JPH08297162A - バイスタティックレーダ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 サンプリング周波数で規定される精度以上
で、距離を計測可能なバイスタティックレーダ装置を得
る。 【構成】 受信装置２０内の信号変換手段２５は、送信
装置１０から送信され目標５により反射された反射波２
と、送信装置１０からの直接波をそれぞれ受信しＡ／Ｄ
変換された信号ｙ（ｎＴ）とｘ（ｎＴ）を入力し、周波
数−時間の２変数を持つ相互相関関数信号Ｐ_xy（ｆ，
τ）と自己相関関数信号Ｐ_xx（ｆ，τ）を生成する。遅
延時間推定手段２６は、このＰ_xy（ｆ，τ）より目標の
レーダ断面積が周期的に変化していることに起因する反
射波の振幅変調基本周波数を求め、この振幅変調基本周
波数に対するＰ_xy（ｆ，τ）とＰ_xx（ｆ，τ）をそれぞ
れ時間変数に関して離散フ−リエ変換を行い、変換後の
各信号比の位相勾配より反射波の直接波に対する遅延時
間を推定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、バイスタティックレー
ダにおいて、目標の測距を行う装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図１０は従来のバイスタティックレーダ
装置の全体構成図である。図１０におけるバイスタティ
ックレーダ装置では、送信装置１０から送信された電波
１ａの目標反射波２と、同期をとるための直接波１ｂの
伝搬時間差の計測値を用いて目標までの距離を計測する
ことができる。目標反射波２はアンテナ２１、受信機２
３ａ、Ａ／Ｄ変換器２４ａを経由し、目標反射信号ｙ
（ｎＴ）として出力される。一方直接波１ｂは、アンテ
ナ２２、受信機２３ｂ、Ａ／Ｄ変換器２４ｂを経由し、
同期信号ｘ（ｎＴ）として出力される。ここで、ｎはＡ
／Ｄ変換器２４ａ、２４ｂにおけるディジタル信号のサ
ンプリング番号、Ｔはサンプリング間隔を表す。相互相
関関数計算手段２０１は、この目標反射信号ｙ（ｎＴ）
と同期信号ｘ（ｎＴ）を入力してその相互相関関数を計
算し、遅延時間推定手段２０２は相互相関関数計算手段
２０１の出力より遅延時間δを推定する。このように、
目標反射波２と直接波１ｂの伝搬時間差計測は、目標反
射信号ｙ（ｎＴ）の同期信号ｘ（ｎＴ）に対する遅延時
間δを計測することによってなされる。

【０００３】遅延時間δを求めるには、R.E.Boucher an
d J.C.Hassab:”Analysis of discrete implementation
of generalized cross correlator”, IEEE Transacti
onson Acoustics, Speech, and Signal Processing, vo
l.ASSP-29, No.3, pp.609-611(1981)に示されているよ
うに、目標反射信号ｙ（ｎＴ）と同期信号ｘ（ｎＴ）と
の相互相関関数を計算し、その絶対値の最大値を与える
タイムラグを求めるのが１つの方法である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ディジタル信号処理系
における相互相関関数はサンプル値であり、そのサンプ
リング間隔はディジタル信号のそれに等しい。様々な事
情によりＡ／Ｄ変換器２４ａ、２４ｂのサンプリング周
波数ｆs を高くすることができない場合、相互相関関数
のサンプリング間隔が大きくなる。そのため、目標反射
信号ｙ（ｎＴ）と同期信号ｘ（ｎＴ）との遅延時間差の
計測単位（＝サンプリング間隔）が粗くなり、その結
果、目標反射波２の伝搬経路長計測の精度が悪くなる。
例えば、ｆｓ＝３０［ｋＨｚ］とすると、測距精度は１
０［ｋｍ］となり、数十ｋｍ先の目標を探知するような
レーダに対しては精度が低い。

【０００５】この発明のバイスタティックレーダ装置は
これらの問題点を解決するためになされたもので、目標
反射波２の伝搬経路長を精度良く、すなわち、Ａ／Ｄ変
換器のサンプリング周波数で規定される精度以上で距離
を計測することを目的としている。

【０００６】

【課題を解決するための手段】この発明に係るバイスタ
ティックレーダ装置は、目標からの反射波を受信し第１
のディジタルベースバンド信号に変換する第１の受信手
段と、送信装置からの直接波を受信し第２のディジタル
ベースバンド信号に変換する第２の受信手段と、第１と
第２のディジタルベースバンド信号を用いて、周波数−
時間の２変数を持つ相互相関関数信号に変換すると共
に、第２のディジタルベースバンド信号を用いて、周波
数−時間の２変数を持つ自己相関関数信号に変換する信
号変換手段と、相互相関関数信号に基づき目標のレーダ
反射断面積が周期的に変化することに起因する反射波の
振幅変調基本周波数を求め、この振幅変調基本周波数に
対する相互相関関数信号を時間変数に関して離散フーリ
エ変換を行うことにより第１の離散フーリエ変換信号を
生成し、振幅変調基本周波数に対する自己相関関数信号
を時間変数に関して離散フーリエ変換を行うことにより
第２の離散フーリエ変換信号を生成し、第１の離散フー
リエ変換信号と第２の離散フーリエ変換信号の比の位相
勾配より反射波の直接波に対する遅延時間を推定する遅
延時間推定手段とを備えたものである。

