JPH08280175A - 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】トランスの二次側に接続された複数の出力回路
全てに電圧安定化回路を接続する必要がなく、簡単な回
路構成により、複数の出力回路の電圧安定化を図ること
ができる多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【構成】この多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス
１の一次巻線２に接続されたスイッチ回路７と、トラン
ス１の二次巻線の各々に接続された複数の整流回路９〜
１２とを有し、複数の二次巻線における１つの二次巻線
１２が出力検出用に使用される。出力検出用の二次巻線
６に接続された整流回路１２の出力側に電圧検出用の検
出用抵抗回路１３が接続され、検出用抵抗回路１３の電
圧が一定値になるようにスイッチ回路７のスイッチング
動作を制御する制御回路８がスイッチ回路に接続され
る。コンバータ出力用の複数の整流回路９〜１１の出力
側に多相のインバータ装置１５が接続され、インバータ
装置１５のスイッチング動作を停止時に発生するスイッ
チング停止信号に基づいて、検出用抵抗回路１３の抵抗
値を増すように切り換える抵抗切換回路１４が設けられ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電気自動車等の電源装
置に使用され、複数のＤＣ出力部を有する多出力ＤＣ−
ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】多出力ＤＣ−ＤＣコンバータとして、一
次側にスイッチング素子を接続したトランスの二次側
に、複数の二次巻線を設け、それらの二次巻線に各々、
整流平滑回路を接続して、複数系統のＤＣ出力を得るコ
ンバータが各種の直流電源装置として使用されている。

【０００３】この種のＤＣ−ＤＣコンバータは、無負荷
時にその出力電圧が大きく上昇することがあるため、出
力側にモータ制御用等の半導体回路が接続される場合、
半導体素子の破壊を防止するために、出力電圧が一定電
圧になるように制御する必要がある。

【０００４】このため、従来、ＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、トランスの二次側に負荷電流を分岐して流すダ
ミー抵抗を接続し、そのダミー抵抗と直列にスイッチン
グ素子を接続すると共に、負荷電流を検出する電流検出
回路を設け、負荷が無負荷状態になったとき、電流検出
回路からの信号によって、スイッチング素子をオンして
ダミー抵抗に電流を流し、出力電圧の上昇を抑制するよ
うにした電圧安定化回路が、特開平６−３１１７４８号
公報により提案されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、多出力ＤＣ−
ＤＣコンバータに、上記構成の電圧安定化回路を採用し
た場合、トランスの二次側に設けられた全ての複数の出
力回路に、各々、電圧安定化回路を接続する必要があ
り、回路の部品点数が増大すると共に、形状も大形化
し、製造コストも増大する問題があった。

【０００６】本発明は、上記の点に鑑みてなされたもの
で、トランスの二次側に接続された複数の出力回路全て
に電圧安定化回路を接続する必要がなく、簡単な回路構
成により、複数の全ての出力回路の電圧安定化を図るこ
とができる多出力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータは、一次巻線
と複数の二次巻線とを有するトランスと、トランスの一
次巻線に接続されたスイッチ回路と、トランスの二次巻
線の各々に接続された複数の整流回路とを有し、複数の
二次巻線における１つの二次巻線が出力検出用に使用さ
れ、出力検出用の二次巻線に接続された整流回路の出力
側に電圧検出用の検出用抵抗回路が接続され、検出用抵
抗回路の電圧が一定値になるようにスイッチ回路のスイ
ッチング動作を制御する制御回路がスイッチ回路に接続
されてなる多出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コン
バータ出力用の複数の整流回路の出力側に負荷装置が接
続され、負荷装置の負荷電流を低減する際に出力される
負荷電流低減信号に基づいて、検出用抵抗回路の抵抗値
を増すように切り換える抵抗切換手段が設けられたこと
を特徴とする。

【０００８】ここで、負荷装置として、主素子が電圧駆
動形半導体スイッチイング素子で構成される多相のイン
バータ装置のゲート駆動回路を接続し、インバータ装置
内に設けられたスイッチング素子のスイッチング停止時
に出力されるスイッチング停止信号を、負荷電流低減信
号として使用することができる。

【０００９】また、検出用抵抗回路には複数の抵抗器が
接続され、抵抗切換手段としてトランジスタを検出用抵
抗回路に接続し、トランジスタにより抵抗器の接続を切
換えるように構成することができる。

