JP3205313B2 - Psk復調器及びpsk復調方法並びに位相雑音検出方法 - Google Patents
Psk復調器及びpsk復調方法並びに位相雑音検出方法Info
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Description
などで使用される多相PSK(Phase Shift Keying)伝送
方式の信号を復調するPSK復調器及びPSK復調方法
並びに位相雑音検出方法に関するものである。
図7に示すようなものがある。またこのようなPSK復
調器に入力されるBSデジタル変調信号のフレーム構成
を図8(a)に示す(信学技報 SANE97-132,SAT97-130
(1998-02))。変調信号の構成は、BPSKで伝送され
る伝送多重制御信号(TMCC信号;Transmission Mul
tiplexing Configuration Control )の192シンボル
と、8PSK/QPSK/BPSKのいずれかを選択し
て伝送される主信号207×4×48シンボルとを有し
ており、これらのシンボルの合計を1フレームとする。
変調信号はこのようなフレームの繰り返した信号とな
る。なお、207×4シンボルの領域を1スロットと呼
び、スロット単位で8PSK/QPSK/BPSKの変
調モードを選択できる。そして各スロットの変調モード
は、フレームの先頭に位置するTMCC信号を復号する
ことで判別できる。また、207シンボルは、203+
4シンボルに分解でき、この4シンボルが位相基準BP
SKバーストシンボル(以下、BPSKバーストとい
う)と呼ばれる。このBPSKバーストは、低C/Nま
で搬送波再生を可能にするために設けられたものであ
り、決められたランダム系列によりBPSK変調され
る。
TMCC情報は8フレームで構成されるスーパーフレー
ムに関する情報を表わしており、1スーパーフレームで
図9の384ビットが伝送される。TMCC信号は受信
機の動作を制御する信号であるため、送信側では2スー
パーフレーム先行してTMCC情報を変更する仕様とな
っている。これにより受信機はダイナミックな変調方式
の変更等に対して破綻なく追従することができる。
ンクリメントするカウンタであり、バージョン番号が記
載される。「伝送モード/スロット情報」にはフレーム
に割り当てられる変調方式とそのスロット数が記載され
る。「相対TS/スロット情報」には各スロットに割り
当てられる0〜7のTS識別子が記載される。「相対T
S/TS番号対応表」には、「相対TS/スロット情
報」で割り当てられたTS識別子と実際のTS_IDと
の対応表が記載される。「送受信制御情報」には緊急放
送用起動制御信号およびアップリンク制御信号が記載さ
れる。「拡張情報」は将来の拡張用に設けられた情報の
領域である。
時分割多重することが可能である。受信機では復号した
TMCC情報の「伝送モード/スロット情報」を参照す
ることにより、フレーム内での変調方式の切り替わり時
刻を知ることができるので、破綻なく復調処理を行うこ
とができる。また、現在複数の変調方式が同時に使用さ
れているかどうか、つまり階層伝送がされているかどう
かを知ることができる。また複数のトランスポート・ス
トリーム(TS)を、衛星の1中継器で伝送することが
可能である。受信機では「伝送モード/スロット情報」
および「相対TS/スロット情報」を参照することによ
り、各TSが階層伝送されているかどうかを知ることが
できる。
図7に示すPSK復調器の動作を説明する。なお、本図
において太実線は複素信号であることを示す。入力端子
51から入力された変調信号は、直交検波器52で90
度位相の異なる局部発振信号により直交検波され、同相
軸(I軸)および直交軸(Q軸)のベースバンド信号に
変換される。そして、図示しないA/D変換器にてデジ
タル化されて複素乗算器53に入力される。複素乗算器
53は、受信した変調信号の搬送波周波数と、パラボラ
アンテナに実装されているコンバータ及び受信機の局部
発振器の発振周波数の差を補正するAFCループの一部
として動作する。
タ54に入力され、I軸とQ軸の信号に対して独立に同
じルートロールオフ特性のフィルタ処理が施され、符号
間干渉が除去される。帯域制限フィルタ54の出力が周
波数誤差検出器57に入力されると、周波数誤差検出器
57は例えば遅延検波方式により周波数誤差を算出す
る。これは1シンボル前の受信ベクトルの複素共役と、
現在の受信ベクトルとの複素乗算を行うことにより、1
シンボルの時間におけるベクトルの回転角度、すなわち
搬送波の周波数誤差を求める方法である。
求める演算を全てのシンボルに対して行っているが、低
C/NにおいてもAFC動作を可能とするためには、B
PSK期間のみから求めた周波数誤差信号を利用するこ
とが必要である。常にBPSKであることが保証されて
いる領域は、前述したようにTMCCとBPSKバース
トである。従って保持回路56は、タイミング生成回路
59からの制御により周波数誤差検出器57の出力方法
を制御する。即ち、TMCCとBPSKバーストの期間
のみ周波数誤差検出器57の出力を通過させて、それ以
外の期間は零を出力するか、又はTMCCとBPSKバ
ーストの期間のみ周波数誤差検出器57の出力を通過さ
せて、それ以外の期間は最も近い過去の周波数誤差を保
持するように制御する。
y Controlled Oscillator )では、保持回路56からの
周波数誤差信号を低域通過フィルタに通し、雑音成分を
除去する。そして、NCO55内部の累積加算器で周波
数誤差信号を積分し、瞬時周波数から瞬時位相に変換す
る。そして更に内蔵するROMテーブルなどを用いて、
互いに直交する正弦波成分と余弦波成分とに変換する。
次にNCO55の出力を複素乗算器53に入力すること
で、入力変調信号の搬送波の周波数誤差を補正する。こ
うしてAFCループの機能が達成される。
乗算器60にも入力される。複素乗算器60は、前段の
AFCループの出力信号に対して、位相同期を確立する
搬送波再生ループの機能の一部を達成するものである。
複素乗算器60の出力は、位相同期確立後のI,Qのベ
ースバンド信号として出力端子64に出力され、またこ
れと同時に位相誤差検出器63にも与えられる。
近い符号点(理想受信点)からの位相誤差を算出し、そ
の結果を保持回路62に出力する。保持回路62では、
タイミング生成回路59からの制御により、位相誤差の
算出が許可されるシンボルについてのみ、位相誤差検出
器63の出力をNCO61に与える。また保持回路62
は、位相誤差の算出が許可されないシンボルについて
は、直前の許可されていたシンボルの位相誤差を保持し
てNCO61に与える。NCO61の構成はNCO55
の構成と同じである。NCO61の出力する直交正弦波
は、複素乗算器60に入力されて、前段のAFCループ
の出力信号の搬送波に対して、微少な周波数誤差と位相
誤差の補正をするのに用いられる。
フィルタ54の出力信号が入力されると、復調部の位相
同期が確立する前にフレーム同期を確立する必要がある
ので、遅延検波を行う。この遅延検波では、先ずTMC
C部分に含まれるフレーム同期信号の差動符号化パター
ンを探す。そして差動符号化フレーム同期信号を検出す
ると、前方保護及び後方保護によって信頼性の高いフレ
ーム同期信号を再生する。
て、タイミング生成回路59はゲート信号を生成して保
持回路56、62に与える。引き込み時や低C/N時に
は、タイミング生成回路59は図8(b)に示すような
ゲート信号を出力する。即ち低C/N時ではBPSKで
の伝送が保証されているTMCCと、BPSKバースト
の期間のみでゲートを開く。また、8PSKの伝送が可
能なC/N領域では、図8(c)に示すようなゲート信
号を出力する。即ち、高C/N時では全シンボルに対し