【０００７】この発明に係るバイスタティックレーダ装
置は、目標からの反射波を受信し第１のディジタルベー
スバンド信号に変換する第１の受信手段と、送信装置か
ら有線にて伝送される同期信号を受信し第２のディジタ
ルベースバンド信号に変換する第２の受信手段と、第１
と第２のディジタルベースバンド信号を用いて、周波数
−時間の２変数を持つ相互相関関数信号に変換すると共
に、第２のディジタルベースバンド信号を用いて、周波
数−時間の２変数を持つ自己相関関数信号に変換する信
号変換手段と、相互相関関数信号に基づき目標のレーダ
反射断面積が周期的に変化することに起因する反射波の
振幅変調基本周波数を求め、この振幅変調基本周波数に
対する相互相関関数信号を時間変数に関して離散フーリ
エ変換を行うことにより第１の離散フーリエ変換信号を
生成し、振幅変調基本周波数に対する自己相関関数信号
を時間変数に関して離散フーリエ変換を行うことにより
第２の離散フーリエ変換信号を生成し、第１の離散フー
リエ変換信号と第２の離散フーリエ変換信号の比の位相
勾配より反射波の同期信号に対する遅延時間を推定する
遅延時間推定手段とを備えたものである。

【０００８】この発明に係るバイスタティックレーダ装
置は、信号変換手段が、第２のディジタルベースバンド
信号を記憶するメモリと、第１のディジタルベースバン
ド信号又はメモリに記憶された第２のディジタルベース
バンド信号を選択するのスイッチと、スイッチにより選
択された第１のディジタルベースバンド信号又はメモリ
に記憶された第２のディジタルベースバンド信号の複素
共役を出力する複素共役手段と、第２のディジタルベー
スバンド信号を所定の時間だけ遅延させる複数の遅延手
段と、複数の遅延手段の出力信号と複素共役とを乗算す
る複数の乗算手段と、複数の乗算手段の出力信号をそれ
ぞれフーリエ変換する複数のフーリエ変換手段とを備
え、第１と第２のディジタルベースバンド信号を用い
て、周波数−時間の２変数を持つ相互相関関数信号に変
換する場合、スイッチは第１のディジタルベースバンド
信号を選択し、第２のディジタルベースバンド信号を用
いて、周波数−時間の２変数を持つ自己相関関数信号に
変換する場合、スイッチはメモリに記憶された第２のデ
ィジタルベースバンド信号を選択するように構成したも
のである。

【０００９】この発明に係るバイスタティックレーダ装
置は、信号変換手段が、第２のディジタルベースバンド
信号を記憶するメモリと、第１のディジタルベースバン
ド信号又はメモリに記憶された第２のディジタルベース
バンド信号を選択する第１のスイッチと、第１のスイッ
チにより選択された第１のディジタルベースバンド信号
又はメモリに記憶された第２のディジタルベースバンド
信号の複素共役を出力する複素共役手段と、第２のディ
ジタルベースバンド信号を所定の時間だけ遅延させる複
数の遅延手段と、複数の遅延手段の出力信号と複素共役
とを乗算する複数の乗算手段と、複数の乗算手段の出力
信号のうちから１つの出力信号を選択する第２のスイッ
チと、第２のスイッチにより選択された出力信号をフー
リエ変換するフーリエ変換手段とを備え、第１と第２の
ディジタルベースバンド信号を用いて、周波数−時間の
２変数を持つ相互相関関数信号に変換する場合、第１の
スイッチは第１のディジタルベースバンド信号を選択す
ると共に、第２のスイッチを順次切り換え、フーリエ変
換手段が複数の乗算手段の各出力信号をフーリエ変換
し、第２のディジタルベースバンド信号を用いて、周波
数−時間の２変数を持つ自己相関関数信号に変換する場
合、第１のスイッチはメモリに記憶された第２のディジ
タルベースバンド信号を選択すると共に、第２のスイッ
チを順次切り換え、フーリエ変換手段が複数の乗算手段
の各出力信号をフーリエ変換するように構成したもので
ある。

【００１０】この発明に係るバイスタティックレーダ装
置は、遅延時間推定手段が、相互相関関数信号の絶対値
を周波数が０の軸に関して折り返して加算し、その加算
結果から振幅変調基本周波数を求めるものである。

【００１１】

【作用】この発明に係るバイスタティックレーダ装置
は、第１の受信手段が目標からの反射波を受信して第１
のディジタルベースバンド信号に変換し、第２の受信手
段が送信装置からの直接波を受信して第２のディジタル
ベースバンド信号に変換し、信号変換手段が、第１と第
２のディジタルベースバンド信号を用いて、周波数−時
間の２変数を持つ相互相関関数信号に変換すると共に、
第２のディジタルベースバンド信号を用いて、周波数−
時間の２変数を持つ自己相関関数信号に変換し、遅延時
間推定手段が、相互相関関数信号に基づき目標のレーダ
反射断面積が周期的に変化することに起因する反射波の
振幅変調基本周波数を求め、この振幅変調基本周波数に
対する相互相関関数信号を時間変数に関して離散フーリ
エ変換を行うことにより第１の離散フーリエ変換信号を
生成し、振幅変調基本周波数に対する自己相関関数信号
を時間変数に関して離散フーリエ変換を行うことにより
第２の離散フーリエ変換信号を生成し、第１の離散フー
リエ変換信号と第２の離散フーリエ変換信号の比の位相
勾配より、サンプリング周波数に関係なく、反射波の直
接波に対する遅延時間を推定する。

【００１２】この発明に係るバイスタティックレーダ装
置は、第１の受信手段が目標からの反射波を受信して第
１のディジタルベースバンド信号に変換し、第２の受信
手段が送信装置からの同期信号を受信して第２のディジ
タルベースバンド信号に変換し、信号変換手段が、第１
と第２のディジタルベースバンド信号を用いて、周波数
−時間の２変数を持つ相互相関関数信号に変換すると共
に、第２のディジタルベースバンド信号を用いて、周波
数−時間の２変数を持つ自己相関関数信号に変換し、遅
延時間推定手段が、相互相関関数信号に基づき目標のレ
ーダ反射断面積が周期的に変化することに起因する反射
波の振幅変調基本周波数を求め、この振幅変調基本周波
数に対する相互相関関数信号を時間変数に関して離散フ
ーリエ変換を行うことにより第１の離散フーリエ変換信
号を生成し、振幅変調基本周波数に対する自己相関関数
信号を時間変数に関して離散フーリエ変換を行うことに
より第２の離散フーリエ変換信号を生成し、第１の離散
フーリエ変換信号と第２の離散フーリエ変換信号の比の
位相勾配より、サンプリング周波数に関係なく、反射波
の同期信号に対する遅延時間を推定する。

