JPH08181730A - ディジタル自動利得制御回路 - Google Patents
ディジタル自動利得制御回路Info
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- JPH08181730A JPH08181730A JP31968094A JP31968094A JPH08181730A JP H08181730 A JPH08181730 A JP H08181730A JP 31968094 A JP31968094 A JP 31968094A JP 31968094 A JP31968094 A JP 31968094A JP H08181730 A JPH08181730 A JP H08181730A
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- gain control
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- input data
- digital
- signal
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は低Ｅｂ／Ｎｏ時でもクロック再生及
びキャリア再生の特性の劣化をもたらすことなく、誤り
訂正においても、符号化利得を理論値通り得ることがで
きるディジタル自動利得制御回路を提供することを目的
とする。 【構成】 利得制御入力データ算出回路２３は、ディジ
タル復調器１４から出力される２系統の復調データから
それぞれの復調データの大きさの和の平均の期待値から
のずれを算出する。初期利得制御入力データ算出回路２
２は、上記の復調データのそれぞれの２乗の和から期待
値の２乗の２倍の値を差し引く演算を行う。スイッチ回
路２４は搬送波引き込み過程では初期利得制御入力デー
タ算出回路２２の出力を選択し、搬送波が引き込まれた
状態では利得制御入力データ算出回路２３の出力を選択
する。制御電圧算出回路２５は、スイッチ回路２４の出
力データに基づいて制御電圧を算出して乗算器２６へ供
給する。
びキャリア再生の特性の劣化をもたらすことなく、誤り
訂正においても、符号化利得を理論値通り得ることがで
きるディジタル自動利得制御回路を提供することを目的
とする。 【構成】 利得制御入力データ算出回路２３は、ディジ
タル復調器１４から出力される２系統の復調データから
それぞれの復調データの大きさの和の平均の期待値から
のずれを算出する。初期利得制御入力データ算出回路２
２は、上記の復調データのそれぞれの２乗の和から期待
値の２乗の２倍の値を差し引く演算を行う。スイッチ回
路２４は搬送波引き込み過程では初期利得制御入力デー
タ算出回路２２の出力を選択し、搬送波が引き込まれた
状態では利得制御入力データ算出回路２３の出力を選択
する。制御電圧算出回路２５は、スイッチ回路２４の出
力データに基づいて制御電圧を算出して乗算器２６へ供
給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル自動利得制御
回路に係り、特に位相変調方式で変調された信号を受信
復調するディジタル復調器で用いられるディジタル自動
利得制御回路に関する。
回路に係り、特に位相変調方式で変調された信号を受信
復調するディジタル復調器で用いられるディジタル自動
利得制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、ディジタル信号を伝送する場
合、送信側ではベースバンド帯のディジタル信号を変調
信号として搬送波に種々の変調方式のうち所定の変調方
式を施して変調波を生成し、その変調波を伝送系へ送信
する。受信側では伝送系を経て受信した上記の変調波に
対して、ディジタル復調器内のディジタル自動利得制御
（ＡＧＣ）回路によりレベル補正した後、搬送波再生、
及びクロック再生を行い、伝送されたベースバンド帯の
ディジタル信号を復調信号として再生する。また、畳み
込み符号化／ビタビ復号方式を代表とする誤り訂正が施
されている場合、復調信号に対して誤り訂正復号処理が
行われる。
合、送信側ではベースバンド帯のディジタル信号を変調
信号として搬送波に種々の変調方式のうち所定の変調方
式を施して変調波を生成し、その変調波を伝送系へ送信
する。受信側では伝送系を経て受信した上記の変調波に
対して、ディジタル復調器内のディジタル自動利得制御
（ＡＧＣ）回路によりレベル補正した後、搬送波再生、
及びクロック再生を行い、伝送されたベースバンド帯の
ディジタル信号を復調信号として再生する。また、畳み
込み符号化／ビタビ復号方式を代表とする誤り訂正が施
されている場合、復調信号に対して誤り訂正復号処理が
行われる。
【０００３】このようなディジタル信号通信システムに
おいて用いられる変調方式として、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａ
ｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式や
ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉ
ｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式などの位相変調（位相偏移変
調）方式が知られている。周知のように、ＢＰＳＫ方式
の変調波は、変調信号である２値のディジタル信号の”
１”、”０”が搬送波の位相の０度、１８０度に対応さ
れている。また、ＱＰＳＫ方式の変調波は、変調信号で
ある２値のディジタル信号の２ビットの値の組合せの４
値が、それぞれ搬送波の位相の０度、９０度、１８０度
及び２７０度に対応されている。
おいて用いられる変調方式として、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａ
ｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式や
ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉ
ｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式などの位相変調（位相偏移変
調）方式が知られている。周知のように、ＢＰＳＫ方式
の変調波は、変調信号である２値のディジタル信号の”
１”、”０”が搬送波の位相の０度、１８０度に対応さ
れている。また、ＱＰＳＫ方式の変調波は、変調信号で
ある２値のディジタル信号の２ビットの値の組合せの４
値が、それぞれ搬送波の位相の０度、９０度、１８０度
及び２７０度に対応されている。
【０００４】このうち、ＱＰＳＫ方式の変調波を復調す
るディジタル復調器により復調されたディジタル信号の
信号点は、Ｘ−Ｙ表示すると図３に黒丸で示すように、
４つの象限にそれぞれ信号点が１つずつ位置する。ま
た、黒丸の周囲の部分は雑音を示す。ディジタル復調器
では、受信変調波の振幅が大きく変動すると、受信信号
の信号点が上記の４つの信号点のうち本来の信号点位置
から大きくずれ、ビットエラー率（ＢＥＲ）特性が劣化
する。
るディジタル復調器により復調されたディジタル信号の
信号点は、Ｘ−Ｙ表示すると図３に黒丸で示すように、
４つの象限にそれぞれ信号点が１つずつ位置する。ま
た、黒丸の周囲の部分は雑音を示す。ディジタル復調器
では、受信変調波の振幅が大きく変動すると、受信信号
の信号点が上記の４つの信号点のうち本来の信号点位置
から大きくずれ、ビットエラー率（ＢＥＲ）特性が劣化
する。
【０００５】従って、ビットエラー率特性を改善し、ク
ロック再生（補正）やキャリア再生（補正）の機能を十
分に維持するためには、受信変調波の振幅変動を補正
し、信号振幅レベルを一定に制御するためのディジタル
ＡＧＣ回路が用いられる。このディジタルＡＧＣ回路に
よるレベル補正は、従来、ディジタル復調器においては
復調データの同相成分Ｐと直交成分Ｑとを利用し、復調
データの２乗平均が一定レベルになるように（入力信号
平均電力が一定になるように）行われる。このレベル補
正動作を次式で表すものとする。
ロック再生（補正）やキャリア再生（補正）の機能を十
分に維持するためには、受信変調波の振幅変動を補正
し、信号振幅レベルを一定に制御するためのディジタル
ＡＧＣ回路が用いられる。このディジタルＡＧＣ回路に
よるレベル補正は、従来、ディジタル復調器においては
復調データの同相成分Ｐと直交成分Ｑとを利用し、復調
データの２乗平均が一定レベルになるように（入力信号
平均電力が一定になるように）行われる。このレベル補
正動作を次式で表すものとする。
【０００６】ＡＶＥ｛Ｐ2＋Ｑ2｝＝一定 ここで、ＡＶＥ｛Ｘ｝はＸの平均値を示す（以下、同
じ）。
じ）。
【０００７】以下、ＱＰＳＫ方式の復調について説明す
る。送信データが［−１又は１］のランダムデータの場
合、復調データ（Ｐ，Ｑ）の振幅分布は次式で表される
ような、図４に示す正規分布と考えることができる。
る。送信データが［−１又は１］のランダムデータの場
合、復調データ（Ｐ，Ｑ）の振幅分布は次式で表される
ような、図４に示す正規分布と考えることができる。
【０００８】
【数１】 ただし、上式中、σ1はＰの標準偏差、σ2はＱの標準偏
差、μ1はＰの平均（期待値）、μ2はＱの平均（期待
値）であり、これらは定数である。また、ρは相関係数
であり、ここではＰとＱは互いに独立であるので、ρ＝
０である。また、−∞＜Ｐ，Ｑ＜∞、σ1＝σ2＞０、μ
1＝μ2＞０の関係がある。更に、μ1及びμ2の前の符号
は図３の第１象限ではμ1及びμ2共に負、第２象限では
μ1が正でμ2が負、第３象限ではμ1及びμ2共に正、第
４象限ではμ1が負でμ2が正である。
差、μ1はＰの平均（期待値）、μ2はＱの平均（期待
値）であり、これらは定数である。また、ρは相関係数
であり、ここではＰとＱは互いに独立であるので、ρ＝
０である。また、−∞＜Ｐ，Ｑ＜∞、σ1＝σ2＞０、μ
1＝μ2＞０の関係がある。更に、μ1及びμ2の前の符号
は図３の第１象限ではμ1及びμ2共に負、第２象限では
μ1が正でμ2が負、第３象限ではμ1及びμ2共に正、第
４象限ではμ1が負でμ2が正である。
【０００９】上記の数式で説明してもよいが、ここでは
分かり易いように、以下図を用いて説明することとす
る。復調データ（Ｐ，Ｑ）の分布は、ビット当りのエネ
ルギー対雑音電力密度比（Ｅｂ／Ｎｏ）が高いとき、つ
まりノイズ（雑音電力）が少ない状態のときに図５
（Ａ）に示すような分布を示す。なお、図５では正負で
対称であるので、正部のみ示してある。
分かり易いように、以下図を用いて説明することとす
る。復調データ（Ｐ，Ｑ）の分布は、ビット当りのエネ
ルギー対雑音電力密度比（Ｅｂ／Ｎｏ）が高いとき、つ
まりノイズ（雑音電力）が少ない状態のときに図５
（Ａ）に示すような分布を示す。なお、図５では正負で
対称であるので、正部のみ示してある。
【００１０】一方、Ｅｂ／Ｎｏが低いとき、すなわち、
ノイズが多い状態のときには、復調データ（Ｐ，Ｑ）の
分布は図５（Ｂ）に示すように、分散σ2 が大きい状態
となる。ところが、分散σ2が大きくなると、 ＡＶＥ｛Ｐ2＋Ｑ2｝＝一定 という条件を維持しようとすると、図５（Ｃ）に示すよ
うに、平均μ1及びμ2は小さくなる方向に移動する。つ
まり、低Ｅｂ／Ｎｏ状態になるほど、復調座標分布は全
体的に原点に近付くことになる。
ノイズが多い状態のときには、復調データ（Ｐ，Ｑ）の
分布は図５（Ｂ）に示すように、分散σ2 が大きい状態
となる。ところが、分散σ2が大きくなると、 ＡＶＥ｛Ｐ2＋Ｑ2｝＝一定 という条件を維持しようとすると、図５（Ｃ）に示すよ
うに、平均μ1及びμ2は小さくなる方向に移動する。つ
まり、低Ｅｂ／Ｎｏ状態になるほど、復調座標分布は全
体的に原点に近付くことになる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、従来のディ
ジタル自動利得制御回路では、振幅レベルの２乗平均が
一定レベルになるように制御を行っているため、ノイズ
