差動アンプが構成され
ている。この差動アンプの差動出力端間にコイルL0、
コンデンサC0、バリキャップダイオードVC1,VC2
からなるLC共振回路が接続されている。又、このLC
共振回路に含まれるコイルL1,L2は交流カット用コイ
ルで、コイルL0に比べて充分大きなインダクタンス値
であり、また、コンデンサC1,C2は直流カット用コン
デンサで、C0およびCvに比べて充分大きな容量値であ
る。CvはバリキャップダイオードVC1,VC2の容量
値であり、外部から印加される制御電圧により変化す
る。
【0003】また、トランジスタQ3とエミッタ抵抗R3
からなるエミッタフォロア回路およびトランジスタQ4
とエミッタ抵抗R4からなるエミッタフォロア回路によ
り差動対トランジスタQ1,Q2の差動アンプの出力がバ
ッファリングされて、差動対トランジスタQ1,Q2のベ
ースへ帰還される。この帰還は特定の周波数においては
正帰還となり、この回路は前記LC共振回路の共振周波
数で発振することになる。このときの共振周波数f0は
下記の〔数1〕で示すとおりであり、制御電圧により可
変されるバリキャップダイオードVC1,VC2の容量値
Cvによって変わる。
からなるエミッタフォロア回路およびトランジスタQ4
とエミッタ抵抗R4からなるエミッタフォロア回路によ
り差動対トランジスタQ1,Q2の差動アンプの出力がバ
ッファリングされて、差動対トランジスタQ1,Q2のベ
ースへ帰還される。この帰還は特定の周波数においては
正帰還となり、この回路は前記LC共振回路の共振周波
数で発振することになる。このときの共振周波数f0は
下記の〔数1〕で示すとおりであり、制御電圧により可
変されるバリキャップダイオードVC1,VC2の容量値
Cvによって変わる。
【0004】
【数1】
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電圧制御発振器ではバリキャップダイオードV
C1,VC2を用いて共振回路を構成しているため、IC
(集積回路)の外付け部品の点数が増え、部品コストや
基板面積の増大を招いている。また、外付け部品の実装
配置やパターン配線などが発振器の不要輻射の原因にな
るとともに、安定性を損う要因にもなるので、基板設計
の難易度がきわめて高くなっている。また、制御電圧に
対する周波数変化の直線性などの特性は使用するバリキ
ャップダイオードVC1,VC2の容量可変特性に依存す
るため、個々のバリキャップダイオードVC1,VC2の
ばらつきや温度ドリフトの影響が大きく発振器の性能を
左右してしまう。そのため高性能な特性が要求される場
合には、使用できる部品が限定されたり、個別部品の選
別などが必要となり、部品コストのさらなる増大を招い
ている。
来の電圧制御発振器ではバリキャップダイオードV
C1,VC2を用いて共振回路を構成しているため、IC
(集積回路)の外付け部品の点数が増え、部品コストや
基板面積の増大を招いている。また、外付け部品の実装
配置やパターン配線などが発振器の不要輻射の原因にな
るとともに、安定性を損う要因にもなるので、基板設計
の難易度がきわめて高くなっている。また、制御電圧に
対する周波数変化の直線性などの特性は使用するバリキ
ャップダイオードVC1,VC2の容量可変特性に依存す
るため、個々のバリキャップダイオードVC1,VC2の
ばらつきや温度ドリフトの影響が大きく発振器の性能を
左右してしまう。そのため高性能な特性が要求される場
合には、使用できる部品が限定されたり、個別部品の選
別などが必要となり、部品コストのさらなる増大を招い
ている。
【0006】この発明は前述した従来の問題点に鑑みな
されたもので、その目的は、バリキャップダイオードを
使用せずにIC化が容易な回路構成で高性能な電圧制御
発振器を実現することにある。
されたもので、その目的は、バリキャップダイオードを
使用せずにIC化が容易な回路構成で高性能な電圧制御
発振器を実現することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】この発明の電圧制御発振
器は、差動アンプと、この差動アンプの差動出力端間に
接続され、コイルとコンデンサから成るLC共振回路
と、前記差動アンプの差動出力をバッファを介して受け
て出力を差動アンプに正帰還する位相シフト回路と、こ
の位相シフト回路の動作電流を他の系から印加される制
御電圧に応じて可変制御する電流制御回路とから構成さ
れる。ここで、前記電流制御回路に含まれる定電流源に
は前記動作電流の温度特性をキャンセルするための温特
キャンセル回路を設けることが望ましい。
器は、差動アンプと、この差動アンプの差動出力端間に
接続され、コイルとコンデンサから成るLC共振回路
と、前記差動アンプの差動出力をバッファを介して受け
て出力を差動アンプに正帰還する位相シフト回路と、こ
の位相シフト回路の動作電流を他の系から印加される制
御電圧に応じて可変制御する電流制御回路とから構成さ