【００１０】

【作用・効果】このように構成した多出力ＤＣ−ＤＣコ
ンバータでは、その動作時、出力検出用の整流回路の出
力側に接続された検出用抵抗回路が、コンバータの負荷
電圧と同等の電圧を検出し、その電圧信号をスイッチ回
路の制御回路に送る。その制御回路は、検出用抵抗回路
の電圧が一定値になるようにスイッチ回路のスイッチン
グ動作を制御するため、コンバータ出力用の複数の二次
巻線に接続された整流回路の出力側電圧、つまり複数の
負荷装置の電圧は、各々一定電圧となるように制御され
る。

【００１１】このため、トランスの二次側に接続される
複数の出力回路に電圧安定化回路を接続する必要がな
く、簡単な回路構成により、複数の全ての出力回路の電
圧安定化を図ることができる。

【００１２】また、負荷装置の負荷電流を低減する際に
出力される負荷電流低減信号に基づいて、抵抗切換手段
が検出用抵抗回路の抵抗値を増すように切り換えるた
め、負荷装置から負荷電流低減信号が出力された際、検
出用抵抗回路の抵抗値が増え、これによりスイッチ回路
を制御する制御回路のフィードバックゲインが大きくな
る。このため、負荷電流低減時にはコンバータの出力電
圧が抑制され、その際に発生しやすい過電圧を防止し、
過電圧による負荷装置の回路破壊等を防止することがで
きる。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。

【００１４】図１は、ＡＣサーボモータ２０を駆動制御
するインバータ装置１５に、直流電力を供給する多出力
ＤＣ−ＤＣコンバータのブロック図を示している。１は
ＤＣ−ＤＣコンバータ用のトランスであり、２はトラン
ス１の一次巻線、３、４、５、６はトランス１の二次巻
線である。二次巻線３、４、５はコンバータの出力用で
あり、二次巻線６は出力検出用に使用される。

【００１５】トランス１の一次巻線２の一端にスイッチ
回路７が接続され、スイッチ回路７にはそのスイッチン
グを制御する制御回路８が接続される。制御回路８は、
スイッチ回路７に内蔵されるスイッチング素子のベース
に、制御されたデューティー比のパルス信号を出力し、
各出力回路から所定の出力電圧が得られるように制御す
る。

【００１６】ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側、つまりト
ランス１の一次巻線２の一端とスイッチ回路７間に、バ
ッテリー等の直流電源Ｂが接続され、平滑用のコンデン
サＣ１がそれと並列に接続される。

【００１７】トランス１の各二次巻線３、４、５、６に
は、各々、ダイオードと平滑回路からなる整流回路９、
１０、１１、１２が接続される。整流回路１２は出力検
出用に使用され、他の３つの整流回路９、１０、１１
は、その出力側に接続されるインバータ装置１５に直流
電力を供給する。

【００１８】インバータ装置１５には、例えば、３相電
圧形ＰＷＭインバータが使用され、その出力側に３相の
ＡＣサーボモータ２０が接続される。１６、１７、１８
はインバータ装置１５内に設けられたスイッチング素子
２１、２２、２３を駆動するゲート駆動回路である。各
スイッチング素子２１、２２、２３は、ＩＧＢＴ、ＭＯ
ＳＦＥＴ等の電圧駆動形半導体スイッチ素子からなり、
各スイッチング素子２１、２２、２３には、ダイオード
２４、２５、２６が並列接続される。

【００１９】さらに、１９はインバータ装置１５のゲー
ト制御回路であり、インバータ装置１５内の各相のゲー
ト駆動回路１６、１７、１８に、各々制御されたパルス
幅のパルス信号を所定の周期で出力する。さらに、この
ゲート制御回路１９は、インバータ装置１５のスイッチ
ング停止制御時、後述する電圧検出用抵抗回路の抵抗値
を切り換える信号を抵抗切換回路１４のトランジスタＴ
ｒに出力する。

【００２０】出力検出用の二次巻線６の整流回路１２の
出力側には、電圧検出用抵抗回路１３と抵抗切換回路１
４が接続される。検出用抵抗回路１３の抵抗値は、イン
バータ装置１５の各ゲート駆動回路１６、１７、１８の
スイッチング時における負荷抵抗と同一に設定されてい
る。