フリーに近い高Ｅｂ／Ｎｏ時と、低Ｅｂ／Ｎｏ時とを比
較した場合、Ｅｂ／Ｎｏが悪くなるに従い、単にノイズ
成分により復調データの振幅、位相成分のばらつきが大
きくなってくるだけでなく、復調データ座標分布が全体
的に原点に近付く（平均値が原点に近付く）ことにな
る。
ジタル自動利得制御回路では、振幅レベルの２乗平均が
一定レベルになるように制御を行っているため、ノイズ
フリーに近い高Ｅｂ／Ｎｏ時と、低Ｅｂ／Ｎｏ時とを比
較した場合、Ｅｂ／Ｎｏが悪くなるに従い、単にノイズ
成分により復調データの振幅、位相成分のばらつきが大
きくなってくるだけでなく、復調データ座標分布が全体
的に原点に近付く（平均値が原点に近付く）ことにな
る。
【００１２】この場合、符号の反転等は生じることはな
いが、平均振幅レベルが小さくなるため、復調データ
（Ｐ，Ｑ）の振幅値の加減演算からキャリア位相、クロ
ック位相の誤差を求めているような場合、正しい誤差値
を示さず、キャリア再生、クロック再生の特性劣化をも
たらすという問題がある。
いが、平均振幅レベルが小さくなるため、復調データ
（Ｐ，Ｑ）の振幅値の加減演算からキャリア位相、クロ
ック位相の誤差を求めているような場合、正しい誤差値
を示さず、キャリア再生、クロック再生の特性劣化をも
たらすという問題がある。
【００１３】更に、復調データに対し、ビタビ復号等の
誤り訂正処理を行う場合において、軟判定処理を行う場
合、誤り訂正復号器に入力される復調データ振幅レベル
と誤り訂正復号器の入力レンジが一致しているとき（誤
り訂正復号器の入力レンジが±２αのとき、入力データ
の平均値をμとすると、図６に実線で示すようにα＝μ
のとき）、符号化利得は最大となるが、図６に破線で示
すように、誤り訂正復号器の入力レンジと入力される復
調データ振幅レベルが一致していないときには符号化利
得は小さくなり、そのため期待した符号化利得が得られ
なくなる。このため、軟判定誤り訂正を行う場合、低Ｅ
ｂ／Ｎｏ時のビットエラー率（ＢＥＲ）特性は期待する
符号化利得が得られないという問題がある。
誤り訂正処理を行う場合において、軟判定処理を行う場
合、誤り訂正復号器に入力される復調データ振幅レベル
と誤り訂正復号器の入力レンジが一致しているとき（誤
り訂正復号器の入力レンジが±２αのとき、入力データ
の平均値をμとすると、図６に実線で示すようにα＝μ
のとき）、符号化利得は最大となるが、図６に破線で示
すように、誤り訂正復号器の入力レンジと入力される復
調データ振幅レベルが一致していないときには符号化利
得は小さくなり、そのため期待した符号化利得が得られ
なくなる。このため、軟判定誤り訂正を行う場合、低Ｅ
ｂ／Ｎｏ時のビットエラー率（ＢＥＲ）特性は期待する
符号化利得が得られないという問題がある。
【００１４】なお、従来より雑音による影響を極力除去
した制御電圧を復調データから生成して、受信ＰＳＫ変
調波に雑音が重畳した低Ｅｂ／Ｎｏの状態であっても、
受信ＰＳＫ変調波を増幅するＡＧＣ増幅器を制御するこ
とにより、受信ＰＳＫ変調波を雑音に影響されることな
く一定レベルに制御するようにしたＡＧＣ回路も知られ
ているが（特開平４−３３５１７４号公報）、復調信号
電力に基づいて演算操作が多数回必要であるという問題
がある。
した制御電圧を復調データから生成して、受信ＰＳＫ変
調波に雑音が重畳した低Ｅｂ／Ｎｏの状態であっても、
受信ＰＳＫ変調波を増幅するＡＧＣ増幅器を制御するこ
とにより、受信ＰＳＫ変調波を雑音に影響されることな
く一定レベルに制御するようにしたＡＧＣ回路も知られ
ているが（特開平４−３３５１７４号公報）、復調信号
電力に基づいて演算操作が多数回必要であるという問題
がある。
【００１５】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
少ない演算回数で低Ｅｂ／Ｎｏ時でもクロック再生及び
キャリア再生の特性の劣化をもたらすことのないディジ
タル自動利得制御回路を提供することを目的とする。
少ない演算回数で低Ｅｂ／Ｎｏ時でもクロック再生及び
キャリア再生の特性の劣化をもたらすことのないディジ
タル自動利得制御回路を提供することを目的とする。
【００１６】また、本発明の他の目的は、ビタビ復号等
の誤り訂正においても、常に符号化利得を理論値通り得
ることができるディジタル自動利得制御回路を提供する
ことにある。
の誤り訂正においても、常に符号化利得を理論値通り得
ることができるディジタル自動利得制御回路を提供する
ことにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、ベースバンド帯のディジタル信号で搬送波
を位相変調して得られた変調波を復調して元のディジタ
ル信号の復調データを得るディジタル復調器に用いられ
るディジタル自動利得制御回路において、ディジタル復
調器より出力される同相成分の復調データと直交成分の
復調データとからそれぞれの復調データの大きさの和の
平均の期待値からのずれを利得制御入力データとして算
出する利得制御入力データ算出手段と、ディジタル復調
器より出力される同相成分の復調データと直交成分の復
調データのそれぞれの２乗の和から期待値の２乗の２倍
の値を差し引く演算を行い、得られた値を初期利得制御
入力データとして出力する初期利得制御入力データ算出
回路と、搬送波引き込み過程では初期利得制御入力デー
タを選択し、搬送波が引き込まれた状態では利得制御入
力データを選択する選択手段と、選択手段の出力データ
に基づいて制御電圧を算出する制御電圧算出回路と、制
御電圧に相当する利得でディジタル復調器の入力信号の
振幅を制御する振幅制御手段とから構成したものであ
る。
成するため、ベースバンド帯のディジタル信号で搬送波
を位相変調して得られた変調波を復調して元のディジタ
ル信号の復調データを得るディジタル復調器に用いられ
るディジタル自動利得制御回路において、ディジタル復
調器より出力される同相成分の復調データと直交成分の
復調データとからそれぞれの復調データの大きさの和の
平均の期待値からのずれを利得制御入力データとして算
