JPH0810816B2 - Oscillator circuit - Google Patents
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- JPH0810816B2 JPH0810816B2 JP61142090A JP14209086A JPH0810816B2 JP H0810816 B2 JPH0810816 B2 JP H0810816B2 JP 61142090 A JP61142090 A JP 61142090A JP 14209086 A JP14209086 A JP 14209086A JP H0810816 B2 JPH0810816 B2 JP H0810816B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は温度補正機能を備えた発振回路で、特にCR型
の発振回路に適用され、この発振回路をIC化した際、温
度補正用の外付け素子やそのための専用端子を不要にで
きるものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial field of application] The present invention is an oscillation circuit having a temperature correction function, and is particularly applied to a CR type oscillation circuit. It is possible to eliminate the need for an external element and a dedicated terminal for it.
発振回路を使用するシステムにおいては、発振周波数
を基準として各種制御を行う。そのため、発振周波数の
高精度化が要求される。このような場合、発振用素子と
して水晶発振子やセラミック発振子が使用される。しか
し、これらの素子はコストが高いという欠点がある。し
かも、自動車用システムにおいては−40〜＋100℃の温
度範囲において安定動作が要求されるが、信頼性におい
て不安な面がある。従って、安価なシステムが要求され
る場合には、抵抗、コンデンサを用いたＣ・Ｒ発振回路
が使われる。In a system using an oscillation circuit, various controls are performed with the oscillation frequency as a reference. Therefore, high precision of the oscillation frequency is required. In such a case, a crystal oscillator or a ceramic oscillator is used as the oscillation element. However, these devices have the disadvantage of high cost. Moreover, the automobile system requires stable operation in the temperature range of −40 to + 100 ° C., but there is a concern in reliability. Therefore, when an inexpensive system is required, a CR oscillation circuit using resistors and capacitors is used.
この回路の欠点は、室温時の発振周波数精度が少々悪
いという点と温度特性を持つという点である。室温時の
発振周波数は外付素子の調整で対応可能である。温度に
よる発振周波数の変動は通常温度の上昇と共に低下する
ような特性をもち、これは、内部回路の温度特性による
ものが大きく、対策には外付素子・回路の追加変更が要
求されコスト・アップとなる。The disadvantages of this circuit are that the oscillation frequency accuracy at room temperature is slightly poor and that it has temperature characteristics. The oscillation frequency at room temperature can be adjusted by adjusting the external element. The fluctuation of the oscillation frequency due to temperature usually has a characteristic that it decreases as the temperature rises. This is largely due to the temperature characteristics of the internal circuit, and as a countermeasure, additional changes to external elements and circuits are required and cost increases. Becomes
本発明は、上記点に鑑み、温度補正用の外付け素子や
そのための専用端子を不要にでき、しかも発振周波数の
温度特性を十分低減できるCR型の発振回路を提供するこ
とを目的とする。In view of the above points, an object of the present invention is to provide a CR type oscillation circuit that can eliminate the need for an external element for temperature correction and a dedicated terminal for the same and can sufficiently reduce the temperature characteristic of the oscillation frequency.
そこで、本発明は、 抵抗とコンデンサが直列に接続され、該抵抗を介して
充放電されるCR回路と、 所定電圧を分圧し基準電圧を発生させる基準電圧発生
回路と、 前記CR回路のコンデンサと抵抗の接続点電位を一方の
入力とし、また前記基準電圧発生回路の分圧点電位を他
方の入力とする比較器と、 前記基準電圧の分圧点に接続されるとともに、前記比
較器の出力が変化すると高電位側あるいは低電位側に接
続され、前記分圧点電位を変化させるようにした基準電
圧可変用抵抗とを有し、前記コンデンサは前記分圧点電
位と同様に前記比較器の出力により充放電状態が切り替
わる発振回路であって、 前記基準電圧可変用抵抗の抵抗−温度係数が前記所定
電圧を分圧する分圧抵抗の抵抗−温度係数より大きくな
るように設定されていることを特徴とする。Therefore, the present invention provides a CR circuit in which a resistor and a capacitor are connected in series and which is charged and discharged through the resistor, a reference voltage generating circuit that divides a predetermined voltage to generate a reference voltage, and a capacitor of the CR circuit. A comparator having a connection node potential of the resistor as one input and a voltage dividing point potential of the reference voltage generating circuit as the other input, and being connected to the voltage dividing point of the reference voltage and outputting the output of the comparator. Is connected to a high potential side or a low potential side and has a reference voltage variable resistance adapted to change the voltage dividing point potential, and the capacitor is the same as the voltage dividing point potential of the comparator. An oscillation circuit in which a charge / discharge state is switched depending on an output, wherein a resistance-temperature coefficient of the reference voltage varying resistance is set to be larger than a resistance-temperature coefficient of a voltage dividing resistor that divides the predetermined voltage. Special To.
