JPH08280175A - 多出力dc−dcコンバータ - Google Patents
多出力dc−dcコンバータInfo
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- JPH08280175A JPH08280175A JP7079095A JP7909595A JPH08280175A JP H08280175 A JPH08280175 A JP H08280175A JP 7079095 A JP7079095 A JP 7079095A JP 7909595 A JP7909595 A JP 7909595A JP H08280175 A JPH08280175 A JP H08280175A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】トランスの二次側に接続された複数の出力回路
全てに電圧安定化回路を接続する必要がなく、簡単な回
路構成により、複数の出力回路の電圧安定化を図ること
ができる多出力DC−DCコンバータを提供する。 【構成】この多出力DC−DCコンバータは、トランス
1の一次巻線2に接続されたスイッチ回路7と、トラン
ス1の二次巻線の各々に接続された複数の整流回路9〜
12とを有し、複数の二次巻線における1つの二次巻線
12が出力検出用に使用される。出力検出用の二次巻線
6に接続された整流回路12の出力側に電圧検出用の検
出用抵抗回路13が接続され、検出用抵抗回路13の電
圧が一定値になるようにスイッチ回路7のスイッチング
動作を制御する制御回路8がスイッチ回路に接続され
る。コンバータ出力用の複数の整流回路9〜11の出力
側に多相のインバータ装置15が接続され、インバータ
装置15のスイッチング動作を停止時に発生するスイッ
チング停止信号に基づいて、検出用抵抗回路13の抵抗
値を増すように切り換える抵抗切換回路14が設けられ
る。
全てに電圧安定化回路を接続する必要がなく、簡単な回
路構成により、複数の出力回路の電圧安定化を図ること
ができる多出力DC−DCコンバータを提供する。 【構成】この多出力DC−DCコンバータは、トランス
1の一次巻線2に接続されたスイッチ回路7と、トラン
ス1の二次巻線の各々に接続された複数の整流回路9〜
12とを有し、複数の二次巻線における1つの二次巻線
12が出力検出用に使用される。出力検出用の二次巻線
6に接続された整流回路12の出力側に電圧検出用の検
出用抵抗回路13が接続され、検出用抵抗回路13の電
圧が一定値になるようにスイッチ回路7のスイッチング
動作を制御する制御回路8がスイッチ回路に接続され
る。コンバータ出力用の複数の整流回路9〜11の出力
側に多相のインバータ装置15が接続され、インバータ
装置15のスイッチング動作を停止時に発生するスイッ
チング停止信号に基づいて、検出用抵抗回路13の抵抗
値を増すように切り換える抵抗切換回路14が設けられ
る。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、電気自動車等の電源装
置に使用され、複数のDC出力部を有する多出力DC−
DCコンバータに関する。
置に使用され、複数のDC出力部を有する多出力DC−
DCコンバータに関する。
【0002】
【従来の技術】多出力DC−DCコンバータとして、一
次側にスイッチング素子を接続したトランスの二次側
に、複数の二次巻線を設け、それらの二次巻線に各々、
整流平滑回路を接続して、複数系統のDC出力を得るコ
ンバータが各種の直流電源装置として使用されている。
次側にスイッチング素子を接続したトランスの二次側
に、複数の二次巻線を設け、それらの二次巻線に各々、
整流平滑回路を接続して、複数系統のDC出力を得るコ
ンバータが各種の直流電源装置として使用されている。
【0003】この種のDC−DCコンバータは、無負荷
時にその出力電圧が大きく上昇することがあるため、出
力側にモータ制御用等の半導体回路が接続される場合、
半導体素子の破壊を防止するために、出力電圧が一定電
圧になるように制御する必要がある。
時にその出力電圧が大きく上昇することがあるため、出
力側にモータ制御用等の半導体回路が接続される場合、
半導体素子の破壊を防止するために、出力電圧が一定電
圧になるように制御する必要がある。
【0004】このため、従来、DC−DCコンバータに
おいて、トランスの二次側に負荷電流を分岐して流すダ
ミー抵抗を接続し、そのダミー抵抗と直列にスイッチン
グ素子を接続すると共に、負荷電流を検出する電流検出
回路を設け、負荷が無負荷状態になったとき、電流検出
回路からの信号によって、スイッチング素子をオンして
ダミー抵抗に電流を流し、出力電圧の上昇を抑制するよ
うにした電圧安定化回路が、特開平6−311748号
公報により提案されている。
おいて、トランスの二次側に負荷電流を分岐して流すダ
ミー抵抗を接続し、そのダミー抵抗と直列にスイッチン
グ素子を接続すると共に、負荷電流を検出する電流検出
回路を設け、負荷が無負荷状態になったとき、電流検出
回路からの信号によって、スイッチング素子をオンして