出する利得制御入力データ算出手段と、ディジタル復調
器より出力される同相成分の復調データと直交成分の復
調データのそれぞれの２乗の和から期待値の２乗の２倍
の値を差し引く演算を行い、得られた値を初期利得制御
入力データとして出力する初期利得制御入力データ算出
回路と、搬送波引き込み過程では初期利得制御入力デー
タを選択し、搬送波が引き込まれた状態では利得制御入
力データを選択する選択手段と、選択手段の出力データ
に基づいて制御電圧を算出する制御電圧算出回路と、制
御電圧に相当する利得でディジタル復調器の入力信号の
振幅を制御する振幅制御手段とから構成したものであ
る。
【００１８】また、本発明では、利得制御入力データ算
出手段を、ディジタル復調器より出力される同相成分の
復調データと直交成分の復調データのそれぞれの絶対値
を算出する絶対値算出回路と、絶対値算出回路の出力信
号の和から期待値を差し引いた値を算出して利得制御入
力データとして出力する利得制御入力データ算出回路と
より構成し、振幅制御手段を受信変調波より得られたデ
ィジタル実虚信号と前記制御電圧算出回路よりの制御電
圧とを乗算し、その乗算結果をディジタル復調器へ供給
する乗算器とより構成することが、簡単な演算処理によ
り振幅レベルの制御ができるので望ましい。
出手段を、ディジタル復調器より出力される同相成分の
復調データと直交成分の復調データのそれぞれの絶対値
を算出する絶対値算出回路と、絶対値算出回路の出力信
号の和から期待値を差し引いた値を算出して利得制御入
力データとして出力する利得制御入力データ算出回路と
より構成し、振幅制御手段を受信変調波より得られたデ
ィジタル実虚信号と前記制御電圧算出回路よりの制御電
圧とを乗算し、その乗算結果をディジタル復調器へ供給
する乗算器とより構成することが、簡単な演算処理によ
り振幅レベルの制御ができるので望ましい。
【００１９】
【作用】本発明では、搬送波が引き込まれた状態（搬送
波同期状態）では、ディジタル復調器より出力される同
相成分の復調データと直交成分の復調データとから利得
制御入力データ算出手段によりそれぞれの復調データの
大きさの和の平均の期待値からのずれを利得制御入力デ
ータとして算出し、これを選択手段を介して制御電圧算
出回路に供給し、制御電圧算出回路で算出した制御電圧
に相当する利得でディジタル復調器の入力信号の振幅を
制御するようにしたため、上記のそれぞれの復調データ
の振幅の平均値をほぼ上記の期待値に維持することがで
きる。
波同期状態）では、ディジタル復調器より出力される同
相成分の復調データと直交成分の復調データとから利得
制御入力データ算出手段によりそれぞれの復調データの
大きさの和の平均の期待値からのずれを利得制御入力デ
ータとして算出し、これを選択手段を介して制御電圧算
出回路に供給し、制御電圧算出回路で算出した制御電圧
に相当する利得でディジタル復調器の入力信号の振幅を
制御するようにしたため、上記のそれぞれの復調データ
の振幅の平均値をほぼ上記の期待値に維持することがで
きる。
【００２０】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の一実施例のブロック図を示す。同図に示す
ように、本実施例のディジタルＡＧＣ回路２０は、中間
周波信号（ＩＦ信号）入力端子１１よりのＩＦ信号を増
幅及び周波数変換する低雑音増幅器・周波数変換器１
２、Ａ／Ｄ変換器１３、ディジタル復調器１４、復調デ
ータ出力端子１５ａ、１５ｂ、スイッチ切換制御信号作
成部１６を有する受信機内に設けられている。この受信
機は各種の位相変調方式で変調された各変調波の受信に
適用可能であるが、ここでは主としてＱＰＳＫ方式で変
調された変調波の受信を例にとって説明する。
１は本発明の一実施例のブロック図を示す。同図に示す
ように、本実施例のディジタルＡＧＣ回路２０は、中間
周波信号（ＩＦ信号）入力端子１１よりのＩＦ信号を増
幅及び周波数変換する低雑音増幅器・周波数変換器１
２、Ａ／Ｄ変換器１３、ディジタル復調器１４、復調デ
ータ出力端子１５ａ、１５ｂ、スイッチ切換制御信号作
成部１６を有する受信機内に設けられている。この受信
機は各種の位相変調方式で変調された各変調波の受信に
適用可能であるが、ここでは主としてＱＰＳＫ方式で変
調された変調波の受信を例にとって説明する。
【００２１】ここで、周知のように、ＱＰＳＫ方式は２
系列の２値ディジタル信号のそれぞれで位相が９０度互
いに異なる二つの搬送波のそれぞれを２相位相変調して
直交関係にある二つの被変調波を生成した後、これら被
変調波を加え合わせて４相位相変調波として送信するデ
ィジタル信号の変調方式である。
系列の２値ディジタル信号のそれぞれで位相が９０度互
いに異なる二つの搬送波のそれぞれを２相位相変調して
直交関係にある二つの被変調波を生成した後、これら被
変調波を加え合わせて４相位相変調波として送信するデ
ィジタル信号の変調方式である。
【００２２】ディジタルＡＧＣ回路２０は、絶対値算出
回路２１、初期利得制御入力データ算出回路２２、利得
制御入力データ算出回路２３、スイッチ回路２４、制御
電圧算出回路２５及び乗算器２６より構成されている。
スイッチ回路２４は切換端子２４ａ及び２４ｂを有し、
スイッチ切換制御信号作成部１６よりのスイッチ切換制
御信号に基づいて、切換端子２４ａ及び２４ｂの一方の
入力信号を共通端子２４ｃを介して制御電圧算出回路２
５へ供給する。
回路２１、初期利得制御入力データ算出回路２２、利得
制御入力データ算出回路２３、スイッチ回路２４、制御
電圧算出回路２５及び乗算器２６より構成されている。
スイッチ回路２４は切換端子２４ａ及び２４ｂを有し、
スイッチ切換制御信号作成部１６よりのスイッチ切換制
御信号に基づいて、切換端子２４ａ及び２４ｂの一方の
入力信号を共通端子２４ｃを介して制御電圧算出回路２
５へ供給する。
【００２３】制御電圧算出回路２５は、スイッチ回路２
４の出力データと定数との乗算結果の累積値を１から差
し引いた値を算出し、この値を利得Ｇに相当する制御電
圧として乗算器２６へ出力する。このディジタルＡＧＣ