てゲートを開く。C/Nが劣化し、8PSKの伝送が行
えない状態になるとき、TMCCの復号結果に基づい
て、QPSKやBPSKのスロットが伝送されている場
合にはそのスロットでのみゲートを開く。
は、8PSK/QPSK/BPSKの時分割多重変調信
号を受信するので、伝送路のC/Nが0dB付近まで安
定に変調信号を受信できるようにする必要がある。ま
た、アナログBS放送に使用されている既設のパラボラ
アンテナを利用して、デジタル放送を受信をすることを
想定すると、位相雑音特性の悪い旧型のコンバータでも
変調信号を安定に受信できるよう、PSK復調器の機能
を向上する必要がある。
特性が悪く、かつ伝送路のC/Nが低い場合には、TM
CCとBPSKバースト以外の位相誤差信号が得られな
い期間で、搬送波再生ループが不安定になり、安定した
受信ができなくなるという問題点があった。
生ループの位相誤差検出に用いるシンボルに段階的に制
限を加えるとする。例えば検出に用いるシンボル数を、
高C/Nから低C/Nにかけて、8PSK+QPSK+
BPSKからQPSK+BPSKに、更にBPSKに制
限を加えるとする。このような条件でC/N値が変化す
るときに、位相数の大きいPSK信号から生成した信頼
性の低い位相誤差と、位相数の小さいPSK信号から生
成した信頼性の高い位相誤差との間で極性が異なってし
まう場合が発生する。この場合は搬送波再生ループが破
綻するという問題点が生じる。
図10は搬送波再生ループの位相誤差検出器において検
出される受信シンボル(○で示す)と、各符号点(●で
示す)との位相誤差との関係を示す説明図である。図1
0(a)は搬送波再生ループで8PSK+QPSK+B
PSKの全シンボルをトラッキングに使用できる状態、
即受信C/Nの高い場合の説明図である。このとき、位
相誤差φerr は8PSKの位相誤差検出が可能な範囲±
π/8よりも小さいので、受信シンボルが時分割多重さ
れている8PSK及びQPSKのいずれであっても、位
相誤差検出器は正しい位相誤差φerr を検出することが
できる。従って搬送波再生ループは正常に動作する。
トラッキングに使用するシンボルを8PSK+QPSK
+BPSKからQPSK+BPSKに制限する境界付近
の受信C/Nの低い場合の説明図である。このようなC
/N領域では、位相誤差φerr が8PSKの位相誤差検
出が可能な範囲±π/8を超える場合もあり、図10
(b)はその場合の受信シンボル位置を図示している。
このとき、受信シンボルがQPSKの場合には正しい位
相誤差φerr を検出できるが、受信シンボルが8PSK
の場合には本来の位相誤差φerr ではなく、誤った位相
誤差である−(π/4−φerr )が位相誤差として検出
されてしまう。従って時分割多重されている8PSKと
QPSKが、それぞれ反対符号の位相誤差を搬送波再生
部へ出力することになり、搬送波再生ループが破綻して
しまう。
応するために、搬送波再生ループの利得を高い値に設定
すると、ループ雑音が増大し、位相雑音特性が良い場合
でも低C/Nでの受信ができなくなるという問題点があ
った。
信C/Nに応じて変更しても搬送波再生ループを破綻さ
せないために、2段の縦続接続した搬送波再生ループの
1段目を、階層伝送の有無にかかわらずTMCCとBP
SKバースト部分のみでトラッキングさせることにする
と、階層伝送されておらず、搬送波再生ループが破綻し
ない場合においても、1段目の搬送波再生ループのトラ
ッキング精度が低下して、高C/N領域でのビット誤り
率が劣化するという問題点があった。
ループの2段目において、階層伝送の有無にかかわら
ず、設定された受信C/Nでトラッキングに用いるシン
ボルを変更すると、切替え点においてビット誤り率が不
連続に劣化するため、階層伝送されていない場合でも切
替え点で受信不能になるという問題点があった。
高位相雑音の条件下でも安定に受信できるようにすると
共に、受信C/Nに応じて搬送波再生ループのトラッキ
ングに使用するシンボルを段階的に制限しても、安定に
受信できるようにすることを目的とする。
4の目的に加えて、受信信号に含まれる位相雑音量に応
じて搬送波再生ループの利得を自動的に最適値になるよ
うに制御することを目的とする。
差と位相方向平均誤差との比を演算することにより、n
相PSK変調信号に含まれる位相雑音量を検出すること
を目的とする。
は、受信信号から搬送波を再生し復調するPSK復調器
であって、時分割多重されたn相PSK変調信号を直交
検波してデジタル化したI軸及びQ軸の信号からなる複
素入力信号と第1の再生搬送波とを複素乗算して位相同
期を確立し、第1の複素復調信号を出力する第1の復調
手段と、前記第1の複素復調信号と第2の再生搬送波と
を複素乗算して位相方向ジッタを補正し、第2の複素復
調信号を出力する第2の復調手段とを備え、前記第1の
復調手段は、前記複素入力信号の内、最低位相数のPS
K変調信号期間のみで検出した前記第1の複素復調信号
と当該理想受信点との第1の位相誤差から前記第1の再
生搬送波を生成し、前記第2の復調手段は、前記複素入
力信号の内、少なくとも最低位相数のPSK変調信号を
含む期間で検出した前記第2の複素復調信号と当該理想
受信点との第2の位相誤差から前記第2の再生搬送波を
生成することを特徴とするものである。
送波を再生し復調するPSK復調方法であって、時分割
多重されたn相PSK変調信号を直交検波してデジタル
化したI軸及びQ軸の信号からなる複素入力信号と第1
の再生搬送波とを複素乗算して位相同期を確立し、第1
の複素復調信号を出力する第1の搬送波再生ループにお
いて、前記複素入力信号の内、最低位相数のPSK変調
信号期間のみで検出した前記第1の複素復調信号と当該
理想受信点との第1の位相誤差から前記第1の再生搬送
波を生成し、前記第1の複素復調信号と第2の再生搬送
波とを複素乗算して位相方向ジッタを補正し、第2の複
素復調信号を出力する第2の搬送波再生ループにおい
て、前記複素入力信号の内、少なくとも最低位相数のP
SK変調信号を含む期間で検出した前記第2の複素復調
信号と当該理想受信点との第2の位相誤差から前記第2
の再生搬送波を生成することを特徴とするものである。
たn相PSK変調信号を直交検波してデジタル化したI
軸及びQ軸の信号を第1の入力信号とし、前記第1の入
力信号の位相誤差を補正する信号を第2の入力信号とす
るとき、前記第1の入力信号と前記第2の入力信号とを
複素乗算し第1の復調信号を出力する第1の複素乗算器
と、前記第1の入力信号の内、最低位相数のPSK変調
信号期間のみにおいて、前記第1の復調信号と当該理想
受信点との第1の位相誤差を検出して出力し、それ以外
の期間は前記第1の位相誤差を保持した信号を出力する
第1の位相誤差検出器と、前記第1の位相誤差検出器の
出力から雑音成分を除去する第1の低域通過フィルタ
と、前記第1の低域通過フィルタの出力に応じて第1の
再生搬送波を生成し、前記第1の再生搬送波を前記第2
の入力信号として前記第1の複素乗算器に出力する第1
の数値制御発振器と、前記第1の復調信号を第3の入力
信号とし、前記第3の入力信号の位相誤差を補正する信
号を第4の入力信号とするとき、前記第3の入力信号と
前記第4の入力信号とを複素乗算し第2の復調信号を出
力する第2の複素乗算器と、前記第1の入力信号の内、
少なくとも最低位相数のPSK変調信号を含む期間にお
いて、前記第2の復調信号と当該理想受信点との第2の
位相誤差を検出して出力し、それ以外の期間は前記第2
の位相誤差を保持した信号を出力する第2の位相誤差検
出器と、前記第2の位相誤差検出器の出力から雑音成分
を除去する第2の低域通過フィルタと、前記第2の低域
通過フィルタの出力に応じて第2の再生搬送波を生成
し、前記第2の再生搬送波を前記第4の入力信号として
前記第2の複素乗算器に出力する第2の数値制御発振器