ダミー抵抗に電流を流し、出力電圧の上昇を抑制するよ
うにした電圧安定化回路が、特開平6−311748号
公報により提案されている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかし、多出力DC−
DCコンバータに、上記構成の電圧安定化回路を採用し
た場合、トランスの二次側に設けられた全ての複数の出
力回路に、各々、電圧安定化回路を接続する必要があ
り、回路の部品点数が増大すると共に、形状も大形化
し、製造コストも増大する問題があった。
DCコンバータに、上記構成の電圧安定化回路を採用し
た場合、トランスの二次側に設けられた全ての複数の出
力回路に、各々、電圧安定化回路を接続する必要があ
り、回路の部品点数が増大すると共に、形状も大形化
し、製造コストも増大する問題があった。
【0006】本発明は、上記の点に鑑みてなされたもの
で、トランスの二次側に接続された複数の出力回路全て
に電圧安定化回路を接続する必要がなく、簡単な回路構
成により、複数の全ての出力回路の電圧安定化を図るこ
とができる多出力DC−DCコンバータを提供すること
を目的とする。
で、トランスの二次側に接続された複数の出力回路全て
に電圧安定化回路を接続する必要がなく、簡単な回路構
成により、複数の全ての出力回路の電圧安定化を図るこ
とができる多出力DC−DCコンバータを提供すること
を目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の多出力DC−DCコンバータは、一次巻線
と複数の二次巻線とを有するトランスと、トランスの一
次巻線に接続されたスイッチ回路と、トランスの二次巻
線の各々に接続された複数の整流回路とを有し、複数の
二次巻線における1つの二次巻線が出力検出用に使用さ
れ、出力検出用の二次巻線に接続された整流回路の出力
側に電圧検出用の検出用抵抗回路が接続され、検出用抵
抗回路の電圧が一定値になるようにスイッチ回路のスイ
ッチング動作を制御する制御回路がスイッチ回路に接続
されてなる多出力DC−DCコンバータにおいて、コン
バータ出力用の複数の整流回路の出力側に負荷装置が接
続され、負荷装置の負荷電流を低減する際に出力される
負荷電流低減信号に基づいて、検出用抵抗回路の抵抗値
を増すように切り換える抵抗切換手段が設けられたこと
を特徴とする。
に、本発明の多出力DC−DCコンバータは、一次巻線
と複数の二次巻線とを有するトランスと、トランスの一
次巻線に接続されたスイッチ回路と、トランスの二次巻
線の各々に接続された複数の整流回路とを有し、複数の
二次巻線における1つの二次巻線が出力検出用に使用さ
れ、出力検出用の二次巻線に接続された整流回路の出力
側に電圧検出用の検出用抵抗回路が接続され、検出用抵
抗回路の電圧が一定値になるようにスイッチ回路のスイ
ッチング動作を制御する制御回路がスイッチ回路に接続
されてなる多出力DC−DCコンバータにおいて、コン
バータ出力用の複数の整流回路の出力側に負荷装置が接
続され、負荷装置の負荷電流を低減する際に出力される
負荷電流低減信号に基づいて、検出用抵抗回路の抵抗値
を増すように切り換える抵抗切換手段が設けられたこと
を特徴とする。
【0008】ここで、負荷装置として、主素子が電圧駆
動形半導体スイッチイング素子で構成される多相のイン
バータ装置のゲート駆動回路を接続し、インバータ装置
内に設けられたスイッチング素子のスイッチング停止時
に出力されるスイッチング停止信号を、負荷電流低減信
号として使用することができる。
動形半導体スイッチイング素子で構成される多相のイン
バータ装置のゲート駆動回路を接続し、インバータ装置
内に設けられたスイッチング素子のスイッチング停止時
に出力されるスイッチング停止信号を、負荷電流低減信
号として使用することができる。
【0009】また、検出用抵抗回路には複数の抵抗器が
接続され、抵抗切換手段としてトランジスタを検出用抵
抗回路に接続し、トランジスタにより抵抗器の接続を切
換えるように構成することができる。
接続され、抵抗切換手段としてトランジスタを検出用抵
抗回路に接続し、トランジスタにより抵抗器の接続を切
換えるように構成することができる。
【0010】
【作用・効果】このように構成した多出力DC−DCコ
ンバータでは、その動作時、出力検出用の整流回路の出
力側に接続された検出用抵抗回路が、コンバータの負荷
電圧と同等の電圧を検出し、その電圧信号をスイッチ回
路の制御回路に送る。その制御回路は、検出用抵抗回路
の電圧が一定値になるようにスイッチ回路のスイッチン
グ動作を制御するため、コンバータ出力用の複数の二次
巻線に接続された整流回路の出力側電圧、つまり複数の
負荷装置の電圧は、各々一定電圧となるように制御され
る。
ンバータでは、その動作時、出力検出用の整流回路の出
力側に接続された検出用抵抗回路が、コンバータの負荷
電圧と同等の電圧を検出し、その電圧信号をスイッチ回
路の制御回路に送る。その制御回路は、検出用抵抗回路
の電圧が一定値になるようにスイッチ回路のスイッチン
グ動作を制御するため、コンバータ出力用の複数の二次
