JPH0795072A - 位相同期発振回路 - Google Patents
位相同期発振回路Info
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Abstract
号を得る位相同期発振回路に関し、周波数引込み範囲が
広く且つ出力信号周波数を安定化する。 【構成】 第1の周波数変換部6による第1の周波数変
換出力信号と入力信号との位相を第1の位相比較回路1
により比較して、第1の周波数変換出力の位相を制御す
る入力段位相同期回路2と、第1の位相比較回路1の位
相比較出力信号を基に入力信号の周波数成分を求める演
算処理部3と、第2の周波数変換部7による第2の周波
数変換出力信号と入力信号との位相を第2の位相比較回
路4により比較して、その位相比較出力信号と、第1の
位相比較回路の位相比較出力信号とを基に、第2の周波
数変換部7を制御し、第2の周波数変換出力信号の位相
を制御する出力段位相同期回路5とを備えている。
Description
して安定な出力信号が得られる位相同期発振回路に関す
る。同期多重伝送システムに於いて、高安定なクロック
信号を主局から従属局へ伝送し、又この従属局から他の
従属局へクロック信号を伝送し、各従属局は、受信クロ
ック信号に位相同期化させてクロック信号を発生させ、
そのクロック信号を用いて伝送処理を行うことにより、
網同期をとる方式が知られている。
信したクロック信号のジッタ等を抑圧して安定化したク
ロック信号を発生する必要があり、例えば、超高精度の
網同期装置を用いたシステムに於いては、位相変動も僅
かであるから、マイクロプロセッサ等によるループ帯域
幅の狭い位相同期回路を用いてクロック信号を発生する
構成が知られている。これに対して、主局は、超高精度
ではないが比較的高安定なクロック発生源を備え、この
クロック発生源から従属局へクロック信号を伝送する構
成に於いては、各従属局は、引込み周波数範囲が広い位
相同期発振回路を必要とすることになる。又従属局の小
型化を図る為に、このようなクロック信号を発生する為
の構成についても小型化が要求されている。
相比較回路、82はループフィルタ、83は電圧制御発
振器(VCO)、84は周波数変換回路、85はM/M
+1分周器、86は分周器、87はアンド回路を示し、
周波数変換回路84により電圧制御発振器83の発振周
波数が入力信号周波数と同一となるように周波数変換さ
れて、位相比較回路81に於いて位相比較が行われ、位
相比較出力信号がループフィルタ82を介して電圧制御
発振器83の制御電圧となり、入力信号に位相同期化し
た出力信号が得られる。この入力信号を受信クロック信
号とすることにより、位相同期化したクロック信号を発
生することができる。
4は、分周比がMとM+1とに切替える分周器85と、
この分周比の切替えを制御する為の分周器86とアンド
回路87とを有し、電圧制御発振器83の発振周波数と
入力信号周波数とが整数関係でない場合に、電圧制御発
振器83の発振周波数を入力信号周波数と同一となるよ
うに変換するものである。例えば、電圧制御発振器83
の発振周波数が51.84MHzで、受信信号周波数が
1.544MHzの場合、M=33とし、33分周と3
4分周とを行う分周器85とし、33分周を10回に対
して34分周を13回行うことにより、51.84MH
zを1.544MHzに周波数変換することができる。
位相同期発振回路を構成するには、ループ帯域幅を狭く
し、且つループ利得を小さくすることにより、伝送路等
による入力信号の変動の影響を排除することが必要とな
る。しかし、このようにループ帯域幅を狭くし、且つル
ープ利得を小さくすると、周波数追従特性が悪くなり、
入力信号周波数が大きく変化した場合には、同期外れを
生じることになる。即ち、広い周波数引込み範囲を有す
る位相同期発振回路を実現することができなくなる。
ループ利得を大きくすることが考えられる。しかし、そ
の場合は、ダンピングファクタが悪くなり、それによっ
て、出力信号周波数の安定度が低下することになる。反
対に、ループ帯域幅を広くすると、周波数引込み範囲を
広くすることができるが、入力信号周波数の僅かな変動
にも追従することにより、高安定な位相同期発振回路を
構成することができなくなる。即ち、位相同期発振回路
は、相反する特性を有するものであるから、従来例の位
相同期発振回路により広い周波数引込み範囲を有し、且
つ高安定な位相同期発振回路を実現できなかった。
いては、周波数引込み範囲が±20ppm、短期安定度
が5×10-9、ジッタ耐力1.5UI(Unit Interva
