JPH0787140A - 直接変換受信機用fsk復調器 - Google Patents
直接変換受信機用fsk復調器Info
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- JPH0787140A JPH0787140A JP22695493A JP22695493A JPH0787140A JP H0787140 A JPH0787140 A JP H0787140A JP 22695493 A JP22695493 A JP 22695493A JP 22695493 A JP22695493 A JP 22695493A JP H0787140 A JPH0787140 A JP H0787140A
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- phase
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- determination
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、無線通信の受信機に使用されるF
SK復調に関するもので、集積回路での構成に適し、小
型、低消費電力で安価なFSK受信機の構成を可能と
し、高速なデータ伝送に対応した復調方式を得ることを
目的とする。 【構成】 IQ信号1、2をI側振幅制限増幅器、Q側
振幅制限増幅器3、4により正負判定し、振幅制限増幅
器3、4と異なるしきい値をもつ振幅制限増幅器5、6
における符号変化の方向と、振幅制限増幅器4の符号の
乗算結果をI側位相判定信号として信号選択回路9に供
給し、振幅制限増幅器3、4と異なるしきい値をもつ振
幅制限増幅器7、8における符号変化の方向と、振幅制
限増幅器3の符号の乗算結果をQ側位相判定信号として
信号選択回路15に供給し、I側位相判定信号とQ側位
相判定信号の差をとることにより、復調結果を得る。
SK復調に関するもので、集積回路での構成に適し、小
型、低消費電力で安価なFSK受信機の構成を可能と
し、高速なデータ伝送に対応した復調方式を得ることを
目的とする。 【構成】 IQ信号1、2をI側振幅制限増幅器、Q側
振幅制限増幅器3、4により正負判定し、振幅制限増幅
器3、4と異なるしきい値をもつ振幅制限増幅器5、6
における符号変化の方向と、振幅制限増幅器4の符号の
乗算結果をI側位相判定信号として信号選択回路9に供
給し、振幅制限増幅器3、4と異なるしきい値をもつ振
幅制限増幅器7、8における符号変化の方向と、振幅制
限増幅器3の符号の乗算結果をQ側位相判定信号として
信号選択回路15に供給し、I側位相判定信号とQ側位
相判定信号の差をとることにより、復調結果を得る。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信の直
接変換受信機に適用される直接変換受信機用FSK復調
器に関するものである。
接変換受信機に適用される直接変換受信機用FSK復調
器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】最近、無線周波搬送波上の周波数偏移変
調(FSK:Frequency Shift Key
ing;フィリケンシイー・シフト・キーイング)信号
を用いた直接変換受信機が集積回路化に適した受信機の
構成として検討されている。
調(FSK:Frequency Shift Key
ing;フィリケンシイー・シフト・キーイング)信号
を用いた直接変換受信機が集積回路化に適した受信機の
構成として検討されている。
【0003】例えば、特開昭55ー14701号公報に
記載されている構成が知られている。以下、図5を参照
して従来のFSKデータ復調器について簡単に説明す
る。
記載されている構成が知られている。以下、図5を参照
して従来のFSKデータ復調器について簡単に説明す
る。
【0004】図5において、アンテナ40A、増幅器4
0Bを介して入力されたFSK受信信号(入力信号)4
0は、ミキサ41に供給されると同時に、ミキサ42に
供給される。一方、局発(局部発振器)43の信号はミ
キサ41と、90度移相器44を通してミキサ42に供
給され、それぞれ入力40の信号と混合することにより
入力信号をダウンコンバートし、ベースバンド信号のみ
を通過する低域通過フィルタ45、46を通し、I信号
47とQ信号48を得る。次に、I信号47、Q信号4
8はそれぞれ振幅制限増幅器49、50を通し、デジタ
ル信号51、52を得る。そして、Dフリップフロップ
53のD入力端子とクロック入力端子に、デジタル信号
51、52を送出し、Dフリップフロップ53の出力信
号54を用いてデータの復号を行なう。
0Bを介して入力されたFSK受信信号(入力信号)4