巻線に接続された整流回路の出力側電圧、つまり複数の
負荷装置の電圧は、各々一定電圧となるように制御され
る。
【0011】このため、トランスの二次側に接続される
複数の出力回路に電圧安定化回路を接続する必要がな
く、簡単な回路構成により、複数の全ての出力回路の電
圧安定化を図ることができる。
複数の出力回路に電圧安定化回路を接続する必要がな
く、簡単な回路構成により、複数の全ての出力回路の電
圧安定化を図ることができる。
【0012】また、負荷装置の負荷電流を低減する際に
出力される負荷電流低減信号に基づいて、抵抗切換手段
が検出用抵抗回路の抵抗値を増すように切り換えるた
め、負荷装置から負荷電流低減信号が出力された際、検
出用抵抗回路の抵抗値が増え、これによりスイッチ回路
を制御する制御回路のフィードバックゲインが大きくな
る。このため、負荷電流低減時にはコンバータの出力電
圧が抑制され、その際に発生しやすい過電圧を防止し、
過電圧による負荷装置の回路破壊等を防止することがで
きる。
出力される負荷電流低減信号に基づいて、抵抗切換手段
が検出用抵抗回路の抵抗値を増すように切り換えるた
め、負荷装置から負荷電流低減信号が出力された際、検
出用抵抗回路の抵抗値が増え、これによりスイッチ回路
を制御する制御回路のフィードバックゲインが大きくな
る。このため、負荷電流低減時にはコンバータの出力電
圧が抑制され、その際に発生しやすい過電圧を防止し、
過電圧による負荷装置の回路破壊等を防止することがで
きる。
【0013】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。
する。
【0014】図1は、ACサーボモータ20を駆動制御
するインバータ装置15に、直流電力を供給する多出力
DC−DCコンバータのブロック図を示している。1は
DC−DCコンバータ用のトランスであり、2はトラン
ス1の一次巻線、3、4、5、6はトランス1の二次巻
線である。二次巻線3、4、5はコンバータの出力用で
あり、二次巻線6は出力検出用に使用される。
するインバータ装置15に、直流電力を供給する多出力
DC−DCコンバータのブロック図を示している。1は
DC−DCコンバータ用のトランスであり、2はトラン
ス1の一次巻線、3、4、5、6はトランス1の二次巻
線である。二次巻線3、4、5はコンバータの出力用で
あり、二次巻線6は出力検出用に使用される。
【0015】トランス1の一次巻線2の一端にスイッチ
回路7が接続され、スイッチ回路7にはそのスイッチン
グを制御する制御回路8が接続される。制御回路8は、
スイッチ回路7に内蔵されるスイッチング素子のベース
に、制御されたデューティー比のパルス信号を出力し、
各出力回路から所定の出力電圧が得られるように制御す
る。
回路7が接続され、スイッチ回路7にはそのスイッチン
グを制御する制御回路8が接続される。制御回路8は、
スイッチ回路7に内蔵されるスイッチング素子のベース
に、制御されたデューティー比のパルス信号を出力し、
各出力回路から所定の出力電圧が得られるように制御す
る。
【0016】DC−DCコンバータの入力側、つまりト
ランス1の一次巻線2の一端とスイッチ回路7間に、バ
ッテリー等の直流電源Bが接続され、平滑用のコンデン
サC1がそれと並列に接続される。
ランス1の一次巻線2の一端とスイッチ回路7間に、バ
ッテリー等の直流電源Bが接続され、平滑用のコンデン
サC1がそれと並列に接続される。
【0017】トランス1の各二次巻線3、4、5、6に
は、各々、ダイオードと平滑回路からなる整流回路9、
10、11、12が接続される。整流回路12は出力検
出用に使用され、他の3つの整流回路9、10、11
は、その出力側に接続されるインバータ装置15に直流
電力を供給する。
は、各々、ダイオードと平滑回路からなる整流回路9、
10、11、12が接続される。整流回路12は出力検
出用に使用され、他の3つの整流回路9、10、11
は、その出力側に接続されるインバータ装置15に直流
電力を供給する。
【0018】インバータ装置15には、例えば、3相電
圧形PWMインバータが使用され、その出力側に3相の
ACサーボモータ20が接続される。16、17、18
はインバータ装置15内に設けられたスイッチング素子
21、22、23を駆動するゲート駆動回路である。各
スイッチング素子21、22、23は、IGBT、MO
SFET等の電圧駆動形半導体スイッチ素子からなり、
各スイッチング素子21、22、23には、ダイオード
24、25、26が並列接続される。
圧形PWMインバータが使用され、その出力側に3相の
ACサーボモータ20が接続される。16、17、18
はインバータ装置15内に設けられたスイッチング素子
21、22、23を駆動するゲート駆動回路である。各
スイッチング素子21、22、23は、IGBT、MO
SFET等の電圧駆動形半導体スイッチ素子からなり、
各スイッチング素子21、22、23には、ダイオード
24、25、26が並列接続される。
【0019】さらに、19はインバータ装置15のゲー
ト制御回路であり、インバータ装置15内の各相のゲー
