JPH08272390A

JPH08272390A - 音程変換装置

Info

Publication number: JPH08272390A
Application number: JP7277994A
Authority: JP
Inventors: Takashi Katayama; 崇片山; Tadashi Tamura; 忠司田村; Masaharu Matsumoto; 正治松本
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-02-01
Filing date: 1995-10-25
Publication date: 1996-10-18

Abstract

(57)【要約】【目的】出力信号の歪が少なく、Ｓ／Ｎ比が優れてい
る音程変換装置を提供すること。【構成】目標音程を入力する音程入力手段４と、入力
された目標音程に基づき、補間係数を出力する補間係数
制御手段１４と、目標音程の音程に音程変換するよう
に、入力ディジタル信号のデータ長を調整し、補間係数
制御手段１４から出力される補間係数で補間することに
より入力ディジタル信号に対して音程変換を行う音程変
換手段３とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＶ（オーディ
オ、ビジュアル）機器において、音響信号の音程を任意
の音程に変換する音程変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、音程を任意に変換する装置は
いろいろなものが提案されている。カラオケ用機器で用
いられているキーコントローラがその代表例である。こ
れらの専用機器では、アナログ処理においては再生速度
を変化させたり、ディジタル処理ではサンプリング周波
数を変化させる等の処理を行って、音程変換を実現して
いる。

【０００３】近年、カラオケソフトの多様化から、専用
の再生機だけではなく、一般の様々な機器で簡単に音程
変換する必要性が出てきている。これらの機器では再生
速度及びサンプリング周波数を変化させることは困難な
ため、ＤＳＰ等を用いて信号処理を行い音程変換を実現
している。この技術について、以下図面を用いて説明す
る。

【０００４】図２５は、従来の音程変換装置の構成を示
すブロック図であり、図２６は、音程変換装置の音程変
換部を示すブロック図である。図２５及び図２６におい
て、１は入力信号、２はＡ／Ｄ変換器、３は音程変換手
段、４は音程入力手段、５はＤ／Ａ変換器、６は出力信
号、１１はデータ長調整手段である。

【０００５】入力された音響信号１はＡ／Ｄ変換器２で
ディジタル信号に変換される。入力信号がＡ／Ｄ変換器
２と同じサンプリング周波数でサンプリングされている
場合には、Ａ／Ｄ変換器２は必要ない。このディジタル
信号を音程変換手段３に入力し、また、変化させる目標
の音程を音程入力手段４に入力する。音程入力手段４
は、入力された音程となるような制御信号を音程変換手
段３に送る。そうすると、音程変換手段３は、その制御
信号を受けて、Ａ／Ｄ変換器２からの信号の音程変換を
行う。音程変換手段３は、図２６に示すように、データ
長調整手段１１から構成されている。

【０００６】ここで、音程の変換は以下の手順で行う。

【０００７】例えば、音程変換により、周波数ｆ₁の入
力信号を周波数ｆ₂の出力信号に変換する場合について
図を用いて説明する。図２７（ａ）において、周波数ｆ
₁ の入力信号を周波数ｆ₂ の出力信号に変換すること
は、図２７（ｂ）のように、それぞれの信号帯域をαｆ
₁、αｆ₂とした場合、周波数軸上で信号帯域を（ｆ₂／
ｆ₁）倍することに等しい。言い替えれば、これはサン
プリング周波数を（ｆ₁／ｆ₂）倍することに等しい。こ
れを時間軸で考えると図２７（ｃ）のようになる。図中
のＴ₁、Ｔ₂は、Ｔ₁ ＝１／ｆ₁ Ｔ₂ ＝１／ｆ₂ で表される。

【０００８】図２７では例として、（ｎ＋１）Ｔ₂＝ｎ
Ｔ₁となる場合について示している。これは、ｆ₂／ｆ₁ ＝（ｎ＋１）／ｎと表せる。

【０００９】時間軸上で考えた場合、周波数ｆ₁の入力
信号を周波数ｆ₂に変換するためには、入力信号のｎサ
ンプル分のデータを（ｎ＋１）サンプル相当の時間で再
生すれば実現できる。そのためには、データ長調整手段
１１において、ｎサンプルに１回データを補間すればよ
い。補間するデータは、データ間のつながりを考えて、
補間する前の点のデータと同じ数値にする。図では（ｆ
₂／ｆ₁）＝（ｎ＋１）／ｎの場合について説明したが、
（ｆ₂／ｆ₁）が１以上のどのような割合の場合でも同様
の手法を取ることができる。

【００１０】以上、入力信号の周波数を実質的に高くす
る例について説明した。この逆に周波数を低くする手法
に関しては、上述した手法において、「データを補間す
る手法」に代えて「データを間引く」手法を取り入れる
ことにより、１＞（ｆ₂／ｆ₁）＞０のどのような場合で
も、音程変換を実現することができる。

【００１１】前述の音程変換の処理を行った結果の一例
を図２８に示す。図２８は、入力信号に5kHzの正弦波を
入力した場合で、入力データ１６個に１回の割合でデー
タを補間して得られた出力信号（5.312kHz）のスペクト
ルを示している。

【００１２】また、以上の手法により音程変換を行った
出力データは、処理前の入力データと比較して、信号長
が変化している。機器によってはこの信号長を調整する
必要があるものもある。この場合の入力信号長と出力信
号長を合わせる手法を図２９、３０、３１を用いて説明
を行う。

【００１３】図２９は、従来の出力信号長調整手段を持
つ音程変換装置のブロック図である。すなわち、図２５
の音程変換装置の音程変換部１８の出力に出力信号長調
整手段１６が接続された構成である。

【００１４】図３０は、従来の音程変換装置における出
力信号長調整手段の調整手法を表す図である。図３０で
は前述の音程変換部出力信号が入力信号より長くなった
場合に、音程変換部出力信号を調整して、信号長を合わ
せた場合の出力信号長調整手法であり、図３１は音程変
換部出力信号長が入力信号長より短くなった場合に、音
程変換部出力信号を調整して、信号長を合わせる信号長
調整手法である。図３０、３１において、データＡ，Ｂ
は音程変換部入力データ、データＡ'、Ｂ'、Ａ''、Ｂ''
は音程変換部出力データである。

【００１５】図３０において、データＡ、Ｂは所定の時
間フレームＴにおける音程変換装置の入力データであ
り、そのデータ長はそれぞれＬ₁ である。この入力デー
タを音程変換部１８で音程変換した出力は、それぞれデ
ータＡ'，Ｂ'となり、データ長はそれぞれＬ₂ となる
（図２２（ｂ））。入力信号長と音程変換部出力データ
信号長を合わせるために、図３０（ｃ）の出力信号長調
整手段出力のように、データＡ'とＢ'の一部を重ねて出
力する。この時、データＡ'及びＢ'の重なる部分のデー
タ長は、２Ｌ₂−２Ｌ₁ で与えられる。つまり図中の出力信号長調整手段出力デ
ータの先頭から、Ｌ₂−（２Ｌ₂−２Ｌ₁）＝２Ｌ₁−Ｌ₂ の点からＬ₂の点までデータＢ'が重なるようにする。

【００１６】この時、データＡ'，Ｂ'をそのまま重ねる
と、重ねる部分と重ねない部分の間でデータに不連続が
生じ、音が歪んでしまう。このため、データを重ねる領
域について、データＡ'はフェードアウト、データＢ'は
フェードインさせるクロスフェードの処理を行う事によ
り、音の歪みを低減させる。

【００１７】同様に図３１を用いて、音程変換部出力信
号長が入力信号長より短くなった場合に、音程変換部出
力信号長を調整して、信号長を合わせる出力信号長調整
手法について説明を行う。

【００１８】図３１において、データＡ、Ｂは所定の時
間フレームＴにおける音程変換装置の入力データであ
り、そのデータ長はそれぞれＬ₁ である。この入力デー
タを音程変換部１８で音程変換した出力は、それぞれデ
ータＡ''，Ｂ''となり、データ長は、それぞれＬ₁より
短いＬ₃となる（図３１（ｂ））。

【００１９】入力信号長と音程変換部出力信号長を合わ
せるために、図中の音程変換部出力のように、データ
Ａ''とＢ''を２回繰り返すデータを作成する（図３１
（ｃ））。このデータを図３０に示す出力信号長調整手
段出力と同様に、データが重なる部分はクロスフェード
の処理を行い、出力データの歪みを低減させながら、出
力信号長を入力信号長に合わせる。

【００２０】上記の出力信号長調整手法は、現在所定の
フレームサイズ単位で行われている。このようにして音
程変換及びデータ長調整を行ったデータを、図２９のＤ
／Ａ変換器５に入力して音程を変換した出力６が得られ
る。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来の構成では、入力信号の周波数が低い場合
は、Ｓ／Ｎ比が高い音程変換が実現できるが、入力信号
の周波数が高くなるにつれ、補間及び、間引くことによ
るデータの誤差が大きくなり、入力信号に対する高調波
雑音及び帯域内に雑音が発生し易くなる。その結果、周
波数が高くなるにつれ、データ長調整手段での歪が大き
くなり、Ｓ／Ｎ比が悪くなる。