【００１３】この発明に係るバイスタティックレーダ装
置は、信号変換手段が、メモリが第２のディジタルベー
スバンド信号を記憶し、スイッチが第１のディジタルベ
ースバンド信号又はメモリに記憶された第２のディジタ
ルベースバンド信号を選択し、複素共役手段がスイッチ
により選択された第１のディジタルベースバンド信号又
はメモリに記憶された第２のディジタルベースバンド信
号の複素共役を出力し、複数の遅延手段が第２のディジ
タルベースバンド信号を所定の時間だけ遅延させ、乗算
手段が複数の遅延手段の出力信号と複素共役とを乗算
し、複数のフーリエ変換手段が複数の乗算手段の出力信
号をそれぞれフーリエ変換し、第１と第２のディジタル
ベースバンド信号を用いて、周波数−時間の２変数を持
つ相互相関関数信号に変換する場合、スイッチは第１の
ディジタルベースバンド信号を選択し、第２のディジタ
ルベースバンド信号を用いて、周波数−時間の２変数を
持つ自己相関関数信号に変換する場合、スイッチはメモ
リに記憶された第２のディジタルベースバンド信号を選
択する。

【００１４】この発明に係るバイスタティックレーダ装
置は、信号変換手段が、メモリが第２のディジタルベー
スバンド信号を記憶し、第１のスイッチが第１のディジ
タルベースバンド信号又はメモリに記憶された第２のデ
ィジタルベースバンド信号を選択し、複素共役手段が第
１のスイッチにより選択された第１のディジタルベース
バンド信号又はメモリに記憶された第２のディジタルベ
ースバンド信号の複素共役を出力し、複数の遅延手段が
第２のディジタルベースバンド信号を所定の時間だけ遅
延させ、複数の乗算手段が複数の遅延手段の出力信号と
複素共役とを乗算し、第２のスイッチが複数の乗算手段
の出力信号のうちから１つの出力信号を選択し、フーリ
エ変換手段が第２のスイッチにより選択された出力信号
をフーリエ変換し、第１と第２のディジタルベースバン
ド信号を用いて、周波数−時間の２変数を持つ相互相関
関数信号に変換する場合、第１のスイッチは第１のディ
ジタルベースバンド信号を選択すると共に、第２のスイ
ッチを順次切り換え、フーリエ変換手段が複数の乗算手
段の各出力信号をフーリエ変換し、第２のディジタルベ
ースバンド信号を用いて、周波数−時間の２変数を持つ
自己相関関数信号に変換する場合、第１のスイッチはメ
モリに記憶された第２のディジタルベースバンド信号を
選択すると共に、第２のスイッチを順次切り換え、フー
リエ変換手段が複数の乗算手段の各出力信号をフーリエ
変換する。

【００１５】この発明に係るバイスタティックレーダ装
置は、遅延時間推定手段が、相互相関関数信号の絶対値
を周波数が０の軸に関して折り返して加算し、その加算
結果から振幅変調基本周波数を求める。

【００１６】

【実施例】 実施例１．以下、この発明の実施例について図を参照し
て説明する。図１は第１の実施例のバイスタティックレ
ーダ装置の全体構成図である。図１において、１０は送
信装置で、変調信号を生成する変調信号発生器１１、こ
の変調信号発生器１１で生成した変調信号を搬送波周波
数に周波数変換して増幅する送信機１２、この送信機１
２の出力信号を空中に放射する送信アンテナ１３からな
る。

【００１７】５は目標で、周期的にレーダ反射断面積が
変化するものとする。例えばプロペラなど羽状のものが
回転すると、周期的にレーダ反射断面積が変化する。１
ａは送信装置１０から目標５に向かう送信波、２は送信
波１ａが目標５により反射し受信装置２０へ向かう反射
波である。１ｂは送信装置１０から直接に受信装置２０
に向かう送信波であり、ここでは適宜、送信波１ｂを直
接波と呼ぶ。

【００１８】受信装置２０は送信装置１０と所定の距離
をおいて設置されている。２１は目標５からの反射波２
を受信するための主受信アンテナ、２２は送信装置１０
から受信装置に向けて送信された送信波１ｂを受信する
ための補助受信アンテナである。この補助受信アンテナ
２２は、送信装置１０からの送信波１ｂを受信するため
に、送信装置１０の方向のアンテナゲインが高くなるよ
うに向けられている。２３ａ、２３ｂは、主受信アンテ
ナ２１又は補助受信アンテナ２２で受信された信号を増
幅し、中間周波数への変換や位相検波するための受信機
であり、２４ａ、２４ｂは、受信機２３ａ又は２３ｂの
出力信号をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換
器である。以下では、このＡ／Ｄ変換時のサンプリング
間隔をＴ、その逆数であるサンプリング周波数をｆｓと
する。Ａ／Ｄ変換器２４ａ、２４ｂの出力信号であるデ
ィジタルベ−スバンド信号をそれぞれｙ（ｎＴ）、ｘ
（ｎＴ）とし、以後の処理では、このｘ（ｎＴ）は同期
信号として用いている。