0は、ミキサ41に供給されると同時に、ミキサ42に
供給される。一方、局発(局部発振器)43の信号はミ
キサ41と、90度移相器44を通してミキサ42に供
給され、それぞれ入力40の信号と混合することにより
入力信号をダウンコンバートし、ベースバンド信号のみ
を通過する低域通過フィルタ45、46を通し、I信号
47とQ信号48を得る。次に、I信号47、Q信号4
8はそれぞれ振幅制限増幅器49、50を通し、デジタ
ル信号51、52を得る。そして、Dフリップフロップ
53のD入力端子とクロック入力端子に、デジタル信号
51、52を送出し、Dフリップフロップ53の出力信
号54を用いてデータの復号を行なう。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかし、以上のような
構成では、通信の高速化等でFSK周波数偏移とデータ
ビットレートの比である変調指数が小さくなると、I、
Qベースバンド信号47、48における1データシンボ
ル当たりの位相変化が少なくなり、振幅制限増幅器4
9、50の出力信号がまばらになることから、復調に誤
差が生じやすくなるという課題を有していた。
構成では、通信の高速化等でFSK周波数偏移とデータ
ビットレートの比である変調指数が小さくなると、I、
Qベースバンド信号47、48における1データシンボ
ル当たりの位相変化が少なくなり、振幅制限増幅器4
9、50の出力信号がまばらになることから、復調に誤
差が生じやすくなるという課題を有していた。
【0006】本発明は、上記課題を解決するもので、I
Qベースバンド信号を複数のしきい値により量子化する
ことにより、IQベースバンド信号からの位相情報をよ
り細かく検出する構成とし、これまでのデジタル復調器
よりも、より高速なFSK通信に対応可能とし、またダ
イレクトコンバージョン受信において問題となるFSK
搬送波、局発間の周波数ずれに対する許容度の大きい直
接変換受信機用FSK復調器を得ることを目的とするも
のである。
Qベースバンド信号を複数のしきい値により量子化する
ことにより、IQベースバンド信号からの位相情報をよ
り細かく検出する構成とし、これまでのデジタル復調器
よりも、より高速なFSK通信に対応可能とし、またダ
イレクトコンバージョン受信において問題となるFSK
搬送波、局発間の周波数ずれに対する許容度の大きい直
接変換受信機用FSK復調器を得ることを目的とするも
のである。
【0007】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の、本発明の技術的解決手段は、前記Iベースバンド信
号の正負判定をする第1のI信号振幅制限増幅器と、お
互いにそれぞれ異なるしきい値によりI信号を2値化す
る第1から第n+1のQ信号振幅制限増幅器を有し、前
記第1から第n+1のQ側振幅制限増幅器の出力信号を
トリガ入力とし、前記第1のI信号振幅制限増幅器の出
力信号を位相入力とするn+1個のQ側位相判定回路を
有し、それぞれの位相判定回路では、トリガ入力に符号
変化が生じた場合、その増減方向を、位相入力の符号と
比較した結果を信号選択回路に供給し、信号選択回路で
は、n+1個それぞれの入力における符号変化を検出し
た場合、その信号を出力信号として選択し出力する構成
とし、前記信号選択回路の出力号を用いて復調を行なう
構成を有している。
の、本発明の技術的解決手段は、前記Iベースバンド信
号の正負判定をする第1のI信号振幅制限増幅器と、お
互いにそれぞれ異なるしきい値によりI信号を2値化す
る第1から第n+1のQ信号振幅制限増幅器を有し、前
記第1から第n+1のQ側振幅制限増幅器の出力信号を
トリガ入力とし、前記第1のI信号振幅制限増幅器の出
力信号を位相入力とするn+1個のQ側位相判定回路を
有し、それぞれの位相判定回路では、トリガ入力に符号
変化が生じた場合、その増減方向を、位相入力の符号と
比較した結果を信号選択回路に供給し、信号選択回路で
は、n+1個それぞれの入力における符号変化を検出し
た場合、その信号を出力信号として選択し出力する構成
とし、前記信号選択回路の出力号を用いて復調を行なう
構成を有している。
【0008】
【作用】本発明は上記構成によって、前記I、Qベース
バンド信号の符号化におけるしきい値を従来よりも多く
とることにより、位相関係の検出回数が多くなり、従来
のデジタル方式においてベースバンド信号の中心付近で
2値化した情報のみに基づいた復調では不可能であっ
た、低変調指数のFSK信号の受信が可能になる。
バンド信号の符号化におけるしきい値を従来よりも多く
とることにより、位相関係の検出回数が多くなり、従来
のデジタル方式においてベースバンド信号の中心付近で
2値化した情報のみに基づいた復調では不可能であっ
た、低変調指数のFSK信号の受信が可能になる。
【0009】また第2に、局部発信器の周波数と、FS