次に本発明の実施例について説明する。第１図におい
てＡはIC化された素子側を示し、外部接続用の端子S1、
S2を有している。IC化素子側において発振用コンパレー
タ１の基準電圧を決める抵抗11、12、13のうち、11、12
をP+拡散抵抗で、13をP-拡散抵抗で構成する。各々の抵
抗の抵抗値は所望の値となるようにする。（例えばR1＝
R3＝50kΩ、R2＝25kΩ）。Next, examples of the present invention will be described. In FIG. 1, A indicates the element side made into an IC, and a terminal S1 for external connection,
Has S2. Of the resistors 11, 12, 13 that determine the reference voltage of the oscillation comparator 1 on the IC element side, 11, 12
Is a P + diffused resistor and 13 is a P - diffused resistor. The resistance value of each resistor is set to a desired value. (Eg R 1 =
R 3 = 50 kΩ, R 2 = 25 kΩ).
CMOS型のインバータ３のＰチャンネルMOSトランジス
タ3AのON抵抗をR4、そのｎチャンネルMOSトランジスタ3
BのON抵抗をR5とする。R4、R5の値は、基準電圧形成用
の抵抗11〜13の抵抗値R1〜R3の値より十分小さくしてお
く（例えば0.25kΩ以下）。充放電用のCR回路をなす抵
抗10、コンデンサ20は外付けとする。なおVDDは定電圧
源を示す。The ON resistance of the P-channel MOS transistor 3A of the CMOS inverter 3 is R 4 , and its n-channel MOS transistor 3
Let the ON resistance of B be R 5 . The value of R 4, R 5 are kept sufficiently smaller than the value of the resistance value R 1 to R 3 of the resistor 11 to 13 for the reference voltage formed (e.g. 0.25kΩ below). The resistor 10 and the capacitor 20 forming the CR circuit for charging / discharging are external. V DD indicates a constant voltage source.
P+拡散抵抗11、12とP-拡散抵抗13とは拡散抵抗濃度が
異なる。一般に、P-抵抗の方がP+抵抗より拡散濃度が低
く（シート抵抗値は高い）、抵抗値の温度変化率はP-抵
抗の方が大きい（第６図参照）。The P + diffusion resistances 11 and 12 and the P − diffusion resistance 13 have different diffusion resistance concentrations. In general, P − resistance has a lower diffusion concentration (higher sheet resistance) than P + resistance, and the temperature change rate of resistance is larger for P − resistance (see FIG. 6).
インバータ３の両トランジスタ3A、3Bはどちらも温度
上昇に対してON抵抗が高くなるが、室温時からの変化率
は−40〜150℃の温度範囲において、数10％程度である
ため、初期値が十分小さければ誤差の範囲となる。Both transistors 3A and 3B of the inverter 3 have high ON resistance with temperature rise, but the rate of change from room temperature is about several 10% in the temperature range of -40 to 150 ° C, so the initial value is If is small enough, it is within the error range.
外付けとした抵抗10、および、コンデンサ20の素子値
の温度特性は、素子を選択することにより十分小さくで
き、この場合便宜上無視できるものとする。It is assumed that the temperature characteristics of the element values of the externally attached resistor 10 and the capacitor 20 can be made sufficiently small by selecting the elements, and can be ignored for convenience in this case.
そこで発振用コンパレータ１の（＋）入力（非反転入
力）側の基準電圧は次のようになる。Therefore, the reference voltage on the (+) input (non-inverting input) side of the oscillation comparator 1 is as follows.
（ｉ）コンパレータ１の出力Ｈレベル（つまり高電圧出
力）時……Ｈレベル基準電圧発生時 インバータ３の出力はＨレベルであり、その時、イン
バータ３のトランジスタ3AがONし、トランジスタ3BがOF
Fする。従って、コンパレータ１の（＋）入力に入るａ
点の電位Va1は、第２図に示した等価回路で示される。
即ち、Va1＝R2・VDD/〔R2＋R1（R3＋R4）／（R1＋R3＋R
4）〕となる。(I) When the output of the comparator 1 is at H level (that is, high voltage output) ... When an H level reference voltage is generated The output of the inverter 3 is at H level, at which time the transistor 3A of the inverter 3 is turned on and the transistor 3B is OF
F Therefore, a input to the (+) input of the comparator 1
The potential Va1 at the point is shown by the equivalent circuit shown in FIG.