【００１９】２５は信号変換手段であり、目標反射波受
信信号（以下単に目標反射信号）ｙ（ｎＴ）と同期信号
ｘ（ｎＴ）を用いて、周波数−時間遅延の２変数を持つ
信号に変換する。２６は遅延時間推定手段であり、信号
変換手段２５の出力信号Ｐ_xy（ｆ，τ）とＰ_xx（ｆ，
τ）から、送信装置１０から送信波１ａとして送信され
て目標５に反射して受信される反射波２の伝搬経路長
と、送信装置１０から受信装置２０に向かって直接伝搬
する直接波１ｂの伝搬経路長との差に起因するｙ（ｎ
Ｔ）とｘ（ｎＴ）との間の遅延時間差を推定する。ここ
でｆは振幅変調周波数、τは信号変換手段２５における
同期信号ｘ（ｎＴ）に与える遅延サンプル数をそれぞれ
示している。

【００２０】上記実施例では位相検波後にＡ／Ｄ変換す
るものとしたが、中間周波信号をＡ／Ｄ変換してからデ
ィジタル中間周波信号に変換した後、ディジタル信号処
理により位相検波を行っても良い。

【００２１】図２は図１における信号変換手段２５の内
部構成図の一例である。図２において、３１は同期信号
ｘ（ｎＴ）を一時的に記憶しておくためのメモリ、３２
は同期信号ｘ（ｎＴ）と目標反射信号ｙ（ｎＴ）を切り
替えるための第１のスイッチ、３３は目標反射信号ｙ
（ｎＴ）又は同期信号ｘ（ｎＴ）の複素共役を出力する
複素共役器、３４は１サンプリング間隔分の遅延器、３
５は乗算器、３６は離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）であ
る。離散フーリエ変換を行う信号のサンプル数が例えば
２のべき乗なら、離散フーリエ変換器３６には高速フー
リエ変換器を用いるのが良い。

【００２２】また図３において、（ａ）は送信波１ａ、
１ｂの信号波形、（ｂ）は反射波２の信号波形をそれぞ
れ示す。さらに図４は信号変換手段２５の出力信号Ｐ_xy
（ｆ，τ）の絶対値の例を示し、図５は遅延時間推定手
段２６の動作を示すフロ−チャ−トを示す。

【００２３】次に上記実施例１の動作について、図１か
ら図５を参照して説明する。図１において、送信装置１
０は目標５に対し、例えば図３（ａ）に示すような変調
信号を送信波１ａ、１ｂとして送信する。受信装置２０
は、目標５からの反射波２を主受信アンテナ２１で受信
し、直接送信された送信波１ｂを補助受信アンテナ２２
で受信する。受信機２３ａ、２３ｂは、主受信アンテナ
２１又は補助受信アンテナ２２で受信した信号を増幅
し、中間周波信号への変換や位相検波を順次行う。Ａ／
Ｄ変換器２４ａ、２４ｂは、受信機２３ａ、２３ｂの出
力信号をそれぞれディジタルベ−スバンド信号に変換
し、それぞれ目標反射信号ｙ（ｎＴ）および同期信号ｘ
（ｎＴ）として信号変換手段２５に出力する。

【００２４】図３は送信装置１０から送信する信号波形
と目標５からの目標反射信号の例である。（ａ）の送信
信号波形は周波数変調された包絡線一定の信号で、距離
を計測するためはこのように何らかの変調がなければな
らない。（ｂ）の目標反射信号波形は、目標のレーダ反
射断面積が周期的に変化することにより、振幅変調を受
けている。

【００２５】図２の信号変換手段２５は、例えば、符号
変調された連続波やパルス信号を送信波とするレーダに
おける受信信号の復調回路及びドップラフィルタバンク
とからなる信号変換手段とほぼ同一であるが、メモリ３
１と第一のスイッチ３２が存在している点が異なってい
る。第一のスイッチ３２がＪ１に設定されているときに
は、同期信号ｘ（ｎＴ）は、離散フ−リエ変換器３６で
の処理に必要なサンプル数だけ遅延器３４及び乗算器３
５に転送されると共に、メモリ３１に一時的に蓄積され
る。第一のスイッチ３２より入力された目標反射信号ｙ
（ｎＴ）は、複素共役器３３で複素共役され、乗算器３
５で遅延器３４及び乗算器３５に転送された同期信号と
乗算され、離散フ−リエ変換器３６に入力されてＰ
_xy（ｆ，τ）が求められる。

【００２６】離散フ−リエ変換器３６の処理が終了する
と、第一のスイッチ３２がＪ２に切り換えられ、メモリ
３１に蓄積された同期信号ｘ（ｎＴ）は、遅延器３４及
び乗算器３５に転送されると共に、複素共役器３３に転
送され複素共役される。複素共役された信号は、乗算器
３５で遅延器３４及び乗算器３５に転送された同期信号
と乗算され、離散フ−リエ変換器３６に入力されてＰ_xx
（ｆ，τ）が求められる。信号変換手段２５の後処理で
ある遅延時間推定手段２６において、遅延時間の推定値
が求まると、本装置の１サイクルの処理が終了する。次
に遅延時間の推定値が求めるときには、メモリ３１の内
容を消去し、スイッチ３２を再びＪ１に切り換えて上記
処理を繰り返す。

【００２７】以上のように、信号変換手段２５における
メモリ３１及びスイッチ３２は、離散フ−リエ変換器３
６の処理タイミングと全体の処理タイミングとに同期し
て動作する。またこの信号変換手段２５の出力信号は、
パルスドップラレ−ダの場合と類似の周波数−時間遅延
の２変数を持つ２次元信号となり、変換するときの参照
信号としては同期信号ｘ（ｎＴ）を用いている。

【００２８】まず図２に示すように、第１のスイッチ３
２は、目標反射信号ｙ（ｎＴ）の入力端子側Ｊ１につな
がれているとする。目標反射信号のレーダ反射断面積の
周期的変化による振幅変調に着目すると、受信信号ｙ
（ｎＴ）にクラッタや直接波の漏れ込みがあった場合、
これらと目標反射信号を区別することが可能となる。