【００２２】また、入出力信号長を等しくするように信
号長調整を行った場合、出力信号長調整手段において
は、フレーム毎にクロスフェードを行うことにより、フ
レームサイズに従った周期的な雑音、及び低周波数帯域
に信号歪が発生する場合があり、Ｓ／Ｎ比が悪くなる。

【００２３】本発明は、従来のこのような課題を改善
し、歪が少なく、Ｓ／Ｎ比が優れている音程変換装置を
提供することを目的とするものである。

【００２４】

【課題を解決するための手段】請求項１の本発明は、デ
ィジタル信号を入力する信号入力手段と、その入力ディ
ジタル信号に対する音程変換時の目標音程を入力する音
程入力手段と、その入力された目標音程に基づき、補間
係数を出力する補間係数制御手段と、入力ディジタル信
号を、入力された目標音程の音程に音程変換するよう
に、入力ディジタル信号のデータ長を調整するデータ長
調整手段と、そのデータ長調整手段の出力を、補間係数
制御手段から出力される補間係数で補間する補間演算手
段と、その補間された信号を出力する信号出力手段とを
備えた音程変換装置である。

【００２５】請求項２の本発明は、ディジタル信号を入
力する信号入力手段と、その入力ディジタル信号に対す
る音程変換時の目標音程を入力する音程入力手段と、そ
の入力された目標音程に基づき、補間係数を出力する補
間係数制御手段と、入力ディジタル信号を、補間係数制
御手段から出力される補間係数で補間する補間演算手段
と、その補間演算手段の出力を、入力された目標音程の
音程に音程変換するように、補間演算手段の出力のデー
タ長を調整するデータ長調整手段と、そのデータ長調整
手段の出力信号を出力する信号出力手段とを備えた音程
変換装置である。

【００２６】請求項７の本発明は、入力ディジタル信号
に対する音程変換時の目標音程を入力する音程入力手段
と、その入力された目標音程に基づき、入力ディジタル
信号に対して音程変換を行う音程変換手段と、入力ディ
ジタル信号の周波数成分を検出する信号周波数成分検出
手段と、音程変換手段の出力の信号長を入力ディジタル
信号の信号長になるように、検出された周波数成分に応
じて、少なくとも最も歪及び雑音が少なくなるようなク
ロスフェード処理を行う出力信号長調整手段とを備えた
音程変換装置である。

【００２７】請求項８の本発明は、入力ディジタル信号
に対する音程変換時の目標音程を入力する音程入力手段
と、その入力された目標音程に基づき、入力ディジタル
信号に対して音程変換を行う音程変換手段と、その音程
変換手段の出力の信号長を入力ディジタル信号の信号長
になるようにクロスフェード処理を行う出力信号長調整
手段と、その出力信号長調整手段の出力の周波数成分を
検出する信号周波数成分検出手段とを備え、出力信号長
調整手段は、信号周波数成分検出手段により検出された
周波数成分に応じて、少なくとも最も歪及び雑音が少な
くなるようなクロスフェード処理を行う音程変換装置で
ある。

【００２８】請求項９の本発明は、入力ディジタル信号
に対する音程変換時の目標音程を入力する音程入力手段
と、その入力された目標音程に基づき、入力ディジタル
信号に対して音程変換を行う音程変換手段と、その音程
変換手段の出力の信号長を入力ディジタル信号の信号長
になるようにクロスフェード処理を行う出力信号長調整
手段と、その出力信号長調整手段の出力の周波数成分及
び入力ディジタル信号の周波数成分を検出する信号周波
数成分検出手段とを備え、出力信号長調整手段は、信号
周波数成分検出手段により検出された周波数成分に応じ
て、少なくとも最も歪及び雑音が少なくなるようなクロ
スフェード処理を行う音程変換装置である。

【００２９】従って本発明は、データ長調整手段により
出力信号長を調整する際に、高調波雑音及び帯域内雑音
を抑えるように信号を補間することによって、歪の少な
い音程変換装置を実現できる。

【００３０】また、例えば、オーバサンプリング手段を
備えることにより、入力信号の周波数が高くなっても高
調波成分及び、帯域内に発生する雑音を抑えることがで
き、より歪が少なく、よりＳ／Ｎが優れている音程変換
装置を実現できる。

【００３１】また、入力信号、又は出力信号、あるいは
それら信号の周波数特性によってクロスフェード処理、
例えば出力信号長調整手段のフレームサイズ及びクロス
フェードにおけるフェードインフェードアウトの時間を
調整することによって、歪が少なく、よりＳ／Ｎが優れ
ている音程変換装置を実現できる。

【００３２】

【発明の実施の形態】以下に、本発明をその実施の形態
を示す図面に基づいて説明する。（実施の形態１）図１は、本発明の第１の実施の形態に
おける音程変換装置の構成を示すブロック図であり、図
２は、図１における音程変換部の構成を示すブロック図
である。従来例と同様の機能のものについては、同じ番
号及び記号で示している。

【００３３】図１及び図２において、１は入力信号、２
はＡ／Ｄ変換器、３は音程変換手段、４は音程入力手
段、５はＤ／Ａ変換器、６は出力信号、１１はデータ長
調整手段、１２は補間係数演算手段、１４は補間係数制
御手段である。ここで、Ａ／Ｄ変換器２と音程変換手段
３との接続部が信号入力手段であり、音程変換手段３と
Ｄ／Ａ変換器５との接続部が信号出力手段である。

【００３４】入力信号１は、Ａ／Ｄ変換器２でディジタ
ル信号に変換された後、音程変換手段３に入力される。
入力信号がディジタルの場合は、入力信号１を直接音程
変換手段３に入力する。

【００３５】一方、音程入力手段４に入力信号をどの音
程に変換するかの情報、すなわち目標音程が入力され、
入力された音程に応じ、データ長調整手段１１及び補間
係数制御手段１４に制御信号が伝えられる。音程入力手
段４からの信号を受け、データ長調整手段１１は、目標
音程になるようにデータ長の調整を行う。このデータ長
の調整は、入力データｎ個に１個のデータを補間する、
または間引く事により処理を行う。この結果、出力信号
の周波数は、入力信号に比べ、データを補充する事によ
り、ｎ／（ｎ＋１）倍データを間引く事により、ｎ／（ｎ−１）倍される事になる。

【００３６】補間係数演算手段１２では、補間係数制御
手段１４からの補間係数（例えば、目標音程に対応する
音程変換比率等が考えられる）を用いて、データ長調整
手段１１の出力を補間する。この補間手法を以下に示
す。

【００３７】図３は、ｎ個のデータを（ｎ＋１）個に滑
らかに調整する例である。図３（ａ）は、データ長調整
手段１１の入力データ列２１であり、サンプリング周波
数ｆでサンプリングされたパルス列である。図３（ｂ）
はデータ長調整手段１１の出力データ列２２であり、該
入力データ列同様にサンプリング周波数ｆでサンプリン
グされたパルス列である。入力データ列２１はｎ個のデ
ータＴ₁〜Ｔ_nであるとする。つまり、この個数でデータ
長調整手段１１はデータを１つ補充する。そのため、入
力データ２１に対し、出力データ列２２は１個データが
多くなっており、補充されたデータＴ_n+1は、Ｔ_nと同じ
大きさになっている。図３（ｂ）で従来装置に対して歪
を小さくするためには、図３（ａ）のｎ個のデータ列２
１の包絡と、図３（ｂ）の（ｎ＋１）個のデータ列２２
の包絡が相似になればよい。そのため、図３（ｂ）は図
３（ａ）を時間軸上で（ｎ＋１）／ｎ倍に引き延ばした
形状になるように補間係数を設定する。

【００３８】補間係数を設定するために、図３（ｂ）の
（ｎ＋１）個の該出力データ列２２を、図３（ａ）のｎ
個の該入力データ列２１の間隔に、サンプリング周期を
狭めて重ねる。これを図３（ｃ）に示す。図３（ｃ）で
は、データを区別するために該出力データ列２２を点線
で示している。図３（ｃ）の出力データ列２２のサンプ
リング周期は、図３（ａ）の該入力データ列２１のサン
プリング周期のｎ／（ｎ＋１）倍になっている。

【００３９】図３（ｃ）において、データ列の包絡が等
しくなるように、出力データ列２２の振幅が、入力デー
タ列２１を結ぶ線上になるように補間を行う。本実施の
形態では、データの処理を簡略化するため、入力データ
列２１間は直線で結ぶものとする。尚、本発明はこれに
限られるものではなく、様々な補間で得られる曲線を用
いてもよい。

【００４０】図３（ｃ）において、入力データ列２１の
最初の２点間の部分を拡大した図を、図３（ｄ）に示
す。図３（ｄ）で該入力データはＴ₁、Ｔ₂で、補間処理
後の該出力データをＳ₁、Ｓ₂で示す。出力波形Ｓ₂の位
置は、サンプリング周期の差から、入力データＴ₁及び
Ｔ₂の間を（ｎ：１）に分ける位置にある。これがｋ番
目の位置の場合は、出力データＳ₁はＴ₁，Ｔ₂ 間を（ｎ
＋１−ｋ：ｋ）に分ける位置にある。ただし、（１≦ｋ
≦ｎ＋１）である。

