JPH0818565B2 - 電流制御装置、電流制御方法及び電動式パワーステアリング装置 - Google Patents
電流制御装置、電流制御方法及び電動式パワーステアリング装置Info
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- JPH0818565B2 JPH0818565B2 JP30861688A JP30861688A JPH0818565B2 JP H0818565 B2 JPH0818565 B2 JP H0818565B2 JP 30861688 A JP30861688 A JP 30861688A JP 30861688 A JP30861688 A JP 30861688A JP H0818565 B2 JPH0818565 B2 JP H0818565B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電動機を駆動するPWM変換器の電流制御装置
に係り、特に、自動車のハンドル操作を電動機で補助す
る電動式パワーステアリング装置のように、高速に応答
し、しかも脈動の少ない電流制御を必要とする装置に用
いて好適なディジタル制御方式の電流制御装置及び電流
制御方法、並びにその電流制御装置を備えた電動式パワ
ーステアリング装置に関する。
に係り、特に、自動車のハンドル操作を電動機で補助す
る電動式パワーステアリング装置のように、高速に応答
し、しかも脈動の少ない電流制御を必要とする装置に用
いて好適なディジタル制御方式の電流制御装置及び電流
制御方法、並びにその電流制御装置を備えた電動式パワ
ーステアリング装置に関する。
一般に、PWM変換器のように直流電圧をスイッチング
制御することにより電動機を駆動する装置においては、
電動機を流れる電流はスイッチング動作により脈動を生
じるので、特開昭61−184171号に記載のようにローパス
フィルタにより脈動成分を取除く方法が知られている。
しかしながら、ローパスフィルタを用いると検出の遅れ
が生じるため、電流制御系の応答を上げることができな
い。
制御することにより電動機を駆動する装置においては、
電動機を流れる電流はスイッチング動作により脈動を生
じるので、特開昭61−184171号に記載のようにローパス
フィルタにより脈動成分を取除く方法が知られている。
しかしながら、ローパスフィルタを用いると検出の遅れ
が生じるため、電流制御系の応答を上げることができな
い。
一方、従来、電流検出の遅れを生じるローパスフィル
タを用いることなく、脈動成分を取除いた電流を得る方
法として、例えば、特開昭58−198165号、特開昭61−10
9469号、特願昭61−222163号に記載のように、スイッチ
ング動作の基準となる搬送波信号に同期したタイミング
でPWM変換器の電流を検出する方法がある。この方法に
より、脈動する電流の瞬時値がほぼ電流の平均値となる
時点で電流検出ができるため、ローパスフィルタを用い
ることなく、脈動成分のない電流を瞬時に得られ、電流
制御の応答を上げることができる。
タを用いることなく、脈動成分を取除いた電流を得る方
法として、例えば、特開昭58−198165号、特開昭61−10
9469号、特願昭61−222163号に記載のように、スイッチ
ング動作の基準となる搬送波信号に同期したタイミング
でPWM変換器の電流を検出する方法がある。この方法に
より、脈動する電流の瞬時値がほぼ電流の平均値となる
時点で電流検出ができるため、ローパスフィルタを用い
ることなく、脈動成分のない電流を瞬時に得られ、電流
制御の応答を上げることができる。
なお、これらの公知例は搬送波信号に発生する搬送波
発生回路はアナログ回路を念頭においているので、搬送
波信号はいずれの場合も三角波状の波形である。そのた
め、電流検出のタイミングは搬送波信号を直接用い、そ
の最大値あるいは最小値に同期させればよい。
発生回路はアナログ回路を念頭においているので、搬送
波信号はいずれの場合も三角波状の波形である。そのた
め、電流検出のタイミングは搬送波信号を直接用い、そ
の最大値あるいは最小値に同期させればよい。
しかしながら、ディジタル回路を用いて搬送波発生回
路を構成する場合、アップダウンカウンタを用いなけれ
ばならない三角波状の搬送波信号よりもアップカウンタ
で構成できる鋸歯状の搬送波信号の方がゲート数が少な
く、回路が簡単になる。特に、ワンチップマイクロコン
ピュータではゲート数を少なくしなければならないの
で、PWM発生用の搬送波信号を鋸歯状の波形一般的であ
る。例えば、インテル社（米国）製のワンチップマイク
ロコンピュータ8096日立製作所のワンチップマイクロコ
ンピュータH8/532などが挙げられる。
路を構成する場合、アップダウンカウンタを用いなけれ
ばならない三角波状の搬送波信号よりもアップカウンタ
で構成できる鋸歯状の搬送波信号の方がゲート数が少な
く、回路が簡単になる。特に、ワンチップマイクロコン
ピュータではゲート数を少なくしなければならないの
で、PWM発生用の搬送波信号を鋸歯状の波形一般的であ
る。例えば、インテル社（米国）製のワンチップマイク
ロコンピュータ8096日立製作所のワンチップマイクロコ
ンピュータH8/532などが挙げられる。
このようなディジタル回路を用いた場合、搬送波だけ
に同期したタイミングで電流を検出しても、電流の平均
値を得ることはできない。即ち、上記従来技術は鋸歯状
の搬送波信号を用いるときの考慮がされていない。
に同期したタイミングで電流を検出しても、電流の平均
値を得ることはできない。即ち、上記従来技術は鋸歯状
の搬送波信号を用いるときの考慮がされていない。
そこで、本発明の目的は、ディジタル回路に適した鋸
歯状の搬送波信号を用いたPWM変換器において、脈動す
る電流の中から平均値とほぼ一致する電流の瞬時値を検
出し、電流制御系の応答性を高めることのできる電流制
御装置及び方法を提供することである。
歯状の搬送波信号を用いたPWM変換器において、脈動す
る電流の中から平均値とほぼ一致する電流の瞬時値を検
出し、電流制御系の応答性を高めることのできる電流制
御装置及び方法を提供することである。
また、高速のトルク制御を必要とする電動式パワース
テアリング装置では、従来、電流制御系の応答性が遅い
ため、特公昭63−19386号記載のように、操舵トルクの
微分ゲインを大きくして電流制御系の遅れを補償する方