【００２９】第１のスイッチ３２を経由して入力された
目標反射信号ｙ（ｎＴ）は、複素共役器３３で複素共役
され、遅延器３４で遅延された同期信号ｘ（ｎＴ）と乗
算器３５で乗算されるので、離散フーリエ変換器３６の
入力信号ｑ_m （ｎＴ）は式（１）のように表すことがで
きる。 ｑ_m （ｎＴ）＝ｘ（（ｎ−ｍ）Ｔ）ｙ^* （ｎＴ） （１） ここでｍ＝０，１，…，Ｌ−１で、Ｌは目標反射信号ｙ
（ｎＴ）の最大探知距離によって決まる整数である。こ
の添字ｍは遅延器３４による遅延量をサンプリング間隔
単位で表したものである。このとき、離散フーリエ変換
器３６の出力信号Ｐ_xy（ｋΔｆ，ｍＴ）は式（２）のよ
うになる。

【００３０】

【数１】

【００３１】図４は式（２）の関数Ｐ_xy（ｋΔｆ，ｍ
Ｔ）の絶対値の例である。図４ではＰ_xy（ｋΔｆ，ｍ
Ｔ）のＮ／２＜ｋ≦Ｎ−１の部分をｆ＜０に移動して描
いている。また、目標は移動していないものとしてい
る。９１は主受信アンテナ２１に漏れこんだ直接波１ｂ
の成分によるピークで、レーダ反射断面積の周期的変化
に起因する振幅変調を受けていないので、ｆ＝τ＝０に
ピークが生ずる。９２はクラッタによるピークで、やは
りレーダ反射断面積の周期的変化に起因する振幅変調を
受けていないので、ｆ＝０上で、τに関してはクラッタ
と直接波１ｂの経路長差に対応する位置にピークが生ず
る。

【００３２】９３は目標のレーダ反射断面積の周期的変
化に起因する振幅変調を受けた目標反射信号によるピー
クで、ｆに関しては振幅変調基本周波数ｆ＝±ｆ_AMに、
τに関しては目標反射波２と直接波１ｂの経路長差に対
応する位置にピークが生ずる。また、振幅変調の高調波
成分によるピークが生ずることもある。式（２）のフー
リエ変換により、目標のレーダ反射断面積の周期的変化
に起因する目標反射信号ｙ（ｎＴ）の振幅変調成分と、
そのような振幅変調を受けていないクラッタ成分を周波
数軸上で分離できる。ここで、必ずしも全てのｋ＝０，
１，…，Ｎ−１に対してＰ_xy（ｋΔｆ，ｍＴ）を計算す
る必要はなく、必要な周波数範囲だけ計算しても良い。

【００３３】このように、振幅変調成分を利用して目標
反射信号と不要信号を分離するので、送信信号としては
包絡線一定のものが望ましい。

【００３４】式（２）の計算はレーダアンビギュイティ
関数を求めることと等価である。レーダアンビギュイテ
ィ関数は、目標の速度に対応するドップラ周波数と距離
に対応する遅延時間でピークが生じ、その点でレーダア
ンビギュイティ関数の絶対値は最大値をとるのだが、本
発明では｜Ｐ_xy（ｋΔｆ，ｍＴ）｜のそのようなピーク
は捨て、ｆ＝±ｆ_AM上のピークから目標反射波２の伝搬
経路長を求めようとする点で異なっている。

【００３５】次に、遅延時間推定手段２６が信号変換手
段２５の出力信号Ｐ_xy（ｋΔｆ，ｍＴ）とＰ_xx（ｋΔ
ｆ，ｍＴ）より、目標反射波２と直接波１ｂの伝搬経路
長差に起因する伝搬時間差を、サンプリング間隔Ｔにと
らわれない精度で推定する方法について説明する。

【００３６】一般的に２つの信号ａ（ｔ）、ｂ（ｔ）を
考え、ｂ（ｔ）＝ａ（ｔ−δ）とする。ここで遅延時間
δは、ａ（ｔ）とｂ（ｔ）の相互相関関数絶対値の最大
値を与えるタイムラグである。そしてこれは以下に示す
ように周波数領域で求められる。また、ａ（ｔ）のパワ
ースペクトルＳ_aa（ｆ）と、ａ（ｔ）とｂ（ｔ）の相互
スペクトルＳ_ab（ｆ）の間には次の式（３）の関係があ
る。

【００３７】

【数２】

【００３８】ここでΦ_aa（τ）はａ（ｔ）の自己相関関
数、Φ_ab（τ）はａ（ｔ）とｂ（ｔ）の相互相関関数で
ある。式（３）より次の式（４）が得られる。

【００３９】

【数３】

【００４０】上記式（４）に示すように、相互スペクト
ルとパワースペクトルの比の位相の勾配より遅延時間δ
が求められる。

【００４１】類似の関係は式（２）のＰ_xy（ｋΔｆ，ｍ
Ｔ）と式（５）で定義されるＰ_xx（ｆ，τ）についても
成立する。以下、これについて示すが、ここでは便宜
上、離散変数ｋΔｆ，ｍＴはそれぞれ連続な変数ｆ，τ
で表記する。

【００４２】

【数４】

【００４３】ここで簡単のため、ｙ（ｔ）＝ｘ（ｔ−τ
₀ ）とする。このとき、式（２）は式（６）のようにな
る。

【００４４】

【数５】

【００４５】式（６）が示すように、つまりＰ_xy（ｆ，
τ）は、Ｐ_xx（ｆ，τ）をτに関してτ₀ だけシフトし
たものに複素数が掛かっているものに等しい。従って、
ｆ＝ｆ_AMとして、式（６）の両辺をτに関してフーリエ
変換すると式（３）と類似の式（７）の関係式が得られ
る。すなわち、Ｐ_xy（ｆ_AM，τ）とＰ_xx（ｆ_AM，τ）の
τに関するフーリエ変換の比の位相勾配から遅延時間τ
₀ が求められる。なお、式（７）でＦτ［・］はτに関
するフーリエ変換を表す。

