JPH08107700A - インバータの出力電圧検出装置 - Google Patents
インバータの出力電圧検出装置Info
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- JPH08107700A JPH08107700A JP6238979A JP23897994A JPH08107700A JP H08107700 A JPH08107700 A JP H08107700A JP 6238979 A JP6238979 A JP 6238979A JP 23897994 A JP23897994 A JP 23897994A JP H08107700 A JPH08107700 A JP H08107700A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高調波を多く含むインバータの出力電圧の基
本波を高精度で検出し得るインバータの出力電圧検出装
置を提供する。 【構成】 インバータ２１は、制御回路３０からの制御
指令に従って直流供給電圧を３相の交流電圧に変換し、
出力端子２４ａ〜２４ｃから出力する。インバータ２１
の出力電圧は、検出コンデンサ２６ａ〜２６ｃにより検
出されて絶縁アンプ２７ａ，…に入力される。絶縁アン
プ２７ａを介して取り出されるＰＷＭ変調波は、フィル
タによりノイズが除去されて制御回路３０へ送られる。
制御回路３０は、Ｓ／Ｈ回路３１によりＰＷＭパルスの
オン・オフ区間の各々の中点でサンプルホールドし、Ａ
／Ｄコンバータ３２に入力する。このＡ／Ｄコンバータ
３２の出力は、リプル補正回路３３でリプルが除去され
る共に遅れ補正回路３４で位相の遅れが補正され、電圧
検出回路３５へ送られて電圧が検出される。
本波を高精度で検出し得るインバータの出力電圧検出装
置を提供する。 【構成】 インバータ２１は、制御回路３０からの制御
指令に従って直流供給電圧を３相の交流電圧に変換し、
出力端子２４ａ〜２４ｃから出力する。インバータ２１
の出力電圧は、検出コンデンサ２６ａ〜２６ｃにより検
出されて絶縁アンプ２７ａ，…に入力される。絶縁アン
プ２７ａを介して取り出されるＰＷＭ変調波は、フィル
タによりノイズが除去されて制御回路３０へ送られる。
制御回路３０は、Ｓ／Ｈ回路３１によりＰＷＭパルスの
オン・オフ区間の各々の中点でサンプルホールドし、Ａ
／Ｄコンバータ３２に入力する。このＡ／Ｄコンバータ
３２の出力は、リプル補正回路３３でリプルが除去され
る共に遅れ補正回路３４で位相の遅れが補正され、電圧
検出回路３５へ送られて電圧が検出される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータのスイッチ
ングによる出力電圧を検出するインバータの出力電圧検
出装置に関する。
ングによる出力電圧を検出するインバータの出力電圧検
出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、誘導電動機の回転を制御する手段
として、インバータを用いて駆動電圧を制御する方法が
ある。この場合、誘導電動機を制御するためにはインバ
ータの出力電圧を検出する必要があり、従来では図６に
示すインバータ出力電圧検出装置が考えられている。
として、インバータを用いて駆動電圧を制御する方法が
ある。この場合、誘導電動機を制御するためにはインバ
ータの出力電圧を検出する必要があり、従来では図６に
示すインバータ出力電圧検出装置が考えられている。
【０００３】図６において、１はインバータで、入力端
子ａ，ｂ間に供給される直流電圧Ｖdcを３相（Ｒ，Ｓ，
Ｔ）の交流電圧に変換し、誘導電動機２に供給する。上
記インバータ１の入力端子ａ，ｂ間には、コンデンサＣ
1 が接続される。また、インバータ１の入力端子ａと３
相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の各出力ラインとの間には、それぞれ
ホトカプラ３，４，５を構成しているホトダイオード３
ａ，４ａ，５ａと抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 の直列回路が接
続される。
子ａ，ｂ間に供給される直流電圧Ｖdcを３相（Ｒ，Ｓ，
Ｔ）の交流電圧に変換し、誘導電動機２に供給する。上
記インバータ１の入力端子ａ，ｂ間には、コンデンサＣ
1 が接続される。また、インバータ１の入力端子ａと３
相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の各出力ラインとの間には、それぞれ
ホトカプラ３，４，５を構成しているホトダイオード３
ａ，４ａ，５ａと抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 の直列回路が接
続される。
【０００４】そして、上記インバータ１の入力側の直流