れる。ここで、前記電流制御回路に含まれる定電流源に
は前記動作電流の温度特性をキャンセルするための温特
キャンセル回路を設けることが望ましい。
【0008】
【作用】制御電圧に応じて前記位相シフト回路の動作電
流が変化すると、位相シフト回路の特性(時定数)が変
化し、前記正帰還による発振ループの共振特性が変化
し、発振周波数が変化する。
流が変化すると、位相シフト回路の特性(時定数)が変
化し、前記正帰還による発振ループの共振特性が変化
し、発振周波数が変化する。
【0009】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【0010】《図1の基本回路》図1はこの発明の一実
施例による電圧制御発振器の基本回路図である。差動対
トランジスタQ1,Q2とこれらのコレクタ抵抗R0,R0
とにより差動アンプが構成されている。この差動アンプ
の差動出力端間にはコイルL0とコンデンサC0とから成
るLC共振回路が接続されている。ただしコンデンサC
0はIC(集積回路)内部に取り込まれており、コイル
L0のみがICの外付け部品である。
施例による電圧制御発振器の基本回路図である。差動対
トランジスタQ1,Q2とこれらのコレクタ抵抗R0,R0
とにより差動アンプが構成されている。この差動アンプ
の差動出力端間にはコイルL0とコンデンサC0とから成
るLC共振回路が接続されている。ただしコンデンサC
0はIC(集積回路)内部に取り込まれており、コイル
L0のみがICの外付け部品である。
【0011】また、トランジスタQ3とエミッタ抵抗R3
からなるエミッタフォロア回路およびトランジスタQ4
とエミッタ抵抗R4からなるエミッタフォロア回路によ
り差動対トランジスタQ1,Q2の差動アンプの差動出力
V0がバッファリングされて、差動対トランジスタQ5,
Q6のベースに印加される。差動対トランジスタQ5,Q
6は、以下のように制御されるエミッタ電流Ieにより
下記の〔数2〕のように定まるエミッタ抵抗reとエミ
ッタ間コンデンサCeとともにLPF(ローパスフィル
タ)を構成しており、位相がシフトする。以下では差動
対トランジスタQ5,Q6を中心にしたLPFのことを位
相シフト回路とする。この位相シフト回路の出力V1’
を差動対トランジスタQ1,Q2のベースに帰還する。ま
た差動対トランジスタQ5,Q6のコレクタ電流は前記の
LC共振回路にも帰還される。
からなるエミッタフォロア回路およびトランジスタQ4
とエミッタ抵抗R4からなるエミッタフォロア回路によ
り差動対トランジスタQ1,Q2の差動アンプの差動出力
V0がバッファリングされて、差動対トランジスタQ5,
Q6のベースに印加される。差動対トランジスタQ5,Q
6は、以下のように制御されるエミッタ電流Ieにより
下記の〔数2〕のように定まるエミッタ抵抗reとエミ
ッタ間コンデンサCeとともにLPF(ローパスフィル
タ)を構成しており、位相がシフトする。以下では差動
対トランジスタQ5,Q6を中心にしたLPFのことを位
相シフト回路とする。この位相シフト回路の出力V1’
を差動対トランジスタQ1,Q2のベースに帰還する。ま
た差動対トランジスタQ5,Q6のコレクタ電流は前記の
LC共振回路にも帰還される。
【0012】
【数2】
【0013】差動対トランジスタQ1,Q2の入力コンダ
クタンスをgmとすると、差動対トランジスタQ1,Q2
のベース間電圧V1から位相シフト回路の出力V1’への
伝達関数T(jω)は下記の〔数3〕のようになる。正
帰還となるのは、この伝達関数の虚数部が0となると
き、つまり分母の実数部が0となるときである。このと
きの発振角周波数ω0は下記の〔数4〕のようになる。
ここで、位相シフト回路のエミッタ間コンデンサCeを
下記の〔数5〕のようにLC共振回路のコンデンサC0
の2倍とし、〔数2〕により位相シフト回路のエミッタ
抵抗reをエミッタ電流Ieに置き換えると、発振角周
波数ω0は下記の〔数6〕に示すようになり、エミッタ
電流Ieにより変化することが分かる。
クタンスをgmとすると、差動対トランジスタQ1,Q2
のベース間電圧V1から位相シフト回路の出力V1’への
伝達関数T(jω)は下記の〔数3〕のようになる。正
帰還となるのは、この伝達関数の虚数部が0となると
き、つまり分母の実数部が0となるときである。このと
きの発振角周波数ω0は下記の〔数4〕のようになる。
ここで、位相シフト回路のエミッタ間コンデンサCeを
下記の〔数5〕のようにLC共振回路のコンデンサC0
の2倍とし、〔数2〕により位相シフト回路のエミッタ
抵抗reをエミッタ電流Ieに置き換えると、発振角周
波数ω0は下記の〔数6〕に示すようになり、エミッタ
電流Ieにより変化することが分かる。
【0014】
【数3】
【0015】
【数4】
【0016】
【数5】
【0017】
【数6】
【0018】《図2のエミッタ電流Ieの制御回路》図
1における位相シフト回路の差動対トランジスタQ5,
Q6のエミッタ電流Ieを制御電圧Vcにより可変制御