【００４６】

【数６】

【００４７】図５は上記の操作を離散時間信号に対して
具体的に示した遅延時間推定手段２６の動作を示すフロ
ーチャートであり、以下図５の動作について説明する。
まず、ステップ１０１において、目標５のレーダ反射断
面積の周期的変化による目標反射信号の振幅変調基本周
波数ｆ_AMを求める。次にステップ１０２において、式
（７）中のＦτ［Ｐ_xy（ｆ_AM，τ）］に相当するものを
求めるため、Ｐ_xy（ｆ_AM，ｍＴ）を遅延変数ｍに関して
ＤＦＴあるいはＦＦＴを行い、その結果をＤＦＴ［Ｐ_xy
（ｆ_AM，ｍＴ）］とする。

【００４８】続いてステップ１０３において、式（７）
中のＦτ［Ｐ_xy（ｆ_AM，τ）］に相当するものを計算す
るが、まず、第１のスイッチ３２をＪ２に切り替える。
そしてステップ１０４において、メモリ３１に蓄えてい
た信号値ｘ（ｎＴ）を読み出し、ステップ１０５でＰ_xx
（ｆ_AM，ｍＴ）を計算する。これは式（１）において、
フィルタ３４の出力信号ｙ（ｎＴ）を同期信号ｘ（ｎ
Ｔ）に置き換えて、式（２）と同様に計算することであ
る。ただし、式（２）ではｋ＝０，１，…，Ｎ−１のす
べてあるいは一部に対して計算しているが、Ｐ
_xx（ｆ_AM，ｍＴ）の計算に対しては、ｆ_AM＝ｋΔｆを満
たす特定のｋに対してのみ行えば良い。

【００４９】Ｐ_xx（ｆ_AM，ｍＴ）を求めた後、ステップ
１０６でＰ_xx（ｆ_AM，ｍＴ）を遅延変数ｍに関してＤＦ
ＴあるいはＦＦＴを行い、その結果をＤＦＴ［Ｐ_xx（ｆ
_AM，ｍＴ）］とする。

【００５０】そしてステップ１０７において、式（４）
及び式（７）に対応する下記の式（８）より、ＤＦＴ
［Ｐ_xy（ｆ_AM，ｍＴ）］／ＤＦＴ［Ｐ_xx（ｆ_AM，ｍ
Ｔ）］の位相勾配より遅延推定値τ₀ が求められる。

【００５１】

【数７】

【００５２】この遅延推定法は、Ａ／Ｄ変換器２４ａ、
２４ｂのサンプリング間隔Ｔが伝搬経路長計測の測距精
度に影響を及ぼすことはない利点がある。つまり、遅延
推定値τ₀ はサンプリング間隔Ｔの整数倍に限られると
いうことはない。従って、サンプリング間隔にとらわれ
ない精度で遅延時間を推定することができ、正確な伝搬
経路長計測が可能となる。

【００５３】上記遅延時間の推定値から目標反射波２と
直接波１ｂの間の伝搬経路長差がわかる。さらに目標反
射波２の方向（方位角と仰角）を計測すれば、目標の位
置を知ることができる。

【００５４】以上のようにして、受信系サンプリング間
隔より短い時間単位で目標反射波２と直接波１ｂの伝搬
経路長の差による遅延時間を正確に計測することができ
る。

【００５５】実施例２．図６は本発明のバイスタティッ
クレーダ装置の実施例２における信号変換手段２５の内
部構成である。図６において、３７は第２のスイッチ、
３８は第２のスイッチ３７の切替タイミングを制御する
スイッチ制御手段である。

【００５６】上記実施例１における図２の信号変換手段
２５では、離散フーリエ変換器をＬ個の乗算器３５の各
々の出力に接続しているため、Ｌ個の離散フーリエ変換
器を必要とする。本実施例は、第２のスイッチ３７を切
り替えることで離散フーリエ変換器を１個だけ使えばす
むようにしたものである。

【００５７】まず、第２のスイッチ３７において、端子
Ｔ１と端子Ｔ０を接続する。そして、ｑ₀ （ｎＴ）から
式（１）によってＰ_xy（ｋΔｆ，０）を離散フーリエ変
換器３６で計算する。必要なｋの範囲に対してＰ_xy（ｋ
Δｆ，０）の計算完了後、第２のスイッチ３７を切替え
て端子Ｔ２と端子Ｔ０を接続し、次にｑ₁ （ｎＴ）から
式（１）によってＰ_xy（ｋΔｆ，Ｔ）を離散フーリエ変
換器３６で計算する。以下同様に、ｑ_L-1 （ｎＴ）から
Ｐ_xy（ｋΔｆ，（Ｌ−１）Ｔ）の計算を完了するまで繰
り返す。Ｐ_xy（ｋΔｆ，ｍＴ）の計算終了後、遅延時間
推定手段２６へ受け渡す。Ｐ_xx（ｋΔｆ，ｍＴ）の計算
についても同様である。このように、本実施例では離散
フーリエ変換器３６を１つしか使わないので、回路規模
が小さくなるという利点がある。それ以外の効果は実施
例１と同様である。

【００５８】実施例３．上記実施例１及び２では、目標
反射波２と直接波１ｂの伝搬経路長の相違による目標反
射信号の同期信号ｘ（ｎＴ）に対する遅延時間推定にお
いて、信号変換手段２５の出力信号Ｐ_xy（ｆ，τ）のｆ
＜０の領域を利用していなかった。そこでこの実施例３
における遅延時間推定においては、このＰ_xy（ｆ，τ）
のｆ＜０の領域も積極的に利用するものである。以下、
その方法について説明する。