回路２０は、乗算器２６による乗算演算により、ディジ
タル復調器１４に供給される受信ディジタル信号が一定
振幅となるようにレベル補正を行う。この乗算器２６に
よるレベル補正の値は、復調データ（軟データＰ及び
Ｑ）をもとに作られる。
４の出力データと定数との乗算結果の累積値を１から差
し引いた値を算出し、この値を利得Ｇに相当する制御電
圧として乗算器２６へ出力する。このディジタルＡＧＣ
回路２０は、乗算器２６による乗算演算により、ディジ
タル復調器１４に供給される受信ディジタル信号が一定
振幅となるようにレベル補正を行う。この乗算器２６に
よるレベル補正の値は、復調データ（軟データＰ及び
Ｑ）をもとに作られる。
【００２４】次に、本実施例の動作について説明する。
ＱＰＳＫ方式の変調波は、図示しないアンテナにより受
信された後、高周波部で増幅及びＩＦ信号に変換された
後、入力端子１１を介して低雑音増幅器・周波数変換器
１２に供給され、ここで低雑音増幅され、更にベースバ
ンド信号に周波数変換される。このベースバンド信号
は、Ａ／Ｄ変換器１３に供給されてディジタル実虚信号
に変換された後、乗算器２６で後述する制御電圧算出回
路２５よりの制御電圧と乗算されてからディジタル復調
器１４に供給される。
ＱＰＳＫ方式の変調波は、図示しないアンテナにより受
信された後、高周波部で増幅及びＩＦ信号に変換された
後、入力端子１１を介して低雑音増幅器・周波数変換器
１２に供給され、ここで低雑音増幅され、更にベースバ
ンド信号に周波数変換される。このベースバンド信号
は、Ａ／Ｄ変換器１３に供給されてディジタル実虚信号
に変換された後、乗算器２６で後述する制御電圧算出回
路２５よりの制御電圧と乗算されてからディジタル復調
器１４に供給される。
【００２５】このディジタル復調器１４は、入力ディジ
タル実虚信号に対して互いに９０度位相の異なる再生用
搬送波を用いた公知の同期検波等により、同相成分の復
調データＰと直交成分の復調データＱを復調して出力端
子１５ａ及び１５ｂへ出力する一方、スイッチ切換制御
信号作成部１６に供給する。
タル実虚信号に対して互いに９０度位相の異なる再生用
搬送波を用いた公知の同期検波等により、同相成分の復
調データＰと直交成分の復調データＱを復調して出力端
子１５ａ及び１５ｂへ出力する一方、スイッチ切換制御
信号作成部１６に供給する。
【００２６】また、本実施例では、上記の復調データＰ
及びＱは、絶対値算出回路２１及び初期利得制御入力デ
ータ算出回路２２にそれぞれ入力される。絶対値算出回
路２１は上記の復調データＰ及びＱをそれぞれ入力信号
として受け、入力信号の絶対値｜Ｐ｜及び｜Ｑ｜を算出
する。
及びＱは、絶対値算出回路２１及び初期利得制御入力デ
ータ算出回路２２にそれぞれ入力される。絶対値算出回
路２１は上記の復調データＰ及びＱをそれぞれ入力信号
として受け、入力信号の絶対値｜Ｐ｜及び｜Ｑ｜を算出
する。
【００２７】ここで、ディジタル復調器１４の出力復調
データＰ及びＱの振幅レベルを一定に保つためには、次
式
データＰ及びＱの振幅レベルを一定に保つためには、次
式
【００２８】
【数２】 の値の平均が零になるように制御を行えばよい。そこ
で、利得制御入力データ算出回路２３は、次式により利
得制御データΔを算出し、このデータをスイッチ回路２
４の切換端子２４ｂに供給する。
で、利得制御入力データ算出回路２３は、次式により利
得制御データΔを算出し、このデータをスイッチ回路２
４の切換端子２４ｂに供給する。
【００２９】
【数３】 搬送波が引き込まれた状態にあるとき、つまり復調デー
タをＸ−Ｙ座標表示したとき、図２（Ａ）に示すような
４点に復調データの信号点が集中しているときに、上記
のΔの平均値が零に保たれるように制御を行うことによ
り、復調データの平均値がほぼ一定値（期待値）”μ”
に維持することができ、これにより前記の従来の課題を
解決することができる。
タをＸ−Ｙ座標表示したとき、図２（Ａ）に示すような
４点に復調データの信号点が集中しているときに、上記
のΔの平均値が零に保たれるように制御を行うことによ
り、復調データの平均値がほぼ一定値（期待値）”μ”
に維持することができ、これにより前記の従来の課題を
解決することができる。
【００３０】ただし、搬送波が引き込み過程にあると
き、つまり、復調データをＸ−Ｙ座標表示したときに、
図２（Ｂ）に示すように復調データが離散して存在して
いないとき、利得制御入力データ算出回路２３により算
出された利得制御入力データΔを一定に保とうとする
と、このディジタルＡＧＣ回路２０によるレベル補正が
正しく行われず、振幅レベルに揺らぎ（振幅変動）が生
じ、クロック再生、キャリア再生に影響して引き込み特
性が悪くなる。
き、つまり、復調データをＸ−Ｙ座標表示したときに、
図２（Ｂ）に示すように復調データが離散して存在して
いないとき、利得制御入力データ算出回路２３により算
出された利得制御入力データΔを一定に保とうとする
と、このディジタルＡＧＣ回路２０によるレベル補正が
正しく行われず、振幅レベルに揺らぎ（振幅変動）が生
じ、クロック再生、キャリア再生に影響して引き込み特
性が悪くなる。
【００３１】そこで、本実施例では従来方式と同様に、
初期利得制御入力データ算出回路２２により、ディジタ
ル復調器１４の出力復調データＰ及びＱに基づいて、 Δ＝Ｐ2＋Ｑ2−２μ2 （３） なる演算を行って算出した値Δを、搬送波引き込み過程
（搬送波非同期状態時）の利得制御入力データとしてス
イッチ回路２４の切換端子２４ａに入力する。
初期利得制御入力データ算出回路２２により、ディジタ
ル復調器１４の出力復調データＰ及びＱに基づいて、 Δ＝Ｐ2＋Ｑ2−２μ2 （３） なる演算を行って算出した値Δを、搬送波引き込み過程
（搬送波非同期状態時）の利得制御入力データとしてス
イッチ回路２４の切換端子２４ａに入力する。
【００３２】スイッチ回路２４はスイッチ切換制御信号
作成部１６よりのスイッチ切換制御信号により、搬送波
引き込み過程（搬送波非同期状態時）である時には切換
端子２４ａに入力されている初期利得制御入力データ算