【００２１】即ち、ゲート駆動回路１６、１７、１８に
おける負荷とは、電圧駆動形半導体のスイッチング素子
２１、２２、２３のゲートの充放電やその他の回路によ
って生じる損失であり、出力検出用の整流回路１２の出
力側に接続された検出用抵抗回路１３の抵抗値を、この
抵抗値と同じ値に設定することによって、各相の負荷
（ゲート駆動回路１６、１７、１８）と同じ状態をつく
り、その出力電圧に応じて制御回路８の制御を行うよう
にしている。

【００２２】検出用抵抗回路１３は、整流回路１２の出
力側に直列接続された抵抗Ｒ１に対し、直列接続した抵
抗Ｒ２と抵抗Ｒ３を並列に接続して構成され、抵抗切換
回路１４は、直列接続した抵抗Ｒ４とトランジスタＴｒ
を上記抵抗Ｒ３と並列に接続して構成される。そして、
検出用抵抗回路１３の抵抗Ｒ２とＲ３の接続点から電圧
信号を制御回路８に送るように接続される。

【００２３】抵抗切換回路１４のトランジスタＴｒのベ
ースには、インバータ装置１５のゲート制御回路１９か
らスイッチイング停止信号を含むスイッチング状態に応
じた信号が印加され、ゲート駆動回路１６〜１８がスイ
ッチング素子２１、２２、２３の充放電を行う間、トラ
ンジスタＴｒはオン状態を保持し、ゲート制御回路１９
からスイッチイング停止信号が出力されたとき、トラン
ジスタＴｒはオフする。

【００２４】上記構成の回路１３、１４では、トランジ
スタＴｒがインバータ装置１５のゲート制御回路１９か
ら送られる信号によりオンしているとき（ゲート駆動回
路１６〜１８がスイッチング素子２１、２２、２３の充
放電を行っているとき）、検出用抵抗回路１３に生じる
出力電圧を、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との並列合成抵抗で分
圧し、その電圧信号を制御回路８に送る。一方、トラン
ジスタＴｒがオフしているとき（ゲート駆動回路１６〜
１８がスイッチング素子２１、２２、２３のゲートの充
放電を停止しているとき）、検出用抵抗回路１３に生じ
る出力電圧を、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で分圧して、その電
圧信号を制御回路８に送る。

【００２５】そして、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路
８は、検出用抵抗回路１３からの電圧信号を制御信号と
して入力し、整流回路１２の出力電圧を一定値とするよ
うにスイッチ回路７を制御する。

【００２６】次に、上記構成の多出力ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの動作を説明する。

【００２７】ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランス１の一
次側において、直流電源Ｂから供給される直流電力を、
スイッチ回路７が制御回路８により制御された周期でス
イッチングし、トランス１の二次巻線３〜６に交流電力
を発生させる。これらの二次巻線３〜６に発生した交流
電力は、そこに接続された各整流回路９〜１２により直
流に変換され、整流回路９〜１１から出力された３相の
直流電力が、インバータ装置１５に送られる。

【００２８】インバータ装置１５の各相のゲート駆動回
路１６〜１８では、ゲート制御回路１９の動作によっ
て、各ゲート駆動回路１６〜１８が、ゲート制御回路１
９により制御された時間幅でスイッチング動作し、制御
されたパルス幅の交流電力がＡＣサーボモータ２０に供
給され、モータ２０が駆動される。

【００２９】インバータ装置１５の各ゲート駆動回路１
６〜１８がスイッチング動作を行う通常状態において、
スイッチング停止信号がゲート制御回路１９から出力さ
れてないため、抵抗切換回路１４のトランジスタＴｒは
オン状態を保持し、ＤＣ−ＤＣコンバータの各相の負荷
（ゲート駆動回路１６〜１８のスイッチング素子のゲー
ト充放電損失負荷等）は比較的大きい値である。このと
きのコンバータの出力特性は、図２の出力特性曲線Ａに
示すようになり、ＤＣ−ＤＣコンバータは動作点Ｃ付近
で動作する。

【００３０】このような動作状態で、制御回路８は、検
出用抵抗回路１３から電圧信号を入力し、その電圧に応
じてスイッチ回路７内のスイッチング素子のベースに、
制御されたデューティー比のパルス信号を出力し、コン
バータの出力回路から所定の出力電圧が得られるように
制御する。この際、抵抗切換回路１４のトランジスタＴ
ｒはオン状態であるため、制御回路８には、検出用抵抗
回路１３から、抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との並
列合成抵抗で分圧した電圧信号が送られる。