【００４１】図３（ｄ）で出力波形Ｓ₂ は、大きさが点
２３の位置になるように調整する。入力データＴ₁及び
Ｔ₂間は直線とするため、図３（ｄ）中の直線Ｌより上
は、直角三角形になり、点２３と出力データＳ₁ とで構
成される三角形２４は、入力データＴ₂で構成される三
角形と相似になる。これを利用して、出力データＳ
₂は、

【００４２】

【数１】

【００４３】のように表すことができる。ｋ番目のデー
タの場合は、

【００４４】

【数２】

【００４５】のように表される。この式のＴ_k の係数部
が補間係数となる。補間係数は（数２）よりｎとｋを用
いて表すことができる。この補間係数を補間係数制御手
段１４によって提供する。このように補間係数を設定す
る事により、入力データ列２１と出力データ列２２の包
絡が相似になり、従来方式よりも歪が少ない音程変換を
実現することができる。

【００４６】上記の音程変換手段３の出力をＤ／Ａ変換
器５に入力し、音程変換結果を出力信号６として出力す
る。

【００４７】本実施の形態における音程変換装置を用い
た場合の音程変換と、従来方式の場合の比較を以下に説
明する。比較する場合の各条件は、該音程変換装置入力
信号は5kHz 正弦波、該Ａ／Ｄ変換器２のサンプリング
周波数は44.1kHz、１７個のデータに１個のデータを増
やす、つまり出力周波数は 5*17/18=4.72kHzである。本
実施の形態では、以上のような条件で比較を行ったが、
サンプリング周波数、データの補間間隔が変わった場合
でも、本実施の形態と同様の効果が得られる。該入力信
号の周波数が低くなると雑音は低減し、高くなると雑音
が増大するが、本実施の形態では代表値として5kHzを選
ぶこととする。

【００４８】図４及び図５において、従来方式は点線
で、本実施の形態の音程変換装置の結果は実線で示して
いる。シミュレーションの結果、図４において、音程変
換した信号成分のスペクトルは等しいが、従来方式では
音程変換出力以外に多くの高調波成分、帯域内雑音が生
じており、信号ダイナミックレンジは約17[dB]である。
これに対し、本実施の形態における音程変換装置では従
来装置に比べ、雑音レベルを約15[dB]下げることができ
ている。これにより、信号ダイナミックレンジを約35[d
B]に改善することができた。

【００４９】また、本実施の形態の装置を実際の回路で
構成した場合の特性を図５に示す。図５においても、シ
ミュレーション結果（図４）とほぼ同じ結果が示されて
おり、高調波成分及び帯域内雑音が減少していることが
分かる。信号ダイナミックレンジでは、従来装置が15[d
B]であるのに対し、本実施の形態の音程変換装置では、
約35[dB]に改善されている。

【００５０】以上の結果から、本実施の形態による音程
変換装置を用いることにより、従来装置より、高調波成
分及び帯域内雑音を抑えることができ、歪が少ない音程
変換を実現することができる。

【００５１】本実施の形態では、入力データｎ個毎に１
つデータを補充する方式について例を挙げて説明を行っ
たが、同様の手法を用いることにより、入力データｎ個
毎に１つデータを間引きする方式も行うことができる。
その場合、（数２）は、

【００５２】

【数３】

【００５３】のようになり、（数３）のように補間係数
を設定することによって、従来方式よりも高調波雑音、
帯域内雑音を減少させることができる（ただし、データ
を間引く手法に関しては後述の第２の実施の形態の手法
を用いた方が、よりＳ／Ｎ比の優れた音程変換装置を構
成することができる）。

【００５４】以上の手法を用いることにより、歪の少な
い音程変換を実現することができる。入力データｎ個に
１個のデータを補間することにより、音程を下げること
ができ、ｎを小さくすることにより、音程の下がり分を
大きくする事ができる。また、該入力データｎ個に１個
のデータを補間した後、データを間引くことにより、音
程を上げることもできる。同様に、該入力データｎ個に
１個のデータを間引くことにより、音程を上げることが
でき、ｎを小さくすることにより、音程の上がり分を大
きくする事ができる。また、該入力データｎ個に１個の
データを間引いた後、データを補間することにより、音
程を下げることもできる。

【００５５】本実施の形態では、入力データｎ個に１個
のデータを補間または間引くことにより音程変換を実現
したが、入力データｎ個にｍ個のデータを補間または間
引くことにより、音程変換する事もできる。しかし、ｍ
を大きくすることにより、データの歪が大きくなり、Ｓ
／Ｎ比は悪くなる。（実施の形態２）以下、本発明の第２の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら説明する。

【００５６】本発明の第２の実施の形態における音程変
換装置の構成を示すブロック図は、図１の構成と同様で
あり、図６は、図１における音程変換部の構成を示すブ
ロック図である。従来例と同様の機能のものについて
は、同じ番号及び記号で示している。

【００５７】図１及び図６において、１は入力信号、２
はＡ／Ｄ変換器、３は音程変換手段、４は音程入力手
段、５はＤ／Ａ変換器、６は出力信号、１１はデータ長
調整手段、１２は補間係数演算手段、１４は補間係数制
御手段である。

【００５８】入力信号１は、Ａ／Ｄ変換器２でディジタ
ル信号に変換された後、音程変換手段３に入力される。
入力信号がディジタルの場合は、入力信号１を直接音程
変換手段３に入力する。

【００５９】一方、音程入力手段４に目標音程が入力さ
れ、入力された音程に応じ、データ長調整手段１１及び
補間係数制御手段１４に制御信号が伝えられる。音程入
力手段４からの信号を受け、補間係数演算手段１２では
補間係数制御手段１４からの補間係数を用いて、Ａ／Ｄ
変換器２の出力を補間する。この補間係数演算手段１２
の出力をデータ長調整手段１１に入力し、データ長の調
整を行う。この補間手法及びデータ長調整手法を以下に
示す。

【００６０】図７はｎ個のデータを（ｎ−１）個に滑ら
かに調整する例である。図７（ａ）はデータ長調整手段
１１の入力データ列２１であり、Ｔ₁〜Ｔ_nのｎ個のパル
ス列である。前述の第１の実施の形態と同様の手法を用
い、ｎ個のデータを（ｎ−１）個のデータに変換すると
きには、出力データ列３０が、図７（ｂ）の点線のデー
タ列Ｓ₁〜Ｓ_n-1になるよう調整する。これにより、出力
データの周波数を、入力に対しｎ／（ｎ−１）倍にでき
る。

【００６１】図７（ｂ）において、出力データ列３０
が、入力データ列２１間を結ぶ線上になるように補間を
行う。本実施の形態では、データの処理を簡略化するた
め、入力データ列２１間は直線で結ぶものとする。尚、
本発明はこれに限られるものではなく、様々な補間で得
られる曲線を用いてもよい。

【００６２】第１の実施の形態と同様に考えることによ
り、出力データ列３０は（数３）のように表される。こ
の式でｋは該出力データの、ｋ番目のデータの意味であ
る。この式のＴ_k の係数部が補間係数となる。補間係数
は（数３）よりｎとｋを用いて表すことができる。この
補間係数を補間係数制御手段１４によって提供する。こ
のように補間係数を設定する事により、入力データ列２
１と、出力データ列３０の包絡が相似となり、従来方式
よりも歪が少ない音程変換を実現することができる。

【００６３】上記の音程変換手段３の出力をＤ／Ａ変換
器５に入力し、音程変換結果を出力信号６として出力す
る。

【００６４】本実施の形態における音程変換装置を用い
た場合の音程変換と、従来方式の場合の比較を以下に説
明する。比較する場合の各条件は、該音程変換装置入力
信号は5kHz 正弦波、該Ａ／Ｄ変換器２のサンプリング
周波数は44.1kHz、１７個のデータに対して１個データ
を減らす、つまり出力周波数は 5*17/16=5.31kHzであ
る。本実施の形態では以上のような条件で比較を行った
が、サンプリング周波数、データの補間間隔が変わった
場合でも、本実施の形態と同様の効果が得られる。該入
力信号の周波数が低くなると雑音は低減し、高くなると
雑音が増大するが、本実施の形態では代表値として5kHz
を選ぶこととする。

【００６５】図８及び図９において、従来方式は点線
で、本実施の形態の音程変換装置の結果は実線で示して
いる。シミュレーションの結果、図８において、音程変
換した信号成分のスペクトルは等しいが、従来方式では
音程変換出力以外に、多くの高調波成分、帯域内雑音が
生じており、信号ダイナミックレンジは約17[dB]であ
る。これに対し、本実施の形態における音程変換装置で
は、従来装置に比べ、雑音レベルを約15[dB]下げること
ができている。これにより、信号ダイナミックレンジを
約35[dB]に改善することができた。