出回路２２の出力初期利得制御入力データを選択して共
通端子２４ｃより制御電圧算出回路２５へ供給し、搬送
波が引き込まれた状態（搬送波同期状態時）である時に
は、切換端子２４ｂに入力されている利得制御入力デー
タ算出回路２３の出力利得制御入力データΔを選択して
共通端子２４ｃより制御電圧算出回路２５へ供給する。
作成部１６よりのスイッチ切換制御信号により、搬送波
引き込み過程（搬送波非同期状態時）である時には切換
端子２４ａに入力されている初期利得制御入力データ算
出回路２２の出力初期利得制御入力データを選択して共
通端子２４ｃより制御電圧算出回路２５へ供給し、搬送
波が引き込まれた状態（搬送波同期状態時）である時に
は、切換端子２４ｂに入力されている利得制御入力デー
タ算出回路２３の出力利得制御入力データΔを選択して
共通端子２４ｃより制御電圧算出回路２５へ供給する。
【００３３】ここで、スイッチ切換制御信号作成部１６
は搬送波が引き込まれた状態（搬送波同期状態時）か、
搬送波引き込み過程（搬送波非同期状態時）かを以下の
方法で検出して、その検出状態に応じた論理値のスイッ
チ切換制御信号を生成する。すなわち、搬送波が引き込
まれた状態（搬送波同期状態時）では、復調データは図
２（Ａ）に示すような信号点配置を示す（ＱＰＳＫの場
合）。一方、搬送波引き込み過程（搬送波非同期状態
時）では、復調データは図２（Ｂ）に示したような分布
を示す。
は搬送波が引き込まれた状態（搬送波同期状態時）か、
搬送波引き込み過程（搬送波非同期状態時）かを以下の
方法で検出して、その検出状態に応じた論理値のスイッ
チ切換制御信号を生成する。すなわち、搬送波が引き込
まれた状態（搬送波同期状態時）では、復調データは図
２（Ａ）に示すような信号点配置を示す（ＱＰＳＫの場
合）。一方、搬送波引き込み過程（搬送波非同期状態
時）では、復調データは図２（Ｂ）に示したような分布
を示す。
【００３４】そこで、スイッチ切換制御信号作成部１６
は、例えば位相誤差平均 ＡＶＥ｛Ｐ−Ｑ｝ を設定した閾値と比較することにより、同期状態、非同
期状態の判断を行い（ＢＰＳＫの場合は、ＡＶＥ｛Ｑ｝
を閾値と比較する）、判断結果に応じて論理値”１”又
は”０”のスイッチ切換制御信号を作成してスイッチ回
路２４へ出力する。なお、同期状態、非同期状態を判断
するアルゴリズムは、他にも種々提案されており、その
処理のいずれでもスイッチ切換制御信号作成部１６に適
用できる。
は、例えば位相誤差平均 ＡＶＥ｛Ｐ−Ｑ｝ を設定した閾値と比較することにより、同期状態、非同
期状態の判断を行い（ＢＰＳＫの場合は、ＡＶＥ｛Ｑ｝
を閾値と比較する）、判断結果に応じて論理値”１”又
は”０”のスイッチ切換制御信号を作成してスイッチ回
路２４へ出力する。なお、同期状態、非同期状態を判断
するアルゴリズムは、他にも種々提案されており、その
処理のいずれでもスイッチ切換制御信号作成部１６に適
用できる。
【００３５】制御電圧算出回路２５は、このようにして
スイッチ回路２４により選択された、（２）式又は
（３）式で表される利得制御入力データΔを入力信号と
して受け、次式に基づいて近似的に制御電圧である利得
（具体的には、乗算器２６にてディジタル実虚信号と乗
算を行う値）Ｇを求めることができる。
スイッチ回路２４により選択された、（２）式又は
（３）式で表される利得制御入力データΔを入力信号と
して受け、次式に基づいて近似的に制御電圧である利得
（具体的には、乗算器２６にてディジタル実虚信号と乗
算を行う値）Ｇを求めることができる。
【００３６】
【数４】 ただし、上式中、βは定数である。
【００３７】この利得Ｇの算出に際しては、復調データ
（軟データ）Ｐ及びＱに基づいて（２）、（３）及び
（４）式の演算だけを行うことで求められ、殆ど加減算
及び乗算で、除算は”２”を除数とする極めて簡単な除
算だけでよいため、前記公開公報記載の従来回路に比し
演算回数が少なく簡単に制御電圧（利得）Ｇを算出する
ことができる。
（軟データ）Ｐ及びＱに基づいて（２）、（３）及び
（４）式の演算だけを行うことで求められ、殆ど加減算
及び乗算で、除算は”２”を除数とする極めて簡単な除
算だけでよいため、前記公開公報記載の従来回路に比し
演算回数が少なく簡単に制御電圧（利得）Ｇを算出する
ことができる。
【００３８】この制御電圧（利得）Ｇは、乗算器２６に
供給されて、ディジタル実虚信号と乗算された後にディ
ジタル復調器１４に供給されることが繰り返されること
により、搬送波引き込み過程では（３）式に示したΔが
零に保たれるような制御が実行され、また搬送波が引き
込まれた状態では、（２）式に示したΔの平均値が零に
保たれるように制御が行われる。
供給されて、ディジタル実虚信号と乗算された後にディ
ジタル復調器１４に供給されることが繰り返されること
により、搬送波引き込み過程では（３）式に示したΔが
零に保たれるような制御が実行され、また搬送波が引き
込まれた状態では、（２）式に示したΔの平均値が零に
保たれるように制御が行われる。
【００３９】これにより、搬送波引き込み過程では、復
調データ（軟データ）Ｐ及びＱの平均値は、低Ｅｂ／Ｎ
ｏ時は高Ｅｂ／Ｎｏ時に比し、前記したように小さめの
値となるが、利得制御入力データ算出回路２３で求めた
（２）式の利得制御入力データを（４）式に用いて利得
制御した場合のような、復調データ（軟データ）Ｐ及び
Ｑの振幅レベルの揺らぎ（振幅変動）は生じないため、
引き込み特性はその場合よりもよく、また従来回路と比
較して引き込み特性が劣化することもない（同一の引き
込み特性を示す）。
調データ（軟データ）Ｐ及びＱの平均値は、低Ｅｂ／Ｎ
ｏ時は高Ｅｂ／Ｎｏ時に比し、前記したように小さめの
値となるが、利得制御入力データ算出回路２３で求めた
（２）式の利得制御入力データを（４）式に用いて利得
制御した場合のような、復調データ（軟データ）Ｐ及び
Ｑの振幅レベルの揺らぎ（振幅変動）は生じないため、
引き込み特性はその場合よりもよく、また従来回路と比
較して引き込み特性が劣化することもない（同一の引き
込み特性を示す）。
【００４０】一方、搬送波引き込み状態では、（２）式