電圧Ｖdcを絶縁アンプ６によりピックアップし、バッフ
ァ７の一方の入力端に入力する。このバッファ７から直
流電圧Ｖdc1 が取り出されるが、そ一部はバッファ７の
他方の入力端に帰還される。この場合、バッファ７から
出力される直流電圧Ｖdc1 は、例えばインバータ１の直
流電圧１００Ｖに対して１Ｖ程度に設定される。また、
バッファ７の出力端と接地間には、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 ，Ｒ
6 と上記ホトカプラ３，４，５を構成しているホトトラ
ンジスタ３ｂ，４ｂ，５ｂとの直列回路が設けられる。
上記各抵抗Ｒ4，Ｒ5 ，Ｒ6 とホトトランジスタ３ｂ，
４ｂ，５ｂとの間に生じる電圧ＶRO、ＶSO，ＶTOをそれ
ぞれバッファ１１，１２，１３により取り出し、抵抗Ｒ
7 ，Ｒ8，Ｒ9 とコンデンサＣ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 からなる
フィルタを介して平均相電圧ＶR、ＶS ，ＶT として出
力する。
電圧Ｖdcを絶縁アンプ６によりピックアップし、バッフ
ァ７の一方の入力端に入力する。このバッファ７から直
流電圧Ｖdc1 が取り出されるが、そ一部はバッファ７の
他方の入力端に帰還される。この場合、バッファ７から
出力される直流電圧Ｖdc1 は、例えばインバータ１の直
流電圧１００Ｖに対して１Ｖ程度に設定される。また、
バッファ７の出力端と接地間には、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 ，Ｒ
6 と上記ホトカプラ３，４，５を構成しているホトトラ
ンジスタ３ｂ，４ｂ，５ｂとの直列回路が設けられる。
上記各抵抗Ｒ4，Ｒ5 ，Ｒ6 とホトトランジスタ３ｂ，
４ｂ，５ｂとの間に生じる電圧ＶRO、ＶSO，ＶTOをそれ
ぞれバッファ１１，１２，１３により取り出し、抵抗Ｒ
7 ，Ｒ8，Ｒ9 とコンデンサＣ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 からなる
フィルタを介して平均相電圧ＶR、ＶS ，ＶT として出
力する。
【０００５】誘導電動機２のＲ，Ｓ，Ｔ相の各電圧は、
インバータ１の入力端子ａあるいはｂの電圧の何れかに
等しく、Ｒ相の電圧が端子ａの電圧に等しい場合には、
ホトダイオード３ａには電流は流れず、端子ｂに等しい
ときのみ電流が流れてホトトランジスタ３ｂを導通させ
て端子電圧ＶROを零にする。つまり、Ｒ相の電圧が端子
ａの電圧に等しい場合のみ、直流電圧Ｖdcに比例する端
子電圧ＶROを生じ、すなわち出力電圧のパルス幅と波高
値に応じた電圧が生じ、その結果コンデンサＣ2 の端子
間には抵抗Ｒ7 とコンデンサＣ2 のフィルタ作用によ
り、Ｒ相の平均電圧ＶR を発生させる。
インバータ１の入力端子ａあるいはｂの電圧の何れかに
等しく、Ｒ相の電圧が端子ａの電圧に等しい場合には、
ホトダイオード３ａには電流は流れず、端子ｂに等しい
ときのみ電流が流れてホトトランジスタ３ｂを導通させ
て端子電圧ＶROを零にする。つまり、Ｒ相の電圧が端子
ａの電圧に等しい場合のみ、直流電圧Ｖdcに比例する端
子電圧ＶROを生じ、すなわち出力電圧のパルス幅と波高
値に応じた電圧が生じ、その結果コンデンサＣ2 の端子
間には抵抗Ｒ7 とコンデンサＣ2 のフィルタ作用によ
り、Ｒ相の平均電圧ＶR を発生させる。
【０００６】また、誘導電動機２のＳ相、Ｔ相について
も同様にして、Ｓ相、Ｔ相の電圧が端子ａの電圧に等し
い場合のみ、直流電圧Ｖdcに比例する端子電圧ＶSO、Ｖ
TOが生じ、コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の端子間には抵抗Ｒ8
，Ｒ9 とコンデンサＣ3 ，Ｃ4 のフィルタ作用によ
り、Ｓ相、Ｔ相の平均電圧ＶS ，ＶT を発生させる。そ
して、誘導電動機２の端子電圧（線間電圧）、つまり、
インバータ１の出力は、これらの平均電圧ＶR ，ＶS ，
ＶT から求めることができる。
も同様にして、Ｓ相、Ｔ相の電圧が端子ａの電圧に等し
い場合のみ、直流電圧Ｖdcに比例する端子電圧ＶSO、Ｖ
TOが生じ、コンデンサＣ3 ，Ｃ4 の端子間には抵抗Ｒ8
，Ｒ9 とコンデンサＣ3 ，Ｃ4 のフィルタ作用によ
り、Ｓ相、Ｔ相の平均電圧ＶS ，ＶT を発生させる。そ
して、誘導電動機２の端子電圧（線間電圧）、つまり、
インバータ１の出力は、これらの平均電圧ＶR ，ＶS ，
ＶT から求めることができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記のようにしてイン
バータ１の出力電圧を求めることができる。しかし、上
記従来の装置では、インバータ１のスイッチング動作に
より、その中点電圧（基準電圧）が振れてしまうインバ
ータ固有の現象がそのまま検出誤差となる。また、ま
た、インバータ１のスイッチングによる電圧のリプルが
