JP3438409B2 - レーダ装置 - Google Patents
レーダ装置Info
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Description
の小さな小型で軽量のレーダ装置において、探知距離の
拡大と距離分解能の向上を行うレーダ装置に関するもの
である。
す図であり、1は特定方向の空間に送信波を放射し、反
射波を受信するアンテナ、2は上記アンテナのビーム指
向方向を制御するビーム制御器、3は送信波を発生する
励振器、4は上記送信波に対してチャープパルス圧縮の
ための直線周波数変調を常に一定の周波数掃引率で行う
パルス圧縮用変調器、6は上記アンテナへ送信信号を供
給し、受信信号を受信器へ供給するサーキュレータ、7
は受信信号を増幅する受信器、8は上記受信器から出力
される信号をディジタルビデオ信号へと変換するA/D
変換器、9は周波数変調タイミングと、A/D変換サン
プリングタイミングを発生するタイミング発生器、10
は上記A/D変換器から出力されるディジタルビデオ信
号に対してチャープパルス圧縮のための相関処理を行う
パルス圧縮器、11は上記パルス圧縮器から出力される
データから目標の距離検出を行う目標検出器、12は上
記目標検出器から出力される目標距離情報を表示する表
示器、13は上記ビーム制御器や、タイミング発生器の
設定を行うレーダ制御器である。
す。30は入力信号に対して高速フーリエ変換を行うF
FT(Fast Fourier Transfor
m)演算器、31はチャープパルス圧縮用の参照関数を
格納する参照関数格納メモリ、32は上記FFT演算器
出力信号と、上記参照関数格納メモリから入力されるデ
ータを乗算する複素乗算器、33は上記複素乗算器から
出力されるデータに対して高速逆フーリエ変換を行うI
FFT(Inverse Fast Fourier
Transform)演算器である。入力された目標信
号は、FFT演算器30において周波数領域の信号に変
換され、複素乗算器32において、参照関数と乗算され
ることにより送信時に行われた周波数変調が元に戻され
る。この信号をIFFT演算器33により再び時間領域
に戻すことによりパルス圧縮処理を行うことができる。
成され、例えば図30に示すようなパルス幅Tの周波数
変調タイミング14をタイミング発生器9で発生し、励
振器3で発生した送信波に対して、パルス圧縮用変調器
4で図30に示すように変調間隔τs、変調幅ΔFの直
線周波数変調34をかけて、周波数変調タイミング14
をそのまま送信パルスタイミングとして用いてアンテナ
1より放射する。このとき周波数変調幅ΔFは圧縮後の
パルス幅τと、広がり係数WによりW/τで決定され
る。また周波数掃引率ΔfはΔF/Tとなる。距離Rの
位置にある目標で反射され受信した信号は、受信器7で
増幅され、A/D変換器8でサンプリング間隔Δtでサ
ンプリングされディジタルビデオ信号16に変換され
る。送信信号の周波数変調帯域は、−ΔF/2〜+ΔF
/2であるので、周波数情報を保存するためにはサンプ
リング定理よりΔF以上の周波数でサンプリングする必
要があるため、サンプリング間隔Δt≦τ/Wでなけれ
ばならない。この信号に対し、パルス圧縮器10におい
て相関処理を用いたパルス圧縮処理を行う。この結果図
30に示すようなパルス圧縮結果17を得ることがで
き、遠距離目標の信号も距離分解能を劣化させずに目標
検出器12で検出することができる。
の例を図31に示す。この波形で送信された信号は、目
標で反射され、A/D変換器8でディジタルビデオ信号
に変換され図32のような波形が得られる。この信号に
対してパルス圧縮器10でチャープパルス圧縮処理を行
うことにより、図33に示す波形となる。この例の場
合、圧縮後パルス幅τは2×τsとしており、A/D変
換におけるサンプリング間隔Δtはτ/W=2×τs/
W以下で行う必要がある。Wの値は概ね1<W<2であ
るので、A/D変換におけるサンプリング間隔Δtをτ
sとしている。この例の場合のデータ量は512個であ
る。
も、周波数掃引率Δfと周波数変調幅ΔFが同一である
場合には、同様のA/D変換サンプリング間隔τsでデ
ータを取得する必要があり、処理データ数には変化がな