する回路を図2に示している。
1における位相シフト回路の差動対トランジスタQ5,
Q6のエミッタ電流Ieを制御電圧Vcにより可変制御
する回路を図2に示している。
【0019】図2において、差動対トランジスタQ15,
Q19および差動対トランジスタQ21,Q23のベース電圧
差として制御電圧Vcを与え、差動対トランジスタ
Q15,Q19(Q21,Q23)のコレクタ電流の差分2Ix
を発生させる。この電流Ixは下記の〔数7〕に示すよ
うに、制御電圧Vcを差動対トランジスタQ15,Q
19(Q 21,Q23)のエミッタ間抵抗Rcで割った値であ
る。
Q19および差動対トランジスタQ21,Q23のベース電圧
差として制御電圧Vcを与え、差動対トランジスタ
Q15,Q19(Q21,Q23)のコレクタ電流の差分2Ix
を発生させる。この電流Ixは下記の〔数7〕に示すよ
うに、制御電圧Vcを差動対トランジスタQ15,Q
19(Q 21,Q23)のエミッタ間抵抗Rcで割った値であ
る。
【0020】
【数7】
【0021】差動対トランジスタQ15,Q19(Q21,Q
23)のエミッタ電流Icは定電流源により与えられる。
トランジスタQ21のコレクタ電流(Ic+Ix)および
トランジスタQ23のコレクタ電流(Ic−Ix)をベー
ス接地のトランジスタQ22およびトランジスタQ24のエ
ミッタ電流としてそれぞれ流す。また、トランジスタQ
15のコレクタ電流(Ic+Ix)をバランス対トランジ
スタQ16,Q17のエミッタ電流として流し、トランジス
タQ19のコレクタ電流(Ic−Ix)をバランス対トラ
ンジスタQ18,Q20のエミッタ電流として流す。各トラ
ンジスタQ16,Q17,Q22,Q24のベース・エミッタ間
電圧VBE16,VBE17,VBE22,VBE24の関係は下記の
〔数8〕のようになり、それぞれのベース・エミッタ間
電圧がエミッタ電流により下記の〔数9〕のようになる
ので、この両式を解くことでトランジスタQ16,Q17の
各コレクタ電流I16,I17は下記の〔数10〕のように
なる。
23)のエミッタ電流Icは定電流源により与えられる。
トランジスタQ21のコレクタ電流(Ic+Ix)および
トランジスタQ23のコレクタ電流(Ic−Ix)をベー
ス接地のトランジスタQ22およびトランジスタQ24のエ
ミッタ電流としてそれぞれ流す。また、トランジスタQ
15のコレクタ電流(Ic+Ix)をバランス対トランジ
スタQ16,Q17のエミッタ電流として流し、トランジス
タQ19のコレクタ電流(Ic−Ix)をバランス対トラ
ンジスタQ18,Q20のエミッタ電流として流す。各トラ
ンジスタQ16,Q17,Q22,Q24のベース・エミッタ間
電圧VBE16,VBE17,VBE22,VBE24の関係は下記の
〔数8〕のようになり、それぞれのベース・エミッタ間
電圧がエミッタ電流により下記の〔数9〕のようになる
ので、この両式を解くことでトランジスタQ16,Q17の
各コレクタ電流I16,I17は下記の〔数10〕のように
なる。
【0022】
【数8】
【0023】
【数9】
【0024】
【数10】
【0025】同様に、トランジスタQ18,Q20の各コレ
クタ電流I18,I20は下記の〔数11〕のようになる。
2Icから加算電流(I16+I20)を引いた残りの電流
I9は下記の〔数12〕に示すようになり、同様にIc
から加算電流(I17+I18)を引いた残りの電流I12も
下記の〔数12〕に示すようになる。電流I9は電圧シ
フト用トランジスタQ10,Q11を経てトランジスタQ9
に流れる。電流I12は電圧シフト用トランジスタQ13,
Q14を経てトランジスタQ12に流れる。各トランジスタ
Q7,Q8,Q9,Q12についても上記の〔数8〕と同様
の関係が成立するので、トランジスタQ7のコレクタ電
流Ieは下記の〔数13〕で示されるようになる。
クタ電流I18,I20は下記の〔数11〕のようになる。
2Icから加算電流(I16+I20)を引いた残りの電流
I9は下記の〔数12〕に示すようになり、同様にIc
から加算電流(I17+I18)を引いた残りの電流I12も
下記の〔数12〕に示すようになる。電流I9は電圧シ
フト用トランジスタQ10,Q11を経てトランジスタQ9
に流れる。電流I12は電圧シフト用トランジスタQ13,
Q14を経てトランジスタQ12に流れる。各トランジスタ
Q7,Q8,Q9,Q12についても上記の〔数8〕と同様
の関係が成立するので、トランジスタQ7のコレクタ電
流Ieは下記の〔数13〕で示されるようになる。
【0026】
【数11】
【0027】
【数12】
【0028】
【数13】
【0029】〔数13〕から分かるように、図1におけ
る位相シフト回路の差動対トランジスタQ5,Q6のエミ
ッタ電流Ieは、図2の構成により制御電圧Vcにより
可変制御される。そして先に説明したように、エミッタ
電流Ieが変化することにより図1の発振器の発振角周
波数ω0が〔数6〕のように変化する。つまり、制御電
圧Vcにより発振周波数を可変制御できる。