【００３１】つまり、インバータ装置１５の通常のスイ
ッチング動作時に、制御回路８が行うフィードバック制
御のフィードバックゲインは、（Ｒ３／／Ｒ４）／｛Ｒ
２＋（Ｒ３／／Ｒ４）｝、となる。

【００３２】一方、インバータ装置１５の保護回路等が
動作して、ゲート制御回路１９からスイッチング停止信
号が出力され、ゲート駆動回路１６〜１８のスイッチン
グ動作が停止した場合、スイッチング停止信号が抵抗切
換回路１４のトランジスタＴｒのベースに印加され、ト
ランジスタＴｒがオフする。このため、制御回路８に
は、検出用抵抗回路１３から、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で分
圧した電圧信号が送られる。

【００３３】つまり、インバータ装置１５のスイッチン
グ停止時に、制御回路８が行うフィードバック制御のフ
ィードバックゲインは、Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）、とな
り、このゲインは上記スイッチング動作時のものより大
きい。

【００３４】このように、インバータ装置１５のスイッ
チング停止時には、制御回路８のフィードバックゲイン
がスイッチング動作時より増大するため、制御回路８は
コンバータの出力を抑制するように制御する。

【００３５】したがって、抵抗切換回路１４のトランジ
スタＴｒオフ時におけるコンバータの出力特性は、図２
の出力特性曲線Ｂに示すように、特性曲線Ａより低下し
たものとなり、インバータ装置１５のスイッチング停止
に伴ない、スイッチング回路のスイッチング素子の抵抗
損失つまり負荷が小さく、出力電流が減少しているた
め、コンバータは動作点Ｄ付近で動作する。このため、
図２に示すように、インバータ装置のスイッチング停止
時にもコンバータの出力電圧は過電圧とならず、定格電
圧付近に維持することができる。

【００３６】図３は、検出用抵抗回路１３に接続される
抵抗切換回路の他の実施例を示している。この抵抗切換
回路２４は、抵抗５とトランジスタＴｒを直列接続して
なり、それを検出用抵抗回路１３の抵抗２と抵抗３又は
抵抗１の両端に並列接続して構成される。トランジスタ
Ｔｒのベースは、上記と同様、ゲート制御回路１９に接
続される。

【００３７】このような構成の抵抗切換回路２４では、
トランジスタＴｒがオンのとき、出力電圧検出用として
用いている２次側の相の負荷は抵抗Ｒ１と抵抗５の合成
抵抗となる。

【００３８】一方、トランジスタＴｒがオフのとき、出
力電圧検出用として用いている２次側の相の負荷は抵抗
Ｒ１となる。ここで、抵抗Ｒ１をインバータ装置停止時
のゲート駆動回路１６〜１８の負荷に、また、抵抗Ｒ１
と抵抗Ｒ５の合成抵抗をインバータ装置のスイッチング
時のゲート駆動回路の負荷に設定することで、図２に示
したトランス特性曲線が得られる。したがって、上記実
施例と同様に、インバータ装置のスイッチング停止時に
もコンバータの出力電圧は過電圧とならず、定格電圧付
近に維持することができる。

【００３９】さらに、図４は検出用抵抗回路１３に接続
される抵抗切換回路の他の実施例を示している。この抵
抗切換回路３４は、図１の実施例における抵抗切換回路
１４の抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ２の間に、コンデンサＣ２を接
続して構成される。

【００４０】このように、抵抗切換回路３４にコンデン
サＣ２を接続することにより、インバータ装置１５のゲ
ート制御回路１９がスイッチング停止信号からスイッチ
ング動作信号に変り、トランジスタＴｒがオンした際、
検出用抵抗回路１３から制御回路８に送られる電圧信号
が徐々に変化し、制御回路８のフィードバックゲインが
徐々に減少する。

【００４１】このため、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
流を緩やかに上昇させることができ、これによって、イ
ンバータ装置１５に接続されたモータ２０等の負荷の再
起動を緩やかに行うことができる。