と、を具備することを特徴とするものである。
送波を再生し復調するPSK復調方法であって、第1の
搬送波再生ループとして、時分割多重されたn相PSK
変調信号を直交検波してデジタル化したI軸及びQ軸の
信号を第1の入力信号とし、前記第1の入力信号の位相
誤差を補正する信号を第2の入力信号とするとき、前記
第1の入力信号と前記第2の入力信号とを複素乗算して
第1の復調信号を出力し、前記第1の入力信号の内、最
低位相数のPSK変調信号期間のみにおいて、前記第1
の復調信号と当該理想受信点との第1の位相誤差を検出
し、それ以外の期間は前記第1の位相誤差を保持し、前
記第1の位相誤差信号の高域の雑音成分を除去した信号
に応じて前記第2の入力信号である第1の再生搬送波を
生成し、第2の搬送波再生ループとして、前記第1の復
調信号を第3の入力信号とし、前記第3の入力信号の位
相誤差を補正する信号を第4の入力信号とするとき、前
記第3の入力信号と前記第4の入力信号とを複素乗算し
て第2の復調信号を出力し、前記第1の入力信号の内、
少なくとも最低位相数のPSK変調信号を含む期間にお
いて、前記第2の復調信号と当該理想受信点との第2の
位相誤差を検出し、それ以外の期間は前記第2の位相誤
差を保持し、前記第2の位相誤差信号の高域の雑音成分
を除去した信号に応じて前記第4の入力信号である第2
の再生搬送波を生成することを特徴とするものである。
送波を再生し復調するPSK復調器であって、時分割多
重されたn相PSK変調信号を直交検波してデジタル化
したI軸及びQ軸の信号からなる複素入力信号と第1の
再生搬送波とを複素乗算して位相同期を確立し、第1の
複素復調信号を出力する第1の復調手段と、前記第1の
複素復調信号と第2の再生搬送波とを複素乗算して位相
方向ジッタを補正し、第2の複素復調信号を出力する第
2の復調手段とを備え、前記第1の復調手段は、前記複
素入力信号の内、最低位相数のPSK変調信号期間のみ
で検出した前記第1の複素復調信号と当該理想受信点と
の第1の位相誤差から前記第1の再生搬送波を生成し、
前記第2の復調手段は、前記複素入力信号の内、少なく
とも最低位相数のPSK変調信号を含む期間で検出した
前記第2の複素復調信号と当該理想受信点との第2の位
相誤差から前記第2の再生搬送波を生成し、前記第2の
複素復調信号の当該理想受信点に対する振幅方向及び位
相方向の平均誤差を検出し、検出した前記振幅方向平均
誤差と前記位相方向平均誤差との比に応じて、前記第2
の復調手段を構成する搬送波再生ループのループ利得を
設定することを特徴とするものである。
送波を再生し復調するPSK復調方法であって、時分割
多重されたn相PSK変調信号を直交検波してデジタル
化したI軸及びQ軸の信号からなる複素入力信号と第1
の再生搬送波とを複素乗算して位相同期を確立し、第1
の複素復調信号を出力する第1の搬送波再生ループにお
いて、前記複素入力信号の内、最低位相数のPSK変調
信号期間のみで検出した前記第1の複素復調信号と当該
理想受信点との第1の位相誤差から前記第1の再生搬送
波を生成し、前記第1の複素復調信号と第2の再生搬送
波とを複素乗算して位相方向ジッタを補正し、第2の複
素復調信号を出力する第2の搬送波再生ループにおい
て、前記複素入力信号の内、少なくとも最低位相数のP
SK変調信号を含む期間で検出した前記第2の複素復調
信号と当該理想受信点との第2の位相誤差から前記第2
の再生搬送波を生成し、前記第2の複素復調信号の当該
理想受信点に対する振幅方向及び位相方向の平均誤差を
検出し、検出した前記振幅方向平均誤差と前記位相方向
平均誤差の比に応じて、前記第2の搬送波再生ループの
ループ利得を設定することを特徴とするものである。
たn相PSK変調信号を直交検波してデジタル化したI
軸及びQ軸の信号を第1の入力信号とし、前記第1の入
力信号の位相誤差を補正する信号を第2の入力信号とす
るとき、前記第1の入力信号と前記第2の入力信号とを
複素乗算し第1の復調信号を出力する第1の複素乗算器
と、前記第1の入力信号の内、最低位相数のPSK変調
信号期間のみにおいて、前記第1の復調信号と当該理想
受信点との第1の位相誤差を検出して出力し、それ以外
の期間は前記第1の位相誤差を保持した信号を出力する
第1の位相誤差検出器と、前記第1の位相誤差検出器の
出力から雑音成分を除去する第1の低域通過フィルタ
と、前記第1の低域通過フィルタの出力に応じて第1の
再生搬送波を生成し、前記第1の再生搬送波を前記第2
の入力信号として前記第1の複素乗算器に出力する第1
の数値制御発振器と、前記第1の復調信号を第3の入力
信号とし、前記第3の入力信号の位相誤差を補正する信
号を第4の入力信号とするとき、前記第3の入力信号と
前記第4の入力信号とを複素乗算し第2の復調信号を出
力する第2の複素乗算器と、前記第1の入力信号の内、
少なくとも最低位相数のPSK変調信号を含む期間にお
いて、前記第2の復調信号と当該理想受信点との第2の
位相誤差を検出して出力し、それ以外の期間は前記第2
の位相誤差を保持した信号を出力する第2の位相誤差検
出器と、前記第2の位相誤差検出器の出力から雑音成分
を除去する第2の低域通過フィルタと、前記第2の低域
通過フィルタの出力に応じて第2の再生搬送波を生成
し、前記第2の再生搬送波を前記第4の入力信号として
前記第2の複素乗算器に出力する第2の数値制御発振器
と、を具備し、前記第2の復調信号の当該理想受信点に
対する振幅方向及び位相方向の平均誤差を検出し、検出
した前記振幅方向平均誤差と前記位相方向平均誤差との
比に応じて、前記第2の低域通過フィルタの利得を設定
することを特徴とするものである。
送波を再生し復調するPSK復調方法であって、第1の
搬送波再生ループとして、時分割多重されたn相PSK
変調信号を直交検波してデジタル化したI軸及びQ軸の
信号を第1の入力信号とし、前記第1の入力信号の位相
誤差を補正する信号を第2の入力信号とするとき、前記
第1の入力信号と前記第2の入力信号とを複素乗算して
第1の復調信号を出力し、前記第1の入力信号の内、最
低位相数のPSK変調信号期間のみにおいて、前記第1
の復調信号と当該理想受信点との第1の位相誤差を検出
し、それ以外の期間は前記第1の位相誤差を保持し、前
記第1の位相誤差信号の高域の雑音成分を除去した信号
に応じて前記第2の入力信号である第1の再生搬送波を
生成し、第2の搬送波再生ループとして、前記第1の復
調信号を第3の入力信号とし、前記第3の入力信号の位
相誤差を補正する信号を第4の入力信号とするとき、前
記第3の入力信号と前記第4の入力信号とを複素乗算し
て第2の復調信号を出力し、前記第1の入力信号の内、
少なくとも最低位相数のPSK変調信号を含む期間にお
いて、前記第2の復調信号と当該理想受信点との第2の
位相誤差を検出し、それ以外の期間は前記第2の位相誤
差を保持し、前記第2の位相誤差信号の高域の雑音成分
を除去した信号に応じて前記第4の入力信号である第2
の再生搬送波を生成し、前記第2の復調信号の当該理想
受信点に対する振幅方向及び位相方向の平均誤差を検出
し、検出した前記振幅方向平均誤差と前記位相方向平均
誤差との比に応じて、前記第2の搬送波再生ループのル
ープ利得を設定することを特徴とするものである。
たn相PSK変調信号を直交検波してデジタル化したI
軸及びQ軸からなる複素入力信号から搬送波を再生して
復調することにより複素復調信号を得るPSK復調方法
における位相雑音検出方法であって、最低位相数のPS
K変調信号期間のみで、前記複素復調信号の当該理想受
信点に対する振幅方向及び位相方向の平均誤差を検出
し、検出した前記振幅方向平均誤差と前記位相方向平均
誤差との比を演算することにより、前記n相PSK変調
信号に含まれる位相雑音量を検出することを特徴とする
ものである。