That is, Va 1 = R 2 · V DD / [R 2 + R 1 (R 3 + R 4 ) / (R 1 + R 3 + R
4 )] becomes.
（ii）コンパレータ１の出力Ｌレベル（つまり低電位出
力）時……Ｌレベル基準電圧発生時 インバータ３出力はＬレベルであり、その時、トラン
ジスタ3AはOFF、3BはONする。従って、コンパレータ１
の（＋）入力に入るａ点の電位Va2は、第３図に示した
等価回路で示される。即ち、Va2＝｛R2（R3＋R5）・VDD
/（R2＋R3＋R5）｝／｛R1＋R2（R3＋R5）／（R2＋R3＋R
5）｝となる。(Ii) When the output of the comparator 1 is at L level (that is, low potential output) ... When an L level reference voltage is generated The output of the inverter 3 is at L level, at which time the transistor 3A is OFF and the transistor 3B is ON. Therefore, the comparator 1
The potential Va2 at the point a which enters the (+) input of is shown by the equivalent circuit shown in FIG. That is, Va 2 = {R 2 (R 3 + R 5 ) ・ V DD
/ (R 2 + R 3 + R 5 )} / {R 1 + R 2 (R 3 + R 5 ) / (R 2 + R 3 + R
5 )}.
ここで、R1〜R3はインバータ３の各トランジスタ3A、
3BのON抵抗値R4、R5に比べて十分大きいため、R4、R5に
よる影響は小さくできる。例えばR1＝R3＝50kΩ、R2＝2
5kΩ、R4、R5≦0.25kΩとすると、R4、R5の寄与率は１
％以下となる。Here, R 1 to R 3 are the respective transistors 3A of the inverter 3,
Since the ON resistance values of 3B are sufficiently higher than the ON resistance values R 4 and R 5 , the influence of R 4 and R 5 can be reduced. For example, R 1 = R 3 = 50kΩ, R 2 = 2
If 5kΩ, R 4 , R 5 ≤ 0.25kΩ, the contribution ratio of R 4 and R 5 is 1
% Or less.
発振周波数fOSの、温度による変動が発生する要因と
しては、以下のものがあげられる。The factors that cause the oscillation frequency f OS to vary with temperature are as follows.
（１）コンパレータ１の動作スピード（出力反転時） 一般的に、温度上昇と共に動作スピードは遅くなる。
回路内の定電流が負の温度係数をもつものが一般的で、
これが動作スピードが変動する大きな原因となる。ま
た、回路内のトランジスタスイッチングスピードは、温
度上昇とともに低下する。これは、周知の如く、MOSト
ランジスタのスレッショルド電圧VT、易動度μの温度特
性によってきまる。(1) Operation speed of comparator 1 (when output is inverted) Generally, the operation speed becomes slower as the temperature rises.
Generally, the constant current in the circuit has a negative temperature coefficient,
This is a major cause of fluctuations in operating speed. Also, the transistor switching speed in the circuit decreases with increasing temperature. As is well known, this depends on the temperature characteristics of the threshold voltage V T of the MOS transistor and the mobility μ.
（２）インバータ２、３の動作スピード（出力反転時） 上記で説明した如く、トランジスタのスイッチングス
ピードが温度上昇とともに低下する。そのため、コンパ
レータ１と同じく、出力反転時（Ｌ→Ｈ及びＨ→Ｌ）の
動作スピードが温度上昇とともに低下する。反対に、温
度低下時に速くなる。(2) Operation speed of the inverters 2 and 3 (when the output is inverted) As described above, the switching speed of the transistor decreases as the temperature rises. Therefore, like the comparator 1, the operation speed at the time of output inversion (L → H and H → L) decreases as the temperature rises. On the contrary, it becomes faster when the temperature decreases.