K搬送波周波数との間に周波数ずれがある場合、ダイレ
クトコンバージョンにより得られるIQベースバンド信
号の周波数は変動し、所期の周波数以下になる場合が生
じるが、本構成では従来のデジタル復調方式よりも多く
のサンプル点から位相情報を得ているため、このように
ベースバンド周波数が低くなる場合においても復調が可
能であり、局部発信器の周波数ずれに対する許容幅が大
きくなる。
K搬送波周波数との間に周波数ずれがある場合、ダイレ
クトコンバージョンにより得られるIQベースバンド信
号の周波数は変動し、所期の周波数以下になる場合が生
じるが、本構成では従来のデジタル復調方式よりも多く
のサンプル点から位相情報を得ているため、このように
ベースバンド周波数が低くなる場合においても復調が可
能であり、局部発信器の周波数ずれに対する許容幅が大
きくなる。
【0010】また第3に、以上の構成により、集積回路
化が難しいベースバンド周波数帯における広帯域90度
移相器を用いることなくFSK復調器が実現できる。
化が難しいベースバンド周波数帯における広帯域90度
移相器を用いることなくFSK復調器が実現できる。
【0011】また第4に、復調処理全体をデジタル信号
処理により実現できることから、復調器全体の集積回路
化が容易であり、復調機の小型化と低消費電力化が同時
に実現できる。
処理により実現できることから、復調器全体の集積回路
化が容易であり、復調機の小型化と低消費電力化が同時
に実現できる。
【0012】
【実施例】以下、図1、図3、図4を参照しながら本発
明の第1の実施例について説明する。
明の第1の実施例について説明する。
【0013】図1は、本発明の第1の実施例における直
接変換受信機用FSK復調器の主要回路系統図である。
なお、以下、任意のしきい値を持つ振幅制限増幅器の数
nを2とした場合について、復調動作を説明する。
接変換受信機用FSK復調器の主要回路系統図である。
なお、以下、任意のしきい値を持つ振幅制限増幅器の数
nを2とした場合について、復調動作を説明する。
【0014】図1において、40Aはアンテナ、40B
は増幅器、41及び42はミキサ、43は局部発振器
(局発)、44は90度移相器、45、46は低域通過
フィルタ、1、2は直接変換により得られるIQベース
バンド信号であり、以上は図5を用いて説明した従来の
構成と同様なものである。
は増幅器、41及び42はミキサ、43は局部発振器
(局発)、44は90度移相器、45、46は低域通過
フィルタ、1、2は直接変換により得られるIQベース
バンド信号であり、以上は図5を用いて説明した従来の
構成と同様なものである。
【0015】図1において、図5と異なる点は、I信号
を正負判定する第1のI側振幅制限増幅器3、Q信号を
正負判定する第1のQ側振幅制限増幅器4、I側におい
てHしきい値を持つH振幅制限増幅器5、I側において
Lしきい値を持つL振幅制限増幅器6、Q側においてH
しきい値を持つH振幅制限増幅器7、Q側においてLし
きい値を持つL振幅制限増幅器8、それぞれ前記第1の
振幅制限増幅器3〜8の出力信号を位相入力とし、H、
L振幅制限増幅器の出力信号をトリガ入力とする位相判
定回路9〜14、信号選択回路15、低域通過フィルタ
16を新たに設けた点である。
を正負判定する第1のI側振幅制限増幅器3、Q信号を
正負判定する第1のQ側振幅制限増幅器4、I側におい
てHしきい値を持つH振幅制限増幅器5、I側において
Lしきい値を持つL振幅制限増幅器6、Q側においてH
しきい値を持つH振幅制限増幅器7、Q側においてLし
きい値を持つL振幅制限増幅器8、それぞれ前記第1の
振幅制限増幅器3〜8の出力信号を位相入力とし、H、
L振幅制限増幅器の出力信号をトリガ入力とする位相判
定回路9〜14、信号選択回路15、低域通過フィルタ
16を新たに設けた点である。
【0016】なお、ここで、振幅制限増幅器5、6にお
ける2つの任意のしきい値は、第1の振幅制限増幅器
3、4のしきい値よりも高いものと低いものを設定した
ものとし、説明の便宜上、前記第1の振幅制限増幅器
3、4のしきい値よりも高いしきい値をHしきい値、低
いしきい値をLしきい値と称している。
ける2つの任意のしきい値は、第1の振幅制限増幅器
3、4のしきい値よりも高いものと低いものを設定した
ものとし、説明の便宜上、前記第1の振幅制限増幅器
3、4のしきい値よりも高いしきい値をHしきい値、低
いしきい値をLしきい値と称している。
【0017】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。まず、Iベースバンド信号を振幅制限増幅
器3、5、6において2値化し、位相判定回路9、1
0、11のトリガ入力とし、一方、Qベースバンド信号
を第1の振幅制限増幅器4において2値化し、位相判定
回路9、10、11の位相入力とした場合について説明