法や、特開昭61−184171号記載のように、電流検出値は
フィードバック制御に用いず過電流補償用に用いる方法
がとられている。しかしながら、前者は微分ゲインを大
きくするため、ノイズの少ないトルク検出器を使用しな
ければならず、後者は電流が制御的には開ループになる
ため、電動機の逆起電力やパワメータ変動に対する補償
ができないという問題点があった。
テアリング装置では、従来、電流制御系の応答性が遅い
ため、特公昭63−19386号記載のように、操舵トルクの
微分ゲインを大きくして電流制御系の遅れを補償する方
法や、特開昭61−184171号記載のように、電流検出値は
フィードバック制御に用いず過電流補償用に用いる方法
がとられている。しかしながら、前者は微分ゲインを大
きくするため、ノイズの少ないトルク検出器を使用しな
ければならず、後者は電流が制御的には開ループになる
ため、電動機の逆起電力やパワメータ変動に対する補償
ができないという問題点があった。
そこで、本発明の第２の目的は、電流制御系の応答性
を高め、操舵トルクの微分ゲインを小さくすることので
きる電動式パワーステアリング装置を提供することであ
る。
を高め、操舵トルクの微分ゲインを小さくすることので
きる電動式パワーステアリング装置を提供することであ
る。
上記の２つの目的は、いずれも、PWM変換器を駆動す
るための第１のPWM発生回路の他に、電圧指令値から該
電圧指令値の関数として、フィードバック電流の瞬時値
がその平均値とほぼ一致するタイミングを決定するため
の電流検出用電圧値を演算する手段と、鋸歯状の搬送波
信号と電流検出用電圧値とを比較して第２のPWM信号を
得る第２のPWM発生回路とを設け、電流検出回路を、こ
の第２のPWM信号に同期したタイミングで電流を検出す
るように構成することにより達成される。
るための第１のPWM発生回路の他に、電圧指令値から該
電圧指令値の関数として、フィードバック電流の瞬時値
がその平均値とほぼ一致するタイミングを決定するため
の電流検出用電圧値を演算する手段と、鋸歯状の搬送波
信号と電流検出用電圧値とを比較して第２のPWM信号を
得る第２のPWM発生回路とを設け、電流検出回路を、こ
の第２のPWM信号に同期したタイミングで電流を検出す
るように構成することにより達成される。
また、上記２つの目的は、電圧指令値から、この電圧
指令値の1/2の値をとる演算と、該電圧指令値と搬送波
信号の最大値との平均値をとる演算の少なくとも一方の
演算を行い、少なくとも１つの電流検出用電圧値を得る
第１の手段と、搬送波信号と電流検出用電圧値とを比較
して電流検出用パルス信号を得る第２の手段とを設け、
電流検出回路を、電流検出用パルス信号に同期したタイ
ミングで電流を検出するように構成することによって達
成される。
指令値の1/2の値をとる演算と、該電圧指令値と搬送波
信号の最大値との平均値をとる演算の少なくとも一方の
演算を行い、少なくとも１つの電流検出用電圧値を得る
第１の手段と、搬送波信号と電流検出用電圧値とを比較
して電流検出用パルス信号を得る第２の手段とを設け、
電流検出回路を、電流検出用パルス信号に同期したタイ
ミングで電流を検出するように構成することによって達
成される。
このように構成された本発明において、第１のPWM発
生回路では、電圧指令値と鋸歯状の搬送波信号を比較
し、電圧指令値が搬送波信号以上のときにはPWM信号
（第１のPWM信号）をオンし、それ以外のときにはPWM信
号をオフするように動作する。このPWM信号によりPWM変
換器ではスイッチング動作が行われ、それに応じてPWM
変換器を流れる電流は脈動する。即ち、PWM信号がオン
のとき、電流は徐々に大きくなっていく。また、第２の
PWM発生回路は、上記の電圧指令値から該電圧指令値の
関数として、フィードバック電流の瞬時値がその平均値
とほぼ一致するタイミングを決定するために演算された
電流検出用電圧値と上記鋸歯状の搬送波信号とを比較し
て、この電流検出用電圧値が搬送波信号以上のときには
PWM信号（第２のPWM信号）をオンにし、それ以下のとき
にはPWM信号をオフするように動作する。ここで、この
第２のPWM信号がオンからオフに立ち下がるタイミング
は、前記電流検出用電圧値を電圧指令値の1/2の値とし
た場合には、上記徐々に大きくなる電流の瞬時値がその
平均値とほぼ一致するときに同期する。従って、このPW
M信号がオンからオフに立ち下る時点で電流検出を行う
ことにより、電流はほぼ平均値で、しかも脈動のないも
のを瞬時に得ることができ、電流制御系の応答性を高め
ることができる。
生回路では、電圧指令値と鋸歯状の搬送波信号を比較
し、電圧指令値が搬送波信号以上のときにはPWM信号
（第１のPWM信号）をオンし、それ以外のときにはPWM信
号をオフするように動作する。このPWM信号によりPWM変
換器ではスイッチング動作が行われ、それに応じてPWM
変換器を流れる電流は脈動する。即ち、PWM信号がオン
のとき、電流は徐々に大きくなっていく。また、第２の
PWM発生回路は、上記の電圧指令値から該電圧指令値の
関数として、フィードバック電流の瞬時値がその平均値
とほぼ一致するタイミングを決定するために演算された
電流検出用電圧値と上記鋸歯状の搬送波信号とを比較し
て、この電流検出用電圧値が搬送波信号以上のときには
PWM信号（第２のPWM信号）をオンにし、それ以下のとき
にはPWM信号をオフするように動作する。ここで、この
第２のPWM信号がオンからオフに立ち下がるタイミング
は、前記電流検出用電圧値を電圧指令値の1/2の値とし
た場合には、上記徐々に大きくなる電流の瞬時値がその
平均値とほぼ一致するときに同期する。従って、このPW
M信号がオンからオフに立ち下る時点で電流検出を行う
ことにより、電流はほぼ平均値で、しかも脈動のないも
のを瞬時に得ることができ、電流制御系の応答性を高め
ることができる。
ところで、電動機を流れる電流は、第１のPWM信号が
オンのとき徐々に大きくなるが、オフのときに徐々に小
さくなる。従って、その電流の瞬時値がその平均値とほ
ぼ一致するのは、第１のPWM信号のオン期間中だけでな
く、オフ期間中にもある。そこで、電流検出のタイミン
グを決める電流検出用電圧値としては、電圧指令値以上
の値である該電圧指令値と搬送波信号の最大値との平均
値を演算してもよく、この場合には、第２のPWM発生回