【００６６】また、本実施の形態の装置を実際の回路で
構成した場合の特性を図９に示す。図９においても、シ
ミュレーション結果（図８）とほぼ同じ結果が示されて
おり、高調波成分及び帯域内雑音が減少していることが
分かる。信号ダイナミックレンジでは、従来装置が15[d
B]であるのに対し、本実施の形態の音程変換装置では、
約35[dB]に改善されている。

【００６７】以上の結果から、本実施の形態による音程
変換装置を用いることにより、従来装置より、高調波成
分及び帯域内雑音を抑えることができ、歪が少ない音程
変換を実現することができる。

【００６８】本実施の形態では、該入力データｎ個毎に
１つのデータを間引きする方式について、例を挙げて説
明を行ったが、同様の手法を用いることにより、該入力
データｎ個毎に１つのデータを補充する方式も行うこと
ができる。その場合、（数３）は（数２）のようにな
る。これをデータ長調整手段１１において、データ長を
ｎ個から（ｎ＋１）個に変えることにより、周波数をｎ
／（ｎ＋１）倍にできる。以上のように補間係数を設定
することによって、従来方式よりも高調波雑音、帯域内
雑音を減少させることができる（ただし、データを補間
する手法に関しては前述の第１の実施の形態の手法を用
いた方が、よりＳ／Ｎ比の優れた音程変換装置を構成す
ることができる）。

【００６９】以上の手法を用いることにより、歪の少な
い音程変換を実現することができる。該入力データｎ個
に１個のデータを補間することにより、音程を下げるこ
とができ、ｎを小さくすることにより、音程の下がり分
を大きくする事ができる。また、該入力データｎ個に１
個のデータを補間した後、データを間引くことにより、
音程を上げることもできる。同様に、該入力データｎ個
に１個のデータを間引くことにより、音程を上げること
ができ、ｎを小さくすることにより、音程の上がり分を
大きくする事ができる。また、該入力データｎ個に１個
のデータを間引いた後、データを補間することにより、
音程を下げることもできる。（実施の形態３）以下、
本発明の第３の実施の形態について、図面を参照しなが
ら説明する。

【００７０】図１０は、本発明の第３の実施の形態にお
ける音程変換装置の構成を示すブロック図であり、図１
１は、図１０における音程変換部の構成を示すブロック
図である。従来例と同様の機能のものについては、同じ
番号及び記号で示している。

【００７１】図１０及び図１１において、１は入力信
号、２はＡ／Ｄ変換器、３は音程変換手段、４は音程入
力手段、５はＤ／Ａ変換器、６は出力信号、７はオーバ
サンプリング手段、８は第１のフィルタ手段、９は第２
のフィルタ手段、１０はダウンサンプリング手段、１１
はデータ長調整手段、１２は補間係数演算手段、１４は
補間係数制御手段である。ここで、オーバサンプリング
手段７及び第１のフィルタ手段８は信号入力手段に含ま
れ、ダウンサンプリング手段１０及び第２のフィルタ手
段９は信号出力手段に含まれている。

【００７２】本実施の形態では、入力データｎ個に１個
のデータを補充する手法について、図面及び上記第１の
実施の形態で説明した方法を用いて説明を行う。

【００７３】入力信号１は、Ａ／Ｄ変換器２でディジタ
ル信号に変換された後、オーバサンプリング手段７に入
力される。入力信号がディジタルの場合は、入力信号１
を直接オーバサンプリング手段７に入力する。

【００７４】オーバサンプリング手段７では、入力信号
を、Ａ／Ｄ変換器２のサンプリング周波数ｆ_s1の２倍以
上のサンプリング周波数ｆ_s2でオーバサンプリングす
る。サンプリング周波数ｆ_s1間の補間データは、本実施
の形態では、手前のデータと同じものを用いるが、０を
挿入したり、直線補間を行っても同様の効果が得られ
る。オーバサンプリングする事により、見かけ上、入力
信号周波数が（ｆ_s1／ｆ_s2）倍されたことと等価とな
る。ｆ_s1＜ｆ_s2のために、処理する信号は、周波数が
（ｆ_s1／ｆ_s2）倍に下がったものと同様の特性になる。
本発明の音程変換装置では、前述したように入力信号の
周波数が低くなると雑音が減少するので、オーバサンプ
リングすることによりＳ／Ｎ比が改善され、オーバサン
プリング周波数が高くなるほど、よりＳ／Ｎ比が改善さ
れる。

【００７５】オーバサンプリング手段７の出力を第１の
フィルタ手段８に入力する。第１のフィルタ手段８の周
波数特性は、ｆ_s1の半分の周波数以下の周波数領域を通
過させる低域通過特性である。これにより、音程変換時
において、エーリアスの発生を防ぐと共に、オーバサン
プリング手段７で補間したデータを、滑らかにつなげ
る。

【００７６】一方、音程入力手段４に目標音程が入力さ
れ、入力された音程に応じて、データ長調整手段１１、
及び音程変換部の中の補間係数制御手段１４に制御信号
が伝えられる。第１のフィルタ手段８の出力を受け、デ
ータ長調整手段１１では、音程入力手段４からの制御信
号に基づいて、データ長の調整を行う。補間係数演算手
段１２では、補間係数制御手段１４からの補間係数を用
いて、データ長調整手段１１の出力を補間する。データ
長調整手法及び補間手法については、上記第１の実施の
形態に示す手法と同様に行う。

【００７７】データ長調整手段１１で処理された信号を
第２のフィルタ手段９に入力する。第２のフィルタ手段
９の周波数特性はフィルタ手段８と同様に、Ａ／Ｄ変換
器２のサンプリング周波数ｆ_s1の半分の周波数以下の周
波数領域を通過させる低域通過特性である。これによ
り、音程変換手段３で音程変換を行った後の信号のサン
プリング周波数を、Ａ／Ｄ変換器２のサンプリング周波
数に戻す場合に発生するエーリアスを防ぐ。

【００７８】第２のフィルタ手段９の出力をダウンサン
プリング手段１０に入力する。ここで、サンプリング周
波数ｆ_s2にオーバサンプリングされたデータを、Ａ／Ｄ
変換器２のサンプリング周波数であるｆ_s1に変換する。
本実施の形態では、ダウンサンプリングの手段として、
（ｆ_s2／ｆ_s1）回に一回、データを出力し、残りのデー
タは無視する手法をとるが、本発明はこれに限られるも
のではなく、他の様々なダウンサンプリング手法を用い
てもよい。

【００７９】ダウンサンプリング手段１０でダウンサン
プリングされた信号を、Ｄ／Ａ変換器５に入力し、Ｄ／
Ａ変換器５からアナログ信号に変換された出力信号６が
得られる。

【００８０】以上のように、入力信号をオーバサンプリ
ングすることにより、音程変換手段３内で、見かけ上、
入力信号の周波数を下げ、Ｓ／Ｎ比を向上することがで
きる。この音程変換装置のシミュレーション及び実際の
回路構成による測定結果を以下に示す。

【００８１】シミュレーション及び実測の際の条件は、
音程変換装置の入力信号は5kHz正弦波、Ａ／Ｄ変換器２
のサンプリング周波数は 44.1kHz、オーバサンプリング
周波数は88.2kHzで、１７個のデータに１個データを増
やす、つまり出力周波数は 5*17/18=4.72 kHzである。
本実施の形態では以上のような条件で行ったが、サンプ
リング周波数、データの補間間隔が変わった場合でも、
本実施の形態と同様の効果が得られる。入力信号の周波
数が低くなると雑音は低減し、高くなると雑音が増大す
るが、本実施の形態では代表値として5kHzを選ぶことと
する。また、オーバサンプリング周波数を高くすること
により、該入力信号を低くするのと同様の効果があり、
よりＳ／Ｎ比を改善できる。

【００８２】シミュレーションの結果を図１２に示す。
シミュレーション及び実測結果では、上記第１の実施の
形態の手法を用いた結果は点線で、本実施の形態の音程
変換装置の結果は実線で示している。図１２において、
上記第１の実施の形態の方式では音程変換出力以外に、
多くの高調波成分、帯域内雑音が生じており、信号ダイ
ナミックレンジは約35[dB]である。これに対し、本実施
の形態における音程変換装置では、従来装置に比べて、
雑音レベルを約15[dB]下げることができ、帯域内雑音は
表示域以下になっている。これにより、信号ダイナミッ
クレンジを約50[dB]に改善することができた。

【００８３】また、本実施の形態の装置を実際の回路で
構成した場合の特性を図１３に示す。図１３において
も、シミュレーション結果（図１２）とほぼ同じ結果が
示されており、高調波成分及び帯域内雑音が減少してい
ることが分かる。信号ダイナミックレンジでは、第１の
実施の形態が33[dB]であるのに対し、本実施の形態の音
程変換装置では、約48[dB]に改善されている。

【００８４】以上、入力データｎ個に１個のデータを補
充する手法について説明したが、入力データｎ個に１個
のデータを間引く手法についても、上記第１の実施の形
態と同様に、本構成法を用いることにより実現でき、第
１の実施の形態の構成の音程変換装置よりもＳ／Ｎ比を
改善することができる（ただし、データを間引く手法に
関しては、後述の第４の実施の形態の手法を用いた方
が、よりＳ／Ｎ比の優れた音程変換装置を構成すること
ができる）。