l )、10〜150Hzのような特性の位相同期発振回
路が要望され、且つ小型であることが要望されている。
本発明は、前述のような要求特性を満たす特性の位相同
期発振回路を提供することを目的とする。
路は、図1を参照して説明すると、分周による第1の周
波数変換出力信号と入力信号との位相を第1の位相比較
回路1により比較し、第1の周波数変換出力信号の位相
を制御するフィードバックループを有する入力段位相同
期回路2と、第1の位相比較回路1の位相比較出力信号
を基に入力信号の周波数成分を求める演算処理部3と、
分周による第2の周波数変換出力信号と入力信号との位
相を第2の位相比較回路4により比較し、この第2の位
相比較回路4の位相比較出力信号と演算処理部3の演算
出力信号とを基に第2の周波数変換出力信号の位相を制
御するフィードバックループを有する出力段位相同期回
路5とを備えている。
定し、且つ出力段位相同期回路5の時定数を長く設定す
ることができる。
較回路1と、第1の周波数変換出力信号を生成する第1
の非等周期分周回路と、第1の位相比較回路1の位相比
較出力信号に基づいて、第1の非等周期分周回路の分周
比の切替制御を行う第1の進み/遅れ制御部とにより構
成することができる。
の第1の位相比較回路1の位相比較出力信号を基に、入
力信号の平均周波数を求める平均周波数算出部を含む構
成とすることができる。
較回路4と、第2の周波数変換出力信号を生成する第2
の非等周期分周回路と、第2の位相比較回路4の位相比
較出力信号と演算処理部3の演算出力信号とに基づいて
第2の非等周期分周回路の分周比を切替制御する第2の
進み/遅れ制御部とにより構成することができる。
回路1は、入力信号に対する第1の周波数変換出力信号
の位相の進み又は遅れの何れであるかを検出する構成と
することができる。
の第1の位相比較回路1の進み又は遅れの何れか一方の
位相比較出力信号をカウントするカウンタと、このカウ
ンタのカウント内容の時間平均を求める平均値算出部と
を備えて構成することができる。
回路4は、入力信号に対する第2の周波数変換出力信号
の位相の進み又は遅れの何れであるかを検出する構成と
することができる。
換出力信号と、出力段位相同期回路5の第2の周波数変
換出力信号とを、それぞれ第1及び第2の非等周期分周
回路によって固定周波数発振器の出力信号を分周して得
る構成とすることができる。
に加える演算出力信号を、ホールドオーバー信号により
固定する構成とすることができる。
換部6による第1の周波数変換出力信号との位相を第1
の位相比較回路1により比較し、その位相比較出力信号
によって周波数変換部6を制御して、第1の周波数変換
出力信号の位相を入力信号の位相に同期化する。又演算
処理部3は、第1の位相比較回路1の位相比較出力信号
を基に入力信号の周波数成分を求める。又出力段位相同
期回路5は、入力信号と周波数変換部7による第2の周
波数変換出力信号との位相を比較する。演算処理部3
は、入力信号の周波数成分を基に周波数変換部7を制御
すると共に、第2の位相比較回路4の位相比較出力信号
を基に周波数変換出力信号の位相を制御する。即ち、入
力段位相同期回路2により入力信号の周波数に同期化さ
せ、出力段位相同期回路5により入力信号の位相に同期
化させる。
定して、入力信号の周波数に追従して第1の周波数変換
出力信号を制御し、出力段位相同期回路5の時定数を長
くして、入力信号の位相に第2の周波数変換出力信号の
位相を同期化させる。即ち、ループ帯域幅の狭い入力段
位相同期回路2により周波数安定度を高くし、それによ
る周波数変動に対する応答性を、ループ帯域幅の広い出
力段位相同期回路5によって改善することができる。
較回路1と、周波数変換部6を構成する非等周期分周回
路と、第1の進み/遅れ制御部とにより構成し、この第
1の進み/遅れ制御部は、第1の位相比較回路1の位相
比較出力信号に従って、非等周期分周回路の分周比を切
替制御する。それによって、第1の周波数変換出力信号
の周波数を入力信号の周波数に追従して制御することが
できる。
力段位相同期回路2の第1の位相比較回路1の位相比較
出力信号の平均値を求めることにより、入力信号の平均
周波数を求めることができる。
較回路4と、周波数変換部7を構成する第2の非等周期
分周回路と、第2の進み/遅れ制御部とにより構成し、
この第2の進み/遅れ制御部は、第2の位相比較回路4
の位相比較出力信号と演算処理部3の演算出力信号とに
基づいて、第2の非等周期分周回路の分周比を切替制御
して、入力信号の位相に第2の周波数変換出力信号の位
相を同期化させ、これを、入力信号の位相に同期した出