い。また、Δfを変更するためには、パルス圧縮用変調
器4の特性を変更する必要がある。
ルスレーダ装置においては、図31に示す送信波の変調
周波数帯域を保持するためには、A/D変換器において
変調時の間隔でサンプリングを行わなければならず、低
い圧縮比で得たい距離分解能が低くてよい場合にも処理
データ数が増加し、処理時間がかかりすぎるという問題
点があった。また、処理データ数を削減するためには、
パルス圧縮用変調器の変調周波数特性を変更しなければ
ならないという問題点があった。さらに、常に同一の周
波数変調特性を使用しているため、目標側に周波数変調
特性を知られる可能性が高いという問題点があった。
なされたものであり、同一の周波数変調特性を持つパル
ス圧縮用変調器を用いて、低い圧縮比で得たい分解能が
低くてよい場合には処理データ数を削減でき、高速に処
理を行えるレーダ装置を得ることを目的とする。さら
に、同一の周波数変調特性であっても使用する周波数帯
域を変更することにより、目標側に周波数変調特性を知
られにくいレーダ装置を得ることを目的とする。
るレーダ装置は、変調された送信波に対して、時間ゲー
ト回路により中心部分のみを取り出し、さらにA/D変
換器におけるサンプリング周期を遅くすることによりデ
ータ量を削減する。
変調された送信波に対して、時間ゲート回路により送信
波の後半部分のみを取り出し、A/D変換器から出力さ
れたデータに対してディジタル周波数変調を行うことに
より、データの間引きを可能にし、パルス圧縮器におけ
るデータ量を削減する。
変調された送信波に対して、時間ゲート回路により送信
波の前半部分のみを取り出し、A/D変換器から出力さ
れたデータに対してディジタル周波数変調を行うことに
より、データの間引きを可能にし、パルス圧縮器におけ
るデータ量を削減する。
変調された送信波全部を使用し、A/D変換器から出力
されたデータに対してディジタルフィルタ処理を行うこ
とにより、データの間引きを可能にし、パルス圧縮器に
おけるデータ量を削減する。
変調された送信波全部を使用し、受信器から出力された
データに対して低域通過フィルタ処理を行うことによ
り、A/D変換器におけるサンプリング周期を遅くし、
データ量を削減する。
変調された送信波に対して、時間ゲート回路により送信
波の中心、前半または後半のどの部分を取り出すかをレ
ーダ制御器によって制御し、同時にA/D変換器におけ
るサンプリング周期、ディジタル周波数変調器の挿入・
バイパスと挿入時のディジタル周波数変調器の変調特性
をレーダ制御器から制御することにより、データ量の削
減と、使用周波数帯域の変更を行う。
を用いて同一周波数変調特性を持つパルス圧縮用変調器
でも、低い圧縮比と低い距離分解能でよい場合にはデー
タ量を削減し、高速にパルス圧縮処理を行い、所望の圧
縮比と距離分解能を得ることができる。
回路とディジタル周波数変調器を用いることにより、送
信波の後半部分を用いて高速にパルス圧縮処理を行うこ
とができる。
回路とディジタル周波数変調器を用いることにより、送
信波の前半部分を用いて高速にパルス圧縮処理を行うこ
とができる。
フィルタ演算器を用いることにより、高速にパルス圧縮
処理を行うことができる。
ィルタを用いることにより、高速にパルス圧縮処理を行
うことができる。
器からの制御で、使用周波数変調帯域を変更することに
より、高速にパルス圧縮処理を行い、かつ目標側に周波
数変調特性を知られにくくすることができる。
1〜4,6〜8および11〜13は従来装置と全く同一
のものである。5はパルス圧縮用変調器において変調さ
れた送信波に対して、特定部分のみを取り出す時間ゲー
ト回路、9はパルス圧縮用変調器に従来通りの周波数変
調タイミングを送ると共に、その中心部分のみを取り出
す波形を送信パルスタイミングとして時間ゲート回路に
送り、またA/D変換器に対して従来の2倍の周期のサ
ンプリングタイミングを送るタイミング発生器、10は
従来の1/2のデータ量でチャープパルス圧縮のための
相関処理を行うパルス圧縮器である。
ては、パルス圧縮用変調器4では、図2に示すように従
来と同一の周波数変調タイミング14により従来と同一
の直線周波数変調34を送信波に対して行うが、時間ゲ
ート回路5において、図2に示すような送信パルスタイ
ミング15により中心部分のT/2幅を取り出し、アン