絶縁アンプ６の周波数応答の能力限界以上の周波数にな
らないように、予め入力にフィルタを入れてリプルの影
響を抑えたり、応答周波数の高い効果な絶縁アンプ６を
必要とする等の問題があった。この場合、抵抗Ｒ7 ，Ｒ
8 ，Ｒ9 とコンデンサＣ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 のフィルタで、
電圧のリプル分まで取ろうとすると、原波形がなまると
いう問題を生じる。また、インバータ１の直流電圧Ｖdc
を基にして波形合成すると、インバータ１のオン電圧分
差がでるため、低い直流電圧Ｖdcのインバータでは大き
な誤差が発生する。
バータ１の出力電圧を求めることができる。しかし、上
記従来の装置では、インバータ１のスイッチング動作に
より、その中点電圧（基準電圧）が振れてしまうインバ
ータ固有の現象がそのまま検出誤差となる。また、ま
た、インバータ１のスイッチングによる電圧のリプルが
絶縁アンプ６の周波数応答の能力限界以上の周波数にな
らないように、予め入力にフィルタを入れてリプルの影
響を抑えたり、応答周波数の高い効果な絶縁アンプ６を
必要とする等の問題があった。この場合、抵抗Ｒ7 ，Ｒ
8 ，Ｒ9 とコンデンサＣ2 ，Ｃ3 ，Ｃ4 のフィルタで、
電圧のリプル分まで取ろうとすると、原波形がなまると
いう問題を生じる。また、インバータ１の直流電圧Ｖdc
を基にして波形合成すると、インバータ１のオン電圧分
差がでるため、低い直流電圧Ｖdcのインバータでは大き
な誤差が発生する。
【０００８】本発明は上記実情に鑑みてなされたもの
で、高調波を多く含むインバータの出力電圧の基本波を
高精度で検出し得るインバータの出力電圧検出装置を提
供することを目的とする。
で、高調波を多く含むインバータの出力電圧の基本波を
高精度で検出し得るインバータの出力電圧検出装置を提
供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明に係るインバータ
の出力電圧検出装置は、直流供給電圧を多相の交流電圧
に変換するインバータと、上記インバータへの供給電圧
を電圧検出抵抗で２等分して得る電圧検出手段と、上記
インバータの各相の出力端子と上記電圧検出手段との間
にそれぞれ抵抗を介して接続される検出コンデンサと、
この各検出コンデンサの両端の電圧を取り出す絶縁アン
プと、この絶縁アンプの出力がフィルタを介して入力さ
れるＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄコンバータを上記
インバータのＰＷＭパルスのオン・オフ区間の各々の中
点でサンプリング動作させるサンプリング手段と、上記
Ａ／Ｄコンバータの出力のリプルを補正するリプル補正
手段と、このリプル補正手段の出力の遅れを補正する遅
れ補正手段と、この遅れ補正手段により補正された電圧
を検出する電圧検出手段とを具備したことを特徴とす
る。
の出力電圧検出装置は、直流供給電圧を多相の交流電圧
に変換するインバータと、上記インバータへの供給電圧
を電圧検出抵抗で２等分して得る電圧検出手段と、上記
インバータの各相の出力端子と上記電圧検出手段との間
にそれぞれ抵抗を介して接続される検出コンデンサと、
この各検出コンデンサの両端の電圧を取り出す絶縁アン
プと、この絶縁アンプの出力がフィルタを介して入力さ
れるＡ／Ｄコンバータと、このＡ／Ｄコンバータを上記
インバータのＰＷＭパルスのオン・オフ区間の各々の中
点でサンプリング動作させるサンプリング手段と、上記
Ａ／Ｄコンバータの出力のリプルを補正するリプル補正
手段と、このリプル補正手段の出力の遅れを補正する遅
れ補正手段と、この遅れ補正手段により補正された電圧
を検出する電圧検出手段とを具備したことを特徴とす
る。
【００１０】
【作用】インバータの出力端子と電圧検出抵抗の中点を
各々等しい抵抗と検出コンデンサで直列接続し、この検
出コンデンサの両端の電圧を検出することにより、中点
電位の変動の影響を抑えたＰＷＭパルスをフィルタリン
グした電圧を得ることができる。更に、絶縁アンプを介
して入力するＡ／ＤコンバータのサンプリングをＰＷＭ
パルスのオン・オフ区間の中点で行なうことにより、電
圧の変化の安定した波形をサンプリングでき、フィルタ
での位相遅れによるサンプリング点のずれの影響をリプ
ル補正手段により抑制することができる。このリプル補
正された波形は、インバータ出力電圧に対してフィルタ
により位相遅れを生じているが、遅れ補正手段により補
正し、１サンプリング遅れのみで正確に電圧波形を検出
することが可能となる。
各々等しい抵抗と検出コンデンサで直列接続し、この検
出コンデンサの両端の電圧を検出することにより、中点
電位の変動の影響を抑えたＰＷＭパルスをフィルタリン
グした電圧を得ることができる。更に、絶縁アンプを介
して入力するＡ／ＤコンバータのサンプリングをＰＷＭ