する。
を説明する。まず、Iベースバンド信号を振幅制限増幅
器3、5、6において2値化し、位相判定回路9、1
0、11のトリガ入力とし、一方、Qベースバンド信号
を第1の振幅制限増幅器4において2値化し、位相判定
回路9、10、11の位相入力とした場合について説明
する。
【0018】図3は、この場合における復調動作の実施
例である。図3(a)において、I信号、Q信号はマー
クを送信した場合におけるI、Qベースバンド信号1、
2の関係を図示したものであり、I信号はQ信号に比べ
90度位相が進んでいるものとする。また、図3(b)
はスペースを送信した場合であり、I信号はQ信号に比
べ90度位相が遅れている。
例である。図3(a)において、I信号、Q信号はマー
クを送信した場合におけるI、Qベースバンド信号1、
2の関係を図示したものであり、I信号はQ信号に比べ
90度位相が進んでいるものとする。また、図3(b)
はスペースを送信した場合であり、I信号はQ信号に比
べ90度位相が遅れている。
【0019】そして位相判定回路9、10、11は、ト
リガ入力に符号の変化が生じた場合、その変化が立ち上
がりか、立ち下がりかを判定する。ここで、トリガ入力
において、立ち上がりが検出されるということは、即ち
その時点における信号の微係数が正であるということで
ある。ここで、図3(a)において、I信号の微分は、
I信号から90度位相が遅れた信号が得られるため、I
信号から90度位相が進んでいるQ信号と逆相となる。
また、図3(b)においては、I信号の微分は、Q信号
と同相となる。即ち、I信号の微係数の正負を、Q信号
の正負と比較し、同一の符号が得られるか否かによっ
て、送信信号のマーク、スペースを判定することができ
る。
リガ入力に符号の変化が生じた場合、その変化が立ち上
がりか、立ち下がりかを判定する。ここで、トリガ入力
において、立ち上がりが検出されるということは、即ち
その時点における信号の微係数が正であるということで
ある。ここで、図3(a)において、I信号の微分は、
I信号から90度位相が遅れた信号が得られるため、I
信号から90度位相が進んでいるQ信号と逆相となる。
また、図3(b)においては、I信号の微分は、Q信号
と同相となる。即ち、I信号の微係数の正負を、Q信号
の正負と比較し、同一の符号が得られるか否かによっ
て、送信信号のマーク、スペースを判定することができ
る。
【0020】図3は、前記位相判定回路9、10、11
において、トリガ入力信号に立ち上がりが検出された場
合はHのパルス、立ち下がりが検出された場合はLのパ
ルスを発生するものとしたとき、その時点での前記Q信
号の正負判定である位相入力信号との比較を行ない、同
一符号であればHパルスを、異符号であればLパルスを
信号選択回路15に出力するものである。
において、トリガ入力信号に立ち上がりが検出された場
合はHのパルス、立ち下がりが検出された場合はLのパ
ルスを発生するものとしたとき、その時点での前記Q信
号の正負判定である位相入力信号との比較を行ない、同
一符号であればHパルスを、異符号であればLパルスを
信号選択回路15に出力するものである。
【0021】信号選択回路15は、入力に加えられたパ
ルス信号を後着順に出力する。ここで、図3(a)、
(b)における選択信号は、位相判定回路9、10、1
1により信号選択回路15に加えられたパルス信号によ
るものである。この選択信号を、低域通過フィルタ16
に通す事により、復調結果が得られる。
ルス信号を後着順に出力する。ここで、図3(a)、
(b)における選択信号は、位相判定回路9、10、1
1により信号選択回路15に加えられたパルス信号によ
るものである。この選択信号を、低域通過フィルタ16
に通す事により、復調結果が得られる。
【0022】なお、以上の説明では、I信号において複
数のしきい値をもって2値化を行なう場合について説明
したが、Iベースバンド信号1とQベースバンド信号2
は対称であるため、I信号とQ信号を逆にした場合につ
いても同様の結果が成り立つ。図1は、Qベースバンド
信号2についても複数のしきい値で2値化して復調する
構成であるが、I信号とQ信号を逆にした場合、得られ
る復調結果も反転するため、信号選択回路15において
はQ側の位相判定回路12、13、14の復調結果は反
転において、信号選択を行う必要がある。
数のしきい値をもって2値化を行なう場合について説明
したが、Iベースバンド信号1とQベースバンド信号2
は対称であるため、I信号とQ信号を逆にした場合につ
いても同様の結果が成り立つ。図1は、Qベースバンド
信号2についても複数のしきい値で2値化して復調する
構成であるが、I信号とQ信号を逆にした場合、得られ
る復調結果も反転するため、信号選択回路15において
はQ側の位相判定回路12、13、14の復調結果は反