【００８５】以上の結果より、本実施の形態によるオー
バサンプリングを用いた音程変換装置を用いることによ
り、従来装置、及び上記第１の実施の形態に示す構成よ
り、高調波成分及び帯域内雑音を抑えることができ、歪
が少ない音程変換を実現することができる。また、オー
バサンプリング周波数を高くすることにより、更にＳ／
Ｎ比を改善することができる。（実施の形態４）以下、本発明の第４の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら説明する。

【００８６】本発明の第４の実施の形態における音程変
換装置の構成を示すブロック図は、図１０と同様であ
り、図１４は、図１０における音程変換部の構成を示す
ブロック図である。従来例と同様の機能のものについて
は、同じ番号及び記号で示している。

【００８７】図１０及び図１４において、１は入力信
号、２はＡ／Ｄ変換器、３は音程変換手段、４は音程入
力手段、５はＤ／Ａ変換器、６は出力信号、７はオーバ
サンプリング手段、８は第１のフィルタ手段、９は第２
のフィルタ手段、１０はダウンサンプリング手段、１１
はデータ長調整手段、１２は補間係数演算手段、１４は
補間係数制御手段である。

【００８８】本実施の形態では、入力信号ｎ個を（ｎ−
１）個の出力信号に滑らかに調整する手法について、図
面及び上記第２の実施の形態を用いて説明を行う。

【００８９】入力信号１は、Ａ／Ｄ変換器２でディジタ
ル信号に変換された後、オーバサンプリング手段７に入
力される。入力信号がディジタルの場合は、入力信号１
を直接オーバサンプリング手段７に入力する。

【００９０】オーバサンプリング手段７では、入力信号
を、Ａ／Ｄ変換器２のサンプリング周波数ｆ_s1の２倍以
上のサンプリング周波数ｆ_s2でオーバサンプリングす
る。サンプリング周波数ｆ_s1間の補間データは、本実施
の形態では、手前のデータと同じものを用いているが、
０を挿入したり、直線補間を行っても同様の効果が得ら
れる。

【００９１】オーバサンプリングする事により、見かけ
上、入力信号周波数が（ｆ_s1／ｆ_s2）倍されたことと等
しくなる。ｆ_s1＜ｆ_s2のために、処理する信号は、周波
数が（ｆ_s1／ｆ_s2）倍に下がったものと同様の特性にな
る。本実施の形態の音程変換装置では、前述したように
入力信号の周波数が低くなると雑音が減少するので、オ
ーバサンプリングすることによりＳ／Ｎ比が改善され、
オーバサンプリング周波数が高くなるほど、よりＳ／Ｎ
比が改善される。

【００９２】オーバサンプリング手段７の出力を第１の
フィルタ手段８に入力する。第１のフィルタ手段８の周
波数特性は、ｆ_s1の半分の周波数以下の周波数領域を通
過させる低域通過特性である。これにより、音程変換時
において、エーリアスの発生を防ぐと共に、オーバサン
プリング手段７で補間したデータを、滑らかにつなげ
る。

【００９３】一方、音程入力手段４に目標音程が入力さ
れ、入力された音程に応じて、データ長調整手段１１及
び、音程変換部の中の補間係数制御手段１４に制御信号
が伝えられる。補間係数演算手段１２では、音程入力手
段４からの信号を受けた補間係数制御手段１４からの補
間係数を用いて、Ａ／Ｄ変換器２の出力を補間する。こ
の補間係数演算手段１２の出力を、データ長調整手段１
１に入力し、データ長の調整を行う。補間手法及びデー
タ長調整手法については、第２の実施の形態に示す手法
と同様に行う。

【００９４】このようにして補間係数演算手段１２で処
理され、データ長調整された信号を第２のフィルタ手段
９に入力する。第２のフィルタ手段９の周波数特性は第
１のフィルタ手段８と同様に、Ａ／Ｄ変換器２のサンプ
リング周波数ｆ_s1の半分の周波数以下の周波数領域を通
過させる低域通過特性である。これにより、音程変換手
段３で音程変換を行った後の信号のサンプリング周波数
を、Ａ／Ｄ変換器２のサンプリング周波数に戻す場合
に、エーリアスが発生するのを防ぐ。

【００９５】第２のフィルタ手段９の出力をダウンサン
プリング手段１０に入力する。ここで、サンプリング周
波数ｆ_s2にオーバサンプリングされたデータを、Ａ／Ｄ
変換器２のサンプリング周波数であるｆ_s1に変換する。
本実施の形態では、ダウンサンプリングの手段として、
（ｆ_s2／ｆ_s1）回に一回、データを出力し、残りのデー
タは無視する手法をとるが、本実施の形態はこれに限ら
れるものではなく、他の様々なダウンサンプリング手法
を用いてもよい。

【００９６】ダウンサンプリング手段１０でダウンサン
プリングされた信号を、Ｄ／Ａ変換器５に入力し、Ｄ／
Ａ変換器５にてアナログ信号に変換された出力信号６が
得られる。

【００９７】以上のように、入力信号をオーバサンプリ
ングすることにより、音程変換手段３内で、見かけ上、
入力信号の周波数を下げ、Ｓ／Ｎ比を向上することがで
きる。この音程変換装置のシミュレーション及び実際の
回路構成による測定結果を以下に示す。

【００９８】シミュレーション及び実測の際の条件は、
音程変換装置の入力信号は5kHz正弦波、Ａ／Ｄ変換器２
のサンプリング周波数は 44.1kHz、オーバサンプリング
周波数は88.2kHz、１７個データに対して１個データを
減らす、つまり出力周波数は5*17/16=5.31 kHzである。
本実施の形態では以上のような条件で行ったが、サンプ
リング周波数、データの補間間隔が変わった場合でも、
本実施の形態と同様の効果が得られる。入力信号の周波
数が低くなると雑音は低減し、高くなると雑音が増大す
るが、本実施の形態では代表値として5kHzを選ぶことと
する。また、オーバサンプリング周波数を高くすること
により、入力信号を低くするのと同様の効果があり、よ
りＳ／Ｎ比を改善できる。

【００９９】シミュレーションの結果を図１５に示す。
シミュレーション及び実測結果においては、第２の実施
の形態の手法を用いた結果は点線で、本実施の形態の音
程変換装置の結果は実線で示している。図１５におい
て、第２の実施の形態の方式では音程変換出力以外に、
多くの高調波成分、帯域内雑音が生じており、信号ダイ
ナミックレンジは約35[dB]である。これに対し、本実施
の形態における音程変換装置では、従来装置に比べて、
雑音レベルを約15[dB]下げることができ、帯域内雑音は
表示域以下になっている。これにより、信号ダイナミッ
クレンジを約50[dB]に改善することができた。

【０１００】また、本実施の形態の装置を実際の回路で
構成した場合の特性を図１６に示す。図１６において
も、シミュレーション結果（図１５）とほぼ同じ結果が
示されており、高調波成分及び帯域内雑音が減少してい
ることが分かる。信号ダイナミックレンジでは、第２の
実施の形態が33[dB]であるのに対し、本実施の形態の音
程変換装置では、約48[dB]に改善されている。

【０１０１】以上、入力データｎ個に１個のデータを間
引く手法について説明したが、入力データｎ個に１個の
データを補充する手法についても、第２の実施の形態と
同様に、本構成法を用いることにより実現でき、第２の
実施の形態の構成の音程変換装置よりもＳ／Ｎ比を改善
することができる（ただし、データを補充する手法に関
しては、前述の第３の実施の形態の手法を用いた方が、
よりＳ／Ｎ比の優れた音程変換装置を構成することがで
きる）。

【０１０２】以上の結果より、本実施の形態によるオー
バサンプリングを用いた音程変換装置を用いることによ
り、従来装置及び、前記第１及び２の実施の形態に示す
構成より、高調波成分及び帯域内雑音を抑えることがで
き、歪が少ない音程変換を実現することができる。ま
た、オーバサンプリング周波数を高くすることにより、
更にＳ／Ｎ比を改善することができる。（実施の形態５）以下、本発明の第５の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら説明する。

【０１０３】図１８は、本発明の第５の実施の形態にお
ける音程変換装置の構成を示すブロック図であり、図１
９は、図１８における出力信号長調整手段の構成を示す
ブロック図である。従来例と同様の機能のものについて
は、同じ番号及び記号で示している。

【０１０４】図１８及び図１９において、１は入力信
号、２はＡ／Ｄ変換器、１５は信号周波数成分検出手
段、１６は出力信号長調整手段、１９は出力信号長調整
手段用係数メモリ、５はＤ／Ａ変換器、６は出力信号、
１８は音程変換部であり、音程変換部１８は、上記第１
あるいは第２の実施の形態における音程変換部と同様で
あり、音程入力手段４、データ長調整手段１１、補間係
数演算手段１２、補間係数制御手段１４を含む構成であ
る。又は、上記第３あるいは第４の実施の形態における
音程変換部、オーバサンプリング手段７、第１のフィル
タ手段８、第２のフィルタ手段９、ダウンサンプリング
手段１０を含む構成である。