は、例えばBPSK、QPSK、8PSKで構成され、
各PSKの伝送多重制御信号をTMCCとするとき、1
フレームの先頭にBPSKでTMCCが伝送され、デー
タのスロット間にBPSKバーストが伝送されるBSデ
ジタル放送に適用されるものとする。
ループを2段縦続に接続し、1段目の搬送波再生ループ
は受信C/NによらずTMCCとBPSKバースト部分
での位相誤差信号のみでループを動作させ、2段目の搬
送波再生ループは受信C/Nに応じて8PSK/QPS
K/BPSKのシンボルを段階的に制限して用いて位相
誤差信号を得てループを動作させる。
位相雑音量を、復調信号の符号点からの振幅方向及び位
相方向の誤差の比によって検出して、2段目の搬送波再
生ループのループ利得を最適な値に自動的に調整する。
差と位相方向平均誤差との比を演算することにより、n
相PSK変調信号に含まれる位相雑音量を検出する。
けるPSK復調器及びPSK復調方法並びに位相雑音検
出方法について、図面を参照しつつ説明する。 (実施の形態1) 本発明の実施の形態1におけるPSK復調器のブロック
図を図1に示す。このPSK復調器は、複素乗算器1、
NCO2、低域通過フィルタ(LPF)3、平均回路
4、位相誤差検出器5、ゲート発生器6、C/N検出器
7、I軸信号の入力端子101、Q軸信号の入力端子1
02、I軸復調信号の出力端子103、Q軸復調信号の
出力端子104を含んで構成される。
は、直交検波、AFCループまでは図7に示す従来例と
同じであるので、これらの部分は図示を省略している。
即ち、図7に示す直交検波器52、複素乗算器53、帯
域制限フィルタ54、周波数誤差検出器57、保持回路
56、NCO55で構成される部分は共通であり、図1
の入力端子101、102には、図7の帯域制限フィル
タ54の出力信号が入力されるものとする。
スバンド信号は、図1の入力端子101及び102を介
して複素乗算器1に入力される。複素乗算器1は、搬送
波再生ループにより制御されたNCO2の出力と、複素
ベースバンド信号との複素乗算により、微少な周波数誤
差と位相誤差を補正し、位相同期を確立した復調信号を
出力するものである。
ベースバンド信号は、夫々出力端子103、104から
出力されると同時に、位相誤差検出器5に入力される。
位相誤差検出器5は、入力された複素信号と最も近い符
号点との位相誤差を検出して出力する。なお、位相誤差
検出器5は、ゲート発生器6からの制御信号により、時
分割多重伝送される8PSK/QPSK/BPSKに対
応して、符号点の位相数を8/4/2と切り替える。
Nシンボル毎に平均して出力する。例えば図8のフレー
ム構造の変調信号を受信する場合は、4シンボル毎の平
均を出力する。こうすると、引き込み時や低C/N時で
TMCCとBPSKバーストのみのシンボルしか搬送波
再生に使用できない場合も、BPSK部分のみで算出し
た位相誤差が得られる。なお、シンボル毎の位相誤差を
使用するか捨てるかは、ゲート発生器6からのゲート信
号により決定される。算出した平均値は、次の4シンボ
ルの位相誤差の平均値が演算できるまでの期間、平均回
路4で保持される。例えば、図8(b)に示すゲート信
号(低C/N時)の場合は、m番目のBPSKバースト
4シンボルに続く203シンボルと、(m+1)番目の
BPSKバースト4シンボルの合計207シンボルの期
間は、m番目のBPSKバースト部分での位相誤差の平
均値を保持する。
相誤差検出器5の出力が8ビットのデジタル信号で与え
られ、4シンボルの平均を求めるときは、10ビットの
累積加算器を用意する。これに4シンボル分の各8ビッ
トデータを加算すると、最大10ビットの結果が得られ
るので、その上位8ビットを取り出すことで容易に平均
値が得られる。
雑音成分が除去される。LPF3の構成を図4に示す。
この構成は所謂完全積分型のLPFである。LPF3は
乗算器301、302、加算器303、305、ラッチ
回路(D)304を含んで構成される。ラッチ回路30
4はシンボルクロックに同期して加算器303の出力を
保持するラッチ回路であり、その出力は加算器305と
303に与えられる。図1の平均回路4の出力が乗算器
301、302に入力されると、乗算器301では定数
αが乗算されて加算器305に入力され、乗算器302
では定数βが乗算され、加算器303に入力される。加
算器303とラッチ回路304とは累積加算器を構成し
ている。加算器305での加算結果はLPF3の出力と
なって図1のNCO2に入力される。なお、乗算器30
1、302の機能は、定数α、βの値が2のべき乗の場
合、乗算器への入力信号をビット単位でシフトして出力
することで容易に実現できる。
ようにNCO2は、累積加算器203、ROM201、
ROM202を含んで構成される。ROM201は位相
入力をCOS値に変換するROMテーブルである。RO
M202は位相入力をSIN値に変換するROMテーブ
ルである。図5のNCO2に入力された瞬時周波数誤差
信号は、累積加算器203で積分されて瞬時位相信号と
なる。この瞬時位相信号は、ROM201、202によ
り複素ベトルに変換されて、図1の複素乗算器1へ入力
される。以上で搬送波再生の負帰還ループが構成され、
搬送波の位相同期が確立される。
器5の出力より、受信C/N情報を抽出するものであ
る。即ち、C/N検出器7は、位相誤差検出器5の出力
の符号点からのずれの絶対値の平均を用いて(符号点か
らのずれの自乗平均でも良い)C/Nを検出して、その
結果をゲート発生器6へ出力する。なお、C/N検出器
7は、低C/Nから高C/Nまでの検出を可能とするた
めに、BPSK期間のみをモニタするものとする。
期回路58とタイミング生成回路59の機能を合わせた
ものである。即ち、複素乗算器1の入力信号を遅延検波
することにより、搬送波の周波数同期及び位相同期前に
フレーム同期信号の差動符号化パターンを検出し、前方
及び後方保護によって信頼性の高いフレーム同期信号を
再生する。ゲート発生器6は、再生されたフレーム同期
信号を基準として、図8(b),(c)に示すようなゲ
ート信号を生成し、図1の平均回路4へ出力する。この
ゲート信号は、C/N検出器7から得られる受信C/N
情報に応じて、位相誤差を生成可能なシンボル期間のみ
で位相誤差を求め、それ以外の期間はその値を保持する
ように平均回路4に指示する信号である。引き込み時や
低C/N時には、図8(b)のゲート信号に示すよう
に、BPSKでの伝送が保証されているTMCCとBP
SKバーストの期間のみでゲートを開く。また、8PS
Kの伝送が可能なC/N領域では、図8(c)のゲート
信号に示すように、全シンボルに対してゲートを開く。
C/Nが8PSKの伝送が行えないような値の場合は、
TMCCの復号結果に基づいて、QPSKやBPSKの
スロットが伝送されている場合には、そのスロットでは
ゲートを開くようにする。またゲート発生器6は、以上
の動作と同時に、TMCC信号を復号した情報に基づい
て、受信信号が8PSK/QPSK/BPSKの何れで
あるかを位相誤差検出器5にリアルタイムに指示する。
/N時において位相誤差信号が得られないTMCCとB
PSKバースト部分以外での受信時刻には、最も近い過
去のTMCC又はBPSKバースト部分での位相誤差信
号の平均値を用いて搬送波再生ループを動作させること
ができる。このため、低C/N、高位相雑音の条件下に
おいても、安定に搬送波再生を行うことができる。な
お、低C/Nまで搬送波再生を安定に動作させるため
に、受信C/Nの低下に応じてLPF3の利得を下げる
(定数α、βを小さくする)ことも有効である。
2におけるPSK復調器について説明する。本実施の形
態におけるPSK復調器のブロック図を図2に示す。こ
のPSK復調器には、第1の搬送波再生ループとして第
1の複素乗算器1、第1のNCO2、第1の低域通過フ