路で得られる第２のPWM信号がオンからオフに立ち下が
るタイミングは、上記徐々に小さくなる電流の瞬時値が
その平均値とほぼ一致するときに同期する。従って、こ
の場合も、このPWM信号がオンからオフに立ち下る時点
で電流検出を行うことにより、電流はほぼ平均値で、し
かも脈動のないものを瞬時に得ることができる。また、
このようにすることにより、電圧指令値が零あるいは逆
方向になって、第１のPWM信号のオフ期間が続く場合に
も、電流を検出して制御できる。
オンのとき徐々に大きくなるが、オフのときに徐々に小
さくなる。従って、その電流の瞬時値がその平均値とほ
ぼ一致するのは、第１のPWM信号のオン期間中だけでな
く、オフ期間中にもある。そこで、電流検出のタイミン
グを決める電流検出用電圧値としては、電圧指令値以上
の値である該電圧指令値と搬送波信号の最大値との平均
値を演算してもよく、この場合には、第２のPWM発生回
路で得られる第２のPWM信号がオンからオフに立ち下が
るタイミングは、上記徐々に小さくなる電流の瞬時値が
その平均値とほぼ一致するときに同期する。従って、こ
の場合も、このPWM信号がオンからオフに立ち下る時点
で電流検出を行うことにより、電流はほぼ平均値で、し
かも脈動のないものを瞬時に得ることができる。また、
このようにすることにより、電圧指令値が零あるいは逆
方向になって、第１のPWM信号のオフ期間が続く場合に
も、電流を検出して制御できる。
なお、以上は、第１のPWM信号のオン期間とオフ期間
のいずれか一方で電流を検出する場合についてである
が、第１のPWM信号のオン期間とオフ期間の両方で電流
を検出してもよく、この場合には、より高応答の電流制
御を行うことができる。
のいずれか一方で電流を検出する場合についてである
が、第１のPWM信号のオン期間とオフ期間の両方で電流
を検出してもよく、この場合には、より高応答の電流制
御を行うことができる。
また、以上では、電流検出のタイミングを指示するの
にPWM信号を用いたが、電流検出用電圧値が搬送波信号
以下になる時点を指示できればよいので、その時点に同
期してオン又はオフする他のパルス信号を得るようにし
てもよい。
にPWM信号を用いたが、電流検出用電圧値が搬送波信号
以下になる時点を指示できればよいので、その時点に同
期してオン又はオフする他のパルス信号を得るようにし
てもよい。
以下、本発明の一実施例を第１図及び第２図により説
明する。
明する。
第１図は電動式パワーステアリング装置に適用したと
きの本発明の一実施例である。運転者がハンドル１を操
舵すると、ハンドル軸２に取付けたトルク検出器３によ
り操舵トルクτ及び操舵角θが検出される。また、タイ
ヤ4aに取り付けられた車速センサ５から車速ｖが検出さ
れる。これらの検出された操舵トルクτ、操舵角θ、車
速ｖはディジタル制御回路６に入力され、最適な補助力
を発生するための駆動用PWM信号Pa,Pb,Pc,Pdを演算する
のに用いられる。次に、PWMブリッジ回路７は駆動用PWM
信号Pa,Pb,Pc,Pdによりバッテリー８の電圧ＶBをスイッ
チングして、電動機電圧ＶMを供給する。この電動機電
圧ＶMにより電動機９は駆動され、電動機電流iMが流れ
る。この電動機電流iMにより電動機９からトルクが発生
し、ステアリング機構部材10a,10bを通してタイヤ4a,4b
を転向する補助力を発生している。これにより、運転者
が操舵するハンドル操舵力が小さくてもタイヤ4a,4bを
容易に転向することができる。
きの本発明の一実施例である。運転者がハンドル１を操
舵すると、ハンドル軸２に取付けたトルク検出器３によ
り操舵トルクτ及び操舵角θが検出される。また、タイ
ヤ4aに取り付けられた車速センサ５から車速ｖが検出さ
れる。これらの検出された操舵トルクτ、操舵角θ、車
速ｖはディジタル制御回路６に入力され、最適な補助力
を発生するための駆動用PWM信号Pa,Pb,Pc,Pdを演算する
のに用いられる。次に、PWMブリッジ回路７は駆動用PWM
信号Pa,Pb,Pc,Pdによりバッテリー８の電圧ＶBをスイッ
チングして、電動機電圧ＶMを供給する。この電動機電
圧ＶMにより電動機９は駆動され、電動機電流iMが流れ
る。この電動機電流iMにより電動機９からトルクが発生
し、ステアリング機構部材10a,10bを通してタイヤ4a,4b
を転向する補助力を発生している。これにより、運転者
が操舵するハンドル操舵力が小さくてもタイヤ4a,4bを
容易に転向することができる。
ここで、電流制御系について詳細に説明する。まず、
電動機電流iMを検出する方法として、第１図では、PWM
ブリッジ回路７のスイッチング素子11a,11b,11c,11dと
しては、通常のFET（電界効果トランジスタ）11a,11bと
電流検出端子付FET11c,11dを用いている。この電流検出
端子付FET11c,11dはオンしているときには、いずれも電
動機電流iMと同じ電流が流れてるので、そのときの電流
検出端子の電圧ｖic,vidを計測すれば電動機電流iMを検
出できる。そこで、電流検出端子の電圧ｖic,vidをディ
ジタル制御回路６に入力している。
電動機電流iMを検出する方法として、第１図では、PWM
ブリッジ回路７のスイッチング素子11a,11b,11c,11dと
しては、通常のFET（電界効果トランジスタ）11a,11bと
電流検出端子付FET11c,11dを用いている。この電流検出
端子付FET11c,11dはオンしているときには、いずれも電
動機電流iMと同じ電流が流れてるので、そのときの電流
検出端子の電圧ｖic,vidを計測すれば電動機電流iMを検
出できる。そこで、電流検出端子の電圧ｖic,vidをディ
ジタル制御回路６に入力している。
次に、ディジタル制御回路６の内部について説明す
る。操舵トルクτ、操舵角θ、車速ｖを入力とする電流
指令回路12では、これらの入力値に応じて最適な補助ト
ルクを与えるための電流指令値iRが演算され、減算回路
13に出力される。この減算回路13では、電流指令値iRと
後で述べる電流フィードバック値ｉfとの偏差ｉεを計
算する。この偏差ｉεは電圧指令回路14に入力され、電
圧指令値vRが演算される。また、搬送波発生回路15はア
ップカウンタで構成し、鋸歯状の搬送波信号ｖcを発生
する。電圧指令値vRと鋸歯状の搬送波信号vCを入力する
第１のPWM発生回路16では、この両者を比較し、vR≧vC
のとき制御用PWM信号P1をオン、vR＜vCのとき制御用PWM