力信号とする。
回路1は、入力信号と周波数変換部6による第1の周波
数変換出力信号との位相を比較し、進み位相であるか又
は遅れ位相であるかを検出する。
の位相比較出力信号が進み位相か又は遅れ位相かを示す
ものであるから、所定時間内の進み位相の位相比較出力
信号をカウンタによりカウントアップする。或いは所定
時間の遅れ位相の位相比較出力信号をカウンタによりカ
ウントアップする。平均値算出部は、カウンタの所定時
間内のカウント内容の平均値を求める。この平均値は、
入力信号の平均周波数に相当するものとなる。
回路4も、入力信号と周波数変換部7による第2の周波
数変換出力信号との位相を比較して、進み位相であるか
又は遅れ位相であるかを検出する。
矢印で示す経路で、入力段位相同期回路2と出力段位相
同期回路5との周波数変換部6,7に加えて、第1,第
2の周波数変換出力信号とすることができる。
ー信号によって、演算処理部3から出力段位相同期回路
5に加える演算出力信号を固定することにより、出力段
位相同期回路5からその直前の周波数及び位相を維持し
た出力信号を得ることができる。
り、入力段位相同期回路10と出力段位相同期回路11
とを有し、演算処理部16は出力段位相同期回路11内
に設けた場合を示す。又12は第1の位相比較回路、1
3は第1の周波数変換回路、14は第1の電圧制御発振
器(VCO)、15は第1のループフィルタ、17は第
2の位相比較回路、18は第2の周波数変換回路、19
は第2のループフィルタ、20は第2の電圧制御発振器
(VCO)である。
出力段位相同期回路11とに、それぞれ電圧制御発振器
14,20を設け、ループフィルタ15,19を介して
制御電圧を加えることにより、電圧制御発振器14,2
0の出力信号位相を制御する場合を示し、入力段位相同
期回路10は、第1の電圧制御発振器14の出力信号周
波数を、第1の周波数変換回路13により入力信号周波
数と同一の周波数となるように周波数変換し、第1の位
相比較回路12により位相を比較し、位相比較出力信号
を第1のループフィルタ15を介して第1の電圧制御発
振器14の制御電圧とする。
制御発振器20の出力信号周波数を、第2の周波数変換
回路18により入力信号周波数と同一の周波数となるよ
うに周波数変換し、第2の位相比較回路17により位相
を比較し、位相比較出力信号を演算処理部16に加え
る。この演算処理部16に、入力段位相同期回路10の
第1の位相比較回路12からの位相比較出力信号も加え
られ、これから周波数成分を求めて、又第2の位相比較
回路17からの位相比較出力信号を位相成分として、第
2のループフィルタ19を介して第2の電圧制御発振器
20に制御電圧を加えることになる。
を狭く、ループ利得を小さくし、出力段位相同期回路1
1のループ帯域幅を広く、ループ利得を大きく設定する
ものであり、入力段位相同期回路10は、入力信号の周
波数変化に追従することができる。出力段位相同期回路
11は、入力段位相同期回路10の制御情報も利用する
ことにより、入力信号の周波数変化に追従し、且つジッ
タを抑圧して安定化した出力信号を得ることができる。
従って、主局又は従属局からのクロック信号を受信し、
その受信クロック信号に位相同期化し、且つ安定化した
クロック信号を発生することができる。
期回路11とにそれぞれ電圧制御発振器14,20を設
けた場合を示すが、共通の固定周波数発振器を設け、位
相制御を、周波数変換回路13,18に於ける分周比の
切替え等により行う構成とすることもできる。
り、21は入力段位相同期回路、22は演算処理部、2
3は出力段位相同期回路、24は第1の位相比較回路、
25は第1の非等周期分周回路、26は第1の進み/遅
れ制御部、27はカウンタ、28はメモリ、29は平均
値算出部、30は固定周波数発振器、31は第2の位相
比較回路、32は第2の非等周期分周回路、33は第2
の進み/遅れ制御部である。前述の図2に示す第1の実
施例は、アナログ制御ループを有する構成であるが、こ
の実施例は、全ディジタル回路構成とした場合を示す。
z、固定周波数発振器30の発振出力信号周波数を5
1.84MHz、出力信号周波数を1.544MHzと
すると、図1の周波数変換部6,7に対応する非等周期
分周回路25,32は、33分周と34分周との切替え
を行う構成を有するものである。固定周波数発振器30
の発振出力信号周波数51.84MHzを33分周する
と、1.571MHzとなり、34分周すると、1.5
25MHzとなる。従って、33分周を10回、34分
周を13回とすることにより、51.84MHzを1.