【００４２】一方、図５は、比較例としの多出力ＤＣ−
ＤＣコンバータのブロック図を示している。このＤＣ−
ＤＣコンバータの構成は、抵抗Ｒ４とトランジスタＴｒ
を設けない点を除き、図１の上記実施例のコンバータと
同様である。即ち、この比較例のＤＣ−ＤＣコンバータ
では、出力検出用の整流回路１２に接続された検出用抵
抗回路１３に、分圧用の抵抗Ｒ２とＲ３が並列接続さ
れ、その中点が制御回路８に電圧信号を送るように接続
されるだけである。

【００４３】このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータで
は、その出力側に接続されるインバータ装置１５が通常
のスイッチング動作を行う間は、上述のように、検出用
抵抗回路１３の抵抗値が、インバータ装置１５のスイッ
チング回路のスイッチング素子のスイッチング時の負荷
抵抗と同じに設定してあるため、定格の出力電圧が得ら
れるように、制御回路８で制御が行われる。

【００４４】しかし、インバータ装置１５がスイッチン
グを停止した場合、スイッチング素子のゲートの充放電
損失つまりコンバータの負荷抵抗が低下するが、検出用
の整流回路１２に接続された検出用抵抗回路１３の抵抗
値はそのままである。

【００４５】このため、コンバータの負荷が減少してい
るにも係らず、制御回路８は検出用抵抗回路１３に所定
の出力電圧が得られるように制御するため、コンバータ
の出力は、図２のグラフにおける出力特性曲線Ａ上の動
作点Ｅ付近で動作することになり、出力電圧は過電圧と
なってしまう。

【００４６】したがって、このような過電圧がインバー
タ装置１５のスイッチング素子のゲートに印加される
と、ゲートが過電圧により破壊され、或は、スイッチン
グ時に過大なサージ電圧が発生し、スイッチング素子を
破壊させてしまう。

【００４７】なお、上記実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力側に、負荷として３相のインバータ装置を接
続したが、その他の負荷を接続するように構成すること
もできる。この場合、抵抗切換回路１４のトランジスタ
Ｔｒに送るスイッチング停止信号は、負荷電流低減信号
として負荷を制御する回路から出力するようにすればよ
い。

【００４８】また、抵抗切換回路１４ではトランジスタ
を用いたが、ＦＥＴ等の他のスイッチ手段を使用するこ
ともできる。また、コンバータの出力を３相としたが、
２相或は４相以上とすることもできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す多出力ＤＣ−ＤＣコン
バータのブロック図である。

【図２】コンバータの出力特性を示すグラフである。

【図３】他の実施例の抵抗切換回路を示す回路図であ
る。

【図４】さらに他の実施例の抵抗切換回路を示す回路図
である。

【図５】比較例としての多出力ＤＣ−ＤＣコンバータの
ブロック図である。

【符号の説明】

１−トランス、 ２−一次巻線、 ３、４、５、６−二次巻線、 ９、１０、１１、１２−整流回路、 １３−検出用抵抗回路、 １４−抵抗切換回路、 １５−インバータ装置。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一次巻線と複数の二次巻線とを有するト
   ランスと、該トランスの一次巻線に接続されたスイッチ
   回路と、該トランスの二次巻線の各々に接続された複数
   の整流回路とを有し、該複数の二次巻線における１つの
   二次巻線が出力検出用に使用され、該出力検出用の二次
   巻線に接続された整流回路の出力側に電圧検出用の検出
   用抵抗回路が接続され、該検出用抵抗回路の電圧が一定
   値になるように前記スイッチ回路のスイッチング動作を
   制御する制御回路が該スイッチ回路に接続されてなる多
   出力ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 コンバータ出力用の複数の整流回路の出力側に負荷装置
   が接続され、該負荷装置の負荷電流を低減する際に出力
   される負荷電流低減信号に基づいて、前記検出用抵抗回
   路の抵抗値を増すように切り換える抵抗切換手段が設け
   られたことを特徴とする多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】 前記負荷装置として多相のインバータ装
   置が接続され、該インバータ装置内に設けられたスイッ
   チング素子のスイッチング停止時に出力されるスイッチ
   ング停止信号が前記負荷電流低減信号として使用される
   請求項１記載の多出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】 前記検出用抵抗回路には複数の抵抗器が
   接続され、前記抵抗切換手段としてトランジスタが該検
   出用抵抗回路に接続され、該トランジスタにより該抵抗
   器の接続を切換える請求項１又は２記載の多出力ＤＣ−
   ＤＣコンバータ。