信号P1をオフするようになっている。
る。操舵トルクτ、操舵角θ、車速ｖを入力とする電流
指令回路12では、これらの入力値に応じて最適な補助ト
ルクを与えるための電流指令値iRが演算され、減算回路
13に出力される。この減算回路13では、電流指令値iRと
後で述べる電流フィードバック値ｉfとの偏差ｉεを計
算する。この偏差ｉεは電圧指令回路14に入力され、電
圧指令値vRが演算される。また、搬送波発生回路15はア
ップカウンタで構成し、鋸歯状の搬送波信号ｖcを発生
する。電圧指令値vRと鋸歯状の搬送波信号vCを入力する
第１のPWM発生回路16では、この両者を比較し、vR≧vC
のとき制御用PWM信号P1をオン、vR＜vCのとき制御用PWM
信号P1をオフするようになっている。
このタイムチャートを第２図に示す。例えば、時刻t1
において搬送波信号vCは０になるため、制御用PWM信号P
1はオンし、vR＝vCとなる時刻t3を過ぎるとP1をオフす
る。
において搬送波信号vCは０になるため、制御用PWM信号P
1はオンし、vR＝vCとなる時刻t3を過ぎるとP1をオフす
る。
このような制御用PWM信号P1はPWM切換回路17に入力さ
れる。このPWM切換回路17では、電流指令回路12から出
力される左右切換信号ＳCに対応する方向の電動機電流i
Mが流れるよう駆動用PWM信号Pa,Pb,Pc,Pdを切換える。
即ち、左右切換信号ＳCに応じて、Pa,PdかPb,Pcのいず
れか一組のPWM信号が制御用PWM信号P1により動作する。
れる。このPWM切換回路17では、電流指令回路12から出
力される左右切換信号ＳCに対応する方向の電動機電流i
Mが流れるよう駆動用PWM信号Pa,Pb,Pc,Pdを切換える。
即ち、左右切換信号ＳCに応じて、Pa,PdかPb,Pcのいず
れか一組のPWM信号が制御用PWM信号P1により動作する。
次に、本実施例の特徴である電流の検出方法について
詳細に述べる。PWM変換器７から得られる電流検出端子
の電圧ｖic,vidを入力する電流検出切換回路18では、左
右切換信号ＳCにより電流検出端子付きFETのうち、オン
している方のFETの電流検出端子の電圧が選択され、検
出電流ｉdとして出力される。また、比例回路19は電圧
指令値vRから該電圧指令値vRの関数として、フィードバ
ック電流ｉfの瞬時値がその平均値とほぼ一致するタイ
ミングを決定する、ここでは電圧指令値vRを1/2するた
めに用いられ、電流検出用電圧ｖdを出力する。次に、
第２のPWM発生回路20では、電流検出用電圧ｖdが鋸歯状
の搬送波信号vC以上のときには電流検出用PWM信号P2を
オンし、ｖd＜ｖcのときにはP2をオフするように動作す
る。
詳細に述べる。PWM変換器７から得られる電流検出端子
の電圧ｖic,vidを入力する電流検出切換回路18では、左
右切換信号ＳCにより電流検出端子付きFETのうち、オン
している方のFETの電流検出端子の電圧が選択され、検
出電流ｉdとして出力される。また、比例回路19は電圧
指令値vRから該電圧指令値vRの関数として、フィードバ
ック電流ｉfの瞬時値がその平均値とほぼ一致するタイ
ミングを決定する、ここでは電圧指令値vRを1/2するた
めに用いられ、電流検出用電圧ｖdを出力する。次に、
第２のPWM発生回路20では、電流検出用電圧ｖdが鋸歯状
の搬送波信号vC以上のときには電流検出用PWM信号P2を
オンし、ｖd＜ｖcのときにはP2をオフするように動作す
る。
第２図にその様子を示す。例えば、時刻t1から時刻t2
までがオンで、時刻t2から時刻t4までがオフとなる。そ
して、電流検出用PWM信号P2がオンからオフになるタイ
ミングで検出電流ｉdの値を保持するのが、サンプルホ
ールド回路21である。この値はA/D変換器22によりディ
ジタル値である電流フィードバック値ｉfとしてフィー
ドバックされる。
までがオンで、時刻t2から時刻t4までがオフとなる。そ
して、電流検出用PWM信号P2がオンからオフになるタイ
ミングで検出電流ｉdの値を保持するのが、サンプルホ
ールド回路21である。この値はA/D変換器22によりディ
ジタル値である電流フィードバック値ｉfとしてフィー
ドバックされる。
このようにすると、第２図からも分かるように、脈動
する検出電流ｉdから電動機電流iMの平均値にほぼ一致
する電流フィードバック値ｉfを、鋸歯状の搬送波vCと
電圧指令値vRとを用いて瞬時に得ることができる。この
脈動のない電流フィードバック値ｉfを用いれば、ロー
パスフィルタを用いる必要がないので、電流制御系の応
答性を高めることができる。従って、操舵トルクの微分
ゲインが小さくても操舵フィーリングのよい電動式パワ
ーステアリング装置を構成することができる。
する検出電流ｉdから電動機電流iMの平均値にほぼ一致
する電流フィードバック値ｉfを、鋸歯状の搬送波vCと
電圧指令値vRとを用いて瞬時に得ることができる。この
脈動のない電流フィードバック値ｉfを用いれば、ロー
パスフィルタを用いる必要がないので、電流制御系の応
答性を高めることができる。従って、操舵トルクの微分
ゲインが小さくても操舵フィーリングのよい電動式パワ
ーステアリング装置を構成することができる。
第３図はPWM発生装置及びA/D変換器を内蔵するワンチ
ップマイクロコンピュータを用いたときの第１図と異な
る他の実施例である。
ップマイクロコンピュータを用いたときの第１図と異な
る他の実施例である。
第３図の実施例が第１図の実施例と異なる点はディジ
タル制御回路６の内部にワンチップマイクロコンピュー
タ23を用いていることであり、これについて詳細に説明
する。
タル制御回路６の内部にワンチップマイクロコンピュー
タ23を用いていることであり、これについて詳細に説明
する。
ワンチップマイクロコンピュータ23は主演算ユニット
24、PWM発生回路25a,25b,25c,A/D変換器26から構成され
ている。まず、主演算ユニット24における制御演算とし
ては制御サンプリング時間毎に、第４図の流れ図に示す
ような演算が行われる。このサブルーチンが開始される
と、ステップ101において操舵トルクτ、操舵角θ、車
速ｖが入力される。次に、ステップ102ではこれらの入
力された値により電流指令値iRが演算される。ステップ
103は後述する電流フィードバック値ｉfと電流指令値iR
から電圧指令値vRを演算するものである。そして、ステ