ト駆動回路16、17、18に、各々制御されたパルス
幅のパルス信号を所定の周期で出力する。さらに、この
ゲート制御回路19は、インバータ装置15のスイッチ
ング停止制御時、後述する電圧検出用抵抗回路の抵抗値
を切り換える信号を抵抗切換回路14のトランジスタT
rに出力する。
ト制御回路であり、インバータ装置15内の各相のゲー
ト駆動回路16、17、18に、各々制御されたパルス
幅のパルス信号を所定の周期で出力する。さらに、この
ゲート制御回路19は、インバータ装置15のスイッチ
ング停止制御時、後述する電圧検出用抵抗回路の抵抗値
を切り換える信号を抵抗切換回路14のトランジスタT
rに出力する。
【0020】出力検出用の二次巻線6の整流回路12の
出力側には、電圧検出用抵抗回路13と抵抗切換回路1
4が接続される。検出用抵抗回路13の抵抗値は、イン
バータ装置15の各ゲート駆動回路16、17、18の
スイッチング時における負荷抵抗と同一に設定されてい
る。
出力側には、電圧検出用抵抗回路13と抵抗切換回路1
4が接続される。検出用抵抗回路13の抵抗値は、イン
バータ装置15の各ゲート駆動回路16、17、18の
スイッチング時における負荷抵抗と同一に設定されてい
る。
【0021】即ち、ゲート駆動回路16、17、18に
おける負荷とは、電圧駆動形半導体のスイッチング素子
21、22、23のゲートの充放電やその他の回路によ
って生じる損失であり、出力検出用の整流回路12の出
力側に接続された検出用抵抗回路13の抵抗値を、この
抵抗値と同じ値に設定することによって、各相の負荷
(ゲート駆動回路16、17、18)と同じ状態をつく
り、その出力電圧に応じて制御回路8の制御を行うよう
にしている。
おける負荷とは、電圧駆動形半導体のスイッチング素子
21、22、23のゲートの充放電やその他の回路によ
って生じる損失であり、出力検出用の整流回路12の出
力側に接続された検出用抵抗回路13の抵抗値を、この
抵抗値と同じ値に設定することによって、各相の負荷
(ゲート駆動回路16、17、18)と同じ状態をつく
り、その出力電圧に応じて制御回路8の制御を行うよう
にしている。
【0022】検出用抵抗回路13は、整流回路12の出
力側に直列接続された抵抗R1に対し、直列接続した抵
抗R2と抵抗R3を並列に接続して構成され、抵抗切換
回路14は、直列接続した抵抗R4とトランジスタTr
を上記抵抗R3と並列に接続して構成される。そして、
検出用抵抗回路13の抵抗R2とR3の接続点から電圧
信号を制御回路8に送るように接続される。
力側に直列接続された抵抗R1に対し、直列接続した抵
抗R2と抵抗R3を並列に接続して構成され、抵抗切換
回路14は、直列接続した抵抗R4とトランジスタTr
を上記抵抗R3と並列に接続して構成される。そして、
検出用抵抗回路13の抵抗R2とR3の接続点から電圧
信号を制御回路8に送るように接続される。
【0023】抵抗切換回路14のトランジスタTrのベ
ースには、インバータ装置15のゲート制御回路19か
らスイッチイング停止信号を含むスイッチング状態に応
じた信号が印加され、ゲート駆動回路16〜18がスイ
ッチング素子21、22、23の充放電を行う間、トラ
ンジスタTrはオン状態を保持し、ゲート制御回路19
からスイッチイング停止信号が出力されたとき、トラン
ジスタTrはオフする。
ースには、インバータ装置15のゲート制御回路19か
らスイッチイング停止信号を含むスイッチング状態に応
じた信号が印加され、ゲート駆動回路16〜18がスイ
ッチング素子21、22、23の充放電を行う間、トラ
ンジスタTrはオン状態を保持し、ゲート制御回路19
からスイッチイング停止信号が出力されたとき、トラン
ジスタTrはオフする。
【0024】上記構成の回路13、14では、トランジ
スタTrがインバータ装置15のゲート制御回路19か
ら送られる信号によりオンしているとき(ゲート駆動回
路16〜18がスイッチング素子21、22、23の充
放電を行っているとき)、検出用抵抗回路13に生じる
出力電圧を、抵抗R3と抵抗R4との並列合成抵抗で分
圧し、その電圧信号を制御回路8に送る。一方、トラン
ジスタTrがオフしているとき(ゲート駆動回路16〜
18がスイッチング素子21、22、23のゲートの充
放電を停止しているとき)、検出用抵抗回路13に生じ
る出力電圧を、抵抗R2と抵抗R3で分圧して、その電
圧信号を制御回路8に送る。
スタTrがインバータ装置15のゲート制御回路19か
ら送られる信号によりオンしているとき(ゲート駆動回
路16〜18がスイッチング素子21、22、23の充
放電を行っているとき)、検出用抵抗回路13に生じる
出力電圧を、抵抗R3と抵抗R4との並列合成抵抗で分
圧し、その電圧信号を制御回路8に送る。一方、トラン
ジスタTrがオフしているとき(ゲート駆動回路16〜
18がスイッチング素子21、22、23のゲートの充
放電を停止しているとき)、検出用抵抗回路13に生じ
る出力電圧を、抵抗R2と抵抗R3で分圧して、その電
圧信号を制御回路8に送る。
【0025】そして、DC−DCコンバータの制御回路