テナ1より放射する。目標で反射され受信した信号に対
し、A/D変換器8において従来の2倍の周期である2
×τsでサンプリングを行い図2に示す受信信号16を
得る。ここで得られる信号は従来と同一の距離範囲に相
当する信号であるが、データ量は1/2となっている。
この信号に対してパルス圧縮器10でパルス圧縮処理を
行うことにより、従来の1/2のデータ量でパルス圧縮
処理を行い、図2に示すパルス圧縮結果17を得ること
ができる。
に示す。この波形から送信パルスタイミングにより中心
部分を取り出した波形を図4に示す。図4の波形で送信
され目標で反射された信号は、A/D変換器8で従来の
2倍のサンプリング周期でサンプリングされ、図5に示
すディジタルビデオ信号となる。この信号をパルス圧縮
器10でパルス圧縮処理を行うことにより図6に示す波
形が得られる。この例の場合のデータ量は256個であ
り、従来の1/2となっている。
から送信パルスタイミングで取り出す部分はT/2幅で
あるが、T/n幅とすればサンプリング周期はn×τs
でよく、圧縮後パルス幅はn×1/ΔFとなるが、デー
タ量は1/nとなる。また、圧縮比の劣化を許容すれ
ば、サンプリング周期をさらに遅くしデータ量を削減す
ることも可能である。
す図であり、1〜4,6〜8および11〜13は従来装
置と全く同一のものである。5,10は実施例1と全く
同一のものである。9はパルス圧縮用変調器に従来通り
の周波数変調タイミングを送ると共に、その後半部分の
みを取り出す送信パルスタイミングを時間ゲート回路に
送り、またA/D変換器に対しては従来通りの周期のサ
ンプリング間隔を送るタイミング発生器、18はA/D
変換器から出力されるディジタルビデオ信号に対してデ
ィジタル周波数変調を行い、さらに必要分解能にデータ
を間引く処理を行うディジタル周波数変調器である。
に示す。19は入力信号を−ΔF/4だけ周波数変調す
るための係数を格納する周波数変調係数メモリ、20は
上記周波数変調メモリのデータと、入力データとの乗算
を行う複素乗算器、21はデータを時間方向に1個おき
に取り出す間引きフィルタである。
ては、図9に示すような周波数変調タイミング14に対
して時間ゲート回路で図9に示すような送信パルスタイ
ミング15により後半部分を取り出す。図3に示す実際
の周波数変調された波形から後半部分を取り出した波形
を図10に示す。図10の波形で送信され目標で反射さ
れた信号は、A/D変換器8で従来と同じサンプリング
周期でサンプリングされ、図11に示すディジタルビデ
オ信号となる。この信号をディジタル周波数変調器にお
いて、周波数変調係数メモリ19のデータと複素乗算器
20で乗算すると図12に示す波形となり、間引きフィ
ルタ21で1個おきにデータを取り出すことにより図1
3に示す波形となる。ここで得られる信号は従来と同一
の距離範囲に相当する信号であるが、データ量は1/2
となっている。この信号をパルス圧縮器10でパルス圧
縮処理を行うことにより図14に示す波形が得られる。
この例の場合のデータ量は256個であり、従来の1/
2となっている。
から送信パルスタイミングで取り出す部分はT/2幅で
あるが、実施例1と同様にT/n幅とすれば、圧縮後パ
ルス幅はn×1/ΔFとなるが、間引きフィルタでデー
タ量を1/nとすることができる。また、圧縮比の劣化
を許容すればさらに間引くことによりデータ量を削減す
ることも可能である。
示す図であり、1〜4,6〜8および11〜13は従来
装置と全く同一のものである。5,10は実施例1と全
く同一のものである。9はパルス圧縮用変調器に従来通
りの周波数変調タイミングを送ると共に、その前半部分
のみを取り出す送信パルスタイミングを時間ゲート回路
に送り、またA/D変換器に対しては従来通りの周期の
サンプリング間隔を送るタイミング発生器、18はA/
D変換器から出力されるディジタルビデオ信号に対して
実施例2とは異なる特性でディジタル周波数変調を行
い、さらに必要分解能にデータを間引く処理を行うディ
ジタル周波数変調器である。
一である。20,21は実施例2の装置と全く同一のも
のである。19は入力信号を+ΔF/4だけ周波数変調
するための係数を格納する周波数変調係数メモリであ
る。
ては、図16に示すような送信波形14に対して時間ゲ