転において、信号選択を行う必要がある。
【0023】図4は、位相判定回路9〜14の構成の一
実施例である。20は両エッジ検出回路、21はパルス
幅を調整するための1ショットトリガ回路、22はAN
D回路、23はEXOR回路、24はスリーステート回
路である。25は位相判定回路のトリガ入力端子、26
は位相入力端子、27は出力端子である。
実施例である。20は両エッジ検出回路、21はパルス
幅を調整するための1ショットトリガ回路、22はAN
D回路、23はEXOR回路、24はスリーステート回
路である。25は位相判定回路のトリガ入力端子、26
は位相入力端子、27は出力端子である。
【0024】以上のような構成において、位相判定回路
の動作について説明する。ここで、トリガ入力端子28
に加えられた信号に符号変化が生じると、両エッジ検出
回路20はパルスを1ショットトリガ回路21に供給
し、ある一定時間幅のパルスをAND回路22とスリー
ステート回路24のゲート入力端に供給する。ここで、
AND回路22に1ショットトリガ回路21からパルス
が供給されたとすると、そのときのAND回路22の出
力信号がHであった場合は、符号変化後にHがトリガ入
力端子25に供給されているのであるから、立ち上が
り、同様にAND回路22の出力信号がLである場合は
立ち下がりを検出したことになる。そして、EXOR回
路23は、位相入力端26に供給されている信号との符
号の比較をし、不一致である場合にのみHをスリーステ
ート回路24に供給する。ここで、位相判定回路は、前
述した通り、トリガ入力端に立ち上がりが検出された場
合、位相入力がHであった場合にはHパルスを出力する
必要があるため、スリーステート回路24はNOTとし
て整合性をもたせた。そして、スリーステート回路24
は、1ショットトリガ回路21によって定められた時間
幅のパルスを送出することにより、位相判定回路の動作
を行なう。
の動作について説明する。ここで、トリガ入力端子28
に加えられた信号に符号変化が生じると、両エッジ検出
回路20はパルスを1ショットトリガ回路21に供給
し、ある一定時間幅のパルスをAND回路22とスリー
ステート回路24のゲート入力端に供給する。ここで、
AND回路22に1ショットトリガ回路21からパルス
が供給されたとすると、そのときのAND回路22の出
力信号がHであった場合は、符号変化後にHがトリガ入
力端子25に供給されているのであるから、立ち上が
り、同様にAND回路22の出力信号がLである場合は
立ち下がりを検出したことになる。そして、EXOR回
路23は、位相入力端26に供給されている信号との符
号の比較をし、不一致である場合にのみHをスリーステ
ート回路24に供給する。ここで、位相判定回路は、前
述した通り、トリガ入力端に立ち上がりが検出された場
合、位相入力がHであった場合にはHパルスを出力する
必要があるため、スリーステート回路24はNOTとし
て整合性をもたせた。そして、スリーステート回路24
は、1ショットトリガ回路21によって定められた時間
幅のパルスを送出することにより、位相判定回路の動作
を行なう。
【0025】また、位相判定回路9〜14から発生する
パルスの幅を長くする事により、前記低域通過フィルタ
16を省くことができる。
パルスの幅を長くする事により、前記低域通過フィルタ
16を省くことができる。
【0026】次に以下、図2を参照しながら本発明の第
2の実施例について説明する。図2は、本発明の第2の
実施例における直接変換受信機用FSK復調器の主要回
路系統図である。
2の実施例について説明する。図2は、本発明の第2の
実施例における直接変換受信機用FSK復調器の主要回
路系統図である。
【0027】図2において、図1の構成と異なる点は、
位相判定回路を共用することで、回路素子数を削減した
ことである。すなわち、図1における位相判定回路9、
14のかわりに、スリーステート回路30、31、3
2、33を用いている。
位相判定回路を共用することで、回路素子数を削減した
ことである。すなわち、図1における位相判定回路9、
14のかわりに、スリーステート回路30、31、3
2、33を用いている。
【0028】以上のような構成において、以下その動作
を説明する。この第2の実施例における主要な動作は、
前記第1の実施例と同様であるので、特に相違点につい
て説明を行なう。
を説明する。この第2の実施例における主要な動作は、
前記第1の実施例と同様であるので、特に相違点につい
て説明を行なう。
【0029】まず、第1のI側振幅制限増幅器3の出力
がHである場合、Iベースバンド信号1の振幅は常に正
であるため、I側L振幅制限増幅器6からトリガ信号が
出力されることはない。同様に、第1のI側振幅制限増
幅器3の出力がLである場合、I側H振幅制限増幅器5
からトリガ信号が出力されることはない。