る位相シフト回路の差動対トランジスタQ5,Q6のエミ
ッタ電流Ieは、図2の構成により制御電圧Vcにより
可変制御される。そして先に説明したように、エミッタ
電流Ieが変化することにより図1の発振器の発振角周
波数ω0が〔数6〕のように変化する。つまり、制御電
圧Vcにより発振周波数を可変制御できる。
【0030】《図3の温度特性キャンセル回路》図2の
制御回路には定電流Ic、2Ic、2Ibを与える定電流
源が含まれるが、その構成を図3に示している。この定
電流源には図1の発振器の温度特性をキャンセルするた
めの回路が付帯している。
制御回路には定電流Ic、2Ic、2Ibを与える定電流
源が含まれるが、その構成を図3に示している。この定
電流源には図1の発振器の温度特性をキャンセルするた
めの回路が付帯している。
【0031】図3において、定電流2Ibを発生する回
路にkT/qの温度特性を与える温度特性キャンセル回
路を付加し、定電流Icおよび定電流2Icを発生する
回路に1/Rの温特を与える温度特性キャンセル回路を
付加している。
路にkT/qの温度特性を与える温度特性キャンセル回
路を付加し、定電流Icおよび定電流2Icを発生する
回路に1/Rの温特を与える温度特性キャンセル回路を
付加している。
【0032】トランジスタP1,P2,P3と抵抗R5,R
6,R7はカレントミラー回路であり、他のPNPトラン
ジスタのコレクタ電流をトランジスタP1のコレクタ電
流と等しくしている。トランジスタQ25,Q26および抵
抗Rbはバンドギャップリファランス回路を構成してお
り、トランジスタQ25とトランジスタQ26のエミッタサ
イズ比nにより下記の〔数14〕のように電流Ibが定
まり、kT/qの温特を有する。この定電流Ibをカレ
ントミラー回路を用いて折り返し、トランジスタQ27,
Q28,Q29と抵抗R8,R9,R10からなるカレントミラ
ー回路においてトランジスタQ27とトランジスタQ28の
コレクタ電流を加算して2Ibを得て、図2における2
Ibの定電流源とする。
6,R7はカレントミラー回路であり、他のPNPトラン
ジスタのコレクタ電流をトランジスタP1のコレクタ電
流と等しくしている。トランジスタQ25,Q26および抵
抗Rbはバンドギャップリファランス回路を構成してお
り、トランジスタQ25とトランジスタQ26のエミッタサ
イズ比nにより下記の〔数14〕のように電流Ibが定
まり、kT/qの温特を有する。この定電流Ibをカレ
ントミラー回路を用いて折り返し、トランジスタQ27,
Q28,Q29と抵抗R8,R9,R10からなるカレントミラ
ー回路においてトランジスタQ27とトランジスタQ28の
コレクタ電流を加算して2Ibを得て、図2における2
Ibの定電流源とする。
【0033】
【数14】
【0034】また、トランジスタQ30〜Q35と抵抗R12
〜R16からなる基準電圧発生回路とトランジスタQ36お
よび抵抗R17により、トランジスタQ36に定電流Icを
流す。この電流Icは下記の〔数15〕に示すように1
/Rの温度特性を有する。この電流IcをPNPカレン
トミラー回路(トランジスタP4〜P7と抵抗R18〜
R21)およびNPNカレントミラー回路(トランジスタ
Q37,Q38と抵抗R22,R23)にてミラーリングしてI
cおよび2Icを得て、図2におけるIcおよび2Ic
の定電流源とする。
〜R16からなる基準電圧発生回路とトランジスタQ36お
よび抵抗R17により、トランジスタQ36に定電流Icを
流す。この電流Icは下記の〔数15〕に示すように1
/Rの温度特性を有する。この電流IcをPNPカレン
トミラー回路(トランジスタP4〜P7と抵抗R18〜
R21)およびNPNカレントミラー回路(トランジスタ
Q37,Q38と抵抗R22,R23)にてミラーリングしてI
cおよび2Icを得て、図2におけるIcおよび2Ic
の定電流源とする。
【0035】
【数15】
【0036】以上において、〔数13〕に〔数14〕と
〔数15〕を代入して〔数16〕を得る。さらに、上記
の〔数6〕に〔数2〕を代入して得た式に〔数16〕を
代入して〔数17〕を得る。
〔数15〕を代入して〔数16〕を得る。さらに、上記
の〔数6〕に〔数2〕を代入して得た式に〔数16〕を
代入して〔数17〕を得る。
【0037】
【数16】
【0038】
【数17】
【0039】〔数17〕では、制御電圧Vcがルート外
にあり、Vcの変化がリニアに周波数の変化となるの
で、制御電圧に対する周波数変化の直線性などの特性に
優れている。また、抵抗の定数比となっており、温度係
数がキャンセルされているので、発振周波数の温度ドリ
フトなどの温度特性性能にも優れている。
にあり、Vcの変化がリニアに周波数の変化となるの
で、制御電圧に対する周波数変化の直線性などの特性に
優れている。また、抵抗の定数比となっており、温度係
数がキャンセルされているので、発振周波数の温度ドリ
フトなどの温度特性性能にも優れている。