ート回路で図16に示すような送信パルスタイミング1
5により前半部分を取り出す。図3に示す実際の周波数
変調された波形から前半部分を取り出した波形を図17
に示す。図17の波形で送信され目標で反射された信号
は、A/D変換器8で従来と同じサンプリング周期でサ
ンプリングされ、図18に示すディジタルビデオ信号と
なる。この信号をディジタル周波数変調器において、周
波数変調係数メモリ19のデータと複素乗算器20で乗
算すると図12と同一の波形となり、間引きフィルタ2
1で1個おきにデータを取り出すことにより図13と同
一の波形となる。ここで得られる信号は従来と同一の距
離範囲に相当する信号であるが、データ量は1/2とな
っている。この信号をパルス圧縮器10でパルス圧縮処
理を行うことにより図14と同一の波形が得られる。こ
の例の場合のデータ量は256個であり、従来の1/2
となっている。
から送信パルスタイミングで取り出す部分はT/2幅で
あるが、実施例1と同様にT/n幅とすれば、圧縮後パ
ルス幅はn×1/ΔFとなるが、間引きフィルタでデー
タ量を1/nとすることができる。また、圧縮比の劣化
を許容すればさらに間引くことによりデータ量を削減す
ることも可能である。
示す図であり、1〜4,6〜9および11〜13は従来
装置と全く同一のものである。10は実施例1と全く同
一のものである。22はA/D変換器8から出力される
ディジタルビデオ信号に対して、高周波成分を抑圧し、
低周波成分のみを通過させる低域通過フィルタ処理を行
い、さらに必要分解能に間引く処理を行うディジタルフ
ィルタ演算器である。
に示す。21は実施例2の装置と全く同一のものであ
る。23は高周波成分を抑圧し、低周波成分のみを通過
させる低域通過ディジタルフィルタである。
ては、図3に示すような波形で送信され、目標で反射さ
れた信号は、A/D変換器において従来の周期でサンプ
リングすることにより図32と同一の波形を得る。この
信号に対して低域通過ディジタルフィルタ23にて処理
を行うと図21に示す波形となり、間引きフィルタ21
にて1個おきにデータを取り出すことにより図22に示
す波形となる。これは従来と同一の距離範囲に相当する
信号であるが、データ量は1/2となっている。この信
号をパルス圧縮器10でパルス圧縮処理を行うことによ
り図23の波形が得られる。この例の場合のデータ量は
256個であり、従来の1/2となっている。
ィルタ23の周波数通過帯域は−ΔF/4〜+ΔF/4
を想定しているが、周波数通過帯域を−ΔF/8〜+Δ
F/8とすることにより間引きフィルタでデータ量をさ
らに1/2に削減できる。同様にして周波数通過帯域を
変更することにより、データ量を削減することが可能で
ある。また、この例の場合の周波数通過帯域でも圧縮比
の劣化を許容すればさらに間引くことによりデータ量を
削減することも可能である。
示す図であり、1〜4,6〜9および11〜13は従来
装置と全く同一のものである。10は実施例1と全く同
一のものである。24は受信器から出力される受信信号
に対して、高周波成分を抑圧し、低周波成分のみを通過
させる低域通過フィルタ処理を行う低域通過フィルタ、
9はパルス圧縮用変調器に従来通りの変調パルスを送る
と共に、またA/D変換器に対しては従来の2倍の周期
のサンプリング間隔を送るタイミング発生器である。
ては、図3に示すような波形で送信され、目標で反射さ
れた信号は、受信器7において増幅され、低域通過フィ
ルタ24によって高周波成分が抑圧される。この信号に
対してA/D変換器8において従来の2倍の周期でサン
プリングすることにより図22と同一の波形を得ること
ができる。これは従来と同一の距離範囲に相当する信号
であるが、データ量は1/2となっている。この信号を
パルス圧縮器10でパルス圧縮処理を行うことにより図
23と同一の波形が得られる。この例の場合のデータ量
は256個であり、従来の1/2となっている。
域通過フィルタ24の周波数通過帯域は−ΔF/4〜+
ΔF/4を想定しているが、周波数通過帯域を−ΔF/
8〜+ΔF/8とすることによりA/D変換器8におけ
るサンプリング周期をさらに2倍にすることができ、デ
ータ量をさらに1/2に削減できる。同様にして周波数
通過帯域を変更することにより、データ量を削減するこ