がHである場合、Iベースバンド信号1の振幅は常に正
であるため、I側L振幅制限増幅器6からトリガ信号が
出力されることはない。同様に、第1のI側振幅制限増
幅器3の出力がLである場合、I側H振幅制限増幅器5
からトリガ信号が出力されることはない。
【0030】従って、第1のI側振幅制限増幅器3の出
力信号の符号によって、トリガ入力を切り替える事によ
り、図1における位相判定回路9と10を共用すること
が可能である。即ち、図2では、スリーステート回路3
0、31により、第1の振幅制限増幅器3の出力がHの
場合はI側H振幅制限増幅器5の出力を、第1の振幅制
限増幅器3の出力がLの場合はI側L振幅制限増幅器6
の出力を位相判定回路10に供給する構成とする事によ
り、位相判定回路10の共用を行なっている。
力信号の符号によって、トリガ入力を切り替える事によ
り、図1における位相判定回路9と10を共用すること
が可能である。即ち、図2では、スリーステート回路3
0、31により、第1の振幅制限増幅器3の出力がHの
場合はI側H振幅制限増幅器5の出力を、第1の振幅制
限増幅器3の出力がLの場合はI側L振幅制限増幅器6
の出力を位相判定回路10に供給する構成とする事によ
り、位相判定回路10の共用を行なっている。
【0031】Qベースバンド信号2の復調処理について
も同様であり、スリーステート回路32、33を設ける
事により、図1において必要であった位相判定回路14
を省くことができる。
も同様であり、スリーステート回路32、33を設ける
事により、図1において必要であった位相判定回路14
を省くことができる。
【0032】以上の説明から明らかなように、本実施例
によれば、より少ない回路素子により、実施例1と同等
の復調動作を行なうことができる。
によれば、より少ない回路素子により、実施例1と同等
の復調動作を行なうことができる。
【0033】また、いずれの実施例でも、デジタル復調
器の構成としながら、前記IQ信号を2値化するための
振幅制限増幅器の数を複数個設けることにより、以前の
単一で2値化していた復調器よりも細かい位相関係の捕
捉が可能であるため、より高速なFSK通信が可能とな
る。また、従来のデジタル復調器に比べ、復調結果にお
けるジッタ量が減少するため高感度の受信が可能とな
る。
器の構成としながら、前記IQ信号を2値化するための
振幅制限増幅器の数を複数個設けることにより、以前の
単一で2値化していた復調器よりも細かい位相関係の捕
捉が可能であるため、より高速なFSK通信が可能とな
る。また、従来のデジタル復調器に比べ、復調結果にお
けるジッタ量が減少するため高感度の受信が可能とな
る。
【0034】また、いずれの実施例でも、前記振幅制限
増幅器と前記位相判定回路は任意の数で設けることが可
能であるため通信速度に合った復調系を設計できる。
増幅器と前記位相判定回路は任意の数で設けることが可
能であるため通信速度に合った復調系を設計できる。
【0035】また、いずれの実施例でも、直接変換受信
機の構成であり、デジタル信号処理で復調動作が可能で
あるため集積回路化に適した復調方式が得られたことに
なる。
機の構成であり、デジタル信号処理で復調動作が可能で
あるため集積回路化に適した復調方式が得られたことに
なる。
【0036】また、いずれの実施例でも、受信方式は、
直接変換受信方式とした場合について説明したが、搬送
波信号を中間周波数信号とすれば、ヘテロダイン方式の
復調方式として、本発明の復調方式を適用できることは
明らかである。
直接変換受信方式とした場合について説明したが、搬送
波信号を中間周波数信号とすれば、ヘテロダイン方式の
復調方式として、本発明の復調方式を適用できることは
明らかである。
【0037】
【発明の効果】以上のように、本発明による構成による
復調器は、第1に、前記I、Qベースバンド信号の位相
関係の検出回数を多くすることにより、従来のデジタル
方式においてベースバンド信号の中心付近で2値化した
情報のみに基づいた復調では困難であった低変調指数の
FSK信号の受信が可能になる。
復調器は、第1に、前記I、Qベースバンド信号の位相
関係の検出回数を多くすることにより、従来のデジタル
方式においてベースバンド信号の中心付近で2値化した
情報のみに基づいた復調では困難であった低変調指数の
FSK信号の受信が可能になる。
【0038】第2に、局部発信器の周波数と、FSK搬
送波周波数との間に周波数ずれがある場合、ダイレクト
コンバージョンにより得られるIQベースバンド信号の
周波数は変動し、所期の周波数以下になる場合が生じる
が、この場合においても従来のデジタル復調方式よりも
多くのサンプル点から位相情報を得ているため、ベース
バンド周波数が低い場合においても復調が可能であり、
局部発信器の周波数ずれに対する許容幅が大きくなる。
送波周波数との間に周波数ずれがある場合、ダイレクト