544MHzに変換することができる。又1.544M
Hzに対して±1%以上の周波数範囲に追従するよう
に、非等周期分周回路の分周比の切替制御することがで
きる。
は、入力信号と第1,第2の非等周期分周回路25,3
2による第1,第2の周波数変換出力信号との位相を比
較し、進み位相であるか又は遅れ位相であるかを示す位
相比較信号を出力する構成とする。従って、フリップフ
ロップ等による比較的簡単な構成で実現することができ
る。
位相比較回路24の位相比較出力信号が、入力信号に対
して第1の周波数変換出力信号の位相が進み位相である
ことを示す時、第1の非等周期分周回路25を制御し
て、その分周比を34に切替えることにより、第1の周
波数変換出力信号の周波数を1.525MHzとする。
即ち、遅れ制御を行う。又反対に、入力信号に対して第
1の周波数変換出力信号の位相が遅れ位相であることを
示す時、第1の非等周期分周回路25を制御して、その
分周比を33に切替えることにより、第1の周波数変換
出力信号の周波数を1.571MHzとする。即ち、進
み制御を行う。
ば、進み/遅れ制御部26が0.5秒間に進み制御を行
った回数をカウントするものであり、このカウント内容
をメモリ28に書込む。このメモリ28に32回分書込
むと、平均値算出部29は、32回分のカウント内容を
加算して例えば1/16とすることにより、1秒間の平
均値を求める。即ち、比較的小さいカウント容量のカウ
ンタ27を用いて、比較的長時間にわたる進み制御回数
について平均値を求めることができる。
Hzの信号を非等周期分周回路25により分周する場合
に、33分周(進み制御)を10回、34分周(遅れ制
御)を13回行った場合、周波数変換出力信号の周波数
は1.544MHzとなる。即ち、進み制御を行った回
数の平均値が10/23であれば、入力信号の周波数は
1.544MHzであることが判り、入力信号の周波数
がこれと異なる場合は、平均値も10/23と異なる値
となる。又進み制御の回数をカウントする代わりに、遅
れ制御の回数をカウントして平均値を求めることもでき
る。
較回路31は、入力信号と第2の非等周期分周回路32
による第2の周波数変換出力信号との位相を比較する。
そして、入力信号に対して第2の周波数変換出力信号の
位相か進み位相であるか又は遅れ位相であるかを示す位
相比較出力信号を、進み/遅れ制御部33に加えること
になる。この進み/遅れ制御部33は、演算処理部22
の平均値算出部29により求めた進み制御の平均値に従
って非等周期分周回路32の分周比の切替制御を行うと
共に、第2の位相比較回路31からの位相比較出力信号
に従って、分周比の切替制御を行うものである。
期分周回路32は、入力信号の平均周波数に対応して分
周比の切替制御が行われ、又入力信号と第2の周波数変
換出力信号との位相差に対応して分周比の切替制御が行
われるから、入力信号の周波数に追従し、且つ入力信号
位相に同期した出力信号を安定に発生することができ
る。又ループフィルタを省略できるディジタル回路によ
り構成したことにより、半導体集積回路化も容易であ
る。
り、41は入力段位相同期回路、42は演算処理部、4
3は出力段位相同期回路、44は第1の位相比較回路、
45は第1の非等周期分周回路、46は第1の進み/遅
れ制御部、47はカウンタ、48はメモリ、49は平均
値算出部、50は初期値作成部、51は進みデータと遅
れデータとを選択出力する選択部、52は平均制御カウ
ンタ、53はタイミング作成部、54は第2の位相比較
回路、55は分周器、56は第2の非等周期分周回路、
57は固定周波数発振器、58は分周器である。
施例の入力段位相同期回路21と同様な構成である。即
ち、固定周波数発振器57からの周波数51.84MH
zの信号を、非等周期分周回路45により分周して第1
の周波数変換出力信号とし、この第1の周波数変換出力
信号と、周波数1.544MHzの入力信号との位相を
第1の位相比較回路44により比較する。そして、入力
信号に対して第1の周波数変換出力信号の位相が進み位
相であるか又は遅れ位相であるかを示す位相比較出力信