パルスのオン・オフ区間の中点で行なうことにより、電
圧の変化の安定した波形をサンプリングでき、フィルタ
での位相遅れによるサンプリング点のずれの影響をリプ
ル補正手段により抑制することができる。このリプル補
正された波形は、インバータ出力電圧に対してフィルタ
により位相遅れを生じているが、遅れ補正手段により補
正し、１サンプリング遅れのみで正確に電圧波形を検出
することが可能となる。
【００１１】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の一実施例を説
明する。図１は、本発明の一実施例に係るインバータの
出力電圧検出装置の構成図である。図１において、２１
はインバータで、入力端子ａ，ｂ間に直流バス平滑コン
デンサ２２が接続されると共に、直列接続された電圧検
出抵抗２３ａ，２３ｂが接続される。この電圧検出抵抗
２３ａ，２３ｂは、等しい抵抗値を持ち、インバータ２
１の入力端子ａ，ｂ間に印加される直流電圧Ｖdcを２等
分している。上記インバータ２１は、入力端子ａ，ｂ間
に供給される直流電圧Ｖdcを３相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の交流
電圧に変換し、出力端子２４ａ，２４ｂ，２４ｃから外
部の負荷に出力する。そして、このインバータ出力端子
２４ａ，２４ｂ，２４ｃと上記電圧検出抵抗２３ａ，２
３ｂの中点との間に、各々等しい抵抗２５ａ，２５ｂ，
２５ｃと検出コンデンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃの直列
回路を接続し、検出コンデンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃ
の両端の電圧をそれぞれ絶縁アンプ２７ａ，２７ｂ，２
７ｃに入力する。なお、図１では、１相分の絶縁アンプ
２７ａのみを示し、他の絶縁アンプ２７ｂ，２７ｃにつ
いては省略している。上記絶縁アンプ２７ａの出力信号
は、抵抗２８ａ及びコンデンサ２９ａからなるローパス
フィルタを介してマイクロコンピュータ等を用いた制御
回路３０へ送られる。上記抵抗２８ａ及びコンデンサ２
９ａからなるフィルタは、例えば少なくともＰＷＭキャ
リア周波数以上の高調波をカットする時定数に設定され
る。
明する。図１は、本発明の一実施例に係るインバータの
出力電圧検出装置の構成図である。図１において、２１
はインバータで、入力端子ａ，ｂ間に直流バス平滑コン
デンサ２２が接続されると共に、直列接続された電圧検
出抵抗２３ａ，２３ｂが接続される。この電圧検出抵抗
２３ａ，２３ｂは、等しい抵抗値を持ち、インバータ２
１の入力端子ａ，ｂ間に印加される直流電圧Ｖdcを２等
分している。上記インバータ２１は、入力端子ａ，ｂ間
に供給される直流電圧Ｖdcを３相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の交流
電圧に変換し、出力端子２４ａ，２４ｂ，２４ｃから外
部の負荷に出力する。そして、このインバータ出力端子
２４ａ，２４ｂ，２４ｃと上記電圧検出抵抗２３ａ，２
３ｂの中点との間に、各々等しい抵抗２５ａ，２５ｂ，
２５ｃと検出コンデンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃの直列
回路を接続し、検出コンデンサ２６ａ，２６ｂ，２６ｃ
の両端の電圧をそれぞれ絶縁アンプ２７ａ，２７ｂ，２
７ｃに入力する。なお、図１では、１相分の絶縁アンプ
２７ａのみを示し、他の絶縁アンプ２７ｂ，２７ｃにつ
いては省略している。上記絶縁アンプ２７ａの出力信号
は、抵抗２８ａ及びコンデンサ２９ａからなるローパス
フィルタを介してマイクロコンピュータ等を用いた制御
回路３０へ送られる。上記抵抗２８ａ及びコンデンサ２
９ａからなるフィルタは、例えば少なくともＰＷＭキャ
リア周波数以上の高調波をカットする時定数に設定され
る。
【００１２】上記制御回路３０は、Ｓ／Ｈ（サンプルホ
ールド）回路３１、Ａ／Ｄコンバータ３２、リプル補正
回路３３、遅れ補正回路３４、電圧検出回路３５からな
っている。上記制御回路３０は、インバータ２１に対し
てＰＷＭ制御を行なうと共に、そのＰＷＭパルスに同期
してＳ／Ｈ回路３１を動作させ、絶縁アンプ２７ａから
送られてくる信号をＰＷＭパルスのオン・オフ区間の中
点でサンプルホールドしてＡ／Ｄコンバータ３２に入力
する。この場合、サンプリングパルスの発生は、例えば
ＰＷＭ自体をマイクロコンピュータやゲートアレイを用
いて行なうことができる。１つの例として、ＰＷＭ発生
用のカウンタの「０」とのコンペアマッチや最大値との
コンペアマッチをサンプリングパルスとする方法があ
る。また、サンプリングをアナログ的に作成する場合
は、ＰＷＭ用三角波キャリアのピーク検出によっても容
易に得ることができる。
ールド）回路３１、Ａ／Ｄコンバータ３２、リプル補正