コンバージョンにより得られるIQベースバンド信号の
周波数は変動し、所期の周波数以下になる場合が生じる
が、この場合においても従来のデジタル復調方式よりも
多くのサンプル点から位相情報を得ているため、ベース
バンド周波数が低い場合においても復調が可能であり、
局部発信器の周波数ずれに対する許容幅が大きくなる。
【0039】第3に、以上の構成により、集積回路化が
難しいベースバンド周波数帯における広帯域90度移相
器を用いることなくFSK復調器が実現できる。
難しいベースバンド周波数帯における広帯域90度移相
器を用いることなくFSK復調器が実現できる。
【0040】第4に、復調処理全体をデジタル信号処理
により実現できることから、復調器全体の集積回路化が
容易であり、復調機の小型化と低消費電力化が同時に実
現できる。
により実現できることから、復調器全体の集積回路化が
容易であり、復調機の小型化と低消費電力化が同時に実
現できる。
【0041】本発明により、直接変換受信機の構成で、
等価的な変調指数が小さくなる高速FSKデータ伝送へ
の対応、局部発振周波数ずれの許容幅の拡大等が期待で
き、また低消費電力化への対応も可能で、かつ集積回路
化が可能であるため小形および低価格化に対応でき、そ
の工業的な効果は大きい。
等価的な変調指数が小さくなる高速FSKデータ伝送へ
の対応、局部発振周波数ずれの許容幅の拡大等が期待で
き、また低消費電力化への対応も可能で、かつ集積回路
化が可能であるため小形および低価格化に対応でき、そ
の工業的な効果は大きい。
【図1】本発明の第1の実施例における直接変換受信機
用FSK復調器の主要部を示す回路系統図
用FSK復調器の主要部を示す回路系統図
【図2】本発明の第2の実施例における直接変換受信機
用FSK復調器の主要部を示す回路系統図
用FSK復調器の主要部を示す回路系統図
【図3】本発明の第1の実施例における復調動作を示す
要部波形図
要部波形図
【図4】本発明の第1の実施例における直接変換受信機
用FSK復調器の復号信号処理回路の回路系統図
用FSK復調器の復号信号処理回路の回路系統図
【図5】従来の受信機の構成によるFSK復調方式を適
用した復調回路の主要部を示す回路系統図
用した復調回路の主要部を示す回路系統図
1 Iベースバンド信号 2 Qベースバンド信号 3 第1のI側振幅制限増幅器 4 第1のQ側振幅制限増幅器 5 I側H振幅制限増幅器 6 I側L振幅制限増幅器 7 Q側H振幅制限増幅器 8 Q側L振幅制限増幅器 9〜14 位相判定回路 15 信号選択回路 16 低域通過フィルタ 20 両エッジ検出回路 21 1ショットトリガ回路 22 AND回路 23 EXOR回路 24 スリーステート回路 25 トリガ入力端子 26 位相入力端子 27 出力端子 30〜33 スリーステート回路 40 入力 41、42 ミキサ 43 局発 44 90度移相器 45、46 低域通過フィルタ 47 I信号 48 Q信号 49、50 振幅制限増幅器 51、52 デジタル信号 53 Dフリップフロップ 54 出力信号
フロントページの続き (72)発明者 原田 博之 石川県金沢市彦三町二丁目1番45号 株式 会社松下通信金沢研究所内
Claims (6)
- 【請求項1】 お互いに直交位相で、周波数偏移変調信
号の周波数偏移の正負により相対的に反転する位相関係
にあるベースバンド信号I、Qの振幅の中点にそれぞれ
しきい値を設け、前記I信号を正負判定する第1のI側
電圧比較器と、前記Q信号を正負判定する第1のQ側電
圧比較器と、前記第1のI側電圧比較器の出力信号を位
相入力とし、前記第1のQ側電圧比較器の出力信号をト
リガ入力とし、第1のI側判定信号を出力するI側位相
判定回路と、前記Q側電圧比較器の出力信号を位相入力
とし、前記第1のI側電圧比較器の出力信号をトリガ入
力とし、第1のI側判定信号を出力するQ側位相判定回
路と、前記I側判定信号と前記Q側判定信号とを入力と
し、選択信号を出力する信号選択回路と、前記信号選択
回路の出力信号により、データ復調を行なうデータ復調
手段とを具備する直接変換受信機用FSK復調器。 - 【請求項2】 請求項1の構成に加え、ベースバンド信
号I、Qの振幅の中点付近に互いに値の異なるしきい値
を任意のn個設け、mを2からn+1までの整数とし、
I信号を前記第mのしきい値により2値化する第mのI
側電圧比較器群と、Q信号を前記第mのしきい値により
2値化する第mのQ側電圧比較器群と、請求項1に記載
の第1のI側電圧比較器の出力信号を位相入力とし、前
記第mのQ側電圧比較器の出力信号をトリガ入力とし、
第mのI側判定信号を出力する第mのI側位相判定回路
群と、請求項1に記載の第1のQ側電圧比較器の出力信
号を位相入力とし、前記第mのI側電圧比較器群の出力
信号をトリガ入力とし、I側判定信号を出力するQ側位