【0040】《電圧制御発振器の利用例》図5の例は衛
星放送受信機のFM検波(映像検波)回路のPLL用発
振器である。入力変調波と電圧制御発振器1の出力を位
相弁別器2において位相弁別し、ループフィルタ3にて
高周波成分を取り除き、入力変調波と同じ周波数になる
ように制御電圧を帰還している。これにより、この制御
電圧が検波出力となる。衛星放送受信機のFM検波回路
に用いたときには制御電圧に対する周波数変化特性がそ
のまま検波出力の歪みやビート抑圧特性となるため、こ
の発明の電圧制御発振器を用いると従来に比べて格段の
性能向上が期待できる。
星放送受信機のFM検波(映像検波)回路のPLL用発
振器である。入力変調波と電圧制御発振器1の出力を位
相弁別器2において位相弁別し、ループフィルタ3にて
高周波成分を取り除き、入力変調波と同じ周波数になる
ように制御電圧を帰還している。これにより、この制御
電圧が検波出力となる。衛星放送受信機のFM検波回路
に用いたときには制御電圧に対する周波数変化特性がそ
のまま検波出力の歪みやビート抑圧特性となるため、こ
の発明の電圧制御発振器を用いると従来に比べて格段の
性能向上が期待できる。
【0041】図6の例はテレビ受信機の選局用ローカル
発振器である。マイコンなどから選局命令がPLLシン
セサイザー4に送られると、PLLシンセサイザー4の
制御電圧により電圧制御発振器1が制御される。この電
圧制御発振器1の発振出力とRF入力とをミキサ5にて
混合し、この出力がIFアンプ6を経てIF出力とな
る。この利用例で本発明の電圧制御発振器を用いれば、
部品点数の削減によりコストと基板面積の削減効果が期
待できる。
発振器である。マイコンなどから選局命令がPLLシン
セサイザー4に送られると、PLLシンセサイザー4の
制御電圧により電圧制御発振器1が制御される。この電
圧制御発振器1の発振出力とRF入力とをミキサ5にて
混合し、この出力がIFアンプ6を経てIF出力とな
る。この利用例で本発明の電圧制御発振器を用いれば、
部品点数の削減によりコストと基板面積の削減効果が期
待できる。
【0042】この他にも、ラジオ受信機の選局用ローカ
ル発振器、移動体通信機の変復調用発振器、ビデオレコ
ーダの選局用ローカル発振器やRFモジュレータ用発振
器など、多くの電子回路装置において電圧制御発振器が
使用されている。これらの発振器に本発明を適用できる
のは言うまでもない。
ル発振器、移動体通信機の変復調用発振器、ビデオレコ
ーダの選局用ローカル発振器やRFモジュレータ用発振
器など、多くの電子回路装置において電圧制御発振器が
使用されている。これらの発振器に本発明を適用できる
のは言うまでもない。
【0043】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、差動
アンプと、この差動アンプの差動出力端間に接続され、
コイルとコンデンサから成るLC共振回路と、前記差動
アンプの差動出力をバッファを介して受けて出力を差動
アンプに正帰還する位相シフト回路と、この位相シフト
回路の動作電流を他の系から印加される制御電圧に応じ
て可変制御する電流制御回路とを備えたので、バリキャ
ップダイオードなどの可変容量素子を用いることなく電
圧制御発振器を構成することができ、部品点数の削減に
より部品コストと基板面積の削減が実現できる。また、
LC共振回路のコイル以外の素子をすべてIC内部に取
り込むことが容易にできるので、発振器の不要輻射や安
定性に影響する外付け部品の実装配置やパターン配線な
どの制約がなくなり、基板設計が容易化する。また、バ
リキャップダイオードの容量変化特性に依存する必要が
なくなるので、制御電圧に対する周波数変化の直線性な
どの特性への素子ばらつきによる影響や温度ドリフトに
よる性能の劣化を根絶でき、高性能な電圧制御発振器を
実現できる。
アンプと、この差動アンプの差動出力端間に接続され、
コイルとコンデンサから成るLC共振回路と、前記差動
アンプの差動出力をバッファを介して受けて出力を差動
アンプに正帰還する位相シフト回路と、この位相シフト
回路の動作電流を他の系から印加される制御電圧に応じ
て可変制御する電流制御回路とを備えたので、バリキャ
ップダイオードなどの可変容量素子を用いることなく電
圧制御発振器を構成することができ、部品点数の削減に
より部品コストと基板面積の削減が実現できる。また、
LC共振回路のコイル以外の素子をすべてIC内部に取
り込むことが容易にできるので、発振器の不要輻射や安
定性に影響する外付け部品の実装配置やパターン配線な
どの制約がなくなり、基板設計が容易化する。また、バ
リキャップダイオードの容量変化特性に依存する必要が
なくなるので、制御電圧に対する周波数変化の直線性な
どの特性への素子ばらつきによる影響や温度ドリフトに
よる性能の劣化を根絶でき、高性能な電圧制御発振器を
実現できる。
【図1】この発明の一実施例による電圧制御発振器の基
本回路図。
本回路図。
【図2】図1における電流Ieを与える制御回路の回路