号を進み/遅れ制御部46に加えることにより、この進
み/遅れ制御部46から非等周期分周回路45の分周比
の切替制御を行うことになる。
周回路45の進み制御の回数を、演算処理部42のカウ
ンタ47によりカウントする。又分周器58は、第1の
周波数変換出力信号を1/1,544,000に分周し
て、1Hzの信号をカウンタ47とメモリ48とに加え
て、カウンタ47による進み制御回数のカウント内容を
1Hz毎にメモリ48に書込むことになる。
れた例えば16回分のカウント内容を加算して1/16
とすることにより、1秒間の平均進み制御回数を得るこ
とができる。この平均値算出部49により求めた値を初
期作成部50に加え、出力段位相同期回路43の平均制
御カウンタ52にセットする進みデータと遅れデータと
を初期値として作成する。
第2の位相比較回路54からの選択信号に従って、進み
データと遅れデータとの何れかを選択して平均制御カウ
ンタ52に加える。この平均制御カウンタ52は例えば
26段のカウンタを含む構成を有するものであり、タイ
ミング作成部53からのタイミング信号によって、選択
部51により選択された進みデータ又は遅れデータをロ
ードし、出力信号をカウントアップして、非等周期分周
回路56の分周比の切替制御と、タイミング作成部53
の制御とを行うものである。
らの位相比較タイミング信号によってリセットされ、又
1.544MHzの出力信号を1/65,536に分周
してタイミング作成部53に規定時間であることを通知
する。又第2の位相比較回路54は、非等周期分周回路
56からの周波数変換出力信号と入力信号との位相を、
タイミング作成部53からの位相比較タイミング信号に
よって比較し、進み位相であるか又は遅れ位相であるか
を示す位相比較出力信号を、選択部51に選択信号とし
て加える。
58は分子設定部、59は分母設定部、60は除算器を
示し、演算処理部42の初期値作成部50の進みデータ
を作成する部分を示す。初期状態では、分子設定部58
に全体回数Aを設定し、分母設定部59に制御回数Bを
設定する。この制御回数Bは、平均値算出部49によっ
て求めた進み制御の平均回数を示し、全体回数Aは、進
み制御の回数と遅れ制御の回数との和に相当する。
k
分母設定部59に設定されていた値Bを分子設定部58
に設定する。従って、除算器60は、B/Cの除算を行
い、商を初期値k〔1〕とし、剰余Dを分母設定部59
に設定し、この分母設定部59に設定されていた値Cを
分子設定部58に設定する。従って、除算器60は、C
/Dの除算を行い、商を初期値k〔2〕とし、剰余Eを
分母設定部59に設定し、この分母設定部59に設定さ
れていた値Dを分子設定部58に設定する。以下同様に
して、所定数の初期値k〔n〕を作成することができ
る。なお、剰余が零となった場合は、それ以降の除算処
理は終了する。
り、610 〜6125は比較判定回路、620 〜6225は
(a0 )〜(a25)進カウンタであり、26段構成の場
合を示す。又(a0 )〜(a25)進カウンタは(a0 )
<(a1 )<(a2 )<・・・・<(a25)の関係を有
するものである。又1.544MHzの出力信号をカウ
ントし、それによるキャリcyを分周比の大きいカウン
タ側に出力し、且つ分周比の小さいカウンタがキャリc
yを出力していない時は、分周比の大きいカウンタはキ
ャリcyを出力しないように構成する。
れ初期値k
225のカウント内容とを比較し、比較判定回路610 に
於いては、初期値k
時に、非等周期分周回路56に対する切替制御信号を出
力する。又比較判定回路611 は、初期値k〔1〕とカ
ウンタ621 のカウント内容とを比較し、初期値k
〔1〕とカウント値a1 とが等しい時は、(a0 )進カ
ウンタ620 を(k
に制御し、それ以外は(k
うに制御する。
初期値k〔25〕とカウンタ6225のカウント内容とを
比較し、初期値k〔25〕とカウント値a25とが等しい
時は、(a24)進カウンタを(k〔24〕+1)進カウ
ンタとなるように制御し、それ以外は(k〔24〕)進