（３）抵抗値R1〜R3の絶対値変動による浮遊容量（配線
容量、接合容量等による）に対する動作スピード 拡散抵抗11〜13の抵抗値は正の温度係数を持っている
ため、温度上昇とともに抵抗値が高くなる。従って、浮
遊容量があるため、抵抗13への電圧印加時の基準電圧レ
ベルの切替スピードが温度上昇とともに低下する。(3) Operating speed against stray capacitance (due to wiring capacitance, junction capacitance, etc.) due to absolute value fluctuations of resistance values R 1 to R 3 Diffusion resistors 11 to 13 have a positive temperature coefficient, so the temperature rises. Along with this, the resistance value increases. Therefore, due to the stray capacitance, the switching speed of the reference voltage level at the time of applying the voltage to the resistor 13 decreases as the temperature rises.
抵抗11〜13が同じ種類の抵抗で構成されている場合、
抵抗の温度変化率はほぼ同じであるため、コンパレータ
１に入力されるＨレベル、Ｌレベル基準電圧はほとんど
変動しない。コンパレータ１の入力オフ・セット電圧は
発振の一周期間で安定していれば相殺されるため、影響
は非常に小さい。If resistors 11-13 are made up of resistors of the same type,
Since the temperature change rate of the resistors is almost the same, the H level and L level reference voltages input to the comparator 1 hardly change. Since the input off-set voltage of the comparator 1 is canceled out if it is stable during one cycle of oscillation, the influence is very small.
以上より、抵抗11〜13が同じ種類の抵抗で構成されて
いれば、前記（１）〜（３）より、発振周波数fOSは温
度変動に対して大きく変動し、その室温からの発振周波
数の変動ΔfOSは、第５図のように示される。つまり、
高温側で減少方向へ、低温側で増加方向となる。From the above, if the resistors 11 to 13 are composed of the same type of resistors, the oscillation frequency f OS greatly changes with respect to the temperature variation from the above (1) to (3), and the oscillation frequency f OS from the room temperature is changed. The fluctuation Δf OS is shown as in FIG. That is,
It decreases in the high temperature side and increases in the low temperature side.
一方、本実施例では抵抗11、12がP+抵抗、13がP-抵抗
であるため、抵抗13の温度に対する変動率が、抵抗11、
12のそれより大きい。従って、高温側では、Ｈレベル基
準電圧は室温時のそれより低く、Ｌレベル基準電圧は室
温時のそれより高くなる。逆に、低温側では、Ｈレベル
基準電圧は室温時のそれより高く、Ｌレベル基準電圧は
室温時のそれより低くなる。On the other hand, in this embodiment, since the resistors 11 and 12 are P + resistors and 13 is P − resistor, the variation rate with respect to the temperature of the resistor 13 is
Greater than that of twelve. Therefore, on the high temperature side, the H level reference voltage is lower than that at room temperature, and the L level reference voltage is higher than that at room temperature. Conversely, on the low temperature side, the H level reference voltage is higher than that at room temperature, and the L level reference voltage is lower than that at room temperature.
発振用コンデンサ20の充放電電圧波形（ｂ点の電圧波
形）は、第４図で示した如く、ＨレベルとＬレベル基準
電圧間を変動する。実際には、コンパレータ１の入力オ
フセット電圧が各Ｈ、Ｌレベル基準電圧にかさ上げされ
るが、これは相殺される。The charge / discharge voltage waveform of the oscillating capacitor 20 (voltage waveform at point b) fluctuates between the H level and L level reference voltages, as shown in FIG. Actually, the input offset voltage of the comparator 1 is raised to the H and L level reference voltages, but this is offset.
本実施例では、高温側でＨレベルとＬレベル基準電圧
との差が室温時のそれより小さくなる。低温側ではその
逆となる。In this embodiment, the difference between the H level and L level reference voltages on the high temperature side is smaller than that at room temperature. On the low temperature side, the opposite is true.
従って、各周期における充放電時間は、室温時に比べ
て高温側で短く、低温側で長くなる方向に作用する。即
ち、発振周波数fOSは高温側で速く、低温側で遅くなる
方向に作用する。Therefore, the charge / discharge time in each cycle tends to be shorter on the high temperature side and longer on the low temperature side than at room temperature. That is, the oscillating frequency f OS acts in such a way that it is fast on the high temperature side and slow on the low temperature side.