図。
図。
【図3】図2における電流Icや電流Ibを与える温度特
性キャンセル回路付きの電流源回路図。
性キャンセル回路付きの電流源回路図。
【図4】従来の電圧制御発振器の回路図。
【図5】電圧制御発振器を含む衛星放送受信機のFM検
波回路のブロック図。
波回路のブロック図。
【図6】電圧制御発振器を含むテレビ受信機の選局回路
のブロック図。
のブロック図。
Q1,Q2…差動アンプの差動対トランジスタ Q3,Q4…バッファ回路のトランジスタ Q5,Q6…位相シフト回路のトランジスタ L0…LC共振回路のコイル C0…LC共振回路のコンデンサ
フロントページの続き (72)発明者 木暮 嘉人 東京都品川区北品川6丁目7番35号 ソニ ー株式会社内
Claims (2)
- 【請求項1】 差動アンプと、 この差動アンプの差動出力端間に接続され、コイルとコ
ンデンサから成るLC共振回路と、 前記差動アンプの差動出力をバッファを介して受けて出
力を差動アンプに正帰還する位相シフト回路と、 この位相シフト回路の動作電流を他の系から印加される
制御電圧に応じて可変制御する電流制御回路と、 を備えたことを特徴とする電圧制御発振器。 - 【請求項2】 前記電流制御回路に含まれる定電流源
に、前記動作電流の温度特性をキャンセルするための温
度特性キャンセル回路を設けたことを特徴とする請求項
1に記載の電圧制御発振器。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7108365A JPH08307149A (ja) | 1995-05-02 | 1995-05-02 | 電圧制御発振器 |
MYPI96001553A MY113241A (en) | 1995-05-02 | 1996-04-24 | High performance voltage controlled oscillator that is cost efficient |
KR1019960014188A KR960043470A (ko) | 1995-05-02 | 1996-05-02 | 전압 제어 발진기 |
CN96108005A CN1069463C (zh) | 1995-05-02 | 1996-05-02 | 电压控制振荡器 |
US08/646,619 US5929716A (en) | 1995-05-02 | 1996-05-08 | High performance voltage controlled oscillator that is cost efficient |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7108365A JPH08307149A (ja) | 1995-05-02 | 1995-05-02 | 電圧制御発振器 |
US08/646,619 US5929716A (en) | 1995-05-02 | 1996-05-08 | High performance voltage controlled oscillator that is cost efficient |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08307149A true JPH08307149A (ja) | 1996-11-22 |
Family
ID=26448269
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7108365A Pending JPH08307149A (ja) | 1995-05-02 | 1995-05-02 | 電圧制御発振器 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5929716A (ja) |
JP (1) | JPH08307149A (ja) |
CN (1) | CN1069463C (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005102148A (ja) * | 2003-08-28 | 2005-04-14 | Renesas Technology Corp | 周波数発生回路及びそれを用いた通信システム |
KR100772747B1 (ko) * | 1997-09-26 | 2007-12-14 | 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 | 집적회로제조를위한넓은주파수범위및낮은잡음의전압제어발진기 |
WO2007148282A3 (en) * | 2006-06-21 | 2008-03-06 | Koninkl Philips Electronics Nv | Varicap replacing circuit for voltage controlled oscillators |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100422505B1 (ko) * | 2001-06-15 | 2004-03-12 | (주) 텔트론 | 차동 형태를 이용한 lc 공진 전압 제어 푸쉬-푸쉬 발진기 |