回路３３、遅れ補正回路３４、電圧検出回路３５からな
っている。上記制御回路３０は、インバータ２１に対し
てＰＷＭ制御を行なうと共に、そのＰＷＭパルスに同期
してＳ／Ｈ回路３１を動作させ、絶縁アンプ２７ａから
送られてくる信号をＰＷＭパルスのオン・オフ区間の中
点でサンプルホールドしてＡ／Ｄコンバータ３２に入力
する。この場合、サンプリングパルスの発生は、例えば
ＰＷＭ自体をマイクロコンピュータやゲートアレイを用
いて行なうことができる。１つの例として、ＰＷＭ発生
用のカウンタの「０」とのコンペアマッチや最大値との
コンペアマッチをサンプリングパルスとする方法があ
る。また、サンプリングをアナログ的に作成する場合
は、ＰＷＭ用三角波キャリアのピーク検出によっても容
易に得ることができる。
【００１３】そして、上記Ａ／Ｄコンバータ３２でＡ／
Ｄ変換された信号が、リプル補正回路３３でリプル補正
され、更に遅れ補正回路３４で遅れ分が補正されて電圧
検出回路３５へ送られる。上記制御回路３０には、他の
絶縁アンプ２７ｂ，２７ｃから送られてくる信号に対し
ても、上記絶縁アンプ２７ａに対するものと同様の機能
が設けられている。
Ｄ変換された信号が、リプル補正回路３３でリプル補正
され、更に遅れ補正回路３４で遅れ分が補正されて電圧
検出回路３５へ送られる。上記制御回路３０には、他の
絶縁アンプ２７ｂ，２７ｃから送られてくる信号に対し
ても、上記絶縁アンプ２７ａに対するものと同様の機能
が設けられている。
【００１４】次に上記実施例の動作を絶縁アンプ２７ａ
に入力される信号の系統について説明する。なお、他の
絶縁アンプに入力される信号の系統においても同様の処
理が行なわれるので、説明は省略する。
に入力される信号の系統について説明する。なお、他の
絶縁アンプに入力される信号の系統においても同様の処
理が行なわれるので、説明は省略する。
【００１５】インバータ２１は、制御回路３０からの制
御指令に従って動作し、入力端子ａ，ｂ間に供給される
直流電圧Ｖdcを３相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の交流電圧に変換
し、出力端子２４ａ〜２４ｃから外部の負荷に出力す
る。
御指令に従って動作し、入力端子ａ，ｂ間に供給される
直流電圧Ｖdcを３相（Ｒ，Ｓ，Ｔ）の交流電圧に変換
し、出力端子２４ａ〜２４ｃから外部の負荷に出力す
る。
【００１６】そして、インバータ２１の出力電圧は、出
力端子２４ａ〜２４ｃと電圧検出抵抗２３ａ，２３ｂの
中点との間に、抵抗２５ａ〜２５ｃを介して設けられた
検出コンデンサ２６ａ〜２６ｃにより検出され、その検
出電圧がそれぞれ絶縁アンプ２７ａ，…に入力される。
絶縁アンプ２７ａを介して取り出されるＰＷＭ変調波
は、抵抗２８ａ及びコンデンサ２９ａからなるフィルタ
を介してノイズが除去されて制御回路３０へ送られる。
力端子２４ａ〜２４ｃと電圧検出抵抗２３ａ，２３ｂの
中点との間に、抵抗２５ａ〜２５ｃを介して設けられた
検出コンデンサ２６ａ〜２６ｃにより検出され、その検
出電圧がそれぞれ絶縁アンプ２７ａ，…に入力される。
絶縁アンプ２７ａを介して取り出されるＰＷＭ変調波
は、抵抗２８ａ及びコンデンサ２９ａからなるフィルタ
を介してノイズが除去されて制御回路３０へ送られる。
【００１７】制御回路３０は、まず、Ｓ／Ｈ回路３１に
おいて、図２に示すようにインバータ２１におけるＰＷ
Ｍパルスのオン・オフ区間の各々の中点Ｓでサンプルホ
ールドし、Ａ／Ｄコンバータ３２に入力する。このよう
にＰＷＭパルスのオン・オフ区間の中点でサンプルホー
ルドすることにより、理想的には図２に示したように電
圧波形のリプルの影響を受けない。しかし、実際には、
検出抵抗２５ａ〜２５ｃと検出コンデンサ２６ａ〜２６
ｃで構成されるフィルタの位相遅れにより図３（ａ）及
び図５（ａ）に示すようにリプルの影響を受けてしま
う。上記図２はＰＷＭ電圧波形の理想的な検出動作を示
す信号波形図で、ＰＷＭパルス、出力電圧、所望電圧の
関係を示している。また、図３（ａ）は実際のＰＷＭ電
圧波形の検出動作を示した信号波形図で、出力電圧にリ
プル成分が含まれている。図５（ａ）は、Ａ／Ｄコンバ
ータ３２へ入力される信号波形を示し、１サンプル前の
指令電圧とサンプルした電圧の波形を示したものであ
る。
おいて、図２に示すようにインバータ２１におけるＰＷ
Ｍパルスのオン・オフ区間の各々の中点Ｓでサンプルホ
ールドし、Ａ／Ｄコンバータ３２に入力する。このよう
にＰＷＭパルスのオン・オフ区間の中点でサンプルホー
ルドすることにより、理想的には図２に示したように電
圧波形のリプルの影響を受けない。しかし、実際には、
検出抵抗２５ａ〜２５ｃと検出コンデンサ２６ａ〜２６
ｃで構成されるフィルタの位相遅れにより図３（ａ）及
び図５（ａ）に示すようにリプルの影響を受けてしま
う。上記図２はＰＷＭ電圧波形の理想的な検出動作を示
す信号波形図で、ＰＷＭパルス、出力電圧、所望電圧の