ィルタ(LPF)3、第1の平均回路4、第1の位相誤
差検出器5が設けられ、第2の搬送波再生ループとして
第2の複素乗算器10、第2のNCO11、第2のLP
F12、第2の平均回路13、第2の位相誤差検出器1
4が設けられている。更にこのPSK復調器には、ゲー
ト発生器6、C/N検出器7、I軸信号の入力端子10
1、Q軸信号の入力端子102、I軸復調信号の出力端
子103、Q軸復調信号の出力端子104が設けられて
いる。
に示す構成と同じであるので、これらの部分は図示を省
略している。即ち、図7の直交検波器52、複素乗算器
53、帯域制限フィルタ54、周波数誤差検出器57、
保持回路56、NCO55で構成される部分は共通であ
り、図2の入力端子101、102には、図7の帯域制
限フィルタ54の出力信号が入力されるものとする。
出器5、平均回路4、LPF3、NCO2で構成される
1段目の搬送波再生ループは、実施の形態1と同じであ
るので説明を省略する。またゲート発生器6、C/N検
出器7の機能も実施の形態1と同じである。唯一の違い
は、位相誤差検出器5が常にBPSKモードで動作して
いる点である。このためゲート発生器6から位相誤差検
出器5への制御信号はない。
4、平均回路13、LPF12、NCO11で構成され
る第2の搬送波再生ループも、各々の構成要素の機能を
含めて実施の形態1と同じである。唯一、LPF12の
構成はLPF3とは異なっており、その構成例を図6に
示す。このLPF12では、平均回路13からの出力に
対して乗算器1201において定数γを乗算して、図2
のNCO11に出力するようになっている。
スバンド信号は、入力端子101及び102を介して第
1の搬送波再生ループに入力される。第1の搬送波再生
ループは、実施の形態1の場合とは異なり、受信C/N
に無関係に常にTMCCとBPSKバースト部分のみで
位相誤差信号を生成して搬送波再生を行う。つまり、ゲ
ート発生器6から平均回路4へのゲート信号は、図8
(b)のゲート信号に固定される。
して動作するため、第1の搬送波再生ループでは位相同
期は確立するが、受信信号の位相雑音成分が大きい場合
は、復調出力信号の位相方向のジッタが大きくなる。た
だし、第1の搬送波再生ループでは、受信C/Nの低下
に応じて搬送波再生ループのトラッキングに使用するシ
ンボルを、8PSK+QPSK+BPSKからQPSK
+BPSK、更にBPSKへと段階的に制限する必要が
なくなり、切り替えC/N付近における搬送波再生ルー
プの破綻を防止できる効果がある。
波再生ループの出力信号が与えられる。第2の搬送波再
生ループはゲート発生器6とC/N検出器7とを用い、
実施の形態1と同様に、C/Nに応じて8PSK/QP
SK/BPSKのシンボルを段階的に制限して位相誤差
信号を得る方法で動作する。第2の搬送波再生ループ
は、図6のLPF12の構成からも判るように、広帯域
ループとなる。また、LPF12の内部には積分項がな
いために過去に受信したシンボルの影響を受けず、受信
C/Nの低下に応じて搬送波再生ループのトラッキング
に使用するシンボルを、8PSK+QPSK+BPSK
からQPSK+BPSK、更にBPSKへと段階的に制
限しても、切り替えC/N付近における搬送波再生ルー
プの破綻が発生し難いといえる。従って第1の搬送波再
生ループから通過した位相雑音成分による位相方向のジ
ッタ成分を効果的に補正し、位相同期を確立した復調信
号を出力端子103、104へ出力することができる。
波再生ループを2段縦続に接続し、1段目の搬送波再生
ループは、C/NによらずTMCCとBPSKバースト
部分での位相誤差信号のみでループを動作させ、2段目
の搬送波再生ループは、C/Nに応じて8PSK/QP
SK/BPSKのシンボルを段階的に制限して位相誤差
信号を得てループを動作させるようにしている。こうし
て低C/Nかつ高位相雑音の条件下でも、変調信号を安
定に受信可能とすると同時に、C/Nに応じて2段目の
搬送波再生ループのトラッキングに使用するシンボルを
切り替えても、安定に変調信号を受信することができ
る。
と、低C/Nかつ高位相雑音の条件での復調器の性能は
若干低下する。しかし許容できるならば、削除した構成
も可能である。また、低C/Nまで搬送波再生を安定に
動作させるために、受信C/Nの低下に応じてLPF3
の利得(定数α、β)と、LPF12の利得(定数γ)
を下げることも有効である。
3におけるPSK復調器について説明する。本実施の形
態におけるPSK復調器のブロック構成を図3に示す。
このPSK復調器には、実施の形態2の場合と同様に第
1の搬送波再生ループとして、第1の複素乗算器1、第
1のNCO2、第1の低域通過フィルタ(LPF)3、
第1の平均回路4、第1の位相誤差検出器5が設けられ
ている。またこのPSK復調器には、第2の搬送波再生
ループとして、第2の複素乗算器10、第2のNCO1
1、第2のLPF12、第2の平均回路13、第2の位
相誤差検出器14に加えて、誤差検出器20、除算器2
1、制御回路22が設けられている。またPSK復調器
には、図2に示すものと同様にゲート発生器6、C/N
検出器7、I軸信号の入力端子101、Q軸信号の入力
端子102、I軸復調信号の出力端子103、Q軸復調
信号の出力端子104が設けられている。
2以外の部分の動作は、実施の形態2と同様なので、説
明を省略する。第2の搬送波再生ループの復調出力信号
が誤差検出器20に入力されると、誤差検出器20は、
最も近い符号点との振幅方向及び位相方向の誤差の絶対
値の平均を求める(自乗平均でもよい)。尚、位相方向
の誤差は位相誤差検出器14から得てもよい。この誤差
を検出するシンボルは、低C/Nまでの検出を可能とす
るために、BPSKシンボルに限定する。
の平均をθerr とし、振幅方向の誤差の絶対値の平均を
Rerr とすると、除算により比θerr /Rerr を求め
る。観測されるコンスタレーションとθerr /Rerr の
関係を図11に示す。制御回路22では、受信状態を判
定するための閾値THLを設定し、図11(a)に示す
ようにθerr /Rerr >THLの場合は、位相方向に復
調信号が広がっているので、位相雑音によるジッタが大
きいと判断する。そして第2の搬送波再生ループのLP
F12の利得を上げる(γを大きくする)。逆に、図1
1(b)に示すようにθerr /Rerr <THLの場合
は、位相雑音によるジッタは小さいと判断し、LPF1
2の利得を下げる(γを小さくする)。
の形態2の効果に加えて、受信信号の位相雑音量に応じ
て、常に最適なループ利得を自動的に設定することがで
きる。なお、平均回路4、13を削除すると、低C/N
かつ高位相雑音の条件での復調器の性能は若干低下す
る。 しかし許容できるならば、削除した構成も可能であ
る。なお、低C/Nまで搬送波再生を安定に動作させる
ために、受信C/Nの低下に応じてLPF3の利得(定
数α、β)と、LPF12の利得(定数γ)を下げるこ
とも有効である。また、誤差検出器20、除算器21、
制御回路22の機能の全て又は一部を、マイクロコンピ
ュータ等を用いてソフトウェアで実行してもよい。
信号に対して位相雑音の影響をθerr /Rerr によって
検出する方法を示した。しかし、他のQAM等の変調方
式でも位相雑音の影響を同様に検出することができる。
例えばQAMではI,Q軸上にシンボルがないので、直
線I=−Q、I=Q上のシンボルに限定してθerr ,R
err を求めるようにすると、演算が容易である。これら
の直線I=−Q、I=Q上のシンボルは、45度回転さ
せるという比較的簡単な演算により、I軸、Q軸上に移
動させることができるからである。
6において、搬送波再生ループのトラッキングに使用す
るシンボルを受信C/Nの低下に応じて制限する方法に
ついて、数種類の変形例を補足説明する。