【０１０５】本実施の形態では、入力信号ｎ個を音程変
換部１８により（ｎ＋１）個の出力信号に滑らかに調整
した信号（音程変換部出力）を、入力信号と同じ信号長
に合わせる手法について、図面を用いて説明を行う。

【０１０６】図１８において、入力信号１は、Ａ／Ｄ変
換器２でディジタル信号に変換された後、音程変換部１
８及び信号周波数成分検出手段１５に入力される。入力
信号がディジタルの場合は、入力信号１を直接音程変換
部１８及び信号周波数成分検出手段１５に入力する。

【０１０７】信号周波数成分検出手段１５では、入力さ
れた入力信号の周波数成分を検出し、制御信号を出力信
号長調整手段１６に出力する。この信号周波数成分の検
出方法は高速フーリエ変換等、如何なる信号周波数検出
手法を用いてもよい。

【０１０８】音程変換部１８では入力信号を受け、上記
第１から第４の実施の形態のいずれかのような手法を用
いて音程変換を行う。本実施の形態では、音程変換部出
力は音程変換手段により、入力データｎ点に対し、（ｎ
＋１）点の出力データを出力信号長調整手段１６に出力
するものである。

【０１０９】出力信号長調整手段１６では、信号長を調
整するために、音程変換部出力は、ある所定の時間Ｔ毎
に区切られる。この時間Ｔの間の出力データ単位を１フ
レームとする。本実施の形態の場合、１フレーム内の音
程変換部１８の出力信号のデータ数は、入力信号、１フ
レームに対し、（ｎ＋１）／ｎの長さになる。この出力
信号長を、入力信号長と等しくするために、図３０に示
す、従来方式と同様の手法を用いて信号長を合わせる。

【０１１０】従来の出力信号長調整手段１６（図２９参
照）では、信号長を調整するために、ある所定のフレー
ム長と、所定のフェードイン・フェードアウト時間のク
ロスフェードを用いていたが、この手法では入力信号が
音声や管楽器の音のようにピッチ周期を持つ場合、入力
信号の周波数成分によって、ピッチ周期の周期音がふる
えて聞こえるような歪みが生じる場合がある。また、フ
レーム長が固定されているため、フレーム周期毎に発生
する不連続信号により周期雑音が発生する。

【０１１１】これらの信号歪み、雑音を防ぐために本発
明では、信号周波数成分検出手段１５において、入力信
号中の最も大きい信号周波数成分及び、100Hz 以下の低
域の歪成分を検出し、出力信号長調整手段１６に制御信
号を出力する。出力信号長調整手段１６では、その制御
信号に基づき、入力信号の周波数成分及び歪成分に対応
して、フレーム長及びフェードイン・フェードアウト時
間を変化させる。この変化させるフレーム長及びフェー
ドイン・フェードアウト時間は予め予備実験を行い、最
も歪み・雑音が少なくなるよう調整を行った値を用い
る。この値は係数メモリ１９に予め格納されており、信
号周波数成分検出手段１５の制御信号に基づいて、出力
信号長調整手段１６に転送される。出力信号長調整手段
１６ではこの値に応じて、クロスフェードのフェードイ
ン・フェードアウト時間の調整を行って、信号長の調整
を行う。クロスフェードのフェードイン・フェードアウ
ト時間を調整した例を図１７に示す。

【０１１２】本実施の形態のシミュレーション結果を図
２０に示す。シミュレーションの条件は、音程変換装置
の入力信号は5kHz正弦波、Ａ／Ｄ変換器２のサンプリン
グ周波数は 44.1kHz、１７個のデータに１個データを増
やす、つまり出力周波数は 5*17/18=4.72kHzである。本
実施の形態では代表値として5kHzを選ぶこととする。図
２０中の実線が本発明による音程変換装置の周波数特性
例で、破線は、同様の入力信号の場合の従来装置の周波
数特性例である。図２０より、本実施の形態による音程
変換装置は、従来のものより帯域内雑音が減少している
ことが分かる。これにより信号歪み及び帯域内雑音が低
減できる。

【０１１３】以上、音程変換部出力信号長（ｎ＋１）
を、入力信号長ｎと等しくする手法について説明した
が、音程変換部出力信号長（ｎ−１）を入力信号長ｎに
する手法についても同様に、従来の図３１の出力信号長
調整手法と本構成法を用いることにより実現できる。

【０１１４】以上の結果より、本実施の形態による出力
信号長調整手段１６を用いた音程変換装置を用いること
により、従来装置より、高調波成分及び帯域内雑音を抑
えることができ、歪が少ない音程変換を実現することが
できる。（実施の形態６）以下、本発明の第６の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら説明する。

【０１１５】図２１は、本発明の第６の実施の形態にお
ける音程変換装置の構成を示すブロック図であり、図２
１における出力信号長調整手段１６の構成を示すブロッ
ク図は、図１９と同様である。従来例と同様の機能のも
のについては、同じ番号及び記号で示している。

【０１１６】図２１及び図１９において、１は入力信
号、２はＡ／Ｄ変換器、１５は信号周波数成分検出手
段、１６は出力信号長調整手段、１９は出力信号長調整
手段用の係数メモリ、５はＤ／Ａ変換器、６は出力信
号、１８は音程変換部であり、音程変換部１８は、上記
第１あるいは第２の実施の形態における音程変換部と同
様であり、音程入力手段４、データ長調整手段１１、補
間係数演算手段１２、補間係数制御手段１４を含む構成
である。又は、上記第３あるいは第４の実施の形態にお
ける音程変換部、オーバサンプリング手段７、第１のフ
ィルタ手段８、第２のフィルタ手段９、ダウンサンプリ
ング手段１０を含む構成である。

【０１１７】本実施の形態では、入力信号ｎ個を音程変
換部１８により（ｎ＋１）個の出力信号に滑らかに調整
した信号（音程変換部出力）を、入力信号と同じ信号長
に合わせる手法について、図面を用いて説明を行う。

【０１１８】図２１において、入力信号１は、Ａ／Ｄ変
換器２でディジタル信号に変換された後、音程変換部１
８に入力される。入力信号がディジタルの場合は、入力
信号１を直接音程変換部１８入力する。

【０１１９】音程変換部１８では入力信号を受け、上記
第１から第４の実施の形態のいずれかのような手法を用
いて音程変換を行う。本実施の形態では、音程変換部出
力は音程変換手段により、入力データｎ点に対し、（ｎ
＋１）点の出力データを出力信号長調整手段１６に出力
する。更に、出力信号長調整手段１６の出力は、信号周
波数成分検出手段１５及びＤ／Ａ変換器５に出力され
る。

【０１２０】信号周波数成分検出手段１５では、入力さ
れた出力信号長調整手段１６の出力信号の周波数成分を
検出し、制御信号を出力信号長調整手段１６に出力す
る。信号周波数成分の検出方法は高速フーリエ変換等、
如何なる信号周波数検出手法を用いてもよい。

【０１２１】出力信号長調整手段１６では、信号長を調
整するために、音程変換部出力が、ある所定の時間Ｔ毎
に区切られる。この時間Ｔの間の出力データ単位を１フ
レームとする。本実施の形態の場合、１フレーム内の音
程変換部１８の出力信号のデータ数は、入力信号、１フ
レームに対し、（ｎ＋１）／ｎの長さになる。この出力
信号長を、入力信号長と等しくするために、図３０に示
す、従来方式と同様の手法を用いて信号長を合わせる。

【０１２２】従来の出力信号長調整手段１６（図２９参
照）では、信号長を調整するために、ある所定のフレー
ム長と、所定のフェードイン・フェードアウト時間のク
ロスフェードを用いていたが、この手法では入力信号が
音声や管楽器の音のようにピッチ周期を持つ場合、入力
信号の周波数成分によって、ピッチ周期の周期音がふる
えて聞こえるような歪みが生じる場合がある。また、フ
レーム長が固定されているため、フレーム周期毎に発生
する不連続信号により周期雑音が発生する。

【０１２３】これらの信号歪み、雑音を防ぐために本発
明では、信号周波数成分検出手段１５において、出力信
号長調整手段１６の出力信号中の最も大きい信号周波数
成分及び、100Hz 以下の低域の歪成分を検出し、出力信
号長調整手段１６に制御信号を出力する。出力信号長調
整手段１６では、その制御信号に基づき、出力信号の周
波数成分及び歪成分に対応して、フレーム長及びフェー
ドイン・フェードアウト時間を変化させる。この変化さ
せるフレーム長及びフェードイン・フェードアウト時間
は予め予備実験を行い、最も歪み・雑音が少なくなるよ
う調整を行った値を用いる。この値は係数メモリ１９に
予め格納されており、信号周波数成分検出手段１５の制
御信号に基づいて、出力信号長調整手段１６に転送され
る。出力信号長調整手段１６ではこの値に応じて、クロ
スフェードのフェードイン・フェードアウト時間の調整
を行って、信号長の調整を行う。クロスフェードのフェ
ードイン・フェードアウト時間を調整した例を図１７に
示す。