ップ104においては電流指令値iRの方向に応じて、PWM信
号を出すべき方向の電圧指令値vRaあるいはvRbを出力す
る。このステップは第１図のPWM切換回路17の動作に相
当するものである。更に、ステップ105では、電流検出
用PWM信号P2を出すための電流検出用電圧ｖdを演算す
る。基本的には第１図と同様に、 ｖd＝vR/d （１） とすればよいが、本実施例ではワンチップマイクロコン
ピュータ23の割込み機能を用いているため、次式を用い
る。
24、PWM発生回路25a,25b,25c,A/D変換器26から構成され
ている。まず、主演算ユニット24における制御演算とし
ては制御サンプリング時間毎に、第４図の流れ図に示す
ような演算が行われる。このサブルーチンが開始される
と、ステップ101において操舵トルクτ、操舵角θ、車
速ｖが入力される。次に、ステップ102ではこれらの入
力された値により電流指令値iRが演算される。ステップ
103は後述する電流フィードバック値ｉfと電流指令値iR
から電圧指令値vRを演算するものである。そして、ステ
ップ104においては電流指令値iRの方向に応じて、PWM信
号を出すべき方向の電圧指令値vRaあるいはvRbを出力す
る。このステップは第１図のPWM切換回路17の動作に相
当するものである。更に、ステップ105では、電流検出
用PWM信号P2を出すための電流検出用電圧ｖdを演算す
る。基本的には第１図と同様に、 ｖd＝vR/d （１） とすればよいが、本実施例ではワンチップマイクロコン
ピュータ23の割込み機能を用いているため、次式を用い
る。
ｖd＝vR/2−ｖt （２） ここで、ｖtは、割込み信号が起動してから実際にA/D
変換が開始されるまでの遅延時間ｔdを考慮するための
ものである。また、（２）式をｖdが０、または負の値
のときには割込み信号が発生しないので、割込みパルス
を発生できる最少限の電圧値ｖminを考慮しなければな
らない。従って、ステップ105における電流検出用電圧
ｖdは次の式で演算する。
変換が開始されるまでの遅延時間ｔdを考慮するための
ものである。また、（２）式をｖdが０、または負の値
のときには割込み信号が発生しないので、割込みパルス
を発生できる最少限の電圧値ｖminを考慮しなければな
らない。従って、ステップ105における電流検出用電圧
ｖdは次の式で演算する。
上の演算を主演算ユニット24で一定周期毎に行う。
次に、PWM発生回路25a,25b,25cについて説明する。そ
れぞれのPWM発生回路では、内蔵された搬送波発生回路
から出力される鋸歯状の搬送波信号と入力される電圧、
即ち、vRa,vRb,vdを比較して、それに応じたPWM信号P1
a,P1b,P2を発生している。なお、PWM信号P1a,P1bはそれ
ぞれPWM駆動回路27a,27bに入力され、PWM駆動回路27a,2
7bに入力され、PWMブリッジ回路７を駆動する駆動用PWM
信号Pa,Pb,Pc,Pdを得るのに用いられる。この点は第１
図の実施例と同様の動作をとる。
れぞれのPWM発生回路では、内蔵された搬送波発生回路
から出力される鋸歯状の搬送波信号と入力される電圧、
即ち、vRa,vRb,vdを比較して、それに応じたPWM信号P1
a,P1b,P2を発生している。なお、PWM信号P1a,P1bはそれ
ぞれPWM駆動回路27a,27bに入力され、PWM駆動回路27a,2
7bに入力され、PWMブリッジ回路７を駆動する駆動用PWM
信号Pa,Pb,Pc,Pdを得るのに用いられる。この点は第１
図の実施例と同様の動作をとる。
本実施例の特徴であるA/D変換器26の起動方法につい
て第５図を用いながら説明する。
て第５図を用いながら説明する。
第３図においてPWM発生回路25Cから出力される電流検
出用PWM信号P2はマイクロコンピュータ23にある割込み
端子INTに入力される。このPWM信号P2がオンからオフに
立下がるとき、主演算ユニット24に割込み信号として検
知され、第５図に示す割込みルーチンの処理が行れる。
ステップ201では、A/D変換器26を起動する起動信号P3が
主演算ユニット24から発生し、A/D変換器26を起動す
る。このとき、A/D変換器26では、オンしている側の電
流検出端子の電圧、即ち、ｖicあるいはｖidの値がサン
プルホールドされ、A/D変換が開始される。割込み信号
が発生してからA/D変換開始までの遅延時間ｔdは、前述
したように、マイクロコンピュータの割込み機能を用い
ているために考慮しなければならないものである。次
に、ステップ202では、A/D変換が終了するまで待機し、
A/D変換の終了を確認後、ステップ203に移る。A/D変換
された電流検出端子の電圧ｖicあるいはｖidはPWM信号P
1aあるいはP1bがオンのときの中心の電流、即ち、電動
機電流iMの平均値に比例するので、これを電流フィード
バック値ｉfとして主演算ユニット24に入力する。この
値が第４図のステップ103で用いられることにより、主
演算ユニット24で演算される電流制御の応答性を高める
ことができる。
出用PWM信号P2はマイクロコンピュータ23にある割込み
端子INTに入力される。このPWM信号P2がオンからオフに
立下がるとき、主演算ユニット24に割込み信号として検
知され、第５図に示す割込みルーチンの処理が行れる。
ステップ201では、A/D変換器26を起動する起動信号P3が
主演算ユニット24から発生し、A/D変換器26を起動す
る。このとき、A/D変換器26では、オンしている側の電
流検出端子の電圧、即ち、ｖicあるいはｖidの値がサン
プルホールドされ、A/D変換が開始される。割込み信号
が発生してからA/D変換開始までの遅延時間ｔdは、前述
したように、マイクロコンピュータの割込み機能を用い
ているために考慮しなければならないものである。次
に、ステップ202では、A/D変換が終了するまで待機し、
A/D変換の終了を確認後、ステップ203に移る。A/D変換
された電流検出端子の電圧ｖicあるいはｖidはPWM信号P
1aあるいはP1bがオンのときの中心の電流、即ち、電動
機電流iMの平均値に比例するので、これを電流フィード
バック値ｉfとして主演算ユニット24に入力する。この
値が第４図のステップ103で用いられることにより、主
演算ユニット24で演算される電流制御の応答性を高める
ことができる。
このように、この実施例を用いれば、ディジタル制御