について、これまで述べてきた基本形を更に詳細に説明
する。常に存在し、常にBPSK伝送が保証されている
TMCCとBPSKバースト部分のシンボルについて
は、全てのC/N領域に渡ってBPSKをトラッキング
に使用する。また高C/N領域では、8PSKとQPS
KとBPSKの全スロットをトラッキングに使用する。
中C/N領域では、8PSK以外のスロット、すなわち
QPSKとBPSKのスロットをトラッキングに使用す
るが、それらの変調モードが含まれない場合は、TMC
CとBPSKバースト部分のみをトラッキングに使用す
る。同様に低C/N領域では、BPSKスロットのみを
トラッキングに使用するが、BPSKスロットが含まれ
ない場合は、TMCCとBPSKバースト部分のみをト
ラッキングに使用する。なお、QPSKには5種類の符
号化率が使用可能であるが、トラッキングに際しては符
号化率による区別はせずに、全てのQPSKスロットと
して同等に扱う。
る。1段目の搬送波再生ループは、8PSK、QPS
K、BPSKが時分割多重で混在する場合、すなわち階
層伝送されている場合は、前述したようにトラッキング
に使用するシンボルを受信C/Nに応じて、8PSK+
QPSK+BPSKからQPSK+BPSK、更にBP
SKへと段階的に制限すると、トラッキングの切り替え
C/N付近において破綻が生じ易い。ただし、階層伝送
されていない場合は、全てのスロットが8PSKであ
り、TMCCとBPSKバースト部分のBPSKを除け
ば、変調方式の混在がない。従って高C/N領域で全シ
ンボルをトラッキングに使用しても、トラッキングの切
り替えC/N付近、すなわち高C/Nと中C/Nの境界
においては破綻が生じることは少ない。
したTMCC情報の「伝送モード/スロット情報」を参
照することにより、複数の変調方式が同時に使用されて
いるかどうか、つまり階層伝送がされているかどうかを
知ることができる。そこで「伝送モード/スロット情
報」の復号結果により階層伝送されていないと判明した
場合は、1段目の搬送波再生ループも高C/N領域では
全シンボルを用いてトラッキングするように変更する。
ただし、階層伝送されていると判明した場合には、上記
実施の形態2,3で述べたように全C/N領域に渡って
TMCCとBPSKバーストのみでトラッキングを行
う。このような適応的な処理により、階層伝送されてい
ない場合は、高C/N領域では全シンボルによるトラッ
キングを行うことにより、トラッキング精度が向上して
ビット誤り率が改善される。このような制御方法を(方
法1)と呼ぶ。
る。2段目の搬送波再生ループは、トラッキングに使用
するシンボルを、受信C/Nに応じて8PSK+QPS
K+BPSKからQPSK+BPSK、更にBPSKへ
と段階的に制限しても、トラッキングの切り替えC/N
付近において破綻し難い。ただし、トラッキングに使用
するシンボル数の減少によりトラッキング精度が劣化す
るので、切替えC/N付近で不連続にビット誤り率が劣
化する。
信C/N対ビット誤り率特性を示したグラフである。図
の実線は高C/Nと中C/Nの切替え点を、C/N=C
N0に設定している場合である。そこで階層伝送されて
いない場合は、切替えC/NをCN0より低C/N側の
CN1にシフトして、ビット誤り率を改善することを考
える。
スロット情報」および「相対TS/スロット情報」を参
照することにより、衛星の一つの中継器で伝送されてい
る複数のTSの各TS毎に、階層伝送されているかどう
かを知ることもできる。さらに「相対TS/TS番号対
応表」を参照することにより、現在選択しているTSと
の対応をつけることができる。このプロセスで現在選択
しているTSが階層伝送されていないと判明した場合に
は、2段目の搬送波再生ループでトラッキング方法を切
り換える高C/Nと中C/Nの切替え点を、図12のC
/N=CN1に変更する。なお、階層伝送されている場
合はC/N=CN0で切替える。階層伝送を行っている
場合は、復号した映像等に劣化が出始める前に、少々高
めのC/Nで現在の階層より誤り耐性の強い変調方式の
階層のサービスに切り換える。トラッキングについて
も、8PSKを使用できる限界C/Nよりも少し高めの
C/N=CN0で切替えを行う。一方、階層伝送をして
いない場合は、8PSKの受信限界がそのままサービス
限界となるので、8PSKを使用できる限界C/N=C
N1にトラッキング切替えC/Nをシフトする。これに
より、図12の点線に示すように、8PSKの受信限界
C/N付近でのビット誤り率が改善されてサービス限界
も改善される。なお、(方法1)と同様にTMCC情報
の「伝送モード/スロット情報」のみを参照して全TS
をまとめて階層伝送されているかどうかで切替えC/N
を変化させてもよい。このように切替えC/Nは、階層
伝送されている場合はCN0とし、階層伝送されていな
い場合はCN1とする。このような制御方法を(方法
2)と呼ぶ。
れ1段目の搬送波再生ループ、2段目の搬送波再生ルー
プに関する処理で独立なので同時に用いてもよい。ただ
し、同時に用いることができるのは、全TSについて階
層伝送されていない場合に限る。このように同時に用い
る制御方法を(方法3)と呼ぶ。
対して、(方法1)、(方法2)、(方法3)を組み合
わせて使用することが可能である。なお、(方法2)、
(方法3)の組み合わせにより、階層伝送の有無を参照
してトラッキング制御を切り換える場合は、図12の実
線と点線の差で示されるように、切替えC/N付近でビ
ット誤り率が改善される。低品質ながら低C/Nまでサ
ービスを継続できる低階層と、高品質であるが高C/N
でしかサービスができない高階層のどちらを選択して復
号するかの切替えをビット誤り率で行う場合は、図12
に示すようにトラッキング制御の切替えと同時にビット
誤り率のスレショルドをTHL0からTHL1に切替え
る。THL0が階層伝送ありのとき、THL1が階層伝
送なしのときである。階層伝送なしの場合は、低階層が
ないので常に高階層を選択するようにしてもよい。
検出器7は位相誤差検出器の出力の符号点からのずれの
絶対値の平均を用いてC/Nを検出していたが、受信ベ
クトルの絶対値の平均と受信ベクトルの自乗の平均から
C/Nを検出する方法を用いてもよい。この演算方法の
詳細は特開平9−023250号に述べられている。
器7は、誤り率測定回路で置き換えてもよい。誤り率と
受信C/Nの間には1対1の対応があるからである。一
般的に用いられる誤り率測定の方法は、I軸復調信号の
出力端子103とQ軸復調信号の出力端子104にビタ
ビ復号器を接続し、ビタビ復号前の受信シンボルの硬判
定結果と、ビタビ復号後のデータを再畳込みして得られ
るシンボルとを比較することにより、シンボル誤り率又
はビット誤り率を求めるものである。ビタビ復号後の誤
り率が0になるようなC/N領域では、この方法により
正確に誤り訂正前の誤り率を受信機単独で求めることが
できる。ただし、低C/N領域まで信頼性の高い誤り率
測定を行うためには、測定に用いるシンボルをBPSK
シンボルに限定する必要がある。
器6による受信C/Nに応じたトラッキング方法の切替
えについては、例えばC/N=CN0で8PSK+QP
SK+BPSKからQPSK+BPSKに切り換えるの
ではなく、C/N=CN0からC/N=CN0−X0
(X0:正の一定値)の範囲で、8PSKスロットの位
相誤差に適当な関数を用いて重みづけをして、徐々に8
PSKの寄与を減らしていくような切替え方法を用いて
も良い。
検波、AFCループの後段に、実施の形態1,2,3で
説明した図1,2,3の搬送波再生ループが接続される
形態を基本型として説明した。直交検波、AFCループ
は、例えば図7に示す直交検波器52、複素乗算器5
3、帯域制限フィルタ54、周波数誤差検出器57、保
持回路56、NCO55を含んで構成される。PSK復