JP4178804B2 (ja) * | 2002-02-05 | 2008-11-12 | 株式会社村田製作所 | 移相器の温度特性演算方法及び移相器の設計方法 |
US7230503B1 (en) * | 2002-02-28 | 2007-06-12 | Silicon Laboratories Inc. | Imbalanced differential circuit control |
KR100785003B1 (ko) * | 2002-09-06 | 2007-12-11 | 삼성전자주식회사 | 위상동기루프(pll)의 제어전압을 이용한 멀티밴드용송수신장치 및 송수신 방법 |
DE102004017788B4 (de) * | 2004-04-02 | 2008-01-03 | Atmel Germany Gmbh | Oszillator mit abstimmbarer Diffusionskapazität als Schwingkreiskapazität |
US7620382B2 (en) * | 2005-06-09 | 2009-11-17 | Alps Electric Co., Ltd. | Frequency converter capable of preventing level of intermediate frequency signal from lowering due to rise in temperature |
WO2006134506A1 (en) * | 2005-06-13 | 2006-12-21 | Nxp B.V. | Quadrature oscillator with high linearity |
JP4952234B2 (ja) | 2006-12-20 | 2012-06-13 | ソニー株式会社 | クロック供給装置 |
CN101820249B (zh) * | 2010-03-26 | 2012-11-28 | 东南大学 | 八相位lc压控振荡电路、片上振荡器的设计方法 |
US9106179B2 (en) | 2011-03-18 | 2015-08-11 | Freescale Semiconductor Inc. | Voltage-controlled oscillators and related systems |
US9099957B2 (en) * | 2011-03-18 | 2015-08-04 | Freescale Semiconductor Inc. | Voltage-controlled oscillators and related systems |
GB2496387B (en) * | 2011-11-08 | 2014-02-26 | Cambridge Silicon Radio Ltd | A near field communications reader |
CN103227612B (zh) * | 2013-05-15 | 2016-05-11 | 中国科学院半导体研究所 | Mems振荡器 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5187450A (en) * | 1992-03-13 | 1993-02-16 | Trimble Navigation Limited | Voltage controlled oscillator suitable for complete implementation within a semiconductor integrated circuit |
US5311149A (en) * | 1993-03-12 | 1994-05-10 | Trimble Navigation Limited | Integrated phase locked loop local oscillator |
BE1007477A3 (nl) * | 1993-09-06 | 1995-07-11 | Philips Electronics Nv | Oscillator. |
-
1995
- 1995-05-02 JP JP7108365A patent/JPH08307149A/ja active Pending
-
1996
- 1996-05-02 CN CN96108005A patent/CN1069463C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1996-05-08 US US08/646,619 patent/US5929716A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100772747B1 (ko) * | 1997-09-26 | 2007-12-14 | 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드 | 집적회로제조를위한넓은주파수범위및낮은잡음의전압제어발진기 |