8は、検出用抵抗回路13からの電圧信号を制御信号と
して入力し、整流回路12の出力電圧を一定値とするよ
うにスイッチ回路7を制御する。
8は、検出用抵抗回路13からの電圧信号を制御信号と
して入力し、整流回路12の出力電圧を一定値とするよ
うにスイッチ回路7を制御する。
【0026】次に、上記構成の多出力DC−DCコンバ
ータの動作を説明する。
ータの動作を説明する。
【0027】DC−DCコンバータは、トランス1の一
次側において、直流電源Bから供給される直流電力を、
スイッチ回路7が制御回路8により制御された周期でス
イッチングし、トランス1の二次巻線3〜6に交流電力
を発生させる。これらの二次巻線3〜6に発生した交流
電力は、そこに接続された各整流回路9〜12により直
流に変換され、整流回路9〜11から出力された3相の
直流電力が、インバータ装置15に送られる。
次側において、直流電源Bから供給される直流電力を、
スイッチ回路7が制御回路8により制御された周期でス
イッチングし、トランス1の二次巻線3〜6に交流電力
を発生させる。これらの二次巻線3〜6に発生した交流
電力は、そこに接続された各整流回路9〜12により直
流に変換され、整流回路9〜11から出力された3相の
直流電力が、インバータ装置15に送られる。
【0028】インバータ装置15の各相のゲート駆動回
路16〜18では、ゲート制御回路19の動作によっ
て、各ゲート駆動回路16〜18が、ゲート制御回路1
9により制御された時間幅でスイッチング動作し、制御
されたパルス幅の交流電力がACサーボモータ20に供
給され、モータ20が駆動される。
路16〜18では、ゲート制御回路19の動作によっ
て、各ゲート駆動回路16〜18が、ゲート制御回路1
9により制御された時間幅でスイッチング動作し、制御
されたパルス幅の交流電力がACサーボモータ20に供
給され、モータ20が駆動される。
【0029】インバータ装置15の各ゲート駆動回路1
6〜18がスイッチング動作を行う通常状態において、
スイッチング停止信号がゲート制御回路19から出力さ
れてないため、抵抗切換回路14のトランジスタTrは
オン状態を保持し、DC−DCコンバータの各相の負荷
(ゲート駆動回路16〜18のスイッチング素子のゲー
ト充放電損失負荷等)は比較的大きい値である。このと
きのコンバータの出力特性は、図2の出力特性曲線Aに
示すようになり、DC−DCコンバータは動作点C付近
で動作する。
6〜18がスイッチング動作を行う通常状態において、
スイッチング停止信号がゲート制御回路19から出力さ
れてないため、抵抗切換回路14のトランジスタTrは
オン状態を保持し、DC−DCコンバータの各相の負荷
(ゲート駆動回路16〜18のスイッチング素子のゲー
ト充放電損失負荷等)は比較的大きい値である。このと
きのコンバータの出力特性は、図2の出力特性曲線Aに
示すようになり、DC−DCコンバータは動作点C付近
で動作する。
【0030】このような動作状態で、制御回路8は、検
出用抵抗回路13から電圧信号を入力し、その電圧に応
じてスイッチ回路7内のスイッチング素子のベースに、
制御されたデューティー比のパルス信号を出力し、コン
バータの出力回路から所定の出力電圧が得られるように
制御する。この際、抵抗切換回路14のトランジスタT
rはオン状態であるため、制御回路8には、検出用抵抗
回路13から、抵抗R2と、抵抗R3と抵抗R4との並
列合成抵抗で分圧した電圧信号が送られる。
出用抵抗回路13から電圧信号を入力し、その電圧に応
じてスイッチ回路7内のスイッチング素子のベースに、
制御されたデューティー比のパルス信号を出力し、コン
バータの出力回路から所定の出力電圧が得られるように
制御する。この際、抵抗切換回路14のトランジスタT
rはオン状態であるため、制御回路8には、検出用抵抗
回路13から、抵抗R2と、抵抗R3と抵抗R4との並
列合成抵抗で分圧した電圧信号が送られる。
【0031】つまり、インバータ装置15の通常のスイ
ッチング動作時に、制御回路8が行うフィードバック制
御のフィードバックゲインは、(R3//R4)/{R
2+(R3//R4)}、となる。
ッチング動作時に、制御回路8が行うフィードバック制
御のフィードバックゲインは、(R3//R4)/{R
2+(R3//R4)}、となる。
【0032】一方、インバータ装置15の保護回路等が
動作して、ゲート制御回路19からスイッチング停止信
号が出力され、ゲート駆動回路16〜18のスイッチン
グ動作が停止した場合、スイッチング停止信号が抵抗切
換回路14のトランジスタTrのベースに印加され、ト
ランジスタTrがオフする。このため、制御回路8に
は、検出用抵抗回路13から、抵抗R2と抵抗R3で分
圧した電圧信号が送られる。
動作して、ゲート制御回路19からスイッチング停止信
号が出力され、ゲート駆動回路16〜18のスイッチン
グ動作が停止した場合、スイッチング停止信号が抵抗切
換回路14のトランジスタTrのベースに印加され、ト
ランジスタTrがオフする。このため、制御回路8に
は、検出用抵抗回路13から、抵抗R2と抵抗R3で分
圧した電圧信号が送られる。