に示したΔの平均値が零に保たれるように制御が行われ
る結果、復調データ（軟データ）Ｐ及びＱの振幅レベル
を一定に保つことができる。従って、低Ｅｂ／Ｎｏ時で
も平均振幅レベルが小さくなってしまうことによるクロ
ック再生、キャリア再生の特性の劣化を生じることな
く、また、ビタビ復号等の誤り訂正において、軟判定に
よる符号化利得を理論値通り得ることができる。
に示したΔの平均値が零に保たれるように制御が行われ
る結果、復調データ（軟データ）Ｐ及びＱの振幅レベル
を一定に保つことができる。従って、低Ｅｂ／Ｎｏ時で
も平均振幅レベルが小さくなってしまうことによるクロ
ック再生、キャリア再生の特性の劣化を生じることな
く、また、ビタビ復号等の誤り訂正において、軟判定に
よる符号化利得を理論値通り得ることができる。
【００４１】なお、ディジタルＡＧＣ回路２０を例えば
ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）で構成す
る場合、除算演算が可能であれば、実施例で説明したよ
りも複雑な演算ができるため、より精度の高い利得制御
を行うことができる。
ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）で構成す
る場合、除算演算が可能であれば、実施例で説明したよ
りも複雑な演算ができるため、より精度の高い利得制御
を行うことができる。
【００４２】なお、本発明は上記の実施例に限定される
ものではなく、例えばＱＰＳＫ方式以外のＢＰＳＫ方
式、π／４シフトＱＰＳＫ方式、オフセットＱＰＳＫ方
式などの他の位相変調方式にも適用できる。ここで、π
／４シフトＱＰＳＫ方式は図３に示したような信号平面
上の同じ４つの信号点のうちの一つを伝送するＱＰＳＫ
方式と異なり、ある時刻では直交する２チャネルの信号
の信号平面上の４つの信号点のうちの一つを伝送し、次
の時刻では上記の４つの信号点を信号平面上π／４シフ
トした４つの信号点のうちの一つを伝送する方式であ
る。
ものではなく、例えばＱＰＳＫ方式以外のＢＰＳＫ方
式、π／４シフトＱＰＳＫ方式、オフセットＱＰＳＫ方
式などの他の位相変調方式にも適用できる。ここで、π
／４シフトＱＰＳＫ方式は図３に示したような信号平面
上の同じ４つの信号点のうちの一つを伝送するＱＰＳＫ
方式と異なり、ある時刻では直交する２チャネルの信号
の信号平面上の４つの信号点のうちの一つを伝送し、次
の時刻では上記の４つの信号点を信号平面上π／４シフ
トした４つの信号点のうちの一つを伝送する方式であ
る。
【００４３】また、オフセットＱＰＳＫ方式は、同相チ
ャネルと直交チャネルの２系列の２値ディジタル信号の
変化点が同一時刻で生じるＱＰＳＫ方式に対し、２系列
のデータの変化点が互いのデータの伝送期間の中央で生
じるようにした変調方式である。
ャネルと直交チャネルの２系列の２値ディジタル信号の
変化点が同一時刻で生じるＱＰＳＫ方式に対し、２系列
のデータの変化点が互いのデータの伝送期間の中央で生
じるようにした変調方式である。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
搬送波が引き込まれた状態（搬送波同期状態）では、復
調データの電力レベルを一定にする従来回路と異なり、
ディジタル復調器より出力される同相成分の復調データ
と直交成分の復調データの振幅の平均値をほぼ期待値に
維持するように制御するため、低Ｅｂ／Ｎｏ時において
も復調データの平均振幅レベルが小さくなってしまうこ
とによるクロック再生、キャリア再生の特性の劣化を生
じることを防止できる。
搬送波が引き込まれた状態（搬送波同期状態）では、復
調データの電力レベルを一定にする従来回路と異なり、
ディジタル復調器より出力される同相成分の復調データ
と直交成分の復調データの振幅の平均値をほぼ期待値に
維持するように制御するため、低Ｅｂ／Ｎｏ時において
も復調データの平均振幅レベルが小さくなってしまうこ
とによるクロック再生、キャリア再生の特性の劣化を生
じることを防止できる。
【００４５】また、本発明によれば、搬送波が引き込ま
れた状態（搬送波同期状態）では、復調データの振幅レ
ベルの平均値を一定に維持するように制御しているた
め、ビタビ復号等の誤り訂正において軟データを用いる
際に、中心（平均）レベルの整合性を維持でき、よって
軟判定による符号化利得を理論値通り得ることができ
る。
れた状態（搬送波同期状態）では、復調データの振幅レ
ベルの平均値を一定に維持するように制御しているた
め、ビタビ復号等の誤り訂正において軟データを用いる
際に、中心（平均）レベルの整合性を維持でき、よって
軟判定による符号化利得を理論値通り得ることができ
る。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】図１の動作説明用の信号点配置図である。
【図３】ＱＰＳＫ方式の信号点配置図である。
【図４】ＱＰＳＫ方式の復調データの振幅分布を示す図
である。
である。
【図５】復調データの分布の各例を示す図である。
【図６】軟判定入力レンジと入力信号レベルの整合性を
説明する図である。
説明する図である。
１１ ＩＦ信号入力端子 １２ 低雑音増幅器・周波数変換器 １３ Ａ／Ｄ変換器 １４ ディジタル復調器 １５ａ、１５ｂ 復調データ（軟データ）出力端子 １６ スイッチ切換制御信号作成部 ２０ ディジタルＡＧＣ回路 ２１ 絶対値算出回路 ２２ 初期利得制御入力データ算出回路 ２３ 利得制御入力データ算出回路 ２４ スイッチ回路 ２５ 制御電圧算出回路 ２６ 乗算器
Claims (4)
- 【請求項１】 ベースバンド帯のディジタル信号で搬送
波を位相変調して得られた変調波を復調して元のディジ
タル信号の復調データを得るディジタル復調器に用いら
れるディジタル自動利得制御回路において、 前記ディジタル復調器より出力される同相成分の復調デ
ータと直交成分の復調データとからそれぞれの復調デー
タの大きさの和の平均の期待値からのずれを利得制御入
力データとして算出する利得制御入力データ算出手段