むカウンタとなるように制御する。なお、初期値k
〔j〕(j=0〜25)が零の場合は、それ以降のカウ
ンタ及び比較判定回路は、前述の制御動作を行わないよ
うに構成する。従って、初期値作成部50に於いて作成
した初期値k〔j〕に対応して、非等周期分周回路56
の分周比の切替制御信号を出力することができる。
タ52のカウンタ620 〜6225のキャリcyが入力さ
れ、タイミング信号を、位相比較回路54には位相比較
タイミング信号として加え、分周器55にはリセット信
号として加え、平均制御カウンタ52にはリセットとロ
ード信号として加える。
行われるタイミングに発生することが必要である。その
為に、例えば、平均制御カウンタ52を構成する26段
のカウンタ620 〜6225の所定のα段のキャリcyを
基にタイミング信号を発生することができる。このα段
のカウンタがキャリcyを出力するまでに、長い時間が
かかるような場合、その間に位相比較が行われないこと
になるから、例えば、分周器55による規定時間を、出
力信号(1.544MHz)のカウントにより識別し
て、タイミング作成部53に通知し、タイミング信号を
出力させることができる。又この規定時間の信号と、前
述のキャリcyとの関係を、設定した種々の条件で判定
して、タイミング信号を出力することもできる。
3からのタイミング信号に従って入力信号と第2の周波
数変換出力信号との位相を比較し、進み位相であるか遅
れ位相であるかを示す位相比較出力信号により選択部5
1を制御して、進みデータ又は遅れデータを平均制御カ
ウンタ52に加えることになる。
号の平均周波数に従って33分周と34分周との切替制
御が行われ、且つ位相比較回路54による入力信号と第
2の周波数変換出力信号との位相比較結果により、33
分周と34分周との切替制御が行われる。従って、入力
信号の周波数が変化しない場合は、その入力信号の位相
に同期して安定化された出力信号となり、又入力信号の
周波数が変化した場合は、その変化に出力信号の周波数
も追従し、その後は安定化された出力信号となる。
に、ループフィルタを必要としない構成となり、且つ全
ディジタル回路構成とすることができるから、半導体集
積回路化が容易である。従って、小型化が可能であると
共に、主局等からのクロック信号に同期化した安定なク
ロック信号を発生することができる。
り、図4と同一符号は同一部分を示し、50Aは初期値
作成部である。この初期値作成部50Aに、入力信号断
検出等によってホールドオーバー信号が加えられた時、
その直前の初期値を作成するもので、それによって、
1.544MHzの出力信号を継続して発生させること
ができる。
バー信号により、例えば、図5に於ける制御回数Bを、
その直前の制御回数として用いることにより、それ以降
は、初期値k〔n〕を繰り返し同一の値として出力する
ことができる。即ち、初期値k〔n〕を同一の値とする
ことにより、入力信号断の場合でも、出力段位相同期回
路43から継続して出力信号を発生することができる。
相比較回路54に点線で示すように加えて、位相誤差無
しを示す位相比較出力信号を選択部51に加える構成と
することもできる。それによって、平均制御カウンタ5
2による非等周期分周回路56の切替制御信号を、その
直前の切替周期を示すものとして、1.544MHzの
出力信号を継続して発生することができる。
て、出力信号は、入力信号とほぼ等しい周波数の場合を
示すが、分周器等を設けて、異なる周波数の関係とする
ことも可能である。又非等周期分周回路56に於ける3
3分周と34分周との切替えに伴う出力信号のジッタを
更に抑圧する為のバンドパス・フィルタを設けることが
できる。又そのジッタを抑圧する為の位相同期回路(P
LL)を付加することも可能である。
号と第1の周波数変換出力信号との位相を比較する第1
の位相比較回路1を有する入力段位相同期回路2と、第
1の位相比較回路1の位相比較出力信号を基に入力信号
の周波数成分を求める演算処理部3と、入力信号と第2
の周波数変換出力信号との位相を比較する第2の位相比
較回路4を有する出力段位相同期回路5とを備え、入力