【0033】つまり、インバータ装置15のスイッチン
グ停止時に、制御回路8が行うフィードバック制御のフ
ィードバックゲインは、R3/(R2+R3)、とな
り、このゲインは上記スイッチング動作時のものより大
きい。
グ停止時に、制御回路8が行うフィードバック制御のフ
ィードバックゲインは、R3/(R2+R3)、とな
り、このゲインは上記スイッチング動作時のものより大
きい。
【0034】このように、インバータ装置15のスイッ
チング停止時には、制御回路8のフィードバックゲイン
がスイッチング動作時より増大するため、制御回路8は
コンバータの出力を抑制するように制御する。
チング停止時には、制御回路8のフィードバックゲイン
がスイッチング動作時より増大するため、制御回路8は
コンバータの出力を抑制するように制御する。
【0035】したがって、抵抗切換回路14のトランジ
スタTrオフ時におけるコンバータの出力特性は、図2
の出力特性曲線Bに示すように、特性曲線Aより低下し
たものとなり、インバータ装置15のスイッチング停止
に伴ない、スイッチング回路のスイッチング素子の抵抗
損失つまり負荷が小さく、出力電流が減少しているた
め、コンバータは動作点D付近で動作する。このため、
図2に示すように、インバータ装置のスイッチング停止
時にもコンバータの出力電圧は過電圧とならず、定格電
圧付近に維持することができる。
スタTrオフ時におけるコンバータの出力特性は、図2
の出力特性曲線Bに示すように、特性曲線Aより低下し
たものとなり、インバータ装置15のスイッチング停止
に伴ない、スイッチング回路のスイッチング素子の抵抗
損失つまり負荷が小さく、出力電流が減少しているた
め、コンバータは動作点D付近で動作する。このため、
図2に示すように、インバータ装置のスイッチング停止
時にもコンバータの出力電圧は過電圧とならず、定格電
圧付近に維持することができる。
【0036】図3は、検出用抵抗回路13に接続される
抵抗切換回路の他の実施例を示している。この抵抗切換
回路24は、抵抗5とトランジスタTrを直列接続して
なり、それを検出用抵抗回路13の抵抗2と抵抗3又は
抵抗1の両端に並列接続して構成される。トランジスタ
Trのベースは、上記と同様、ゲート制御回路19に接
続される。
抵抗切換回路の他の実施例を示している。この抵抗切換
回路24は、抵抗5とトランジスタTrを直列接続して
なり、それを検出用抵抗回路13の抵抗2と抵抗3又は
抵抗1の両端に並列接続して構成される。トランジスタ
Trのベースは、上記と同様、ゲート制御回路19に接
続される。
【0037】このような構成の抵抗切換回路24では、
トランジスタTrがオンのとき、出力電圧検出用として
用いている2次側の相の負荷は抵抗R1と抵抗5の合成
抵抗となる。
トランジスタTrがオンのとき、出力電圧検出用として
用いている2次側の相の負荷は抵抗R1と抵抗5の合成
抵抗となる。
【0038】一方、トランジスタTrがオフのとき、出
力電圧検出用として用いている2次側の相の負荷は抵抗
R1となる。ここで、抵抗R1をインバータ装置停止時
のゲート駆動回路16〜18の負荷に、また、抵抗R1
と抵抗R5の合成抵抗をインバータ装置のスイッチング
時のゲート駆動回路の負荷に設定することで、図2に示
したトランス特性曲線が得られる。したがって、上記実
施例と同様に、インバータ装置のスイッチング停止時に
もコンバータの出力電圧は過電圧とならず、定格電圧付
近に維持することができる。
力電圧検出用として用いている2次側の相の負荷は抵抗
R1となる。ここで、抵抗R1をインバータ装置停止時
のゲート駆動回路16〜18の負荷に、また、抵抗R1
と抵抗R5の合成抵抗をインバータ装置のスイッチング
時のゲート駆動回路の負荷に設定することで、図2に示
したトランス特性曲線が得られる。したがって、上記実
施例と同様に、インバータ装置のスイッチング停止時に
もコンバータの出力電圧は過電圧とならず、定格電圧付
近に維持することができる。
【0039】さらに、図4は検出用抵抗回路13に接続
される抵抗切換回路の他の実施例を示している。この抵
抗切換回路34は、図1の実施例における抵抗切換回路
14の抵抗R4と抵抗R2の間に、コンデンサC2を接
続して構成される。
される抵抗切換回路の他の実施例を示している。この抵
抗切換回路34は、図1の実施例における抵抗切換回路
14の抵抗R4と抵抗R2の間に、コンデンサC2を接
続して構成される。
【0040】このように、抵抗切換回路34にコンデン
サC2を接続することにより、インバータ装置15のゲ
ート制御回路19がスイッチング停止信号からスイッチ
ング動作信号に変り、トランジスタTrがオンした際、
検出用抵抗回路13から制御回路8に送られる電圧信号
が徐々に変化し、制御回路8のフィードバックゲインが
徐々に減少する。
サC2を接続することにより、インバータ装置15のゲ
ート制御回路19がスイッチング停止信号からスイッチ
ング動作信号に変り、トランジスタTrがオンした際、
検出用抵抗回路13から制御回路8に送られる電圧信号
が徐々に変化し、制御回路8のフィードバックゲインが