とが可能である。また、この例の場合の周波数通過帯域
でも圧縮比の劣化を許容すればさらにサンプリング周期
を遅くしデータ量を削減することも可能である。
示す図であり、1〜4,6〜9および11〜12は従来
装置と全く同一のものである。5,10は実施例1と全
く同一のものである。13は周波数変調タイミング、送
信パルスタイミング、およびA/D変換サンプリングタ
イミングをタイミング発生器9に対して適時変更し、同
時にディジタル周波数変調制御器の制御を行うレーダ制
御器、25はレーダ制御器の制御によりディジタル周波
数変調器18の挿入・バイパスを制御し、挿入時には、
周波数変調係数メモリ19の内容を変更することができ
るディジタル周波数変調制御器である。
図26に示す。20,21は実施例2の装置と全く同一
のものである。19は外部からの制御で内容を変更でき
る周波数変調係数メモリ、26はバイパス経路であり、
入力データに対してディジタル周波数変調器18を挿入
するか、バイパス経路26を通すかを外部から制御でき
る。
ては、タイミング発生器9において図27に示すように
周波数変調タイミング14を発生し、レーダ制御器13
の制御により図27に示すように送信パルスタイミング
27,28,29のどれを使用するかを切り換える。ま
た、同時にレーダ制御器13の制御によりA/D変換サ
ンプリング周期も送信パルスタイミングが27の時は、
従来の2倍、28,29の時は、従来通りの周期でタイ
ミング発生器9から発生する。受信した信号に対して
は、送信パルスタイミング27の時は、レーダ制御器1
3がディジタル周波数制御器25に対してバイパス経路
26にデータを通すように制御する。送信パルスタイミ
ング28の時は、ディジタル周波数変調器18を挿入す
るように制御し、周波数変調係数メモリの内容を−ΔF
/4変調用のデータとする。送信パルスタイミング28
の時は、ディジタル周波数変調器18を挿入するように
制御し、周波数変調係数メモリの内容を+ΔF/4変調
用のデータとする。ディジタル周波数変調制御器25か
ら出力される信号は、従来と同一の距離範囲に相当する
信号であるが、データ量は1/2となっている。この信
号をパルス圧縮器10でパルス圧縮することにより、送
信パルスタイミングが27の時には実施例1、28の時
には実施例2、29の時には実施例3に示すパルス圧縮
結果が得られる。
ト回路を用いて同一周波数変調特性を持つパルス圧縮用
変調器でも、低い圧縮比と低い距離分解能でよい場合に
はデータ量を削減でき、高速にパルス圧縮処理を行うこ
とができる。
回路とディジタル周波数変調器を用いることにより、送
信波の後半部分を用いて高速にパルス圧縮処理を行うこ
とができる。
回路とディジタル周波数変調器を用いることにより、送
信波の前半部分を用いて高速にパルス圧縮処理を行うこ
とができる。
フィルタ演算器を用いることにより、高速にパルス圧縮
処理を行うことができる。
ィルタを用いることにより、高速にパルス圧縮処理を行
うことができる。
器からの制御で使用周波数変調帯域を変更することによ
り、高速にパルス圧縮処理を行い、かつ目標側に周波数
変調特性を知られにくくすることができる。
図である。
示す図である。
図である。
示す図である。
波形を示す図である。
る。
を示す図である。
る。
る。
す図である。
形を示す図である。
る。
す図である。
成を示す図である。
示す図である。
る。
る。
す図である。
す図である。
構成を示す図である。
示す図である。
る。
示す図である。
ルス圧縮用変調器、5時間ゲート回路、6 サーキュレ
ータ、7 受信器、8 A/D変換器、9タイミング発
生器、10 パルス圧縮器、11 目標検出器、12
表示器、13 レーダ制御器、14 周波数変調タイミ
ング、15 送信パルスタイミング、16 受信信号、
17 パルス圧縮結果、18 ディジタル周波数変調
器、19 周波数変調係数メモリ、20 複素乗算器、
21 間引きフィルタ、22ディジタルフィルタ演算
器、23 低域通過ディジタルフィルタ、24 低域通
過フィルタ、25 ディジタル周波数変調制御器、26
バイパス経路、27実施例1送信パルスタイミング、
28 実施例2送信パルスタイミング、29実施例3送