関係を示している。また、図３（ａ）は実際のＰＷＭ電
圧波形の検出動作を示した信号波形図で、出力電圧にリ
プル成分が含まれている。図５（ａ）は、Ａ／Ｄコンバ
ータ３２へ入力される信号波形を示し、１サンプル前の
指令電圧とサンプルした電圧の波形を示したものであ
る。
【００１８】上記のように単にＰＷＭパルスの中間点を
サンプルしただけでは、検出抵抗２５ａ〜２５ｃと検出
コンデンサ２６ａ〜２６ｃで構成されるフィルタの位相
遅れによりリプルが発生する。図３（ｂ）は、上記図３
（ａ）のＡ部を拡大して示したもので、Ｅ1 はサンプル
Ｓ1 時におけるインバータ２１の出力電圧のリプル、Ｅ
2 はフィルタにより位相が遅れたサンプルＳ2 時のリプ
ルを示している。
サンプルしただけでは、検出抵抗２５ａ〜２５ｃと検出
コンデンサ２６ａ〜２６ｃで構成されるフィルタの位相
遅れによりリプルが発生する。図３（ｂ）は、上記図３
（ａ）のＡ部を拡大して示したもので、Ｅ1 はサンプル
Ｓ1 時におけるインバータ２１の出力電圧のリプル、Ｅ
2 はフィルタにより位相が遅れたサンプルＳ2 時のリプ
ルを示している。
【００１９】上記のようにＰＷＭパルスのオン時とオフ
時の中点で同期させてサンプリングした場合、図３
（ｂ）に示すように各サンプル時おけるリプルＥ2 の
値、つまり、上昇時（サンプルＳ1 ）におけるリプルＥ
2 の値ａと下降時（サンプルＳ2 ）におけるリプルＥ2
の値ｂはほぼ同じであり、その平均値はほぼ零になる。
リプル補正回路３３は、このような原理に基づいてＡ／
Ｄコンバータ３２から出力されるデジタル信号を処理す
ることにより、即ち、リプルＥ2 のサンプルＳ1 時の値
ａとサンプルＳ2 時の値ｂとの平均値（ａ＋ｂ／２）を
求めることにより、リプルの影響を除いて真値を得てい
る。図５（ｂ）は、リプル補正回路３３により、リプル
が除かれた波形、つまり、１サンプル前の指令電圧とサ
ンプルした電圧の波形を示したものである。
時の中点で同期させてサンプリングした場合、図３
（ｂ）に示すように各サンプル時おけるリプルＥ2 の
値、つまり、上昇時（サンプルＳ1 ）におけるリプルＥ
2 の値ａと下降時（サンプルＳ2 ）におけるリプルＥ2
の値ｂはほぼ同じであり、その平均値はほぼ零になる。
リプル補正回路３３は、このような原理に基づいてＡ／
Ｄコンバータ３２から出力されるデジタル信号を処理す
ることにより、即ち、リプルＥ2 のサンプルＳ1 時の値
ａとサンプルＳ2 時の値ｂとの平均値（ａ＋ｂ／２）を
求めることにより、リプルの影響を除いて真値を得てい
る。図５（ｂ）は、リプル補正回路３３により、リプル
が除かれた波形、つまり、１サンプル前の指令電圧とサ
ンプルした電圧の波形を示したものである。
【００２０】上記リプル補正回路３３によりリプル補正
された信号は、検出抵抗２５ａと検出コンデンサ２６ａ
で構成されるフィルタの遅れと、ノイズ除去用の抵抗２
８ａとコンデンサ２９ａで構成されるフィルタの遅れを
持っているので、この信号の遅れを遅れ補正回路３４で
補正する。即ち、遅れ補正回路３４は、図４に示すよう
に検出抵抗２５ａと検出コンデンサ２６ａにより構成さ
れるフィルタ４１に対し、逆モデルの遅れ補正処理を行
なうことで、等価的に遅れの影響を補正する。図５
（ｃ）は、遅れ補正回路３４により位相の遅れが補正さ
れた１サンプル前の指令電圧とサンプルした電圧の波形
を示したものである。
された信号は、検出抵抗２５ａと検出コンデンサ２６ａ
で構成されるフィルタの遅れと、ノイズ除去用の抵抗２
８ａとコンデンサ２９ａで構成されるフィルタの遅れを
持っているので、この信号の遅れを遅れ補正回路３４で
補正する。即ち、遅れ補正回路３４は、図４に示すよう
に検出抵抗２５ａと検出コンデンサ２６ａにより構成さ
れるフィルタ４１に対し、逆モデルの遅れ補正処理を行
なうことで、等価的に遅れの影響を補正する。図５
（ｃ）は、遅れ補正回路３４により位相の遅れが補正さ
れた１サンプル前の指令電圧とサンプルした電圧の波形
を示したものである。
【００２１】上記のようにインバータ２１の出力電圧に
含まれるリプルがリプル補正回路３３で除去されると共
に、フィルタにより生じる位相の遅れが遅れ補正回路３
４で補正されて電圧検出回路３５へ送られる。従って、
電圧検出回路３５では正確にインバータ２１の出力電圧
の基本波をデータとして得ることができる。
含まれるリプルがリプル補正回路３３で除去されると共
に、フィルタにより生じる位相の遅れが遅れ補正回路３
４で補正されて電圧検出回路３５へ送られる。従って、
電圧検出回路３５では正確にインバータ２１の出力電圧
の基本波をデータとして得ることができる。
【００２２】
【発明の効果】以上詳記したように本発明によれば、イ
ンバータへの供給電圧を電圧検出抵抗により分圧し、そ
の中点とインバータ出力端子との間に抵抗を介して検出
コンデンサを接続し、このコンデンサの両端の電圧を検
出するようにしているので、インバータの中性点の電位