徐々に減少する。
【0041】このため、DC−DCコンバータの出力電
流を緩やかに上昇させることができ、これによって、イ
ンバータ装置15に接続されたモータ20等の負荷の再
起動を緩やかに行うことができる。
流を緩やかに上昇させることができ、これによって、イ
ンバータ装置15に接続されたモータ20等の負荷の再
起動を緩やかに行うことができる。
【0042】一方、図5は、比較例としの多出力DC−
DCコンバータのブロック図を示している。このDC−
DCコンバータの構成は、抵抗R4とトランジスタTr
を設けない点を除き、図1の上記実施例のコンバータと
同様である。即ち、この比較例のDC−DCコンバータ
では、出力検出用の整流回路12に接続された検出用抵
抗回路13に、分圧用の抵抗R2とR3が並列接続さ
れ、その中点が制御回路8に電圧信号を送るように接続
されるだけである。
DCコンバータのブロック図を示している。このDC−
DCコンバータの構成は、抵抗R4とトランジスタTr
を設けない点を除き、図1の上記実施例のコンバータと
同様である。即ち、この比較例のDC−DCコンバータ
では、出力検出用の整流回路12に接続された検出用抵
抗回路13に、分圧用の抵抗R2とR3が並列接続さ
れ、その中点が制御回路8に電圧信号を送るように接続
されるだけである。
【0043】このような構成のDC−DCコンバータで
は、その出力側に接続されるインバータ装置15が通常
のスイッチング動作を行う間は、上述のように、検出用
抵抗回路13の抵抗値が、インバータ装置15のスイッ
チング回路のスイッチング素子のスイッチング時の負荷
抵抗と同じに設定してあるため、定格の出力電圧が得ら
れるように、制御回路8で制御が行われる。
は、その出力側に接続されるインバータ装置15が通常
のスイッチング動作を行う間は、上述のように、検出用
抵抗回路13の抵抗値が、インバータ装置15のスイッ
チング回路のスイッチング素子のスイッチング時の負荷
抵抗と同じに設定してあるため、定格の出力電圧が得ら
れるように、制御回路8で制御が行われる。
【0044】しかし、インバータ装置15がスイッチン
グを停止した場合、スイッチング素子のゲートの充放電
損失つまりコンバータの負荷抵抗が低下するが、検出用
の整流回路12に接続された検出用抵抗回路13の抵抗
値はそのままである。
グを停止した場合、スイッチング素子のゲートの充放電
損失つまりコンバータの負荷抵抗が低下するが、検出用
の整流回路12に接続された検出用抵抗回路13の抵抗
値はそのままである。
【0045】このため、コンバータの負荷が減少してい
るにも係らず、制御回路8は検出用抵抗回路13に所定
の出力電圧が得られるように制御するため、コンバータ
の出力は、図2のグラフにおける出力特性曲線A上の動
作点E付近で動作することになり、出力電圧は過電圧と
なってしまう。
るにも係らず、制御回路8は検出用抵抗回路13に所定
の出力電圧が得られるように制御するため、コンバータ
の出力は、図2のグラフにおける出力特性曲線A上の動
作点E付近で動作することになり、出力電圧は過電圧と
なってしまう。
【0046】したがって、このような過電圧がインバー
タ装置15のスイッチング素子のゲートに印加される
と、ゲートが過電圧により破壊され、或は、スイッチン
グ時に過大なサージ電圧が発生し、スイッチング素子を
破壊させてしまう。
タ装置15のスイッチング素子のゲートに印加される
と、ゲートが過電圧により破壊され、或は、スイッチン
グ時に過大なサージ電圧が発生し、スイッチング素子を
破壊させてしまう。
【0047】なお、上記実施例では、DC−DCコンバ
ータの出力側に、負荷として3相のインバータ装置を接
続したが、その他の負荷を接続するように構成すること
もできる。この場合、抵抗切換回路14のトランジスタ
Trに送るスイッチング停止信号は、負荷電流低減信号
として負荷を制御する回路から出力するようにすればよ
い。
ータの出力側に、負荷として3相のインバータ装置を接
続したが、その他の負荷を接続するように構成すること
もできる。この場合、抵抗切換回路14のトランジスタ
Trに送るスイッチング停止信号は、負荷電流低減信号
として負荷を制御する回路から出力するようにすればよ
い。
【0048】また、抵抗切換回路14ではトランジスタ
を用いたが、FET等の他のスイッチ手段を使用するこ
ともできる。また、コンバータの出力を3相としたが、
2相或は4相以上とすることもできる。
を用いたが、FET等の他のスイッチ手段を使用するこ
ともできる。また、コンバータの出力を3相としたが、
2相或は4相以上とすることもできる。
【図1】本発明の一実施例を示す多出力DC−DCコン
バータのブロック図である。
バータのブロック図である。
【図2】コンバータの出力特性を示すグラフである。
【図3】他の実施例の抵抗切換回路を示す回路図であ
る。
る。
【図4】さらに他の実施例の抵抗切換回路を示す回路図
である。
である。
【図5】比較例としての多出力DC−DCコンバータの
ブロック図である。
ブロック図である。