信パルスタイミング、30 FFT演算器、31 参照
関数格納メモリ、32 複素乗算器、33 IFFT演
算器、34 直線周波数変調。
Claims (6)
- 【請求項1】 特定方向の空間に送信波を放射し、反射
波を受信するアンテナと、 上記アンテナのビーム指向方向を制御するビーム制御器
と、 上記送信波を発生する励振器と、 送信波に対してチャープパルス圧縮のための直線周波数
変調を常に一定の周波数掃引率で行うパルス圧縮用変調
器と、上記 パルス圧縮用変調器で変調されたパルス幅Tの送信
波から、送信パルスに使用する中心部分の1/2を取り
出す時間ゲート回路と、 上記アンテナへ送信部から送信信号を供給し、受信信号
を受信部へ供給するサーキュレータと、 上記時間ゲート回路のための送信パルスタイミング、上
記パルス圧縮用変調器のための周波数変調タイミング等
のためのサンプリングタイミング等を発生するタイミン
グ発生器と、 受信信号を増幅する受信器と、 上記受信器から出力される信号を、パルス幅Tの時のサ
ンプリング周期をτとすると、ディジタルビデオ信号を
2×τのサンプリング周期でA/D変換するA/D(A
nalog/Digital)変換器と、 上記A/D変換器から出力されるディジタルビデオ信号
に対して1/2のデータ量でチャープパルス圧縮のため
の相関処理を行うパルス圧縮器と、 上記パルス圧縮器から出力されるデータから目標の距離
検出を行う目標検出器と、 上記目標検出器から出力される目標距離情報を表示する
表示器と、 上記ビーム制御器や、タイミング発生器の設定を行うレ
ーダ制御器を備えたことを特徴とするレーダ装置。 - 【請求項2】 上記パルス圧縮用変調器で変調された送
信波から、上記時間ゲート回路により、変調された送信
波の後半部分を送信波として使用し、上記A/D変換器
から出力されるディジタルビデオ信号に対してディジタ
ル周波数変調を行い、さらに必要分解能に間引く処理を
行うディジタル周波数変調器を備えたことを特徴とする
請求項1記載のレーダ装置。 - 【請求項3】 上記パルス圧縮用変調器で変調された送
信波から、上記時間ゲート回路により、変調された送信
波の前半部分を送信波として使用し、上記A/D変換器
から出力されるディジタルビデオ信号に対してディジタ
ル周波数変調を行い、さらに必要分解能に間引く処理を
行うディジタル周波数変調器を備えたことを特徴とする
請求項1記載のレーダ装置。 - 【請求項4】 上記パルス圧縮用変調器で変調された送
信波から、上記時間ゲート回路を用いずに、変調された
送信波の全部を送信波として使用し、上記A/D変換器
から出力されるディジタルビデオ信号に対して、高周波
成分を抑圧し、低周波成分のみを通過させる低域通過フ
ィルタ処理を行い、さらに必要分解能に間引く処理を行
うディジタルフィルタ演算器を備えたことを特徴とする
請求項1記載のレーダ装置。 - 【請求項5】 上記パルス圧縮用変調器で変調された送
信波から、上記時間ゲート回路を用いずに、変調された
送信波の全部を送信波として使用し、上記受信器から出
力される受信信号に対して、高周波成分を抑圧し、低周
波成分のみを通過させる低域通過フィルタを備えたこと
を特徴とする請求項1記載のレーダ装置。 - 【請求項6】 上記タイミング発生器に対して送信パル
スタイミング、周波数変調タイミングおよびA/D変換
サンプリングタイミングを変更させ、同時にディジタル
周波数変調器の挿入・バイパスと挿入時のディジタル周
波数変調器の変調特性を制御するレーダ制御器を備えた
ことを特徴とする請求項1記載のレーダ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12368595A JP3438409B2 (ja) | 1995-05-23 | 1995-05-23 | レーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12368595A JP3438409B2 (ja) | 1995-05-23 | 1995-05-23 | レーダ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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