変動を抑制したＰＷＭ変調波を得ることができる。ま
た、ＰＷＭパルスのオン・オフ区間の各々の中点でサン
プルホールドしてＡ／Ｄコンバータに入力しているの
で、その後のリプル補正処理を確実且つ容易に行なうこ
とができる。更に、リプル補正した信号に対し遅れ補正
を行なうことにより、高調波を多く含むインバータの出
力電圧の基本波を高精度で検出することができる。
ンバータへの供給電圧を電圧検出抵抗により分圧し、そ
の中点とインバータ出力端子との間に抵抗を介して検出
コンデンサを接続し、このコンデンサの両端の電圧を検
出するようにしているので、インバータの中性点の電位
変動を抑制したＰＷＭ変調波を得ることができる。ま
た、ＰＷＭパルスのオン・オフ区間の各々の中点でサン
プルホールドしてＡ／Ｄコンバータに入力しているの
で、その後のリプル補正処理を確実且つ容易に行なうこ
とができる。更に、リプル補正した信号に対し遅れ補正
を行なうことにより、高調波を多く含むインバータの出
力電圧の基本波を高精度で検出することができる。
【図１】本発明の一実施例に係るインバータの出力電圧
検出装置の構成図。
検出装置の構成図。
【図２】ＰＷＭ電圧波形の理想的な検出動作を示す信号
波形図。
波形図。
【図３】（ａ）はＰＷＭ電圧波形の実際の検出動作を示
す信号波形図、（ｂ）は（ａ）における信号波形の一部
を拡大して示す図。
す信号波形図、（ｂ）は（ａ）における信号波形の一部
を拡大して示す図。
【図４】遅れ補正回路の原理を示す概念図。
【図５】制御回路における各部の検出電圧の状態を示す
図。
図。
【図６】従来のインバータの出力電圧検出装置の構成
図。
図。
２１ インバータ ２３ａ，２３ｂ 電圧検出抵抗 ２４ａ〜２４ｃ インバータ出力端子 ２５ａ〜２５ｃ ２６ａ〜２６ｃ 検出コンデンサ ２７ａ 絶縁アンプ ３０ 制御回路 ３１ Ｓ／Ｈ（サンプル／ホールド）回路 ３２ Ａ／Ｄコンバータ ３３ リプル補正回路 ３４ 遅れ補正回路 ３５ 電圧検出回路
Claims (1)
- 【請求項１】 直流供給電圧を多相の交流電圧に変換す
るインバータと、上記インバータへの供給電圧を電圧検
出抵抗で２等分して得る電圧検出手段と、上記インバー
タの各相の出力端子と上記電圧検出手段との間にそれぞ
れ抵抗を介して接続される検出コンデンサと、この各検
出コンデンサの両端の電圧を取り出す絶縁アンプと、こ
の絶縁アンプの出力がフィルタを介して入力されるＡ／
Ｄコンバータと、このＡ／Ｄコンバータを上記インバー
タのＰＷＭパルスのオン・オフ区間の各々の中点でサン
プリング動作させるサンプリング手段と、上記Ａ／Ｄコ
ンバータの出力のリプルを補正するリプル補正手段と、
このリプル補正手段の出力の遅れを補正する遅れ補正手
段と、この遅れ補正手段により補正された電圧を検出す
る電圧検出手段とを具備したことを特徴とするインバー
タの出力電圧検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6238979A JPH08107700A (ja) | 1994-10-03 | 1994-10-03 | インバータの出力電圧検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6238979A JPH08107700A (ja) | 1994-10-03 | 1994-10-03 | インバータの出力電圧検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08107700A true JPH08107700A (ja) | 1996-04-23 |
Family
ID=17038138
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6238979A Withdrawn JPH08107700A (ja) | 1994-10-03 | 1994-10-03 | インバータの出力電圧検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08107700A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1023758A (ja) * | 1996-07-03 | 1998-01-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | インバータ装置 |
| WO2000031875A1 (de) * | 1998-11-23 | 2000-06-02 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und anordnung zur kompensation von phasenverzögerungen |