回路６を既存のPWM発生回路及びA/D変換器を内蔵したワ
ンチップマイクロコンピュータだけで構成できるので、
小型化、低価格化を図ることができる。特に、この実施
例のように、電動式パワーステアリング装置に適用すれ
ば、ディジタル制御回路、PWMブリッジ回路を電動機、
ステアリング機構部材に小型一体化できるので、さらに
低価格なシステムを提供できる。
回路６を既存のPWM発生回路及びA/D変換器を内蔵したワ
ンチップマイクロコンピュータだけで構成できるので、
小型化、低価格化を図ることができる。特に、この実施
例のように、電動式パワーステアリング装置に適用すれ
ば、ディジタル制御回路、PWMブリッジ回路を電動機、
ステアリング機構部材に小型一体化できるので、さらに
低価格なシステムを提供できる。
第６図は、電動機電流iMの瞬時値から電動機電流の平
均値を検出する他の実施例を示すタイムチャートであ
る。電動機電流iMの瞬時値を用いた場合、制御用PWM信
号P1のオン期間中だけでなく、オフ期間中にも、電動機
電流ｉの瞬時値がその平均と一致する。そこで、第６図
の実施例では、電動機電流iMを直接検出し、これをサン
プルホールド回路21に出力すると共に、電流検出用信号
の決め方を次のようにしている。即ち、電流検出用電圧
ｖdは電圧指令値vRと搬送波信号ｖcの最大値vMAXとの平
均値とする。この電流検出用電圧ｖdを用いて電流検出
用パルス信号Ｐ′２を決める。
均値を検出する他の実施例を示すタイムチャートであ
る。電動機電流iMの瞬時値を用いた場合、制御用PWM信
号P1のオン期間中だけでなく、オフ期間中にも、電動機
電流ｉの瞬時値がその平均と一致する。そこで、第６図
の実施例では、電動機電流iMを直接検出し、これをサン
プルホールド回路21に出力すると共に、電流検出用信号
の決め方を次のようにしている。即ち、電流検出用電圧
ｖdは電圧指令値vRと搬送波信号ｖcの最大値vMAXとの平
均値とする。この電流検出用電圧ｖdを用いて電流検出
用パルス信号Ｐ′２を決める。
第７図に、第６図の電流検出用パルス信号Ｐ′２を演
算するための回路図を示す。この図において、電流検出
用電圧演算回路28で、 ｖd＝（vR＋vMAX）/2 という演算を行っている。そして、この電流検出用電圧
ｖdと搬送波信号ｖcを比較し、第２のPWM発生回路20で
電流検出用PWM信号P2を得る。
算するための回路図を示す。この図において、電流検出
用電圧演算回路28で、 ｖd＝（vR＋vMAX）/2 という演算を行っている。そして、この電流検出用電圧
ｖdと搬送波信号ｖcを比較し、第２のPWM発生回路20で
電流検出用PWM信号P2を得る。
この信号をそのまま検出タイミングを得るために用い
ることもできるが、本実施例では、単安定マルチバイブ
レータ29を追加し、電流検出用パルス信号Ｐ′２をこれ
により発生している。そして、電流検出用パルス信号
Ｐ′２の立ち下がりにより電動機電流iMを検出し、電流
フィードバック値ｉfを得る。
ることもできるが、本実施例では、単安定マルチバイブ
レータ29を追加し、電流検出用パルス信号Ｐ′２をこれ
により発生している。そして、電流検出用パルス信号
Ｐ′２の立ち下がりにより電動機電流iMを検出し、電流
フィードバック値ｉfを得る。
本実施例では、制御用PWM信号がオフ時にも平均電流
を瞬時に検出することができ、電圧指令値が零、あるい
は逆方向になって、制御用PWM信号のオフ期間が続く場
合にも、電流を検出して制御できる。
を瞬時に検出することができ、電圧指令値が零、あるい
は逆方向になって、制御用PWM信号のオフ期間が続く場
合にも、電流を検出して制御できる。
また、単安定バルチバイブレータ29を用いることによ
り、電流検出用電圧ｖdがvMAXに非常に近づいて電流検
出用PWM信号が下方にヒゲ状の信号になった場合にも、
一定幅のパルスを確保できるので、電流を安定に検出で
きる。
り、電流検出用電圧ｖdがvMAXに非常に近づいて電流検
出用PWM信号が下方にヒゲ状の信号になった場合にも、
一定幅のパルスを確保できるので、電流を安定に検出で
きる。
以上、本発明の実施例を説明したが、電動機を流れる
電流の検出は制御用PWM信号のオン期間とオフ期間の一
方だけではなく、両方で行ってもよく、この場合は、よ
り高応答の電流制御を得ることができる。
電流の検出は制御用PWM信号のオン期間とオフ期間の一
方だけではなく、両方で行ってもよく、この場合は、よ
り高応答の電流制御を得ることができる。
また、スイッチング素子としては、FETだけでなく、
パワートランジスタ、ゲートターンオフサイリスタ、静
電誘導サイリスタ等を用いてもよい。また、電流検出方
法としては、電流検出端子付FETのかわりにシャント抵
抗の電圧降下を検出する方法、電動機電流をホール電流
トランス（CT）を用いる方法などを適用できることはい
うまでもない。
パワートランジスタ、ゲートターンオフサイリスタ、静
電誘導サイリスタ等を用いてもよい。また、電流検出方
法としては、電流検出端子付FETのかわりにシャント抵
抗の電圧降下を検出する方法、電動機電流をホール電流
トランス（CT）を用いる方法などを適用できることはい
うまでもない。
また、マイクロコンピュータ内部においてPWM発生回
路の出力によりA/D変換器の開始を直接設定できる機能
があれば、主演算ユニットの処理を軽減する方法とし
て、その機能を用いてもよい。
路の出力によりA/D変換器の開始を直接設定できる機能
があれば、主演算ユニットの処理を軽減する方法とし
て、その機能を用いてもよい。
本発明によれば、ディジタル制御回路に適した鋸歯状
の搬送波信号を用いると共に、脈動する電流の中から平
均値とほぼ一致する電流瞬時値を検出できるので、電流
制御系の応答を高めることができる。
の搬送波信号を用いると共に、脈動する電流の中から平
均値とほぼ一致する電流瞬時値を検出できるので、電流
制御系の応答を高めることができる。
第１図は電動式パワーステアリング装置に適用した本発
明の一実施例による電流制御装置の構成を示す概略図で
あり、第２図はその電流制御装置における電流検出の方
法を示すタイムチャートであり、第３図はワンチップマ
イクロコンピュータを用いた本発明の他の実施例による
電流制御装置を示す概略図であり、第４図はその電流制
御装置の主演算ユニットで行われる電流制御演算の手順
を示すフローチャートであり、第５図は割り込み信号が