調器の構成の変形として、AFCループと搬送波再生ル
ープが2重ループになる構成も考えられる。以下に三つ
の異なった例をあげる。
ルタ54の出力信号は従来通り複素乗算器1に入力され
ているが、周波数誤差検出器57の入力端及びゲート発
生器6の入力端と、複素乗算器1の出力端とを接続して
もよい。この場合のブロック図を図13に示す。尚、図
13の構成要素は、図1及び図7に示したものと同一で
あるため、詳細な説明は省略する。ここで、AFCルー
プの周波数補正動作時は、搬送波再生ループの補正動作
を停止させるものとする。
フィルタ54の出力信号は従来通り複素乗算器1に入力
されているが、周波数誤差検出器57の入力端及びゲー
ト発生器6の入力端と、複素乗算器1の出力端とを接続
してもよい。この場合のブロック図を図14及び図15
並びに国16及び図17に示す。尚、図14〜図17の
構成要素は、図1、図2及び図3に示したものと同一で
あるため、詳細な説明は省略する。ここでも、AFCル
ープの周波数補正動作時は、搬送波再生ループの補正動
作を停止させるものとする。
フィルタ54の出力信号は従来通り複素乗算器1に入力
されているが、周波数誤差検出器57の入力端及びゲー
ト発生器6の入力端と、複素乗算器10の出力端とを接
続してもよい。この場合のブロック図を図18及び図1
9並びに図20及び図21に示す。尚、図18〜図21
の構成要素は、図1、図2及び図3に示したものと同一
であるため、詳細な説明は省略する。ここでも、AFC
ループの周波数補正動作時は、搬送波再生ループの補正
動作を停止させるものとする。
のn相PSK変調信号を用いて位相誤差信号の平均値を
算出し、その平均値で搬送波再生ループを動作させるの
で、低C/N、高位相雑音の条件下においても安定に搬
送波再生を行うことができる。またこのような効果に加
えて、搬送波再生ループを2段縦続に接続し、1段目の
搬送波再生ループはC/Nによらず低次のn相PSK変
調信号を用いてループを動作させ、2段目の搬送波再生
ループはC/Nに応じて高次のn相PSKのシンボルを
段階的に制限して位相誤差信号を得てループを動作させ
ることにより、C/Nに応じて2段目の搬送波再生ルー
プのトラッキングに使用するシンボルを切替えても安定
に受信することができる。
1〜4記載の発明の効果に加えて、受信信号の位相雑音
量に応じて常に最適なループ利得を自動的に設定するこ
とができる。
均誤差と位相方向平均誤差との比を演算することによ
り、n相PSK変調信号に含まれる位相雑音量を検出す
ることができる。
要部構成を示すブロック図である。
要部構成を示すブロック図である。
要部構成を示すブロック図である。
のブロック図である。
のブロック図である。
LPFのブロック図である。
図である。
ゲート信号との関係を示すタイミング図である。
る。
位相誤差と受信C/Nとの関係を示す模式図である。
ぼす影響を示す模式図である。
関係を示す特性図である。
を示すブロック図である。
1を示すブロック図(その1)である。
1を示すブロック図(その2)である。
1を示すブロック図(その1)である。
1を示すブロック図(その2)である。
2を示すブロック図(その1)である。
2を示すブロック図(その2)である。
2を示すブロック図(その1)である。
2を示すブロック図(その2)である。
Claims (9)
- 【請求項1】 受信信号から搬送波を再生し復調するP
SK復調器であって、 時分割多重されたn相PSK変調信号を直交検波してデ
ジタル化したI軸及びQ軸の信号からなる複素入力信号
と第1の再生搬送波とを複素乗算して位相同期を確立
し、第1の複素復調信号を出力する第1の復調手段と、 前記第1の複素復調信号と第2の再生搬送波とを複素乗
算して位相方向ジッタを補正し、第2の複素復調信号を
出力する第2の復調手段とを備え、 前記第1の復調手段は、前記複素入力信号の内、最低位
相数のPSK変調信号期間のみで検出した前記第1の複
素復調信号と当該理想受信点との第1の位相誤差から前
記第1の再生搬送波を生成し、 前記第2の復調手段は、前記複素入力信号の内、少なく
とも最低位相数のPSK変調信号を含む期間で検出した
前記第2の複素復調信号と当該理想受信点との第2の位
相誤差から前記第2の再生搬送波を生成することを特徴
とするPSK復調器。 - 【請求項2】 受信信号から搬送波を再生し復調するP
SK復調方法であって、 時分割多重されたn相PSK変調信号を直交検波してデ
ジタル化したI軸及びQ軸の信号からなる複素入力信号
と第1の再生搬送波とを複素乗算して位相同期を確立
し、第1の複素復調信号を出力する第1の搬送波再生ル
ープにおいて、前記複素入力信号の内、最低位相数のP
SK変調信号期間のみで検出した前記第1の複素復調信
号と当該理想受信点との第1の位相誤差から前記第1の
再生搬送波を生成し、 前記第1の複素復調信号と第2の再生搬送波とを複素乗
算して位相方向ジッタを補正し、第2の複素復調信号を
出力する第2の搬送波再生ループにおいて、前記複素入
力信号の内、少なくとも最低位相数のPSK変調信号を
含む期間で検出した前記第2の複素復調信号と当該理想
受信点との第2の位相誤差から前記第2の再生搬送波を
生成することを特徴とするPSK復調方法。 - 【請求項3】 時分割多重されたn相PSK変調信号を
直交検波してデジタ ル化したI軸及びQ軸の信号を第1
の入力信号とし、前記第1の入力信号の位相誤差を補正
する信号を第2の入力信号とするとき、 前記第1の入力信号と前記第2の入力信号とを複素乗算
し第1の復調信号を出力する第1の複素乗算器と、 前記第1の入力信号の内、最低位相数のPSK変調信号
期間のみにおいて、前記第1の復調信号と当該理想受信
点との第1の位相誤差を検出して出力し、それ以外の期
間は前記第1の位相誤差を保持した信号を出力する第1
の位相誤差検出器と、 前記第1の位相誤差検出器の出力から雑音成分を除去す
る第1の低域通過フィルタと、 前記第1の低域通過フィルタの出力に応じて第1の再生
搬送波を生成し、前記第1の再生搬送波を前記第2の入
力信号として前記第1の複素乗算器に出力する第1の数
値制御発振器と、 前記第1の復調信号を第3の入力信号とし、前記第3の
入力信号の位相誤差を補正する信号を第4の入力信号と
するとき、 前記第3の入力信号と前記第4の入力信号とを複素乗算
し第2の復調信号を出力する第2の複素乗算器と、 前記第1の入力信号の内、少なくとも最低位相数のPS
K変調信号を含む期間において、前記第2の復調信号と
当該理想受信点との第2の位相誤差を検出して出力し、
それ以外の期間は前記第2の位相誤差を保持した信号を
出力する第2の位相誤差検出器と、 前記第2の位相誤差検出器の出力から雑音成分を除去す
る第2の低域通過フィルタと、 前記第2の低域通過フィルタの出力に応じて第2の再生
搬送波を生成し、前記第2の再生搬送波を前記第4の入
力信号として前記第2の複素乗算器に出力する第2の数
値制御発振器と、を具備することを特徴とするPSK復
調器。 - 【請求項4】 受信信号から搬送波を再生し復調するP
SK復調方法であって、 第1の搬送波再生ループとして、 時分割多重されたn相PSK変調信号を直交検波してデ
ジタル化したI軸及びQ軸の信号を第1の入力信号と
し、前記第1の入力信号の位相誤差を補正する信号を第
2の入力信号とするとき、 前記第1の入力信号と前記第2の入力信号とを複素乗算
して第1の復調信号を出力し、 前記第1の入力信号の内、最低位相数のPSK変調信号
期間のみにおいて、前記第1の復調信号と当該理想受信
点との第1の位相誤差を検出し、それ以外の期間は前記
第1の位相誤差を保持し、 前記第1の位相誤差信号の高域の雑音成分を除去した信
号に応じて前記第2の入力信号である第1の再生搬送波
を生成し、 第2の搬送波再生ループとして、 前記第1の復調信号を第3の入力信号とし、前記第3の