従って、温度上昇に伴うコンパレータやインバータの
動作スピードの低下、あるいは温度低下に伴う動作スピ
ードの上昇等による周波数の低下あるいは上昇といった
現象を、基準電圧可変用の抵抗の抵抗−温度係数を所定
電圧を分圧する分圧抵抗の抵抗−温度係数より大きくな
るようにすることで、打ち消すことができる。Therefore, the phenomenon in which the operating speed of the comparator or inverter decreases with temperature rise, or the frequency decreases or rises due to the increase in operation speed with temperature decrease, etc. The voltage can be canceled by setting the voltage division resistance to be larger than the resistance-temperature coefficient.
故に、前記（１）〜（３）で示した温度特性に対応さ
せて、抵抗11〜13の種類及び抵抗値を決定すれば、所望
の発振周波数の温度特性を得ることができる。Therefore, if the types and resistance values of the resistors 11 to 13 are determined in accordance with the temperature characteristics shown in (1) to (3), the temperature characteristics of a desired oscillation frequency can be obtained.
次に抵抗11〜13の他の構成例を以下に示す。 Next, another configuration example of the resistors 11 to 13 is shown below.
（１） 11、12:N+抵抗、13:P+抵抗 （２） 11、12:ポリシリコン抵抗、13:P+抵抗 （３） 11、12:ポリシリコン抵抗、13:N+抵抗 （４） 11、12:ポリシリコン抵抗、13:P-抵抗 （５） 11、12:N+抵抗、13:P-抵抗 上記の各抵抗及び、第１の実施例の各抵抗は、拡散抵
抗でもイオン打込による抵抗でもよい。(1) 11, 12: N + resistance, 13: P + resistance (2) 11, 12: Polysilicon resistance, 13: P + resistance (3) 11, 12: Polysilicon resistance, 13: N + resistance (4 ) 11, 12: Polysilicon resistance, 13: P - resistance (5) 11, 12: N + resistance, 13: P - resistance Each of the above resistances and each resistance of the first embodiment is a diffusion resistance or an ion. It may be resistance by driving.
また、発振用抵抗10、コンデンサ20は各々、または、
両方共IC内蔵としてもよい。また、10、20に温度特性が
あってもよい。Further, the oscillation resistor 10 and the capacitor 20 are respectively, or
Both may have built-in ICs. Further, 10 and 20 may have temperature characteristics.
また、コンパレータ１の（＋）、（−）基準入力は逆
転してもよい。但し、その時には論理（動作）を合わせ
るため、コンパレータ出力にインバータを追加するか削
減するかすればよい。Further, the (+) and (-) reference inputs of the comparator 1 may be reversed. However, at that time, since the logic (operation) is matched, an inverter may be added to or removed from the comparator output.
また、インバータ２、３についても追加、削減等は構
わない（論理があっていればよい）。遅延回路等を設け
てもよい。また、コンパレータ１は、オペアンプ、また
は、シュミット・トリガー回路で置き替えてもよい。In addition, the inverters 2 and 3 may be added or reduced (as long as there is a logic). A delay circuit or the like may be provided. Further, the comparator 1 may be replaced with an operational amplifier or a Schmitt trigger circuit.
また、インバータ３の電流容量（トランジスタサイ
ズ）は目的に応じて任意に設定すればよい。また、これ
をスイッチ回路（アナログスイッチ等）で置き替えても
よい。Further, the current capacity (transistor size) of the inverter 3 may be arbitrarily set according to the purpose. Further, this may be replaced by a switch circuit (analog switch or the like).
また、基準電圧源の（＋）、（−）はICの電源から発
生させた別電位のものであってもよい。また、別電源か
らもってきてもよい。コンデンサ20の（−）（この場合
接地電位）電源も同様である。Further, (+) and (-) of the reference voltage source may be different potentials generated from the power source of the IC. It may also come from a separate power source. The same applies to the (−) (ground potential in this case) power source of the capacitor 20.
また、抵抗11〜13は各々各１本でなく、複数本を直
列、または、並列で構成してもよい。その際、温度特性
の異なる抵抗を組みあわせてもよい。Further, each of the resistors 11 to 13 is not limited to one, but a plurality of resistors may be configured in series or in parallel. At that time, resistors having different temperature characteristics may be combined.
また、発振周波数は、必要に応じて回路の任意の部分
（発振動作をしている部分）から取り出す事が出来る。Further, the oscillation frequency can be taken out from an arbitrary portion of the circuit (the portion performing the oscillating operation) as needed.