相判定回路群と、前記第1から第n+1のI側判定信号
と前記第1から第n+1のQ側判定信号とを入力とし、
選択信号を出力する信号選択回路と、前記信号選択回路
の出力信号により、データ復調を行なうデータ復調手段
とを具備する直接変換受信機用FSK復調器。 - 【請求項3】 位相判定回路として、トリガ入力信号の
符号変化を検出し、符号変化が正から負の場合、位相入
力信号と同符号の判定信号を出力し、符号変化が負から
正の場合、位相入力信号を反転した符号の判定信号を出
力する請求項1、2いずれかに記載の直接変換受信機用
FSK復調器。 - 【請求項4】 位相判定回路として、トリガ入力信号の
符号変化を検出し、符号変化が正から負の場合、位相入
力信号と反転した符号の判定信号を出力し、符号変化が
負から正の場合、位相入力信号と同符号の判定信号を出
力する請求項1、2いずれかに記載の直接変換受信機用
FSK復調器。 - 【請求項5】 信号選択回路として、それぞれの入力信
号を監視し、I側判定信号の信号入力があった場合にそ
のI側判定信号と同符号の信号を、Q側判定信号の信号
入力があった場合にそのQ側判定信号の符号を反転した
信号を、後着順に出力する請求項1、2いずれかに記載
の直接変換受信機用FSK復調器。 - 【請求項6】 信号選択回路として、それぞれの入力信
号を監視し、I側判定信号の信号入力があった場合にそ
のI側判定信号と同符号の信号を、Q側判定信号の信号
入力があった場合にそのQ側判定信号の符号を反転した
信号を、信号入力検出時よりある一定時間出力する請求
項1、2いずれかに記載の直接変換受信機用FSK復調
器。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22695493A JPH0787140A (ja) | 1993-09-13 | 1993-09-13 | 直接変換受信機用fsk復調器 |
US08/302,982 US5617451A (en) | 1993-09-13 | 1994-09-12 | Direct-conversion receiver for digital-modulation signal with signal strength detection |
CNB011452285A CN1170399C (zh) | 1993-09-13 | 1994-09-13 | 一种移频键控解调器 |
CN94116307.5A CN1097922C (zh) | 1993-09-13 | 1994-09-13 | 直接变换接收机及其移频键控解调器 |
US09/332,078 US6236690B1 (en) | 1993-09-13 | 1999-06-14 | Direct-conversion receiver for digital-modulation signal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22695493A JPH0787140A (ja) | 1993-09-13 | 1993-09-13 | 直接変換受信機用fsk復調器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0787140A true JPH0787140A (ja) | 1995-03-31 |
Family
ID=16853225
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22695493A Pending JPH0787140A (ja) | 1993-09-13 | 1993-09-13 | 直接変換受信機用fsk復調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0787140A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8737537B2 (en) | 2006-03-29 | 2014-05-27 | Thomson Licensing | Frequency translation module frequency limiting amplifier |
-
1993
- 1993-09-13 JP JP22695493A patent/JPH0787140A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8737537B2 (en) | 2006-03-29 | 2014-05-27 | Thomson Licensing | Frequency translation module frequency limiting amplifier |
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