【０１２４】本実施の形態のシミュレーション結果を図
２２に示す。シミュレーションの条件は、音程変換装置
の入力信号は5kHz正弦波、Ａ／Ｄ変換器２のサンプリン
グ周波数は44.1kHz、１７個のデータに１個データを増
やす、つまり出力周波数は 5*17/18=4.72 kHzである。
本実施の形態では代表値として5kHzを選ぶこととする。
図２２中の実線が本発明による音程変換装置の周波数特
性例で、破線は、同様の入力信号の場合の従来装置の周
波数特性例である。図２２より、本実施の形態による音
程変換装置は、従来のものより帯域内雑音が減少してい
ることが分かる。これにより信号歪み及び帯域内雑音が
低減できる。

【０１２５】以上、音程変換部出力信号長（ｎ＋１）
を、入力信号長ｎと等しくする手法について説明した
が、音程変換部出力信号長（ｎ−１）を入力信号長ｎに
する手法についても同様に、従来の図３１の出力信号長
調整手法と本構成法を用いることにより実現できる。

【０１２６】以上の結果より、本実施の形態による出力
信号長調整手段１６を用いた音程変換装置を用いること
により、従来装置より、高調波成分及び帯域内雑音を抑
えることができ、歪が少ない音程変換を実現することが
できる。（実施の形態７）以下、本発明の第７の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら説明する。

【０１２７】図２３は、本発明の第７の実施の形態にお
ける音程変換装置の構成を示すブロック図であり、図２
３における出力信号長調整手段１６の構成を示すブロッ
ク図は、図１９と同様である。従来例と同様の機能のも
のについては、同じ番号及び記号で示している。

【０１２８】図２３及び図１９において、１は入力信
号、２はＡ／Ｄ変換器、１５は信号周波数成分検出手
段、１６は出力信号長調整手段、１９は出力信号長調整
手段用の係数メモリ、５はＤ／Ａ変換器、６は出力信
号、１８は音程変換部であり、音程変換部１８は、上記
第１あるいは第２の実施の形態における音程変換部と同
様であり、音程入力手段４、データ長調整手段１１、補
間係数演算手段１２、補間係数制御手段１４を含む構成
である。又は、上記第３あるいは第４の実施の形態にお
ける音程変換部、オーバサンプリング手段７、第１のフ
ィルタ手段８、第２のフィルタ手段９、ダウンサンプリ
ング手段１０を含む構成である。

【０１２９】本実施の形態では、入力信号ｎ個を音程変
換部１８により（ｎ＋１）個の出力信号に滑らかに調整
した信号（音程変換部出力）を、入力信号と同じ信号長
に合わせる手法について、図面を用いて説明を行う。

【０１３０】図２３において、入力信号１は、Ａ／Ｄ変
換器２でディジタル信号に変換された後、音程変換部１
８及び信号周波数成分検出手段１５に入力される。入力
信号がディジタルの場合は、入力信号１を直接音程変換
部１８及び信号周波数成分検出手段１５に入力する。

【０１３１】音程変換部１８では入力信号を受け、上記
第１から第４の実施の形態のいずれかのような手法を用
いて音程変換を行う。本実施の形態では、音程変換部出
力は音程変換手段により、入力データｎ点に対し、（ｎ
＋１）点の出力データを出力信号長調整手段１６に出力
される。出力信号長調整手段１６の出力はＤ／Ａ変換器
５及び信号周波数成分検出手段１５に出力される。

【０１３２】信号周波数成分検出手段１５では、入力さ
れた入力信号及び出力信号長調整手段１６の出力の差の
信号周波数成分を検出し、制御信号を出力信号長調整手
段１６に出力する。信号周波数成分の検出方法は高速フ
ーリエ変換等、如何なる信号周波数検出手法を用いても
よい。

【０１３３】出力信号長調整手段１６では、信号長を調
整するために、音程変換部出力は、ある所定の時間Ｔ毎
に区切られる。この時間Ｔの間の出力データ単位を１フ
レームとする。本実施の形態の場合、１フレーム内の音
程変換部１８の出力信号のデータ数は、入力信号、１フ
レームに対し、（ｎ＋１）／ｎの長さになる。この出力
信号長を、入力信号長と等しくするために、図３０に示
す、従来方式と同様の手法を用いて信号長を合わせる。

【０１３４】従来の出力信号長調整手段１６（図２９参
照）では、信号長を調整するために、ある所定のフレー
ム長と、所定のフェードイン・フェードアウト時間のク
ロスフェードを用いていたが、この手法では入力信号が
音声や管楽器の音のようにピッチ周期を持つ場合、入力
信号の周波数成分によって、ピッチ周期の周期音がふる
えて聞こえるような歪みが生じる場合がある。また、フ
レーム長が固定されているため、フレーム周期毎に発生
する不連続信号により周期雑音が発生する。

【０１３５】これらの信号歪み、雑音を防ぐために本発
明では、信号周波数成分検出手段１５において、入力信
号と出力信号長調整手段１６の出力信号の差成分の最も
大きい信号周波数成分及び、100Hz 以下の低域の歪成分
を検出し、出力信号長調整手段１６に制御信号を出力す
る。出力信号長調整手段１６では、その制御信号に基づ
き、入力信号の周波数成分及び歪成分に対応して、フレ
ーム長及びフェードイン・フェードアウト時間を変化さ
せる。この変化させるフレーム長及びフェードイン・フ
ェードアウト時間は予め予備実験を行い、最も歪み・雑
音が少なくなるよう調整を行った値を用いる。この値は
係数メモリ１９に予め格納されており、信号周波数成分
検出手段１５の制御信号に基づいて、出力信号長調整手
段１６に転送される。出力信号長調整手段１６ではこの
値に応じて、クロスフェードのフェードイン・フェード
アウト時間の調整を行って、信号長の調整を行う。クロ
スフェードのフェードイン・フェードアウト時間を調整
した例を図１７に示す。

【０１３６】本実施の形態のシミュレーション結果を図
２４に示す。シミュレーションの条件は、音程変換装置
の入力信号は5kHz正弦波、Ａ／Ｄ変換器２のサンプリン
グ周波数は44.1kHz、１７個のデータに１個データを増
やす、つまり出力周波数は 5*17/18=4.72 kHzである。
本実施の形態では代表値として5kHzを選ぶこととする。
図２４中の実線が本発明による音程変換装置の周波数特
性例で、破線は、同様の入力信号の場合の従来装置の周
波数特性例である。図２４より、本実施の形態による音
程変換装置は、従来のものより帯域内雑音が減少してい
ることが分かる。これにより信号歪み及び帯域内雑音が
低減できる。

【０１３７】以上、音程変換部出力信号長（ｎ＋１）
を、入力信号長ｎと等しくする手法について説明した
が、音程変換部出力信号長（ｎ−１）を入力信号長ｎに
する手法についても同様に、従来の図３１の出力信号長
調整手法と本構成法を用いることにより実現できる。

【０１３８】以上の結果より、本実施の形態による出力
信号長調整手段１６を用いた音程変換装置を用いること
により、従来装置より、高調波成分及び帯域内雑音を抑
えることができ、歪が少ない音程変換を実現することが
できる。

【０１３９】以上のように、本発明の音程変換装置は、
信号のデータ長を変化させる場合に、信号を滑らかにつ
なぐような補間を用いることにより、歪の少ない音程変
換装置を実現することが可能である。また、上記手法の
音程変換時にオーバーサンプリングを用い、見かけ上、
入力信号の周波数を下げることにより、更にＳ／Ｎ比の
優れた音程変換装置を実現することが可能となる。ま
た、上記手法の音程変換時において、出力信号長を調整
する場合、入力及び音程変換部出力信号によって、信号
長調整フレーム長及び、クロスフェードのフェードイン
・フェードアウト時間を調整することにより、Ｓ／Ｎ比
の優れた音程変換装置を実現することが可能である。

【０１４０】

【発明の効果】以上述べたところから明らかなように本
発明は、音程入力手段に入力された目標音程に基づき、
補間係数を出力する補間係数制御手段と、目標音程の音
程に音程変換するように、入力ディジタル信号のデータ
長を調整するデータ長調整手段と、そのデータ長調整手
段の出力を、補間係数制御手段から出力される補間係数
で補間する補間演算手段とを備えている場合は、歪みを
少なくできるという長所を有する。

【０１４１】また、上記の音程変換時にオーバーサンプ
リングを用い、見かけ上、入力信号の周波数を下げるこ
とにより、更にＳ／Ｎ比の優れた出力信号が得られると
いう利点がある。

【０１４２】また、入力ディジタル信号の周波数成分を
検出する信号周波数成分検出手段と、音程変換手段の出
力の信号長を入力ディジタル信号の信号長になるよう
に、検出された周波数成分に応じて、少なくとも最も歪
及び雑音が少なくなるようなクロスフェード処理を行う
出力信号長調整手段とを備えている場合は、周期的な雑
音、信号歪みを低減でき、Ｓ／Ｎ比を改善できるという
利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の音程変換装置のブ
ロック図である。