と、 前記ディジタル復調器より出力される同相成分の復調デ
ータと直交成分の復調データのそれぞれの２乗の和から
期待値の２乗の２倍の値を差し引く演算を行い、得られ
た値を初期利得制御入力データとして出力する初期利得
制御入力データ算出回路と、 搬送波引き込み過程では前記初期利得制御入力データを
選択し、搬送波が引き込まれた状態では前記利得制御入
力データを選択する選択手段と、 該選択手段の出力データに基づいて制御電圧を算出する
制御電圧算出回路と、 該制御電圧に相当する利得で前記ディジタル復調器の入
力信号の振幅を制御する振幅制御手段とを有することを
特徴とするディジタル自動利得制御回路。 - 【請求項２】 前記利得制御入力データ算出手段は、前
記ディジタル復調器より出力される同相成分の復調デー
タと直交成分の復調データのそれぞれの絶対値を算出す
る絶対値算出回路と、該絶対値算出回路の出力信号の和
から前記期待値を差し引いた値を算出して前記利得制御
入力データとして出力する利得制御入力データ算出回路
とよりなり、 前記振幅制御手段は受信変調波より得られたディジタル
実虚信号と前記制御電圧算出回路よりの制御電圧とを乗
算し、その乗算結果を前記ディジタル復調器へ供給する
乗算器とよりなることを特徴とする請求項１記載のディ
ジタル自動利得制御回路。 - 【請求項３】 前記制御電圧算出回路は、前記選択手段
の出力データと定数との乗算結果の累積値を１から差し
引いた値を算出し、この値を利得に相当する制御電圧と
して出力することを特徴とする請求項１又は２記載のデ
ィジタル自動利得制御回路。 - 【請求項４】 前記選択手段は、前記ディジタル復調器
より出力される同相成分の復調データと直交成分の復調
データに基づいて搬送波引き込み状態であるか否かを検
出してその検出結果に応じたスイッチ切換制御信号を出
力するスイッチ切換制御信号作成部と、該スイッチ切換
制御信号作成部からの該スイッチ切換制御信号により前
記利得制御入力データ算出回路と前記初期利得制御入力
データ算出回路の出力データの一方を選択するスイッチ
回路とよりなることを特徴とする請求項１記載のディジ
タル自動利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31968094A JPH08181730A (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | ディジタル自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31968094A JPH08181730A (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | ディジタル自動利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08181730A true JPH08181730A (ja) | 1996-07-12 |
Family
ID=18112998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31968094A Pending JPH08181730A (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | ディジタル自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08181730A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002077769A (ja) * | 2000-06-13 | 2002-03-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル放送受信装置 |
| US6483883B1 (en) | 1998-05-20 | 2002-11-19 | Nec Corporation | Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit |
| JP2007312430A (ja) * | 1999-08-31 | 2007-11-29 | Interdigital Technol Corp | 適応型ｒｆ増幅器前置リミタ |
| JP2008131511A (ja) * | 2006-11-22 | 2008-06-05 | Fujitsu Ltd | 受信同期制御装置、受信同期制御方法およびそのためのプログラム |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61278218A (ja) * | 1985-06-04 | 1986-12-09 | Fujitsu Ltd | デ−タ受信装置のタイミング再生方法 |
| JPH04122153A (ja) * | 1990-09-13 | 1992-04-22 | Fujitsu Ltd | ４相ｐｓｋ復調器のａｇｃ回路 |
| JPH06216954A (ja) * | 1993-01-20 | 1994-08-05 | Nec Corp | バースト信号用ａｇｃ回路 |
| JPH06216955A (ja) * | 1993-01-20 | 1994-08-05 | Nec Corp | バースト信号用ａｇｃ回路 |
| JPH06338917A (ja) * | 1993-05-28 | 1994-12-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自動利得制御回路 |
-
1994
- 1994-12-22 JP JP31968094A patent/JPH08181730A/ja active Pending
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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