1−トランス、 2−一次巻線、 3、4、5、6−二次巻線、 9、10、11、12−整流回路、 13−検出用抵抗回路、 14−抵抗切換回路、 15−インバータ装置。
Claims (3)
- 【請求項1】 一次巻線と複数の二次巻線とを有するト
ランスと、該トランスの一次巻線に接続されたスイッチ
回路と、該トランスの二次巻線の各々に接続された複数
の整流回路とを有し、該複数の二次巻線における1つの
二次巻線が出力検出用に使用され、該出力検出用の二次
巻線に接続された整流回路の出力側に電圧検出用の検出
用抵抗回路が接続され、該検出用抵抗回路の電圧が一定
値になるように前記スイッチ回路のスイッチング動作を
制御する制御回路が該スイッチ回路に接続されてなる多
出力DC−DCコンバータにおいて、 コンバータ出力用の複数の整流回路の出力側に負荷装置
が接続され、該負荷装置の負荷電流を低減する際に出力
される負荷電流低減信号に基づいて、前記検出用抵抗回
路の抵抗値を増すように切り換える抵抗切換手段が設け
られたことを特徴とする多出力DC−DCコンバータ。 - 【請求項2】 前記負荷装置として多相のインバータ装
置が接続され、該インバータ装置内に設けられたスイッ
チング素子のスイッチング停止時に出力されるスイッチ
ング停止信号が前記負荷電流低減信号として使用される
請求項1記載の多出力DC−DCコンバータ。 - 【請求項3】 前記検出用抵抗回路には複数の抵抗器が
接続され、前記抵抗切換手段としてトランジスタが該検
出用抵抗回路に接続され、該トランジスタにより該抵抗
器の接続を切換える請求項1又は2記載の多出力DC−
DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07909595A JP3396994B2 (ja) | 1995-04-04 | 1995-04-04 | 多出力dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07909595A JP3396994B2 (ja) | 1995-04-04 | 1995-04-04 | 多出力dc−dcコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08280175A true JPH08280175A (ja) | 1996-10-22 |
JP3396994B2 JP3396994B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=13680328
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP07909595A Expired - Fee Related JP3396994B2 (ja) | 1995-04-04 | 1995-04-04 | 多出力dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3396994B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100348356B1 (ko) * | 1999-11-05 | 2002-08-10 | 한국전기연구원 | 다권선 변압기를 사용하는 ac/dc 컨버터 병렬운전제어방법 |
JP2013240176A (ja) * | 2012-05-14 | 2013-11-28 | Mitsubishi Electric Corp | デジタル制御電源装置 |
EP2424089A3 (en) * | 2010-08-31 | 2016-08-31 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Power supply circuit and power conversion device |
-
1995
- 1995-04-04 JP JP07909595A patent/JP3396994B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100348356B1 (ko) * | 1999-11-05 | 2002-08-10 | 한국전기연구원 | 다권선 변압기를 사용하는 ac/dc 컨버터 병렬운전제어방법 |
EP2424089A3 (en) * | 2010-08-31 | 2016-08-31 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Power supply circuit and power conversion device |
JP2013240176A (ja) * | 2012-05-14 | 2013-11-28 | Mitsubishi Electric Corp | デジタル制御電源装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3396994B2 (ja) | 2003-04-14 |
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