【００５９】図５のステップ１０１において、目標のレ
ーダ反射断面積が周期的に変化することによる目標反射
信号の振幅変調の基本周波数ｆ_AMを探索するが、ステッ
プ１０１の前に、図７で示すステップ１３１の操作を行
う。この操作を模式的に示したのが図８である。信号変
換手段２５の出力信号Ｐ_xy（ｋΔｆ，ｍＴ）の絶対値の
ｆ＜０の領域をｆ＝０に軸に折り返してｆ＞０の領域に
加算するのである。加算結果を｜Ｐ_xy’（ｋΔｆ，ｍ
Ｔ）｜とするとき、 ｜Ｐ_xy’（ｋΔｆ，ｍＴ）｜＝｜Ｐ_xy（ｋΔｆ，ｍＴ）｜ ＋｜Ｐ_xy（−ｋΔｆ，ｍＴ）｜ （９） である。そして、図５のステップ１０１において、｜Ｐ
_xy（ｋΔｆ，ｍＴ）｜の代わりに式（９）の｜Ｐ_xy’
（ｋΔｆ，ｍＴ）｜を用いる。

【００６０】目標が移動していない場合、目標のレーダ
反射断面積が周期的に変化することによる目標反射信号
の振幅変調成分による｜Ｐ_xy（ｆ，τ）｜のピークは図
４に示すようにｆ＝０に関して対称に現れるが、サイド
ローブに関しては一般にＰ_xy（ｆ，τ）≠Ｐ_xy（−ｆ，
τ）であるので、信号対雑音電力比を上げることができ
る。従って、より正確なｆ_AMの推定が可能となる。

【００６１】実施例４．図９はこの発明の実施例３を示
す全体構成図であり、送信装置１０と受信装置２０の同
期をとるために、送信装置１０から受信装置２０へ有線
にて同期信号を伝送するものである。図９において、１
２ｂは送信装置１０から受信装置２０へ有線にて同期信
号を伝送するための送信機、３は同期信号を送信するた
めの伝送線、２３ｂは有線にて送信装置１０から送られ
てきた同期信号を受信するための受信機である。同期信
号を有線で伝送するため、図１と異なり、受信装置２０
には直接波を受信するためのアンテナはない。

【００６２】図９の動作は、同期信号を有線で送信装置
１０から受信装置２０へ送る点を除いて、上記実施例１
と同一であり、実施例２及び実施例３をこの実施例４に
適用できることはもちろんである。この実施例４では同
期信号を無線で送信しないので、主受信アンテナ２１に
漏れこむ直接波の影響は上記実施例１の場合より小さく
なる。

【００６３】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、目標の
レーダ反射断面積が周期的に変化する場合、目標反射信
号が振幅変調を受けることを利用し、不要信号成分を目
標反射信号と分離して、目標反射信号と同期信号の到達
時間差をＡ／Ｄ変換器のサンプリング間隔より短い時間
間隔で推定することができる。従って、目標反射信号と
同期信号の到達時間差から目標反射波の経路長を精度よ
く計測できるバイスタティックレーダ装置を得ることが
できる。とりわけ、サンプリング周波数が低い場合に本
発明は特に有効である。

【００６４】さらにこの発明では、送信装置から受信装
置への直接波を有線で送信するため、受信装置に直接波
専用のアンテナを設ける必要がなく、直接波の反射波へ
の影響も少なくなり、目標反射波の経路長を精度良く計
測することが可能となる。

【００６５】またこの発明では、信号変換手段におい
て、離散フーリエ変換器を１個だけ使えばすむようにし
ているので、回路規模が小さくなるという効果がある。

【００６６】またこの発明では、遅延時間推定手段にお
いて、信号変換手段の出力信号の絶対値を周波数０に関
して折り返して加算しているので、信号対雑音電力比を
上げることができ、より正確な目標反射信号の振幅変調
の基本周波数を抽出することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１のバイスタティックレーダ
装置を示す全体構成図である。