段位相同期回路2により入力信号の周波数に追従させ、
出力段位相同期回路5により入力信号の位相に追従させ
て、出力信号を得ることができる。従って、同期多重伝
送システムの従属局等に適用して、主局側からのクロッ
ク信号に同期した安定化クロック信号を発生できる利点
がある。又全ディジタル回路化も可能であり、従って、
小型化も容易である利点がある。
Claims (10)
- 【請求項1】 分周による第1の周波数変換出力信号と
入力信号との位相を第1の位相比較回路(1)により比
較して、前記第1の周波数変換出力信号の位相を制御す
るフィードバックループを有する入力段位相同期回路
(2)と、 前記第1の位相比較回路(1)の位相比較出力信号を基
に前記入力信号の周波数成分を求める演算処理部(3)
と、 分周による第2の周波数変換出力信号と前記入力信号と
の位相を第2の位相比較回路(4)により比較し、該第
2の位相比較回路(4)の位相比較出力信号と前記演算
処理部(3)の演算出力信号とを基に前記第2の周波数
変換出力信号の位相を制御するフィードバックループを
有する出力段位相同期回路(5)とを備えたことを特徴
とする位相同期発振回路。 - 【請求項2】 前記入力段位相同期回路(2)の時定数
を短く設定し、且つ前記出力段位相同期回路(5)の時
定数を長く設定したことを特徴とする請求項1記載の位
相同期発振回路。 - 【請求項3】 前記入力段位相同期回路(2)は、前記
第1の位相比較回路(1)と、前記第1の周波数変換出
力信号を生成する第1の非等周期分周回路と、前記第1
の位相比較回路(1)の位相比較出力信号に基づいて、
前記第1の非等周期分周回路の分周比の切替制御を行う
第1の進み/遅れ制御部とを備えたことを特徴とする請
求項1記載の位相同期発振回路。 - 【請求項4】 前記演算処理部(3)は、前記入力段位
相同期回路(2)の前記第1の位相比較回路(1)の位
相比較出力信号を基に、前記入力信号の平均周波数を求
める平均周波数算出部を含むことを特徴とする請求項1
記載の位相同期発振回路。 - 【請求項5】 前記出力段位相同期回路(5)は、前記
第2の位相比較回路(4)と、前記第2の周波数変換出
力信号を生成する第2の非等周期分周回路と、前記第2
の位相比較回路(4)の位相比較出力信号と前記演算処
理部(3)の演算出力信号とに基づいて前記第2の非等
周期分周回路の分周比を切替制御する第2の進み/遅れ
制御部とを備えたことを特徴とする請求項1記載の位相
同期発振回路。 - 【請求項6】 前記入力段位相同期回路(2)の前記第
1の位相比較回路(1)は、前記入力信号に対する前記
第1の周波数変換出力信号の位相の進み又は遅れの何れ
であるかを検出する構成としたことを特徴とする請求項
3記載の位相同期発振回路。 - 【請求項7】 前記演算処理部(3)は、前記入力段位
相同期回路(2)の前記第1の位相比較回路(1)の進
み又は遅れの何れか一方の位相比較出力信号をカウント
するカウンタと、該カウンタのカウント内容の時間平均
を求める平均値算出部とを備えたことを特徴とする請求
項4記載の位相同期発振回路。 - 【請求項8】 前記出力段位相同期回路(5)の前記第
2の位相比較回路(4)は、前記入力信号に対する前記
第2の周波数変換出力信号の位相の進み又は遅れの何れ
であるかを検出する構成としたことを特徴とする請求項
5記載の位相同期発振回路。 - 【請求項9】 前記入力段位相同期回路(2)の前記第
1の周波数変換出力信号と、前記出力段位相同期回路
(5)の前記第2の周波数変換出力信号とを、それぞれ
第1及び第2の非等周期分周回路によって固定周波数発
振器の出力信号を分周して得る構成としたことを特徴と
する請求項1〜8の何れかに記載の位相同期発振回路。 - 【請求項10】 前記演算処理部(3)から前記出力段
位相同期回路(5)に加える演算出力信号を、ホールド
オーバー信号により固定する構成としたことを特徴とす
る請求項1〜9の何れかに記載の位相同期発振回路。
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