入力信号の位相誤差を補正する信号を第4の入力信号と
するとき、前記第3の入力信号と前記第4の入力信号と
を複素乗算して第2の復調信号を出力し、 前記第1の入力信号の内、少なくとも最低位相数のPS
K変調信号を含む期間において、前記第2の復調信号と
当該理想受信点との第2の位相誤差を検出し、それ以外
の期間は前記第2の位相誤差を保持し、 前記第2の位相誤差信号の高域の雑音成分を除去した信
号に応じて前記第4の入力信号である第2の再生搬送波
を生成することを特徴とするPSK復調方法。 - 【請求項5】 受信信号から搬送波を再生し復調するP
SK復調器であって、 時分割多重されたn相PSK変調信号を直交検波してデ
ジタル化したI軸及びQ軸の信号からなる複素入力信号
と第1の再生搬送波とを複素乗算して位相同期を確立
し、第1の複素復調信号を出力する第1の復調手段と、 前記第1の複素復調信号と第2の再生搬送波とを複素乗
算して位相方向ジッタを補正し、第2の複素復調信号を
出力する第2の復調手段とを備え、 前記第1の復調手段は、前記複素入力信号の内、最低位
相数のPSK変調信号期間のみで検出した前記第1の複
素復調信号と当該理想受信点との第1の位相誤差から前
記第1の再生搬送波を生成し、 前記第2の復調手段は、前記複素入力信号の内、少なく
とも最低位相数のPSK変調信号を含む期間で検出した
前記第2の複素復調信号と当該理想受信点との第2の位
相誤差から前記第2の再生搬送波を生成し、 前記第2の複素復調信号の当該理想受信点に対する振幅
方向及び位相方向の平均誤差を検出し、検出した前記振
幅方向平均誤差と前記位相方向平均誤差との比に応じ
て、前記第2の復調手段を構成する搬送波再生ループの
ループ利得を設定することを特徴とするPSK復調器。 - 【請求項6】 受信信号から搬送波を再生し復調するP
SK復調方法であって、 時分割多重されたn相PSK変調信号を直交検波してデ
ジタル化したI軸及びQ軸の信号からなる複素入力信号
と第1の再生搬送波とを複素乗算して位相同期を確立
し、第1の複素復調信号を出力する第1の搬送波再生ル
ープにおいて、前記複素入力信号の内、最低位相数のP
SK変調信号期間のみで検出した前記第1の複素復調信
号と当該理想受信点との第1の位相誤差から前記第1の
再生搬送波を生成し、 前記第1の複素復調信号と第2の再生搬送波とを複素乗
算して位相方向ジッタを補正し、第2の複素復調信号を
出力する第2の搬送波再生ループにおいて、前記複素入
力信号の内、少なくとも最低位相数のPSK変調信号を
含む期間で検出した前記第2の複素復調信号と当該理想
受信点との第2の位相誤差から前記第2の再生搬送波を
生成し、 前記第2の複素復調信号の当該理想受信点に対する振幅
方向及び位相方向の平均誤差を検出し、検出した前記振
幅方向平均誤差と前記位相方向平均誤差の比に応じて、
前記第2の搬送波再生ループのループ利得を設定するこ
とを特徴とするPSK復調方法。 - 【請求項7】 時分割多重されたn相PSK変調信号を
直交検波してデジタル化したI軸及びQ軸の信号を第1
の入力信号とし、前記第1の入力信号の位相誤差を補正
する信号を第2の入力信号とするとき、 前記第1の入力信号と前記第2の入力信号とを複素乗算
し第1の復調信号を出力する第1の複素乗算器と、 前記第1の入力信号の内、最低位相数のPSK変調信号
期間のみにおいて、前記第1の復調信号と当該理想受信
点との第1の位相誤差を検出して出力し、それ以外の期
間は前記第1の位相誤差を保持した信号を出力する第1
の位相誤差検出器と、 前記第1の位相誤差検出器の出力から雑音成分を除去す
る第1の低域通過フィルタと、 前記第1の低域通過フィルタの出力に応じて第1の再生
搬送波を生成し、前記第1の再生搬送波を前記第2の入
力信号として前記第1の複素乗算器に出力する第1の数
値制御発振器と、 前記第1の復調信号を第3の入力信号とし、前記第3の
入力信号の位相誤差を補正する信号を第4の入力信号と
するとき、 前記第3の入力信号と前記第4の入力信号とを複素乗算
し第2の復調信号を出力する第2の複素乗算器と、 前記第1の入力信号の内、少なくとも最低位相数のPS
K変調信号を含む期間において、前記第2の復調信号と
当該理想受信点との第2の位相誤差を検出して出力し、
それ以外の期間は前記第2の位相誤差を保持した信号を
出力する第2の位相誤差検出器と、 前記第2の位相誤差検出器の出力から雑音成分を除去す
る第2の低域通過フィルタと、 前記第2の低域通過フィルタの出力に応じて第2の再生
搬送波を生成し、前記第2の再生搬送波を前記第4の入
力信号として前記第2の複素乗算器に出力する第2の数
値制御発振器と、を具備し、 前記第2の復調信号の当該理想受信点に対する振幅方向
及び位相方向の平均誤差を検出し、検出した前記振幅方
向平均誤差と前記位相方向平均誤差との比に応じて、前
記第2の低域通過フィルタの利得を設定することを特徴
とするPSK復調器。 - 【請求項8】 受信信号から搬送波を再生し復調するP
SK復調方法であって、 第1の搬送波再生ループとして、 時分割多重されたn相PSK変調信号を直交検波してデ
ジタル化したI軸及びQ軸の信号を第1の入力信号と
し、前記第1の入力信号の位相誤差を補正する信号を第
2の入力信号とするとき、前記第1の入力信号と前記第
2の入力信号とを複素乗算して第1の復調信号を出力
し、 前記第1の入力信号の内、最低位相数のPSK変調信号
期間のみにおいて、前記第1の復調信号と当該理想受信
点との第1の位相誤差を検出し、それ以外の期間は前記
第1の位相誤差を保持し、 前記第1の位相誤差信号の高域の雑音成分を除去した信
号に応じて前記第2の入力信号である第1の再生搬送波
を生成し、 第2の搬送波再生ループとして、 前記第1の復調信号を第3の入力信号とし、前記第3の
入力信号の位相誤差を補正する信号を第4の入力信号と
するとき、前記第3の入力信号と前記第4の入力信号と
を複素乗算して第2の復調信号を出力し、 前記第1の入力信号の内、少なくとも最低位相数のPS
K変調信号を含む期間において、前記第2の復調信号と
当該理想受信点との第2の位相誤差を検出し、それ以外
の期間は前記第2の位相誤差を保持し、 前記第2の位相誤差信号の高域の雑音成分を除去した信
号に応じて前記第4の入力信号である第2の再生搬送波
を生成し、 前記第2の復調信号の当該理想受信点に対する振幅方向
及び位相方向の平均誤差を検出し、検出した前記振幅方
向平均誤差と前記位相方向平均誤差との比に応じて、前
記第2の搬送波再生ループのループ利得を設定すること
を特徴とするPSK復調方法。 - 【請求項9】 時分割多重されたn相PSK変調信号を
直交検波してデジタル化したI軸及びQ軸からなる複素
入力信号から搬送波を再生して復調することにより複素
復調信号を得るPSK復調方法における位相雑音検出方
法であって、最低位相数のPSK変調信号期間のみで、 前記複素復調
信号の当該理想受信点に対する振幅方向及び位相方向の
平均誤差を検出し、検出した前記振幅方向平均誤差と前
記位相方向平均誤差との比を演算することにより、前記
n相PSK変調信号に含まれる位相雑音量を検出するこ
とを特徴とする位相雑音検出方法。
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Family Applications (1)
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 1999-04-14 JP JP10660199A patent/JP3205313B2/ja not_active Expired - Lifetime
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