発生したときに同主演算ユニットで行われる電流検出処
理の手順を示すフローチャートであり、第６図は本発明
の更に他の実施例による電流制御装置の電流検出方法を
示すタイムチャートであり、第７図はその実施例の電流
検出用パルス信号を演算するための回路を示す図であ
る。 符号の説明 １……ハンドル 4a,4B……タイヤ ６……ディジタル制御回路 ７……PWMブリッジ回路（PWM変換器） ９……電動機 10a,10b……ステアリングリング機構部材 11c,11d……電流検出端子附FET（電流検出回路） 12……電流指令回路 13……減算回路（演算回路） 14……電圧指令回路（同） 15……搬送波発生回路 16……第１のPWM発生回路 19……比例回路（第１の手段） 20……第２のPWM発生回路（第２の手段） 21……サンプルホールド回路（電流検出回路） 28……電流検出用電圧演算回路（第１の手段） 29……単安定マルチバイブレータ（第２の手段）
明の一実施例による電流制御装置の構成を示す概略図で
あり、第２図はその電流制御装置における電流検出の方
法を示すタイムチャートであり、第３図はワンチップマ
イクロコンピュータを用いた本発明の他の実施例による
電流制御装置を示す概略図であり、第４図はその電流制
御装置の主演算ユニットで行われる電流制御演算の手順
を示すフローチャートであり、第５図は割り込み信号が
発生したときに同主演算ユニットで行われる電流検出処
理の手順を示すフローチャートであり、第６図は本発明
の更に他の実施例による電流制御装置の電流検出方法を
示すタイムチャートであり、第７図はその実施例の電流
検出用パルス信号を演算するための回路を示す図であ
る。 符号の説明 １……ハンドル 4a,4B……タイヤ ６……ディジタル制御回路 ７……PWMブリッジ回路（PWM変換器） ９……電動機 10a,10b……ステアリングリング機構部材 11c,11d……電流検出端子附FET（電流検出回路） 12……電流指令回路 13……減算回路（演算回路） 14……電圧指令回路（同） 15……搬送波発生回路 16……第１のPWM発生回路 19……比例回路（第１の手段） 20……第２のPWM発生回路（第２の手段） 21……サンプルホールド回路（電流検出回路） 28……電流検出用電圧演算回路（第１の手段） 29……単安定マルチバイブレータ（第２の手段）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 丸本 勝二 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 栗山 茂 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所佐和工場内 (72)発明者 能登 康雄 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所佐和工場内 (72)発明者 久米 正行 茨城県勝田市大字高場字鹿島谷津2477番地 ３ 日立オートモティブエンジニアリング 株式会社内 (72)発明者 田原 和雄 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭63−247165（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−130781（ＪＰ，Ａ)
Claims (7)
- 【請求項１】搬送波信号を発生する搬送波発生回路と、
前記搬送波信号と電圧指令値とを比較して第１のPWM信
号を得る第１のPWM発生回路と、前記第１のPWM信号によ
りスイッチング制御されるPWM変換器と、該PWM変換器の
出力電圧により駆動される電動機と、前記電動機を流れ
る電流を検出する電流検出回路と、該電流検出回路から
得られるフィードバック電流値と電流指定値により前記
電圧指令値を演算する電圧演算回路とから構成される電
流制御装置において、 前記搬送波発生回路を、前記搬送波信号として鋸歯状の
搬送波信号を発生するように構成すると共に、前記電圧
指令値から該電圧指令値の関数として、前記フィードバ
ック電流の瞬時値がその平均値とほぼ一致するタイミン
グを決定するための電流検出用電圧値を演算する手段
と、前記搬送波信号と前記電流検出用電圧値とを比較し
て第２のPWM信号を得る第２のPWM発生回路とを設け、前
記電流検出回路を、前記第２のPWM信号に同期したタイ
ミングで電流を検出するように構成したことを特徴とす
る電流制御装置。 - 【請求項２】前記電流検出用電圧値が前記電圧指令値の
1/2の値であることを特徴とする請求項１記載の電流制
御装置。 - 【請求項３】前記電流検出用電圧値が前記電圧指令値と
前記搬送波信号の最大値との平均値であることを特徴と
する請求項１記載の電流制御装置。 - 【請求項４】前記第１のPWM発生回路、第２のPWM発生回
路及び搬送波発生回路がワンチップマイクロコンピュー
タに内蔵されていることを特徴とする請求項１記載の電
流制御装置。 - 【請求項５】ハンドルから操舵力に対応した電流指令値
を演算する電流指令回路と、前記電流指令値とフィード
バック電流値により電圧指令値を演算する電圧指令回路
と、搬送波信号を発生する搬送波発生回路と、前記搬送
波信号と前記電圧指令値とを比較して第１のPWM信号を
得る第１のPWM発生回路と、前記第１のPWM信号によりス
イッチング制御されるPWM変換器と、該PWM変換器の出力
電圧により駆動される電動機と、前記電動機を流れる電
流を検出して前記フィードバック電流値とする電流検出
回路と、前記電動機から発生する補助力をタイヤの転舵
方向に加えるステアリング機構部材とから構成される電
動式パワーステアリング装置において、 前記搬送波発生回路を、前記搬送波信号として鋸歯状の
搬送波信号を発生するように構成すると共に、前記電圧
指令値から該電圧指令値の関数として、前記フィードバ
ック電流の瞬時値がその平均値とほぼ一致するタイミン
グを決定するための電流検出用電圧値を演算する手段
と、前記搬送波信号と前記電流検出用電圧値とを比較し
て第２のPWM信号を得る第２のPWM発生回路とを設け、前
記電流検出回路を、前記第２のPWM信号に同期したタイ
ミングで電流を検出するように構成したことを特徴とす
る電動式パワーステアリング装置。 - 【請求項６】搬送波信号を発生する搬送波発生回路と、