【図２】本発明の第１の実施の形態の音程変換部の構成
を示すブロック図である。

【図３】本発明の第１の実施の形態における音程変換手
法を説明するための図である。

【図４】本発明の第１の実施の形態の音程変換装置と従
来の装置の、シミュレーションにおける、音程変換出力
の周波数特性例を示す図である。

【図５】本発明の第１の実施の形態の音程変換装置と従
来の装置の、実際の回路構成における、音程変換出力の
周波数特性例を示す図である。

【図６】本発明の第２の実施の形態の音程変換部の構成
を示すブロック図である。

【図７】本発明の第２の実施の形態における音程変換手
法を示す図である。

【図８】本発明の第２の実施の形態の音程変換装置と従
来の装置の、シミュレーションにおける、音程変換出力
の周波数特性例を示す図である。

【図９】本発明の第２の実施の形態の音程変換装置と従
来の装置の、実際の回路構成における、音程変換出力の
周波数特性例を示す図である。

【図１０】本発明の第３の実施の形態における音程変換
装置のブロック図である。

【図１１】本発明の第３の実施の形態の音程変換部の構
成を示すブロック図である。

【図１２】本発明の第３の実施の形態の音程変換装置と
第１の実施の形態の音程変換装置の、シミュレーション
における、音程変換出力の周波数特性例を示す図であ
る。

【図１３】本発明の第３の実施の形態の音程変換装置と
第１の実施の形態の音程変換装置の、実際の回路構成に
おける、音程変換出力の周波数特性例を示す図である。

【図１４】本発明の第４の実施の形態の音程変換部の構
成を示すブロック図である。

【図１５】本発明の第４の実施の形態の音程変換装置と
第２の実施の形態の音程変換装置の、シミュレーション
における、音程変換出力の周波数特性例を示す図であ
る。

【図１６】本発明の第４の実施の形態の音程変換装置と
第２の実施の形態の音程変換装置の、実際の回路構成に
おける、音程変換出力の周波数特性例を示す図である。

【図１７】出力信号長をｎ／（ｎ＋１）倍する出力信号
長調整手法で、クロスフェードのフェードインフェード
アウト時間を調整した例を示す図である。

【図１８】本発明の第５の実施の形態の構成を示すブロ
ック図である。

【図１９】本発明の第５、第６及び第７の実施の形態の
出力信号長調整手段の構成を示すブロック図である。

【図２０】本発明の第５の実施の形態の音程変換装置と
従来の音程変換装置の、シミュレーションにおける、出
力信号の周波数特性例を示す図である。

【図２１】本発明の第６の実施の形態の構成を示すブロ
ック図である。

【図２２】本発明の第６の実施の形態の音程変換装置と
従来の音程変換装置の、シミュレーションにおける、出
力信号の周波数特性例を示す図である。

【図２３】本発明の第７の実施の形態の構成を示すブロ
ック図である。

【図２４】本発明の第７の実施の形態の音程変換装置と
従来の音程変換装置の、シミュレーションにおける、出
力信号の周波数特性例を示す図である。

【図２５】従来の音程変換装置のブロック図である。

【図２６】従来の音程変換装置の音程変換部の構成を示
すブロック図である。

【図２７】従来の音程変換装置における音程変換手法を
示す図である。

【図２８】従来の音程変換装置の入力と出力の周波数特
性例を示す図である。

【図２９】入力信号長と出力信号長を等しくする出力信
号長調整手段を備えた従来の音程変換装置のブロック図
である。

【図３０】従来の出力信号長をｎ／（ｎ＋１）倍する出
力信号長調整手法を示す図である。

【図３１】従来の出力信号長をｎ／（ｎ−１）倍する出
力信号長調整手法を示す図である。

【符号の説明】

１入力信号２Ａ／Ｄ変換器３音程変換手段４音程入力手段５Ｄ／Ａ変換器６出力信号７第１のフィルタ手段８オーバーサンプリング手段９第２のフィルタ手段１０ダウンサンプリング手段１１データ長調整手段１２補間係数演算手段１４補間係数制御手段１５信号周波数成分検出手段１６出力信号長調整手段１８音程変換部１９係数メモリ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル信号を入力する信号入力手段
と、その入力ディジタル信号に対する音程変換時の目標
音程を入力する音程入力手段と、その入力された目標音
程に基づき、補間係数を出力する補間係数制御手段と、
前記入力ディジタル信号を、前記入力された目標音程の
音程に音程変換するように、前記入力ディジタル信号の
データ長を調整するデータ長調整手段と、そのデータ長
調整手段の出力を、前記補間係数制御手段から出力され
る補間係数で補間する補間演算手段と、その補間された
信号を出力する信号出力手段とを備えたことを特徴とす
る音程変換装置。
【請求項２】ディジタル信号を入力する信号入力手段
と、その入力ディジタル信号に対する音程変換時の目標
音程を入力する音程入力手段と、その入力された目標音
程に基づき、補間係数を出力する補間係数制御手段と、
前記入力ディジタル信号を、前記補間係数制御手段から
出力される補間係数で補間する補間演算手段と、その補
間演算手段の出力を、前記入力された目標音程の音程に
音程変換するように、前記補間演算手段の出力のデータ
長を調整するデータ長調整手段と、そのデータ長調整手
段の出力信号を出力する信号出力手段とを備えたことを
特徴とする音程変換装置。
【請求項３】補間係数は、前記目標音程に対応した音
程変換比率であることを特徴とする請求項１、又は２記
載の音程変換装置。
【請求項４】信号入力手段は、前記入力ディジタル信
号をオーバーサンプリングするオーバーサンプリング手
段と、そのオーバーサンプリング手段の出力のうち前記
入力ディジタル信号におけるサンプリング周波数の半分
の周波数より低い周波数を通過させる低域通過特性を有
する第１のフィルタ手段とを有し、前記信号出力手段
は、その信号出力手段に入力される信号のうち前記入力
ディジタル信号におけるサンプリング周波数の半分の周
波数より低い周波数を通過させる低域通過特性を有する
第２のフィルタ手段と、その第２のフィルタ手段からの
出力信号をダウンサンプリングするダウンサンプリング
手段とを有することを特徴とする請求項１、２、又は３
記載の音程変換装置。
【請求項５】データ長調整手段は、入力されるデータ
に対して、出力データ長を短くするように、前記音程入
力手段に入力された目標音程によって決定される個数の
データにつき１個のデータを出力しないように処理を行
うことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の音
程変換装置。
【請求項６】データ長調整手段は、入力されるデータ
に対して、出力データ長を長くするように、前記音程入
力手段に入力された目標音程によって決定される個数の
データにつき１個のデータを補充するように処理を行う
ことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の音程
変換装置。
【請求項７】入力ディジタル信号に対する音程変換時
の目標音程を入力する音程入力手段と、その入力された
目標音程に基づき、前記入力ディジタル信号に対して音
程変換を行う音程変換手段と、前記入力ディジタル信号
の周波数成分を検出する信号周波数成分検出手段と、前
記音程変換手段の出力の信号長を前記入力ディジタル信
号の信号長になるように、前記検出された周波数成分に
応じて、少なくとも最も歪及び雑音が少なくなるような
クロスフェード処理を行う出力信号長調整手段とを備え
たことを特徴とする音程変換装置。
【請求項８】入力ディジタル信号に対する音程変換時
の目標音程を入力する音程入力手段と、その入力された
目標音程に基づき、前記入力ディジタル信号に対して音
程変換を行う音程変換手段と、その音程変換手段の出力
の信号長を前記入力ディジタル信号の信号長になるよう
にクロスフェード処理を行う出力信号長調整手段と、そ
の出力信号長調整手段の出力の周波数成分を検出する信
号周波数成分検出手段とを備え、前記出力信号長調整手
段は、前記信号周波数成分検出手段により検出された周
波数成分に応じて、少なくとも最も歪及び雑音が少なく
なるような前記クロスフェード処理を行うことを特徴と
する音程変換装置。
【請求項９】入力ディジタル信号に対する音程変換時
の目標音程を入力する音程入力手段と、その入力された
目標音程に基づき、前記入力ディジタル信号に対して音
程変換を行う音程変換手段と、その音程変換手段の出力
の信号長を前記入力ディジタル信号の信号長になるよう
にクロスフェード処理を行う出力信号長調整手段と、そ
の出力信号長調整手段の出力の周波数成分及び前記入力
ディジタル信号の周波数成分を検出する信号周波数成分
検出手段とを備え、前記出力信号長調整手段は、前記信
号周波数成分検出手段により検出された周波数成分に応
じて、少なくとも最も歪及び雑音が少なくなるような前
記クロスフェード処理を行うことを特徴とする音程変換
装置。
【請求項１０】入力ディジタル信号の周波数成分に対
応して、前記クロスフェード処理における、最も歪、雑
音が少なくなるような所定の条件データを格納するメモ
リを備え、前記出力信号長調整手段は、前記信号周波数
成分検出手段により検出された周波数成分に基づき、前
記メモリに格納された条件データを利用して前記クロス
フェード処理を行うことを特徴とする請求項７、８、又
は９記載の音程変換装置。