JP2005102148A (ja) * | 2003-08-28 | 2005-04-14 | Renesas Technology Corp | 周波数発生回路及びそれを用いた通信システム |
JP4713852B2 (ja) * | 2003-08-28 | 2011-06-29 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 周波数発生回路及びそれを用いた通信システム |
WO2007148282A3 (en) * | 2006-06-21 | 2008-03-06 | Koninkl Philips Electronics Nv | Varicap replacing circuit for voltage controlled oscillators |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1069463C (zh) | 2001-08-08 |
US5929716A (en) | 1999-07-27 |
CN1140928A (zh) | 1997-01-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH08307149A (ja) | 電圧制御発振器 | |
US6927640B2 (en) | Apparatus and method for reducing phase noise in oscillator circuits | |
EP1225689A2 (en) | Oscillation circuit with voltage-controlled oscillators | |
JP2003078348A (ja) | 電圧制御発振器及びそれを用いた通信装置 | |
EP0905876A1 (en) | Improvements in or relating to voltage controlled oscillators | |
US6946924B2 (en) | Low noise voltage controlled oscillator | |
US6545555B1 (en) | Voltage controlled oscillator having a phase noise reduction device | |
US6091309A (en) | Tunable low noise oscillator using delay lines and ring mode trap filter | |
US20160006394A1 (en) | System and Method for a Voltage Controlled Oscillator | |
EP0535883B1 (en) | Voltage controlled oscillator employing negative resistance | |
JPH1041781A (ja) | 可変帯域幅を有する増幅器回路 | |
KR0176631B1 (ko) | 자동 미세 조정회로 | |
KR940007972B1 (ko) | 가변 주파수 발진 회로 | |
US6172574B1 (en) | Quartz crystal oscillator frequency modulation circuit | |
US5686868A (en) | Semiconductor integrated circuit having VCO coupled through capacitance and buffer circuits | |
JP3861356B2 (ja) | 発振回路 | |
JP2005539449A (ja) | 電圧制御lcタンク発振器 | |
JP2004056720A (ja) | 電圧制御発振器並びにそれを用いた高周波受信器及び高周波送信器 | |
US3832656A (en) | Tuning circuit wherein variation of transistor base bias causes variation of resonance frequency | |
JP3383619B2 (ja) | 移相器及びそれを用いた復調器 | |
JPH06350335A (ja) | 電圧制御発振器 | |
JPH0319506A (ja) | 水晶発振回路 | |
US5012205A (en) | Balanced spurious free oscillator | |
JPH0227612Y2 (ja) | ||
JP3490651B2 (ja) | 移相器及びそれを用いた復調器 |