【図２】この発明の実施例１における信号変換手段の内
部構成図である。

【図３】送信信号および目標反射信号波形の例である。

【図４】この発明における信号変換手段出力信号Ｐ
_xy（ｋΔｆ，ｍＴ）の絶対値の例である。

【図５】この発明の実施例１における遅延時間推定手段
の動作を示すフローチャートである。

【図６】この発明の実施例２における信号変換手段の内
部構成図である。

【図７】この発明の実施例３における信号変換手段の出
力信号の絶対値を周波数０に関して折り返して加算する
手段の動作を示すフローチャートである。

【図８】この発明の実施例３における信号変換手段の出
力信号のうちの所定の一方の絶対値を周波数０に関して
折り返して加算する手段の動作を模式的に示す図であ
る。

【図９】この発明の実施例４のバイスタティックレーダ
装置を示す全体構成図である。

【図１０】従来のバイスタティックレーダ装置を示す全
体構成図である。

【符号の説明】

１ａ、１ｂ 送信波 ２ 目標反射波 ３ 伝送線 ５ 目標 １０ 送信装置 １３ 送信アンテナ ２０ 受信装置 ２１ 主受信アンテナ ２２ 補助受信アンテナ ２４ａ、２４ｂ Ａ／Ｄ変換器 ３２ 第１のスイッチ ３３ 複素共役器 ３４ 遅延器 ３５ 乗算器 ３６ 離散フーリエ変換器 ３７ 第２のスイッチ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 目標に送信波を放射する送信装置と、こ
   の送信装置と所定の間隔をおいて設置され、前記送信装
   置から直接到来する直接波と前記目標からの反射波を受
   信する受信装置とを備えたバイスタティックレーダ装置
   において、 上記受信装置は、 上記反射波を受信し第１のディジタルベースバンド信号
   に変換する第１の受信手段と、 上記直接波を受信し第２のディジタルベースバンド信号
   に変換する第２の受信手段と、 上記第１と第２のディジタルベースバンド信号を用い
   て、周波数−時間の２変数を持つ相互相関関数信号に変
   換すると共に、上記第２のディジタルベースバンド信号
   を用いて、周波数−時間の２変数を持つ自己相関関数信
   号に変換する信号変換手段と、 上記相互相関関数信号に基づき上記目標のレーダ反射断
   面積が周期的に変化することに起因する上記反射波の振
   幅変調基本周波数を求め、この振幅変調基本周波数に対
   する上記相互相関関数信号を時間変数に関して離散フー
   リエ変換を行うことにより第１の離散フーリエ変換信号
   を生成し、上記振幅変調基本周波数に対する上記自己相
   関関数信号を時間変数に関して離散フーリエ変換を行う
   ことにより第２の離散フーリエ変換信号を生成し、上記
   第１の離散フーリエ変換信号と上記第２の離散フーリエ
   変換信号の比の位相勾配より上記反射波の上記直接波に
   対する遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、を備え
   たことを特徴とするバイスタティックレーダ装置。
2. 【請求項２】 目標に送信波を放射する送信装置と、こ
   の送信装置と所定の間隔をおいて設置され、前記送信装
   置から有線にて伝送される同期信号と前記目標からの反
   射波を受信する受信装置とを備えたバイスタティックレ
   ーダ装置において、 上記受信装置は、 上記反射波を受信し第１のディジタルベースバンド信号
   に変換する第１の受信手段と、 上記同期信号を受信し第２のディジタルベースバンド信
   号に変換する第２の受信手段と、 上記第１と第２のディジタルベースバンド信号を用い
   て、周波数−時間の２変数を持つ相互相関関数信号に変
   換すると共に、上記第２のディジタルベースバンド信号
   を用いて、周波数−時間の２変数を持つ自己相関関数信
   号に変換する信号変換手段と、 上記相互相関関数信号に基づき上記目標のレーダ反射断
   面積が周期的に変化することに起因する上記反射波の振
   幅変調基本周波数を求め、この振幅変調基本周波数に対
   する上記相互相関関数信号を時間変数に関して離散フー
   リエ変換を行うことにより第１の離散フーリエ変換信号
   を生成し、上記振幅変調基本周波数に対する上記自己相
   関関数信号を時間変数に関して離散フーリエ変換を行う
   ことにより第２の離散フーリエ変換信号を生成し、上記
   第１の離散フーリエ変換信号と上記第２の離散フーリエ
   変換信号の比の位相勾配より上記反射波の上記同期信号
   に対する遅延時間を推定する遅延時間推定手段と、を備
   えたことを特徴とするバイスタティックレーダ装置。
3. 【請求項３】 上記信号変換手段は、 上記第２のディジタルベースバンド信号を記憶するメモ
   リと、 上記第１のディジタルベースバンド信号又は上記メモリ
   に記憶された第２のディジタルベースバンド信号を選択
   するのスイッチと、 上記スイッチにより選択された上記第１のディジタルベ
   ースバンド信号又は上記メモリに記憶された第２のディ
   ジタルベースバンド信号の複素共役を出力する複素共役
   手段と、 上記第２のディジタルベースバンド信号を所定の時間だ
   け遅延させる複数の遅延手段と、 上記複数の遅延手段の出力信号と上記複素共役とを乗算
   する複数の乗算手段と、 上記複数の乗算手段の出力信号をそれぞれフーリエ変換
   する複数のフーリエ変換手段とを備え、上記第１と第２
   のディジタルベースバンド信号を用いて、周波数−時間
   の２変数を持つ上記相互相関関数信号に変換する場合、
   上記スイッチは上記第１のディジタルベースバンド信号
   を選択し、上記第２のディジタルベースバンド信号を用
   いて、周波数−時間の２変数を持つ自己相関関数信号に
   変換する場合、上記スイッチは上記メモリに記憶された
   第２のディジタルベースバンド信号を選択することを特
   徴とする請求項１又は請求項２記載のバイスタティック
   レーダ装置。
4. 【請求項４】 上記信号変換手段は、 上記第２のディジタルベースバンド信号を記憶するメモ
   リと、 上記第１のディジタルベースバンド信号又は上記メモリ
   に記憶された第２のディジタルベースバンド信号を選択
   する第１のスイッチと、 上記第１のスイッチにより選択された上記第１のディジ
   タルベースバンド信号又は上記メモリに記憶された第２
   のディジタルベースバンド信号の複素共役を出力する複
   素共役手段と、 上記第２のディジタルベースバンド信号を所定の時間だ
   け遅延させる複数の遅延手段と、 上記複数の遅延手段の出力信号と上記複素共役とを乗算
   する複数の乗算手段と、 上記複数の乗算手段の出力信号のうちから１つの出力信
   号を選択する第２のスイッチと、 上記第２のスイッチにより選択された出力信号をフーリ
   エ変換するフーリエ変換手段とを備え、上記第１と第２
   のディジタルベースバンド信号を用いて、周波数−時間
   の２変数を持つ上記相互相関関数信号に変換する場合、
   上記第１のスイッチは上記第１のディジタルベースバン
   ド信号を選択すると共に、上記第２のスイッチを順次切
   り換え、上記フーリエ変換手段が上記複数の乗算手段の
   各出力信号をフーリエ変換し、上記第２のディジタルベ
   ースバンド信号を用いて、周波数−時間の２変数を持つ
   上記自己相関関数信号に変換する場合、上記第１のスイ
   ッチは上記メモリに記憶された第２のディジタルベース
   バンド信号を選択すると共に、上記第２のスイッチを順
   次切り換え、上記フーリエ変換手段が上記複数の乗算手
   段の各出力信号をフーリエ変換することを特徴とする請
   求項１又は請求項２記載のバイスタティックレーダ装
   置。
5. 【請求項５】 上記遅延時間推定手段が、上記相互相関
   関数信号の絶対値を周波数が０の軸に関して折り返して
   加算し、その加算結果から上記振幅変調基本周波数を求
   めることを特徴とする請求項１ないし請求項４いずれか
   記載のバイスタティックレーダ装置。