| JP2005176427A (ja) * | 2003-12-08 | 2005-06-30 | Shinko Electric Co Ltd | インバータ |
| JP2007289000A (ja) * | 2007-08-08 | 2007-11-01 | Mitsubishi Electric Corp | インバータの故障検出装置 |
| JP2010029024A (ja) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Denso Corp | 電力変換装置 |
| CN102378446A (zh) * | 2010-08-13 | 2012-03-14 | 凌力尔特有限公司 | 用于扩展led驱动器的pwm调光范围的方法和*** |
| KR101489981B1 (ko) * | 2010-10-12 | 2015-02-06 | 현대중공업 주식회사 | 고속전철용 추진제어장치의 비트리스 제어 방법 |
| JP2019088095A (ja) * | 2017-11-07 | 2019-06-06 | 株式会社東芝 | 半導体装置、電力変換装置、駆動装置、車両、及び、昇降機 |
| JP2019170035A (ja) * | 2018-03-22 | 2019-10-03 | 株式会社東芝 | 半導体装置、電力変換装置、駆動装置、車両、及び、昇降機 |
-
1994
- 1994-10-03 JP JP6238979A patent/JPH08107700A/ja not_active Withdrawn
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1023758A (ja) * | 1996-07-03 | 1998-01-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | インバータ装置 |
| KR100756201B1 (ko) * | 1998-11-23 | 2007-09-10 | 로베르트 보쉬 게엠베하 | 위상 지연 보상 방법 및 장치 |
| WO2000031875A1 (de) * | 1998-11-23 | 2000-06-02 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und anordnung zur kompensation von phasenverzögerungen |
| JP4524557B2 (ja) * | 2003-12-08 | 2010-08-18 | シンフォニアテクノロジー株式会社 | インバータ |
| JP2005176427A (ja) * | 2003-12-08 | 2005-06-30 | Shinko Electric Co Ltd | インバータ |
| JP2007289000A (ja) * | 2007-08-08 | 2007-11-01 | Mitsubishi Electric Corp | インバータの故障検出装置 |
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| JP2010029024A (ja) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Denso Corp | 電力変換装置 |
| CN102378446A (zh) * | 2010-08-13 | 2012-03-14 | 凌力尔特有限公司 | 用于扩展led驱动器的pwm调光范围的方法和*** |
| CN102378446B (zh) * | 2010-08-13 | 2014-05-28 | 凌力尔特有限公司 | 用于扩展led驱动器的pwm调光范围的方法和*** |
| KR101489981B1 (ko) * | 2010-10-12 | 2015-02-06 | 현대중공업 주식회사 | 고속전철용 추진제어장치의 비트리스 제어 방법 |
| JP2019088095A (ja) * | 2017-11-07 | 2019-06-06 | 株式会社東芝 | 半導体装置、電力変換装置、駆動装置、車両、及び、昇降機 |
| JP2019170035A (ja) * | 2018-03-22 | 2019-10-03 | 株式会社東芝 | 半導体装置、電力変換装置、駆動装置、車両、及び、昇降機 |
| US10958155B2 (en) | 2018-03-22 | 2021-03-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device, power conversion device, driving device, vehicle, and elevator |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020115 |