前記搬送波信号と電圧指令値とを比較して制御用PWM信
号を得るPWM発生回路と、前記制御用PWM信号によりスイ
ッチング制御されるPWM変換器と、該PWM変換器の出力電
圧により駆動される電動機と、前記電動機を流れる電流
を検出する電流検出回路と、該電流検出回路から得られ
るフィードバック電流値と電流指令値により前記電圧指
令値を演算する電圧演算回路とから構成される電流制御
装置において、 前記搬送波発生回路を、前記搬送波信号として鋸歯状の
搬送波信号を発生するように構成すると共に、前記電圧
指令値から、この電圧指令値の1/2の値をとる演算と、
該電圧指令値と前記搬送波信号の最大値との平均値をと
る演算の少なくとも一方の演算を行い、少なくとも１つ
の電流検出用電圧値を得る第１の手段と、前記搬送波信
号と前記電流検出用電圧値とを比較して電流検出用パル
ス信号を得る第２の手段とを設け、前記電流検出回路
を、前記電流検出用パルス信号に同期したタイミングで
電流を検出するように構成したことを特徴とする電流制
御装置。 - 【請求項７】PWM変換器により駆動される電動機を流れ
る電流を検出してフィードバック信号とし、このフィー
ドバック信号と電流指令値とにより電圧指令値を演算
し、この電圧指令値と搬送波信号とを比較して制御用PW
M信号を作り、この制御用PWM信号により前記PWM変換器
をスイッチング制御するPWM変換器の電流制御方法にお
いて、 前記搬送波信号を鋸歯状の搬送波信号とすると共に、前
記電圧指令値から、この電圧指令値の1/2の値をとる演
算と、該電圧指令値と前記搬送波信号の最大値との平均
値をとる演算の少なくとも一方の演算を行って少なくと
も１つの電流検出用電圧値を得、前記搬送波信号とこの
電流検出用電圧値とを比較して電流検出用パルス信号を
作り、この電流検出用パルス信号に同期したタイミング
で前記PWM発生回路を流れる電流を検出することを特徴
とする電流制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30861688A JPH0818565B2 (ja) | 1988-12-06 | 1988-12-06 | 電流制御装置、電流制御方法及び電動式パワーステアリング装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30861688A JPH0818565B2 (ja) | 1988-12-06 | 1988-12-06 | 電流制御装置、電流制御方法及び電動式パワーステアリング装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02155873A JPH02155873A (ja) | 1990-06-14 |
| JPH0818565B2 true JPH0818565B2 (ja) | 1996-02-28 |
Family
ID=17983191
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30861688A Expired - Lifetime JPH0818565B2 (ja) | 1988-12-06 | 1988-12-06 | 電流制御装置、電流制御方法及び電動式パワーステアリング装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0818565B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101509805B1 (ko) * | 2009-11-27 | 2015-04-06 | 현대자동차주식회사 | 차량용 전류 제어 회로 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3164875B2 (ja) * | 1992-03-31 | 2001-05-14 | ジーイー東芝シリコーン株式会社 | 洗浄方法 |
| JP2600615Y2 (ja) * | 1992-10-09 | 1999-10-18 | 光洋精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| JP2006158119A (ja) * | 2004-11-30 | 2006-06-15 | Nsk Ltd | パワーステアリング制御装置、方法、およびプログラム |
| JP5196211B2 (ja) * | 2005-09-22 | 2013-05-15 | 株式会社ジェイテクト | 車両用操舵装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59130781A (ja) * | 1983-01-17 | 1984-07-27 | Aisin Seiki Co Ltd | 電動パワ−ステアリング装置 |
| JPS614467A (ja) * | 1984-06-15 | 1986-01-10 | Fuji Electric Co Ltd | 負荷電流制御装置における負荷電流の検出方式 |
| JPS61217801A (ja) * | 1985-03-22 | 1986-09-27 | Toyoda Mach Works Ltd | コンピユ−タによるアクチユエ−タ制御装置 |
| JPS63161899A (ja) * | 1986-12-22 | 1988-07-05 | Yokogawa Electric Corp | サ−ボモ−タの駆動回路 |
| JP2548717B2 (ja) * | 1987-04-03 | 1996-10-30 | オムロン株式会社 | モ−タ駆動装置 |
-
1988
- 1988-12-06 JP JP30861688A patent/JPH0818565B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101509805B1 (ko) * | 2009-11-27 | 2015-04-06 | 현대자동차주식회사 | 차량용 전류 제어 회로 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02155873A (ja) | 1990-06-14 |
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