以上、２端子発振回路で説明してきたが、第７図に示
した如く、１端子発振回路にも適用できる。その際、前
述の種々の例も全てあてはめることが出来る。なお、５
はコンデンサ20の放電用ＮチャンネルMOSトランジスタ
である。Although the two-terminal oscillator circuit has been described above, the present invention can also be applied to a one-terminal oscillator circuit as shown in FIG. At that time, all of the various examples described above can be applied. 5
Is an N-channel MOS transistor for discharging the capacitor 20.
以上述べた如く、本発明では、基準電圧可変用の抵抗
の抵抗−温度係数を所定電圧を分圧する分圧抵抗の抵抗
−温度係数より大きくなるように設定することにより、
基準電圧に温度特性を持たせることができる。従って、
比較器等の他の回路素子の温度特性による周波数変動を
抑制する方向に基準電圧の温度特性による周波数変動を
発生させるようにでき、発振回路自体の温度−周波数特
性を相殺する関係に設定しておくことによって、発振回
路の構成素子自体にて温度補正が可能となり、温度補正
用の外付け素子やそのための専用端子を不要にできる。As described above, in the present invention, by setting the resistance-temperature coefficient of the reference voltage changing resistor to be larger than the resistance-temperature coefficient of the voltage dividing resistor for dividing the predetermined voltage,
The reference voltage can have temperature characteristics. Therefore,
It is possible to generate frequency fluctuations due to the temperature characteristics of the reference voltage in the direction of suppressing frequency fluctuations due to the temperature characteristics of other circuit elements such as comparators, and set the relationship to cancel the temperature-frequency characteristics of the oscillation circuit itself. By doing so, the temperature can be corrected by the constituent elements of the oscillation circuit itself, and an external element for temperature correction and a dedicated terminal therefor can be eliminated.
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図乃至第
６図は本発明の作動説明に用いるための図、第７図は本
発明の他の実施例を示す回路図である。 １……コンパレータ,2、３……CMOS型インバータ,11、1
2……P+抵抗,13……P-抵抗,10……発振用外付抵抗,20…
…発振用外付コンデンサ。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, FIGS. 2 to 6 are diagrams used for explaining the operation of the present invention, and FIG. 7 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. is there. 1 ... Comparator, 2, 3 ... CMOS type inverter, 11, 1
2 ...... P + resistance, 13 ...... P - resistance, with outside for 10 ...... oscillation resistance, 20 ...
... External capacitor for oscillation.
Claims (1)
抗を介して充放電されるCR回路と、 所定電圧を分圧し基準電圧を発生させる基準電圧発生回
路と、 前記CR回路のコンデンサと抵抗の接続点電位を一方の入
力とし、また前記基準電圧発生回路の分圧点電位を他方
の入力とする比較器と、 前記基準電圧の分圧点に接続されるとともに、前記比較
器の出力が変化すると高電位側あるいは低電位側に接続
され、前記分圧点電位を変化させるようにした基準電圧
可変用抵抗とを有し、前記コンデンサは前記分圧点電位
と同様に前記比較器の出力により充放電状態が切り替わ
る発振回路であって、 前記基準電圧可変用抵抗の抵抗−温度係数が前記所定電
圧を分圧する分圧抵抗の抵抗−温度係数より大きくなる
ように設定されている ことを特徴とする発振回路。1. A CR circuit in which a resistor and a capacitor are connected in series and which is charged and discharged through the resistor, a reference voltage generating circuit for dividing a predetermined voltage to generate a reference voltage, and a capacitor and a resistor of the CR circuit. A connection point potential of which is one input, and a comparator having a voltage division point potential of the reference voltage generation circuit as the other input, and the output of the comparator is connected to the voltage division point of the reference voltage. When it changes, it is connected to the high potential side or the low potential side, and has a reference voltage variable resistance for changing the voltage dividing point potential, and the capacitor is the output of the comparator like the voltage dividing point potential. In the oscillation circuit, the charging / discharging state is switched by: The resistance-temperature coefficient of the reference voltage variable resistance is set to be larger than the resistance-temperature coefficient of the voltage dividing resistor that divides the predetermined voltage. Tosu Oscillation circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61142090A JPH0810816B2 (en) | 1986-06-18 | 1986-06-18 | Oscillator circuit |
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| JPS62299109A JPS62299109A (en) | 1987-12-26 |
| JPH0810816B2 true JPH0810816B2 (en) | 1996-01-31 |
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| JP61142090A Expired - Lifetime JPH0810816B2 (en) | 1986-06-18 | 1986-06-18 | Oscillator circuit |
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